JP2020137300A

JP2020137300A - Converter device, processing method and program

Info

Publication number: JP2020137300A
Application number: JP2019029644A
Authority: JP
Inventors: 謙一相場; Kenichi Aiba; 林　茂樹; Shigeki Hayashi; 茂樹林; 正和久原; Masakazu Kuhara
Original assignee: Mitsubishi Heavy Industries Thermal Systems Ltd
Current assignee: Mitsubishi Heavy Industries Thermal Systems Ltd
Priority date: 2019-02-21
Filing date: 2019-02-21
Publication date: 2020-08-31
Anticipated expiration: 2039-02-21
Also published as: JP7235531B2

Abstract

To provide a converter device that can continue an operation even when abnormality occurs in a power supply.SOLUTION: A converter device comprises: a waveform detection section that detects a voltage waveform of supplied power supply voltage; a component identification section that identifies an in-phase component and an orthogonal component of the voltage waveform; and a phase difference calculation section that calculates a phase difference on the basis of the in-phase component and the orthogonal component.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、コンバータ装置、処理方法及びプログラムに関する。 The present invention relates to converter devices, processing methods and programs.

コンバータ装置は、さまざまな分野で利用されている。特許文献１には、コンバータ装置を空気調和機に適用し、装置の小型化及び簡素化を図る技術が記載されている。 Converter devices are used in various fields. Patent Document 1 describes a technique for applying a converter device to an air conditioner to reduce the size and simplification of the device.

特開２０１４−１５０６２２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2014-150622

ところで、コンバータ装置に供給される電源に位相の急激な変化などの異常が生じた場合、過電流が流れ、コンバータ装置に不具合が発生する可能性がある。 By the way, if an abnormality such as a sudden change in phase occurs in the power supply supplied to the converter device, an overcurrent may flow and a problem may occur in the converter device.

そこで、コンバータ装置に供給される電源に異常が発生した場合であっても、コンバータ装置の運転を継続させることのできる技術が求められている。 Therefore, there is a demand for a technique capable of continuing the operation of the converter device even when an abnormality occurs in the power supply supplied to the converter device.

本発明は、上記の課題を解決することのできるコンバータ装置、処理方法及びプログラムを提供することを目的としている。 An object of the present invention is to provide a converter device, a processing method, and a program capable of solving the above problems.

本発明の第１の態様によれば、コンバータ装置は、供給される電源電圧の電圧波形を検出する波形検出部と、前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する成分特定部と、前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出する位相差算出部と、を備える。 According to the first aspect of the present invention, the converter device includes a waveform detection unit that detects the voltage waveform of the supplied power supply voltage, a component identification unit that specifies an in-phase component and an orthogonal component of the voltage waveform, and the above-mentioned. It includes a phase difference calculation unit that calculates a phase difference based on an in-phase component and an orthogonal component.

本発明の第２の態様によれば、第１の態様におけるコンバータ装置は、前記電圧指令算出部は、前記正規化処理部によって正規化された前記電源電圧に基づく昇圧比の上限の逆数によって、前記電圧指令の取り得る範囲を制限するものであってもよい。 According to the second aspect of the present invention, in the converter device in the first aspect, the voltage command calculation unit is the reciprocal of the upper limit of the boost ratio based on the power supply voltage normalized by the normalization processing unit. It may limit the range in which the voltage command can be taken.

本発明の第３の態様によれば、第３の態様におけるコンバータ装置において、前記正規化処理部は、ローパスフィルタに前記ピーク値を通過させた場合に、前記ローパスフィルタが出力する値で前記電源電圧を正規化するものであってもよい。 According to the third aspect of the present invention, in the converter device according to the third aspect, the normalization processing unit uses the value output by the low-pass filter when the peak value is passed through the low-pass filter. It may normalize the voltage.

本発明の第４の態様によれば、第２の態様におけるコンバータ装置において、前記正規化処理部は、ローパスフィルタに前記ピーク値を通過させた場合に、前記ローパスフィルタが出力する値で前記電源電圧を正規化するものであってもよい。 According to the fourth aspect of the present invention, in the converter device according to the second aspect, the normalization processing unit uses the value output by the low-pass filter when the peak value is passed through the low-pass filter. It may normalize the voltage.

本発明の第５の態様によれば、第１の態様から第４の態様の何れか１つにおけるコンバータ装置は、前記位相差に基づいて、前記電源電圧の位相を制御する位相制御部、を備えるものであってもよい。 According to the fifth aspect of the present invention, the converter device in any one of the first to fourth aspects includes a phase control unit that controls the phase of the power supply voltage based on the phase difference. It may be provided.

本発明の第６の態様によれば、コンバータ装置は、供給される電源電圧の電圧波形を検出する波形検出部と、前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値を用いて前記電源電圧を正規化する正規化処理部と、前記正規化処理部が正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出する電圧指令算出部と、備える。 According to the sixth aspect of the present invention, the converter device uses a waveform detection unit that detects the voltage waveform of the supplied power supply voltage and the peak value of the power supply voltage in a period of a predetermined cycle or more of the power supply voltage. A voltage that calculates a voltage command using a normalization processing unit that normalizes the power supply voltage and a correction value based on the difference between the voltage after the normalization processing unit normalizes and the ideal voltage of the power supply voltage. It is equipped with a command calculation unit.

本発明の第７の態様によれば、コンバータ装置による処理方法は、供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定することと、前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出することと、を含む。 According to the seventh aspect of the present invention, the processing method by the converter device detects the voltage waveform of the supplied power supply voltage, identifies the in-phase component and the orthogonal component of the voltage waveform, and the in-phase component. Includes calculating the phase difference based on the component and the orthogonal component.

本発明の第８の態様によれば、プログラムは、コンバータ装置のコンピュータに、供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定することと、前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出することと、を実行させる。 According to the eighth aspect of the present invention, the program detects the voltage waveform of the power supply voltage supplied to the computer of the converter device, identifies the in-phase component and the orthogonal component of the voltage waveform, and The calculation of the phase difference based on the in-phase component and the orthogonal component is executed.

本発明の第９の態様によれば、コンバータ装置による処理方法は、供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値を用いて前記電源電圧を正規化することと、正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出することと、を含む。 According to the ninth aspect of the present invention, the processing method by the converter device uses the detection of the voltage waveform of the supplied power supply voltage and the peak value of the power supply voltage in a period equal to or longer than a predetermined cycle of the power supply voltage. This includes normalizing the power supply voltage and calculating a voltage command using a correction value based on the difference between the normalized voltage and the ideal voltage of the power supply voltage.

本発明の第１０の態様によれば、プログラムは、コンバータ装置のコンピュータに、供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値を用いて前記電源電圧を正規化することと、正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出することと、を実行させる。 According to the tenth aspect of the present invention, the program detects the voltage waveform of the power supply voltage supplied to the computer of the converter device, and the peak value of the power supply voltage in a period equal to or longer than a predetermined cycle of the power supply voltage. Is used to normalize the power supply voltage, and a voltage command is calculated using a correction value based on the difference between the normalized voltage and the ideal voltage of the power supply voltage.

本発明の実施形態によるコンバータ装置、処理方法及びプログラムによれば、コンバータ装置に供給される電源に異常が発生した場合であっても、コンバータ装置の運転を継続させることができる。 According to the converter device, the processing method, and the program according to the embodiment of the present invention, the operation of the converter device can be continued even when an abnormality occurs in the power supply supplied to the converter device.

本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the motor drive device by 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態によるコンバータ制御部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the converter control part by 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態によるコンバータ装置の処理フローを示す図である。It is a figure which shows the processing flow of the converter apparatus by 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態におけるシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the motor drive device by 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態によるコンバータ制御部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the converter control part by 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態における制御信号の生成を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the generation of the control signal in the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態によるコンバータ装置の処理フローを示す図である。It is a figure which shows the processing flow of the converter apparatus by 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態におけるシミュレーション結果を示す第１の図である。It is the first figure which shows the simulation result in the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態におけるシミュレーション結果を示す第２の図である。It is the 2nd figure which shows the simulation result in 2nd Embodiment of this invention. 少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。It is a schematic block diagram which shows the structure of the computer which concerns on at least one Embodiment.

＜第１実施形態＞
以下、図面を参照しながら実施形態について詳しく説明する。
本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置について説明する。
図１は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１の構成を示す図である。モータ駆動装置１は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ２０に出力する装置である。モータ駆動装置１は、図１に示すように、コンバータ装置２と、インバータ装置３と、を備える。 <First Embodiment>
Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings.
The motor drive device according to the first embodiment of the present invention will be described.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention. The motor drive device 1 is a device that converts AC power from the AC power supply 4 into DC power, converts the DC power into three-phase AC power, and outputs the DC power to the compressor motor 20. As shown in FIG. 1, the motor drive device 1 includes a converter device 2 and an inverter device 3.

コンバータ装置２は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換してインバータ装置３に出力する装置である。コンバータ装置２は、整流回路５と、スイッチング回路１０ａと、スイッチング回路１０ｂと、平滑コンデンサ１２と、コンバータ制御部１５と、電圧検出部１７と、を備える。
整流回路５は、入力端子と、入力側の基準端子と、出力端子と、出力側の基準端子と、を備える。入力側の基準端子の電位は、入力端子における電位の基準となる電位である。出力側の基準端子の電位は、出力端子における電位の基準となる電位である。整流回路５は、交流電源４より入力された交流電力を直流電力に変換し、スイッチング回路１０ａと、スイッチング回路１０ｂとに出力する。 The converter device 2 is a device that converts AC power from the AC power supply 4 into DC power and outputs it to the inverter device 3. The converter device 2 includes a rectifier circuit 5, a switching circuit 10a, a switching circuit 10b, a smoothing capacitor 12, a converter control unit 15, and a voltage detection unit 17.
The rectifier circuit 5 includes an input terminal, a reference terminal on the input side, an output terminal, and a reference terminal on the output side. The potential of the reference terminal on the input side is a potential that serves as a reference for the potential at the input terminal. The potential of the reference terminal on the output side is a potential that serves as a reference for the potential at the output terminal. The rectifier circuit 5 converts the AC power input from the AC power supply 4 into DC power and outputs the AC power to the switching circuit 10a and the switching circuit 10b.

