JP2020065244A - 電力増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ゲインディスパージョンのレンジを調整する。【解決手段】電力増幅回路は、ＲＦ信号を増幅する第１トランジスタと、第１の電流経路を通じて第１トランジスタの第２端子にバイアス電流を供給するバイアス電流源と、電源端子から供給される可変電源電圧に応じてバイアス電流を調整する調整回路と、を備え、調整回路は、少なくともいずれか１つは可変抵抗器により構成される第１乃至第３の抵抗器と、第１の抵抗器を通じて電源端子に接続される第１端子、第２の抵抗器を通じてバイアス電流源に接続される第２端子、及び第３の抵抗器を通じて第１の電流経路に接続される第３端子を有する調整トランジスタと、を含み、可変電源電圧が第１の電圧以上第３の電圧以下のときに、調整回路は、可変電源電圧が低いほどバイアス電流源から第２の抵抗器、調整トランジスタ及び第１の抵抗器を通じて電源端子に至る経路を通じて電源端子に流れる電流を増大させる。【選択図】図１

Description

本開示は、電力増幅回路に関する。

携帯電話などの移動通信端末においては、基地局へ送信するＲＦ（Radio Frequency）信号を増幅する電力増幅回路が用いられている。電力増幅回路は、ＲＦ信号を増幅するトランジスタと、トランジスタのバイアスポイントを制御するバイアス回路とを備えている。この種のバイアス回路として、例えば、特許文献１に記載されているように、トランジスタにバイアス信号を供給するエミッタフォロワトランジスタと、このエミッタフォロワトランジスタのコレクタに供給される定電圧を生成するための定電圧生成回路と、を備えたものが知られている。

特開２０１４−１７１１７０号公報

近年、トランジスタを高効率に動作させるため、送信信号の包絡線に応じて電源電圧を制御する包絡線追跡（ET：Envelope Tracking）方式が注目されている。このようなＥＴ方式においては、トランジスタに供給される電源電圧の変化に対する利得の差（ゲインディスパージョン）を設けることにより、線形性が維持され得る。ここで、ゲインの線形性と電力効率は一般的にトレードオフの関係にあり、これらのいずれの特性を優先させるかによって好ましいゲインディスパージョンのレンジが異なる。従って、ＥＴ方式の性能を引き出すには、要求仕様に応じてゲインディスパージョンのレンジが調整可能であることが好ましい。しかしながら、特許文献１に記載のバイアス回路では、ゲインディスパージョンのレンジを調整することは難しい。

そこで、本開示は、ゲインディスパージョンのレンジを調整可能な電力増幅回路を提案することを課題とする。

上述の課題を解決するため、本開示に関わる電力増幅回路は、第１の電圧以上第２の電圧以下の可変電源電圧に応じた電圧が供給される第１端子及びＲＦ信号が供給される第２端子を有し、ＲＦ信号を増幅する第１トランジスタと、第１の電流経路を通じて第１トランジスタの第２端子にバイアス電流を供給するバイアス電流源と、電源端子から供給される可変電源電圧に応じてバイアス電流を調整する調整回路と、を備え、調整回路は、少なくともいずれか１つは可変抵抗器により構成される第１乃至第３の抵抗器と、第１の抵抗器を通じて電源端子に接続される第１端子、第２の抵抗器を通じてバイアス電流源に接続される第２端子、及び第３の抵抗器を通じて第１の電流経路に接続される第３端子を有する調整トランジスタと、を含み、第１の電圧より高く第２の電圧より低い電圧を第３の電圧とし、バイアス電流源から第２の抵抗器、調整トランジスタ、及び第１の抵抗器を通じて電源端子に至る経路を第２の電流経路とした場合に、可変電源電圧が第１の電圧以上第３の電圧以下のときに、調整回路は、可変電源電圧が低いほど、第２の電流経路を通じて電源端子に流れる電流を増大させる。

本開示によれば、ゲインディスパージョンのレンジを調整可能な電力増幅回路を提供することができる。

本開示の一実施形態に係る電力増幅回路を含む電力増幅モジュールの構成の概要を示す図である。 ＥＴ方式における出力電力と利得の関係の一例を示すグラフである。 ＥＴ方式における出力電力と利得の関係の一例を示すグラフである。 本開示の一実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。 トランジスタＱ２に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２と、そのトランジスタＱ２に供給されるバイアス電流を調整するトランジスタＱ７０のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖｃｅとの関係を表すグラフである。 トランジスタＱ２に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２と、そのトランジスタＱ２に供給されるバイアス電流との関係を表すグラフである。 トランジスタＱ２に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２と、そのトランジスタＱ２のコレクタに流れる電流との関係を表すグラフである。 トランジスタＱ２に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２と、そのトランジスタＱ２に供給されるバイアス電流を調整する調整回路を流れる電流との関係を表すグラフである。 トランジスタＱ２に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２と、そのトランジスタＱ２に供給されるバイアス電流を調整する調整回路を流れる電流との関係を表すグラフである。 トランジスタＱ２に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２と、そのトランジスタＱ２に供給されるバイアス電流を調整する調整回路を流れる電流との関係を表すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７２の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７２の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７２の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７２の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７２の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７２の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７３の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７３の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７３の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７３の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７３の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７３の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。 本開示の一実施形態の変形例に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。 調整回路７０の一具体例（調整回路７０Ａ）の回路構成を示す図である。 調整回路７０の他の具体例（調整回路７０Ｂ）の回路構成を示す図である。 調整回路７０の他の具体例（調整回路７０Ｂ）の構造を示す断面図である。 調整回路７０の他の具体例（調整回路７０Ｂ）の構造を示す断面図である。 調整回路７０の他の具体例（調整回路７０Ｃ）の回路構成を示す図である。 調整回路７０の他の具体例（調整回路７０Ｄ）の構造を示す断面図である。 調整回路７０の他の具体例（調整回路７０Ｄ）の構造を示す断面図である。

