JP2020061810A

JP2020061810A - Control device

Info

Publication number: JP2020061810A
Application number: JP2018190001A
Authority: JP
Inventors: 修平堀本; Shuhei Horimoto
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2018-10-05
Filing date: 2018-10-05
Publication date: 2020-04-16
Anticipated expiration: 2038-10-05
Also published as: JP7180264B2

Abstract

To satisfy a demand of technique capable of grasping which has high temperature, IGBT or MOSFET, the IGBT and MOSFET being connected in parallel.SOLUTION: A control device for controlling driving of IGBT and MOSFET that are connected in parallel is constituted in such a manner that: the MOSFET is turned off after the IGBT is turned off, when on-resistance per unit area of the IGBT is larger than on-resistance per unit area of the MOSFET; and the IGBT is turned off after the MOSFET is turned off, when the on-resistance per unit area of the IGBT is smaller than the on-resistance per unit area of the MOSFET.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本明細書が開示する技術は、並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）とＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の駆動を制御する制御装置に関する。 The technique disclosed in the present specification relates to a control device that controls driving of an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) connected in parallel.

特許文献１は、並列に接続されたＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを備える半導体モジュールを開示する。 Patent Document 1 discloses a semiconductor module including an IGBT and a MOSFET connected in parallel.

特開２０１８−７４０８９号公報JP, 2008-74089, A

ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを駆動すると、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの温度が上昇する。このため、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴのいずれの温度が高いのかを把握可能な技術が必要とされている。 When the IGBT and MOSFET are driven, the temperatures of the IGBT and MOSFET rise. For this reason, there is a need for a technique capable of ascertaining which of the IGBT and the MOSFET has the higher temperature.

本明細書が開示する制御装置は、並列に接続されたＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの駆動を制御するために用いられる。前記制御装置は、前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも大きいとき、前記ＩＧＢＴをオフしてから前記ＭＯＳＦＥＴをオフするように構成されている。さらに、前記制御装置は、前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも小さいとき、前記ＭＯＳＦＥＴをオフしてから前記ＩＧＢＴをオフするように構成されている。 The control device disclosed in this specification is used to control driving of an IGBT and a MOSFET connected in parallel. The control device is configured to turn off the IGBT and then turn off the MOSFET when the on-resistance per unit area of the IGBT is higher than the on-resistance per unit area of the MOSFET. Further, the control device is configured to turn off the MOSFET and then turn off the IGBT when the on-resistance per unit area of the IGBT is smaller than the on-resistance per unit area of the MOSFET.

上記制御装置の制御によって駆動される前記ＩＧＢＴと前記ＭＯＳＦＥＴにおいては、前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも大きいとき、前記ＭＯＳＦＥＴの温度が前記ＩＧＢＴの温度よりも高いことが把握可能である。さらに、上記制御装置の制御によって駆動される前記ＩＧＢＴと前記ＭＯＳＦＥＴにおいては、前記ＩＧＢＴの単位面積当たりのオン抵抗が前記ＭＯＳＦＥＴの単位面積当たりのオン抵抗よりも小さいとき、前記ＩＧＢＴの温度が前記ＭＯＳＦＥＴの温度よりも高いことが把握可能である。 In the IGBT and the MOSFET driven by the control of the control device, when the ON resistance per unit area of the IGBT is larger than the ON resistance per unit area of the MOSFET, the temperature of the MOSFET is the temperature of the IGBT. It can be understood that it is higher than. Further, in the IGBT and the MOSFET driven by the control of the control device, when the ON resistance per unit area of the IGBT is smaller than the ON resistance per unit area of the MOSFET, the temperature of the IGBT is the MOSFET. It can be understood that it is higher than the temperature of.

電力変換装置の回路図を示す。The circuit diagram of a power converter device is shown. 第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のＩＶ特性を示す。The IV characteristic of a 1st switching element and a 2nd switching element is shown. コントローラが実行する切換制御処理のフローチャート図を示す。The flowchart figure of the switching control process which a controller performs is shown. 低電流領域において切換制御処理が実行されたときの素子電圧とドレイン電流とコレクタ電流の挙動を示す。The behavior of the element voltage, the drain current, and the collector current when the switching control process is executed in the low current region is shown. 高電流領域において切換制御処理が実行されたときの素子電圧とドレイン電流とコレクタ電流の挙動を示す。The behavior of the element voltage, the drain current, and the collector current when the switching control process is executed in the high current region is shown. コントローラが実行する切換制御処理の他の一例のフローチャート図を示す。The flowchart figure of another example of the switching control process which a controller performs is shown.

以下、図面を参照し、本願明細書が開示する技術が適用された電圧コンバータ１０について説明する。なお、本願明細書が開示する技術は、電圧コンバータ１０に限らず、他の回路にも適用可能である。図１に示すように、電圧コンバータ１０は、例えば、電気自動車に搭載される電力変換装置に用いられる。ここでいう電気自動車は、燃料電池車、及び、走行用のモータとエンジン（内燃機関）の両方を備えるハイブリッド車も含む。この電力変換装置は、電圧コンバータ１０、インバータ２０及びコントローラ３０を備えており、バッテリ２（例えばリチウム電池）から供給される直流電力を、走行用のモータ４０（例えば三相交流モータ）に適した交流電力に変換するように構成されている。 Hereinafter, the voltage converter 10 to which the technique disclosed in the present specification is applied will be described with reference to the drawings. The technique disclosed in the present specification is not limited to the voltage converter 10 and can be applied to other circuits. As shown in FIG. 1, the voltage converter 10 is used, for example, in a power conversion device mounted on an electric vehicle. The electric vehicle referred to here includes a fuel cell vehicle and a hybrid vehicle including both a driving motor and an engine (internal combustion engine). This power converter includes a voltage converter 10, an inverter 20, and a controller 30, and DC power supplied from a battery 2 (for example, a lithium battery) is suitable for a running motor 40 (for example, a three-phase AC motor). It is configured to convert to AC power.