スイッチング回路１０ａは、平滑コンデンサ１２に流れる電流を流し、インバータ装置３に入力される電圧を生成する。スイッチング回路１０ａは、リアクトル６ａと、ダイオード７ａと、スイッチング素子８ａと、を備える。 The switching circuit 10a causes a current flowing through the smoothing capacitor 12 to flow to generate a voltage input to the inverter device 3. The switching circuit 10a includes a reactor 6a, a diode 7a, and a switching element 8a.

リアクトル６ａは、第１端子と、第２端子と、を備える。
ダイオード７ａは、アノード端子と、カソード端子と、を備える。
スイッチング素子８ａは、第１端子と、第２端子と、第３端子と、を備える。スイッチング素子８ａは、第１端子が受ける信号に応じて、オン状態となる期間とオフ状態となる期間とが切り替わることにより、第２端子から第３端子に流れる電流を制御し、スイッチング回路１０ａに流れる電流の値を変化させる。スイッチング素子８ａとしては、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が挙げられる。スイッチング素子８ａが例えばｎＭＯＳトランジスタである場合、スイッチング素子８ａの第１端子はゲート端子であり、第２端子はソース端子であり、第３端子はドレイン端子である。 The reactor 6a includes a first terminal and a second terminal.
The diode 7a includes an anode terminal and a cathode terminal.
The switching element 8a includes a first terminal, a second terminal, and a third terminal. The switching element 8a controls the current flowing from the second terminal to the third terminal by switching between the on state and the off state according to the signal received by the first terminal, and causes the switching circuit 10a. Change the value of the flowing current. Examples of the switching element 8a include field effect transistors (FETs: Field Effect Transistors), IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), and the like. When the switching element 8a is, for example, an nMOS transistor, the first terminal of the switching element 8a is a gate terminal, the second terminal is a source terminal, and the third terminal is a drain terminal.

スイッチング回路１０ｂは、スイッチング回路１０ａと同様に、平滑コンデンサ１２に電流を流し、インバータ装置３に入力される電圧を生成する。スイッチング回路１０ｂは、リアクトル６ｂと、ダイオード７ｂと、スイッチング素子８ｂと、を備える。 Similar to the switching circuit 10a, the switching circuit 10b passes a current through the smoothing capacitor 12 to generate a voltage input to the inverter device 3. The switching circuit 10b includes a reactor 6b, a diode 7b, and a switching element 8b.

リアクトル６ｂは、第１端子と、第２端子と、を備える。
ダイオード７ｂは、アノード端子と、カソード端子と、を備える。
スイッチング素子８ｂは、スイッチング素子８ａと同様に、第１端子と、第２端子と、第３端子と、を備える。スイッチング素子８ｂは、第１端子が受ける信号に応じて、オン状態となる期間とオフ状態となる期間とが切り替わることにより、第２端子から第３端子に流れる電流を制御し、スイッチング回路１０ｂに流れる電流の値を変化させる。スイッチング素子８ｂとしては、電界効果トランジスタ、ＩＧＢＴ等が挙げられる。スイッチング素子８ｂが例えばｎＭＯＳトランジスタである場合、スイッチング素子８ｂの第１端子はゲート端子であり、第２端子はソース端子であり、第３端子はドレイン端子である。 The reactor 6b includes a first terminal and a second terminal.
The diode 7b includes an anode terminal and a cathode terminal.
Similar to the switching element 8a, the switching element 8b includes a first terminal, a second terminal, and a third terminal. The switching element 8b controls the current flowing from the second terminal to the third terminal by switching between the on state and the off state according to the signal received by the first terminal, and causes the switching circuit 10b. Change the value of the flowing current. Examples of the switching element 8b include a field effect transistor and an IGBT. When the switching element 8b is, for example, an nMOS transistor, the first terminal of the switching element 8b is a gate terminal, the second terminal is a source terminal, and the third terminal is a drain terminal.

平滑コンデンサ１２は、第１端子と、第２端子と、を備える。平滑コンデンサ１２は、スイッチング回路１０ａとスイッチング回路１０ｂの両方から電流を受ける。つまり、インバータ装置３に入力される電圧は、スイッチング回路１０ａとスイッチング回路１０ｂの両方から平滑コンデンサ１２に流れる電流値の総和によって決定される。 The smoothing capacitor 12 includes a first terminal and a second terminal. The smoothing capacitor 12 receives current from both the switching circuit 10a and the switching circuit 10b. That is, the voltage input to the inverter device 3 is determined by the sum of the current values flowing from both the switching circuit 10a and the switching circuit 10b to the smoothing capacitor 12.

電圧検出部１７は、第１入力端子と、第２入力端子と、出力端子と、を備える。電圧検出部１７は、交流電源４が整流回路５へ入力する入力電圧を検出する。電圧検出部１７は、検出した入力電圧の情報をコンバータ制御部１５に与える。 The voltage detection unit 17 includes a first input terminal, a second input terminal, and an output terminal. The voltage detection unit 17 detects the input voltage that the AC power supply 4 inputs to the rectifier circuit 5. The voltage detection unit 17 gives information on the detected input voltage to the converter control unit 15.

コンバータ制御部１５は、第１入力端子と、第１出力端子と、第２出力端子と、を備える。コンバータ制御部１５は、第１入力端子を介して、電圧検出部１７から入力電圧の情報を受け、入力電圧波形を観測する。コンバータ制御部１５は、第１出力端子を介してスイッチング回路１０ａを制御する。また、コンバータ制御部１５は、第２出力端子を介して１０ｂを制御する。 The converter control unit 15 includes a first input terminal, a first output terminal, and a second output terminal. The converter control unit 15 receives input voltage information from the voltage detection unit 17 via the first input terminal and observes the input voltage waveform. The converter control unit 15 controls the switching circuit 10a via the first output terminal. Further, the converter control unit 15 controls 10b via the second output terminal.

交流電源４は、出力端子と、基準端子と、を備える。交流電源４は、コンバータ装置２に交流電力を供給する。 The AC power supply 4 includes an output terminal and a reference terminal. The AC power supply 4 supplies AC power to the converter device 2.

インバータ装置３は、コンバータ装置２から出力された直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ２０に出力する装置である。インバータ装置３は、ブリッジ回路１８と、インバータ制御部１９と、を備える。 The inverter device 3 is a device that converts the DC power output from the converter device 2 into three-phase AC power and outputs it to the compressor motor 20. The inverter device 3 includes a bridge circuit 18 and an inverter control unit 19.

ブリッジ回路１８は、図１に示すように、入力端子と、第１出力端子と、第２出力端子と、第３出力端子と、基準端子と、を備える。基準端子の電位は、入力端子、第１出力端子、第２出力端子及び第３出力端子のそれぞれにおける電位の基準となる電位である。ブリッジ回路１８は、スイッチング素子１８１、１８２、１８３、１８４、１８５、１８６を備える。ブリッジ回路１８は、スイッチング素子１８１と１８２、スイッチング素子１８３と１８４、スイッチング素子１８５と１８６のそれぞれが対を成して構成される。スイッチング素子１８１〜１８６のそれぞれは、第１端子と、第２端子と、第３端子と、を備える。スイッチング素子１８１〜１８６のそれぞれは、第１端子が受ける信号に応じて、オン状態となる期間とオフ状態となる期間とが切り替わることにより、第２端子から第３端子に流れる電流を制御し、圧縮機モータ２０を駆動する三相交流電力を生成し、生成した三相交流電力を圧縮機モータ２０に出力する。スイッチング素子１８１、１８２、１８３、１８４、１８５、１８６としては、パワー電界効果トランジスタ、ＩＧＢＴ等が挙げられる。 As shown in FIG. 1, the bridge circuit 18 includes an input terminal, a first output terminal, a second output terminal, a third output terminal, and a reference terminal. The potential of the reference terminal is a potential that serves as a reference for the potential at each of the input terminal, the first output terminal, the second output terminal, and the third output terminal. The bridge circuit 18 includes switching elements 181, 182, 183, 184, 185, and 186. The bridge circuit 18 is configured by pairing switching elements 181 and 182, switching elements 183 and 184, and switching elements 185 and 186, respectively. Each of the switching elements 181 to 186 includes a first terminal, a second terminal, and a third terminal. Each of the switching elements 181 to 186 controls the current flowing from the second terminal to the third terminal by switching between the on state and the off state according to the signal received by the first terminal. The three-phase AC power that drives the compressor motor 20 is generated, and the generated three-phase AC power is output to the compressor motor 20. Examples of the switching elements 181, 182, 183, 184, 185, 186 include a power field effect transistor, an IGBT, and the like.

