JP2020108282A - Inverter controller - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、インバータ制御装置に関する。 The present invention relates to an inverter control device.
従来、三相交流回転電機に流れる各相の電流に基づきインバータ回路に設けられたスイッチング素子を動作させるインバータ制御装置が知られている（特許文献１参照）。
特許文献１に開示されるインバータ制御装置は、スイッチング素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、スイッチング素子を矩形波制御する矩形波制御部と、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替える制御切替部とを備えている。制御切替部は、三相交流回転電機のｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値に基づき変調率Ｖａを演算している。制御切替部は、三相交流回転電機がＰＷＭ制御されている状態で、変調率Ｖａが閾値を上回った場合に三相交流回転電機が矩形波制御される状態に切り替える。ここで、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値は、トルク指令値に基づき演算されたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、三相交流回転電機に流れる各相の電流を変換したｄ軸電流値及びｑ軸電流値との差分をフィードバック制御することにより演算されている。なお、ＰＷＭ制御とは三相交流回転電機の低回転領域において実施される制御であり、矩形波制御とは三相交流回転電機の高回転領域において実施される制御である。
2. Description of the Related Art Conventionally, there is known an inverter control device that operates a switching element provided in an inverter circuit based on a current of each phase flowing in a three-phase AC rotating electric machine (see Patent Document 1).
The inverter control device disclosed in Patent Document 1 includes a PWM control unit that performs PWM control of a switching element, a rectangular wave control unit that controls a rectangular wave of the switching element, and a control switching unit that switches between PWM control and rectangular wave control. I have it. The control switching unit calculates the modulation factor Va based on the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value of the three-phase AC rotating electric machine. The control switching unit switches to a state in which the three-phase AC rotating electric machine is subjected to rectangular wave control when the modulation factor Va exceeds the threshold value while the three-phase AC rotating electric machine is PWM-controlled. Here, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value convert the d-axis current command value and the q-axis current command value calculated based on the torque command value and the current of each phase flowing through the three-phase AC rotary electric machine. The difference between the d-axis current value and the q-axis current value is calculated by feedback control. The PWM control is control performed in a low rotation range of the three-phase AC rotary electric machine, and the rectangular wave control is control performed in a high rotation range of the three-phase AC rotary electric machine.
ところで、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値は、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値とｄ軸電流値及びｑ軸電流値との差分をフィードバック制御することにより演算されるため、例えば図５（ａ）に示すように変調率Ｖａが閾値の近傍で変動する可能性がある。そのため、変調率Ｖａが閾値を上回ってもすぐに閾値を下回るように変動する場合が考えられる。この場合、例えば図５（ｂ）に示すように変調率Ｖａが閾値を上回る状態が所定時間継続すると、図５（ｃ）に示すようにＰＷＭ制御から矩形制御に切り替えることが考えられるが、当該所定時間の分だけＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えることができない。すなわち、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えられない状態となるため三相交流回転電機のトルク応答性が低下してしまう。 By the way, since the d-axis current command value and the q-axis current command value are calculated by performing feedback control of the difference between the d-axis current command value and the q-axis current command value and the d-axis current value and the q-axis current value, For example, as shown in FIG. 5A, the modulation factor Va may fluctuate near the threshold value. Therefore, it is conceivable that even if the modulation rate Va exceeds the threshold value, it immediately fluctuates to fall below the threshold value. In this case, for example, as shown in FIG. 5B, if the state where the modulation rate Va exceeds the threshold value continues for a predetermined time, it is possible to switch from PWM control to rectangular control as shown in FIG. 5C. The PWM control cannot be switched to the rectangular wave control for a predetermined time. That is, the PWM control cannot be switched to the rectangular wave control, so that the torque responsiveness of the three-phase AC rotating electric machine deteriorates.
本発明の目的は、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに伴う三相交流回転電機のトルク応答性を向上させることができるインバータ制御装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide an inverter control device capable of improving the torque responsiveness of a three-phase AC rotary electric machine that accompanies switching from PWM control to rectangular wave control.
上記課題を解決するインバータ制御装置は、ＰＷＭ制御信号を出力することにより三相交流回転電機を駆動させるスイッチング素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、矩形波信号を出力することにより前記スイッチング素子を矩形波制御する矩形波制御部と、前記ＰＷＭ制御信号と前記矩形波信号とを切り替えて出力することにより前記ＰＷＭ制御と前記矩形波制御とを切り替える制御切替部とを備えたインバータ制御装置であって、前記三相交流回転電機の各相の電流値及び前記三相交流回転電機の回転速度に基づき前記三相交流回転電機の誘起電圧を演算する誘起電圧演算部を備え、前記制御切替部は、前記ＰＷＭ制御信号を出力している状態で前記誘起電圧が閾値を上回る場合、前記矩形波信号に切り替えて出力する。 An inverter control device that solves the above-mentioned problems includes a PWM control unit that PWM-controls a switching element that drives a three-phase AC rotating electric machine by outputting a PWM control signal, and a rectangular wave signal that outputs a rectangular wave signal. An inverter control device comprising: a rectangular wave control unit that controls a wave; and a control switching unit that switches between the PWM control signal and the rectangular wave signal to output the PWM control signal and the rectangular wave control. The three-phase alternating current rotating electric machine, the induced voltage calculating unit for calculating the induced voltage of the three-phase alternating current rotating electric machine based on the current value of each phase and the rotation speed of the three-phase alternating current rotating electric machine, the control switching unit, When the induced voltage exceeds the threshold value while the PWM control signal is being output, the rectangular wave signal is switched and output.
これによれば、三相交流回転電機の各相の電流値及び三相交流回転電機の回転速度に基づいて三相交流回転電機の誘起電圧を演算している。そして、制御切替部は、スイッチング素子がＰＷＭ制御されている状態で誘起電圧が閾値を上回る場合、矩形波信号を出力する。すなわち、インバータ制御装置は、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えるときに誘起電圧を指標としている。従来の三相交流回転電機のｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を用いて演算される変調率を指標として用いる場合と比較して、三相交流回転電機の誘起電圧は、三相交流回転電機の駆動状態が反映された電流値及び回転速度によって演算される。そのため、誘起電圧は、閾値近傍での変動が少ない。そして、インバータ制御装置は、三相交流回転電機の誘起電圧を指標として用いることにより三相交流回転電機の駆動状態によってＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えることになる。そのため、誘起電圧が閾値を上回る場合にＰＷＭ制御から矩形波制御に即座に切り替えることができる。したがって、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに伴うトルク応答性を向上させることができる。 According to this, the induced voltage of the three-phase AC rotary electric machine is calculated based on the current value of each phase of the three-phase AC rotary electric machine and the rotation speed of the three-phase AC rotary electric machine. Then, the control switching unit outputs a rectangular wave signal when the induced voltage exceeds the threshold value while the switching element is PWM-controlled. That is, the inverter control device uses the induced voltage as an index when switching from PWM control to rectangular wave control. Compared with the case where the modulation rate calculated using the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value of the conventional three-phase AC rotary electric machine is used as an index, the induced voltage of the three-phase AC rotary electric machine is three-phase AC. It is calculated by the current value and the rotation speed that reflect the driving state of the rotating electric machine. Therefore, the induced voltage has little variation near the threshold value. Then, the inverter control device switches from PWM control to rectangular wave control depending on the driving state of the three-phase AC rotating electric machine by using the induced voltage of the three-phase AC rotating electric machine as an index. Therefore, when the induced voltage exceeds the threshold value, the PWM control can be immediately switched to the rectangular wave control. Therefore, the torque responsiveness associated with the switching from the PWM control to the rectangular wave control can be improved.