電圧コンバータ１０は、リアクトル４、ダイオードＤ１、並列に接続された２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、及び、平滑コンデンサ６を有しており、バッテリ２から入力された電圧を昇圧してインバータ２０に供給するように構成されている。ダイオードＤ１と２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、高圧側正極端子ＰＨと高圧側負極端子ＮＨの間において直列に接続されている。ここで、ダイオードＤ１と２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の接続部分を接続中点ＣＰと称する。２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、その接続中点ＣＰと高圧側負極端子ＮＨの間において並列に接続されている。 The voltage converter 10 has a reactor 4, a diode D1, two switching elements SW1 and SW2 connected in parallel, and a smoothing capacitor 6, and boosts the voltage input from the battery 2 and supplies it to the inverter 20. Is configured to. The diode D1 and the two switching elements SW1 and SW2 are connected in series between the high voltage side positive electrode terminal PH and the high voltage side negative electrode terminal NH. Here, a connecting portion between the diode D1 and the two switching elements SW1 and SW2 is referred to as a connection midpoint CP. The two switching elements SW1 and SW2 are connected in parallel between the connection midpoint CP and the high voltage side negative electrode terminal NH.

バッテリ２は、そのプラス端子が低圧側正極端子ＰＬに接続されており、そのマイナス端子が低圧側負極端子ＮＬに接続されている。リアクトル４は、その一端が低圧側正極端子ＰＬに接続されており、他端が接続中点ＣＰに接続されている。低圧側正極端子ＰＬとリアクトル４の間の配線に電流センサＳＥが接続されている。この電流センサＳＥは、リアクトル４を流れる電流Ｉを計測するように構成されている。この電流Ｉは、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が同時にオンしているときに、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の各々を流れる電流の合計電流に一致する。計測された合計電流Ｉは、コントローラ３０に入力される。平滑コンデンサ６は、高圧側正極端子ＰＨと高圧側負極端子ＮＨの間に接続されている。 The positive terminal of the battery 2 is connected to the low voltage side positive terminal PL, and the negative terminal thereof is connected to the low voltage side negative terminal NL. Reactor 4 has one end connected to low-voltage side positive terminal PL and the other end connected to connection midpoint CP. The current sensor SE is connected to the wiring between the low voltage side positive terminal PL and the reactor 4. The current sensor SE is configured to measure the current I flowing through the reactor 4. This current I matches the total current of the currents flowing through the two switching elements SW1 and SW2 when the two switching elements SW1 and SW2 are simultaneously turned on. The measured total current I is input to the controller 30. The smoothing capacitor 6 is connected between the high voltage side positive electrode terminal PH and the high voltage side negative electrode terminal NH.

ダイオードＤ１は、そのカソードが高圧側正極端子ＰＨに接続され、そのアノードが接続中点ＣＰに接続されている。なお、ダイオードＤ１に代えて、高圧側正極端子ＰＨと接続中点ＣＰの間にスイッチング素子を接続してもよい。 The diode D1 has its cathode connected to the high voltage side positive terminal PH and its anode connected to the connection midpoint CP. Instead of the diode D1, a switching element may be connected between the high voltage side positive terminal PH and the connection midpoint CP.

第１スイッチング素子ＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２は、半導体モジュールとして構成されている。第１スイッチング素子ＳＷ１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。第２スイッチング素子ＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。以下、本明細書の理解を容易とするために、第１スイッチング素子ＳＷ１をＩＧＢＴ（ＳＷ１）と記載し、第２スイッチング素子ＳＷ２をＭＯＳ（ＳＷ２）と記載する。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のコレクタ及びＭＯＳ（ＳＷ２）のドレインが接続中点ＣＰに接続され、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のエミッタ及びＭＯＳ（ＳＷ２）のソースが高圧側負極端子ＮＨに接続されている。これらのＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々のゲートには、コントローラ３０から配線される信号線が接続されている。 The first switching element SW1 and the second switching element SW2 are configured as a semiconductor module. The first switching element SW1 is an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). The second switching element SW2 is a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). Hereinafter, in order to facilitate understanding of the present specification, the first switching element SW1 is described as an IGBT (SW1), and the second switching element SW2 is described as a MOS (SW2). The collector of the IGBT (SW1) and the drain of the MOS (SW2) are connected to the connection midpoint CP, and the emitter of the IGBT (SW1) and the source of the MOS (SW2) are connected to the high voltage side negative terminal NH. A signal line wired from the controller 30 is connected to the respective gates of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2).

インバータ２０は、高圧側端子ＰＨ，ＮＨとモータ４０の間に接続されており、電圧コンバータ１０によって昇圧された直流電力をモータ４０（三相交流モータ）に適した三相交流電力に変換する。変換された交流電力は、モータ４０に供給される。インバータ２０は、昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を備えている。そのインバータ回路は、モータ４０のＵ、Ｖ、Ｗの各相に対応してスイッチング制御される複数のスイッチング素子を有している。インバータ２０は、コントローラ３０から出力される駆動信号によってインバータ回路の複数のスイッチング素子が制御されて、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に対応した三相交流電力を生成可能に構成されている。 The inverter 20 is connected between the high-voltage terminals PH and NH and the motor 40, and converts the DC power boosted by the voltage converter 10 into three-phase AC power suitable for the motor 40 (three-phase AC motor). The converted AC power is supplied to the motor 40. The inverter 20 includes an inverter circuit that converts the boosted DC voltage into an AC voltage. The inverter circuit has a plurality of switching elements that are switching-controlled in correspondence with the U, V, and W phases of the motor 40. The inverter 20 is configured such that a plurality of switching elements of the inverter circuit are controlled by a drive signal output from the controller 30 and three-phase AC power corresponding to each phase of U, V, and W can be generated.

