JP2020501164A - マルチアンテナ送信機の出発角度の識別 - Google Patents

Abstract

信号の処理方法は、１つの無線送信機（２４）の少なくとも第１および第２のアンテナ（３４）からそれぞれ送信された、少なくとも第１および第２の信号を所与の位置で受信するステップを含む。少なくとも第１および第２の信号は、マルチキャリア符号化方式を使用して、送信された信号の間の所定の循環遅延で、同一のデータを符号化する。受信された第１および第２の信号は、第１および第２の信号間の位相遅延の大きさを導出するために、循環遅延を使用して処理される。位相遅延の大きさに基づいて、無線アクセスポイントから所与の位置への第１および第２の信号の出発角度が推定される。【選択図】図２

Description

本発明は、一般に無線通信システムに関し、特に無線ネットワーク信号に基づく位置特定の方法に関する。

セルラ電話などの移動無線送受信機の位置を見つけるための様々な技術が当該技術分野において知られている。例えば、ほとんどすべての携帯電話は現在、静止衛星から受信した信号から位置座標を導出する全地球測位システム（ＧＰＳ）受信機を有する。しかし、衛星は弱い衛星信号に依存しているため、ＧＰＳは屋内や混雑した都会の環境では機能しない。セルラネットワークは、セルラ電話と複数のセルラアンテナとの間で送受信される信号に基づいて電話の位置を三角測量することもできるが、この技術は不正確で信頼性が低い。

既存の無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）インフラストラクチャに基づく屋内位置特定のための多くの方法が提案されている。そのようなアプローチの１つは、例えば、ＳＩＧＣＯＭＭ‘１５（Ｌｏｎｄｏｎ、ＵＫ、２０１５年８月１７−２１日）において発行されたＫｏｔａｒｕ他著「ＳｐｏｔＦｉ：ＷｉＦｉを使用したデシメートルレベル位置特定」に記載されている。著者らによると、ＳｐｏｔＦｉはアクセスポイントから受信したマルチパス要素の到来角（ＡｏＡ）を計算し、そしてフィルタリングと推定技術を使って位置特定ターゲットとアクセスポイント間の直接経路の到来角（ＡｏＡ）を特定する。

別の例として、米国特許出願公開第２００９／０２４３９３２号（特許文献１）は、モバイル機器の位置を特定するための方法を記載している。この方法は、複数の既知の場所間で信号を送信するステップと、未知の場所にある１台のモバイル機器などの装置でその信号を受信するステップとを含む。その信号は、異なる周波数を有し、残留位相差の組をもたらす複数のトーンを含み得る。そのモバイル機器の位置は、既知の位置と送信されたトーン間の周波数および位相差とを使用して決定され得る。一実施形態では、モバイル機器の位置を決定するために、アクセスポイントとモバイル機器との間で直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号が使用され得る。

さらなる例として、米国特許出願公開第２０１６／００３３６１４号（特許文献２）には、無線通信ネットワークにおけるメインローブおよびグレーティングローブの識別を含む方向探知（ＤＦ）位置特定の方法が記載されている。受信機は、第１のチャネル周波数にわたって複数のアンテナに関連付けられた無線信号に対して方向探知（ＤＦ）アルゴリズムを実行し、第１の方向探知（ＤＦ）解のセットを推定する。受信機は、第２のチャネル周波数にわたって複数のアンテナに関連付けられた無線信号に対して方向探知（ＤＦ）アルゴリズムを実行し、第２の方向探知（ＤＦ）解のセットを推定する。次に、受信機は、第１のＤＦ解のセットと第２のＤＦ解のセットとを比較することによって正しいＤＦ解（例えば、メインローブ方向）を識別する。

ほとんどの現在のＷＬＡＮは、ＩＥＥＥによって公布された８０２．１１規格のセットに従って動作する。このファミリーの中で、ＩＥＥＥ ８０２．１１ｎ−２００９規格（一般に単に「８０２．１１ｎ」と呼ばれる）は、「多入力多出力」（ＭＩＭＯ）送信および受信によってデータレートを増加させるための多アンテナの使用を定義している。ＭＩＭＯは、帯域幅の１つのスペクトルチャネル内で複数の独立したデータストリームを空間的に多重化する空間分割多重化（ＳＤＭ）によって、送信機および受信機が単一アンテナを用いて可能であるよりも多くの情報をコヒーレントに分解できるようにする。より新しい８０２．１１ａｃ規格も同様に、８０２．１１ｎよりも多数の空間ストリームおよびより高い伝送速度で、ＭＩＭＯ伝送をサポートする。

米国特許出願公開第２００９／０２４３９３２号 米国特許出願公開第２０１６／００３３６１４号

以下に記載される本発明のいくつかの実施形態は、無線アクセスポイント信号から指向性情報を抽出するための改善された方法、ならびにそのような情報を導き出しそしてそれを利用する装置およびシステムを提供する。

したがって、本発明の一実施形態によれば、１つの無線送信機の少なくとも第１および第２のアンテナからそれぞれ送信された、少なくとも第１および第２の信号を所与の位置で受信する信号の処理方法が提供される。少なくとも第１および第２の信号は、マルチキャリア符号化方式を使用して、送信された信号の間の所定の循環遅延で同一のデータを符号化する。第１および第２の信号間の位相遅延の大きさを導出するために、循環遅延を使用して、受信された第１および第２の信号が処理される。位相遅延の大きさに基づいて、無線アクセスポイントから所与の位置への第１および第２の信号の出発角度が推定される。

いくつかの実施形態では、少なくとも第１および第２の信号を受信するステップは、携帯電話に設置された全方向性アンテナのような単一の受信アンテナを介して少なくとも第１および第２の信号を受信するステップを有する。

追加的または代替的に、マルチキャリア符号化方式は直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式を有する。いくつかの実施形態では、無線送信機は、８０２．１１規格に従って動作する無線アクセスポイントである。

開示された実施形態では、受信された第１および第２の信号を処理するステップは、受信信号内の少なくとも２つの時間−周波数ビンを選択するステップと、選択されたビンのそれぞれの循環シフトに応じて位相遅延の大きさを計算するステップとを有する。いくつかの実施形態では、少なくとも２つの時間−周波数ビンを選択するステップは、マルチキャリア符号化方式内の選択された１つの周波数において、送信機により送信された１つのフレーム内の異なるそれぞれの第１および第２のシンボル内で、第１と第２のビンをサンプリングするステップを有する。他の実施形態では、少なくとも２つの時間−周波数ビンを選択するステップは、マルチキャリア符号化方式内の異なるそれぞれの第１および第２の周波数において、送信機により送信された１つの選択されたシンボル内で、第１と第２のビンをサンプリングするステップを有する。

開示された実施形態では、少なくとも２つの時間−周波数ビンを選択するステップは、標準循環シフトに基づいて逆極性位相を有する第１および第２のビンを選択するステップを有する。追加的にまたは選択的に、位相遅延の大きさを計算するステップは、選択された時間−周波数ビンから抽出された信号に線形変換を適用するステップを有する。

他の実施形態では、受信した第１および第２の信号を処理するステップは、第１および第２の信号にわたって時間相関関数を計算するステップと、時間相関関数におけるピーク間の時間差に応じて位相遅延の大きさを求めるステップと、を有する。開示された実施形態では、無線通信規格に従って所定の周期で信号内で繰り返される、１つ以上のシンボルにわたって相関が計算され、それによって時間的相関関数のピークは所定の周期に対応する周期性を有し、そしてこの大きさを発見するステップは、周期性に応答して、１つ以上のピークの対を識別するステップを含み、ここで各ペアにおけるピーク間の時間差はその所定の循環遅延に一致する。

時間的相関関数は、自己相関関数および所定の基準信号との相互相関からなる一群の関数から選択されてもよい。追加的または代替的に、方法は、ピークの数および時間的相関関数内のそれらの相対位置に基づいて、無線送信機から信号を送信するアンテナの数および／または順序を見つけるステップを有する。相関は、受信信号における処理のための、所与のフレームのプリアンブルの少なくとも一部にわたって、例えば、無線通信規格によって定義されているプリアンブル内の１つまたは複数の同期シンボルにわたって計算され得る。

いくつかの実施形態では、第１および第２の信号は、所定のプリアンブルを含むフレーム構造を指定する無線通信規格に従って送信され、受信された第１および第２の信号を処理するステップは、所与のフレームのプリアンブルの少なくとも一部を処理のために選択するステップを有する。

追加的または代替的に、少なくとも第１および第２の信号を受信し処理するステップは、移動局とアクセスポイントとの間の関連付けを確立することなく、移動局において少なくとも第１および第２の信号を受信し処理するステップを有する。一実施形態では、少なくとも第１および第２の信号を受信し処理するステップは、所定の無線通信規格に従って少なくとも第１および第２のアンテナから送信されたビーコンを受信するステップを有する。

いくつかの実施形態では、方法は、無線アクセスポイントに関する位置情報を受信するステップと、受信した位置情報と推定された出発角度とに基づいて所与の位置の座標を計算するステップを有する。典型的には、座標を計算するステップは、２つ以上の異なる無線アクセスポイントに関する受信位置情報および推定された出発角度に基づいて座標を見つけるステップを有する。