上記のインバータ制御装置において、前記三相交流回転電機の前記各相の電流値をｄ軸電流値及びｑ軸電流値に変換する第１座標変換部を備え、前記ＰＷＭ制御部は、トルク指令値に基づき前記三相交流回転電機のｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する電流指令値演算部と、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流値との差分及び前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流値との差分をフィードバック制御することにより前記三相交流回転電機のｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を演算する電流制御部と、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を前記三相交流回転電機の各相に発生させる電圧の目標値である三相電圧指令値に変換する第２座標変換部と、前記三相電圧指令値に基づき前記ＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を有し、前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値、及び前記回転速度に基づき前記三相交流回転電機に発生すると推定される推定誘起電圧を演算する推定誘起電圧演算部を更に備え、前記制御切替部は、前記矩形波信号を出力している状態で前記推定誘起電圧が前記閾値を下回る場合、前記ＰＷＭ制御信号を出力するとよい。 In the above inverter control device, a first coordinate conversion unit that converts a current value of each phase of the three-phase AC rotating electric machine into a d-axis current value and a q-axis current value is provided, and the PWM control unit has a torque command value. A current command value calculation unit for calculating a d-axis current command value and a q-axis current command value of the three-phase AC rotating electric machine, a difference between the d-axis current command value and the d-axis current value, and the q-axis current. A current control unit that calculates a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value of the three-phase AC rotary electric machine by feedback controlling the difference between the command value and the q-axis current value, and the d-axis voltage command value and A second coordinate conversion unit that converts the q-axis voltage command value into a three-phase voltage command value that is a target value of a voltage generated in each phase of the three-phase AC rotary electric machine, and the PWM based on the three-phase voltage command value. A PWM signal generation unit that generates a control signal, and an estimated induced voltage estimated to be generated in the three-phase AC rotary electric machine based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, and the rotation speed. The control switching unit may output the PWM control signal when the estimated induced voltage is less than the threshold value while the rectangular wave signal is being output.
矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替える際に、制御切替部による制御の切り替えが遅れてしまうと三相交流回転電機に過剰の電流が流れてしまうおそれがある。
その点、これによれば、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値、及び回転速度に基づき三相交流回転電機に発生すると推定される推定誘起電圧を演算している。そして、制御切替部は、スイッチング素子が矩形波制御されている状態で推定誘起電圧が閾値を下回る場合、ＰＷＭ制御信号を出力する。すなわち、インバータ制御装置は、矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えるときに推定誘起電圧を指標としている。三相交流回転電機の駆動状態を示す電流値及び回転速度に基づき演算される誘起電圧よりも早く演算されるため、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを早めに実施することができる。したがって、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに伴い三相交流回転電機への過剰な電流の供給を抑制できる。
When switching from rectangular wave control to PWM control, if the control switching by the control switching unit is delayed, an excessive current may flow in the three-phase AC rotating electric machine.
In this respect, according to this, the estimated induced voltage estimated to be generated in the three-phase AC rotating electric machine is calculated based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, and the rotation speed. Then, the control switching unit outputs the PWM control signal when the estimated induced voltage is lower than the threshold value while the switching element is in the rectangular wave control. That is, the inverter control device uses the estimated induced voltage as an index when switching from rectangular wave control to PWM control. Since the calculation is performed earlier than the induced voltage calculated based on the current value and the rotation speed indicating the drive state of the three-phase AC rotating electric machine, the rectangular wave control can be switched to the PWM control earlier. Therefore, it is possible to suppress the supply of an excessive current to the three-phase AC rotating electric machine when the rectangular wave control is switched to the PWM control.
この発明によれば、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに伴う三相交流回転電機のトルク応答性を向上させることができる。 According to the present invention, it is possible to improve the torque responsiveness of the three-phase AC rotating electric machine that accompanies switching from PWM control to rectangular wave control.
以下、インバータ制御装置を具体化した実施形態を図１〜図４にしたがって説明する。なお、本実施形態のインバータ制御装置は、三相交流回転電機の駆動を制御するインバータ装置に適用されていることを前提として説明する。 Hereinafter, an embodiment in which an inverter control device is embodied will be described with reference to FIGS. The inverter control device of the present embodiment will be described on the assumption that it is applied to an inverter device that controls driving of a three-phase AC rotating electric machine.
図１に示すように、インバータ装置１は、インバータ回路１０と、インバータ制御装置２０とを備えている。インバータ回路１０は、６つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、６つのダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が採用されている。正極母線と負極母線との間に、三相交流回転電機としてのモータ６０のＵ相に接続される上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、当該Ｕ相に接続される下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２とが直列接続されている。また、正極母線と負極母線との間にモータ６０のＶ相に接続される上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、当該Ｖ相に接続される下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４とが直列接続されている。また、正極母線と負極母線との間にモータ６０のＷ相に接続される上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、当該Ｗ相に接続される下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６とが直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、ダイオードＤ１〜Ｄ６のそれぞれが逆並列接続されている。正極母線及び負極母線には、コンデンサＣを介してバッテリＢが接続されている。このように構成されたインバータ回路１０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給することでモータ６０を駆動させる。なお、バッテリＢには、電圧センサ６５が設けられており、バッテリＢの直流電圧Ｖｄｃを監視している。 As shown in FIG. 1, the inverter device 1 includes an inverter circuit 10 and an inverter control device 20. The inverter circuit 10 includes six switching elements Q1 to Q6 and six diodes D1 to D6. Insulated gate bipolar transistors (IGBTs) are used for the switching elements Q1 to Q6. A switching element Q1 forming an upper arm connected to the U phase of a motor 60 as a three-phase AC rotating electric machine and a switching element forming a lower arm connected to the U phase between the positive electrode bus and the negative electrode bus. Q2 is connected in series. Further, a switching element Q3 forming an upper arm connected to the V phase of the motor 60 and a switching element Q4 forming a lower arm connected to the V phase are connected in series between the positive electrode bus and the negative electrode bus. ing. Further, a switching element Q5 forming an upper arm connected to the W phase of the motor 60 and a switching element Q6 forming a lower arm connected to the W phase are connected in series between the positive electrode bus and the negative electrode bus. ing. The diodes D1 to D6 are respectively connected in antiparallel to the switching elements Q1 to Q6. A battery B is connected to the positive electrode bus and the negative electrode bus via a capacitor C. The inverter circuit 10 configured in this manner drives the motor 60 by converting the DC voltage of the battery B into an AC voltage and supplying the AC voltage to the motor 60 in accordance with the switching operation of the switching elements Q1 to Q6. The battery B is provided with a voltage sensor 65 to monitor the DC voltage Vdc of the battery B.