コントローラ３０は、マイクロコンピュータ、ＲＡＭ、ＲＯＭ又はＥＥＰＲＯＭなどの半導体メモリ、及び、入出力インタフェースを備えた制御装置である。コントローラ３０は、ＲＯＭやＥＥＰＲＯＭに記憶された制御プログラムなどをＲＡＭに展開して処理を実行する。また、後述の切換制御処理のプログラムもコントローラ３０のＲＯＭやＥＥＰＲＯＭなどに記憶されている。 The controller 30 is a control device including a microcomputer, a semiconductor memory such as a RAM, a ROM or an EEPROM, and an input / output interface. The controller 30 expands a control program or the like stored in the ROM or the EEPROM into the RAM and executes the processing. A program for switching control processing, which will be described later, is also stored in the ROM, the EEPROM, or the like of the controller 30.

コントローラ３０は、駆動信号Ｓａ、Ｓｂをスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２に供給し、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の駆動（オンオフ）を制御する。駆動信号Ｓａは、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のターンオン及びターンオフのタイミングを指示する信号であり、所定のデューティ比のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。駆動信号Ｓｂは、ＭＯＳ（ＳＷ２）のターンオン及びターンオフのタイミングを指示する信号であり、所定のデューティ比のＰＷＭ信号である。 The controller 30 supplies the drive signals Sa and Sb to the switching elements SW1 and SW2, and controls the driving (ON / OFF) of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2). The drive signal Sa is a signal for instructing the turn-on and turn-off timings of the IGBT (SW1), and is a PWM (Pulse Width Modulation) signal with a predetermined duty ratio. The drive signal Sb is a signal for instructing turn-on and turn-off timings of the MOS (SW2), and is a PWM signal having a predetermined duty ratio.

電圧コンバータ１０では、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のオン期間にバッテリ２からリアクトル４に電気エネルギーが蓄積されると、その蓄積された電気エネルギーが、その次のＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のオフ期間に平滑コンデンサ６側に流れる。コントローラ３０がＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の駆動のタイミングを適切にＰＷＭ制御することにより、バッテリ２から入力された電圧が昇圧されて高圧側端子ＰＨ，ＰＬに出力される。これにより、電圧コンバータ１０は、バッテリ２からの入力電圧をモータ４０の駆動に適した出力電圧に昇圧することができる。 In the voltage converter 10, when electric energy is stored in the reactor 4 from the battery 2 during the ON period of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2), the stored electric energy is transferred to the next IGBT (SW1) and MOS ( It flows to the smoothing capacitor 6 side during the OFF period of SW2). The controller 30 appropriately PWM-controls the driving timing of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2), so that the voltage input from the battery 2 is boosted and output to the high voltage side terminals PH and PL. As a result, the voltage converter 10 can boost the input voltage from the battery 2 to an output voltage suitable for driving the motor 40.

図２に、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々のＩＶ特性を示す。横軸はＩＧＢＴ（ＳＷ１）のコレクタ・エミッタ間電圧（ＣＥ電圧）及びＭＯＳ（ＳＷ２）のドレイン・ソース間電圧（ＤＳ間電圧）であり、縦軸はＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々の電流密度である。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のＩＶ特性を示す線とＭＯＳ（ＳＷ２）のＩＶ特性を示す線が交差する点は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗が一致する点である。 FIG. 2 shows IV characteristics of each of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2). The horizontal axis is the collector-emitter voltage (CE voltage) of the IGBT (SW1) and the drain-source voltage (DS voltage) of the MOS (SW2), and the vertical axis is each of the IGBT (SW1) and MOS (SW2). Is the current density. The point where the line showing the IV characteristic of the IGBT (SW1) and the line showing the IV characteristic of the MOS (SW2) intersect is the ON resistance per unit area of the IGBT (SW1) and the ON resistance per unit area of the MOS (SW2). Is the point of agreement.

図２に示されるように、低電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の電流密度がＭＯＳ（ＳＷ２）の電流密度よりも小さいことから、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗よりも高い。このため、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続された本実施形態の半導体モジュールでは、低電流領域においては、ＭＯＳ（ＳＷ２）に多くの電流が流れる。したがって、スイッチング損失を無視すると、低電流領域においては、ＭＯＳ（ＳＷ２）の定常損失がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の定常損失よりも大きくなり、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度よりも高くなる。 As shown in FIG. 2, in the low current region, since the current density of the IGBT (SW1) is smaller than the current density of the MOS (SW2), the on resistance per unit area of the IGBT (SW1) is MOS (SW2). ) Is higher than the on-resistance per unit area. Therefore, in the semiconductor module of this embodiment in which the IGBT (SW1) and the MOS (SW2) are connected in parallel, a large amount of current flows through the MOS (SW2) in the low current region. Therefore, neglecting the switching loss, in the low current region, the steady loss of the MOS (SW2) becomes larger than the steady loss of the IGBT (SW1), and the temperature of the MOS (SW2) becomes higher than the temperature of the IGBT (SW1). Become.

一方、図２に示されるように、高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の電流密度がＭＯＳ（ＳＷ２）の電流密度よりも大きいことから、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗よりも小さい。このため、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続された本実施形態の半導体モジュールでは、高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）に多くの電流が流れる。したがって、スイッチング損失を無視すると、高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の定常損失がＭＯＳ（ＳＷ２）の定常損失よりも大きくなり、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度よりも高くなる。 On the other hand, as shown in FIG. 2, since the current density of the IGBT (SW1) is higher than that of the MOS (SW2) in the high current region, the on resistance per unit area of the IGBT (SW1) is MOS. It is smaller than the on resistance per unit area of (SW2). Therefore, in the semiconductor module of the present embodiment in which the IGBT (SW1) and the MOS (SW2) are connected in parallel, a large amount of current flows through the IGBT (SW1) in the high current region. Therefore, ignoring the switching loss, in the high current region, the steady loss of the IGBT (SW1) becomes larger than that of the MOS (SW2), and the temperature of the IGBT (SW1) becomes higher than that of the MOS (SW2). Become.