追加的または代替的に、方法は、受信された第１および第２の信号のうちの少なくとも１つから無線アクセスポイントの識別子を抽出するステップを有する。一実施形態では、この方法は、複数のアクセスポイントのそれぞれの位置を含むマップに組み込むために、識別子および推定出発角度をサーバに報告するステップを有する。

本発明の一実施形態によれば、無線通信装置によって受信された無線アクセスポイントからの信号のそれぞれの推定された出発角度について、それぞれの場所にある一組の無線通信装置から報告を受信するステップを有するマッピング方法も提供される。無線アクセスポイントのマップは、推定された出発角度に基づいて構築される。

開示される実施形態では、無線通信装置は単一のアンテナを有する移動局を含み、無線アクセスポイントはそれぞれ複数のアンテナを有し、出発角度は複数のアンテナによって送信される信号間の所定の循環遅延に基づいて推定される。

追加的または代替的に、報告を受信するステップは、信号が受信された無線アクセスポイントのそれぞれの識別子および無線通信装置の位置座標を無線通信装置から受信するステップを有する。

いくつかの実施形態では、方法は、マップから無線通信装置のうちの１つまたはそれ以上に位置情報を提供するステップを有する。一実施形態では、位置情報を提供するステップは、所与のアクセスポイントから無線通信装置によって受信された信号の推定された出発角度と、所与のアクセスポイントのマップ内の位置に基づいて、無線通信装置の位置座標を識別するステップを有する。

本発明の一実施形態によれば追加的に、無線送信機の少なくとも第１および第２のアンテナからそれぞれ送信された少なくとも第１および第２の信号を所与の位置で受信するように構成された受信アンテを有する無線装置が提供される。少なくとも第１および第２の信号は、送信された信号の間の所定の循環遅延を有するマルチキャリア符号化方式を使用して同一のデータを符号化する。処理回路は、第１および第２の信号間の位相遅延の大きさを導出するために、循環遅延を使用して、受信された第１および第２の信号を処理し、そして位相遅延の大きさに基づいて、無線送信機から所与の位置への第１および第２の信号の出発角度を推定するように構成される。

本発明の一実施形態によれば、マッピングのための機器であって、メモリとプロセッサを有し、プロセッサは、それぞれの位置にある無線通信装置のセットから、無線通信装置により無線アクセスポイントから受信された信号のそれぞれの推定された出発角度の報告を受信し、そして推定された出発角度に基づいてメモリ内に無線アクセスポイントのマップを構築するように構成される、マッピングのための機器がさらに提供される。

本発明は以下の図面を参照した実施形態の詳細な説明からさらに十分に理解されよう：
本発明の一実施形態による無線通信および位置特定のためのシステムの概略図である。 本発明の一実施形態による、アクセスポイントから受信機への無線信号の出発角度を導出する際に使用される座標フレームを概略的に示す図である。 本発明の一実施形態による、無線アクセスポイントに関する座標情報を導出する際に使用されるモバイル受信機の構成要素を概略的に示すブロック図である。 本発明の別の実施形態による、無線アクセスポイントに関する座標情報を導出する際に使用されるモバイル受信機の構成要素を概略的に示すブロック図である。そして 本発明の一実施形態による、移動通信装置の位置を見つけるための方法を示す、図１のシステムの構成要素の概略図である。

（概要）
８０２．１１ｎ規格によって定義されているような多入力多出力（ＭＩＭＯ）空間分割多重化（ＳＤＭ）方式の実装は、各空間ストリームについて送信機と受信機の両方に個別のアンテナを必要とする。代替として、ストリームの位相は、アクセスポイントと移動局との間の指向性ビーム形成を可能にするように調整することができ、したがって受信機における信号を最大にする。しかし、ＷｉＦｉ対応スマートフォンなどの多くのモバイル機器は、単一の全方向性アンテナしか持っていないため、それ自体でＭＩＭＯまたは指向性伝送をサポートすることはできない。

８０２．１１ｎ規格は、受信機に向けてビームを能動的に形成することに加えて、様々な空間ストリームで送信されるデータが誤って相関パターンを形成する場合、例えばアンテナの数よりストリーム数が少ない場合に起こり得る、意図しないビーム形成を防ぐためのスキームも定義する。意図的なビーム形成とは異なり、意図しないビーム形成によって作成されたローブとヌルのパターンは、受信機での信号が最大になるような方法で方向付けられていない可能性があり、従って受信に悪影響を及ぼす可能性がある。意図しないビーム形成を避けるために、８０２．１１ｎ規格は循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）を適用して、各アンテナからの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）符号化データストリームを異なる一定の非コヒーレント遅延だけオフセットさせる。直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）として知られる８０２．１１ｎ規格によって義務付けられているマルチキャリア変調システムでは、循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）は、各アンテナ上の各キャリアに影響を与える時間における所定の循環シフトを加えることによって適用され、等価的に循環シフトダイバーシティ（ＣＳＤ）と呼ばれる。

マルチアンテナ無線信号の望ましくない指向性を回避するための手段として循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）が導入されたが、本明細書に記載される本発明の実施形態は、反対の目的のために受信信号のＣＤＤを利用する：信号を送信するアクセスポイントの角度配向を推定すること。この角度配向は、出発の角度、すなわち送信ビームの方向と送信アクセスポイントの軸（送信アンテナの位置を通る線によって定義されるような）との間の角度に関して定義される。送信機からの出発角度のこの種の測定は、受信機における信号の到来角度を決定するための当該技術分野において既知の技術とは対照的である。送信アンテナからの信号が、携帯電話に一般的に設置されている一種の全方向性アンテナなどの単一の受信アンテナを介して受信されるときでも、本明細書に記載の技法を使用して出発角度を見つけることができる。

以下に記載される本発明の実施形態は、無線アクセスポイントの複数のアンテナからそれぞれ送信され、所与の位置で受信される複数の信号の出発角度を見つけるための方法を具体的に提供する。送信された信号は、少なくとも部分的に、同一のデータを、所定のアンテナごとの、送信信号間の循環遅延で符号化する。データは通常、既知の無線通信規格に従って定義され送信されるので、データの少なくとも一部、ならびに循環遅延は予測可能である。例えば、８０２．１１規格は、所定のプリアンブルを含むフレーム構造を指定し、それは本明細書の文脈においては、受信機による処理のために選択することができる。

受信機は、信号間の実際の位相シフトの大きさを導出するために、既知の循環遅延を使用して受信信号を処理する。この位相シフトは、次に、信号が受信機に到達する際に通過する経路長の違いを示している。送信アンテナ間の間隔も知られている：通常はλ／ ２（送信される無線信号の波長の半分）である。したがって、アンテナ間の既知の距離および既知の量の循環遅延とともに、位相シフトの大きさに基づいて、無線アクセスポイントから受信機の位置への信号の出発角度を推定することが可能である。

いくつかの実施形態では、信号は、８０２．１１ｎ規格で使用される一種のＯＦＤＭ信号などのマルチキャリア信号であり、したがって循環遅延は、それぞれの異なる循環シフトを異なるアンテナに適用することによって実施される。この場合、受信機は、受信信号内の２つの時間−周波数ビンを適切に選択し、複数のアンテナによって送信されるビンのそれぞれの循環シフトを使用して、位相シフトの大きさを計算することによってアンテナ間の位相シフトを推定することができる。ビンの賢明な選択によって、抽出された周波数ビンに、例えば、単純な線形変換を適用することによって出発角を計算することが可能である。この目的のために、逆極性循環シフトを有するように、適用可能な規格によって定義された循環遅延に基づいてビンが選択されることが有利である。

本明細書および特許請求の範囲の文脈において使用される「時間−周波数ビン」という用語は、フレームの開始から所与の所定の時間において取られた、所与の所定の周波数における、送信機によって送信された、受信信号のサンプルを意味する。２つの時間−周波数ビンは、同じ周波数でも異なる周波数でもよく、同じまたは異なる時間に発生してもよい。例えば、８０２．１１ ＯＦＤＭ送信では、ビンは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）による時間領域への変換の前に、２０ＭＨｚに対してＮ＝６４ ８０２．１１ ＯＦＤＭのように、データ符号化において使用されるＮ個の所定の複素数のうちの１つとして、周波数に関して定義される。ＯＦＤＭシステムにおけるＩＦＦＴエンコーダ（周波数領域を時間領域信号に変換する）への入力は、各々が周波数ビンに対応する、複素数の固定サイズの集合である。

したがって、いくつかの実施形態（「時間領域」実施形態と呼ばれる）では、２つのビンは、異なるそれぞれのＯＦＤＭシンボルにおいて、マルチキャリア符号化方式内の１つの選択された周波数をサンプリングすることによって定義され、それは、送信機によって送信されたフレーム内の異なるそれぞれの循環（時間）シフトにより符号化される。他の実施形態（「周波数領域」実施形態と呼ばれる）では、２つのビンは、送信フレーム内の同じ選択されたＯＦＤＭシンボルにおいて、マルチキャリア符号化方式内の２つの異なる周波数をサンプリングすることによって定義される。