インバータ制御装置２０は、第１座標変換部２１と、回転速度演算部２２と、ドライブ回路２５と、ＰＷＭ制御部３０と、矩形波制御部４０と、制御切替部５０とを備えている。 The inverter control device 20 includes a first coordinate conversion unit 21, a rotation speed calculation unit 22, a drive circuit 25, a PWM control unit 30, a rectangular wave control unit 40, and a control switching unit 50.
第１座標変換部２１は、モータ６０の各相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータ６０の回転位置を示す電気角θｅを用いてｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑに変換する。電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、接続配線Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３上にそれぞれ設けられた電流センサ６１，６２，６３を介して検出される。電気角θｅは、モータ６０に設けられた位置検出部６４により検出される。 The first coordinate conversion unit 21 converts the current values Iu, Iv, and Iw of each phase of the motor 60 into a d-axis current value Id and a q-axis current value Iq using the electrical angle θe that indicates the rotational position of the motor 60. The current values Iu, Iv, Iw are detected via the current sensors 61, 62, 63 provided on the connection wirings W1, W2, W3, respectively. The electrical angle θe is detected by the position detection unit 64 provided in the motor 60.
回転速度演算部２２は、モータ６０の回転速度ωを演算する。回転速度演算部２２は、位置検出部６４により検出された電気角θｅを微分することで回転速度ωを演算している。 The rotation speed calculator 22 calculates the rotation speed ω of the motor 60. The rotation speed calculation unit 22 calculates the rotation speed ω by differentiating the electrical angle θe detected by the position detection unit 64.
ＰＷＭ制御部３０は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１を出力することによりモータ６０を駆動させるインバータ回路１０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御する。ＰＷＭ制御部３０は、電流指令値演算部３１と、減算部３２，３３と、電流制御部３４と、第２座標変換部３５と、ＰＷＭ信号生成部３６とを有している。 The PWM control unit 30 PWM-controls the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 10 that drives the motor 60 by outputting the PWM control signal S1. The PWM control unit 30 has a current command value calculation unit 31, subtraction units 32 and 33, a current control unit 34, a second coordinate conversion unit 35, and a PWM signal generation unit 36.
電流指令値演算部３１は、外部から入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆに基づきモータ６０のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算する。例えば、電流指令値演算部３１は、記憶部（図示略）に予め記憶されるトルク指令値Ｔｒｅｆとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対向付けられたテーブルを用いてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算する。 The current command value calculation unit 31 calculates the d-axis current command value Id* and the q-axis current command value Iq* of the motor 60 based on the torque command value Tref input from the outside. For example, the current command value calculation unit 31 uses a table in which a torque command value Tref, a d-axis current command value Id*, and a q-axis current command value Iq* stored in advance in a storage unit (not shown) are associated with each other. Then, the d-axis current command value Id* and the q-axis current command value Iq* are calculated.
減算部３２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄとの差分ΔＩｄを演算する。減算部３３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑとの差分ΔＩｑを演算する。
電流制御部３４は、差分ΔＩｄ，ΔＩｑに基づきモータ６０のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算する。具体的には、電流制御部３４は、差分ΔＩｄ，ΔＩｑをなくすようにフィードバック制御することでｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算する。
The subtraction unit 32 calculates a difference ΔId between the d-axis current command value Id* and the d-axis current value Id. The subtraction unit 33 calculates a difference ΔIq between the q-axis current command value Iq* and the q-axis current value Iq.
The current control unit 34 calculates the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* of the motor 60 based on the differences ΔId and ΔIq. Specifically, the current control unit 34 calculates the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* by performing feedback control so as to eliminate the differences ΔId and ΔIq.
第２座標変換部３５は、位置検出部６４により検出される電気角θｅに基づきｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を三相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。三相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、モータ６０の各相に発生させる電圧値の目標値である。 The second coordinate conversion unit 35 converts the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* into three-phase voltage command values Vu, Vv, Vw based on the electrical angle θe detected by the position detection unit 64. .. The three-phase voltage command values Vu, Vv, Vw are target values of voltage values generated in each phase of the motor 60.
ＰＷＭ信号生成部３６は、ＰＷＭ制御により基準となる三角波と三相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの比較結果に基づきインバータ回路１０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を開閉するためのＰＷＭ制御信号Ｓ１を生成する。 The PWM signal generation unit 36 controls the PWM control signal S1 for opening and closing each of the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 10 based on the comparison result of the reference triangular wave and the three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw by PWM control. To generate.
矩形波制御部４０は、矩形波信号Ｓ２を出力することによりモータ６０を駆動させるインバータ回路１０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を矩形波制御する。矩形波制御部４０は、トルク演算部４１と、減算部４２と、電圧位相制御部４３と、矩形波信号生成部４４とを有している。トルク演算部４１には、位置検出部６４により検出された電気角θｅと、ｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑとが入力される。トルク演算部４１は、電気角θｅ、ｄ軸電流値Ｉｄ、及びｑ軸電流値Ｉｑに基づきモータ６０に発生しうるトルク推定値Ｔｄｅｔを演算する。トルク推定値Ｔｄｅｔは、例えば矩形波制御部４０に設けられた記憶部（図示略）に予め記憶されるｄ軸電流値Ｉｄ、ｑ軸電流値Ｉｑ、電気角θｅ、及びトルク推定値Ｔｄｅｔが対向付けられたテーブルを用いて演算される。 The rectangular wave control unit 40 controls the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 10 that drives the motor 60 by outputting a rectangular wave signal S2. The rectangular wave control unit 40 includes a torque calculation unit 41, a subtraction unit 42, a voltage phase control unit 43, and a rectangular wave signal generation unit 44. The electrical angle θe detected by the position detection unit 64, the d-axis current value Id, and the q-axis current value Iq are input to the torque calculation unit 41. The torque calculator 41 calculates the estimated torque value Tdet that can be generated in the motor 60 based on the electrical angle θe, the d-axis current value Id, and the q-axis current value Iq. The estimated torque value Tdet faces the d-axis current value Id, the q-axis current value Iq, the electrical angle θe, and the estimated torque value Tdet that are stored in advance in a storage unit (not shown) provided in the rectangular wave control unit 40, for example. It is calculated using the attached table.
減算部４２は、外部から入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆとトルク推定値Ｔｄｅｔとのトルク差分値ΔＴを演算する。
電圧位相制御部４３は、減算部４２により演算されるトルク指令値Ｔｒｅｆとトルク推定値Ｔｄｅｔとのトルク差分値ΔＴを小さくするように電圧位相角指令値φｉを調整する。電圧位相角指令値φｉの調整は、例えば、トルク差分値ΔＴが小さくなるようにフィードバック制御することで実施できる。そのため、トルク推定値Ｔｄｅｔをトルク指令値Ｔｒｅｆと一致させることが可能性である。
The subtraction unit 42 calculates a torque difference value ΔT between the torque command value Tref input from the outside and the estimated torque value Tdet.
The voltage phase control unit 43 adjusts the voltage phase angle command value φi so as to reduce the torque difference value ΔT between the torque command value Tref calculated by the subtraction unit 42 and the estimated torque value Tdet. The voltage phase angle command value φi can be adjusted, for example, by performing feedback control so that the torque difference value ΔT becomes smaller. Therefore, it is possible to match the estimated torque value Tdet with the torque command value Tref.
