JP2020156233A - 三相整流器及び三相整流器の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】全波整流回路の出力を昇圧して所望の出力電圧を得るようにした、入力電流高調波抑制機能付きの三相整流器において、より低コストで且つ、より小型化を図ることの可能な三相整流器を提供する。【解決手段】三相交流電力を直流電力に整流するブリッジダイオード１３と、三相交流電力のブリッジダイオード１３への各相の入力をオン／オフする双方向スイッチ回路１４と、双方向スイッチ回路１４を制御するスイッチ制御部１７と、少なくとも直流リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とオン／オフ動作するスイッチ部Ｑ１とを含み、ブリッジダイオード１３の出力を昇圧する昇圧部１６と、スイッチ部Ｑ１を制御する昇圧制御部１８と、を備え、昇圧部１６の直流リアクトルＬ１及びコンデンサＣ１は、ブリッジダイオード１３の出力を平滑化するフィルタ部を兼ねる。【選択図】図１

Description

本発明は、三相整流器及び三相整流器の制御方法に関する。

従来、スイッチング素子を有するスイッチ回路を介して三相交流電力を全波整流回路へ入力し、入力電流の高調波を抑制しつつ、三相交流電力を直流電力へ変換して出力するようにした三相整流器が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許第４６８７８２４号公報 特開２０１４−１６８３６７号公報

上記従来の三相整流器（以下、三相整流器基本回路ともいう。）にあっては、その動作原理から降圧型のＡＣ／ＤＣ電源となる。具体的に言えば、例えば、後述の図１３に示す三相整流器基本回路１ａから出力される直流電圧は、入力である三相交流電力の線間電圧のピーク値の（３^１／２）／２を超えることはない。ここでこの「三相交流電力の線間電圧のピーク値の（３^１／２）／２」の電圧値（原理上の最大電圧値）を仮にＶ３ｓｗ−ｍａｘと呼ぶ。
そのため、電圧値Ｖ３ｓｗ−ｍａｘよりも高い直流電圧が必要な場合は、三相整流器基本回路１ａの出力段に昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ等の昇圧回路を設ける必要がある。

このように三相整流器基本回路１ａの出力段に、例えば昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを設けた場合、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを設けることによるコストの増加、三相整流器基本回路１ａ全体のサイズの大型化、また、重量の増加等が生じる。つまり、一般的な昇圧回路には、コイルとコンデンサとが必要であり、三相整流器基本回路１ａに設けられる昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの場合、コイル及びコンデンサとして大型部品が必要となるため、これら部品が及ぼす影響が大きい。
本発明は、従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、全波整流回路の出力を昇圧して所望の出力電圧を得るようにした三相整流器であって、より低コスト且つ、より小型化を図ることの可能な三相整流器及び三相整流器の製造方法を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明の一態様によれば、三相交流電力を直流電力に変換する三相整流器であって、三相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、三相交流電力の全波整流回路への各相の入力をオン／オフする双方向スイッチ回路と、双方向スイッチ回路を制御するスイッチ制御部と、少なくともコイルとコンデンサとオン／オフ動作するスイッチ部とを含み、全波整流回路の出力を昇圧する昇圧部と、スイッチ部を制御する昇圧制御部と、を備え、昇圧部のコイル及びコンデンサが、全波整流回路の出力を平滑化するフィルタ部を兼ねる三相整流器、が提供される。

また、本発明の他の態様によれば、三相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、三相交流電力の全波整流回路への各相の入力をオン／オフする双方向スイッチ回路と、を備え、全波整流回路と負荷との間に、全波整流回路側から順に、オン／オフ動作するスイッチ部とコンデンサとを負荷と並列に接続すると共に、全波整流回路とスイッチ部との間に直列にコイルを接続した三相整流器の制御方法であって、スイッチ部をオン／オフ動作させることにより、コイルとコンデンサとを、全波整流回路の出力を昇圧する昇圧部の一部として動作させる昇圧モードと、スイッチ部をオフ状態にすることにより、コイルとコンデンサとを、全波整流回路の出力を平滑化するフィルタ部の一部として動作させるフィルタモードと、を交互に繰り返す三相整流器の制御方法、が提供される。

本発明の一態様によれば、昇圧用のコイル及びコンデンサを別途設けることなく、全波整流回路の出力を昇圧することができ、低コスト、且つ小型化を図ることの可能な三相整流器を得ることができる。

本発明の一実施形態に係る三相整流器の一例を示す概略構成図である。 双方向スイッチ回路の一つの相のスイッチの構成例を示す回路図である。 三相交流電圧のモードを説明するための説明図である。 スイッチ制御部の一例を示す回路図である。 モードＩ及びモードＩＶにおける双方向スイッチ回路のスイッチングパターンの一例である。 モードＩＩ及びモードＶにおける双方向スイッチ回路のスイッチングパターンの一例である。 モードＩＩＩ及びモードＶＩにおける双方向スイッチ回路のスイッチングパターンの一例である。 昇圧制御部の一例を示す回路図である。 スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンの一例である。 本発明の一実施形態に係る三相整流器によるシミュレーション結果の一例である。 比較用三相整流器によるシミュレーション結果の一例である。 比較用三相整流器によるシミュレーション時のスイッチ部Ｑ１の比較用スイッチングパターンの一例である。 三相整流器基本回路の一例を示す概略構成図である。 三相整流器基本回路における双方向スイッチ回路のスイッチングパターンと直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌの一例である。 三相整流器基本回路によるシミュレーション結果の一例である。 本発明の一実施形態に係る三相整流器の動作説明に供する説明図である。 本発明の一実施形態に係る三相整流器の動作説明に供する説明図である。 比較用三相整流器における各スイッチングパターンと電流Ｉｌの一例である。 本発明の一実施形態に係る三相整流器におけるスイッチ部Ｑ１の適正スイッチングパターンを説明するための説明図である。 スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンの変形例１と電流Ｉｌの一例である。 スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンの変形例２である。 スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンの変形例２に係る三相整流器によるシミュレーション結果の一例である。 スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンの変形例２に係る三相整流器によるシミュレーション結果の一例である。 スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンの変形例２に係る三相整流器によるシミュレーション結果の一例である。 三相交流電流の高調波を抑制し且つ出力を昇降圧可能な電源回路の一例を示す概略構成図である。

次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものである。また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
本発明の一実施形態に係る三相整流器は、例えば、空気調和機、冷蔵庫、洗濯機、クリーナー、換気扇、及びこれらで使用するモータ駆動装置、モータ駆動用インバータ制御装置等、各種装置に広く適用することができる。

〔本発明に係る三相整流器〕
本発明の一実施形態に係る三相整流器は、全波整流回路としてのブリッジダイオードの出力を直流化（平滑化）するためのフィルタ部を構成するリアクトル及びコンデンサを、ＤＣ／ＤＣコンバータに含まれるリアクトル及びコンデンサと兼用し、リアクトル及びコンデンサの数を削減することで、コストやサイズ及び重量の低下を図るようにしたものである。

特に、本発明の一実施形態に係る三相整流器では、ブリッジダイオードの出力を直流化せずに、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ等で形成される昇圧部で昇圧するようにしている。つまり、一般に、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータで形成される昇圧部で昇圧を行う場合、直流入力を前提としている。これに対し、出願人は、ブリッジダイオードの出力を直流化せずにそのまま昇圧部に入力したとしても、昇圧部の構成及びその制御方法を工夫することにより、入力電流の高調波を抑制することができることを見出し、これにより、入力電流の高調波を抑制しつつ、ブリッジダイオードの出力を昇圧することができる、直流化（平滑化）専用の回路を持たない三相整流器を実現した。

〔三相整流器１の構成〕
図１は、本発明の一実施形態に係る三相整流器１の一例を示す構成図である。三相整流器１は、Ｒ、Ｓ、Ｔの三相交流電力を発生させる三相交流電源２の出力を、直流電力に変換して負荷３に供給する。
三相整流器１は、入力リアクトル１１と、入力コンデンサ１２と、全波整流回路としてのブリッジダイオード１３と、ブリッジダイオード１３の各相への入力をオン／オフする双方向スイッチ回路１４と、ダイオード１５と、昇圧部１６と、を備える。さらに、三相整流器１は、双方向スイッチ回路１４を制御するスイッチ制御部１７と、昇圧部１６を制御する昇圧制御部１８と、を備える。

入力リアクトル１１は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相それぞれに対応する３つのリアクトルＬｉｒ、Ｌｉｓ、Ｌｉｔを有し、これら各リアクトルＬｉｒ、Ｌｉｓ、Ｌｉｔは、三相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相それぞれに対応する電線Ｍｒ、Ｍｓ、Ｍｔそれぞれに介挿される。
入力コンデンサ１２は、３つのコンデンサＣｉｒ、Ｃｉｓ、Ｃｉｔを有し、これらコンデンサＣｉｒ、Ｃｉｓ、Ｃｉｔそれぞれの一端は、電線Ｍｒ〜Ｍｔの、入力リアクトル１１よりも負荷３側に接続され、コンデンサＣｉｒ、Ｃｉｓ、Ｃｉｔそれぞれの他端どうしは接続されている。

ブリッジダイオード１３は、直列に接続された２つのダイオードが、並列に３つ接続されて形成され、２つのダイオードの接続点それぞれに電線Ｍｒ〜Ｍｔが接続される。ブリッジダイオード１３は、入力された交流電圧を整流し、整流した電圧を高電圧側のラインＤＣＨと低電圧側のラインＤＣＬとのライン間電圧として出力する。負荷３は、ラインＤＣＨ及びＤＣＬ間に接続される。
双方向スイッチ回路１４は、３つのスイッチＳＷｒ、ＳＷｓ、ＳＷｔを有し、これらスイッチＳＷｒ、ＳＷｓ、ＳＷｔは、電線Ｍｒ〜Ｍｔそれぞれの、コンデンサＣｉｒ〜Ｃｉｔとブリッジダイオード１３との間に介挿される。