他の実施形態では、受信機は、自己相関または基準信号との相互相関などの時間的相関関数を計算し、そして相関内の適切な時間差（循環遅延により決定される）によって分離されるピークを見つけることによってアンテナ間の位相シフトを推定する。相関関数は、有利には、フレームプリアンブルにわたって、特に、適用可能な規格によって定義される、良好な相関品質を有する、プリアンブル内の同期シンボルにわたって計算することができる。相関におけるピークの数および予想される位置はまた、無線送信機が信号を送信する際に使用するアンテナの数を見出す際に使用することができる。

本技法の別の利点は、出発角度を測定するために、移動局とアクセスポイントとの間の関連付けを確立することなく、移動局においてアクセスポイント信号を受信し処理することができることである。言い換えれば、移動局は、信号をアクセスポイントに送り返すことなく、単に静かに信号を捕捉することができ、既知の標準プリアンブル構造および循環遅延を使用して信号を分析することができる。移動局は、例えば、そのアクセスポイントと通信している移動局がないときでさえ、ある８０２．１１規格に従って、アクセスポイントによって送信されるビーコンにこの分析を適用することができる。あるいは、移動局は他の移動局に向けられた信号を受信し分析することができる。

出発角自体は送信アクセスポイントの位置を一意に識別しないが、異なる既知の受信機位置からの複数の出発角度の測定値を使用して三角測量によってアクセスポイント位置を見つけることができる。したがって、本発明のいくつかの実施形態は、異なる受信機位置から行われた出発角の複数の測定値を組み合わせることによってアクセスポイント位置をマッピングするための方法を提供する。アクセスポイントによって送信された信号はまた、（例えば、基本サービスセット識別子（ＢＳＳＩＤ）をアナウンスすることによって）そのアクセスポイントを識別し、その結果、各アクセスポイントの識別情報はその位置と関連付けることができる。

同様に、アクセスポイントの位置が分かっている場合、上述の技法を使用して、これらの既知のアクセスポイントのうちの２つ以上から受信機への出発角度を測定することによって受信機の位置を見出すことができる。したがって、特定のエリア内のアクセスポイントの位置がマッピングされると、携帯電話などの受信機は、アクセスポイントから受信した信号に基づいて（上記のように、アクセスポイントとの関連付けや返信を行わなくても）エリア内の自分の位置を正確に見出すことができる。したがって、この種のアクセスポイントのマップは、例えば屋内および都市の場所において、ＧＰＳに依存せずに正確かつ便利な地理的位置の特定に使用することができる。

以下で説明される実施形態は、具体性および明瞭さのために、特に８０２．１１無線アクセスポイントに関連するが、本発明の原理は、必要な変更を加えて、マルチキャリア符号化方式を使用して信号を送信する他の種類の多重アンテナ送信機に同様に適用することができる。例えば、本発明の代替実施形態では、受信機は、適用可能な規格に従ってＯＦＤＭ信号を送信するマルチアンテナセルラ基地局の出発角度を測定するように構成することができる。本発明の原理のこのような全ての代替の実施は、本発明の範囲内にあると考えられる。

（システムの説明）
図１は、本発明の一実施形態による、無線通信および位置特定のためのシステム２０の概略図である。例として、図１は、多くの場合異なるＷＬＡＮ事業者によって、複数のアクセスポイント２２、２４、２６、…が互いに独立して展開されている、典型的な屋内または都市環境を示している。アクセスポイントからの信号は、システム２０内で自由に動き回るユーザ３２によって操作される移動局２８、３０、…によって受信される。図示の実施形態では、移動局２８、３０、…はスマートフォンとして示されている。しかし、ラップトップおよびタブレットコンピュータなどの他の種類のモバイル装置も同様に使用することができ、以下に説明するように、アクセスポイント２２、２４、２６、…の出発角度を同様にマッピングすることができる。

システム２０内のアクセスポイント２２、２４、２６、…が８０２．１１ｎ規格に準拠していると仮定すると、各アクセスポイントは、図１に示すように、２つまたは３つのアンテナ３４を有する。本発明の原理は同様に８０２．１１ａｃアクセスポイントに適用可能であり、それらはより多くの数のアンテナを有する。移動局２８、３０、…はそれぞれ単一の全方向性アンテナ３６を有すると仮定されているが、出発角度をマッピングするための本明細書に記載の技法はマルチアンテナ移動局にも同様に実施することができる。

移動局２８、３０、…は、それぞれのアクセスポイント２２、２４、２６、…からの信号の出発角度を推定し、各アクセスポイントに関する識別情報（例えば、基本サービスセット識別子（ＢＳＳＩＤ）のような）を抽出するために、アンテナ３４から受信した信号を処理する。移動局は、以下にさらに説明されるように、必ずしもアクセスポイントと関連付けることなく、これらの機能を実行することができる。

一方、移動局２８、３０、…は、インターネット通信の目的で、１つまたは複数のアクセスポイント２２、２４、２６、…と関連付けることができる。代替的または追加的に、移動局はセルラネットワークまたは他の接続を介してインターネットにアクセスすることができる。いずれにせよ、移動局２８、３０、…は、それらが収集した出発角度データおよびアクセスポイント識別情報を、ネットワーク３８を介してマッピングサーバ４０に通信する。さらに、移動局は、例えば、ＧＰＳ信号から、またはサーバによって提供されるアクセスポイントまたは基地局の既知の位置から導出される、それら移動局の現在の位置座標をマッピングサーバに通信することができる。この情報は、移動局においてバックグラウンドで実行される適切なアプリケーションプログラム（「ａｐｐ」）によって、自律的かつ自動的に収集され報告されてもよい。

サーバ４０は通常、プログラマブルプロセッサ４２およびメモリ４４を有する汎用コンピュータからなる。本明細書に記載のサーバ４０の機能は、通常、プロセッサ４２上で実行されるソフトウェアで実施され、それは。光学的、磁気的または電子的記憶媒体などの有形非一過性コンピュータ可読媒体に記憶され得る。

移動局２８、３０、…によってネットワーク３８を介して通信された出発角度情報、アクセスポイントＩＤ、および位置座標に基づいて、プロセッサ４２は、アクセスポイントの位置および方位のマップをメモリ４４内に構築する。多数のユーザ３２がアプリケーションプログラムをダウンロードし、サーバ４０に情報を伝達すると、マップは、シード情報の初期ベースから自動実行プロセスによって、アクセスポイントデータの地理的範囲と正確さの両方で成長する。このマップに基づいて、サーバ４０はまた、任意の所与の時間に移動局によって受信されたアクセスポイント信号に基づいて、それらの移動局上で動作するアプリケーションプログラムを介して、ユーザ３２に位置およびナビゲーション情報を提供し得る。

（出発角を推定するための周波数ベースの方法）
図２は、本発明の一実施形態による、アクセスポイント２４から移動局２８への無線信号の出発角度を導出する際に使用される座標フレームを概略的に示す図である。アクセスポイントと移動局のこの特定のペアは純粋に便宜上選択されており、同様の原理が任意の所与のペアに適用される。アクセスポイント２４は２つのアンテナ３４（Ｔｘ１およびＴｘ２とラベル付けされている）を有するように示されているが、同じ幾何学的原理が線形配列に配置される３つ以上のアンテナを有するアクセスポイントに適用される。

２つのアンテナ３４は、それらアンテナの基部を通る線としてアレイ軸を定義する。２つのアンテナは、既知の距離ｄ だけアレイ軸に沿って分離されている。距離 ｄは、典型的には半波長、例えば２．４ＧＨｚの標準ＷＬＡＮ周波数でλ／２＝６．２５ｃｍになるように設計されている。図２に示すように、移動局２８のアンテナ３４から移動局２８のアンテナ３６への信号の出発角度θは、アレイ軸に対する垂線に対して取られる。アクセスポイント２４から移動局２８までの距離がｄ よりもかなり大きいと仮定すると、Ｔｘ１からアンテナ３６（Ｒｘと呼ばれる）までの経路長は、Ｔｘ２からの経路長に比較してｄ＊ｓｉｎθの差がある。

一例として、Ｔｘ２からＲｘへの経路の長さが６．００００ｍ、θ＝３０°であると仮定すると、Ｔｘ１からＲｘへのわずかに長い経路は６．０３１２５ｍとなる。この光路差は、９０°の位相差となる：Δφ＝ｄｓｉｎ（π／６）＝λ／２＊１／２＝λ／４。６ｍの間の伝搬遅延は、Ｌ／Ｃ＝６ｍ／（０．３ｍ／ｎｓｅｃ）＝２０ｎｓｅｃである。Ｔｘ１とＴｘ２からの両方の経路は周波数の関数として線形位相シフトを経験し、それはｆ_０＝２．４１２ＧＨｚでゼロであると仮定され、そしてｆ_１＝２．４３２ＧＨｚでのφ＝（３６０°＊２０ｎｓｅｃ）／５０ｎｓｅｃ＝１４４°に直線的に成長する。ここで、Ｔ＝５０ｎｓｅｃ＝１／２０ＭＨｚは、２つの周波数の間の差Ｂ＝２０ＭＨｚで与えられる。両方の経路上の２つの周波数の間のこのφ＝１４４°の線形位相シフトは、経路長差のため、両方の周波数におけるより長い経路に対する９０°の一定の位相シフトに追加される。（実際には、波長がほんのわずかに長いため、位相シフトは線型シフトでも一定のシフトでも、２．４３２ＧＨｚではほんのわずか大きくなるが、この効果はＢがｆ_０よりずっと小さいため無視できる。）