このことは、以下の数式からも説明できる。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量は、以下の数式１で表することができる。

This can also be explained by the following mathematical formula. The temperature rise amount of the IGBT (SW1) can be expressed by the following mathematical formula 1.

ΔＴ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量［℃］であり、Ｗ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）に発生するエネルギー損失［Ｗ］であり、Ｒｔ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）の熱抵抗［℃／Ｗ］である。 ΔT1 is the temperature rise amount [° C] of the IGBT (SW1), W1 is the energy loss [W] generated in the IGBT (SW1), and Rt1 is the thermal resistance [° C / W] of the IGBT (SW1).

ここで、スイッチング損失を無視し、定常損失だけを考慮すると、Ｗ１は以下の数式２で表すことができる。

Here, by ignoring the switching loss and considering only the steady loss, W1 can be expressed by the following formula 2.

Ｉ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）に流れるコレクタ電流［Ａ］であり、Ｒ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）のオン抵抗［Ω］である。 I1 is a collector current [A] flowing in the IGBT (SW1), and R1 is an on-resistance [Ω] of the IGBT (SW1).

ここで、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）に流れるコレクタ電流Ｉ１は、以下の数式３で表すことができる。

Here, the collector current I1 flowing through the IGBT (SW1) can be expressed by the following mathematical expression 3.

ＩはＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）に流れる電流を合計した合計電流［Ａ］であり、Ｒ２はＭＯＳ（ＳＷ２）のオン抵抗［Ω］である。 I is the total current [A] obtained by summing the currents flowing through the IGBT (SW1) and the MOS (SW2), and R2 is the on-resistance [Ω] of the MOS (SW2).

また、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のオン抵抗Ｒ１とＭＯＳ（ＳＷ２）のオン抵抗Ｒ２は、以下の数式４及び数式５で表すことができる。

Further, the on resistance R1 of the IGBT (SW1) and the on resistance R2 of the MOS (SW2) can be expressed by the following formulas 4 and 5.

Ｒｏｎ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗［Ω・ｍｍ^２］であり、Ｓ１はＩＧＢＴ（ＳＷ１）の面積であり、Ｒｏｎ２はＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗［Ω・ｍｍ^２］であり、Ｓ２はＭＯＳ（ＳＷ２）の面積である。 Ron1 is the ON resistance per unit area of the IGBT (SW1) [Ω · mm ² ], S1 is the area of the IGBT (SW1), Ron2 is the ON resistance per unit area of the MOS (SW2) [Ω · mm 2 ² ] and S2 is the area of the MOS (SW2).

また、熱抵抗Ｒｔ１は、以下の数式６で表すことができる。

Further, the thermal resistance Rt1 can be expressed by Equation 6 below.

λは熱伝達係数［Ｗ／ｍ・ｋ］である。 λ is a heat transfer coefficient [W / m · k].

同様に、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２も表現することができる。ここで、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１とＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２の比を計算すると、以下の数式７で表すことができる。

Similarly, the temperature rise amount ΔT2 of the MOS (SW2) can also be expressed. Here, when the ratio of the temperature increase amount ΔT1 of the IGBT (SW1) and the temperature increase amount ΔT2 of the MOS (SW2) is calculated, it can be expressed by the following formula 7.

このように、数式７は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１とＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２の比が、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗の比によって決まることを示している。換言すると、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗よりも大きいとき、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１よりも大きくなる。一方、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗よりも小さいとき、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２よりも大きくなる。 In this way, in Equation 7, the ratio of the temperature increase amount ΔT1 of the IGBT (SW1) and the temperature increase amount ΔT2 of the MOS (SW2) is expressed by the on-resistance ratio per unit area of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2). It shows that it is decided. In other words, when the ON resistance per unit area of the IGBT (SW1) is larger than the ON resistance per unit area of the MOS (SW2), the temperature increase amount ΔT2 of the MOS (SW2) is equal to the temperature increase amount ΔT1 of the IGBT (SW1). Will be larger than. On the other hand, when the ON resistance per unit area of the IGBT (SW1) is smaller than the ON resistance per unit area of the MOS (SW2), the temperature increase amount ΔT1 of the IGBT (SW1) is greater than the temperature increase amount ΔT2 of the MOS (SW2). Also grows.

図２及び上記数式に基づく関係を以下の表１に示す。

The relationship based on FIG. 2 and the above mathematical formula is shown in Table 1 below.

図３に、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のターンオンとターンオフのタイミングの切換を制御する切換制御処理のフローチャート図を示す。この切換制御処理は、コントローラ３０によって実行される。 FIG. 3 shows a flow chart of a switching control process for controlling switching between turn-on timing and turn-off timing of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2). This switching control process is executed by the controller 30.

図３に示すように、ステップＳ１において、コントローラ３０は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）を流れるコレクタ電流Ｉ１とＭＯＳ（ＳＷ２）を流れるドレイン電流Ｉ２を合計した合計電流Ｉを取得する処理を実行する。合計電流Ｉは、図１の電流センサＳＥで計測される。この例に代えて、合計電流Ｉは、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々に設けられた電流センサから計測された電流を合計して取得してもよく、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のうちの少なくとも一方に設けられた電流センサから計測された電流から計算して取得してもよい。 As shown in FIG. 3, in step S1, the controller 30 executes a process of obtaining a total current I obtained by summing the collector current I1 flowing through the IGBT (SW1) and the drain current I2 flowing through the MOS (SW2). The total current I is measured by the current sensor SE of FIG. Instead of this example, the total current I may be obtained by totaling the currents measured from the current sensors provided in each of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2). You may calculate and acquire from the electric current measured from the electric current sensor provided in at least one of SW2).