以下、各図を参照しながら本開示の各実施形態について説明する。ここで、同一符号の回路素子は、同一の回路素子を示すものとし、重複する説明を省略する。

図１は、本開示の一実施形態に係る電力増幅回路を含む電力増幅モジュールの構成の概要を示す図である。電力増幅モジュール１０は、例えば、携帯電話等の移動体通信機に搭載され、入力信号ＲＦｉｎの電力を基地局に送信するために必要なレベルまで増幅し、これを増幅信号ＲＦｏｕｔとして出力する。入力信号ＲＦｉｎは、例えば、ＲＦＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）等により所定の通信方式に応じて変調された無線周波数（RF : Radio Frequency）信号である。入力信号ＲＦｉｎの通信規格は、例えば２Ｇ（第２世代移動通信システム）、３Ｇ（第３世代移動通信システム）、４Ｇ（第４世代移動通信システム）、５Ｇ（第５世代移動通信システム）、ＬＴＥ（Long Term Evolution）−ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）、ＬＴＥ−ＴＤＤ（Time Division Duplex）、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ、又はＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｐｒｏ等を含み、周波数は、例えば数百ＭＨｚ〜数十ＧＨｚ程度である。なお、入力信号ＲＦｉｎの通信規格及び周波数はこれらに限られない。

電力増幅モジュール１０は、例えば、増幅器２０，３０、電源回路４０、バイアス電流源５０，６０、調整回路７０、及び整合回路８０〜８２を備える。

増幅器２０，３０は、それぞれ、入力されるＲＦ信号を増幅して出力する。初段（ドライバ段）の増幅器２０は、入力端子から整合回路８０を経由して入力される入力信号ＲＦｉｎを増幅して、ＲＦ信号ＲＦ１を出力する。後段（パワー段）の増幅器３０は、増幅器２０から整合回路８１を経由して供給されるＲＦ信号ＲＦ１を増幅して、ＲＦ信号ＲＦ２を出力する。ＲＦ信号ＲＦ２は、整合回路８２を経由して増幅信号ＲＦｏｕｔとして出力される。増幅器２０，３０は、それぞれ、例えば、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（HBT : Heterojunction Bipolar Transistor）等のトランジスタにより構成される。なお、増幅器２０，３０は、ＨＢＴの代わりに電界効果トランジスタ（MOSFET : Metal-oxide-semiconductor Field-Effect Transistor）により構成されてもよい。この場合、コレクタ、ベース、エミッタを、それぞれ、ドレイン、ゲート、ソースに読み替えればよい。なお、以下では、特に記載のない限り、トランジスタがＨＢＴにより構成される場合を例として説明する。

電源回路４０は、ＲＦ信号の包絡線に応じて制御された可変電源電圧Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２を生成し、増幅器２０，３０にそれぞれ供給する。このように、電力増幅モジュール１０は、いわゆるエンベロープトラッキング（ET : Envelope Tracking）方式に従って動作する。電力増幅モジュール１０がＥＴ方式に従うことにより、例えば平均電力トラッキング（APT : Average Power Tracking）方式に従う場合に比べて電力効率が向上する。なお、電源回路４０は、電力増幅モジュール１０に含まれてもよく、含まれなくてもよい。

バイアス電流源５０，６０は、それぞれ、増幅器２０，３０にバイアス電流又はバイアス電圧を供給する。

調整回路７０は、電源端子９０から供給される可変電源電圧Ｖｃｃ１に応じて、増幅器３０に供給されるバイアス電流の電流量を調整する。増幅器３０、バイアス電流源６０、及び調整回路７０の構成の詳細については後述する。

整合回路（MN : Matching Network）８０は、前段に設けられる回路（不図示）と増幅器２０のインピーダンスを整合させる。整合回路８１は、増幅器２０と増幅器３０のインピーダンスを整合させる。整合回路８２は、増幅器３０と後段に設けられる回路（不図示）のインピーダンスを整合させる。整合回路８０〜８２は、それぞれ、例えばインダクタ及びキャパシタを含んで構成される。

図２Ａ及び図２Ｂは、ＥＴ方式における出力電力と利得の関係の一例を示すグラフである。両図の縦軸は利得特性（ｄＢ）を示し、横軸は出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）を示す。

図２Ａは、線形性より電力効率の向上を優先させたモード（以下「高効率モード」とも呼ぶ。）における利得特性を示す。同図に示されるように、各電源電圧において効率が高くなる（理想的には、最大化される）点を結ぶように増幅器を動作させると、電力効率を高く保つことができるが、線形性がやや劣る（図２Ａ破線参照）。高効率モードは、例えば電力増幅モジュール１０の前段に、増幅器から発生する歪みを打ち消すような歪みを予め発生させる、いわゆるプリディストーションの機能が備えられている場合には、出力される信号の歪みが補償されるため好適に機能する。なお、プリディストーションの一例としては、例えばデジタル・プリディストーション（DPD : Digital Pre-distortion）がある。このような高効率モードでは、利得曲線を極力平坦に近付けるため、電源電圧の変化に対する利得の差である、いわゆるゲインディスパージョンのレンジが比較的広い方が好ましい。

他方、図２Ｂは、電力効率より線形性の向上を優先させたモード（以下、「高線形性モード」とも呼ぶ。）における利得特性を示す。同図に示されるように、利得曲線がなるべく平坦となるように増幅器を動作させることにより高い線形性を得ることができるが（図２Ｂ破線参照）、高効率モードに比べて電力効率がやや劣る。高線形性モードは、例えばＤＰＤ機能が備えられていない場合に好適に機能する。高線形性モードでは、電源電圧が最小である場合における利得と、出力電力Ｐｏｕｔが最大となる場合における利得とを揃えるため、ゲインディスパージョンのレンジが比較的狭い方が好ましい。

このように、ＥＴ方式では、要求される動作モードに応じてゲインディスパージョンのレンジを調整できることが好ましい。本実施形態に係る電力増幅回路は、このようなゲインディスパージョンのレンジの調整を可能とするものである。次に、図３を参照してこの点について説明する。

図３は、本開示の一実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。なお、図３に示される電力増幅回路１００は、図１に示される電力増幅モジュール１０から電源回路４０を除いた構成であり、特に増幅器２０，３０、バイアス電流源５０，６０及び調整回路７０に関する要素を詳細に示したものである。

増幅器２０，３０は、それぞれ、トランジスタＱ１，Ｑ２により構成される。トランジスタＱ１（第２トランジスタ）は、そのコレクタ（第１端子）に可変電源電圧Ｖｃｃ１が供給され、そのベース（第２端子）に整合回路８０を通じて入力信号ＲＦｉｎが供給され、そのエミッタが接地される。そして、トランジスタＱ１のコレクタから、入力信号ＲＦｉｎを増幅したＲＦ信号ＲＦ１が出力される。トランジスタＱ２（第１トランジスタ）は、そのコレクタ（第１端子）に可変電源電圧Ｖｃｃ２（すなわち、可変電源電圧Ｖｃｃ１に応じた電圧）が供給され、そのベース（第２端子）に整合回路８１を通じてＲＦ信号ＲＦ１が供給され、そのエミッタが接地される。そして、トランジスタＱ２のコレクタから、ＲＦ信号ＲＦ１を増幅したＲＦ信号ＲＦ２が出力される。