さらに、８０２．１１ｎ規格に従って、Ｔｘ１と比べて異なる循環シフトがＴｘ２によって送信されたＯＦＤＭ信号に適用されることになる。循環シフトＴｃｓ ＜０ナノ秒は、周波数ビンｋ に、

を乗算することと等価であり、ここで、ｎ＝−Ｂ＊Ｔｃｓであり、そしてＮ＝６４は周波数ビンの数である。以下に説明するように、標準的な循環シフトを前提として、逆極性関係を有するように、それは対象ビン内のＴｘ１とＴｘ２との間に完全な１８０°シフトがあることを意味するが、ビンを選択することは有利である。同様に、３アンテナコンステレーション（立体配座）では、規格は、Ｔｘ１に対してＴｘ２およびＴｘ３に適用されるべき異なる循環シフトを指定する。Ｒｘアンテナ３６の観点からは、どのアンテナ３４がＴｘ１でどれがＴｘ２（またはＴｘ３）であるかを前もって知る方法はない。２つのアンテナ（２Ｔｘ）の２つの可能な物理的配座がある：（１，２）および（２，１）、すなわちアンテナアレイは受信機に対して反転されてもよい。３アンテナ（３Ｔｘ）には６つのコンステレーション（立体配座）がある：（２，１，３）、（１，２，３）、（１，３，２）、およびそれらの反転バージョン。一般に、出発角度を計算する際には、可能性のあるすべての立体配座が考慮される。

ＯＦＤＭ ＰＨＹを使用する８０２．１１規格によれば、アクセスポイントによって送信されるデータフレームは、規格によって規定されるシンボルの所定のシーケンスを含む、「ショートトレーニングフィールド」（ＳＴＦ）および「ロングトレーニングフィールド」（ＬＴＦ）を含むプリアンブルを有する。８０２．１１ａ規格は、現在「レガシー」フォーマットと呼ばれるフレームフォーマットを定義し、これはＬ−ＳＴＦおよびＬ−ＬＴＦフィールドを有するレガシー（Ｌ）プリアンブルを含む。８０２．１１ｎ規格は、ＨＴ−ＳＴＦおよびＨＴ−ＬＴＦフィールドを有する「ハイスループット」（ＨＴ）として知られる新しいフォーマットを定義する。８０２．１１ｎ規格に従って動作するアクセスポイントは、レガシーモード、ＨＴモード（「グリーンフィールド」）、または混合モードのいずれかでフレームを送信することができ、フレームはレガシーおよびＨＴトレーニングフィールドの両方を含む。

８０２．１１ｎ規格は、レガシープリアンブルおよびＨＴプリアンブルにおいて送信アンテナごとに以下の循環シフト（Ｔｃｓ）を定義する（規格の表２０−９および２０−１０を参照）。次に、これらのＴｃｓ値は、異なる時間−周波数ビン（ｎ、ｋ）に対して、上式

に従って、２０ＭＨｚチャネルに対してＮ＝６４で、異なる副搬送波位相シフトを生じさせる：

選択されたビン間の逆極性、すなわち循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）に続く１８０°の位相シフトは、信号間の最大ユークリッド距離を提供し、したがってノイズ耐性を向上させる。

本発明の実施形態は、逆極性を達成するために２つの異なる方法を使用する。
（１）時間領域法では、ある固定周波数で、レガシーＯＦＤＭシンボルのビンｋ０とＨＴシンボルのビンｋ０を選択する。
（２）周波数領域方法では、単一のＯＦＤＭシンボル、例えばレガシーＯＦＤＭシンボル、内の異なる周波数で２つのビンが選択される。
逆極性は、ノイズ耐性のための最大のユークリッド距離を提供する。

アンテナ間の経路差を送信機アンテナフィードに投影し直すと、２アンテナの場合、２つの信号の位相は（０、θ）、または等価的に複素形式で（ｅ^ｊ０，ｅ^ｊθ）であり、そして３アンテナの場合、（−θ，０，θ）等価的に（ｅ^−ｊθ，ｅ^ｊ０，ｅ^ｊθ）となる。ここで、θは、図２に示されるように出発角度である。慎重に選択されたシフトおよびビンについて、ポスト逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）エンコーダの循環シフトを送信機の「周波数領域」に投影すると、０°または１８０°のいずれかの位相が得られる。送信機から放射された２つ以上の電波は、受信機の単一のアンテナで重ね合わされる。

経路伝搬、循環シフトおよび重ね合わせの複合効果は、２つのアンテナについて１±ｅ^ｊθの形の信号である。３つのアンテナについては、２つの物理的に異なるケースがある：反対称のケース（「ケースＩ」）および対称のケース（「ケースＩＩ」）であり、それぞれｅ^−ｊθ＋１±ｅ^ｊθまたはｅ^−ｊθ±１＋ｅ^ｊθの合成信号を生じる。

ここで図２に示される特定の２アンテナの例および上記で計算された経路位相差に戻って、時間領域におけるｊπの自然指数を選択は（表１の「π」エントリによって示されるように）、混合モードフレームのＬ−ＬＴＦフィールドおよびＨＴ−ＬＴＦフィールドにおいてｆ_０＝２．４１２ＭＨｚでアンテナ３４ Ｔｘ１およびＴｘ２からアンテナ３６によって受信された信号の間の位相シフトは、以下のようになる：

上記の例では、アンテナ経路の−９０°の差はＴｘ２にのみ適用されるが、一方１８０°は循環シフトに起因し、それはＴｘ２のＨＴ−ＬＴＦにのみ適用される。

ｆ_１＝２．４３２ＭＨｚにおける対応する受信信号の位相は、次のようになる：

ここで、追加の１４４°は、送信機から受信機への共通経路にわたる位相シフトに起因し、それはすべてのタイムスロットに適用される。

アクセスポイント２４から、周波数領域の場合には送信されたＬ−ＬＴＦビンから、または時間領域の場合にはＨＴ−ＴＦおよびＬ−ＬＴＦビンの両方から、信号を受信すると、移動局２８はＴｘ１経路とＴｘ２経路の間の位相差を計算する。この差は、次に、図２に示すように、アクセスポイント２４からの信号の出発角度を示す。このようにして出発角度を導出するために使用することができる計算方法を以下に説明する。

図３は、本発明の一実施形態による、無線アクセスポイントに関する座標情報を導出する際に使用される移動局２８の構成要素を概略的に示すブロック図である。以下の説明は、移動局２８が単一のアンテナ３６を有し、それがアクセスポイントの２つまたは３つのアンテナ３４によって送信された信号ストリームを受信すると仮定するが、この実施形態の原理は、必要な変更を加えて、複数アンテナの受信機により経路ダイバーシティを獲得し一方で同じ出発角度を測定するために適用できる。上述したように、移動局２８によって実行される分析は、異なるアンテナから送信された信号が、８０２．１１ｎ規格によって定義される送信信号間の所定の循環遅延で、フレームプリアンブル内の同一データを符号化する、という事実に依存する。

移動局２８のフロントエンド（ＦＥ）回路５０は、当技術分野で知られているように、アンテナ３６によって受信された信号を増幅し、フィルタリングし、そしてデジタル化し、得られたデジタルサンプルをデジタル処理回路５２に渡す。デジタル処理回路５２内の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路５４は入力信号を時間−周波数ビン（ｎ，ｋ）に分割し、ここで各周波数は異なるＯＦＤＭ副搬送波に対応し、そして各ビン内の信号成分の位相はそれが符号化するデータ値によって決定される。メディアアクセス制御（ＭＡＣ）処理回路５６は、フレームを送信したアクセスポイントを識別するＢＳＳＩＤを含むデータをフレームヘッダから抽出する。回路５０、５４、および５６、ならびにデジタル処理回路５２の他の構成要素は、ＷｉＦｉ対応スマートフォンに設置されているもののような、８０２．１１受信機の従来の要素であり、それらは、データ受信および送信を目的として当技術分野で既知である。本発明の理解に必須ではない受信機の他の要素は、簡潔さのために省略されている。

高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路５４によって生成された信号複素周波数ビンは、ビンセレクタ５８と変換モジュール６０と角度差分器６１とを含む角度推定ブロックに入力される。これらの要素は複素値を推定出発角度に変換する。これらのソフトウェアは、通常、移動局２８内のプログラム可能なプロセッサ上で動作するソフトウェアで実施される。このソフトウェアは、上述のように、移動局内に既に存在するプロセッサによって実行される他の機能と共に移動局上で動作するアプリケーションプログラムの一部であり得る。このプログラムは、光学、磁気、または電子メモリ媒体などの有形非一過性コンピュータ可読媒体に記憶することができる。代替的に又は追加的に、本明細書に記載の角度推定機能の少なくとも一部は、専用の又はプログラム可能なハードウェアロジックによって実行されてもよい。