次に、ステップＳ２において、コントローラ３０は、合計電流Ｉと閾値電流Ｉ’を比較する処理を実行する。閾値電流Ｉ’は、図２の低電流領域と高電流領域の境界、すなわち、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）が一致するときに、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）に流れると計算されるコレクタ電流Ｉ１とＭＯＳ（ＳＷ２）に流れると計算されるドレイン電流Ｉ２を合計した電流として予め計算されたものである。なお、閾値電流Ｉ’は、調整可能に構成されていてもよく、例えば温度によって切換え可能に構成されていてもよい。合計電流Ｉが閾値電流Ｉ’よりも小さいとき、すなわち、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の状態が低電流領域にあるとき、ステップＳ３に進む。それ以外のとき、ステップＳ４に進む。なお、等価のロジックとして、ステップＳ２の不等号を逆にし、ＹＥＳのときにステップＳ４に進み、それ以外のときにステップＳ３に進むようにしてもよい。 Next, in step S2, the controller 30 executes a process of comparing the total current I and the threshold current I '. The threshold current I ′ is the boundary between the low current region and the high current region in FIG. 2, that is, the on-resistance (Ron1) per unit area of the IGBT (SW1) and the on-resistance (Ron2) per unit area of the MOS (SW2). Is calculated in advance as the sum of the collector current I1 calculated to flow in the IGBT (SW1) and the drain current I2 calculated to flow in the MOS (SW2). The threshold current I ′ may be configured to be adjustable, and may be configured to be switchable depending on the temperature, for example. When the total current I is smaller than the threshold current I ', that is, when the states of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2) are in the low current region, the process proceeds to step S3. Otherwise, go to step S4. As an equivalent logic, the inequality sign in step S2 may be reversed, and if YES, the process may proceed to step S4, and otherwise, the process may proceed to step S3.

ステップＳ３に進む状況は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の状態が低電流領域にあることを示しており、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）よりも大きい場合である。この場合、コントローラ３０は、ＭＯＳ（ＳＷ２）をオンしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオンし、さらに、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオフしてからＭＯＳ（ＳＷ２）をオフするように、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の駆動を制御する。後述するように、ステップＳ３において、コントローラ３０は、ターンオフのみの制御、すなわち、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオフしてからＭＯＳ（ＳＷ２）をオフする制御のみを実行してもよい。 The situation of proceeding to step S3 indicates that the state of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2) is in the low current region, and the on resistance (Ron1) per unit area of the IGBT (SW1) is the MOS (SW2). This is a case where it is larger than the on-resistance (Ron2) per unit area. In this case, the controller 30 turns on the MOS (SW2) and then turns on the IGBT (SW1), and further turns off the IGBT (SW1) and then turns off the MOS (SW2). It controls the drive of the MOS (SW2). As will be described later, in step S3, the controller 30 may execute only control for turning off, that is, control for turning off the IGBT (SW1) and then turning off the MOS (SW2).

一方、ステップＳ４に進む状況は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の状態が高電流領域にあることを示しており、ＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）よりも大きい場合である。この場合、コントローラ３０は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオンしてからＭＯＳ（ＳＷ２）をオンし、さらに、ＭＯＳ（ＳＷ２）をオフしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオフするように、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の駆動を制御する。後述するように、ステップＳ４において、コントローラ３０は、ターンオフのみの制御、すなわち、ＭＯＳ（ＳＷ２）をオフしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）をオフする制御のみを実行してもよい。 On the other hand, the situation proceeding to step S4 indicates that the state of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2) is in the high current region, and the on resistance (Ron2) per unit area of the MOS (SW2) is the IGBT (SW1). ) Is larger than the on resistance per unit area (Ron1). In this case, the controller 30 turns on the IGBT (SW1) and then turns on the MOS (SW2), and further turns off the MOS (SW2) and then turns off the IGBT (SW1). It controls the drive of the MOS (SW2). As will be described later, in step S4, the controller 30 may execute only control for turning off, that is, control for turning off the MOS (SW2) and then turning off the IGBT (SW1).

図４は、ステップＳ３のときのタイミングチャートである。なお、ＣＥ間電圧は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のコレクタ・エミッタ間電圧であり、ＤＳ間電圧は、ＭＯＳ（ＳＷ２）のドレイン・ソース間電圧を示す。また、ドレイン電流は、ＭＯＳ（ＳＷ２）を流れる電流であり、コレクタ電流は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）を流れる電流である。図４に示されるように、ステップＳ３では、ＭＯＳ（ＳＷ２）がオンしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンする。ＭＯＳ（ＳＷ２）がオンすると、ＤＳ間電圧が低下するとともにドレイン電流が増加する。このとき、ＤＳ間電圧とドレイン電流の積で求まるスイッチング損失がＭＯＳ（ＳＷ２）に発生する。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンするとき、ＣＥ間電圧が十分に低下しているので、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）にスイッチング損失が発生しない。このように、ＭＯＳ（ＳＷ２）が先にオンすることにより、ターンオン時のスイッチング損失はＭＯＳ（ＳＷ２）が負担する。さらに、ステップＳ３では、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオフしてからＭＯＳ（ＳＷ２）がオフする。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオフすると、コレクタ電流が低下する。このとき、ＭＯＳ（ＳＷ１）がオンを維持しているので、ＣＥ間電圧は増加しない。このため、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）にスイッチング損失が発生しない。ＭＯＳ（ＳＷ２）がオフすると、ＤＳ間電圧が増加するとともにドレイン電流が低下する。このとき、ＤＳ間電圧とドレイン電流の積で求まるスイッチング損失がＭＯＳ（ＳＷ２）に発生する。このように、ＭＯＳ（ＳＷ２）が後にオフすることにより、ターンオフ時のスイッチング損失はＭＯＳ（ＳＷ２）が負担する。 FIG. 4 is a timing chart at the time of step S3. The CE voltage is the collector-emitter voltage of the IGBT (SW1), and the DS voltage is the drain-source voltage of the MOS (SW2). The drain current is a current flowing through the MOS (SW2), and the collector current is a current flowing through the IGBT (SW1). As shown in FIG. 4, in step S3, the MOS (SW2) is turned on and then the IGBT (SW1) is turned on. When the MOS (SW2) is turned on, the voltage between DS decreases and the drain current increases. At this time, a switching loss, which is obtained by the product of the voltage between DS and the drain current, occurs in the MOS (SW2). When the IGBT (SW1) is turned on, the voltage between CEs is sufficiently reduced, so that the switching loss does not occur in the IGBT (SW1). As described above, since the MOS (SW2) is turned on first, the switching loss at the time of turn-on is borne by the MOS (SW2). Further, in step S3, the IGBT (SW1) is turned off and then the MOS (SW2) is turned off. When the IGBT (SW1) turns off, the collector current decreases. At this time, since the MOS (SW1) is kept on, the voltage between CEs does not increase. Therefore, no switching loss occurs in the IGBT (SW1). When the MOS (SW2) is turned off, the voltage between DS increases and the drain current decreases. At this time, a switching loss, which is obtained by the product of the voltage between DS and the drain current, occurs in the MOS (SW2). As described above, since the MOS (SW2) is turned off later, the switching loss at the time of turn-off is borne by the MOS (SW2).