インバータ制御部１９は、第１出力端子と、第２出力端子と、第３出力端子と、第４出力端子と、第５出力端子と、第６出力端子と、を備える。インバータ制御部１９の第１出力端子は、スイッチング素子１８１のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８１の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第２出力端子は、スイッチング素子１８２のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８２の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第３出力端子は、スイッチング素子１８３のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８３の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第４出力端子は、スイッチング素子１８４のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８４の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第５出力端子は、スイッチング素子１８５のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８５の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第６出力端子は、スイッチング素子１８６のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８６の第１端子に出力するための端子である。なお、図１では、インバータ制御部１９の第１〜第６出力端子を省略して示している。また、図１では、インバータ制御部１９の第１〜第６出力端子からブリッジ回路１８に出力されるゲート駆動信号をまとめてゲート駆動信号Ｓｐｗｍと示している。インバータ制御部１９は、ブリッジ回路１８におけるスイッチング素子の開閉を制御する。インバータ制御部１９は、例えば、図示していない上位装置から入力される要求回転数指令に基づいて、スイッチング素子１８１〜１８６のゲート駆動信号Ｓｐｗｍを生成する。インバータ制御部１９は、第１〜第６出力端子を介して、ゲート駆動信号Ｓｐｗｍをブリッジ回路１８に与える。なお、インバータ制御の具体的な手法の例としては、ベクトル制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／Ｆ（ＶａｒｉａｂｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）制御、過変調制御、１パルス制御などが挙げられる。 The inverter control unit 19 includes a first output terminal, a second output terminal, a third output terminal, a fourth output terminal, a fifth output terminal, and a sixth output terminal. The first output terminal of the inverter control unit 19 is a terminal for outputting a gate drive signal for switching between an on state and an off state of the switching element 181 to the first terminal of the switching element 181. The second output terminal of the inverter control unit 19 is a terminal for outputting a gate drive signal for switching between an on state and an off state of the switching element 182 to the first terminal of the switching element 182. The third output terminal of the inverter control unit 19 is a terminal for outputting a gate drive signal for switching between an on state and an off state of the switching element 183 to the first terminal of the switching element 183. The fourth output terminal of the inverter control unit 19 is a terminal for outputting a gate drive signal for switching between an on state and an off state of the switching element 184 to the first terminal of the switching element 184. The fifth output terminal of the inverter control unit 19 is a terminal for outputting a gate drive signal for switching between an on state and an off state of the switching element 185 to the first terminal of the switching element 185. The sixth output terminal of the inverter control unit 19 is a terminal for outputting a gate drive signal for switching between an on state and an off state of the switching element 186 to the first terminal of the switching element 186. In FIG. 1, the first to sixth output terminals of the inverter control unit 19 are omitted. Further, in FIG. 1, the gate drive signals output from the first to sixth output terminals of the inverter control unit 19 to the bridge circuit 18 are collectively shown as a gate drive signal Spwm. The inverter control unit 19 controls the opening and closing of the switching element in the bridge circuit 18. The inverter control unit 19 generates a gate drive signal Spwm of the switching elements 181 to 186, for example, based on a required rotation speed command input from a higher-level device (not shown). The inverter control unit 19 gives a gate drive signal Spwm to the bridge circuit 18 via the first to sixth output terminals. Specific examples of the inverter control method include vector control, sensorless vector control, V / F (Variable Frequency) control, overmodulation control, and 1-pulse control.

整流回路５の入力端子は、交流電源４の出力端子と、電圧検出部１７の第１入力端子とに接続される。整流回路５の入力側の基準端子は、交流電源４の基準端子と、電圧検出部１７の第２入力端子とに接続される。整流回路５の出力端子は、リアクトル６ａの第１端子と、リアクトル６ｂの第１端子とに接続される。整流回路５の出力側の基準端子は、スイッチング素子８ａの第３端子と、スイッチング素子８ｂの第３端子と、平滑コンデンサ１２の第２端子と、インバータ装置３の基準端子（スイッチング素子１８２、１８４、１８６それぞれの第３端子）とに接続される。 The input terminal of the rectifier circuit 5 is connected to the output terminal of the AC power supply 4 and the first input terminal of the voltage detection unit 17. The input-side reference terminal of the rectifier circuit 5 is connected to the reference terminal of the AC power supply 4 and the second input terminal of the voltage detection unit 17. The output terminal of the rectifier circuit 5 is connected to the first terminal of the reactor 6a and the first terminal of the reactor 6b. The reference terminals on the output side of the rectifier circuit 5 are the third terminal of the switching element 8a, the third terminal of the switching element 8b, the second terminal of the smoothing capacitor 12, and the reference terminal of the inverter device 3 (switching elements 182, 184). 186, each of which is connected to the third terminal).

リアクトル６ａの第２端子は、ダイオード７ａのアノード端子と、スイッチング素子８ａの第２端子とに接続される。リアクトル６ｂの第２端子は、ダイオード７ｂのアノード端子と、スイッチング素子８ｂの第２端子とに接続される。
ダイオード７ａのカソード端子は、ダイオード７ｂのカソード端子と、平滑コンデンサ１２の第１端子と、インバータ装置３の入力端子（スイッチング素子１８１、１８３、１８５それぞれの第２端子）とに接続される。
スイッチング素子８ａの第１端子は、コンバータ制御部１５の第１出力端子に接続される。スイッチング素子８ｂの第１端子は、コンバータ制御部１５の第２出力端子に接続される。 The second terminal of the reactor 6a is connected to the anode terminal of the diode 7a and the second terminal of the switching element 8a. The second terminal of the reactor 6b is connected to the anode terminal of the diode 7b and the second terminal of the switching element 8b.
The cathode terminal of the diode 7a is connected to the cathode terminal of the diode 7b, the first terminal of the smoothing capacitor 12, and the input terminal (the second terminal of each of the switching elements 181, 183, 185) of the inverter device 3.
The first terminal of the switching element 8a is connected to the first output terminal of the converter control unit 15. The first terminal of the switching element 8b is connected to the second output terminal of the converter control unit 15.

コンバータ制御部１５の第１端子は、電圧検出部１７の出力端子に接続される。
スイッチング素子１８１の第１端子は、インバータ制御部１９の第１出力端子に接続される。スイッチング素子１８２の第１端子は、インバータ制御部１９の第２出力端子に接続される。スイッチング素子１８３の第１端子は、インバータ制御部１９の第３出力端子に接続される。スイッチング素子１８４の第１端子は、インバータ制御部１９の第４出力端子に接続される。スイッチング素子１８５の第１端子は、インバータ制御部１９の第５出力端子に接続される。スイッチング素子１８６の第１端子は、インバータ制御部１９の第６出力端子に接続される。 The first terminal of the converter control unit 15 is connected to the output terminal of the voltage detection unit 17.
The first terminal of the switching element 181 is connected to the first output terminal of the inverter control unit 19. The first terminal of the switching element 182 is connected to the second output terminal of the inverter control unit 19. The first terminal of the switching element 183 is connected to the third output terminal of the inverter control unit 19. The first terminal of the switching element 184 is connected to the fourth output terminal of the inverter control unit 19. The first terminal of the switching element 185 is connected to the fifth output terminal of the inverter control unit 19. The first terminal of the switching element 186 is connected to the sixth output terminal of the inverter control unit 19.

スイッチング素子１８１の第３端子は、スイッチング素子１８２の第２端子と、圧縮機モータ２０の第１端子とに接続される。スイッチング素子１８３の第３端子は、スイッチング素子１８４の第２端子と、圧縮機モータ２０の第２端子とに接続される。スイッチング素子１８５の第３端子は、スイッチング素子１８６の第２端子と、圧縮機モータ２０の第１端子とに接続される。 The third terminal of the switching element 181 is connected to the second terminal of the switching element 182 and the first terminal of the compressor motor 20. The third terminal of the switching element 183 is connected to the second terminal of the switching element 184 and the second terminal of the compressor motor 20. The third terminal of the switching element 185 is connected to the second terminal of the switching element 186 and the first terminal of the compressor motor 20.

なお、インバータ制御部１９が、上記のようなブリッジ回路１８におけるスイッチング素子の開閉を制御する際に、特許文献１に記載されているように、直流電圧検出部、及び、モータ電流検出部が設けられてもよい。
直流電圧検出部は、ブリッジ回路１８の入力直流電圧Ｖｄｃを検出する検出部である。
モータ電流検出部は、圧縮機モータ２０に流れる各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する検出部である。モータ電流検出部は、これらの検出値Ｖｄｃ、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをインバータ制御部１９に入力する。なお、モータ電流検出部は、ブリッジ回路１８と平滑コンデンサ１２の間の負極側電力線に流れる電流を検出し、この検出信号から各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを取得するものであってもよい。 When the inverter control unit 19 controls the opening and closing of the switching element in the bridge circuit 18 as described above, the DC voltage detection unit and the motor current detection unit are provided as described in Patent Document 1. May be done.
The DC voltage detection unit is a detection unit that detects the input DC voltage Vdc of the bridge circuit 18.
The motor current detection unit is a detection unit that detects the phase currents iu, iv, and iwa flowing through the compressor motor 20. The motor current detection unit inputs these detected values Vdc, iu, iv, and iwa into the inverter control unit 19. The motor current detection unit may detect the current flowing through the negative electrode side power line between the bridge circuit 18 and the smoothing capacitor 12, and acquire the phase currents iu, iv, and iwa from this detection signal.

図２は、コンバータ制御部１５の機能ブロック図である。
コンバータ制御部１５は、図２に示すように、波形検出部２１、成分特定部２２、位相差算出部２３、制御信号生成部２４（位相制御部の一例）、記憶部２５を備える。 FIG. 2 is a functional block diagram of the converter control unit 15.
As shown in FIG. 2, the converter control unit 15 includes a waveform detection unit 21, a component identification unit 22, a phase difference calculation unit 23, a control signal generation unit 24 (an example of a phase control unit), and a storage unit 25.

波形検出部２１は、交流電源４（電源電圧の一例）の電圧波形を検出する。波形検出部２１は、検出した電圧波形を成分特定部２２に出力する。 The waveform detection unit 21 detects the voltage waveform of the AC power supply 4 (an example of the power supply voltage). The waveform detection unit 21 outputs the detected voltage waveform to the component identification unit 22.

成分特定部２２は、交流電源４の電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する。
例えば、交流電源４の実際の電圧波形をｖｉｎとし、式（１）のように表すこととする。 The component specifying unit 22 identifies the in-phase component and the orthogonal component of the voltage waveform of the AC power supply 4.
For example, the actual voltage waveform of the AC power supply 4 is defined as vin and is expressed as in the equation (1).