ビンセレクタ５８は、受信信号のプリアンブルから抽出されるべき一対の時間−周波数ビン（ｎ１、ｋ１）および（ｎ２、ｋ２）を選択し、対応する位相値を抽出する。各ビンについて、ビンセレクタは、２つのアンテナ３４から受信されたそれぞれの信号間の複素数ベクトルｙ_ｉを計算する。選択された２つの複素数ビンは、複素数ベクトル

を定義し、それは複素変換モジュール６０に入力される。
この目的のために任意の一対のビンを選択することができるが、既知の循環シフトに基づいて、アクセスポイントから広い角度範囲で送信される信号の出発角度に、相対的位相遅延が線形に関係し得る一対を選択することが有利である。

ビンの周波数間の差異Δｋ＝ｋ１−ｋ２の選択は、Δｋ が小さい場合に重要となり得る熱雑音と、Δｋが大きくなるにつれて大きくなる、経過時間に対するチャネル偏差と感度との間のトレードオフに関係する。ここに提供される数値例は、逆極性を達成するために循環シフトが選択されると仮定する。アクセスポイントと受信機との間の無線チャネルの周波数応答は、例えば反射の影響により、位相が線形ではない。一般に、Δｋ の値が大きいほど、チャネル応答の変動による推定位相遅延への追加誤差が大きくなる。例えば、２０ＭＨｚの帯域幅を持つ８０２．１１ｎ信号の場合、Δｋ＝８で妥当なトレードオフが得られる。これは、８／６４＊２０ＭＨｚ＝２．５ＭＨｚの周波数差を反映している。次の周波数の組み合わせ（ｋ１、ｋ２）はこの基準を満たす：（０，８）、（１６，８）、（１６，２４）、（３２，４０）、（４８，４０）、（４８，５６）および（０，５６）。ただし、ＨＴ−ＬＴＦは周波数０と３２を使用しないため、（０，８）と（３２，４０）の組み合わせは適用されない。両方のプリアンブルビンがエネルギーを運ぶ限り、（ｋ_０、ｋ_０＋８）の形の他のビンペアのパターンも同様に使用することができる。

変換モジュール６０は、複素入力ベクトルを出力ベクトル：

に変換するために線形変換Ｔを適用する。この変換の目的は、値のペア

を生成し、それにより
ｘ１とｘ２の位相が差分器６１によって容易に抽出され減算されて推定出発角度：

を与えることができる。

例えば、２つのアンテナ素子の場合、以下の変換は出力ベクトルの線形推定を提供する：

移動局２８は、ＭＡＣ処理回路５６によって抽出された基本サービスセット識別子（ＢＳＳＩＤ）と共に、推定出発角度を、ネットワーク３８を介してサーバ４０に送信する。さらに、移動局２８は、位置分析モジュール６２に提供された、移動局の現在位置に関する情報をサーバ４０に送信する。位置分析モジュール６２は、例えば、衛星信号に基づいて位置座標を出力するＧＰＳ受信機を含むことができる。追加的または代替的に、位置分析モジュール６２は、処理ユニット５２内のプロセッサ上で実行されるソフトウェアで実施されてもよく、そしてサーバ４０によってすでにマッピングされた他の既知のアクセスポイントまたは他のソースから受信した信号に基づいて移動局２８の現在位置座標を計算してもよい。いずれにせよ、サーバ４０は、移動局の現在の推定位置と共に推定出発角度データを受信する。したがって、サーバは、移動局２８によって（または複数の移動局によって）異なる位置から報告された複数の角度測定値に基づいて、アクセスポイント２４の実際の位置を見出すことができる。

（出発角度推定の例）
（２つのアンテナ、混合フォーマット（ＭＦ、レガシー準拠のＨＴ）モード）
２つの送信アンテナの場合のビンの時間−周波数ペアのもっともらしい「時間領域」選択は、（ｎ，ｋ）＝（４，ｋ_０）および（８，ｋ_０）であり、ここで、ｋ_０はセット｛８，２４，４０，５６｝内の任意の要素である。この選択は逆極性を提供し、すなわち循環シフトの位相寄与は０または１８０°のいずれかである。ビンｎ＝４はレガシープリアンブル（Ｌ−ＬＴＦ）内にあり、一方、ビンｎ＝８（４００ｎｓｅｃ×２０ＭＨｚ）はＨＴプリアンブル（ＨＴ−ＬＴＦ）内にある。（ビンｎ＝４は２００ｎｓ×２０ＭＨｚに対応し、ここで２００ｎｓは規格によって要求される循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）であり、そして２０ＭＨｚは典型的な８０２．１１ＯＦＤＭチャネル帯域幅である。４０ＭＨｚ、８０ＭＨｚおよび１６０ＭＨｚのチャネル帯域幅も可能である。）このビンの選択は、２つの読み取り値の間に逆極性位相を生成する、すなわち、測定されたビン内の２つのアンテナからの信号を合計する（または等価的に減算する）ことにより、複素ベクトルが得られる：

変換モジュール６０は、このベクトルを次に線型変換する：

したがって、推定出発角は、

である。

（３アンテナ、ＭＦモード）
（ケースＩ）
アンテナ３４が送信アクセスポイントの軸に沿って（１，３，２）または（２，１，３）の順序で、またはこれらの順番の反転バージョンで配列されていると仮定して、前の例と同じ時間−周波数ビンが選択される。これらのすべてのケースにおいて、ビン（ｎ，ｋ）＝（４，ｋ_０）と（８，ｋ_０）のペアから位相を抽出すると、次の複素ベクトルが得られる：

この結果の理由は、アンテナＴｘ１とＴｘ３が同じ循環シフト（ｎ＝４）を持つのに対し、Ｔｘ２はｎ＝８の循環シフトを持つため、ｋ_０の上記の値のセットでは完全な１８０°回転になるからである。

上記の例と同じ変換をモジュール６０に適用すると、次の角度ベクトルが得られる：

したがって、

である。

（ケースＩＩ）
（１，２，３）の立体配座とその反転のケースは、次の位相ベクトルとなる：

このケースでは、変換モジュール６０は変換

を適用し、これは３π／２にわたる、位相の関数としての角度の非線形Ｓ字曲線を生成する。曲線はボアサイト方向（すなわち、図２に示すアレイ軸に垂直な方向）に関して対称的である。言い換えれば、所与の位相遅延に対して、出発角は、正または負のいずれかの符号の固有の対応する絶対値を有する。

周波数領域分析によっても同様の結果が得られる：ＨＴ−ＬＴＦの異なる周波数ビンを使用するとき、各アンテナからの信号は、上記の表１に示されるように、異なる遅延によって周期的にシフトされる。Δｋ＝８の場合は、０およびπの位相シフトを伴う、上記で分析された３アンテナ時間領域のケースと位相シフトが同一である：

ビン（ｎ，ｋ）＝（８，０）および（ｎ，ｋ）＝（８，８）は、上記と同じ角度推定量を用いて上記の時間領域のケースＩと同じ位相の組合せをもたらす：

結果としての推定量は３πの出力スパンとπの傾斜で設定された全スパンで完全に線形である。

（３アンテナ、レガシーモード）
レガシーモードでは、アクセスポイント２４は定期的に、典型的にはおよそ１００ミリ秒ごとにビーコンを送信する。したがって、ビーコンは移動局による関連付けとは無関係に送信されるので、移動局２８はこれらのビーコンを受信し処理してアクセスポイント２４の出発角度を見つけることができる。さらに、ビーコンは常に２０ＭＨｚの帯域幅で送信されるので、受信機はデータに使用される実際の帯域幅（例えば、２０、４０、８０または１６０ＭＨｚなど）を無視することができる。

Ｌ−ＬＴＦのケースでは、Ｔｘ１に対する循環シフトは、Ｔｘ２では１００ｎｓ、Ｔｘ３では２００ｎｓである：

したがって、Δｋ＝１６（ＨＴに関して上記で使用された周波数オフセットΔｋ ＝８の２倍）の場合、位相パターンは上記のケースＩと同一である。

（アンテナコンステレーション（立体座位）
上述の変換は、変換モジュール６０によって適用されると、出発角の推定値を与えるが、送信アンテナコンステレーション（立体配座）の実際の構成を必ずしも解決するわけではない。したがって、デジタル処理ユニット５２は、１つ、２つ、および３つの送信アンテナを区別するために、そして３つのアンテナの場合には、上記で定義されたケースＩとケースＩＩとを区別するために追加の並列推定量を適用し得る。

本発明の一実施形態では、変換モジュール６０は、時間領域で異なる線形変換を適用することによってアンテナコンステレーションを抽出する。３アンテナのケースＩＩでは変換がないと、いずれの出発方向においても０またはπの出力差異が生じる。２つのアンテナの場合には、次の変換はいずれの出発方向においても０またはπのいずれかの出力差異を生じる：