図２は、双方向スイッチ回路１４の一つの相のスイッチの構成を示す回路図の一例である。図２に示す双方向スイッチ回路１４は、ダイオードとＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子とで構成される公知の回路を適用することができる。なお、双方向スイッチ回路１４は、図２に示す回路に限るものではなく、図２に示す双方向スイッチ回路１４と同等の機能構成を有する回路であれば適用することができる。
図１に戻って、ダイオード１５は、還流電流用のダイオードであって、ブリッジダイオード１３の直流電圧出力側の、二つのラインＤＣＨ及びＤＣＬ間にブリッジダイオード１３と並列に接続される。

図１に示すように、昇圧部１６は、ラインＤＣＨに介挿される直流リアクトルＬ１と、ダイオードＤ１とを備える。ダイオードＤ１は、ラインＤＣＨの、直流リアクトルＬ１と負荷３との間に介挿される。昇圧部１６は、さらに、トランジスタ等のスイッチング素子で形成されるスイッチ部Ｑ１及びコンデンサＣ１を備える。スイッチ部Ｑ１は、直流リアクトルＬ１とダイオードＤ１との間に負荷３と並列に接続され、コンデンサＣ１はダイオードＤ１と負荷３との間に負荷３と並列に接続される。直流リアクトル（コイル）Ｌ１及びコンデンサＣ１は、スイッチ部Ｑ１がオフ状態であるときには、ブリッジダイオード１３の出力を平滑化するフィルタ部として動作する（フィルタモード）。また、直流リアクトルＬ１及びコンデンサＣ１は、スイッチ部Ｑ１がオン状態であるときには、昇圧回路の一部として動作する（昇圧モード）。つまり、三相整流器１は、直流リアクトルＬ１及びコンデンサＣ１を、ブリッジダイオード１３の出力を平滑化する平滑化用のコイル及びコンデンサと、昇圧用のコイル及びコンデンサとして兼用している。そのため、部品点数を削減することができ、サイズ及び重量の点で三相整流器１をより小型化することができる。

スイッチ制御部１７は、スイッチングパターン発生器２１と駆動回路２２とを備える。
スイッチングパターン発生器２１は、図示しない電圧計等の相電圧検出部で計測した三相交流電源２の各相の検出電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔに基づいて、双方向スイッチ回路１４のスイッチＳＷｒ〜ＳＷｔをスイッチング制御するための、双方向スイッチ回路用のスイッチングパターンを生成する。スイッチングパターン発生器２１は、直流電圧の脈動と入力電流の高調波を抑制するように、双方向スイッチ回路用のスイッチングパターン（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を生成する。スイッチングパターン発生器２１は、双方向スイッチ回路１４のスイッチＳＷｒ〜ＳＷｔの１スイッチング周期（以後、三相ＳＷ周期ともいう。）Ｔ中に、スイッチＳＷｓ、ＳＷｔをオンにし、ＳＷｒをオフにする区間Ｄｓｔと、スイッチＳＷｒ、ＳＷｔをオンにし、ＳＷｓをオフにする区間Ｄｒｔと、スイッチＳＷｒ、ＳＷｓをオンにし、ＳＷｔをオフにする区間Ｄｒｓと、を設けるスイッチングパターンを生成する。

スイッチングパターン発生器２１は、三相ＳＷ周期Ｔの立ち上がり等のタイミングで、三相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧を入力し、図３に示す、各相の大小関係に応じたモードＩ〜モードＶＩのいずれのモードであるかを特定する。
そして、スイッチングパターン発生器２１は、特定したモードに応じて、三相ＳＷ周期Ｔ中に、区間Ｄｓｔと区間Ｄｒｔと区間Ｄｒｓとを設けるスイッチングパターン（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）の生成を、同一のモードにある限り繰り返す。
つまり、スイッチングパターン発生器２１は、三相交流電力における各相の電圧の大小関係に応じて相電圧の１スイッチング周期が区分された六つの区間であるモードＩ〜モードＶＩに応じて、モード毎に双方向スイッチ回路１４のスイッチングパターンを生成する。
なお、三相ＳＷ周期Ｔは、電源周波数（例えば、５０Ｈｚ）に対して十分短い所定周期（例えば、１／２０ｋＨｚ＝５０μｓｅｃ）を中心に所定範囲内で可変である。

図４は、スイッチ制御部１７の一例を示す回路図である。なお、スイッチ制御部１７は、図４に示す構成に限るものではない。スイッチ制御部１７としては、モード毎に、三相ＳＷ周期Ｔの中に、所定の区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓを設けることのできるスイッチングパターンを生成し得る、例えば特許文献１に記載された回路等、公知の回路を適用することができる。
図４に示すように、スイッチングパターン発生器２１は、相電圧判別部２１ａと、パターン生成部２１ｂとを含む。

相電圧判別部２１ａは、入力相電圧のピーク値を「１」に規格化したＲ相電圧規格化信号ａ、Ｓ相電圧規格化信号ｂ、Ｔ相電圧規格化信号ｃを演算する。さらに相電圧判別部２１ａは、Ｒ相〜Ｔ相の電圧規格化信号ａ〜ｃに基づき各相電圧の大小関係を判定し、これに基づき中間電位相であることを表す、Ｒ相〜Ｔ相の中間電位相パルスａＭＩＤとｂＭＩＤとｃＭＩＤとを生成する。
パターン生成部２１ｂは、Ｒ相〜Ｔ相の電圧規格化信号ａ〜ｃと、鋸歯状波ＳＡＷ１及びＳＡＷ２と、Ｒ相〜Ｔ相の中間電位相パルスａＭＩＤ〜ｃＭＩＤとを入力し、これらに基づき、三相交流電源２の交流出力を整流するためのスイッチングパターン（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）を生成する。このパターン生成部２１ｂの基本的な動作は、例えば、特許文献１に記載されたスイッチングパターン発生器の動作と同等である。

図５〜図７に、各モードにおける、スイッチングパターンの一例を示す。なお、図３に示す各モードにおいて、パターン生成部２１ｂが発生するスイッチングパターンは、モードＩとモードＩＶ、モードＩＩとモードＶ、モードＩＩＩとモードＶＩのそれぞれにおいて、同様となる。
なお、図５〜図７において、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜は、Ｒ相の検出電圧ＶｒのＲ相電圧規格化信号ａの絶対値である。Ｓ相制御信号｜Ｓ｜は、Ｓ相の検出電圧ＶｓのＳ相電圧規格化信号ｂである。Ｔ相制御信号｜Ｔ｜は、Ｔ相の検出電圧ＶｔのＴ相電圧規格化信号ｃである。

図５は、モードＩ及びモードＩＶにおけるスイッチングパターンの一例である。図５において、（ａ）は、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜及びＴ相制御信号｜Ｔ｜と、Ｒ相用の鋸歯状波（ＳＡＷ１）及びＴ相用の鋸歯状波（ＳＡＷ２）との関係を表す。（ｂ）は、Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスを表す。
パターン生成部２１ｂは、現在のモードがモードＩであると特定すると、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜＝Ｒ、Ｔ相制御信号｜Ｔ｜＝−Ｔとし、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜及びＴ相制御信号｜Ｔ｜と、鋸歯状波ＳＡＷ１及びＳＡＷ２との大小関係から、図５（ｂ）に示すスイッチングパターンを生成する。
一方、現在のモードがモードＩＶであると特定すると、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜＝−Ｒ、Ｔ相制御信号｜Ｔ｜＝Ｔとし、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜及びＴ相制御信号｜Ｔ｜と、鋸歯状波ＳＡＷ１及びＳＡＷ２との大小関係から、図５（ｂ）に示すスイッチングパターンを生成する。

図６は、モードＩＩ及びモードＶにおけるスイッチングパターンの一例である。図６において、（ａ）は、Ｔ相制御信号｜Ｔ｜と、制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１と、Ｔ相用の鋸歯状波（ＳＡＷ２）との関係を示す。（ｂ）は、Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスを表す。
パターン生成部２１ｂは、現在のモードがモードＩＩであると特定すると、Ｔ相制御信号｜Ｔ｜＝Ｔ、制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１＝Ｓ−Ｔ−１とし、Ｔ相制御信号｜Ｔ｜＝Ｔ及び制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１＝Ｓ−Ｔ−１と、鋸歯状波ＳＡＷ２との大小関係から、図６（ｂ）に示すスイッチングパターンを生成する。
一方、現在のモードがモードＶであると特定すると、Ｔ相制御信号｜Ｔ｜＝Ｔ、制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１＝−Ｓ＋Ｔ−１とし、Ｔ相制御信号｜Ｔ｜＝Ｔ及び制御信号｜Ｓ｜＋｜Ｔ｜−１＝−Ｓ＋Ｔ−１と、鋸歯状波ＳＡＷ２との大小関係から、図６（ｂ）に示すスイッチングパターンを生成する。

図７は、モードＩＩＩ及びモードＶＩにおけるスイッチングパターンの一例である。図７において、（ａ）は、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜と、制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１と、Ｒ相用の鋸歯状波（ＳＡＷ１）との関係を示す。（ｂ）は、Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスを表す。
パターン生成部２１ｂは、現在のモードがモードＩＩＩであると特定すると、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜＝−Ｒ、制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１＝−Ｒ＋Ｓ−１とし、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜＝−Ｒ及び制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１＝−Ｒ＋Ｓ−１と、鋸歯状波ＳＡＷ１との大小関係から、図７（ｂ）に示すスイッチングパターンを生成する。
一方、現在のモードがモードＶＩであると特定すると、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜＝Ｒ、制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１＝Ｒ−Ｓ−１とし、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜＝Ｒ及び制御信号｜Ｒ｜＋｜Ｓ｜−１＝Ｒ−Ｓ−１と、鋸歯状波ＳＡＷ１との大小関係から、図７（ｂ）に示すスイッチングパターンを生成する。