ここで、式（１）において、Ｖａは電源電圧の振幅である。また、θｒｅａｌは、電源電圧の位相である。
成分特定部２２は、例えば、電圧波形ｖｉｎについて一次のフーリエ変換を行うことで、交流電源４の電圧波形における基本波成分について同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを特定する。具体的には、成分特定部２２は、交流電源４の電圧波形の同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを所定のタイミングごと（例えば、位相πごと、位相２πごと、常時など）に式（２）を用いて特定する。 Here, in the equation (1), Va is the amplitude of the power supply voltage. Further, θreal is the phase of the power supply voltage.
The component specifying unit 22 identifies the in-phase component vq and the orthogonal component vd for the fundamental wave component in the voltage waveform of the AC power supply 4, for example, by performing a first-order Fourier transform on the voltage waveform bin. Specifically, the component specifying unit 22 sets the in-phase component vq and the orthogonal component vd of the voltage waveform of the AC power supply 4 at predetermined timings (for example, every phase π, every phase 2π, always, etc.) in the equation (2). To identify using.

ここで、θは推定している現在の位相である。なお、ここで示した式（２）は、過去２πの範囲で同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを算出する式である。式（２）を用いて算出した直交成分ｖｄがゼロであれば、直交成分ｖｄが存在しない。すなわち、式（２）を用いて算出した直交成分ｖｄがゼロであれば、式（２）を用いて算出した交流電源４の電圧波形は同相成分ｖｑのみであり、その同相成分ｖｑは、交流電源４の実際の電圧波形と位相が一致している。
成分特定部２２は、同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを位相差算出部２３に出力する。 Here, θ is the estimated current phase. The equation (2) shown here is an equation for calculating the in-phase component vq and the orthogonal component vd in the range of the past 2π. If the orthogonal component vd calculated using the equation (2) is zero, the orthogonal component vd does not exist. That is, if the orthogonal component vd calculated using the equation (2) is zero, the voltage waveform of the AC power supply 4 calculated using the equation (2) is only the common mode component vq, and the common mode component vq is the AC. The phase matches the actual voltage waveform of the power supply 4.
The component identification unit 22 outputs the in-phase component vq and the orthogonal component vd to the phase difference calculation unit 23.

位相差算出部２３は、特定した同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとに基づいて、例えば、式（３）を用いて、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒを算出する。 The phase difference calculation unit 23 calculates the phase difference Δθbar between the estimated phase θ and the actual phase θreal based on the specified in-phase component vq and the orthogonal component vd, for example, using the equation (3).

位相差算出部２３は、算出した位相差Δθｂａｒを制御信号生成部２４に出力する。 The phase difference calculation unit 23 outputs the calculated phase difference Δθbar to the control signal generation unit 24.

制御信号生成部２４は、例えば、位相差Δθｂａｒを含む式（４）を用いて位相差Δθｂａｒをゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御）を行うことにより、位相θを調整することができる。 The control signal generation unit 24 controls the phase difference Δθbar so as to converge to zero (for example, PI (Proportional-Integral) control) by using the equation (4) including the phase difference Δθbar, thereby performing the phase θ. Can be adjusted.

式（４）において、Ｋ_θｐは比例ゲインである。また、Ｋ_θｉは積分ゲインである。
その結果、ノイズによる誤検知を避けるために所定の観測期間を必要とするゼロクロス信号を用いて位相調整する場合に比べて、交流電源４の周波数が急変した場合であっても、速やかに位相差Δθｂａｒをゼロにすることができる。つまり、コンバータ装置２における位相の補正の応答性を高めることができる。 In equation (4), K _θp is a proportional gain. Further, K _θi is an integral gain.
As a result, even when the frequency of the AC power supply 4 changes suddenly, the phase difference is swiftly compared with the case where the phase is adjusted by using the zero cross signal which requires a predetermined observation period to avoid false detection due to noise. Δθbar can be set to zero. That is, the responsiveness of the phase correction in the converter device 2 can be improved.

記憶部２５は、コンバータ制御部１５が行う処理に必要な種々の情報を記憶する。
例えば、記憶部２５は、上述の式（１）〜式（４）を記憶する。 The storage unit 25 stores various information necessary for the processing performed by the converter control unit 15.
For example, the storage unit 25 stores the above equations (1) to (4).

次に、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１の処理について説明する。
ここでは、図３に示すコンバータ装置２の処理フローについて説明する。
なお、図３に示すコンバータ装置２の処理は、入力電流が流れているときに行う処理である。 Next, the processing of the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention will be described.
Here, the processing flow of the converter device 2 shown in FIG. 3 will be described.
The process of the converter device 2 shown in FIG. 3 is a process performed when an input current is flowing.

波形検出部２１は、交流電源４の電圧波形を検出する（ステップＳ１）。波形検出部２１は、検出した電圧波形を成分特定部２２に出力する。 The waveform detection unit 21 detects the voltage waveform of the AC power supply 4 (step S1). The waveform detection unit 21 outputs the detected voltage waveform to the component identification unit 22.

成分特定部２２は、波形検出部２１から電圧波形を受ける。成分特定部２２は、受けた電圧波形における基本波成分について同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを所定のタイミングごとに特定する（ステップＳ２）。成分特定部２２は、特定した同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを位相差算出部２３に出力する。 The component identification unit 22 receives a voltage waveform from the waveform detection unit 21. The component specifying unit 22 specifies the in-phase component vq and the orthogonal component vd for the fundamental wave component in the received voltage waveform at predetermined timing intervals (step S2). The component specifying unit 22 outputs the specified in-phase component vq and the orthogonal component vd to the phase difference calculation unit 23.

位相差算出部２３は、成分特定部２２から同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを受ける。位相差算出部２３は、受けた同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとに基づいて、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒを算出する（ステップＳ３）。位相差算出部２３は、算出した位相差Δθｂａｒを制御信号生成部２４に出力する。 The phase difference calculation unit 23 receives the in-phase component vq and the orthogonal component vd from the component specifying unit 22. The phase difference calculation unit 23 calculates the phase difference Δθbar between the estimated phase θ and the actual phase θreal based on the received in-phase component vq and the orthogonal component vd (step S3). The phase difference calculation unit 23 outputs the calculated phase difference Δθbar to the control signal generation unit 24.

制御信号生成部２４は、位相差算出部２３から位相差Δθｂａｒを受ける。制御信号生成部２４は、例えば、式（４）を用いて、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ制御）を行うことにより、位相θを調整することができる。 The control signal generation unit 24 receives the phase difference Δθbar from the phase difference calculation unit 23. The control signal generation unit 24 can adjust the phase θ by, for example, using the equation (4) to control the phase difference Δθbar so as to converge to zero (for example, PI control).

（シミュレーション結果の比較）
次に、本発明の第１実施形態によるコンバータ装置２の処理の効果を示すために、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーション結果と、従来のモータ駆動装置のシミュレーション結果とを比較する。
なお、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーションでは、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させる制御を行っているのに対して、従来のモータ駆動装置のシミュレーションでは、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させる制御を行っていない。 (Comparison of simulation results)
Next, in order to show the effect of the processing of the converter device 2 according to the first embodiment of the present invention, the simulation result of the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention and the simulation result of the conventional motor drive device are shown. Compare.
In the simulation of the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention, the phase difference Δθbar is controlled to converge to zero, whereas in the simulation of the conventional motor drive device, the phase difference Δθbar is set to zero. There is no control to converge to.

図４は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーション結果と、従来のモータ駆動装置のシミュレーション結果とを示す図である。
シミュレーションでは、３秒のところで電源電圧の周波数を定格周波数から１０％速く変化させている。
図４の（Ａ）の部分と（Ｂ）の部分は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーション結果である。また、図４の（Ｃ）の部分と（Ｄ）の部分は、従来のモータ駆動装置のシミュレーション結果である。
また、図４の（Ａ）の部分と（Ｃ）の部分は、長時間（（Ａ）の部分は２．５秒〜５秒、（Ｃ）の部分は２．５秒〜６秒）の電圧波形及び電流波形を示す。また、図４の（Ｂ）の部分と（Ｄ）の部分は、電源電圧の周波数が変化する前後の時間の電圧波形及び電流波形を示す。
なお、電源位相以外の縦軸については定常状態の値で規格化している。電源電圧、入力電流について定常状態の波高値が１である。直流バス電圧について定常状態の直流バス電圧が１である。ｄｕｔｙについて信号が常時オフ状態にするのが１、常時オン状態にするのが０（オフ状態のデューティ比を表す）である。電源周波数推定値について定常状態の周波数が１である。電源周期推定値について定常状態の周期が１である。また、電源位相について単位は［ｄｅｇ］であり、実線が電源位相の推定値、破線が電源位相の真値である。 FIG. 4 is a diagram showing a simulation result of the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention and a simulation result of a conventional motor drive device.
In the simulation, the frequency of the power supply voltage is changed 10% faster than the rated frequency at 3 seconds.
The part (A) and the part (B) of FIG. 4 are the simulation results of the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention. The parts (C) and (D) in FIG. 4 are simulation results of a conventional motor drive device.
Further, the part (A) and the part (C) in FIG. 4 are for a long time (the part (A) is 2.5 seconds to 5 seconds, and the part (C) is 2.5 seconds to 6 seconds). The voltage waveform and the current waveform are shown. In addition, the part (B) and the part (D) of FIG. 4 show the voltage waveform and the current waveform of the time before and after the frequency of the power supply voltage changes.
The vertical axis other than the power supply phase is standardized by the steady state value. The peak value in the steady state is 1 for the power supply voltage and the input current. DC bus voltage The DC bus voltage in the steady state is 1. Regarding the duty, it is 1 that the signal is always off, and 0 is that the signal is always on (representing the duty ratio in the off state). The steady-state frequency is 1 for the power supply frequency estimate. The steady state cycle is 1 for the power cycle estimate. The unit of the power supply phase is [deg], the solid line is the estimated value of the power supply phase, and the broken line is the true value of the power supply phase.