バイアス電流源５０は、トランジスタＱ１のバイアスポイントを制御するバイアス電流又はバイアス電圧を、抵抗素子Ｒ１を通じてトランジスタＱ１のベースに供給する。具体的に、バイアス電流源５０は、ダイオードＤ５１，Ｄ５２と、トランジスタＱ５０と、抵抗素子Ｒ５０と、キャパシタＣ５０と、電源端子５１と、を備える。

ダイオードＤ５１とダイオードＤ５２は直列接続される。ダイオードＤ５１のアノードには、抵抗素子Ｒ５０を通じて電源端子５１から一定の電圧又は電流が供給される。ダイオードＤ５２のアノードはダイオードＤ５１のカソードに接続され、ダイオードＤ５２のカソードは接地される。これにより、ダイオードＤ５１のアノードに、所定の電圧（例えば、２．８Ｖ程度）が生成される。なお、ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、例えば、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタにより構成されてもよい。ダイオード接続とは、バイポーラトランジスタのベースとコレクタとを接続することを意味し、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタは、ダイオードと等価な２極素子として振る舞う。ダイオード接続されたバイポーラトランジスタの二つの端子のうち、順方向バイアス時に電位の高い方を「アノード」と呼び、電位の低い方を「カソード」と呼ぶ。もっとも、ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタの代わりに、ＰＮ接合ダイオードにより構成されてもよい。

トランジスタＱ５０は、そのコレクタにバッテリ電圧が供給され、そのベースがダイオードＤ５１のアノードに接続されるとともに、キャパシタＣ５０を通じて接地に接続される。また、トランジスタＱ５０のエミッタは、抵抗素子Ｒ１を通じてトランジスタＱ１のベースに接続される。これにより、トランジスタＱ１のベースに所定のバイアス電流が供給される。

バイアス電流源６０は、トランジスタＱ２のバイアスポイントを制御するバイアス電流又はバイアス電圧を、抵抗素子Ｒ２を通じてトランジスタＱ２のベースに供給する。具体的に、バイアス電流源６０は、ダイオードＤ６１，Ｄ６２と、トランジスタＱ６０と、抵抗素子Ｒ６０と、キャパシタＣ６０と、電源端子６１と、を備える。これらの構成ついては、バイアス電流源５０と同様であるため、詳細な説明を省略する。

調整回路７０は、トランジスタＱ２のベースに供給されるバイアス電流を可変電源電圧Ｖｃｃ１に応じて調整する。具体的に、調整回路７０は、トランジスタＱ７０及び可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３を備える。

トランジスタＱ７０（調整トランジスタ）のコレクタ（第１端子）は、可変抵抗器Ｒ７１（第１の抵抗器）を通じて電源端子９０に接続される。トランジスタＱ７０のベース（第２端子）は、可変抵抗器Ｒ７２（第２の抵抗器）を通じてトランジスタＱ６０のベースに接続される。トランジスタＱ７０のエミッタ（第３端子）は、可変抵抗器Ｒ７３（第３の抵抗器）及び抵抗素子Ｒ２を通じてトランジスタＱ２のベースに接続される。また、トランジスタＱ７０のエミッタは、可変抵抗器Ｒ７３を通じてトランジスタＱ６０のエミッタに接続される。本実施形態において、トランジスタＱ７０は、例えば、そのエミッタとベースとがヘテロ接合を形成するヘテロ接合バイポーラトランジスタであり、エミッタのバンドギャップは、ベースのバンドギャップより大きいものとする。

ここで、可変抵抗器Ｒ７１，Ｒ７２，Ｒ７３をそれぞれ流れる電流をＩｓｕｂ＿ｃ，Ｉｓｕｂ＿ｂ，Ｉｓｕｂとする。また、トランジスタＱ６０のエミッタから出力される電流をＩｅｆ＿ｐｗｒとし、トランジスタＱ２のベースに供給されるバイアス電流をＩｂｉａｓとし、トランジスタＱ２のコレクタに流れる電流をＩｃｃ２とする。また、トランジスタＱ７０のコレクタ・エミッタ間の電圧をＶｃｅとする。Ｉｂｉａｓ＝Ｉｅｆ＿ｐｗｒ＋Ｉｓｕｂであるから、電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒ及び電流Ｉｓｕｂは、それぞれ、トランジスタＱ２のバイアスポイントの調整に部分的に寄与している。このため、本明細書では、電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒ及び電流Ｉｓｕｂのそれぞれを「バイアス電流」と呼ぶことがある。なお、Ｉｓｕｂ＝Ｉｓｕｂ＿ｂ＋Ｉｓｕｂ＿ｃである。