図５（ａ）中に示すように鋸歯状波ＳＡＷ１は、三相ＳＷ周期Ｔにおいて、「１」から「０」まで線形に減少するキャリア波形である。鋸歯状波ＳＡＷ２は、図５（ａ）中に示すように、三相ＳＷ周期Ｔにおいて、「０」から「１」まで線形に増加するキャリア波形である。
つまり、スイッチ制御部１７では、特許文献１及び特許文献２に詳述されているように、ブリッジダイオード１３の出力電圧の脈動と、三相整流器１の入力電流の高調波を抑制するため、三相交流電力における各相Ｒ〜相Ｔの電圧の大小関係に応じて相電圧の１スイッチング周期を六つの区間であるモードＩ〜モードＶＩに区分し、スイッチング周期Ｔにおけるブリッジダイオード１３の出力電圧の平均が一定となり、且つスイッチング周期Ｔにおける各相の入力電流の平均が、それぞれ対応する各相の相電圧に比例する電流となるように、モード毎にスイッチングパターンを生成している。

なお、ここでは、スイッチングパターン発生器２１は、三相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧を入力としてスイッチングパターンを生成した場合について説明したが、これに限るものではない。例えば、三相交流電源２の所定の２相の相電圧から現在の位相を検出し、検出した位相をもとにスイッチングパターンを生成するようにしてもよい。

図１に戻って、駆動回路２２は、スイッチングパターン発生器２１で生成したスイッチングパターンに基づいて、双方向スイッチ回路１４をオンオフ動作させる。すなわち、スイッチングパターン発生器２１から出力される区間Ｄｓｔと区間Ｄｒｔと区間Ｄｒｓとを設けるスイッチングパターン（Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルス）をもとに、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔをスイッチング制御するための駆動信号ＩＧＢＴｒ、ＩＧＢＴｓ、ＩＧＢＴｔを出力する。具体的には、駆動回路２２は、図４に示すように、各相に対応して設けられたドライバを有し、各ドライバは、パターン生成部２１ｂで生成されたスイッチングパターンを表すパターン信号Ｒ＿ＩＧＢＴ、Ｓ＿ＩＧＢＴ、Ｔ＿ＩＧＢＴをそれぞれ入力し、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔを駆動するための駆動信号ＩＧＢＴｒ、ＩＧＢＴｓ、ＩＧＢＴｔを生成して出力する。

昇圧制御部１８は、スイッチングパターン発生器３１と駆動回路３２とを備える。
スイッチングパターン発生器３１は、スイッチ部Ｑ１をスイッチング制御するためのスイッチ部用のスイッチングパターンを発生する。このスイッチ部用のスイッチングパターンは、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔをスイッチング制御するための双方向スイッチ回路１４用のスイッチングパターンとはパターンが異なる。

具体的には、スイッチングパターン発生器３１は、三相交流電源２の各相の検出電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを規格化した、Ｒ相〜Ｔ相の電圧規格化信号ａ〜ｃと、鋸歯状波ＳＡＷ２と、Ｒ相〜Ｔ相の中間電位相パルスａＭＩＤ〜ｃＭＩＤと、負荷３の両端にかかる直流電圧Ｖｏｏとを入力し、これらに基づき、三相交流電源２の交流出力を昇圧するためのスイッチングパターンを生成する。また、スイッチングパターン発生器３１は、負荷３にかかる直流電圧Ｖｏｏが直流電圧の目標値Ｖｏｏ＊となるように、スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンを生成する。このとき、各区間Ｄｓｔ、区間Ｄｒｔ、区間Ｄｒｓでは、同一モード中の、同一種類の区間（区間Ｄｓｔ、区間Ｄｒｔ、区間Ｄｒｓのそれぞれの区間）では各区間の長さに応じた期間ずつスイッチ部Ｑ１をオンとするスイッチングパターンを生成する。つまり、同一モード中、三相ＳＷ周期Ｔ毎に設けられる区間Ｄｓｔどうしは、スイッチ部Ｑ１がオンとされる期間は区間Ｄｓｔの長さに応じた期間であり、同様に、同一モード中、三相ＳＷ周期Ｔ毎に設けられる区間Ｄｒｔ及び区間Ｄｒｓでも、それぞれスイッチ部Ｑ１がオンとされる期間は、区間Ｄｒｔ及び区間Ｄｒｓの長さに応じた期間となる。また、スイッチングパターン発生器３１は、例えば各相の区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓの切り替わりのタイミングで、スイッチ部Ｑ１をオンにし、各相の区間の長さに応じた割合で設定されるオン期間が経過した後、スイッチ部Ｑ１をオフにするスイッチングパターンを生成する。
なお、スイッチ部Ｑ１のスイッチング周期は、電源周波数（例えば、５０Ｈｚ）に対して十分短い所定周期（例えば、１／２０ｋＨｚ＝５０μｓｅｃ）を中心に所定範囲内で可変である。

スイッチングパターン発生器３１は、図８に示すように、増幅率演算部３１ａと、区間信号生成部３１ｂと、パターン生成部３１ｃと、を備える。増幅率演算部３１ａは、負荷３の両端にかかる直流電圧の検出値Ｖｏｏと予め設定された負荷３の両端にかかる直流電圧の目標値Ｖｏｏ＊とから昇圧部１６の目標とする増幅率Ｄを算出する。区間信号生成部３１ｂは、三相交流電圧が、区間Ｄｓｔ〜区間Ｄｒｓのうちのいずれの区間にあるかを表す区間信号ＲＳ、ＳＴ、ＴＲを生成する。パターン生成部３１ｃは、三相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の検出電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを規格化した、Ｒ相電圧規格化信号ａ、Ｓ相電圧規格化信号ｂ、Ｔ相電圧規格化信号ｃそれぞれの絶対値｜ａ｜、｜ｂ｜、｜ｃ｜と、増幅率演算部３１ａで演算された増幅率Ｄと、区間信号生成部３１ｂで生成された区間信号ＲＳ、ＳＴ、ＴＲと、に基づいて昇圧部１６のスイッチ部Ｑ１をオンオフさせるためのスイッチングパターンを生成する。

増幅率演算部３１ａは、図８に示すように、負荷３にかかる直流電圧Ｖｏｏを検出する検出器４０１と、検出器４０１で検出した直流電圧Ｖｏｏを、直流電源４０２で発生される目標値Ｖｏｏ＊相当のリファレンス電圧ＶＤＣから減算する加算器４０３と、加算器４０３の出力に基づきＰＩ制御するＰＩ制御器４０４と、ＰＩ制御器４０４の出力を制限するリミッタ回路４０５とを備える。リミッタ回路４０５の出力が増幅率Ｄとして出力される。
区間信号生成部３１ｂは、図８に示すように、パターン生成部２１ｂで生成したスイッチングパターン（Ｒ〜Ｔ相パルス）Ｒ＿ＩＧＢＴ〜Ｔ＿ＩＧＢＴを入力し、Ｓ相パルスＳ＿ＩＧＢＴとＴ相パルスＴ＿ＩＧＢＴ、Ｒ相パルスＲ＿ＩＧＢＴとＴ相パルスＴ＿ＩＧＢＴ、Ｒ相パルスＲ＿ＩＧＢＴとＳ相パルスＳ＿ＩＧＢＴ、のそれぞれの論理和を求め、ＳＴパルス、ＲＴパルス、ＲＳパルスとして出力する。

パターン生成部３１ｃは、三相交流電源２の各相の検出電圧を規格化した、Ｒ相〜Ｔ相の電圧規格化信号ａ〜ｃと、鋸歯状波ＳＡＷ２と、Ｒ相〜Ｔ相の中間電位相パルスａＭＩＤ〜ｃＭＩＤと、増幅率演算部３１ａで演算した増幅率Ｄと、区間信号生成部３１ｂで生成した通電区間を表すパルス信号とを入力し、これらに基づき、ブリッジダイオード１３の出力を平滑化し昇圧するためのスイッチングパターンを生成する。
パターン生成部３１ｃは、例えば、図８に示すように、Ｓ相が中間電位相であるときのスイッチングパターンを生成する生成部３１１と、Ｒ相が中間電位相であるときのスイッチングパターンを生成する生成部３１２と、Ｔ相が中間電位相であるときのスイッチングパターンを生成する生成部３１３と、を備える。さらに、パターン生成部３１ｃは、生成部３１１〜３１３で生成したスイッチングパターンを入力しこれらの論理積をスイッチ部Ｑ１用のスイッチングパターンとして駆動回路３２に出力する。

生成部３１１は、Ｒ相電圧規格化信号ａ及びＴ相電圧規格化信号ｃそれぞれの絶対値｜ａ｜、｜ｃ｜と、増幅率演算部３１ａで演算された増幅率Ｄと、区間信号ＲＳ、ＳＴ、ＴＲと、スイッチングパターン発生器２１で検出されたＳ相中間電位相パルスｂＭＩＤと、鋸歯状波ＳＡＷ２と、をもとに、Ｓ相が中間電位相となるモードにおいて、スイッチ部Ｑ１をオンオフさせるためのスイッチングパターンを生成する。生成部３１１は、Ｓ相が中間電位相となるモードにおけるスイッチングパターンとして、区間Ｄｓｔ〜区間Ｄｒｓ毎に、各区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓそれぞれの期間の長さに比例し且つ増幅率Ｄに比例したパルス幅を有するスイッチングパターンを生成する。

生成部３１２は、Ｓ相電圧規格化信号ｂ及びＴ相電圧規格化信号ｃそれぞれの絶対値｜ｂ｜、｜ｃ｜と、増幅率演算部３１ａで演算された増幅率Ｄと、区間信号ＲＳ、ＳＴ、ＴＲと、スイッチングパターン発生器２１で検出されたＲ相中間電位相パルスａＭＩＤと、鋸歯状波ＳＡＷ２と、をもとに、Ｒ相が中間電位相となるモードにおいて、スイッチ部Ｑ１をオンオフさせるためのスイッチングパターンを生成する。生成部３１２は、Ｒ相が中間電位相となるモードにおけるスイッチングパターンとして、区間Ｄｓｔ〜区間Ｄｒｓ毎に、各区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓそれぞれの期間の長さに比例し且つ増幅率Ｄに比例したパルス幅を有するスイッチングパターンを生成する。