特に注目すべき電圧波形と電流波形は、図４の（Ａ）の部分と（Ｃ）の部分に示される直流バス電圧及び入力電流である。なお、直流バス電圧とは、コンバータ装置２の出力電圧のことである。
図４の（Ａ）の部分からわかるように、３秒のところで電源電圧の周波数を定格周波数から１０％速く変化させた場合、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１では、３秒から３．２秒の０．２秒程度の時間だけ直流バス電圧波形が乱れるのみである。また、入力電流波形には、大きな乱れが見られない。つまり、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１では、位相差Δθｂａｒを算出するため、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させる制御が可能となる。その結果、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１では、電源電圧の周波数が変化した場合であっても、直流バス電圧波形及び入力電流波形がその周波数の変化に直ちに応答する（追従する）ことが可能となる。
一方、図４の（Ｃ）の部分からわかるように、３秒のところで電源電圧の周波数を定格周波数から１０％速く変化させた場合、従来のモータ駆動装置では、直流バス電圧波形及び入力電流波形が振幅、位相、周期ともに不規則に乱れることになる。 Of particular note are the voltage and current waveforms of the DC bus voltage and input current shown in parts (A) and (C) of FIG. The DC bus voltage is the output voltage of the converter device 2.
As can be seen from the part (A) of FIG. 4, when the frequency of the power supply voltage is changed 10% faster than the rated frequency at 3 seconds, the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention starts from 3 seconds. The DC bus voltage waveform is only disturbed for a time of about 0.2 seconds, which is 3.2 seconds. Further, the input current waveform does not show a large disturbance. That is, in the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention, since the phase difference Δθbar is calculated, it is possible to control the phase difference Δθbar to converge to zero. As a result, in the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention, even when the frequency of the power supply voltage changes, the DC bus voltage waveform and the input current waveform immediately respond to (follow) the change in the frequency. ) Is possible.
On the other hand, as can be seen from the part (C) in FIG. 4, when the frequency of the power supply voltage is changed 10% faster than the rated frequency at 3 seconds, the DC bus voltage waveform and the input current waveform in the conventional motor drive device are used. Will be irregularly disturbed in amplitude, phase, and period.

以上、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１について説明した。
本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のコンバータ装置２において、波形検出部２１は、供給される電源電圧の電圧波形を検出する。成分特定部２２は、電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する。位相差算出部２３は、同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出する。
入力電流歪みは、入力電圧波形の歪みが原因となって生じる。そのため、位相差算出部２３は、同相成分と直交成分とに基づいて、推定した位相と実際の位相との位相差を算出することにより、位相差をゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ制御）を行うことが可能となる。その結果、例えば、ノイズによる誤検知を避けるために所定の観測期間を必要とするゼロクロス信号を用いて位相調整する場合に比べて、交流電源４の周波数が急変した場合であっても、速やかに位相差Δθｂａｒをゼロにすることができる。よって、コンバータ装置２における位相の補正の応答性を高めることができ、位相が急激に変化するなどの異常が発生した場合であっても、位相を適切に調整することができる。つまり、電源に異常が発生した場合であっても、入力電流における過電流などの異常の発生を抑制することができ、運転を継続させることができる。 The motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention has been described above.
In the converter device 2 of the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention, the waveform detection unit 21 detects the voltage waveform of the supplied power supply voltage. The component specifying unit 22 identifies in-phase components and orthogonal components of the voltage waveform. The phase difference calculation unit 23 calculates the phase difference based on the in-phase component and the orthogonal component.
The input current distortion is caused by the distortion of the input voltage waveform. Therefore, the phase difference calculation unit 23 is controlled so as to converge the phase difference to zero by calculating the phase difference between the estimated phase and the actual phase based on the in-phase component and the orthogonal component (for example, PI). Control) can be performed. As a result, for example, even when the frequency of the AC power supply 4 suddenly changes, the phase is adjusted more quickly than in the case of adjusting the phase using a zero cross signal that requires a predetermined observation period to avoid false detection due to noise. The phase difference Δθbar can be set to zero. Therefore, the responsiveness of the phase correction in the converter device 2 can be improved, and the phase can be appropriately adjusted even when an abnormality such as a sudden change in the phase occurs. That is, even if an abnormality occurs in the power supply, it is possible to suppress the occurrence of an abnormality such as an overcurrent in the input current, and the operation can be continued.

＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置について説明する。
図５は、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１の構成を示す図である。モータ駆動装置１は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１と同様に、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ２０に出力する装置である。モータ駆動装置１は、図５に示すように、コンバータ装置２と、インバータ装置３と、を備える。 <Second Embodiment>
The motor drive device according to the second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a motor drive device 1 according to a second embodiment of the present invention. Similar to the motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention, the motor drive device 1 converts the AC power from the AC power supply 4 into DC power, converts the DC power into three-phase AC power, and compresses the compressor. It is a device that outputs to the motor 20. As shown in FIG. 5, the motor drive device 1 includes a converter device 2 and an inverter device 3.

コンバータ装置２は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換してインバータ装置３に出力する装置である。コンバータ装置２は、整流回路５と、スイッチング回路１０ａと、スイッチング回路１０ｂと、平滑コンデンサ１２と、コンバータ制御部１５と、電圧検出部１７と、入力電流検出部３０と、を備える。 The converter device 2 is a device that converts AC power from the AC power supply 4 into DC power and outputs it to the inverter device 3. The converter device 2 includes a rectifier circuit 5, a switching circuit 10a, a switching circuit 10b, a smoothing capacitor 12, a converter control unit 15, a voltage detection unit 17, and an input current detection unit 30.

コンバータ制御部１５は、第１入力端子、第１出力端子、第２出力端子に加えて、さらに第２入力端子を備える。入力電流検出部３０は、入力端子と、出力端子と、を備える。入力電流検出部３０の入力端子は、基準端子に接続される。入力電流検出部３０の出力端子は、コンバータ制御部１５の第２入力端子に接続される。 The converter control unit 15 further includes a second input terminal in addition to the first input terminal, the first output terminal, and the second output terminal. The input current detection unit 30 includes an input terminal and an output terminal. The input terminal of the input current detection unit 30 is connected to the reference terminal. The output terminal of the input current detection unit 30 is connected to the second input terminal of the converter control unit 15.

入力電流検出部３０は、交流電源４へのリターン電流（以下、「入力電流」と記載）を検出する。入力電流検出部３０は、検出した入力電流の情報をコンバータ制御部１５に出力する。 The input current detection unit 30 detects the return current to the AC power supply 4 (hereinafter, referred to as “input current”). The input current detection unit 30 outputs the detected input current information to the converter control unit 15.

コンバータ制御部１５の制御信号生成部２４は、図６に示すように、入力電流検出部３０から入力電流の情報を受ける。制御信号生成部２４は、受けた入力電流の情報と、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒとを利用して、データテーブルの参照や所定の演算を行うことで、コンバータ制御位相（電源電圧との位相差）φが導出され、導出されたコンバータ制御位相φ及び予め設定されている所定の電圧振幅値に基づいて、以下に示すように、ｄｕｔｙを導出することができる。 As shown in FIG. 6, the control signal generation unit 24 of the converter control unit 15 receives input current information from the input current detection unit 30. The control signal generation unit 24 uses the information of the received input current and the phase difference Δθbar between the estimated phase θ and the actual phase θreal to refer to the data table and perform a predetermined calculation to control the converter. The phase (phase difference from the power supply voltage) φ is derived, and the duty can be derived as shown below based on the derived converter control phase φ and a predetermined voltage amplitude value set in advance.

まず、制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、電源電圧ｖｉｎの所定周期以上の期間における電源電圧ｖｉｎのピーク値に基づいて電源電圧ｖｉｎを正規化する。
例えば、制御信号生成部２４は、所定の位相（例えば、位相（θ−π）〜θまで）における電圧波形ｖｉｎのピーク値ｖｐを、式（５）のように算出する。 First, the control signal generation unit 24 (an example of the normalization processing unit) normalizes the power supply voltage vin based on the peak value of the power supply voltage vin in a period equal to or longer than a predetermined cycle of the power supply voltage vin.
For example, the control signal generation unit 24 calculates the peak value vp of the voltage waveform bin in a predetermined phase (for example, from phase (θ−π) to θ) as in the equation (5).

制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、ＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ、ローパスフィルタ）にピーク値ｖｐを通過させた場合に、ＬＰＦが出力する値で電源電圧ｖｉｎを正規化する。
例えば、制御信号生成部２４は、ピーク値ｖｐをＬＰＦを通過させた値に基づいて、電圧波形ｖｉｎを正規化することで、式（６）のように、第１電圧指令ｄｕｔｙ_ｖｉｎを算出する。 The control signal generation unit 24 (an example of the normalization processing unit) normalizes the power supply voltage bin with the value output by the LPF when the LPF (Low Pass Filter) is passed through the peak value vp.
For example, the control signal generation unit 24 calculates the first voltage command duty _bin as in the equation (6) by normalizing the voltage waveform bin based on the value obtained by passing the peak value vp through the LPF. ..

ここで、第１電圧指令ｄｕｔｙ_ｖｉｎの正負と、αにｓｉｎθの絶対値を乗算した値と第１電圧指令ｄｕｔｙ_ｖｉｎとの関係と、に基づいて、式（７）のように第２電圧指令ｄｕｔｙ’_ｖｉｎを算出する。 Here, based on the positive / negative of the first voltage command duty _vin , the value obtained by multiplying α by the absolute value of sin θ, and the relationship between the first voltage command duty _vin , the second voltage command is as shown in equation (7). Calculate the _duty'vin .