次に、図４から図９を参照しながら、電力増幅回路１００の動作について説明する。図４の符号２００は、トランジスタＱ７０のコレクタ・エミッタ間の電圧Ｖｃｅと可変電源電圧Ｖｃｃ２との関係を表すグラフを示している。図４の横軸は可変電源電圧Ｖｃｃ２を示し、図４の縦軸は電圧Ｖｃｅを示す。図５の符号３０１は、電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒと可変電源電圧Ｖｃｃ２との関係を表すグラフを示し、符号３０２は、比較例に係る電力増幅回路におけるバイアス電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒと可変電源電圧Ｖｃｃ２との関係を表すグラフを示している。なお、比較例に係る電力増幅回路とは、電力増幅回路１００が備える構成のうち調整回路７０を備えていない構成である。図５の横軸は可変電源電圧Ｖｃｃ２を示し、図５の縦軸は電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒを示している。図６の符号４０１は、電流Ｉｃｃ２と可変電源電圧Ｖｃｃ２との関係を表すグラフを示し、符号４０２は、比較例に係る電力増幅回路における電流Ｉｃｃ２と可変電源電圧Ｖｃｃ２との関係を表すグラフを示している。図６の横軸は可変電源電圧Ｖｃｃ２を示し、図６の縦軸は電流Ｉｃｃ２を示す。図７の符号５００は、電流Ｉｓｕｂ＿ｃと可変電源電圧Ｖｃｃ２との関係を表すグラフを示す。図７の横軸は可変電源電圧Ｖｃｃ２を示し、図７の縦軸は電流Ｉｓｕｂ＿ｃを示す。図８の符号６００は、電流Ｉｓｕｂ＿ｂと可変電源電圧Ｖｃｃ２との関係を表すグラフを示している。図８の横軸は可変電源電圧Ｖｃｃ２を示し、図８の縦軸は電流Ｉｓｕｂ＿ｂを示す。図９の符号７００は、電流Ｉｓｕｂと可変電源電圧Ｖｃｃ２との関係を表すグラフを示している。図９の横軸は可変電源電圧Ｖｃｃ２を示し、図９の縦軸は電流Ｉｓｕｂを示す。なお、図４から図９に示すグラフは、可変電源電圧Ｖｃｃ２の範囲を０Ｖ以上４．５Ｖ以下としてシミュレーションした結果を示している。もっとも、トランジスタＱ２のコレクタに供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２の範囲は、必ずしもこのシミュレーションの範囲に限られるものではない。例えば、可変電源電圧Ｖｃｃ２の下限電圧（第１の電圧）が約１．０Ｖであり、可変電源電圧Ｖｃｃ２の上限電圧（第２の電圧）が約４．５Ｖであってよい。また、以下の説明では可変電源電圧Ｖｃｃ２が用いられているが、本実施形態において可変電源電圧Ｖｃｃ２と可変電源電圧Ｖｃｃ１は共通しており、可変電源電圧Ｖｃｃ２についての言及は可変電源電圧Ｖｃｃ１にも同様に当てはまるものとする。

トランジスタＱ７０は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタであるため、ベース・コレクタ間のＰＮ接合のオン電圧（約１．１Ｖ）と、ベース・エミッタ間のＰＮ接合のオン電圧（約１．３Ｖ）とは異なる。このため、可変電源電圧Ｖｃｃ２が第１の電圧より高く第２の電圧より低い所定の電圧（第３の電圧。例えば、約１．５Ｖ）を境に、トランジスタＱ７０は異なる挙動を示す。具体的に、可変電源電圧Ｖｃｃ２が第３の電圧より高く第２の電圧より低い範囲では、トランジスタＱ７０は、エミッタフォロワ回路として動作する。一方、可変電源電圧Ｖｃｃ２が第１の電圧以上第３の電圧以下の範囲では、トランジスタＱ７０は、二つのＰＮ接合ダイオードとして動作する。

説明の便宜上、バイアス電流源６０から抵抗素子Ｒ２を通じてトランジスタＱ２のベースに電流が流れる経路を「第１の電流経路」とも呼ぶ。トランジスタＱ７０のエミッタは、可変抵抗器Ｒ７３を通じて第１の電流経路Ｌ１に接続している。また、バイアス電流源６０から可変抵抗器Ｒ７２、トランジスタＱ７０のベース・コレクタ間、及び可変抵抗器Ｒ７１を通じて電源端子９０に電流が流れる経路を「第２の電流経路」とも呼ぶ。トランジスタＱ６０のベースは、可変抵抗器Ｒ７２を通じて第２の電流経路Ｌ２に接続している。トランジスタＱ６０のエミッタは、第１の電流経路Ｌ１を通じてトランジスタＱ２のベースに接続している。また、電源端子９０から可変抵抗器Ｒ７１、トランジスタＱ７０のコレクタ・エミッタ間、可変抵抗器Ｒ７３、及び抵抗素子Ｒ２を通じてトランジスタＱ２のベースに電流が流れる経路を「第３の電流経路」と呼ぶ。

トランジスタＱ７０がエミッタフォロワ回路として動作するときは、バイアス電流源６０から第１の電流経路Ｌ１を通じてトランジスタＱ２のベースに電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒが流れるとともに、電源端子９０から第３の電流経路を通じてトランジスタＱ２のベースに電流Ｉｓｕｂが流れる。このとき、電流Ｉｓｕｂ＿ｂは、無視できる程に少ないため（図８参照）、電流Ｉｓｕｂは、電流Ｉｓｕｂ＿ｃにほぼ等しい。

一方、トランジスタＱ７０が二つのＰＮ接合ダイオードとして動作するときは、バイアス電流源６０から第２の電流経路Ｌ２を通じて電源端子９０に電流が流れる。これは、トランジスタＱ７０のベース・コレクタ間のＰＮ接合のオン電圧がベース・エミッタ間のオン電圧より低いため、トランジスタＱ７０のベース・コレクタ間に優勢的に電流が流れるためである。このとき、電流Ｉｓｕｂ＿ｃが流れる方向は、図３に示す方向とは逆向きである。調整回路７０は、可変電源電圧Ｖｃｃ２が低い程、バイアス電流源６０から第２の電流経路Ｌ２を通じて電源端子９０に流れる電流Ｉｓｕｂ＿ｃを増大させる（図７参照）。バイアス電流源６０から第２の電流経路Ｌ２を通じて電源端子９０に流れる電流Ｉｓｕｂ＿ｃが増大する程、バイアス電流源６０から第１の電流経路Ｌ１を通じてトランジスタＱ２のベースに流れるバイアス電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒが減少する（図５参照）。

図５に示されるように、調整回路７０の作用により、可変電源電圧Ｖｃｃ２が第１の電圧付近では、電力増幅回路１００のＩｅｆ＿ｐｗｒが減少している。また、可変電源電圧Ｖｃｃ２が第２の電圧付近では、電力増幅回路１００のバイアス電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒが比較例に係る電力増幅回路のバイアス電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒの値に近づいている。バイアス電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒの減少により、トランジスタＱ２のコレクタに流れる電流Ｉｃｃ２も減少する（図６参照）。これにより、可変電源電圧Ｖｃｃ２が第１の電圧以上第３の電圧以下の範囲にあるときのトランジスタＱ２の利得を下げることができる。