生成部３１３は、Ｒ相電圧規格化信号ａ及びＳ相電圧規格化信号ｂそれぞれの絶対値｜ａ｜、｜ｂ｜と、増幅率演算部３１ａで演算された増幅率Ｄと、区間信号ＲＳ、ＳＴ、ＴＲと、スイッチングパターン発生器２１で検出されたＴ相中間電位相パルスｃＭＩＤと、鋸歯状波ＳＡＷ２と、をもとに、Ｔ相が中間電位相となるモードにおいて、スイッチ部Ｑ１をオンオフさせるためのスイッチングパターンを生成する。生成部３１３は、Ｔ相が中間電位相となるモードにおけるスイッチングパターンとして、区間Ｄｓｔ〜区間Ｄｒｓ毎に、各区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓそれぞれの期間の長さに比例し且つ増幅率Ｄに比例したパルス幅を有するスイッチングパターンを生成する。
これら生成部３１１〜３１３で生成したスイッチングパターンの論理積をＯＲ回路３１４により求めることによって、図９（ｃ）に示すように、各モードそれぞれの区間Ｄｓｔ〜区間Ｄｒｓ毎に、各区間Ｄｓｔ〜区間Ｄｒｓそれぞれの長さに比例したパルス幅を有するスイッチングパターンが生成される。

図１に戻って駆動回路３２は、パターン生成部３１ｃで生成したスイッチングパターンに基づいて、スイッチ部Ｑ１をオンオフ動作させる。すなわち、パターン生成部３１ｃで生成したスイッチングパターンをもとに、スイッチ部Ｑ１をスイッチング制御するための駆動信号ＩＧＢＴｐｗｍを出力する。具体的には、駆動回路３２は、図８に示すようにドライバを有し、パターン生成部３１ｃで生成されたスイッチングパターンを表すパターン信号を入力し、スイッチ部Ｑ１を制御する駆動信号ＩＧＢＴｐｗｍを生成し出力する。

〔三相整流器１のシミュレーション結果〕
図１０は、三相整流器１を用いてシミュレーションを行ったときの、入力電流（図１０（ａ））と出力電圧（図１０（ｂ））とのシミュレーション結果を示す。
なお、図１に示す三相整流器１において、入力電圧は三相４００Ｖ、５０Ｈｚとし、出力電圧の目標値Ｖｏｏ＊はＤＣ６００Ｖとし、出力電力は９．６ｋＷとし、負荷３として負荷抵抗３７．５Ωとしてシミュレーションを行った。また、入力リアクトル１１としてリアクトルＬｉｒ〜Ｌｉｔそれぞれを並列に接続したリアクトル０．５ｍＨと抵抗２２０Ωとで模擬した。入力コンデンサ１２は１０μＦとし、直流リアクトルＬ１は０．５ｍＨとし、コンデンサＣ１は５００μＦとした。また、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチング周波数は１９．２ｋＨｚとした。スイッチ部Ｑ１は、図９（ｃ）に示すスイッチングパターンで駆動した。なお、図９は、図３に示すモードＩのポイントｐ１における、スイッチングパターンの一例を示したものである。図９（ａ）は、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜及びＴ相制御信号｜Ｔ｜と、Ｒ相用の鋸歯状波（ＳＡＷ１）及びＴ相用の鋸歯状波（ＳＡＷ２）との関係を表す。（ｂ）は、Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスを表す。（ｃ）は、スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンである。
図１０から、出力電圧の目標値Ｖｏｏ＊と同等とみなすことができる程度に昇圧された出力電圧Ｖｏｏが得られると共に、高調波が十分に抑制された入力電流Ｉｒ〜Ｉｔが得られることがわかる。

〔三相整流器１の効果〕
このように、本発明の一実施形態に係る三相整流器１は、ブリッジダイオード１３の出力を平滑化する平滑化用のコイル及びコンデンサと、昇圧用のコイル及びコンデンサとを兼用している。そのため、その分、サイズ及び重量の点でより小型化を図ることの可能な三相整流器１を得ることができる。そのため、三相整流器１を適用したモータ駆動装置やモータ駆動用インバータ制御装置等に適用することによって、これらモータ駆動装置やモータ駆動用インバータ制御装置等の小型化を図ることができ、特に、クリーナーや洗濯機等、小型化が望まれる電化製品に適用することにより、優位性を得ることができる。

さらに、本発明の一実施形態に係る三相整流器１は、三相ＳＷ周期Ｔ中に、区間Ｄｓｔ、Ｄｒｔ、Ｄｒｓ毎に、各区間のオン時間の長さに応じてスイッチ部Ｑ１をオン状態に切り替えている。そのため、高調波が抑制された入力電流を得ることができる。
その結果、サイズ及び重量の点でより小型化を図ることができるだけでなく、高調波抑制機能も有する三相整流器１を得ることができる。
ここで、本発明の一実施形態に係る三相整流器１において、「三相ＳＷ周期Ｔ中に、区間Ｄｓｔ、Ｄｒｔ、Ｄｒｓ毎に、各区間のオン時間の長さに応じてスイッチ部Ｑ１をオン状態に切り替えること」により入力電流の高調波抑制効果が得られる理由を説明する。
ここでは、入力電流の高調波抑制効果が得られる理由を、比較用三相整流器及び三相整流器基本回路１ａを伴って説明する。

（比較用三相整流器の構成）
比較用三相整流器は、本発明の一実施形態に係る三相整流器１と同一の機器構成を有する整流器である。すなわち、比較用三相整流器と三相整流器１との相違点は、スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンが異なる点である。具体的には、比較用三相整流器は、例えば、スイッチ部Ｑ１のスイッチング周波数を２１．１ｋＨｚとし一定周期でスイッチング動作させるようになっている。以後、比較用三相整流器におけるスイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンを比較用スイッチングパターンという。また、比較用三相整流器において用いられる比較用スイッチングパターンに対し、図９（ｃ）に示す本発明の一実施形態に係る三相整流器１におけるスイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンを適正スイッチングパターンともいう。
なお、比較用三相整流器における、双方向スイッチ回路１４の制御方法は、三相整流器１における双方向スイッチ回路１４の制御方法と同様であって、三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の大小関係に応じたモードＩ〜モードＶＩに応じて、図５〜図７に示すスイッチングパターンで双方向スイッチ回路１４をオンオフ動作させるようになっている。

（比較用三相整流器のシミュレーション結果）
図１１は、比較用三相整流器を用いてシミュレーションした場合の、入力電流Ｉｒ〜Ｉｔ及び出力電圧Ｖｏｏのシミュレーション結果を示したものである。なお、スイッチ部Ｑ１は、スイッチング周波数が２１．１ｋＨｚであり、図１２に示すように、三相ＳＷ周期Ｔ毎に一度の一定周期でスイッチ部Ｑ１をオン状態に切り替える比較用スイッチングパターンでオンオフ動作させた。スイッチ部Ｑ１を除く他の模擬条件は、三相整流器１を用いてシミュレーションを行ったときと同一条件とした。なお、図１２において、（ａ）は、双方向スイッチ回路１４のスイッチングパターンの一例、（ｂ）はスイッチ部Ｑ１の比較用スイッチングパターンの一例である。

この場合、図１１に示すように、目標とする電圧値Ｖｏｏ＊と同等電圧値の出力電圧Ｖｏｏ（図１１（ｂ））を得ることができる。しかしながら、入力電流Ｉｒ〜Ｉｔ（図１１（ａ））に高調波が含まれることがわかる。
ここで、比較用三相整流器において、入力電流Ｉｒ〜Ｉｔ（図１１（ａ））の高調波を抑制することができないということは、比較用三相整流器の高調波抑制機能を担うはずのブロック、すなわち、図１３に示す三相整流器基本回路１ａに相当する部分が十分に高調波を抑制しきれていないと推測することができる。つまり、単に、図１に示す機器構成を有する三相整流器１を実現しただけでは所望の動作を得ることができない。
そこで、比較用三相整流器の高調波抑制機能を担うはずのブロックの基本動作を解析し、この基本動作と、比較用三相整流器の動作との相違点を検討することで、比較用三相整流器が十分に高調波を抑制しきれない要因を検討した。比較用三相整流器の高調波抑制機能を担うはずのブロックの基本動作の解析は、図１３に示す三相整流器基本回路１ａを用いて行った。

（三相整流器基本回路１ａの構成）
この三相整流器基本回路１ａは、図１３に示すように、三相整流器１において、昇圧を行わず、ブリッジダイオード１３の出力を直流リアクトルＬ１及びコンデンサＣ１を含むフィルタ部により平滑化した後、負荷３に供給するようにした三相整流器である。
図１３に示す三相整流器基本回路１ａは、図３と同様に、三相交流電源２からの相電圧波形の１周期を６等分し、各モードに定めた方式でデューティ比を決定したスイッチングパターンにしたがって、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔをスイッチング制御する。
つまり、三相整流器基本回路１ａにおける、双方向スイッチ回路１４の制御方法は、三相整流器１における双方向スイッチ回路１４の制御方法と同様であって、三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の大小関係に応じたモードＩ〜モードＶＩに応じて、図５〜図７に示すスイッチングパターンで双方向スイッチ回路１４をオンオフ動作させるようになっている。