ここで、αは、昇圧比の上限の逆数で０〜１の値となる。なお、式（７）のように第２電圧指令ｄｕｔｙ’_ｖｉｎを算出することで、入力電流における過電流を抑制することができる。すなわち、制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、正規化された電源電圧ｖｉｎに基づく昇圧比の上限の逆数αによって、電圧指令の取り得る範囲を制限する。
そして、制御信号生成部２４は、入力電流の情報と、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒと、を利用して、データテーブルの参照や所定の演算を行うことで、コンバータ制御位相φを導出する。
制御信号生成部２４（電圧指令算出部の一例）は、正規化した後の電圧と電源電圧ｖｉｎの理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出する。
例えば、制御信号生成部２４は、導出したコンバータ制御位相φと第２電圧指令ｄｕｔｙ’_ｖｉｎ（例えば、式（７））とを用いて、式（８）のように、最終的な電圧指令ｄｕｔｙを算出する。 Here, α is the reciprocal of the upper limit of the boost ratio and has a value of 0 to 1. Incidentally, by calculating the second voltage command duty _'vin as shown in Equation (7), it is possible to suppress the excessive current in the input current. That is, the control signal generation unit 24 (an example of the normalization processing unit) limits the range in which the voltage command can be taken by the reciprocal α of the upper limit of the boost ratio based on the normalized power supply voltage bin.
Then, the control signal generation unit 24 uses the input current information and the phase difference Δθbar between the estimated phase θ and the actual phase θreal to refer to the data table and perform a predetermined calculation to convert the converter. The control phase φ is derived.
The control signal generation unit 24 (an example of the voltage command calculation unit) calculates the voltage command using a correction value based on the difference between the normalized voltage and the ideal voltage of the power supply voltage bin.
For example, the control signal generation unit 24 uses the derived converter control phase φ and the second voltage command _duty'vin (for example, equation (7)) to make the final voltage command duty as in equation (8). Is calculated.

なお、電源電圧ｖｉｎが一定の振幅及び一定の周波数であるときに、制御信号生成部２４が、位相差Δθｂａｒがゼロとなるように位相θを制御した場合、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌが一致する。そのため、式（８）において、第２電圧指令ｄｕｔｙ’_ｖｉｎとｓｉｎθとが一致する。その結果、式（８）は、ｓｉｎ（θ−φ）となる。すなわち、式（８）は、入力電流の位相を入力電圧ｖｉｎと同相にするための入力電流の位相の調整量φのみを示す式となる。 When the control signal generator 24 controls the phase θ so that the phase difference Δθbar becomes zero when the power supply voltage bin has a constant amplitude and a constant frequency, the estimated phase θ and the actual phase θreal Match. Therefore, in the equation (8), the second voltage command _duty'vin and sin θ match. As a result, the equation (8) becomes sin (θ−φ). That is, the equation (8) is an equation showing only the adjustment amount φ of the phase of the input current for making the phase of the input current in phase with the input voltage bin.

制御信号生成部２４は、図７の（Ａ）の部分と（Ｃ）の部分に示すように、算出した電圧指令ｄｕｔｙと、三角波によって表される基準波形とを比較する。
制御信号生成部２４は、比較結果に基づいて、スイッチング素子８ａを制御する制御信号Ｓｇ１及びスイッチング素子８ｂを制御する制御信号Ｓｇ２を生成する。
具体的には、制御信号生成部２４は、基準波形が電圧指令ｄｕｔｙよりも大きい期間にＨｉｇｈレベルの電圧を出力し、基準波形が電圧指令ｄｕｔｙ以下の期間にＬｏｗレベルの電圧を出力する。こうすることにより、制御信号生成部２４は、図７の（Ｂ）の部分と（Ｄ）の部分に示すように、スイッチング素子８ａを制御する制御信号Ｓｇ１及びスイッチング素子８ｂを制御する制御信号Ｓｇ２を生成する。 The control signal generation unit 24 compares the calculated voltage command duty with the reference waveform represented by the triangular wave, as shown in the parts (A) and (C) of FIG. 7.
The control signal generation unit 24 generates a control signal Sg1 for controlling the switching element 8a and a control signal Sg2 for controlling the switching element 8b based on the comparison result.
Specifically, the control signal generation unit 24 outputs a high level voltage during a period when the reference waveform is larger than the voltage command duty, and outputs a low level voltage when the reference waveform is equal to or less than the voltage command duty. By doing so, as shown in the parts (B) and (D) of FIG. 7, the control signal generation unit 24 controls the control signal Sg1 for controlling the switching element 8a and the control signal Sg2 for controlling the switching element 8b. To generate.

次に、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１の処理について説明する。
ここでは、図８に示すコンバータ装置２の処理フローについて説明する。
なお、図８に示すコンバータ装置２の処理は、入力電流が流れているときに行う処理である。 Next, the processing of the motor drive device 1 according to the second embodiment of the present invention will be described.
Here, the processing flow of the converter device 2 shown in FIG. 8 will be described.
The process of the converter device 2 shown in FIG. 8 is a process performed when an input current is flowing.

コンバータ装置２は、本発明の第１実施形態によるコンバータ装置２と同様に、ステップＳ１〜ステップＳ３の処理を行う。コンバータ装置２の位相差算出部２３は、算出した位相差Δθｂａｒを制御信号生成部２４に出力する。 The converter device 2 performs the processes of steps S1 to S3 in the same manner as the converter device 2 according to the first embodiment of the present invention. The phase difference calculation unit 23 of the converter device 2 outputs the calculated phase difference Δθbar to the control signal generation unit 24.

制御信号生成部２４は、位相差算出部２３から位相差Δθｂａｒを受ける。また、制御信号生成部２４は、入力電流検出部３０から入力電流の情報を受ける。 The control signal generation unit 24 receives the phase difference Δθbar from the phase difference calculation unit 23. Further, the control signal generation unit 24 receives input current information from the input current detection unit 30.

制御信号生成部２４は、所定の位相における電圧波形ｖｉｎのピーク値ｖｐを算出する（ステップＳ４）。
制御信号生成部２４は、ピーク値ｖｐをＬＰＦを通過させた値に基づいて、電圧波形ｖｉｎを正規化することで、第１電圧指令ｄｕｔｙ_ｖｉｎを算出する（ステップＳ５）。 The control signal generation unit 24 calculates the peak value vp of the voltage waveform bin in a predetermined phase (step S4).
The control signal generation unit 24 calculates the first voltage command duty _vin by normalizing the voltage waveform vin based on the value obtained by passing the peak value vp through the LPF (step S5).

制御信号生成部２４は、第１電圧指令ｄｕｔｙ_ｖｉｎの正負と、αにｓｉｎθの絶対値を乗算した値と第１電圧指令ｄｕｔｙ_ｖｉｎとの関係と、に基づいて、第２電圧指令ｄｕｔｙ’_ｖｉｎを算出する（ステップＳ６）。
なお、第２電圧指令ｄｕｔｙ’_ｖｉｎを算出することで、入力電流における過電流を抑制することができる。 The control signal generation unit 24 is based on the positive / negative of the first voltage command duty _vin , the value obtained by multiplying α by the absolute value of sin θ, and the relationship between the first voltage command duty _vin, and the second voltage command _duty'vin. Is calculated (step S6).
Incidentally, by calculating the second voltage command duty _'vin, it is possible to suppress the excessive current in the input current.

制御信号生成部２４は、入力電流の情報と、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒと、を利用して、データテーブルの参照や所定の演算を行うことで、コンバータ制御位相φを導出する（ステップＳ７）。制御信号生成部２４は、導出したコンバータ制御位相φと第２電圧指令ｄｕｔｙ’_ｖｉｎとを用いて、最終的な電圧指令ｄｕｔｙを算出する（ステップＳ８）。 The control signal generation unit 24 uses the input current information and the phase difference Δθbar between the estimated phase θ and the actual phase θreal to refer to the data table and perform a predetermined calculation to control the converter control phase. Derivation of φ (step S7). Control signal generating unit 24 uses the derived and the converter control phase φ and a second voltage command duty _'vin, and calculates the final voltage command duty (step S8).

制御信号生成部２４は、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ制御）を行うことにより位相θを調整する（ステップＳ９）。
制御信号生成部２４は、最終的な電圧指令ｄｕｔｙと、基準波形とを比較する（ステップＳ１０）。制御信号生成部２４は、比較結果に基づいて、スイッチング素子８ａを制御する制御信号Ｓｇ１及びスイッチング素子８ｂを制御する制御信号Ｓｇ２を生成する（ステップＳ１１）。 The control signal generation unit 24 adjusts the phase θ by performing control (for example, PI control) so as to converge the phase difference Δθbar to zero (step S9).
The control signal generation unit 24 compares the final voltage command duty with the reference waveform (step S10). The control signal generation unit 24 generates a control signal Sg1 for controlling the switching element 8a and a control signal Sg2 for controlling the switching element 8b based on the comparison result (step S11).

（シミュレーション結果の比較）
次に、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の処理の効果を示すために、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーション結果と、従来のモータ駆動装置のシミュレーション結果とを比較する。
なお、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーションでは、電源電圧ｖｉｎの振幅が急激に変化した場合と、電源電圧ｖｉｎの位相が急激に変化した場合とを例示し、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の処理の効果を示す。 (Comparison of simulation results)
Next, in order to show the effect of the processing of the converter device 2 according to the second embodiment of the present invention, the simulation result of the motor drive device 1 according to the second embodiment of the present invention and the simulation result of the conventional motor drive device are shown. Compare.
In the simulation of the motor drive device 1 according to the second embodiment of the present invention, the case where the amplitude of the power supply voltage bin suddenly changes and the case where the phase of the power supply voltage bin suddenly changes are illustrated, and the case where the phase of the power supply voltage bin changes suddenly is illustrated. The effect of the processing of the converter device 2 according to the second embodiment is shown.