矩形波信号生成部４４は、電圧位相制御部４３から出力される電圧位相角指令値φｉに対応するカウント値から目標カウント値後のタイミングにおいて、矩形波信号Ｓ２を立ち上げる、もしくは立ち下げる。具体的には、矩形波信号Ｓ２は、電圧位相角指令値φｉに対応するカウント値から目標カウント値後に同一周期で「Ｖｄｃ／２」と「−Ｖｄｃ／２」とを交互に変化する矩形波状の制御信号である。すなわち、矩形波制御部４０は、トルク指令値Ｔｒｅｆとモータ６０のトルク推定値Ｔｄｅｔとのトルク差分値ΔＴに基づきスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を矩形波制御するための矩形波信号Ｓ２を生成する。 The rectangular wave signal generation unit 44 raises or lowers the rectangular wave signal S2 at the timing after the target count value from the count value corresponding to the voltage phase angle command value φi output from the voltage phase control unit 43. Specifically, the rectangular wave signal S2 has a rectangular wave shape in which “Vdc/2” and “−Vdc/2” are alternately changed in the same cycle after the target count value from the count value corresponding to the voltage phase angle command value φi. Control signal. That is, the rectangular wave control unit 40 generates the rectangular wave signal S2 for controlling the switching elements Q1 to Q6 in a rectangular wave based on the torque difference value ΔT between the torque command value Tref and the estimated torque value Tdet of the motor 60.
制御切替部５０は、ＰＷＭ制御部３０により生成されたＰＷＭ制御信号Ｓ１と、矩形波制御部４０により生成された矩形波信号Ｓ２とが入力される。
制御切替部５０は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１と矩形波信号Ｓ２とを切り替えて出力することによりＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替える。具体的には、制御切替部５０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作を制御するための制御信号ＳとしてＰＷＭ制御信号Ｓ１及び矩形波信号Ｓ２のいずれかを選択して出力することでＰＷＭ制御と矩形波制御を切り替える。なお、制御切替部５０は、モータ６０を動作させた当初は、モータ６０が低回転領域で駆動されるためＰＷＭ制御部３０から出力されるＰＷＭ制御信号Ｓ１を制御信号Ｓとして出力している。
The control switching unit 50 receives the PWM control signal S1 generated by the PWM control unit 30 and the rectangular wave signal S2 generated by the rectangular wave control unit 40.
The control switching unit 50 switches between the PWM control signal S1 and the rectangular wave signal S2 and outputs them by switching between PWM control and rectangular wave control. Specifically, the control switching unit 50 selects either the PWM control signal S1 or the rectangular wave signal S2 as the control signal S for controlling the switching operation of the switching elements Q1 to Q6, and outputs the selected control signal S2. And switch square wave control. Note that the control switching unit 50 outputs the PWM control signal S1 output from the PWM control unit 30 as the control signal S when the motor 60 is operated, because the motor 60 is driven in the low rotation region.
ドライブ回路２５には、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート端子が接続されている。また、ドライブ回路２５には、制御切替部５０が接続されている。ドライブ回路２５は、制御切替部５０により出力された制御信号Ｓに基づきインバータ回路１０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング動作させる。 The drive circuit 25 is connected to the gate terminals of the switching elements Q1 to Q6. Further, the control switching unit 50 is connected to the drive circuit 25. The drive circuit 25 causes the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 10 to perform a switching operation based on the control signal S output from the control switching unit 50.
ここで、制御切替部５０についてより詳しく説明する。
図１及び図２に示すように、制御切替部５０には、ＰＷＭ制御信号Ｓ１及び矩形波信号Ｓ２だけでなく、第１座標変換部２１により出力されるｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑ、回転速度演算部２２により出力される回転速度ω、及びＰＷＭ制御部３０の電流指令値演算部３１により演算されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が入力される。制御切替部５０は、これら入力された各種パラメータに基づきＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え及び矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを制御している。
Here, the control switching unit 50 will be described in more detail.
As shown in FIGS. 1 and 2, the control switching unit 50 includes not only the PWM control signal S1 and the rectangular wave signal S2 but also the d-axis current value Id and the q-axis current value output by the first coordinate conversion unit 21. Iq, the rotation speed ω output by the rotation speed calculation unit 22, and the d-axis current command value Id* and the q-axis current command value Iq* calculated by the current command value calculation unit 31 of the PWM control unit 30 are input. .. The control switching unit 50 controls switching from PWM control to rectangular wave control and switching from rectangular wave control to PWM control based on these input various parameters.
図２に示すように、制御切替部５０は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１及び矩形波信号Ｓ２を切り替える信号切替部５１と、信号切替部５１による信号Ｓ１，Ｓ２の切り替えの指令を出力する切替指令出力部５２とを備えている。なお、上述したがモータ６０を動作させた当初は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１が制御信号Ｓとして採用されるため、切替指令出力部５２はＰＷＭ制御信号Ｓ１をドライブ回路２５に出力するための第１指令信号Ｓｃ１を信号切替部５１に出力している状態である。 As shown in FIG. 2, the control switching unit 50 includes a signal switching unit 51 that switches between the PWM control signal S1 and the rectangular wave signal S2, and a switching command output unit that outputs a command to switch between the signals S1 and S2 by the signal switching unit 51. And 52. As described above, since the PWM control signal S1 is adopted as the control signal S when the motor 60 is operated, the switching command output unit 52 outputs the first command for outputting the PWM control signal S1 to the drive circuit 25. In this state, the signal Sc1 is being output to the signal switching unit 51.
切替指令出力部５２は、モータ６０の誘起電圧Ｖｉを演算する誘起電圧演算部５２ａと、モータ６０に発生すると推定される誘起電圧である推定誘起電圧Ｖｉｅを演算する推定誘起電圧演算部５２ｂとを備えている。 The switching command output unit 52 includes an induced voltage calculation unit 52a that calculates an induced voltage Vi of the motor 60 and an estimated induced voltage calculation unit 52b that calculates an estimated induced voltage Vie that is an induced voltage estimated to be generated in the motor 60. I have it.
誘起電圧Ｖｉ及び推定誘起電圧Ｖｉｅの演算について説明する。
誘起電圧演算部５２ａは、モータ６０の各相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づき演算されたｄ軸電流値Ｉｄ及びｑ軸電流値Ｉｑと、モータ６０の回転速度ωとに基づきモータ６０のｄ軸誘起電圧Ｖｏｄ及びｑ軸誘起電圧Ｖｏｑを演算する。そして、誘起電圧演算部５２ａは、ｄ軸誘起電圧Ｖｏｄ及びｑ軸誘起電圧Ｖｏｑに基づき誘起電圧Ｖｉを演算する。具体的には以下の式で演算される。
The calculation of the induced voltage Vi and the estimated induced voltage Vie will be described.
The induced voltage calculator 52a calculates the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq calculated based on the current values Iu, Iv, and Iw of each phase of the motor 60, and the rotation speed ω of the motor 60. The d-axis induced voltage Vod and the q-axis induced voltage Voq are calculated. Then, the induced voltage calculator 52a calculates the induced voltage Vi based on the d-axis induced voltage Vod and the q-axis induced voltage Voq. Specifically, it is calculated by the following formula.
