JP6900887B2

JP6900887B2 - Power converter

Info

Publication number: JP6900887B2
Application number: JP2017229487A
Authority: JP
Inventors: 学上原
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2017-11-29
Filing date: 2017-11-29
Publication date: 2021-07-07
Anticipated expiration: 2037-11-29
Also published as: JP2019103190A

Description

本明細書が開示する技術は、電力変換装置に関する。特に、特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換装置に関する。 The techniques disclosed herein relate to power converters. In particular, the present invention relates to a power conversion device using switching elements having different characteristics.

電力変換用のスイッチング素子として特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換装置が知られている。特許文献１に、そのような電力変換装置の一例が開示されている。特許文献１の電力変換装置は、３レベルのパルス信号を出力するデバイスである。その電力変換装置では、長周期のパルス信号を生成する第１変換回路と、短周期のパルス信号を生成する第２変換回路が並列に接続されている。電力変換装置の出力は、第１変換回路の出力信号と第２変換回路の出力信号が重畳されたものとなる。長周期のパルス信号を生成する第１変換回路には、ゲートターンオフサイリスタ（通称ＧＴＯ）が用いられており、短周期のパルス信号を生成する第２変換回路には、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（通称ＩＧＢＴ）が用いられている。ＧＴＯはＩＧＢＴと比較すると、オン抵抗（定常損失）が小さいがスイッチング損失が大きい。一方、ＩＧＢＴはＧＴＯと比較すると、スイッチング損失は小さいがオン抵抗は大きい。特許文献１の電力変換装置は、スイッチング回数の少ない長周期のパルス信号を生成する第１変換回路にはＧＴＯを採用し、スイッチング回数の多い短周期のパルス信号を生成する第２変換回路にはＩＧＢＴを採用し、変換装置全体の損失を抑える。 As a switching element for power conversion, a power conversion device using a switching element having different characteristics is known. Patent Document 1 discloses an example of such a power conversion device. The power conversion device of Patent Document 1 is a device that outputs a three-level pulse signal. In the power conversion device, a first conversion circuit that generates a long-period pulse signal and a second conversion circuit that generates a short-period pulse signal are connected in parallel. The output of the power conversion device is a superposition of the output signal of the first conversion circuit and the output signal of the second conversion circuit. A gate turn-off thyristor (commonly known as GTO) is used in the first conversion circuit that generates a long-period pulse signal, and an insulated gate bipolar transistor (commonly known as a GTO) is used in the second conversion circuit that generates a short-period pulse signal. IGBT) is used. Compared with the IGBT, the GTO has a smaller on-resistance (steady loss) but a larger switching loss. On the other hand, the IGBT has a smaller switching loss but a larger on-resistance than the GTO. The power conversion device of Patent Document 1 employs GTO for the first conversion circuit that generates a long-period pulse signal with a small number of switchings, and uses GTO for the second conversion circuit that generates a short-period pulse signal with a large number of switchings. Uses IGBT to reduce the loss of the entire converter.

一方、スイッチング素子の温度が高くなると、変換回路の出力上限値を下げ、スイッチング素子の過熱を抑える技術が知られている（特許文献２）。そのような制御は一般に「保護制御」と呼ばれている。 On the other hand, there is known a technique of lowering the output upper limit value of a conversion circuit to suppress overheating of a switching element when the temperature of the switching element rises (Patent Document 2). Such control is commonly referred to as "protective control".

特開平０８−１８２３４２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 08-182342 特開２０１６−１１１７３０号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2016-111730

本願の出願人は、特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換回路を並列に接続した新たな電力変換装置を提案した（特願２０１７−１９１２００、２０１７年９月２９日出願、本願出願時は未公開）。その電力変換装置は、並列に接続されている第１、第２変換回路を備えている。第１変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型スイッチング素子を用いている。第２変換回路は電力変換用のスイッチング素子として、プレーナ型スイッチング素子を用いている。 The applicant of the present application has proposed a new power conversion device in which power conversion circuits using switching elements having different characteristics are connected in parallel (Japanese Patent Application No. 2017-191200, filed on September 29, 2017, not yet filed at the time of filing the application of the present application). Release). The power conversion device includes first and second conversion circuits connected in parallel. The first conversion circuit uses a trench type switching element as a switching element for power conversion. The second conversion circuit uses a planar type switching element as a switching element for power conversion.