上記したように、図２の低電流領域においては、ＭＯＳ（ＳＷ２）の定常損失がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の定常損失よりも大きく、スイッチング損失を無視すると、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１よりも大きくなる。これに加えて、ステップＳ３では、コントローラ３０が、低電流領域において、ＭＯＳ（ＳＷ２）がスイッチング損失を負担するように制御する。したがって、低電流領域においては、ＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１よりも確実に大きくなる。 As described above, in the low current region of FIG. 2, the steady loss of the MOS (SW2) is larger than the steady loss of the IGBT (SW1), and ignoring the switching loss, the temperature rise amount ΔT2 of the MOS (SW2) is equal to the IGBT. It becomes larger than the temperature increase amount ΔT1 of (SW1). In addition to this, in step S3, the controller 30 controls the MOS (SW2) to bear the switching loss in the low current region. Therefore, in the low current region, the temperature increase amount ΔT2 of the MOS (SW2) is certainly larger than the temperature increase amount ΔT1 of the IGBT (SW1).

図５は、ステップＳ４のときのタイミングチャートである。図５に示されるように、ステップＳ４では、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンしてからＭＯＳ（ＳＷ２）がオンする。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンすると、ＣＥ間電圧が低下するとともにコレクタ電流が増加する。このとき、ＣＥ間電圧とコレクタ電流の積で求まるスイッチング損失がＩＧＢＴ（ＳＷ１）に発生する。ＭＯＳ（ＳＷ２）がオンするとき、ＤＳ間電圧が十分に低下しているので、ＭＯＳ（ＳＷ２）にスイッチング損失が発生しない。このように、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）が先にオンすることにより、ターンオン時のスイッチング損失はＩＧＢＴ（ＳＷ１）が負担する。さらに、ステップＳ４では、ＭＯＳ（ＳＷ２）がオフしてからＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオフする。ＭＯＳ（ＳＷ２）がオフすると、ドレイン電流が低下する。このとき、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオンを維持しているので、ＤＳ間電圧は増加しない。このため、ＭＯＳ（ＳＷ２）にスイッチング損失が発生しない。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がオフすると、ＣＥ間電圧が増加するとともにコレクタ電流が低下する。このとき、ＣＥ間電圧とコレクタ電流の積で求まるスイッチング損失がＩＧＢＴ（ＳＷ１）に発生する。このように、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）が後にオフすることにより、ターンオフ時のスイッチング損失はＩＧＢＴ（ＳＷ１）が負担する。 FIG. 5 is a timing chart at the time of step S4. As shown in FIG. 5, in step S4, the IGBT (SW1) is turned on and then the MOS (SW2) is turned on. When the IGBT (SW1) is turned on, the voltage between CE decreases and the collector current increases. At this time, the switching loss obtained by the product of the voltage between CE and the collector current is generated in the IGBT (SW1). When the MOS (SW2) is turned on, the inter-DS voltage is sufficiently reduced, so that switching loss does not occur in the MOS (SW2). As described above, the IGBT (SW1) is turned on first, so that the IGBT (SW1) bears the switching loss at the time of turn-on. Further, in step S4, the MOS (SW2) is turned off and then the IGBT (SW1) is turned off. When the MOS (SW2) turns off, the drain current decreases. At this time, since the IGBT (SW1) is kept on, the inter-DS voltage does not increase. Therefore, switching loss does not occur in the MOS (SW2). When the IGBT (SW1) is turned off, the voltage between CE increases and the collector current decreases. At this time, the switching loss obtained by the product of the voltage between CE and the collector current is generated in the IGBT (SW1). As described above, the IGBT (SW1) is turned off later, so that the IGBT (SW1) bears the switching loss at the time of turn-off.

上記したように、図２の高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の定常損失がＭＯＳ（ＳＷ２）の定常損失よりも大きく、スイッチング損失を無視すると、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２よりも高くなる。これに加えて、ステップＳ４では、コントローラ３０が、高電流領域において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）がスイッチング損失を負担するように制御する。したがって、高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２よりも確実に大きくなる。 As described above, in the high current region of FIG. 2, the steady loss of the IGBT (SW1) is larger than the steady loss of the MOS (SW2), and ignoring the switching loss, the temperature rise amount ΔT1 of the IGBT (SW1) becomes It becomes higher than the temperature rise amount ΔT2 of (SW2). In addition to this, in step S4, the controller 30 controls the IGBT (SW1) to bear the switching loss in the high current region. Therefore, in the high current region, the temperature increase amount ΔT1 of the IGBT (SW1) is certainly larger than the temperature increase amount ΔT2 of the MOS (SW2).