Ｖｏｄ＝Ｒ×Ｉｄ−ω×Ｌｑ×Ｉｑ
Ｖｏｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＋ω×Ｋｅ
Ｖｉ＝√（Ｖｏｄ＾２＋Ｖｏｑ＾２）
Ｒ…モータの抵抗値、Ｌｄ…モータのｄ軸におけるインダクタンス、Ｌｑ…モータのｑ軸におけるインダクタンス、Ｋｅ…永久磁石の磁束。
Vod=R×Id−ω×Lq×Iq
Voq=R×Iq+ω×Ld×Id+ω×Ke
Vi=√(Vod^2+Voq^2)
R... Motor resistance value, Ld... Motor d-axis inductance, Lq... Motor q-axis inductance, Ke... Permanent magnet magnetic flux.
推定誘起電圧演算部５２ｂは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、及び回転速度ωに基づきモータ６０に発生すると推定される誘起電圧のｄ軸推定誘起電圧Ｖｏｄ_ｅｓｔ及びｑ軸推定誘起電圧Ｖｏｑ_ｅｓｔを演算する。そして、推定誘起電圧演算部５２ｂは、ｄ軸推定誘起電圧Ｖｏｄ_ｅｓｔ及びｑ軸推定誘起電圧Ｖｏｑ_ｅｓｔに基づき推定誘起電圧Ｖｉｅを演算する。具体的には以下の式で演算される。 The estimated induced voltage calculation unit 52b uses the d-axis estimated induced voltage Vod_est and the q-axis of the induced voltage estimated to be generated in the motor 60 based on the d-axis current command value Id*, the q-axis current command value Iq*, and the rotation speed ω. The estimated induced voltage Voq_est is calculated. Then, the estimated induced voltage calculator 52b calculates the estimated induced voltage Vie based on the d-axis estimated induced voltage Vod_est and the q-axis estimated induced voltage Voq_est. Specifically, it is calculated by the following formula.
Ｖｏｄ_ｅｓｔ＝Ｒ×Ｉｄ＊−ω×Ｌｑ×Ｉｑ＊
Ｖｏｑ_ｅｓｔ＝Ｒ×Ｉｑ＊＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＊＋ω×Ｋｅ
Ｖｉｅ＝√（Ｖｏｄ_ｅｓｔ＾２＋Ｖｏｑ_ｅｓｔ＾２）
なお、切替指令出力部５２は、図示しないメモリを有しており、当該メモリには、上記した式を実行するためのプログラムや、モータ６０の抵抗値及びインダクタンスＬｄ，Ｌｑ等のデータが記憶されている。
Vod_est=R×Id*−ω×Lq×Iq*
Voq_est=R×Iq*+ω×Ld×Id*+ω×Ke
Vie=√(Vod_est^2+Voq_est^2)
The switching command output unit 52 has a memory (not shown), and the memory stores a program for executing the above equations and data such as the resistance value of the motor 60 and the inductances Ld and Lq. ing.
図３（ａ）に示すように、誘起電圧Ｖｉは、モータ６０を動作させた当初からモータ６０の回転数が増加すると徐々にその大きさが増大していく。モータ６０の回転数が増大していくと、モータ６０の回転速度ω、モータ６０のｄ軸電流値Ｉｄ、及びモータ６０のｑ軸電流値Ｉｑが増大する。すなわち、誘起電圧Ｖｉは、回転速度ω、ｄ軸電流値Ｉｄ、及びｑ軸電流値Ｉｑが大きくなるほど増大する。 As shown in FIG. 3A, the induced voltage Vi gradually increases in magnitude as the number of rotations of the motor 60 increases from the beginning when the motor 60 is operated. As the rotation speed of the motor 60 increases, the rotation speed ω of the motor 60, the d-axis current value Id of the motor 60, and the q-axis current value Iq of the motor 60 increase. That is, the induced voltage Vi increases as the rotation speed ω, the d-axis current value Id, and the q-axis current value Iq increase.
図２及び図３（ａ）に示すように、切替指令出力部５２は、誘起電圧演算部５２ａにより演算されるモータ６０の誘起電圧Ｖｉが閾値Ｍｔｈを上回る場合、信号切替部５１に対して矩形波信号Ｓ２をドライブ回路２５に出力するための第２指令信号Ｓｃ２を出力する。すなわち、信号切替部５１において、ＰＷＭ制御信号Ｓ１から矩形波信号Ｓ２に切り替えさせ、矩形波信号Ｓ２を制御信号Ｓとして出力させる。よって、図３（ｂ）に示すように、インバータ回路１０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＰＷＭ制御された状態から矩形波制御される状態に切り替わる。 As shown in FIG. 2 and FIG. 3A, when the induced voltage Vi of the motor 60 calculated by the induced voltage calculator 52a exceeds the threshold value Mth, the switching command output unit 52 has a rectangular shape with respect to the signal switching unit 51. The second command signal Sc2 for outputting the wave signal S2 to the drive circuit 25 is output. That is, in the signal switching unit 51, the PWM control signal S1 is switched to the rectangular wave signal S2, and the rectangular wave signal S2 is output as the control signal S. Therefore, as shown in FIG. 3B, the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 10 are switched from the PWM controlled state to the rectangular wave controlled state.
図４（ａ）に示すように、推定誘起電圧Ｖｉｅは、誘起電圧Ｖｉと同様の傾向を有しており、モータ６０を動作させた当初からモータ６０の回転数が増加すると徐々にその大きさが増大していく。モータ６０の回転数が増大していくと、モータ６０の回転速度ωだけでなく、外部から入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆが増大する。すなわち、モータ６０のｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びモータ６０のｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が増大する。 As shown in FIG. 4A, the estimated induced voltage Vie has the same tendency as the induced voltage Vi, and its magnitude gradually increases as the number of rotations of the motor 60 increases from the beginning when the motor 60 is operated. Is increasing. As the rotation speed of the motor 60 increases, not only the rotation speed ω of the motor 60 but also the torque command value Tref input from the outside increases. That is, the d-axis current command value Id* of the motor 60 and the q-axis current command value Iq* of the motor 60 increase.
一方で、推定誘起電圧Ｖｉｅは、回転速度ω、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が減少すると徐々にその大きさが減少していく。なお、誘起電圧Ｖｉにも同様の傾向がある。 On the other hand, the magnitude of the estimated induced voltage Vie gradually decreases as the rotation speed ω, the d-axis current command value Id*, and the q-axis current command value Iq* decrease. The induced voltage Vi has a similar tendency.