まず、電源電圧ｖｉｎの振幅が急激に変化した場合のシミュレーション結果について説明する。
図９は、電源電圧ｖｉｎの振幅が急激に変化した場合のシミュレーション結果を示す図である。図９の（Ａ）の部分は、電源電圧ｖｉｎを示す。また、図９の（Ｂ）の部分は、電圧指令ｄｕｔｙを示す。
ここで、図９の（Ａ）の部分に示すように、電源電圧ｖｉｎの振幅が位相９０度で突然小さくなりその振幅が位相４５０度まで継続して、位相４５０度で電源電圧ｖｉｎが突然元の振幅に戻ったとする。 First, the simulation result when the amplitude of the power supply voltage bin changes abruptly will be described.
FIG. 9 is a diagram showing a simulation result when the amplitude of the power supply voltage bin changes abruptly. The part (A) in FIG. 9 shows the power supply voltage bin. Further, the part (B) in FIG. 9 indicates the voltage command duty.
Here, as shown in the portion (A) of FIG. 9, the amplitude of the power supply voltage bin suddenly decreases at a phase of 90 degrees, the amplitude continues up to a phase of 450 degrees, and the power supply voltage bin suddenly returns at a phase of 450 degrees. Suppose that it returns to the amplitude of.

従来のコンバータ装置の場合、電源電圧ｖｉｎの振幅が位相９０度で突然小さくなっても、コンバータ装置は、その変化に追従できない。そのため、図９の（Ｂ）の部分に示す破線のように、従来のコンバータ装置は、振幅が１の電圧指令ｄｕｔｙを信号の１周期に対して充分に長い期間出力し続ける。その結果、直流バス電圧Ｖｄｃは、電源電圧ｖｉｎの振幅が大きくなるにつれて低下する。 In the case of the conventional converter device, even if the amplitude of the power supply voltage bin suddenly decreases at 90 degrees in phase, the converter device cannot follow the change. Therefore, as shown by the broken line shown in the portion (B) of FIG. 9, the conventional converter device continues to output the voltage command duty having an amplitude of 1 for a sufficiently long period for one cycle of the signal. As a result, the DC bus voltage Vdc decreases as the amplitude of the power supply voltage bin increases.

一方、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の場合、電源電圧ｖｉｎの振幅が位相９０度で突然小さくなると、コンバータ装置２は、その変化に追従して位相９０度から位相４５０度の間の振幅が小さくなる。そのため、直流バス電圧Ｖｄｃは、電源電圧ｖｉｎの振幅が小さくなるにつれて上昇する。その結果、復電時の突入電流を防ぐことができる。また、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の場合、昇圧比の上限の逆数αを導入することで、電圧指令ｄｕｔｙの下限を制限することができ、昇圧比が大きくなり過ぎることを防ぐことができる。その結果、昇圧による過電流を防ぐことができる。 On the other hand, in the case of the converter device 2 according to the second embodiment of the present invention, when the amplitude of the power supply voltage bin suddenly decreases at 90 degrees in phase, the converter device 2 follows the change and is between 90 degrees in phase and 450 degrees in phase. The amplitude of is small. Therefore, the DC bus voltage Vdc increases as the amplitude of the power supply voltage bin becomes smaller. As a result, the inrush current at the time of power recovery can be prevented. Further, in the case of the converter device 2 according to the second embodiment of the present invention, the lower limit of the voltage command duty can be limited by introducing the reciprocal α of the upper limit of the boost ratio, and the boost ratio can be prevented from becoming too large. be able to. As a result, overcurrent due to boosting can be prevented.

次に、電源電圧ｖｉｎの位相が急激に変化した場合のシミュレーション結果について説明する。
図１０は、電源電圧ｖｉｎの位相が急激に変化した場合のシミュレーション結果を示す図である。図１０の（Ａ）の部分は、電源電圧ｖｉｎを示す。また、図１０の（Ｂ）の部分は、電圧指令ｄｕｔｙを示す。
ここで、図１０の（Ａ）の部分に示すように、位相３６０度のところで電源電圧ｖｉｎの位相が突然９０度早まったとする。 Next, the simulation result when the phase of the power supply voltage bin changes abruptly will be described.
FIG. 10 is a diagram showing a simulation result when the phase of the power supply voltage bin changes abruptly. The part (A) in FIG. 10 shows the power supply voltage bin. Further, the part (B) in FIG. 10 indicates the voltage command duty.
Here, as shown in the part (A) of FIG. 10, it is assumed that the phase of the power supply voltage bin suddenly advances by 90 degrees at the phase of 360 degrees.

従来のコンバータ装置の場合、位相３６０度のところで電源電圧ｖｉｎの位相が突然９０度早まると、コンバータ装置は、その変化に追従できない。そのため、図１０の（Ｂ）の部分に示す破線のように、従来のコンバータ装置は、振幅が１の電圧指令ｄｕｔｙを信号の１周期に対して充分に長い期間出力し続ける。その結果、直流バス電圧Ｖｄｃは、電源電圧ｖｉｎの振幅が大きくなるにつれて低下する。そして、例えば、図１０の（Ｂ）の部分に示す四角形の位相のところでは、電圧指令ｄｕｔｙは、本来大きい値をとるが小さい値となってしまう。その結果、図１０の（Ｂ）の部分に示す四角形の位相のところで、本来、オン状態の短い制御信号が発生するはずのところ、オン状態の長い制御信号が発生してしまう。 In the case of the conventional converter device, if the phase of the power supply voltage bin suddenly advances by 90 degrees at the phase of 360 degrees, the converter device cannot follow the change. Therefore, as shown by the broken line shown in the portion (B) of FIG. 10, the conventional converter device continues to output the voltage command duty having an amplitude of 1 for a sufficiently long period for one cycle of the signal. As a result, the DC bus voltage Vdc decreases as the amplitude of the power supply voltage bin increases. Then, for example, at the phase of the quadrangle shown in the portion (B) of FIG. 10, the voltage command duty originally takes a large value but becomes a small value. As a result, at the phase of the quadrangle shown in the portion (B) of FIG. 10, a control signal having a long on state is generated instead of a control signal having a short on state.

一方、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の場合、位相３６０度のところで電源電圧ｖｉｎの位相が突然９０度早まると、コンバータ装置２は、その変化に追従して位相３６０度のところで位相を９０度早め、振幅が急激に大きくなる。この場合、位相４５０度の近辺で電圧指令ｄｕｔｙが入力電圧ｖｉｎの変化に伴う本来あるべき電圧指令に追従できなくなるが、昇圧比の上限の逆数αを導入することで、電圧指令ｄｕｔｙの下限を制限することができ、昇圧比が大きくなり過ぎることを防ぐことができる。その結果、昇圧による過電流を防ぐことができる。
そして、制御信号生成部２４は、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ制御）を行うことで、短時間で位相θを補正することができる。その結果、電圧指令ｄｕｔｙは、その短時間で入力電圧ｖｉｎの変化に伴う本来あるべき電圧指令に追従するようになる。 On the other hand, in the case of the converter device 2 according to the second embodiment of the present invention, when the phase of the power supply voltage bin suddenly advances by 90 degrees at the phase of 360 degrees, the converter device 2 follows the change and the phase at the phase of 360 degrees. Is advanced by 90 degrees, and the amplitude increases sharply. In this case, the voltage command duty cannot follow the voltage command that should be due to the change of the input voltage bin near the phase of 450 degrees, but by introducing the reciprocal α of the upper limit of the boost ratio, the lower limit of the voltage command duty can be set. It can be limited and the boost ratio can be prevented from becoming too large. As a result, overcurrent due to boosting can be prevented.
Then, the control signal generation unit 24 can correct the phase θ in a short time by performing control (for example, PI control) so that the phase difference Δθbar is converged to zero. As a result, the voltage command duty follows the voltage command that should be originally due to the change of the input voltage bin in the short time.

以上、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１について説明した。
本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１において、波形検出部２１は、供給される電源電圧の電圧波形を検出する。成分特定部２２は、電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する。位相差算出部２３は、同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出する。また、制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、電源電圧ｖｉｎの所定周期以上の期間における電源電圧ｖｉｎのピーク値に基づいて電源電圧ｖｉｎを正規化する。制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、ＬＰＦにピーク値ｖｐを通過させた場合に、ＬＰＦが出力する値で電源電圧ｖｉｎを正規化する。制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、正規化された電源電圧ｖｉｎに基づく昇圧比の上限の逆数αによって、電圧指令の取り得る範囲を制限する。制御信号生成部２４は、入力電流の情報と、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒと、を利用して、データテーブルの参照や所定の演算を行うことで、コンバータ制御位相φを導出する。制御信号生成部２４（電圧指令算出部の一例）は、正規化した後の電圧と電源電圧ｖｉｎの理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出する。
こうすることにより、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１は、電源電圧ｖｉｎの振幅及び位相の急激な変化に追従でき、さらに、昇圧比の上限の逆数αによって電圧指令の範囲を抑制することによって、入力電流における過電流を抑制することができる。 The motor drive device 1 according to the second embodiment of the present invention has been described above.
In the motor drive device 1 according to the second embodiment of the present invention, the waveform detection unit 21 detects the voltage waveform of the supplied power supply voltage. The component specifying unit 22 identifies in-phase components and orthogonal components of the voltage waveform. The phase difference calculation unit 23 calculates the phase difference based on the in-phase component and the orthogonal component. Further, the control signal generation unit 24 (an example of the normalization processing unit) normalizes the power supply voltage vin based on the peak value of the power supply voltage vin in a period equal to or longer than a predetermined cycle of the power supply voltage vin. The control signal generation unit 24 (an example of the normalization processing unit) normalizes the power supply voltage bin with the value output by the LPF when the peak value vp is passed through the LPF. The control signal generation unit 24 (an example of the normalization processing unit) limits the range in which the voltage command can be taken by the reciprocal α of the upper limit of the boost ratio based on the normalized power supply voltage bin. The control signal generation unit 24 uses the input current information and the phase difference Δθbar between the estimated phase θ and the actual phase θreal to refer to the data table and perform a predetermined calculation to control the converter control phase. Derivation of φ. The control signal generation unit 24 (an example of the voltage command calculation unit) calculates the voltage command using a correction value based on the difference between the normalized voltage and the ideal voltage of the power supply voltage bin.
By doing so, the motor drive device 1 according to the second embodiment of the present invention can follow a sudden change in the amplitude and phase of the power supply voltage bin, and further suppresses the range of the voltage command by the inverse number α of the upper limit of the boost ratio. By doing so, it is possible to suppress an overcurrent in the input current.