ここで、三相整流器基本回路１ａの制御には、このスイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのデューティ比の決定の他に重要な要素がある。すなわち、「直流リアクトルＬ１に流れる電流Ｉｌは一定である。」という仮定を前提として、スイッチング制御を行うという点である。なお、この一定とした電流Ｉｌの値は、三相整流器基本回路１ａの出力電流Ｉｏと同値である。つまり、電流Ｉｌが一定であるという仮定が成立した上で、所定の方式で決定したデューティ比を有するスイッチングパターンでスイッチＳＷｒ〜ＳＷｔをスイッチング制御することで初めて、三相整流器基本回路１ａは入力電流の高調波を抑制することができるのである。
しかしながら、電流Ｉｌは一定であるという仮定は、三相整流器基本回路１ａにおいて厳密には成立していない。

（三相整流器基本回路１ａの動作）
図１４は、三相整流器基本回路１ａでの、図３のモードＩの、ポイントｐ１における、双方向スイッチ回路１４のスイッチングパターンの一例を示したものである。図１４において、（ａ）は、Ｒ相制御信号｜Ｒ｜及びＴ相制御信号｜Ｔ｜と、Ｒ相用の鋸歯状波ＳＡＷ１及びＴ相用の鋸歯状波ＳＡＷ２との関係を表す。（ｂ）は、Ｒ相パルス、Ｓ相パルス、Ｔ相パルスを表す。（ｃ）は三相整流器基本回路１ａにおける、直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌの一例である。

図１４（ｂ）に示すスイッチングパターンでスイッチＳＷｒ〜ＳＷｔを制御した場合、図１４（ｃ）に示すように、直流リアクトルＬ１に流れる電流Ｉｌ（＝出力電流Ｉｏ）は、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔが切り替わる毎に傾きを変える折れ線状に変化する電流となる。図３のポイントｐ１ではＲ相が最大電圧相であり、Ｓ相が中間電圧相であり、Ｔ相が最小電圧相である。したがって、図１４（ｃ）に示すように、区間Ｄｓｔ、区間Ｄｒｔ、区間Ｄｒｓのそれぞれにおける平均電流Ｉｓｔ、Ｉｒｔ、Ｉｒｓは厳密に言えばそれぞれ異なってくる。まず区間Ｄｓｔでは、「直流リアクトルＬ１に流れる電流Ｉｌは一定である。」という仮定により要求される一定の出力電流である理想電流Ｉｏ＊に比較して若干小さい。区間Ｄｓｔは中間電圧相（Ｓ相）と最小電圧相（Ｔ相）との電位差により電流Ｉｌが流れるためである。区間Ｄｒｔでは最大電圧相（Ｒ相）と最小電圧相（Ｔ相）との電位差により電流Ｉｌが流れるため、電流値が増加する。その結果、区間Ｄｒｔにおける平均電流Ｉｒｔは理想電流Ｉｏ＊とほぼ同値となる。区間Ｄｒｓでは最大電圧相（Ｒ相）と中間電圧相（Ｓ相）との電位差により電流Ｉｌが流れるため、電流値が若干減少していく。しかし、区間Ｄｒｓの初期の電流値Ｉｌが大きいこともあり、区間Ｄｒｓにおける平均電流Ｉｒｓは理想電流Ｉｏ＊よりも若干大きくなる。

そのため、図３のポイントｐ１では、平均電流ＩｒｔとＩｒｓとの和を用いて得られるＲ相の入力電流Ｉｒは、三相整流器基本回路１ａが得ようとしている、「高調波が抑制された入力電流」よりも若干大きくなる。その理由は、平均電流Ｉｒｔは理想電流Ｉｏ＊とほぼ同等であるが、平均電流Ｉｒｓは理想電流Ｉｏ＊よりも若干大きいためである。同様の理由で図３のポイントｐ１では、Ｓ相の入力電流Ｉｓは「高調波が抑制された入力電流」にほぼ等しく、Ｔ相の入力電流Ｉｔは「高調波が抑制された入力電流」よりも若干小さくなる。

このように、平均電流Ｉｓｔ、Ｉｒｔ、Ｉｒｓと理想電流Ｉｏ＊との間に誤差が生じる結果、三相の入力電流Ｉｒ〜Ｉｔと、三相ＳＷ整流器に求められる「高調波が抑制された入力電流」との誤差が大きくなることは避けられない。しかしながら、三相の入力電流Ｉｒ〜Ｉｔと「高調波が抑制された入力電流」との誤差は、直流リアクトルＬ１のインダクタンス値を上げること、又はスイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチング周波数を上げること等により小さくすることができる。また、このように三相の入力電流Ｉｒ〜Ｉｔと「高調波が抑制された入力電流」との誤差を小さく調整することで、実用上支障のない程度、すなわち、各種の高調波規制の規格に準拠する程度の回路動作を得ることができる。

（三相整流器基本回路１ａのシミュレーション結果）
三相整流器基本回路１ａのシミュレーション結果を、図１５に示す。図１５（ａ）は直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌ、図１５（ｂ）は、三相の入力電流Ｉｒ〜Ｉｔである。電流Ｉｌは、図１５（ａ）に示すように、前述した折れ線状の誤差を含んでいるが、入力電流Ｉｒ〜Ｉｔの波形は図１５（ｂ）に示すように高調波が抑制された波形であって、実用上問題のない程度の回路動作が得られることがわかる。なお、三相整流器基本回路１ａのシミュレーションは、入力電圧は三相４００Ｖ、５０Ｈｚとし、出力電圧の目標値Ｖｏ＊は約ＤＣ４９０Ｖとし、出力電力は９．６ｋＷとし、負荷３として負荷抵抗２５Ωとして行った。また、入力リアクトル１１としてリアクトルＬｉｒ〜Ｌｉｔそれぞれを並列に接続したリアクトル０．５ｍＨと抵抗２２０Ωとで模擬した。また、入力コンデンサ１２は１０μＦとし、直流リアクトルＬ１は０．５ｍＨとし、コンデンサＣ１は５００μＦとした。また、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチング周波数は１９．２ｋＨｚとした。

（比較用三相整流器が入力電流の高調波成分を抑制しきれない要因についての検討）
（三相整流器基本回路１ａにおける入力電流の高調波成分ついての検討）
三相整流器基本回路１ａにおいて、直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌが図１４（ｃ）に示すように折れ線状に変化する電流であるが故に生じる誤差は、前述のように直流リアクトルＬ１のインダクタンス値を上げたり、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチング周波数を上げたりすることで小さくすることができる。
ここで、図１３に示す三相整流器基本回路１ａにおいて、ブリッジダイオード１３の出力電圧（非直流化電圧）をＶｄとしたとき、直流リアクトルＬ１の励磁又は減磁電圧Ｖｌは、次式（１）で表すことができる。
Ｖｌ＝Ｖｄ−Ｖｏ ……（１）

ブリッジダイオード１３の出力電圧Ｖｄ及び三相整流器基本回路１ａの出力電圧Ｖｏは、次式（２）で表すことができる。なお、（２）式中のＶｒｓ、Ｖｓｔ、Ｖｒｔは、それぞれＲＳ間の線間電圧、ＳＴ間の線間電圧、ＲＴ間の線間電圧である。また、Ｖ線間ｐｅａｋは、線間電圧Ｖｒｓ又はＶｓｔ又はＶｒｔのピーク値である。
Ｖｄ＝Ｖｒｓ又はＶｓｔ又はＶｒｔ＝０以上Ｖ線間ｐｅａｋ以下
Ｖｏ＝Ｖ線間ｐｅａｋ×（３^１／２／２）（但し、非降圧動作時） ……（２）

三相整流器基本回路１ａにおいて、図１６に示すように、ΔＴ間に直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌの変化量をΔＩｌとすると、変化量ΔＩｌは次式（３）で表すことができる。なお、ΔＴは、区間Ｄｓｔ〜区間Ｄｒｓ、つまり、選択された通電相が継続する時間を示す。
ΔＩｌ＝ΔＴ×（Ｖｌ／Ｉｌ）
＝ΔＴ×（（Ｖｄ−Ｖｏ）／Ｉｌ）
Ｖｌ＞０：電流Ｉｌは上昇。直流リアクトルＬ１は励磁。
Ｖｌ＜０：電流Ｉｌは下降。直流リアクトルＬ１は減磁。 ……（３）

（１）式及び（２）式から、三相整流器基本回路１ａにおけるＶｌの最大値及び最小値は次式（４）で表すことができる。
Ｖｌの最大値：Ｖ線間ｐｅａｋ×（１−（３^１／２／２））
Ｖｌの最小値：−（３^１／２／２）×Ｖ線間ｐｅａｋ
＝−Ｖｏ ……（４）
ΔＩｌが小さい程、三相の入力電流Ｉｒ〜Ｉｔと理想電流Ｉｏ＊（高調波が抑制された入力電流）との誤差は小さくなる。つまり、ΔＩｌが小さいということは、電流Ｉｌが一定に近くなることを意味することであるため、すなわち、電流Ｉｌと理想電流Ｉｏ＊との誤差が小さくなることを直感的に理解することができる。

また、（３）式からわかるように、電流Ｉｌの変化量ΔＩｌは、ΔＴとＶｌとに比例し、Ｉｌに反比例する。ΔＴは、選択された通電相が継続する期間を表すため、相選択の切り替わりのスピードが早くなるほど、つまり、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチング周波数が高くなるほど、ΔＴは短くなる。
つまり、ＩｌまたはスイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチング周波数を上げればΔＩｌは小さくなり、その結果、三相の入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔと「高調波が抑制された入力電流」との誤差を小さくすることができる。
逆に、Ｖｌの絶対値が大きいほど、ΔＩｌを大きくする作用が生じ、Ｖｌが正値であればＩｌは増加（一般的にこのとき、直流リアクトルＬ１は励磁されるという。）し、Ｖｌが負値であればＩｌは減少（一般的にこのとき、直流リアクトルＬ１は減磁されるという。）となる。