以上説明したように、本実施形態に係る電力増幅回路１００によれば、可変電源電圧Ｖｃｃ２が第１の電圧以上第３の電圧以下の範囲にあるときに、トランジスタＱ７０が二つのＰＮ接合ダイオードとして動作することにより、トランジスタＱ２のベースに流れるバイアス電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒを減少させることができる。これにより、トランジスタＱ２の利得を下げることができる。特に、トランジスタＱ７０として用いられるヘテロ接合バイポーラトランジスタにおいては、ベース・コレクタ間のＰＮ接合のオン電圧と、ベース・エミッタ間のＰＮ接合のオン電圧とは異なる。このような特性を利用することにより、トランジスタＱ７０が二つのＰＮ接合ダイオードとして動作するときに、バイアス電流源６０から第２の電流経路Ｌ２を通じて電源端子９０に電流Ｉｓｕｂ＿ｃを流すことができる。そして、バイアス電流源６０から第２の電流経路Ｌ２を通じて電源端子９０に流れる電流Ｉｓｕｂ＿ｃが増大する程、バイアス電流源６０から第１の電流経路Ｌ１を通じてトランジスタＱ２のベースに流れるバイアス電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒを減少させることができる。

また、本実施形態では、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３の抵抗値を適切な値とすることにより、バイアス電流Ｉｅｆ＿ｐｗｒの減少量を調整することができる。具体的には、例えば高効率モードの場合、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３のうち少なくともいずれか１つの抵抗値を下げることにより、ゲインディスパージョンのレンジを拡げてもよい。これにより、利得曲線を極力平坦に近付けることができる（図２Ａ参照）。他方、高線形性モードの場合、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３のうち少なくともいずれか１つの抵抗値を上げることにより、ゲインディスパージョンのレンジを狭めてもよい。これにより、可変電源電圧Ｖｃｃ２が下限電圧になるときのトランジスタＱ２の利得を、トランジスタＱ２の最高出力時に効率が最大になるときの利得と揃えることができる（図２Ｂ参照）。このように、本実施形態は、抵抗値が調整可能な３つの可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３を備えるため、電力増幅回路１００のゲインディスパージョンのレンジを様々に調整することができる。

また、本実施形態では、初段のトランジスタＱ１に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ１が調整回路７０のトランジスタＱ７０に供給されている。これにより、後段のトランジスタＱ２に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２がトランジスタＱ７０に供給される構成に比べて、増幅された信号に含まれるノイズの影響を低減することができる。なお、後述するように、可変電源電圧Ｖｃｃ２がトランジスタＱ７０に供給される構成を排除する意図ではない。

図１０Ａ〜図１０Ｆは、電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。具体的に、同グラフは、可変電源電圧Ｖｃｃ２を、それぞれ、１．０Ｖ，１．５Ｖ，２．０Ｖ，２．５Ｖ，３．０Ｖ，３．５Ｖ，４．０Ｖ，４．５Ｖ，５．０Ｖとし、可変抵抗器Ｒ７２，Ｒ７３の抵抗値をそれぞれ２ｋΩ，２００Ωに固定し、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値を０Ω、１ｋΩ，２ｋΩ，３ｋΩ，４ｋΩ，５ｋΩとした場合におけるシミュレーション結果である。各図の横軸は出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）を示し、縦軸は利得（ｄＢ）を示す。

図１０Ａ〜図１０Ｆの比較から、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値に応じてゲインディスパージョンのレンジが調整されていることが分かる。具体的には、可変抵抗器Ｒ７１の抵抗値が高いほど、ゲインディスパージョンのレンジが狭い。

図１１Ａ〜図１１Ｆは、電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７２の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。具体的に、同グラフは、可変電源電圧Ｖｃｃ２を、それぞれ、１．０Ｖ，１．５Ｖ，２．０Ｖ，２．５Ｖ，３．０Ｖ，３．５Ｖ，４．０Ｖ，４．５Ｖ，５．０Ｖとし、可変抵抗器Ｒ７１，Ｒ７３の抵抗値をそれぞれ３ｋΩ，２００Ωに固定し、可変抵抗器Ｒ７２の抵抗値を０Ω、１ｋΩ，２ｋΩ，３ｋΩ，４ｋΩ，５ｋΩとした場合におけるシミュレーション結果である。各図の横軸は出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）を示し、縦軸は利得（ｄＢ）を示す。

図１１Ａ〜図１１Ｆの比較から、可変抵抗器Ｒ７２においても、可変抵抗器Ｒ７１と同様に、抵抗値に応じてゲインディスパージョンのレンジが調整されていることが分かる。具体的には、可変抵抗器Ｒ７２の抵抗値が高いほど、ゲインディスパージョンのレンジが狭い。

図１２Ａ〜図１２Ｆは、電力増幅回路１００において、可変抵抗器Ｒ７３の抵抗値を変動させた場合における利得特性のシミュレーション結果を示すグラフである。具体的に、同グラフは、可変電源電圧Ｖｃｃ２を、それぞれ、１．０Ｖ，１．５Ｖ，２．０Ｖ，２．５Ｖ，３．０Ｖ，３．５Ｖ，４．０Ｖ，４．５Ｖ，５．０Ｖとし、可変抵抗器Ｒ７１，Ｒ７２の抵抗値をそれぞれ３ｋΩ，２ｋΩに固定し、可変抵抗器Ｒ７３の抵抗値を０Ω、０．１ｋΩ，０．２ｋΩ，０．３ｋΩ，０．４ｋΩ，０．５ｋΩとした場合におけるシミュレーション結果である。各図の横軸は出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）を示し、縦軸は利得（ｄＢ）を示す。

図１２Ａ〜図１２Ｆの比較から、可変抵抗器Ｒ７３においても、可変抵抗器Ｒ７１，Ｒ７２と同様に、抵抗値に応じてゲインディスパージョンのレンジが調整されていることが分かる。具体的には、可変抵抗器Ｒ７３の抵抗値が高いほど、ゲインディスパージョンのレンジが狭い。なお、可変抵抗器Ｒ７３は、他の２つの可変抵抗器Ｒ７１，Ｒ７２に比べて、抵抗値の変動に対するゲインディスパージョンのレンジの変動の幅が小さく、可変抵抗器Ｒ７３の感度が低い。

なお、上述の実施形態では、トランジスタＱ７０のエミッタ、ベース、コレクタに接続される３つの抵抗器の全てが可変抵抗器である例が示されているが、これらの３つの抵抗器は全てが可変抵抗器でなくてもよく、少なくともいずれか一つが可変抵抗器であればよい。

また、上述の実施形態では、バイアス電流源６０からトランジスタＱ２に供給されるバイアス電流が調整回路７０により調整される例が示されているが、これに代えて、又はこれに加えて、バイアス電流源５０からトランジスタＱ１に供給されるバイアス電流が調整回路７０により調整されてもよい。

図１３は、本開示の一実施形態の変形例に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。なお、本変形例では上述の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については逐次言及しない。