なお、本発明の実施形態における処理は、適切な処理が行われる範囲において、処理の順番が入れ替わってもよい。 In the processing according to the embodiment of the present invention, the order of the processing may be changed as long as the appropriate processing is performed.

本発明の実施形態における記憶部２５や記憶装置（レジスタ、ラッチを含む）のそれぞれは、適切な情報の送受信が行われる範囲においてどこに備えられていてもよい。また、記憶部２５や記憶装置のそれぞれは、適切な情報の送受信が行われる範囲において複数存在しデータを分散して記憶していてもよい。 Each of the storage unit 25 and the storage device (including the register and the latch) in the embodiment of the present invention may be provided anywhere within a range in which appropriate information is transmitted and received. Further, each of the storage unit 25 and the storage device may exist in a plurality of areas within a range in which appropriate information is transmitted and received, and the data may be distributed and stored.

本発明の実施形態について説明したが、上述のコンバータ制御部１５、インバータ制御部１９、その他の制御装置は内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。そして、上述した処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。コンピュータの具体例を以下に示す。
図１１は、少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。
コンピュータ５０は、図１１に示すように、ＣＰＵ６０、メインメモリ７０、ストレージ８０、インターフェース９０を備える。
例えば、上述のコンバータ制御部１５、インバータ制御部１９、その他の制御装置のそれぞれは、コンピュータ５０に実装される。そして、上述した各処理部の動作は、プログラムの形式でストレージ８０に記憶されている。ＣＰＵ６０は、プログラムをストレージ８０から読み出してメインメモリ７０に展開し、当該プログラムに従って上記処理を実行する。また、ＣＰＵ６０は、プログラムに従って、上述した各記憶部に対応する記憶領域をメインメモリ７０に確保する。 Although the embodiment of the present invention has been described, the converter control unit 15, the inverter control unit 19, and other control devices described above may have a computer system inside. The process of the above-mentioned processing is stored in a computer-readable recording medium in the form of a program, and the above-mentioned processing is performed by the computer reading and executing this program. A specific example of a computer is shown below.
FIG. 11 is a schematic block diagram showing the configuration of a computer according to at least one embodiment.
As shown in FIG. 11, the computer 50 includes a CPU 60, a main memory 70, a storage 80, and an interface 90.
For example, each of the converter control unit 15, the inverter control unit 19, and other control devices described above is mounted on the computer 50. The operation of each processing unit described above is stored in the storage 80 in the form of a program. The CPU 60 reads a program from the storage 80, expands it into the main memory 70, and executes the above processing according to the program. Further, the CPU 60 secures a storage area corresponding to each of the above-mentioned storage units in the main memory 70 according to the program.

ストレージ８０の例としては、ＨＤＤ（ＨａｒｄＤｉｓｋＤｒｉｖｅ）、ＳＳＤ（ＳｏｌｉｄＳｔａｔｅＤｒｉｖｅ）、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｃＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ−ＲＯＭ（ＤｉｇｉｔａｌＶｅｒｓａｔｉｌｅＤｉｓｃＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）、半導体メモリ等が挙げられる。ストレージ８０は、コンピュータ５０のバスに直接接続された内部メディアであってもよいし、インターフェース９０または通信回線を介してコンピュータ５０に接続される外部メディアであってもよい。また、このプログラムが通信回線によってコンピュータ５０に配信される場合、配信を受けたコンピュータ５０が当該プログラムをメインメモリ７０に展開し、上記処理を実行してもよい。少なくとも１つの実施形態において、ストレージ８０は、一時的でない有形の記憶媒体である。 Examples of the storage 80 include an HDD (Hard Disk Drive), an SSD (Solid State Drive), a magnetic disk, a magneto-optical disk, a CD-ROM (Compact Disk Read Only Memory), and a DVD-ROM (Digital Versatile Memory). , Semiconductor memory and the like. The storage 80 may be internal media directly connected to the bus of computer 50, or external media connected to computer 50 via an interface 90 or a communication line. When this program is distributed to the computer 50 via a communication line, the distributed computer 50 may expand the program in the main memory 70 and execute the above processing. In at least one embodiment, the storage 80 is a non-temporary tangible storage medium.

また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現してもよい。さらに、上記プログラムは、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるファイル、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。 Further, the above program may realize a part of the above-mentioned functions. Further, the program may be a file that can realize the above-mentioned functions in combination with a program already recorded in the computer system, that is, a so-called difference file (difference program).

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例であり、発明の範囲を限定しない。これらの実施形態は、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の追加、種々の省略、種々の置き換え、種々の変更を行ってよい。 Although some embodiments of the present invention have been described, these embodiments are examples and do not limit the scope of the invention. These embodiments may undergo various additions, various omissions, various replacements, and various changes without departing from the gist of the invention.

１・・・モータ駆動装置
２・・・コンバータ装置
３・・・インバータ装置
４・・・交流電源
５・・・整流回路
６ａ、６ｂ・・・リアクトル
７ａ、７ｂ・・・ダイオード
８ａ、８ｂ・・・スイッチング素子
１０ａ、１０ｂ・・・スイッチング回路
１２・・・平滑コンデンサ
１５・・・コンバータ制御部
１７・・・電圧検出部
１９・・・インバータ制御部
２１・・・波形検出部
２２・・・成分特定部
２３・・・位相差算出部
２４・・・制御信号生成部
２５・・・記憶部
３０・・・入力電流検出部
５０・・・コンピュータ
６０・・・ＣＰＵ
７０・・・メインメモリ
８０・・・ストレージ
９０・・・インターフェース
Ｌｐ・・・正極母線 1 ... Motor drive device 2 ... Converter device 3 ... Inverter device 4 ... AC power supply 5 ... Rectifier circuits 6a, 6b ... Reactors 7a, 7b ... Diodes 8a, 8b ... Switching elements 10a, 10b ... Switching circuit 12 ... Smoothing capacitor 15 ... Converter control unit 17 ... Voltage detection unit 19 ... Inverter control unit 21 ... Waveform detection unit 22 ... Components Specific unit 23 ... Phase difference calculation unit 24 ... Control signal generation unit 25 ... Storage unit 30 ... Input current detection unit 50 ... Computer 60 ... CPU
70 ... Main memory 80 ... Storage 90 ... Interface Lp ... Positive bus

Claims

A waveform detector that detects the voltage waveform of the supplied power supply voltage,
A component identification unit that specifies an in-phase component and an orthogonal component of the voltage waveform,
A phase difference calculation unit that calculates a phase difference based on the in-phase component and the orthogonal component,
A converter device equipped with.

A normalization processing unit that normalizes the power supply voltage based on the peak value of the power supply voltage in a period equal to or longer than a predetermined cycle of the power supply voltage.
A voltage command calculation unit that calculates a voltage command using a correction value based on the difference between the voltage after normalization by the normalization processing unit and the ideal voltage of the power supply voltage, and
The converter device according to claim 1.

The normalization processing unit
When the peak value is passed through the low-pass filter, the power supply voltage is normalized by the value output by the low-pass filter.
The converter device according to claim 2.

The voltage command calculation unit
The range that the voltage command can take is limited by the reciprocal of the upper limit of the boost ratio based on the power supply voltage normalized by the normalization processing unit.
The converter device according to claim 3.

A phase control unit that controls the phase of the power supply voltage based on the phase difference.
The converter device according to any one of claims 1 to 4.

A waveform detector that detects the voltage waveform of the supplied power supply voltage,
A normalization processing unit that normalizes the power supply voltage using the peak value of the power supply voltage in a period equal to or longer than a predetermined cycle of the power supply voltage.
A voltage command calculation unit that calculates a voltage command using a correction value based on the difference between the voltage after normalization by the normalization processing unit and the ideal voltage of the power supply voltage, and
Equipped with a converter device.

Detecting the voltage waveform of the supplied power supply voltage and
Identifying the in-phase component and the orthogonal component of the voltage waveform,
To calculate the phase difference based on the in-phase component and the orthogonal component,
Processing method by a converter device including.

To the computer of the converter device
Detecting the voltage waveform of the supplied power supply voltage and
Identifying the in-phase component and the orthogonal component of the voltage waveform,
To calculate the phase difference based on the in-phase component and the orthogonal component,
A program that executes.

Detecting the voltage waveform of the supplied power supply voltage and
Normalizing the power supply voltage using the peak value of the power supply voltage in a period of a predetermined period or more of the power supply voltage, and
To calculate the voltage command using the correction value based on the difference between the normalized voltage and the ideal voltage of the power supply voltage,
Processing method by a converter device including.

To the computer of the converter device
Detecting the voltage waveform of the supplied power supply voltage and
Normalizing the power supply voltage using the peak value of the power supply voltage in a period of a predetermined period or more of the power supply voltage, and
To calculate the voltage command using the correction value based on the difference between the normalized voltage and the ideal voltage of the power supply voltage,
A program that executes.