（比較用三相整流器における入力電流の高調波成分についての検討）
一方、比較用三相整流器、つまり、図１に示す三相整流器１と同一の機器構成を有する三相整流器において、ブリッジダイオード１３の出力電圧をＶｄ、比較用三相整流器の出力電圧をＶｏｏとしたとき、直流リアクトルＬ１の励磁又は減磁電圧Ｖｌは、次式（５）で表すことができる。
スイッチ部Ｑ１がオン：Ｖｌ＝Ｖｄ（Ｌ１は必ず励磁され電流Ｉｌは上昇）
スイッチ部Ｑ１がオフ：Ｖｌ＝Ｖｄ−Ｖｏｏ（Ｌ１は励磁又は減磁される。）
Ｖｄ＝Ｖｒｓ又はＶｓｔ又はＶｒｔ＝０以上Ｖ線間ｐｅａｋ以下
Ｖｏｏ＞Ｖｏ＝Ｖ線間ｐｅａｋ×（３^１／２／２） ……（５）

なお、（５）及び後述の（７）式において、Ｖｏは、（２）式で表される、図１３に示す三相整流器基本回路１ａにおける、非降圧動作時の出力電圧である。
比較用三相整流器において、図１７に示すようにΔＴ′間に直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌの変化量をΔＩｌとすると、変化量ΔＩｌは次式（６）で表すことができる。なお、ΔＴ′は、比較用三相整流器において区間Ｄｓｔ〜区間Ｄｒｓ、つまり、選択された通電相が継続する時間を示す。
ΔＩｌ＝ΔＴ′×（Ｖｌ／Ｉｌ）
＝ΔＴ′×（（Ｖｄ−Ｖｏｏ）／Ｉｌ） ……（６）

（５）式及び（６）式から、比較用三相整流器におけるＶｌの最大値及び最小値は次式（７）で表すことができる。
Ｖｌの最大値：Ｖ線間ｐｅａｋ
Ｖｌの最小値：−Ｖｏｏ（＜−Ｖｏ） ……（７）
ここで、比較用三相整流器は、三相整流器基本回路１ａにおいてさらにスイッチ部Ｑ１を備えるため、スイッチ部Ｑ１のオン／オフ状態に応じてΔＩｌを決定する必要がある。そして、後述するように、スイッチ部Ｑ１がオン状態であるかオフ状態であるかによりΔＩｌに加わる影響は大きく、スイッチ部Ｑ１のオン／オフ状態が適切に制御されなければ入力電流が歪むことになる。つまり、比較用三相整流器に要求される入力電流の高調波抑制機能が失われることになる。

図１８に、比較用三相整流器における、直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌの一例を示す。図１８は、図３に示すモードＩのポイントｐ１における、双方向スイッチ回路１４のスイッチングパターンの一例（図１８（ａ））と、スイッチ部Ｑ１の比較用スイッチングパターンの一例（図１８（ｂ））と、そのときに直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌ（図１８（（ｃ））とを示す。なお、図１８（ｄ）は比較のために、三相整流器基本回路１ａにおける図３に示すモードＩのポイントｐ１における電流Ｉｌを示す。
図１８（ｃ）に示すように、比較用三相整流器における電流Ｉｌは、同一ポイントｐ１での三相整流器基本回路１ａ（図１８（ｄ））における電流Ｉｌに比較して、スイッチ部Ｑ１がオン状態となる直前の電流Ｉlは理想電流Ｉｏ＊よりも小さく、スイッチ部Ｑ１がオン状態に切り替わった後の電流Ｉｌは急速に上昇し理想電流Ｉｏ＊を上回ることがわかる。このため、比較用三相整流器は、三相整流器基本回路１ａに比較して、区間Ｄｓｔと区間Ｄｒｓの平均電流が本来理想とする理想電流Ｉｏ＊よりも大きくなり、逆に、区間Ｄｒｔの平均電流は理想電流Ｉｏ＊よりも小さくなっていることがわかる。

ちなみに、図１８（ｃ）に示される比較用三相整流器における電流Ｉｌの変化状況を表す折れ線において、各線分の傾きを図１８（ｃ）中に示すようにａ１〜ａ５とし、図１８（ｄ）に示される三相整流器基本回路１ａにおける電流Ｉｌの変化状況を表す折れ線において、各線分の傾きを図１８（ｄ）中に示すようにａ６〜ａ８とする。これら傾きａ１〜ａ８は、表１に示すように表すことができる。比較用三相整流器では、直流リアクトルＬ１が励磁されると、スイッチ部Ｑ１がオフ状態に切り替わった場合でもコンデンサＣ１に励磁電圧がチャージされている。そのため、表１に示すように、区間Ｄｓｔでの電流Ｉｌの傾きａ１は、三相整流器基本回路１ａの区間Ｄｓｔでの傾きａ６と同一であるが、電流Ｉｌは理想電流Ｉｏ＊よりも大きい。また、比較用三相整流器ではその出力電圧Ｖｏｏは、ブリッジダイオード１３の出力電圧Ｖｄよりも大きいため、Ｖｄ＜Ｖｒｔであっても、Ｖｏｏ＞Ｖｒｔとなり得る。そのため、傾きａ２は負値となり得る。そして、スイッチ部Ｑ１がオン状態となると、直流リアクトルＬ１が励磁されるため、傾きａ３及びａ４は正値となる。

ここで、比較用三相整流器において、スイッチ部Ｑ１を比較用スイッチングパターンで駆動し、すなわち２１．１ｋＨｚのスイッチング周波数で動作させ続けると、区間Ｄｓｔと区間Ｄｒｓの平均電流が理想電流Ｉｏ＊よりも大きくなる一方、区間Ｄｒｔの平均電流が理想電流Ｉｏよりも小さいという状態が繰り返し生じることで、入力電流にその影響が現れることになる。
つまり、比較用三相整流器では、スイッチ部Ｑ１のオンオフ動作を原因とする、各通電区間における入力電流の、理想電流Ｉｏ＊との誤差が偏らないように制御するか、又は、誤差自体が小さくなるように制御する必要がある。そしてこれら制御を行わなければ、図１１に示すように、比較用三相整流器では、出力電圧Ｖｏｏは目標電圧Ｖｏｏ＊と同等に制御することができたとしても（図１１（ｂ））、入力電流Ｉｒ〜Ｉｔは高調波成分が抑制されず（図１１（ａ））、すなわち、入力電流の高調波抑制機能が作用しないことがわかる。

（三相整流器１における入力電流の高調波成分についての検討）
以上説明した三相整流器基本回路１ａ及び比較用三相整流器に対し、本発明の一実施形態に係る三相整流器１では、図１９（ｂ）に示す比較用スイッチングパターンのように、三相ＳＷ周期Ｔ毎に一度、スイッチ部Ｑ１をオン状態に切り替えるのではなく、図１９（ｃ）に示す適正スイッチングパターンのように、三相ＳＷ周期Ｔ毎の各区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓにおいて一回、スイッチ部Ｑ１がオン状態に切り替える。そして、スイッチ部Ｑ１がオン状態となる期間は、区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓ毎に、各区間の継続時間に比例した割合となるようにしている。つまり、三相ＳＷ周期Ｔ中に計３回、スイッチ部Ｑ１をオン状態に切り替えている。その結果、一つの三相ＳＷ周期Ｔ中における電流Ｉｌの変化量が抑制され、電流Ｉｌは理想電流Ｉｏ＊により近い範囲で変動することになる。つまり、高調波抑制機能を働かせることができたことと同等となる。
なお、図１９において（ａ）は、図３のポイントｐ１における双方向スイッチ回路１４のスイッチングパターンの一例である。

ここで、図１９（ｂ）に示すスイッチ部Ｑ１の比較用スイッチングパターンにおいて、オンとなる区間をＴＱｏｎ、スイッチ部Ｑ１のスイッチング周期をＴＱとしたとき、スイッチ部Ｑ１のオンデューティＤＱは次式（８）で表すことができる。また、図１９（ｃ）に示すスイッチ部Ｑ１の適正スイッチングパターンにおいて、Ｄｒｔ区間中にオンとなる区間をＴｒｔＱｏｎとし、Ｄｒｔ区間中のスイッチ部Ｑ１の周期をＴｒｔＱとする。この場合、Ｄｒｔ区間中のスイッチ部Ｑ１のオンデューティＤｒｔＱは、次式（９）で表すことができる。オンデューティＤＱ（（８）式）とＤｒｔ区間中のオンデューティＤｒｔＱ（（９）式）とは、次式（１０）に示す関係が成り立つ。Ｄｒｓ区間及びＤｓｔ区間のオンデューティも同様に、それぞれオンデューティＤＱと一致する。
ＤＱ＝ＴＱｏｎ／ＴＱ ……（８）
ＤｒｔＱ＝ＴｒｔＱｏｎ／ＴｒｔＱ ……（９）
ＤＱ＝ＤｒｔＱ ……（１０）

（適正スイッチングパターンで駆動することによる効果）
以上説明したように、図１に示す機器構成を有する三相整流器を構成することによって、比較用三相整流器で説明したように、目標とする電圧値Ｖｏｏ＊と同等電圧値の出力電圧Ｖｏｏを得ることのできる三相整流器を実現することができる。
さらに、本発明の一実施形態に係る三相整流器１においては、適正スイッチングパターンでスイッチ部Ｑ１を駆動し、区間Ｄｓｔ、Ｄｒｔ、Ｄｒｓ毎に、各区間のオン時間の長さに応じてスイッチ部Ｑ１をオン状態に切り替えている。ここで、比較用三相整流器で説明したように、スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンによっては、入力電流の高調波抑制機能が抑制される場合があるが、三相整流器１では、適正スイッチングパターンでスイッチ部Ｑ１を切り替えている。そのため、直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌの変化量が増大した場合であっても、電流Ｉｌと理想電流Ｉｏ＊との差が増大することを抑制することができ、その結果、高調波が抑制された入力電流を得ることができる。