図１３に示されるように、本変形例に係る電力増幅回路１００Ａは、図３に示される電力増幅回路１００に比べて、調整回路７０のトランジスタＱ７０に供給される電圧の供給元が異なる。具体的に、電力増幅回路１００Ａでは、後段のトランジスタＱ２に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２が、電源端子９０Ａから可変抵抗器Ｒ７１を通じてトランジスタＱ７０のコレクタに供給される。すなわち、本変形例における第２の電流経路Ｌ２Ａは、バイアス電流源６０から可変抵抗器Ｒ７２、トランジスタＱ７０のベース・コレクタ間、及び可変抵抗器Ｒ７１を通じて電源端子９０Ａに接続された経路となる。

このような構成であっても、電力増幅回路１００Ａは、上述の電力増幅回路１００と同様の効果を得ることができる。電力増幅回路１００Ａでは、例えば初段のトランジスタＱ１に供給される電源電圧が固定された電圧であり、後段のトランジスタＱ２に供給される電源電圧が可変電源電圧である場合であっても、同効果を得ることができる。トランジスタＱ１に供給される固定された電圧とは、ＲＦ信号の包絡線に応じて変動しない電圧であり、例えばＡＰＴ方式に従う電圧であってもよい。

次に、調整回路７０の具体的な構成例について説明する。

図１４は、調整回路７０の一具体例（調整回路７０Ａ）の回路構成を示す図である。調整回路７０Ａにおいて、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３は、それぞれ、抵抗素子とスイッチの組み合わせにより抵抗値が調整される構成である。

具体的に、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３は、それぞれ、並列接続された複数（本実施形態においては３本）の分岐経路Ｌ１０〜Ｌ１２，Ｌ１３〜Ｌ１５，Ｌ１６〜Ｌ１８を含む。これらの３本の分岐経路Ｌ１０〜Ｌ１２，Ｌ１３〜Ｌ１５，Ｌ１６〜Ｌ１８は、それぞれ、互いに異なる抵抗値を有するように構成される。

可変抵抗器Ｒ７１では、分岐経路Ｌ１０に抵抗素子Ｒ１０が設けられ、分岐経路Ｌ１１に、互いに直列接続された抵抗素子Ｒ１１及びスイッチＳＷ１０が設けられ、分岐経路Ｌ１２にスイッチＳＷ１１が設けられる。同様に、可変抵抗器Ｒ７２では、分岐経路Ｌ１３に抵抗素子Ｒ１２が設けられ、分岐経路Ｌ１４に、互いに直列接続された抵抗素子Ｒ１３及びスイッチＳＷ１２が設けられ、分岐経路Ｌ１５にスイッチＳＷ１３が設けられる。同様に、可変抵抗器Ｒ７３では、分岐経路Ｌ１６に抵抗素子Ｒ１４が設けられ、分岐経路Ｌ１７に、互いに直列接続された抵抗素子Ｒ１５及びスイッチＳＷ１４が設けられ、分岐経路Ｌ１８にスイッチＳＷ１５が設けられる。

可変抵抗器Ｒ７１を例に説明すると、スイッチＳＷ１０，ＳＷ１１は、それぞれ、調整回路７０Ａの外部から供給される制御信号によりオン及びオフが切り替えられる。これにより、分岐経路Ｌ１１，Ｌ１２の導通及び非導通が切り替えられるため、電気的に接続される分岐経路の組み合わせが変更され、結果として可変抵抗器Ｒ７１の合成抵抗値が調整される。なお、スイッチＳＷ１０，ＳＷ１１は、例えば、図３に示されるトランジスタＱ１，Ｑ２とともにＩＣチップに形成された電界効果トランジスタ（FET : Field-Effect Transistor）により構成されてもよい。可変抵抗器Ｒ７２，Ｒ７３については、可変抵抗器Ｒ７１と同様の構成とすることができるため、詳細な説明を省略する。

上述のとおり、調整回路７０Ａでは、例えば電力増幅回路１００の動作モード（高効率モード又は高線形性モード）に応じてスイッチＳＷ１０〜ＳＷ１５のオン及びオフを切り替えることにより、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３の抵抗値を調整することができる。なお、各可変抵抗器が含む分岐経路の数は３本に限られず、２本であってもよく、４本以上であってもよい。このことは、以下に示す調整回路７０Ｂ〜７０Ｄにおいても同様である。

可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３の抵抗値の調整方法は、このようなスイッチの切り替えに限られず、例えば接続部材の有無により各分岐経路の導通及び非導通を切り替える方法であってもよい。この方法を適用した構成例（調整回路７０Ｂ〜７０Ｄ）について説明する。

図１５は、調整回路７０の他の具体例（調整回路７０Ｂ）の回路構成を示す図である。具体的に、調整回路７０Ｂの可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３は、調整回路７０Ａの可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３に比べて、スイッチＳＷ１０〜ＳＷ１５の代わりに１組の端子Ｔ１０ａ，Ｔ１０ｂ〜Ｔ１５ａ，Ｔ１５ｂを有する。

本実施形態では、例えば可変抵抗器Ｒ７１を例に説明すると、電力増幅回路１００の動作モードに応じて１組の端子Ｔ１０ａ，Ｔ１０ｂ及び１組の端子Ｔ１１ａ，Ｔ１１ｂの少なくともいずれか一方を選択し、選択した端子間にボンディングによりボールＢ１０を形成する。可変抵抗器Ｒ７２，Ｒ７３においても同様に、１組の端子Ｔ１２ａ，１２ｂ及び１組の端子Ｔ１３ａ，１３ｂの少なくともいずれか一方、並びに、１組の端子Ｔ１４ａ，１４ｂ及び１組の端子Ｔ１５ａ，Ｔ１５ｂの少なくともいずれか一方を選択し、選択したパッド間にボールＢ１１，Ｂ１２を形成する。すなわち、ボールＢ１０〜Ｂ１２は、１組のパッド間を電気的に接続する接続部材の一具体例である。

図１６Ａ及び図１６Ｂは、調整回路７０Ｂの構造を示す断面図である。当該断面図は、調整回路７０Ｂが形成されるＩＣチップが、いわゆるワイヤボンディング実装によりモジュール基板に実装される場合の構成を示している。