このように、図２の低電流領域と高電流領域の各々において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のオンオフのタイミングを切り換えることにより、低電流領域においてはＭＯＳ（ＳＷ１）の温度の方が高くなることが予め把握され、高電流領域においてはＩＧＢＴ（ＳＷ２）の温度の方が高くなることが予め把握される。 Thus, in each of the low current region and the high current region of FIG. 2, by switching the on / off timings of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2), the temperature of the MOS (SW1) is lower in the low current region. It is previously understood that the temperature of the IGBT (SW2) becomes higher in the high current region.

なお、スイッチング損失は、ターンオフ損失が支配的である。このため、ステップＳ３において、ＭＯＳ（ＳＷ２）が少なくともターンオフ損失を負担するように制御されていれば、低電流領域においてはＭＯＳ（ＳＷ２）の温度の方が高くなることが予め把握される。同様に、ステップＳ４において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）が少なくともターンオフ損失を負担するように制御されていれば、高電流領域においてはＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度の方が高くなることが予め把握される。 The switching loss is dominated by the turn-off loss. Therefore, in step S3, if the MOS (SW2) is controlled so as to bear at least the turn-off loss, it is previously understood that the temperature of the MOS (SW2) becomes higher in the low current region. Similarly, in step S4, if the IGBT (SW1) is controlled to bear at least the turn-off loss, it is preliminarily understood that the temperature of the IGBT (SW1) becomes higher in the high current region.

高電流領域は、低電流領域よりも多くの電流が流れる領域である。この高電流領域においては、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度の方がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度よりも高い。したがって、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度のみを計測しておくことで、保証温度を超えるときに保護動作（負荷を減らすなど）を実行することができる。すなわち、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のみに温度センサを設ければよいことから、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に搭載された半導体モジュールの製造コストを削減することができる。 The high current region is a region where more current flows than the low current region. In this high current region, the temperature of the IGBT (SW1) is higher than that of the MOS (SW2). Therefore, by measuring only the temperature of the IGBT (SW1), it is possible to execute the protection operation (such as reducing the load) when the guaranteed temperature is exceeded. That is, since it is sufficient to provide the temperature sensor only in the IGBT (SW1), it is possible to reduce the manufacturing cost of the semiconductor module in which the IGBT (SW1) and the MOS (SW2) are mounted in parallel.

特に、ＭＯＳ（ＳＷ２）が炭化珪素を用いて製造される場合、温度センサが不要となることは有用である。通常、温度センサは、半導体基板内に形成されたダイオードによって構成されることが多い。このため、このような温度センサ用のダイオードを設ける場合、半導体基板の面積を消費してしまう。炭化珪素の半導体基板は高価であることから、炭化珪素の半導体基板に温度センサ用のダイオードを設けると、製造コストが上昇する。本実施形態の技術によると、ＭＯＳ（ＳＷ２）に温度センサが不要となるので、ＭＯＳ（ＳＷ２）が炭化珪素を用いて製造されたとしても、製造コストの上昇を抑えることができる。 Especially when the MOS (SW2) is manufactured by using silicon carbide, it is useful that the temperature sensor is unnecessary. Usually, the temperature sensor is often composed of a diode formed in a semiconductor substrate. Therefore, when such a diode for a temperature sensor is provided, the area of the semiconductor substrate is consumed. Since the semiconductor substrate of silicon carbide is expensive, providing the diode for the temperature sensor on the semiconductor substrate of silicon carbide increases the manufacturing cost. According to the technique of the present embodiment, since the temperature sensor is unnecessary for the MOS (SW2), even if the MOS (SW2) is manufactured using silicon carbide, it is possible to suppress an increase in manufacturing cost.

図３の切換制御処理では、ステップ２において、合計電流Ｉに基づいて比較を実行していたが、これは一例であり、合計電流Ｉに相関する他の情報に基づいて比較を実行してもよい。例えば、ＣＥ間電圧、ＤＳ間電圧、駆動信号Ｓａのデューティ比、又は、駆動信号Ｓｂのデューティ比に基づいて比較を実行してもよい。 In the switching control process of FIG. 3, the comparison is performed based on the total current I in step 2, but this is an example, and the comparison is performed based on other information correlated with the total current I. Good. For example, the comparison may be performed based on the voltage between CE, the voltage between DS, the duty ratio of the drive signal Sa, or the duty ratio of the drive signal Sb.

図６に、切換制御処理の他の例のフローチャート図を示す。図６に示す切換制御処理のステップＳ１３とステップＳ１４は、図３に示す切換制御処理のステップＳ３とステップＳ４と同様である。 FIG. 6 shows a flowchart of another example of the switching control process. Steps S13 and S14 of the switching control process shown in FIG. 6 are the same as steps S3 and S4 of the switching control process shown in FIG.

図６に示すように、ステップＳ１１において、コントローラ３０は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）を流れるコレクタ電流Ｉ１とＭＯＳ（ＳＷ２）を流れるドレイン電流Ｉ２の各々を取得する処理を実行する。コレクタ電流Ｉ１とドレイン電流Ｉ２は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の各々に設けられた電流センサから計測して取得される。この例に代えて、コレクタ電流Ｉ１とドレイン電流Ｉ２は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）のうちの少なくとも一方に設けられた電流センサから計測された電流から計算して取得してもよい。 As shown in FIG. 6, in step S11, the controller 30 executes a process of acquiring each of the collector current I1 flowing through the IGBT (SW1) and the drain current I2 flowing through the MOS (SW2). The collector current I1 and the drain current I2 are measured and acquired from the current sensors provided in each of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2). Instead of this example, the collector current I1 and the drain current I2 may be calculated and obtained from the current measured by the current sensor provided in at least one of the IGBT (SW1) and the MOS (SW2).