そのため、高調波抑制機能を維持したまま、ブリッジダイオード１３の出力を平滑化する平滑化用のコイル及びコンデンサと、昇圧用のコイル及びコンデンサとを兼用することができ、その分、サイズ及び重量の点でより小型化を図ることの可能な三相整流器１を得ることができる。
また、三相整流器１では、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔの区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓ毎に一度スイッチ部Ｑ１をオン状態に切り替えるようにしているため、三相ＳＷ周期Ｔにおいて、スイッチ部Ｑ１がオン状態となるタイミングを容易にばらつかせることができる。その結果、スイッチ部Ｑ１がオン状態となる区間が、三相ＳＷ周期Ｔ内において偏ることを容易に抑制することができる。

また、スイッチ部Ｑ１のオン期間を、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチングパターンで決まる区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓそれぞれの長さに比例して設定しているため、各区間で生じる入力電流の偏りを抑制しつつ、三相整流器１の出力電圧Ｖｏｏを目標値Ｖｏｏ＊に昇圧することができる。
また、本発明の一実施形態に係る三相整流器１は、スイッチ部Ｑ１を常にオフ状態とすれば、図１３に示す三相整流器基本回路１ａと同等の機器構成となり、三相整流器基本回路１ａと同等の動作を行うことになる。したがって、三相整流器１を、例えば特許文献１に記載された降圧型の三相整流器としても動作させることができ、昇圧及び降圧制御が可能な三相整流器１を実現することができる。

ちなみに、三相整流器１と同様に、入力される三相交流電流の高調波を抑制し且つ出力を昇降圧可能な電源回路１００として、例えば、図２５に示すように、三相ＰＷＭコンバータ方式の入力電流高調波抑制型昇圧電源１０１に、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を接続した電源回路が挙げられる。
この電源回路１００において、入力リアクトルＬｌｒ、Ｌｌｓ、Ｌｌｔは、その動作原理上、図１に示す三相整流器１の直流リアクトルＬ１の３〜５倍のインダクタンス、つまり３〜５倍程度の大きさと重量が必要である。これに対し、三相整流器１の構成部品のうち、電源回路１００には含まれない部品、すなわち、入力リアクトル１１（Ｌｉｒ〜Ｌｉｔ）及び入力コンデンサ１２（Ｃｉｒ〜Ｃｉｔ）の大きさと重量の合計は、電源回路１００の入力リアクトルＬｌｒ、Ｌｌｓ、Ｌｌｔの大きさと重量の合計の１／５倍程度である。つまり、図１に示す三相整流器１の方が、電源回路１００よりも小型且つ軽量である。

したがって、電源回路１００と同等の機能を実現する回路として、より小型且つ軽量な三相整流器１を実現することができる。
なお、上記実施形態では、区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓ毎に１回、スイッチ部Ｑ１をスイッチング動作させる場合について説明したが、区間毎に１区間に複数回ずつスイッチ部Ｑ１をスイッチング動作させるようにしてもよい。

〔変形例１〕
上記実施形態では、三相整流器１において、スイッチ部Ｑ１を、区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓ毎にオン状態に切り替えることによって、スイッチ部Ｑ１がオン状態となることで増加する、直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌの増加量を抑制し、電流Ｉｌと理想電流Ｉｏ＊との誤差を低減する場合について説明したがこれに限るものではない。
例えば、三相整流器１の各三相ＳＷ周期Ｔにおいて、三相ＳＷ周期Ｔの区間中の異なるタイミングで、スイッチ部Ｑ１をオンとするようにしてもよい。

図２０に、三相ＳＷ周期Ｔ中におけるスイッチ部Ｑ１のオン期間をばらつかせて設けた一例を示す。図２０において、（ａ）は、図３に示すモードＩのポイントｐ１におけるスイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチングパターンの一例である。図２０（ｂ）は、変形例１におけるスイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンの一例であり、図２０（ｃ）は（ｂ）に示すスイッチングパターンでスイッチ部Ｑ１をオンオフさせた場合の電流Ｉｌの変化状況を示す。図２０（ｄ）は、三相ＳＷ周期Ｔ毎に１回、同一のタイミングでスイッチ部Ｑ１をオンオフさせるようにした場合のスイッチングパターンの一例であり、図２０（ｅ）は（ｄ）に示すスイッチングパターンでスイッチ部Ｑ１をオンオフさせた場合の、直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌの変化状況の一例を示す。
図１８で説明したように、図２０（ｄ）に示すようにスイッチ部Ｑ１を三相ＳＷ周期Ｔ毎に同一タイミングでオンオフさせた場合、図２０（ｅ）に示すように、区間Ｄｒｔの平均電流は常に理想電流Ｉｏ＊よりも小さく、区間Ｄｒｓの平均電流は常に理想電流Ｉｏ＊よりも大きくなる場合がある。つまり、入力電流Ｉｒ〜Ｉｔに高調波が含まれることになる。

これに対し、図２０（ｂ）に示すように、複数の三相ＳＷ周期Ｔ（図２０では、周期Ｔ１〜Ｔ４）において、各周期で異なるタイミングでスイッチ部Ｑ１をオン状態に切り替えた場合、図２０（ｃ）に示すように、周期Ｔ１では、区間Ｄｒｔの平均電流は理想電流Ｉｏ＊よりも小さいが、区間Ｄｒｓの平均電流は理想電流Ｉｏ＊よりも大きい。周期Ｔ２では、区間Ｄｒｔの平均電流は理想電流Ｉｏ＊よりも大きく、区間Ｄｒｓの平均電流も理想電流Ｉｏ＊よりも大きい。同様に、周期Ｔ３、Ｔ４でも各区間の平均電流は理想電流Ｉｏ＊よりも大きかったり小さかったりする。そのため、区間のみでみれば、各区間Ｄｓｔ、Ｄｒｔ、Ｄｒｓそれぞれの平均電流と、理想電流Ｉｏ＊との間には差があるが、複数の区間の平均でみると、その平均電流は理想電流Ｉｏ＊に近づく。この論理は、三相ＳＷ周期Ｔ毎の平均電流についても言え、例えば、周期Ｔ２、Ｔ３における平均電流は、理想電流Ｉｏ＊よりも大きく、周期Ｔ１、Ｔ４における平均電流は、理想電流Ｉｏ＊よりも小さい。しかしながら、周期Ｔ１〜Ｔ４を一つの単位としてみれば、周期Ｔ１〜Ｔ４の平均電流は理想電流Ｉｏ＊に近づく。

なお、近接する周期間の短期的電流誤差は、入出力のコンデンサにより吸収されるため、入力電流に与える影響は小さい。
したがって、このように、複数周期（図２０では４周期Ｔ１〜Ｔ４）において周期毎にスイッチ部Ｑ１をオンオフさせるタイミングをばらつかせた場合でも、上記実施形態と同等の作用効果を得ることができる。つまり、複数周期例えばＴ１〜Ｔ４における平均電流を理想電流Ｉｏ＊に近付けることができるため、この場合も、高調波が抑制された入力電流を得ることができる。
なお、図２０（ｂ）に示すように、変形例１におけるスイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンは、そのパルス幅は、図２０（ｄ）に示す、三相ＳＷ周期Ｔにおいて一定のタイミングでスイッチ部Ｑ１をオン動作させるスイッチングパターンのパルス幅と同一である。

図２０（ｄ）に示す、一定のタイミングでスイッチ部Ｑ１をオン動作させるスイッチングパターンでスイッチ部Ｑ１を駆動した場合には、図１１で説明したように、目標とする電圧値Ｖｏｏ＊と同等電圧値の出力電圧Ｖｏｏを得ることはできるものの、入力電流Ｉｒ〜Ｉｔ（図１１（ａ））には高調波が含まれることになる。
なお、ここでは、図２０に示すように、４周期を一つの単位として、スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンを設定した場合について説明したが、４周期に限るものではない。任意数の周期を一つの単位として、スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンを設定してもよい。また、図３に示す６つのモードにおいて同一モードにある三相ＳＷ周期Ｔ毎に異なるタイミングでスイッチ部Ｑ１をオン状態に切り替えてもよい。

〔変形例２〕
上記変形例１では、予め設定した複数の三相ＳＷ周期Ｔを単位とし、この複数周期において、周期毎にスイッチ部Ｑ１をオンオフさせるタイミングをずらし、このずれたタイミングで複数周期を単位としてスイッチ部Ｑ１をオンオフさせることで、スイッチ部Ｑ１をオンオフさせるタイミングをばらつかせている。これに対し、変形例２では、三相ＳＷ周期Ｔの一定数倍の周期でスイッチ部Ｑ１をオンオフ制御するようにしたものである。なお、スイッチ部Ｑ１のスイッチング周波数は、適用する三相整流器１の特性に応じて高調波規格を満足し得る入力電流波形を得ることのできる周波数に設定すればよい。

図２１〜図２４に、図１に示す三相整流器１を用いてシミュレーションを行い、異なる３通りの周期でスイッチ部Ｑ１をスイッチング動作させた場合のシミュレーション結果を示す。
図２１は、スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンを示したものである。（ａ）は、三相ＳＷ周期Ｔの１．２５倍でスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御するものであり、スイッチＳＷｓ〜ＳＷｒのスイッチング周波数の０．８倍の周期でスイッチング制御するものである。（ｂ）は、三相ＳＷ周期Ｔの０．７５倍でスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御するものであり、スイッチＳＷｓ〜ＳＷｒのスイッチング周波数の１．３３倍でスイッチング制御するものである。（ｃ）は、三相ＳＷ周期Ｔの０．６２５倍でスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御するものであり、スイッチＳＷｓ〜ＳＷｒのスイッチング周波数の１．６倍でスイッチング制御するものである。