調整回路７０Ｂにおける各分岐経路は、半導体基板上に形成された１組のパッド２１０ａ，２１０ｂ（例えば、１組の端子Ｔ１０ａ，Ｔ１０ｂに対応）と、当該１組のパッド２１０ａ，２１０ｂに接続された配線２２０と、一方のパッド２１０ａに接続された抵抗素子２３０（例えば、抵抗素子Ｒ１１に対応）と、を含む。パッド２１０ａと２１０ｂは、ボールボンディングにより互いに電気的に接続可能な程度に離されている。パッド２１０ａとパッド２１０ｂとの間を電気的に接続させる場合、各パッド２１０ａ，２１０ｂの間にボールボンディングによりボール２４０（例えば、ボールＢ１０に相当）を形成する（図１６Ａ参照）。これにより、パッド２１０ａとパッド２１０ｂが電気的に接続され、抵抗素子２３０の抵抗値を含んだ分岐経路が形成される。他方、パッド２１０ａとパッド２１０ｂとの間を遮断する場合、ボールを形成しない（図１６Ｂ参照）。これにより、抵抗素子２３０の抵抗値を含まない分岐経路が形成される。

このように、ボールボンディングにより分岐経路の導通及び非導通を切り替えることにより、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３の合成抵抗値を調整してもよい。

図１７は、調整回路７０の他の具体例（調整回路７０Ｃ）の回路構成を示す図である。調整回路７０Ｃでは、ボールＢ１０〜Ｂ１２の代わりにワイヤＷ１０〜Ｗ１２によりパッド間が導通される点において調整回路７０Ｂと異なる。すなわち、調整回路７０Ｃにおいて１組のパッド間は、ワイヤボンディングにより互いに電気的に接続可能な程度に離されている。ワイヤＷ１０〜Ｗ１２は、１組のパッド間を電気的に接続する接続部材の一具体例である。

このように、ワイヤボンディングにより分岐経路の導通及び非導通を切り替えることにより、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３の合成抵抗値を調整してもよい。

図１８Ａ及び図１８Ｂは、調整回路の他の具体例（調整回路７０Ｄ）の構造を示す断面図である。当該断面図は、調整回路７０Ｄが形成されるＩＣチップが、いわゆるフリップチップ実装によりモジュール基板に実装される場合の構成を示している。

具体的に、調整回路７０Ｄは、調整回路７０Ｂ，７０Ｃに比べて、１組のパッド２１０ａ，２１０ｂがモジュール基板の主面と対向する向きに実装される。パッド２１０ａとパッド２１０ｂとの間を導通させる場合、各パッド２１０ａ，２１０ｂをそれぞれモジュール基板に接続するバンプ２５０ａ，２５０ｂを形成する。モジュール基板には、バンプ２５０ａとバンプ２５０ｂを電気的に接続する配線２６０が形成されている。これにより、パッド２１０ａは、バンプ２５０ａ、モジュール基板上の配線２６０、及びバンプ２５０ｂを経由してパッド２１０ｂと電気的に接続される（図１８Ａ参照）。従って、抵抗素子２３０の抵抗値を含んだ分岐経路が形成される。他方、パッド２１０ａとパッド２１０ｂとの間を遮断する場合、各パッド２１０ａ，２１０ａにバンプを形成しない（図１８Ｂ参照）。これにより、抵抗素子２３０の抵抗値を含まない分岐経路が形成される。すなわち、バンプ２５０ａ，２５０ｂ及び配線２６０は、１組のパッド間を電気的に接続する接続部材の一具体例である。なお、バンプ２５０ａ，２５０ｂの構成は特に限定されないが、例えばパッド２１０ａ，２１０ｂの上にＣｕ層２５１ａ，２５１ｂ及びはんだ層２５２ａ，２５２ｂが順に形成されたＣｕピラーバンプであってもよい。

このように、バンプ及び基板上の配線により分岐経路の導通及び非導通を切り替えることにより、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３の合成抵抗値を調整してもよい。調整回路７０Ｄでは、調整回路７０Ｂ，７０Ｃに比べてパッド２１０ａとパッド２１０ｂとの距離を離すことができるため、パッドの配置の自由度が上がる。

なお、上述の調整回路７０Ａ〜７０Ｄは、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３を実現するための一具体例であり、抵抗値が調整可能であればその構成はこれらに限定されない。

以上、本開示の例示的な実施形態について説明した。電力増幅回路１００，１００Ａは、第１の電圧以上第２の電圧以下の可変電源電圧Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２に応じた電圧が供給される第１端子及びＲＦ信号が供給される第２端子を有し、ＲＦ信号を増幅するトランジスタＱ２と、第１の電流経路を通じてトランジスタＱ２の第２端子にバイアス電流を供給するバイアス電流源と、電源端子９０，９０Ａから供給される可変電源電圧Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２に応じてバイアス電流を調整する調整回路７０と、を備える。調整回路７０は、少なくともいずれか一つは可変抵抗器により構成される第１乃至第３の抵抗器と、第１の抵抗器を通じて電源端子９０に接続される第１端子、第２の抵抗器を通じてバイアス電流源に接続される第２端子、及び第３の抵抗器を通じて第１の電流経路に接続される第３端子を有するトランジスタＱ７０と、を含み、第１の電圧より高く第２の電圧より低い電圧を第３の電圧とし、バイアス電流源から第２の抵抗器、トランジスタＱ７０、及び第１の抵抗器を通じて電源端子９０に至る経路を第２の電流経路とした場合に、可変電源電圧Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２が第１の電圧以上第３の電圧以下のときに、調整回路７０は、可変電源電圧が低いほど、第２の電流経路を通じて電源端子９０に流れる電流を増大させる。可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３の抵抗値を適切な値とすることにより、バイアス電流の減少量を調整することができる。従って、電力増幅回路１００のゲインディスパージョンのレンジを様々に調整することができる。

また、電力増幅回路１００は、可変電源電圧Ｖｃｃ１が供給される第１端子及び入力信号が供給される第２端子を有し、入力信号を増幅してＲＦ信号を出力するトランジスタＱ１を備える。複数段のトランジスタＱ１，Ｑ２を備える電力増幅回路において、初段のトランジスタＱ１に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ１を調整回路７０のトランジスタＱ７０に供給することにより、後段のトランジスタＱ２に供給される可変電源電圧Ｖｃｃ２を供給する構成に比べて、増幅された信号に含まれるノイズの影響を低減することができる。