図２及び図４（ａ）に示すように、切替指令出力部５２は、推定誘起電圧演算部５２ｂにより演算される推定誘起電圧Ｖｉｅが閾値Ｍｔｈを下回る場合、信号切替部５１に対してＰＷＭ制御信号Ｓ１をドライブ回路２５に出力するための第１指令信号Ｓｃ１を信号切替部５１に出力する。よって、図４（ｂ）に示すように、インバータ回路１０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、矩形波制御された状態からＰＷＭ制御される状態に切り替わる。 As shown in FIGS. 2 and 4A, the switching command output unit 52 controls the signal switching unit 51 by PWM when the estimated induced voltage Vie calculated by the estimated induced voltage calculation unit 52b is lower than the threshold value Mth. The first command signal Sc1 for outputting the signal S1 to the drive circuit 25 is output to the signal switching unit 51. Therefore, as shown in FIG. 4B, the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 10 are switched from the rectangular wave controlled state to the PWM controlled state.
このように構成された制御切替部５０は、信号切替部５１からＰＷＭ制御信号Ｓ１が出力されている状態（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がＰＷＭ制御されている状態）で誘起電圧Ｖｉが閾値Ｍｔｈを上回る場合、切替指令出力部５２から第２指令信号Ｓｃ２を信号切替部５１に出力することで矩形波信号Ｓ２に切り替えて出力する。すなわち、制御切替部５０は、誘起電圧Ｖｉが閾値Ｍｔｈを上回る場合、インバータ回路１０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御された状態から矩形波制御する状態に切り替える。 In the control switching unit 50 configured as described above, the induced voltage Vi exceeds the threshold value Mth in the state where the PWM control signal S1 is output from the signal switching unit 51 (the switching elements Q1 to Q6 are PWM-controlled). In this case, the switching command output unit 52 outputs the second command signal Sc2 to the signal switching unit 51 to switch to and output the rectangular wave signal S2. That is, when the induced voltage Vi exceeds the threshold value Mth, the control switching unit 50 switches the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 10 from the PWM controlled state to the rectangular wave controlled state.
また、制御切替部５０は、信号切替部５１から矩形波信号Ｓ２が出力されている状態（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が矩形波制御されている状態）で推定誘起電圧Ｖｉｅが閾値Ｍｔｈを下回る場合、切替指令出力部５２から第１指令信号Ｓｃ１を信号切替部５１に出力することでＰＷＭ制御信号Ｓ１に切り替えて出力する。すなわち、制御切替部５０は、推定誘起電圧Ｖｉｅが閾値Ｍｔｈを下回る場合、インバータ回路１０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を矩形波制御された状態からＰＷＭ制御される状態に切り替える。 When the estimated induced voltage Vie is below the threshold Mth in the state where the rectangular wave signal S2 is output from the signal switching unit 51 (the switching elements Q1 to Q6 are in the rectangular wave control), the control switching unit 50: The first command signal Sc1 is output from the switching command output unit 52 to the signal switching unit 51 to switch to the PWM control signal S1 and output. That is, when the estimated induced voltage Vie falls below the threshold value Mth, the control switching unit 50 switches the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 10 from the rectangular wave controlled state to the PWM controlled state.
また、閾値Ｍｔｈについて説明する。
例えば、従来の技術で提案されている変調率Ｖａ（図５参照）を用いる場合、一般的にモータ６０の回転数が増加したとき変調率Ｖａが４／π（約１．２７）を超えるとＰＷＭ制御の制御性が極度に低下することが知られている。そのため、従来の技術では変調率Ｖａが４／πを上回るとスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を矩形波制御し、変調率Ｖａが４／πを下回るとスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御していた。すなわち、モータ６０が高回転領域で駆動していれば矩形波制御、モータ６０が低回転領域で駆動していればＰＷＭ制御を実施していた。
The threshold Mth will be described.
For example, in the case of using the modulation rate Va (see FIG. 5) proposed in the related art, when the modulation rate Va exceeds 4/π (about 1.27) when the rotation speed of the motor 60 generally increases. It is known that the controllability of PWM control is extremely reduced. Therefore, in the conventional technique, when the modulation rate Va exceeds 4/π, the switching elements Q1 to Q6 are rectangular-wave controlled, and when the modulation rate Va is less than 4/π, the switching elements Q1 to Q6 are PWM controlled. That is, if the motor 60 is driving in the high rotation region, rectangular wave control is performed, and if the motor 60 is driving in the low rotation region, PWM control is performed.
本実施形態における閾値Ｍｔｈは、上記の変調率Ｖａと同様にモータ６０が低回転領域で駆動しているか、高回転領域で駆動しているかを区分する閾値である。そのため、閾値Ｍｔｈは、変調率Ｖａが４／πとなる場合に一致するように設定されている。 The threshold value Mth in the present embodiment is a threshold value that distinguishes whether the motor 60 is driving in the low rotation region or the high rotation region, like the modulation rate Va described above. Therefore, the threshold value Mth is set so as to match when the modulation rate Va is 4/π.
変調率Ｖａは、以下の式で求められる。
Ｖａ＝（√（Ｖｄ＊＾２＋Ｖｑ＊＾２））／Ｖｄｃ
すなわち、閾値Ｍｔｈは、変調率Ｖａが４／πとなるときのｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に対応するｄ軸電流値Ｉｄ、ｑ軸電流値Ｉｑ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、及び回転速度ωに基づき演算された誘起電圧Ｖｉ及び推定誘起電圧Ｖｉｅに一致するように設定されている。
The modulation factor Va is calculated by the following formula.
Va=(√(Vd*^2+Vq*^2))/Vdc
That is, the threshold value Mth is the d-axis current value Id, the q-axis current value Iq, the d-axis current corresponding to the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* when the modulation rate Va becomes 4/π. The command value Id*, the q-axis current command value Iq*, and the induced voltage Vi calculated based on the rotation speed ω and the estimated induced voltage Vie are set to match.
本実施形態の作用について説明する。
上記のように構成されたインバータ制御装置２０は、制御切替部５０からＰＷＭ制御信号Ｓ１が出力されている状態で誘起電圧演算部５２ａにより演算されたモータ６０の誘起電圧Ｖｉが閾値Ｍｔｈを上回る場合、矩形波信号Ｓ２を出力する。また、インバータ制御装置２０は、制御切替部５０から矩形波信号Ｓ２が出力されている状態で推定誘起電圧演算部５２ｂにより演算されたモータ６０に発生すると推定される推定誘起電圧Ｖｉｅが閾値Ｍｔｈを下回る場合、ＰＷＭ制御信号Ｓ１を出力する。よって、インバータ制御装置２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がＰＷＭ制御されている状態で誘起電圧Ｖｉが閾値Ｍｔｈを上回る場合、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替え、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が矩形波制御されている状態で推定誘起電圧Ｖｉｅが閾値Ｍｔｈを下回る場合、矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替わる。
The operation of this embodiment will be described.
In the inverter control device 20 configured as described above, when the induced voltage Vi of the motor 60 calculated by the induced voltage calculation unit 52a exceeds the threshold value Mth while the PWM control signal S1 is output from the control switching unit 50. , Square wave signal S2 is output. Further, in the inverter control device 20, the estimated induced voltage Vie estimated to be generated in the motor 60 calculated by the estimated induced voltage calculation unit 52b in the state where the rectangular wave signal S2 is output from the control switching unit 50 has the threshold value Mth. If it is less than that, the PWM control signal S1 is output. Therefore, the inverter control device 20 switches from PWM control to rectangular wave control when the induced voltage Vi exceeds the threshold value Mth while the switching elements Q1 to Q6 are PWM controlled, and the switching elements Q1 to Q6 are rectangular wave controlled. When the estimated induced voltage Vie falls below the threshold value Mth in the state of being turned on, the rectangular wave control is switched to the PWM control.