図２２〜図２４は、図２１（ａ）〜（ｃ）に示す各スイッチングパターンでスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御した場合のシミュレーション結果を示したものであり、図２２〜図２４において、（ａ）は入力電流波形のシミュレーション結果、（ｂ）は（ａ）に示す入力電流波形を高調波解析した結果である。なお、図２２〜図２４のシミュレーション結果を得るためのシミュレーション又は実測は、三相整流器１の入力電圧は、三相４００Ｖ、５０Ｈｚとし、出力電圧の目標値Ｖｏｏ＊はＤＣ６００Ｖとし、出力電力は９．６ｋＷとし、負荷３として負荷抵抗３７．５Ωとした。また、入力リアクトル１１としてリアクトルＬｉｒ〜Ｌｉｔそれぞれを並列に接続したリアクトル０．５ｍＨと抵抗２２０Ωとで模擬した。また、入力コンデンサ１２は１０μＦとし、直流リアクトルＬ１は０．５ｍＨとし、コンデンサＣ１は５００μＦとした。また、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチング周波数は、１９．２ｋＨｚとし、スイッチ部Ｑ１のスイッチング周波数は、１９．２ｋＨｚ（スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチング周波数）の所定数倍とした。

図２１（ａ）に示すように、三相ＳＷ周期Ｔの１．２５倍の周期でスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御した場合、図２２に示すように、高調波成分が高調波規格を満足しない。図２１（ｂ）に示すように、三相ＳＷ周期Ｔの０．８倍の周期でスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御した場合、図２３に示すように、規格遵守エリアと規格準拠不問エリアとの境界近傍の周波数域に高調波成分が含まれ、ほぼ規格を満足するが周波数が少しずれると規格外となる可能性がある。図２１（ｃ）に示すように、三相ＳＷ周期Ｔの０．６２５倍の周期でスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御した場合、図２４に示すように、高調波成分はほぼ含まれず十分に規格を満足することが確認された。

図２２〜図２４から、シミュレーションを行った三相整流器１の場合には、図２１（ｂ）又は（ｃ）に示すスイッチングパターンを適正スイッチングパターンとしてスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御することが好ましいことがわかる。すなわち、三相ＳＷ周期Ｔよりも小さい周期でスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御した場合に、入力電流に含まれる高調波が抑えられる。
なお、このようにして設定したスイッチ部Ｑ１の適正スイッチングパターンは、シミュレーションを行った三相整流器１を構成する各部の定数や出入力電圧、電流などを実用時に想定される程度の範囲で変更した場合であっても同等のシミュレーション結果を得られること、つまり、期待する高調波抑制機能を維持することができることを確認している。
また、変形例２では、スイッチ部Ｑ１の適正スイッチングパターンとして、スイッチＳＷｓ〜ＳＷｒのスイッチング周波数の所定数倍の周波数のパターンとして設定しているため、スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンを容易に設定することができる。

〔変形例１及び変形例２のスイッチング周波数の設定方法〕
変形例１及び変形例２におけるスイッチ部Ｑ１の適正スイッチングパターンは、例えば以下の手順で設定することができる。
まず、スイッチ部Ｑ１のスイッチングパターンとして、変形例１に示す複数周期を一つの単位としてスイッチングパターンを決定する方法、又は変形例２に示すように、スイッチＳＷｓ〜ＳＷｒのスイッチング周波数の一定数倍の周期でスイッチ部Ｑ１をスイッチング制御する方法でのスイッチングパターンにしたがって、任意のスイッチングパターンを設定する。

次に、設定したスイッチングパターンで実際に使用する三相整流器１の実機を用いて実測を行うか、又は、実際に使用する三相整流器１相当の特性を有する三相整流器のシミュレーションを行い、入力電流波形を取得する。そして、取得した入力電流波形について高調波解析を行う。そして、三相整流器１に求められる高調波抑制規格を満たすとみなすことができるとき、このときのスイッチングパターンを適正スイッチングパターンとして採用する。なお、シミュレーション又は実測を行う場合、出力電流は、使用上考えられる最大値を想定して実測又はシミュレーションを行う。この最大値を想定した状態で高調波抑制規格を満たすスイッチングパターンの場合には、それ以下の出力電流である場合も、高調波抑制規格を満たすことはシミュレーションで確認済みである。

ちなみに、変形例２において、実測又はシミュレーションを行った三相整流器を用いて、スイッチ部Ｑ１のスイッチング周波数を、スイッチＳＷｓ〜ＳＷｒのスイッチング周波数の１．１倍から１．９倍まで０．１刻みで変化させ、シミュレーションを行った。その結果、スイッチ部Ｑ１のスイッチング周波数が、スイッチＳＷｓ〜ＳＷｒのスイッチング周波数の１．４倍から１．６倍程度である場合に良好な入力電流波形を得られることが確認された。

なお、上記実施形態においては、三相ＳＷ周期Ｔ中の区間Ｄｓｔ〜Ｄｒｓ毎にスイッチ部Ｑ１をスイッチング動作させること、また、複数の三相ＳＷ周期Ｔの区間を単位として、三相ＳＷ周期Ｔ毎に異なるタイミングでスイッチ部Ｑ１をスイッチング動作させること、さらに、スイッチＳＷｒ〜ＳＷｔのスイッチング周波数の一定数倍の周波数でスイッチ部Ｑ１をスイッチング動作させることで、スイッチ部Ｑ１のスイッチング動作により電流Ｉｌの変化量が増大する区間をばらつかせ、これによって電流Ｉｌと理想電流Ｉｏ＊との誤差を低減する場合について説明したがこれに限るものではない。例えば直流リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｌの変化状況から、電流Ｉｌと理想電流Ｉｏ＊との誤差を低減するようにスイッチ部Ｑ１をオンオフさせる回数やタイミングを設定するようにしてもよい。また、スイッチ部Ｑ１のスイッチング周波数を大きくし、スイッチ部Ｑ１のスイッチング動作が電流Ｉｌに与える影響が十分小さくなるようにするようにしてもよい。このように電流Ｉｌと理想電流Ｉｏ＊との誤差自体が小さくなるようにスイッチ部Ｑ１を動作させ、これにより結果的に、電流Ｉｌと理想電流Ｉｏ＊との誤差を低減するようにしてもよい。

以上、本発明の実施形態を説明したが、上記実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

１ 三相整流器
２ 三相交流電源
３ 負荷
１１ 入力リアクトル
１２ 入力コンデンサ
１３ ブリッジダイオード
１４ 双方向スイッチ回路
１５ ダイオード
１６ 昇圧部
１７ スイッチ制御部
１８ 昇圧制御部
２１ スイッチングパターン発生器
２２ 駆動回路
３１ スイッチングパターン発生器
３２ 駆動回路
Ｃ１ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｌ１ 直流リアクトル
Ｑ１ スイッチ部
ＳＷｒ〜ＳＷｔ スイッチ
Ｔ 三相ＳＷ周期

Claims (6)

1. 三相交流電力を直流電力に変換する三相整流器であって、
   前記三相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、
   前記三相交流電力の前記全波整流回路への各相の入力をオン／オフする双方向スイッチ回路と、
   前記双方向スイッチ回路を制御するスイッチ制御部と、
   少なくともコイルとコンデンサとオン／オフ動作するスイッチ部とを含み、前記全波整流回路の出力を昇圧する昇圧部と、
   前記スイッチ部を制御する昇圧制御部と、を備え、
   前記昇圧部の前記コイル及び前記コンデンサは、前記全波整流回路の出力を平滑化するフィルタ部を兼ねることを特徴とする三相整流器。
2. 前記コイルは前記全波整流回路と当該全波整流回路の出力側に接続された負荷との間に直列に接続され、
   前記コンデンサは前記コイルと前記負荷との間に前記負荷と並列に接続され、
   さらに前記スイッチ部は前記コイルと前記コンデンサとの間に前記コンデンサと並列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の三相整流器。
3. 前記三相交流電力の各相の電圧を検出する相電圧検出部を有し、
   前記スイッチ制御部は、前記相電圧検出部で検出した前記三相交流電力の各相の検出電圧に基づいて、前記双方向スイッチ回路をオン／オフ動作させるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成した前記双方向スイッチ回路用のスイッチングパターンで前記双方向スイッチ回路をスイッチング制御し、
   前記昇圧制御部は、前記スイッチ部をオン／オフ動作させるためのスイッチングパターンを生成し、生成した前記スイッチ部用のスイッチングパターンで前記スイッチ部をスイッチング制御し、
   前記スイッチ部用のスイッチングパターンは、前記双方向スイッチ回路用のスイッチングパターンとは異なることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の三相整流器。
4. 前記双方向スイッチ回路用のスイッチングパターンは所定のスイッチング周期を有し、
   前記スイッチ部用のスイッチングパターンのスイッチング周期は、前記双方向スイッチ回路用の前記スイッチング周期よりも短いことを特徴とする請求項３に記載の三相整流器。
5. 三相交流電力を直流電力に整流する全波整流回路と、前記三相交流電力の前記全波整流回路への各相の入力をオン／オフする双方向スイッチ回路と、を備え、前記全波整流回路と負荷との間に、前記全波整流回路側から順に、オン／オフ動作するスイッチ部とコンデンサとを前記負荷と並列に接続すると共に、前記全波整流回路と前記スイッチ部との間に直列にコイルを接続した三相整流器の制御方法であって、
   前記スイッチ部をオン／オフ動作させることにより、前記コイルと前記コンデンサとを、前記全波整流回路の出力を昇圧する昇圧部の一部として動作させる昇圧モードと、
   前記スイッチ部をオフ状態にすることにより、前記コイルと前記コンデンサとを、前記全波整流回路の出力を平滑化するフィルタ部の一部として動作させるフィルタモードと、を交互に繰り返すことを特徴とする三相整流器の制御方法。
6. 前記三相交流電力の各相の電圧に基づいて前記双方向スイッチ回路をオン／オフ動作させるための各相のスイッチングパターンを生成し、生成した前記双方向スイッチ回路用のスイッチングパターンで前記双方向スイッチ回路をオン／オフ動作させ、
   前記スイッチ部をオン／オフ動作させるためのスイッチングパターンを生成し、生成した前記スイッチ部用のスイッチングパターンで前記スイッチ部をオン／オフ動作させ
   前記双方向スイッチ回路用のスイッチングパターンと前記スイッチ部用のスイッチングパターンとは異なることを特徴とする請求項５に記載の三相整流器の制御方法。

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