また、調整回路７０Ａにおいて、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３は、並列接続された複数の分岐経路を有し、複数の分岐経路の各々は、互いに異なる抵抗値を有し、複数の分岐経路の少なくとも１つの分岐経路上に、分岐経路の導通及び非導通を切り替えるスイッチが設けられる。これにより、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３の合成抵抗値を調整することができる。

また、調整回路７０Ｂ〜７０Ｄにおいて、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３は、並列接続された複数の分岐経路を有し、複数の分岐経路の各々は、互いに異なる抵抗値を有し、複数の分岐経路の少なくとも１つの分岐経路上に１組のパッドが設けられ、１組のパッド間を電気的に接続する接続部材の有無により、少なくとも１つの分岐経路の導通及び非導通が切り替えられる。これにより、可変抵抗器Ｒ７１〜Ｒ７３の合成抵抗値を調整することができる。

また、調整回路７０Ｃにおいて、接続部材は、１組のパッド間を接続するワイヤＷ１０〜Ｗ１２を含む。

また、調整回路７０Ｄにおいて、電力増幅回路は、基板に実装されるチップに形成され、接続部材は、１組のパッドをそれぞれ基板に接続するバンプと、当該バンプ間を接続する基板上の配線と、を含む。これにより、調整回路７０Ｂ，７０Ｃに比べてパッドの配置の自由度が上がる。

また、電力増幅回路１００Ａは、固定された電源電圧Ｖｃｃ１が供給される第１端子及び入力信号が供給される第２端子を有し、入力信号を増幅してＲＦ信号を出力するトランジスタＱ１をさらに備える。これにより、初段のトランジスタＱ１に供給される電源電圧Ｖｃｃ１が固定された電圧であっても、電力増幅回路１００と同様の効果を得ることができる。

以上説明した実施形態は、本開示の理解を容易にするためのものであり、本開示を限定して解釈するためのものではない。本開示は、その趣旨を逸脱することなく、変更又は改良され得るとともに、本開示にはその等価物も含まれる。即ち、実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本開示の特徴を備えている限り、本開示の範囲に包含される。実施形態が備える素子及びその配置などは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。

１０…電力増幅モジュール、２０，３０…増幅器、４０…電源回路、５０，６０…バイアス電流源、５１，６１…電源端子、７０…調整回路、８０〜８２…整合回路、９０，９０Ａ…電源端子、１００，１００Ａ…電力増幅回路、２１０ａ，２１０ｂ…パッド、２２０…配線、２３０…抵抗素子、２４０…ボール、２５０ａ，２５０ｂ…バンプ、２５１ａ，２５１ｂ…Ｃｕ層、２５２ａ，２５２ｂ…はんだ層、２６０…配線、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５０，Ｑ６０，Ｑ７０…トランジスタ、Ｄ５１，Ｄ５２，Ｄ６１，Ｄ６２…ダイオード、Ｃ５０，Ｃ６０…キャパシタ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ１０〜Ｒ１５，Ｒ５０，Ｒ６０…抵抗素子、Ｒ７１〜Ｒ７３…可変抵抗器、Ｌ１０〜Ｌ１８…分岐経路、ＳＷ１０〜ＳＷ１５…スイッチ、Ｔ１０ａ，Ｔ１０ｂ〜Ｔ１５ａ，Ｔ１５ｂ…端子、Ｂ１０〜Ｂ１２…ボール、Ｗ１０〜Ｗ１２…ワイヤ

Claims (7)

1. 第１の電圧以上第２の電圧以下の可変電源電圧に応じた電圧が供給される第１端子及びＲＦ信号が供給される第２端子を有し、前記ＲＦ信号を増幅する第１トランジスタと、
   第１の電流経路を通じて前記第１トランジスタの前記第２端子にバイアス電流を供給するバイアス電流源と、
   電源端子から供給される前記可変電源電圧に応じて前記バイアス電流を調整する調整回路と、
   を備え、
   前記調整回路は、
   少なくともいずれか一つは可変抵抗器により構成される第１乃至第３の抵抗器と、
   前記第１の抵抗器を通じて前記電源端子に接続される第１端子、前記第２の抵抗器を通じて前記バイアス電流源に接続される第２端子、及び前記第３の抵抗器を通じて前記第１の電流経路に接続される第３端子を有する調整トランジスタと、
   を含み、
   前記第１の電圧より高く前記第２の電圧より低い電圧を第３の電圧とし、前記バイアス電流源から前記第２の抵抗器、前記調整トランジスタ、及び前記第１の抵抗器を通じて前記電源端子に至る経路を第２の電流経路とした場合に、
   前記可変電源電圧が前記第１の電圧以上前記第３の電圧以下のときに、前記調整回路は、前記可変電源電圧が低いほど、前記第２の電流経路を通じて前記電源端子に流れる電流を増大させる、
   電力増幅回路。
2. 前記電力増幅回路は、前記可変電源電圧が供給される第１端子及び入力信号が供給される第２端子を有し、前記入力信号を増幅して前記ＲＦ信号を出力する第２トランジスタをさらに備える、
   請求項１に記載の電力増幅回路。
3. 前記可変抵抗器は、並列接続された複数の分岐経路を有し、
   前記複数の分岐経路の各々は、互いに異なる抵抗値を有し、
   前記複数の分岐経路の少なくとも１つの分岐経路上に、当該分岐経路の導通及び非導通を切り替えるスイッチが設けられた、
   請求項１又は２に記載の電力増幅回路。
4. 前記可変抵抗器は、並列接続された複数の分岐経路を有し、
   前記複数の分岐経路の各々は、互いに異なる抵抗値を有し、
   前記複数の分岐経路の少なくとも１つの分岐経路上に、１組のパッドが設けられ、
   前記１組のパッド間を電気的に接続する接続部材の有無により前記少なくとも１つの分岐経路の導通及び非導通が切り替えられる、
   請求項１又は２に記載の電力増幅回路。
5. 前記接続部材は、前記１組のパッド間を接続するワイヤを含む、
   請求項４に記載の電力増幅回路。
6. 前記電力増幅回路は、基板に実装されるチップに形成され、
   前記接続部材は、前記１組のパッドをそれぞれ前記基板に接続するバンプと、当該バンプ間を接続する前記基板上の配線と、を含む、
   請求項４に記載の電力増幅回路。
7. 前記電力増幅回路は、固定された電源電圧が供給される第１端子及び入力信号が供給される第２端子を有し、前記入力信号を増幅して前記ＲＦ信号を出力する第２トランジスタをさらに備える、
   請求項１に記載の電力増幅回路。

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