アンテナ素子の数およびそれらの線形構造を確認するための第２の方法は、すべてが偏りのない出発時間推定を提供する複数の時間−周波数ペア（ｎ、ｋ）を使用することに基づいている。例えば、ビン（ｎ，ｋ_０）および（ｎ，ｋ_０＋８）を用いた上述の周波数領域法では、エネルギーｎ＝４およびＮ＝６４を有するビンに対してｋ_０＝０、１、２、…、５５の値を使用することができる。

２アンテナの場合、アンテナの順序が（１，２）であるか（２，１）であるかを決定することは一般に不可能である。しかし、同じ受信機または異なる場所にある複数の異なる受信機を使用して、出発角度の複数の測定を行うことによって、順序のあいまいさを容易に解決することができる。

３アンテナ送信機は上記の技術を使用して２アンテナ送信機から容易に識別できる。２アンテナ装置と３アンテナ装置とでは異なる循環遅延が使用されるので、上記の時間領域推定と周波数領域推定の間のクロスチェックを適用するのには、単一の混合フォーマット（ＭＦ）パケットの受信および処理で十分である。正しいアンテナ推定量（２アンテナまたは３アンテナ）のみが、時間領域推定と周波数領域推定の両方に対して同じ結果を与える。

（出発角度の推定のための相関に基づく方法）
図４は、本発明の一代替実施形態による、無線アクセスポイントに関する座標情報を導出する際に使用される移動局２８の構成要素を概略的に示すブロック図である。前述の実施形態と同様に、以下の説明は、移動局２８が単一のアンテナ３６を有し、それがアクセスポイントの２つ、３つまたはそれ以上のアンテナ３４によって送信された信号ストリームを受信すると仮定する。移動局２８によって実行される分析は、異なるアンテナから送信された信号が、８０２．１１ｎ、８０２．１１ａｃなどの適用可能な規格、または将来公布されている、または公布されているかもしれない他の規格によって定義されるような送信信号間の所定の循環遅延で、フレームプリアンブル内の同一データを符号化するという事実に依存する。図３の実施形態における対応する要素と同じ構造および機能を有する、図４に示される移動局の要素は、同じ参照番号が付されており、簡潔化のため以下の説明から省略されている。

本発明の実施形態は、８０２．１１ｎ規格に従って、アクセスポイント２４（図２）などの送信機によって送信された各フレームのプリアンブルに存在する同期シンボルを利用する。これらの同期シンボルは良好な相関品質を有し、これはフレームにわたって計算された相関関数が鋭く明確なピークを有することを意味する。同期シンボルのうち、レガシーショートトレーニングフィールド（ＳＴＦ）が最初に送信される。このフィールドの正確なタイミングは、ショート相関量を使用して検出することができ、粗い周波数オフセットを推定するのに効果的である。その後のレガシーロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）は、５倍長い相関量を必要とし、またシンボルアラインメントおよびチャネル推定にも使用される。

異なる送信アンテナ３４から発生する信号は時間的にほぼ完全に重なり合っている。典型的なパケット持続時間は約２００μｓ であるが、循環シフトは約２００ｎｓに過ぎず、その長さは１０００分の１である。しかしながら、ロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）の無相関時間はさらに短く、チャネル帯域幅によって物理的に制限され、それは少なくとも２０ＭＨｚであり、時間で５０ｎｓに相当する。レガシーＬＴＦは、６４要素の複素ベクトルの２．５回の繰り返しを含み、２０ＭＨｚで合計１６０個の時間サンプルを含む。したがって、アンテナ３６によって受信された信号とＬＴＦ基準信号との間の相互相関は、６４サンプル離れた２つの強いピークと、さらに離れたより弱いピークとを示すことになる。レガシーＳＴＦは、２０ＭＨｚで１６要素の複素ベクトルの１０回の繰り返し、合計１６０個の時間サンプルを含み、そして多数の相互相関ピークを生じさせる。

８０２．１１ｎの場合、上述したように、アンテナごとに固有の循環シフトを用いて、同じデータがすべてのアンテナ３４によって送信される。２アンテナの従来の循環シフトは２００ｎｓで、これは２０ＭＨｚで４サンプルの間隔に相当する。相関量は、信号間の循環シフトが無相関時間、この例では５０ｎｓ、よりも大きい限り、同一のデータ（例えば同期シンボル）を搬送する異なるアンテナによって送信された信号を区別することができる。したがって、受信機（移動局２８）で計算された相関関数は、アンテナ間の正確な相対的循環シフトによって分離された各送信アンテナ３４についてピークを有する（例えば、屋内で予想されるように、チャネルマルチパス効果が小さいと仮定して）。

図４の実施形態におけるデジタル処理回路７０は、アンテナ３４によって送信された信号間の位相差、したがって（図２に示されるような）出発角θを抽出するためにこれらの相関特性を利用する。相関器７２は、フロントエンド回路５０によって出力されるデジタル化信号に相関関数を適用する。例えば、相関器７２は、デジタル化信号の時間シフト自己相関を計算してもよく、またはデジタル化信号と基準信号の間の相互相関を計算してもよい。ピーク分析器７４は、相関におけるピークを識別し、したがって異なるアンテナによって送信された信号間の循環シフトを確認することができる。例えば、上で説明したように、８０２．１１ｎプリアンブル内のレガシーＬＴＦにわたって計算された相関関数は、６４要素のＬＴＦシンボルベクトルの繰り返しに起因して、６４サンプル離れた一対のピークと、アンテナ間の−２００ｎｓの循環シフトの結果として４サンプルずつ離れた追加のピークとを有する。

相関器７２は、フロントエンド５０から受信した複素入力を既知信号の共役で乗算し、数十のサンプルにわたって積分する。ピーク分析器７４は、相関器出力における所与の時間ウィンドウ内のＮ個の最強ピークのエポックを測定し、（約２００ｎｓの既知の循環シフトのために）４サンプル離れたエポックと（６４サンプルの２．５回繰り返し、合計２シンボルおよび１６０サンプルを持つ、送信されたレガシーＬＴＦシンボルの固有の繰り返しによる）６４サンプル離れたエポックの予想パターンを突き止めることを試みる。したがって、２つのアンテナに対する組み合わせパターンは、位置｛０，４，６４，６８｝にピークを与える。ピーク分析器７４はまた、いくつかのピークが欠けている状況（例えば、送信機が１つのアンテナのみを有する場合）およびいくつかのピークがファントム（幻影）である状況（対象送信機を発信源としない、またはその送信機からの実際の信号のサイドローブ）を処理し得る。

本発明の一実施形態では、ピーク分析器７４は２段階手順を適用する。

ピーク分析器７４は、最初にシンボルアライメント（ＳＡ）を適用して、どの入力サンプルがパケットの最初のシンボルの最初のサンプルであるかを決定する。ＳＡは、上で説明したように、６４シンボルのレガシーＬＴＦ繰り返しを探す。ピーク分析器７４は、選択肢として、受信信号が正確な送信機クロック速度で時間サンプリングされるが、しかしそれにより整列されていない（したがって、最大で半クロックサイクルずれている可能性がある）ので、時間的に最大１サンプルの誤差を許容する、例えば公称６４ではなく６３または６５サンプルの時間差が許容されうる、ように構成される。

シンボルアライメント（ＳＡ）ステージを実行するために、ピーク分析器７４は以下のアルゴリズムを適用することができる。所定の時間ウィンドウ内の４つの最も強いピーク、ｎ０、ｎ１、ｎ２およびｎ３を時間の昇順で選ぶ（信号強度ではない）。「良いペア」を６３、６４、または６５サンプル離れているエポックのペアとして定義する。
Ａ：（ｎ３、ｎ１）が良いベアであれば、ｎ３を選ぶ。
Ｂ：それ以外で、（ｎ２、ｎ０）が良いベアであればｎ２を選ぶ。
Ｃ：それ以外で、（ｎ２、ｎ１）が良いベアであればｎ２を選ぶ。
Ｄ：それ以外で、（ｎ３、ｎ０）が良いベアであればｎ３を選ぶ。
Ｅ：それ以外で、（ｎ１、ｎ０）が良いベアであればｎ１を選ぶ。
Ａは任意の決定である；Ｃは、３番目のピークが弱すぎると推測している；Ｄは、間にファントム信号があると推測している；Ｅは、送信機にはアンテナが１つしかないと推測している。

第１のシンボルの第１のサンプルが識別されるようにシンボルアラインメントが確立されると、デジタル処理回路７０は、両方存在する場合、サンプル位置｛０，４｝における２つの早期ピーク間の搬送波位相差、および／または両方が存在する場合、サンプル位置｛６４，６８｝の２つの後期ピーク間の搬送波位相差を見つけることができる。以下に説明するように、この位相差は出発方向を推定するために使用される。２つの推定値は、例えば平均化することによって精度を向上させるために組み合わせることもできる。

（出発方向（ＤＤ）検出）：
上で説明したように、成功したシンボルアライメント（ＳＡ）に基づいて、ピークの対｛０，４｝または｛６４，６８｝のいずれかが存続する場合（すなわち、位置０および４のピークの両方または位置６４および６８の両方のピーク、あるいはさらに良いことには４つのピークすべてが考慮される程十分強い場合）、出発角度を抽出することができる。この場合、出発方向（ＤＤ）アルゴリズムは、利用可能なピークのペアからの出発角度を抽出する。両方のペアが利用可能であるとき、対応する推定値は、例えば平均化またはフィルタリングによって、単一のより良い推定値に減らすことができる。