次に、ステップＳ１２において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）を比較する処理を実行する。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）は、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）のＣＥ間電圧と素子面積とコレクタ電流Ｉ１から計算することができる。ＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）も、ＭＯＳ（ＳＷ２）のＤＳ間電圧と素子面積とドレイン電流Ｉ２から計算することができる。ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）がＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）よりも大きいとき、ステップＳ１３に進む。それ以外のとき、ステップＳ１４に進む。なお、等価のロジックとして、ステップＳ１２の不等号を逆にし、ＹＥＳのときにステップＳ１４に進み、それ以外のときにステップＳ１３に進むようにしてもよい。 Next, in step S12, a process of comparing the ON resistance per unit area (Ron1) of the IGBT (SW1) and the ON resistance per unit area (Ron2) of the MOS (SW2) is executed. The on-resistance (Ron1) per unit area of the IGBT (SW1) can be calculated from the voltage between CEs of the IGBT (SW1), the element area, and the collector current I1. The on-resistance (Ron2) per unit area of the MOS (SW2) can also be calculated from the inter-DS voltage of the MOS (SW2), the element area, and the drain current I2. When the ON resistance (Ron1) per unit area of the IGBT (SW1) is larger than the ON resistance (Ron2) per unit area of the MOS (SW2), the process proceeds to step S13. Otherwise, go to step S14. As an equivalent logic, the inequality sign in step S12 may be reversed, and if YES, the process may proceed to step S14, and otherwise, the process may proceed to step S13.

図６の切換制御処理によっても、図３の切換制御処理と同様に、低電流領域においてＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２がＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１よりも確実に大きくなり、高電流領域においてＩＧＢＴ（ＳＷ１）の温度上昇量ΔＴ１がＭＯＳ（ＳＷ２）の温度上昇量ΔＴ２よりも確実に大きくなる。これにより、低電流領域においてはＭＯＳ（ＳＷ１）の温度の方が高くなることが予め把握され、高電流領域においてはＩＧＢＴ（ＳＷ２）の温度の方が高くなることが予め把握される。 6 as well as the switching control process of FIG. 3, the temperature increase amount ΔT2 of the MOS (SW2) is surely larger than the temperature increase amount ΔT1 of the IGBT (SW1) in the low current region, and the high temperature increase amount ΔT1 is high. In the current region, the temperature increase amount ΔT1 of the IGBT (SW1) is certainly larger than the temperature increase amount ΔT2 of the MOS (SW2). As a result, it is previously understood that the temperature of the MOS (SW1) is higher in the low current region, and that the temperature of the IGBT (SW2) is higher in the high current region.

図６の切換制御処理では、ステップ１２において、ＩＧＢＴ（ＳＷ１）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ１）とＭＯＳ（ＳＷ２）の単位面積当たりのオン抵抗（Ｒｏｎ２）の比較に基づいて処理を実行していたが、これは一例であり、単位面積当たりのオン抵抗に相関する他の情報に基づいて比較を実行してもよい。例えば、コレクタ電流Ｉ１とドレイン電流Ｉ２の比較、駆動信号Ｓａのデューティ比と駆動信号Ｓｂのデューティ比の比較に基づいて処理を実行してもよい。 In the switching control process of FIG. 6, in step 12, the process is executed based on the comparison of the on-resistance (Ron1) per unit area of the IGBT (SW1) and the on-resistance (Ron2) per unit area of the MOS (SW2). However, this is an example, and the comparison may be performed based on other information that correlates with the on-resistance per unit area. For example, the process may be executed based on the comparison between the collector current I1 and the drain current I2, and the comparison between the duty ratio of the drive signal Sa and the duty ratio of the drive signal Sb.

上記実施形態では、１つのＩＧＢＴ（ＳＷ１）と１つのＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続された半導体モジュールを例にして説明したが、少なくとも１つのＩＧＢＴ（ＳＷ１）と１つのＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続されている限り、複数のＩＧＢＴ（ＳＷ１）が並列に接続されていてもよいし、複数のＭＯＳ（ＳＷ２）が並列に接続されていてもよい。この場合、複数のＩＧＢＴ（ＳＷ１）の中でのターンオンとターンオフは同期して制御され、複数のＭＯＳ（ＳＷ２）の中でのターンオンとターンオフは同期して制御される。 In the above embodiment, the semiconductor module in which one IGBT (SW1) and one MOS (SW2) are connected in parallel has been described as an example, but at least one IGBT (SW1) and one MOS (SW2) are connected in parallel. The plurality of IGBTs (SW1) may be connected in parallel and the plurality of MOSs (SW2) may be connected in parallel as long as they are connected to each other. In this case, turn-on and turn-off in the plurality of IGBTs (SW1) are controlled synchronously, and turn-on and turn-off in the plurality of MOS (SW2) are controlled synchronously.

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。また、本明細書又は図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書又は図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。 Specific examples of the present invention have been described above in detail, but these are merely examples and do not limit the scope of the claims. The technology described in the claims includes various modifications and changes of the specific examples illustrated above. Further, the technical elements described in the present specification or the drawings exert technical utility alone or in various combinations, and are not limited to the combinations described in the claims at the time of filing. Further, the technology illustrated in the present specification or the drawings achieves a plurality of objects at the same time, and achieving the one object among them has technical utility.

２：バッテリ
４：リアクトル
６：平滑コンデンサ
１０：電圧コンバータ
２０：インバータ
３０：コントローラ
４０：モータ
ＳＷ１：第１スイッチング素子
ＳＷ２：第２スイッチング素子 2: Battery 4: Reactor 6: Smoothing capacitor 10: Voltage converter 20: Inverter 30: Controller 40: Motor SW1: First switching element SW2: Second switching element

Claims

A control device for controlling driving of an IGBT and a MOSFET connected in parallel,
When the on-resistance per unit area of the IGBT is larger than the on-resistance per unit area of the MOSFET, the IGBT is turned off and then the MOSFET is turned off,
A control device configured to turn off the MOSFET and then turn off the IGBT when the on-resistance per unit area of the IGBT is smaller than the on-resistance per unit area of the MOSFET.