本実施形態では以下の効果を得ることができる。
（１）本実施形態では、モータ６０の各相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ及びモータ６０の回転速度ωに基づいてモータ６０の誘起電圧Ｖｉを演算している。そして、制御切替部５０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がＰＷＭ制御されている状態で誘起電圧Ｖｉが閾値Ｍｔｈを上回る場合、矩形波信号Ｓ２を出力する。すなわち、インバータ制御装置２０は、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えるときに誘起電圧Ｖｉを指標としている。従来のモータ６０のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を用いて演算される変調率Ｖａを指標として用いる場合と比較して、モータ６０の誘起電圧Ｖｉは、モータ６０の駆動状態が反映された電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ及び回転速度ωによって演算される。そのため、誘起電圧Ｖｉは、閾値Ｍｔｈ近傍での変動が少ない。そして、インバータ制御装置２０は、モータ６０の誘起電圧Ｖｉを指標として用いることによりモータ６０の駆動状態によってＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えることになる。そのため、誘起電圧Ｖｉが閾値Ｍｔｈを上回る場合にＰＷＭ制御から矩形波制御に即座に切り替えることができる。したがって、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに伴うトルク応答性を向上させることができる。
In this embodiment, the following effects can be obtained.
(1) In the present embodiment, the induced voltage Vi of the motor 60 is calculated based on the current values Iu, Iv, Iw of each phase of the motor 60 and the rotation speed ω of the motor 60. Then, the control switching unit 50 outputs the rectangular wave signal S2 when the induced voltage Vi exceeds the threshold value Mth in the state where the switching elements Q1 to Q6 are PWM-controlled. That is, the inverter control device 20 uses the induced voltage Vi as an index when switching from PWM control to rectangular wave control. Compared with the conventional case where the modulation factor Va calculated using the d-axis voltage command value Vd* and the q-axis voltage command value Vq* of the motor 60 is used as an index, the induced voltage Vi of the motor 60 is It is calculated by the current values Iu, Iv, Iw and the rotation speed ω that reflect the driving state. Therefore, the induced voltage Vi has little variation near the threshold value Mth. Then, the inverter control device 20 switches from PWM control to rectangular wave control depending on the driving state of the motor 60 by using the induced voltage Vi of the motor 60 as an index. Therefore, when the induced voltage Vi exceeds the threshold value Mth, the PWM control can be immediately switched to the rectangular wave control. Therefore, the torque responsiveness associated with the switching from the PWM control to the rectangular wave control can be improved.
（２）矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替える際に、制御切替部５０による制御の切り替えが遅れてしまうとモータ６０に過剰の電流が流れてしまうおそれがある。
その点、本実施形態では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、及び回転速度ωに基づきモータ６０に発生すると推定される推定誘起電圧Ｖｉｅを演算している。そして、制御切替部５０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が矩形波制御されている状態で推定誘起電圧Ｖｉｅが閾値Ｍｔｈを下回る場合、ＰＷＭ制御信号Ｓ１を出力する。すなわち、インバータ制御装置２０は、矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えるときに推定誘起電圧Ｖｉｅを指標としている。モータ６０の駆動状態を示す電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ及び回転速度ωに基づき演算される誘起電圧Ｖｉよりも早く演算されるため、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えを早めに実施することができる。したがって、矩形波制御からＰＷＭ制御への切り替えに伴いモータ６０への過剰な電流の供給を抑制できる。
(2) When switching from rectangular wave control to PWM control, if control switching by the control switching unit 50 is delayed, an excessive current may flow to the motor 60.
In this respect, in the present embodiment, the estimated induced voltage Vie estimated to be generated in the motor 60 is calculated based on the d-axis current command value Id*, the q-axis current command value Iq*, and the rotation speed ω. Then, the control switching unit 50 outputs the PWM control signal S1 when the estimated induced voltage Vie falls below the threshold value Mth in the state where the switching elements Q1 to Q6 are controlled by the rectangular wave. That is, the inverter control device 20 uses the estimated induced voltage Vie as an index when switching from rectangular wave control to PWM control. Since the calculation is performed earlier than the induced voltage Vi calculated based on the current values Iu, Iv, Iw indicating the driving state of the motor 60 and the rotation speed ω, the rectangular wave control can be switched to the PWM control earlier. it can. Therefore, it is possible to suppress the excessive current supply to the motor 60 when the rectangular wave control is switched to the PWM control.
なお、本実施形態は、以下のように変更して実施することができる。本実施形態及び以下の変更例は、技術的に矛盾しない範囲で互いに組み合わせて実施することができる。
〇 本実施形態では、閾値Ｍｔｈは、変調率Ｖａ（＝√（Ｖｄ＊＾２＋Ｖｑ＊＾２））に一致するようにしていたが、これに限らない。例えば、変調率Ｖａは、製品仕様によって適宜係数を乗算してもよい。そのため、閾値Ｍｔｈは、変調率Ｖａが当該係数を乗算して演算される場合においては当該係数を考慮して設定することが好ましい。
The present embodiment can be modified and implemented as follows. The present embodiment and the following modified examples can be implemented in combination with each other within a technically consistent range.
In the present embodiment, the threshold value Mth matches the modulation factor Va (=√(Vd*^2+Vq*^2)), but the threshold value Mth is not limited to this. For example, the modulation factor Va may be multiplied by an appropriate coefficient according to the product specifications. Therefore, when the modulation factor Va is calculated by multiplying the coefficient, the threshold value Mth is preferably set in consideration of the coefficient.
〇 本実施形態では、誘起電圧演算部５２ａ及び推定誘起電圧演算部５２ｂが切替指令出力部５２に設けられることにより切替指令出力部５２は、誘起電圧Ｖｉ及び推定誘起電圧Ｖｉｅを演算する機能と、第１指令信号Ｓｃ１及び第２指令信号Ｓｃ２を出力する機能を一括して有していたが、これに限らない。例えば、切替指令出力部５２から誘起電圧Ｖｉ及び推定誘起電圧Ｖｉｅを演算する機能を分けるように誘起電圧演算部５２ａ及び推定誘起電圧演算部５２ｂの配置を変更してもよい。 In the present embodiment, the switching command output unit 52 is provided with the induced voltage calculation unit 52a and the estimated induced voltage calculation unit 52b, so that the switching command output unit 52 has a function of calculating the induced voltage Vi and the estimated induced voltage Vie. Although it collectively has the function of outputting the first command signal Sc1 and the second command signal Sc2, it is not limited to this. For example, the arrangement of the induced voltage calculation unit 52a and the estimated induced voltage calculation unit 52b may be changed so as to divide the function of calculating the induced voltage Vi and the estimated induced voltage Vie from the switching command output unit 52.
〇 また、誘起電圧演算部５２ａ及び推定誘起電圧演算部５２ｂを制御切替部５０が有していなくてもよく、例えばインバータ制御装置２０における任意の箇所に設けるようにしてもよい。 The control switching unit 50 may not include the induced voltage calculation unit 52a and the estimated induced voltage calculation unit 52b, and may be provided at an arbitrary position in the inverter control device 20, for example.