位相抽出回路７６は、図２のアンテナＴｘ１およびＴｘ２によってそれぞれ送信されたコピーのような、送信信号の各コピーの搬送波位相を推定する際に相対ピーク位置を使用する。２つの信号間の位相は、経路差ｄｓｉｎθによるシフトによってオフセットされる。（相関サイドローブとの混同を避けるために）Ｔｘ１およびＴｘ２からアンテナ３６で受信された信号の強度がほぼ等しいと仮定すると、位相抽出回路７６は、信号とＬＴＦの適切にシフトされたバージョンとの間の相関を使用して、両方のアンテナからの信号に対する別々の搬送波位相推定を実行することが出来る。搬送波位相差は、小さい経路差ｄｓｉｎθを示し、したがって、出発角θを抽出する際に位相抽出回路７６によって使用され得る。代替として、送信信号内にあることが知られている他の任意の適切なシンボルをこのように（元のバージョンおよび循環シフトされたバージョンで）使用して、信号間の位相差を推定することができる。

デジタル処理回路７０は、通常、送信アンテナ３４の配置に関する事前情報を有さない。例えば、アクセスポイント２４は、図２に示すように２つのアンテナ、または３つ以上のアンテナのいずれかを含み得る。ピーク分析器７４は、相関器７２によって計算された相関関数内のピークの数および相対位置を見つけることによって、アクセスポイントのアレイ内のアンテナの数を解明することができる。

さらに、アンテナの線形アレイでは、循環シフトは線に沿って任意の順序でアンテナに適用することができる。２アンテナの場合、アンテナの順番を入れ替えると、区別できないミラー角度推定となる。３つ以上のアンテナでは、移動局２８が遠距離場に位置しているとき、デジタル処理回路７０は循環シフトおよび位相差に関してアンテナの実際の順序を推定することができる。したがって、デジタル処理回路７０は、相対循環シフトに基づいて、アンテナの順序が１−２−３である配列と順序が１−３−２である配列とを区別することができるが、それでも１−２−３と３−２−１を区別できない。欠けている情報は、同じアクセスポイント２４からの信号を、異なる受信機位置で測定をすることによって充足することができる。

（システムアプリケーション）
図５は、本発明の一実施形態による、移動通信装置８０の位置を見つけるための方法を示す、図１のシステムの構成要素の概略図である。この方法は、他の移動局によって以前に行われた出発角度の測定および／または他の入力データに基づいて、アクセスポイント２２、２４および２６のそれぞれの位置座標および基本サービスセット識別子（ＢＳＳＩＤ）がすでにサーバ４０によってマッピングされていると仮定する。

移動通信装置８０は、アクセスポイント２２、２４、および２６のそれぞれからマルチアンテナ信号を受信し、上述の技法を使用して、それぞれのＢＳＳＩＤと共に、図中にθ１、θ２、およびθ３とラベル付けされた各アクセスポイントのそれぞれの出発角度を抽出する。移動通信装置８０はこれらの発見をネットワーク３８を介してサーバ４０に報告し、サーバ４０は対応する位置座標を返す。サーバはアクセスポイントの位置座標を返すことができ、その場合、移動通信装置８０はこれらの座標および測定された出発角度に基づいてそれ自体の位置を三角測量することができる。代替的又は付加的に、移動通信装置８０はそれが推定した出発角の値をサーバ４０に伝え、サーバ４０はその後移動通信装置８０の位置座標を返す。

これらの種類の位置データを移動通信装置８０に提供するために、サーバ４０はメモリ４４（図１）内にアクセスポイントの位置と方向のマップを構築し維持する。典型的には、マップは、様々なエリアの移動局によって報告された出発角、ＢＳＳＩＤ、および装置位置の測定値に基づいて構築される。サーバ４０は、図４に示すように、移動通信装置８０によって報告された情報を使用して、移動通信装置８０に位置情報を提供するだけでなく、サーバによって維持されているマップを拡張および改良することもできる。このようにして、例えば、サーバは新しいアクセスポイントを継続的に地図に追加することができ、アクセスポイントの位置および地図内の向きの精度を向上させることができる。

サーバ４０は、アクセスポイントのオペレータによるいかなる協力も必要とせずにこのアクセスポイントマップを構築することができる。同様に、移動通信装置のユーザがマッピングアプリケーションをインストールすると、アクティブなユーザ関与なしに、移動通信装置はアクセスポイントのデータを自律的に測定してサーバに報告できる。マッピングアプリケーションを購読するユーザが多いほど、作成されるマップとアクセスポイントの場所は、より広範で正確になる。

上記の実施形態は例として引用されており、本発明は上記に特に示され記載されたものに限定されないことが理解されよう。本発明の範囲は、むしろ、上記の説明を読めば当業者に想起される、先行技術に開示されていない、上記の種々の特徴の組合せおよび部分組合せの両方を含む。

Claims (54)