〇 インバータ制御装置２０は、誘起電圧演算部５２ａを備え、推定誘起電圧演算部５２ｂを備えない構成を採用してもよい。このように変更しても、本実施形態の（１）の効果を得ることができる。 The inverter control device 20 may include a configuration that includes the induced voltage calculation unit 52a and does not include the estimated induced voltage calculation unit 52b. Even with such a change, the effect (1) of the present embodiment can be obtained.
〇 第１座標変換部２１は、ＰＷＭ制御部３０又は矩形波制御部４０に含まれるように構成されていてもよい。
〇 第１座標変換部２１は、インバータ制御装置２０の外部で演算されてからインバータ制御装置２０のＰＷＭ制御部３０及び矩形波制御部４０に入力されるように変更してもよい。
The first coordinate conversion unit 21 may be configured to be included in the PWM control unit 30 or the rectangular wave control unit 40.
The first coordinate conversion unit 21 may be changed so that it is calculated outside the inverter control device 20 and then input to the PWM control unit 30 and the rectangular wave control unit 40 of the inverter control device 20.
〇 本実施形態では、モータ６０のＶ相の電流値Ｉｖを電流センサ６２により検出していたが、例えば第１座標変換部２１により電流値Ｉｕ，Ｉｗから電流値Ｉｖを演算するように変更してもよい。 In the present embodiment, the current value Iv of the V phase of the motor 60 is detected by the current sensor 62. However, for example, the first coordinate conversion unit 21 is changed to calculate the current value Iv from the current values Iu and Iw. May be.
１０…インバータ回路、２０…インバータ制御装置、２１…第１座標変換部、３０…ＰＷＭ制御部、３１…電流指令値演算部、３４…電流制御部、３５…第２座標変換部、３６…ＰＷＭ信号生成部、４０…矩形波制御部、５０…制御切替部、５２ａ…誘起電圧演算部、５２ｂ…推定誘起電圧演算部、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ…電流値、Ｉｄ…ｄ軸電流値、Ｉｑ…ｑ軸電流値、Ｉｄ＊…ｄ軸電流指令値、Ｉｑ＊…ｑ軸電流指令値、ΔＩｄ，ΔＩｑ…差分、ω…回転速度、Ｖｄ＊…ｄ軸電圧指令値、Ｖｑ＊…ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ…三相電圧指令値、Ｍｔｈ…閾値、Ｔｒｅｆ…トルク指令値、Ｓ１…ＰＷＭ制御信号、Ｓ２…矩形波信号、Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子。 10... Inverter circuit, 20... Inverter control device, 21... 1st coordinate conversion part, 30... PWM control part, 31... Current command value calculation part, 34... Current control part, 35... 2nd coordinate conversion part, 36... PWM Signal generation unit, 40... Rectangular wave control unit, 50... Control switching unit, 52a... Induction voltage calculation unit, 52b... Estimated induction voltage calculation unit, Iu, Iv, Iw... Current value, Id... D-axis current value, Iq... q-axis current value, Id*...d-axis current command value, Iq*...q-axis current command value, ΔId, ΔIq...difference, ω...rotation speed, Vd*...d-axis voltage command value, Vq*...q-axis voltage command Value, Vu, Vv, Vw... Three-phase voltage command value, Mth... Threshold value, Tref... Torque command value, S1... PWM control signal, S2... Rectangular wave signal, Q1-Q6... Switching elements.
Claims (2)
矩形波信号を出力することにより前記スイッチング素子を矩形波制御する矩形波制御部と、
前記ＰＷＭ制御信号と前記矩形波信号とを切り替えて出力することにより前記ＰＷＭ制御と前記矩形波制御とを切り替える制御切替部とを備えたインバータ制御装置であって、
前記三相交流回転電機の各相の電流値及び前記三相交流回転電機の回転速度に基づき前記三相交流回転電機の誘起電圧を演算する誘起電圧演算部を備え、
前記制御切替部は、前記ＰＷＭ制御信号を出力している状態で前記誘起電圧が閾値を上回る場合、前記矩形波信号に切り替えて出力することを特徴とするインバータ制御装置。 A PWM control unit that PWM-controls a switching element that drives the three-phase AC rotating electric machine by outputting a PWM control signal;
A rectangular wave control unit that controls the switching element by a rectangular wave by outputting a rectangular wave signal,
An inverter control device comprising: a control switching section that switches between the PWM control and the rectangular wave control by switching and outputting the PWM control signal and the rectangular wave signal,
An induced voltage calculation unit that calculates an induced voltage of the three-phase AC rotating electric machine based on the current value of each phase of the three-phase AC rotating electric machine and the rotation speed of the three-phase AC rotating electric machine,
The inverter control device, wherein the control switching unit switches to and outputs the rectangular wave signal when the induced voltage exceeds a threshold value while the PWM control signal is being output.
前記ＰＷＭ制御部は、
トルク指令値に基づき前記三相交流回転電機のｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する電流指令値演算部と、
前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流値との差分及び前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流値との差分をフィードバック制御することにより前記三相交流回転電機のｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を演算する電流制御部と、
前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を前記三相交流回転電機の各相に発生させる電圧の目標値である三相電圧指令値に変換する第２座標変換部と、
前記三相電圧指令値に基づき前記ＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を有し、
前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値、及び前記回転速度に基づき前記三相交流回転電機に発生すると推定される推定誘起電圧を演算する推定誘起電圧演算部を更に備え、
前記制御切替部は、前記矩形波信号を出力している状態で前記推定誘起電圧が前記閾値を下回る場合、前記ＰＷＭ制御信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。 A first coordinate conversion unit that converts the current value of each phase of the three-phase AC rotating electric machine into a d-axis current value and a q-axis current value,
The PWM controller is
A current command value calculation unit that calculates a d-axis current command value and a q-axis current command value of the three-phase AC rotating electric machine based on the torque command value;
By performing feedback control of the difference between the d-axis current command value and the d-axis current value and the difference between the q-axis current command value and the q-axis current value, the d-axis voltage command value of the three-phase AC rotary electric machine and a current control unit for calculating a q-axis voltage command value,
A second coordinate conversion unit that converts the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value into a three-phase voltage command value that is a target value of a voltage generated in each phase of the three-phase AC rotating electric machine;
A PWM signal generation unit that generates the PWM control signal based on the three-phase voltage command value,
An estimated induced voltage calculator that calculates an estimated induced voltage that is estimated to be generated in the three-phase AC rotary electric machine based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, and the rotation speed,
The inverter control device according to claim 1, wherein the control switching unit outputs the PWM control signal when the estimated induced voltage is below the threshold value while the rectangular wave signal is being output.
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Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011135621A1 (en) * | 2010-04-28 | 2011-11-03 | 株式会社 日立製作所 | Vehicle |
| JP2014197917A (en) * | 2013-03-29 | 2014-10-16 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Brushless motor driver |
| JP2015186297A (en) * | 2014-03-20 | 2015-10-22 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Control device and control method for brushless motor |
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