1. 信号処理の方法であって、
   １つの無線送信機の少なくとも第１および第２のアンテナからそれぞれ送信された、少なくとも第１および第２の信号を所与の位置で受信するステップであって、前記少なくとも第１および第２の信号は、マルチキャリア符号化方式を使用して前記送信された信号の間の所定の循環遅延で同一のデータを符号化する、ステップと；
   前記第１および第２の信号間の位相遅延の大きさを導出するために、前記循環遅延を使用して、前記受信された第１および第２の信号を処理するステップと；そして
   前記位相遅延の大きさに基づいて、無線アクセスポイントから前記所与の位置への前記第１および第２の信号の出発角度を推定するステップと；
   を有することを特徴とする、信号処理の方法。
2. 前記少なくとも第１および第２の信号を受信するステップは、単一の受信アンテナを介して前記少なくとも第１および第２の信号を受信するステップを含む、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記単一の受信アンテナは、携帯電話に設置された全方向性アンテナである、ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記マルチキャリア符号化方式は直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式を有する、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記無線送信機は、８０２．１１規格に従って動作する無線アクセスポイントである、ことを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 前記受信された第１および第２の信号を処理するステップは、前記受信信号内の少なくとも２つの時間−周波数ビンを選択するステップと、前記選択されたビンのそれぞれの循環シフトに応じて位相遅延の大きさを計算するステップとを有する、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 前記少なくとも２つの時間−周波数ビンを選択するステップは、前記マルチキャリア符号化方式内の選択された１つの周波数において、前記送信機により送信された１つのフレーム内の異なるそれぞれの第１および第２のシンボル内で、第１と第２のビンをサンプリングするステップを有する、ことを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 前記少なくとも２つの時間−周波数ビンを選択するステップは、前記マルチキャリア符号化方式内の異なるそれぞれの第１および第２の周波数において、前記送信機により送信された１つの選択されたシンボル内で、第１と第２のビンをサンプリングするステップを有する、ことを特徴とする請求項６に記載の方法。
9. 前記少なくとも２つの時間−周波数ビンを選択するステップは、標準循環シフトに基づいて逆極性位相を有する第１および第２のビンを選択するステップを有する、ことを特徴とする請求項６に記載の方法。
10. 前記位相遅延の大きさを計算するステップは、前記選択された時間−周波数ビンから抽出された前記信号に線形変換を適用するステップを有する、ことを特徴とする請求項６に記載の方法。
11. 前記受信した第１および第２の信号を処理するステップは、前記第１および第２の信号にわたって時間相関関数を計算するステップと、前記時間相関関数におけるピーク間の時間差に応じて前記位相遅延の大きさを求めるステップと、を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. 前記時間相関関数は、自己相関関数および所定の基準信号との相互相関からなる一群の関数から選択される、ことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 前記時間相関関数内の前記ピークに基づいて、前記無線送信機から前記信号を送信しているアンテナの数を見つけるステップを有する、ことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
14. 前記第１および第２の信号は、所定のプリアンブルを含むフレーム構造を指定する無線通信規格に従って送信され、前記相関は、前記受信された信号の所与のフレームの前記プリアンブルの少なくとも一部にわたって計算される、ことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
15. 前記相関は、前記無線通信規格によって定義される、前記プリアンブル内の１つまたは複数の同期シンボルにわたって計算される、ことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
16. 前記第１および第２の信号は、所定のプリアンブルを含むフレーム構造を指定する無線通信規格に従って送信され、前記受信された第１および第２の信号を処理するステップは、所与のフレームの前記プリアンブルの少なくとも一部を処理のために選択するステップを有する、ことを特徴とする請求項１−１５のいずれかに記載の方法。
17. 前記送信機は無線アクセスポイントであり、前記少なくとも第１および第２の信号を受信し処理するステップは、移動局と前記アクセスポイントとの間の関連付けを確立することなく、前記移動局内で前記少なくとも第１および第２の信号を受信し処理するステップを有する、ことを特徴とする請求項１−１５のいずれかに記載の方法。
18. 前記少なくとも第１および第２の信号を受信し処理するステップは、所定の無線通信規格に従って前記少なくとも第１および第２のアンテナから送信されるビーコンを受信するステップを有する、ことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
19. 前記送信機は無線アクセスポイントであり、前記方法は前記無線アクセスポイントに関する位置情報を受信するステップと、前記受信された位置情報と前記推定された出発角度に基づいて前記所与の位置の座標を計算するステップとを有する、ことを特徴とする請求項１−１５のいずれかに記載の方法。
20. 前記座標を計算するステップは、２つ以上の異なる無線アクセスポイントに関する前記受信された位置情報と前記推定された出発角度とに基づいて前記座標を見出すステップを有する、ことを特徴とする請求項１９に記載の方法。
21. 前記送信機は無線アクセスポイントであり、前記方法は前記受信された第１および第２の信号の少なくとも一方から前記無線アクセスポイントの識別子を抽出するステップを有する、ことを特徴とする請求項１−１５のいずれかに記載の方法。
22. 複数のアクセスポイントのそれぞれの位置を有するマップに組み込むために、前記識別子および前記推定された出発角度をサーバに報告するステップを有する、ことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
23. マッピングの方法であって、
    それぞれの場所にある無線通信装置の一組から、無線アクセスポイントから前記無線通信装置によって受信された信号のそれぞれの推定される出発角度の報告を受信するステップと；そして
    前記推定される出発角度に基づいて前記無線アクセスポイントのマップを構築するステップと；
    を有することを特徴とする、マッピングの方法。
24. 前記無線通信装置は単一のアンテナを有する移動局を有し、前記無線アクセスポイントはそれぞれ複数のアンテナを有し、前記出発角度は、前記複数のアンテナによって送信される前記信号間の所定の循環遅延に基づいて推定される、ことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
25. 前記報告を受信するステップは、前記信号が受信された前記無線アクセスポイントのそれぞれの識別子および前記無線通信装置の位置座標を前記無線通信装置から受信するステップを有する、ことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
26. 前記マップから前記無線通信装置のうちの１つまたはそれ以上に位置情報を提供するステップを有する、ことを特徴とする請求項２３−２５のいずれかに記載の方法。
27. 前記位置情報を提供するステップは、所与のアクセスポイントから前記無線通信装置によって受信された信号の推定された出発角度と、前記所与のアクセスポイントの前記マップ内の位置に基づいて、前記無線通信装置の位置座標を識別するステップを有する、ことを特徴とする請求項２６に記載の方法。
28. 無線装置であって、
    無線送信機の少なくとも第１および第２のアンテナからそれぞれ送信された少なくとも第１および第２の信号を所与の位置で受信するように構成された受信アンテナであって、前記少なくとも第１および第２の信号は、マルチキャリア符号化方式を使用して、前記送信された信号の間の所定の循環遅延で同一のデータを符号化する、受信アンテナと；そして
    前記第１および第２の信号間の位相遅延の大きさを導出するために、前記循環遅延を使用して、前記受信された第１および第２の信号を処理し、そして前記位相遅延の大きさに基づいて、前記無線送信機から前記所与の位置への前記第１および第２の信号の出発角度を推定するように構成される処理回路と；
    を有することを特徴とする無線装置。
29. 前記受信アンテナは、前記第１および第２の信号の両方を受信する単一のアンテナを有する、ことを特徴とする請求項２８に記載の装置。
30. 前記単一アンテナは全方向性アンテナであり、前記無線装置は携帯電話である、ことを特徴とする請求項２９に記載の装置。
31. 前記マルチキャリア符号化方式は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）方式を有する、ことを特徴とする請求項２８に記載の装置。
32. 前記無線送信機は、８０２．１１規格に従って動作する無線アクセスポイントである、ことを特徴とする請求項３１に記載の装置。
33. 前記処理回路は、前記受信信号内の少なくとも２つの時間−周波数ビンを選択し、前記選択されたビンのそれぞれの循環シフトに応じて前記位相遅延の大きさを計算するように構成される、ことを特徴とする請求項２８に記載の装置。
34. 前記少なくとも２つの時間−周波数ビンは、前記無線送信機によって送信される１つのフレーム内の異なるそれぞれの第１および第２のシンボルで生じる、前記マルチキャリア符号化方式内の１つの選択された周波数の第１および第２のビンを有する、ことを特徴とする請求項３３に記載の装置。
35. 前記少なくとも２つの時間−周波数ビンは、前記送信機よって送信される１つのフレーム内の１つの選択されたシンボルで生じる、前記マルチキャリア符号化方式内のそれぞれ異なる第１および第２の周波数の第１および第２のビンを有する、ことを特徴とする請求項３３に記載の装置。
36. 前記少なくとも２つの時間−周波数ビンは、標準循環シフトに基づいて逆極性位相を有するように選択される、ことを特徴とする請求項３３に記載の装置。
37. 前記処理回路は、前記出発角度を推定するために、前記選択された時間−周波数ビンから抽出された前記信号に線形変換を適用するように構成される、ことを特徴とする請求項３３に記載の装置。
38. 前記処理回路は、前記第１および第２の信号にわたって時間相関関数を計算し、前記時間的相関関数内のピーク間の時間差に応じて前記位相遅延の大きさを見出すように構成される、ことを特徴とする請求項２８に記載の装置。
39. 前記時間相関関数は、自己相関関数および所定の基準信号との相互相関からなる一群の関数から選択される、ことを特徴とする請求項３８に記載の装置。
40. 前記処理回路は、前記時間相関関数のピークに基づいて前記無線送信機から前記信号を送信しているアンテナの数を見つけるように構成される、ことを特徴とする請求項３８に記載の装置。
41. 前記第１および第２の信号は、所定のプリアンブルを含むフレーム構造を指定する無線通信規格に従って送信され、前記処理回路は、前記受信信号における所与のフレームの前記プリアンブルの少なくとも一部にわたって前記相関を計算するように構成される、ことを特徴とする請求項２８に記載の装置。
42. 前記相関は、前記無線通信規格によって定義される前記プリアンブル内の１つまたは複数の同期シンボルにわたって計算される、ことを特徴とする請求項４１に記載の装置。
43. 前記第１および第２の信号は、所定のプリアンブルを含むフレーム構造を指定する無線通信規格に従って送信され、前記処理回路は、所与のフレームの前記プリアンブルの少なくとも一部を処理のために選択するように構成される、ことを特徴とする請求項２８−４２のいずれかに記載の装置。
44. 前記送信機は無線アクセスポイントであり、前記処理回路は前記アクセスポイントとの関連付けを確立することなく、前記少なくとも第１および第２の信号を受信し処理するように構成されている、ことを特徴とする請求項２８−４２のいずれかに記載の装置。
45. 前記第１および第２の信号は、所定の無線通信規格に従って前記少なくとも第１および第２のアンテナから送信されるビーコンを含む、ことを特徴とする請求項４４に記載の装置。
46. 前記送信機は無線アクセスポイントであり、前記処理回路は前記無線アクセスポイントに関する位置情報を受信し、そして前記受信した位置情報と前記推定された出発角度に基づいて前記所与の位置の座標を計算するように構成される、ことを特徴とする請求項２８−４２のいずれかに記載の装置。
47. 前記処理回路は、２つ以上の異なる無線アクセスポイントに関する、前記受信された位置情報と前記推定された出発角度とに基づいて、前記座標を計算するように構成される、ことを特徴とする請求項４６に記載の装置。
48. 前記送信機は無線アクセスポイントであり、前記処理回路は前記受信された第１および第２の信号のうちの少なくとも一方から前記無線アクセスポイントの識別子を抽出するように構成される、ことを特徴とする請求項２８−４２のいずれかに記載の装置。
49. 前記処理回路は、複数のアクセスポイントのそれぞれの位置を含むマップに組み込むために、前記識別子および前記推定された出発角度をサーバに報告するように構成される、ことを特徴とする請求項４８に記載の装置。
50. マッピングのための機器であって、
    メモリと；そして
    それぞれの位置にある無線通信装置の一組から、前記無線通信装置により無線アクセスポイントから受信された信号のそれぞれの推定された出発角度の報告を受信し、そして前記推定された出発角度に基づいて前記メモリ内に前記無線アクセスポイントのマップを構築するように構成されるプロセッサと；
    を有することを特徴とするマッピングのための機器。
51. 前記無線通信装置は単一のアンテナを有する移動局を含み、一方前記無線アクセスポイントはそれぞれ複数のアンテナを有し、そして前記出発角は前記複数のアンテナにより送信される前記信号間の所定の循環遅延に基づいて推定される、ことを特徴とする請求項５０に記載の機器。
52. 前記報告は、前記信号が受信された前記無線アクセスポイントのそれぞれの識別子と前記無線通信装置の位置座標とを含む、ことを特徴とする請求項５０に記載の機器。
53. 前記プロセッサは、前記マップからの位置情報を前記無線通信装置のうちの１つまたは複数に提供するように構成される、ことを特徴とする請求項５０―５２のいずれかに記載の機器。
54. 前記位置情報は、前記無線通信装置によって受信された所与のアクセスポイントからの信号の推定された出発角度、および前記所与のアクセスポイントの位置に基づいて、前記無線通信装置の位置座標を識別する、ことを特徴とする請求項５３に記載の機器。

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