並列に接続する変換回路で用いるのに適したトレンチ型スイッチング素子とプレーナ型スイッチング素子には次の傾向がある。トレンチ型スイッチング素子はプレーナ型スイッチング素子よりもオン抵抗（定常損失）が小さい。逆に、プレーナ型スイッチング素子はトレンチ型スイッチング素子よりもスイッチング損失が小さい。上記した第１、第２変換回路を採用した利点は、次の通りである。出力指令値が小さい場合は、第２変換回路は停止し、オン抵抗（定常損失）が小さいトレンチ型スイッチング素子を採用した第１変換回路のみを用いることで、全体の損失を抑えることができる。 Trench-type switching elements and planar-type switching elements suitable for use in conversion circuits connected in parallel have the following tendencies. The trench type switching element has a smaller on-resistance (steady loss) than the planar type switching element. On the contrary, the planar type switching element has a smaller switching loss than the trench type switching element. The advantages of adopting the above-mentioned first and second conversion circuits are as follows. When the output command value is small, the second conversion circuit is stopped, and the overall loss can be suppressed by using only the first conversion circuit that employs a trench-type switching element having a small on-resistance (steady loss).

出力指令値が大きい場合は、両方の変換回路を用いることになる。出力指令値が大きいとスイッチング素子の温度が上昇する。夫々のスイッチング素子が所定の温度を超えたら出力上限値を下げてスイッチング素子を保護する制御（保護制御）が必要となる。典型的な保護制御として、スイッチング素子の温度（素子温度）が所定温度（制限開始温度）を超えたら、温度が高くなるにつれて変換回路の出力上限値を下げるという手法がある。具体的には、素子温度が制限開始温度を超えた場合に、夫々の変換回路に対して、制限開始温度より低いときの出力上限値（初期上限値）に対して所定の割合（負荷率）を乗じて各素子温度における出力上限値を決定する。そして、素子温度が高くなるにつれて負荷率が減少するように、素子温度変化に対する負荷率変化の勾配（負荷率勾配）が予め定められている。 If the output command value is large, both conversion circuits will be used. If the output command value is large, the temperature of the switching element rises. When each switching element exceeds a predetermined temperature, it is necessary to control (protection control) to protect the switching element by lowering the output upper limit value. As a typical protection control, when the temperature of the switching element (element temperature) exceeds a predetermined temperature (limit start temperature), there is a method of lowering the output upper limit value of the conversion circuit as the temperature rises. Specifically, when the element temperature exceeds the limit start temperature, a predetermined ratio (load factor) to the output upper limit value (initial upper limit value) when the element temperature is lower than the limit start temperature for each conversion circuit. To determine the output upper limit value at each element temperature by multiplying by. Then, the gradient of the load factor change with respect to the element temperature change (load factor gradient) is predetermined so that the load factor decreases as the element temperature rises.

先に述べたように、第１変換回路は定常損失がプレーナ型スイッチング素子よりも小さいトレンチ型スイッチング素子を用いている。第２変換回路は定常損失がトレンチ型スイッチング素子よりも大きいプレーナ型スイッチング素子を用いている。第１、第２変換回路の両方に同じ負荷率勾配で制限を加えると、スイッチング素子の定常損失の相違により、第１変換回路では、初期上限値に乗じる負荷率が第２変換回路の負荷率よりも小さい状態が長く続くことが多くなる。第１変換回路に対する負荷率が小さくなりすぎると、電力変換装置全体の出力上限値が下がってしまう。本明細書は、タイプの異なるスイッチング素子を用いた複数の変換回路を並列に接続した電力変換装置に適した保護制御の技術を提供する。なお、同じ負荷率勾配を適用すると、トレンチ型スイッチング素子を用いた第１変換回路の負荷率が下がり易くなることの詳しい説明は実施例の項で述べる。 As described above, the first conversion circuit uses a trench type switching element having a smaller steady-state loss than the planar type switching element. The second conversion circuit uses a planar type switching element having a larger steady loss than the trench type switching element. When both the first and second conversion circuits are limited by the same load factor gradient, the load factor multiplied by the initial upper limit is the load factor of the second conversion circuit in the first conversion circuit due to the difference in the steady loss of the switching element. Often the smaller state lasts longer. If the load factor for the first conversion circuit becomes too small, the output upper limit value of the entire power conversion device will drop. The present specification provides a protection control technique suitable for a power conversion device in which a plurality of conversion circuits using different types of switching elements are connected in parallel. A detailed explanation of the fact that the load factor of the first conversion circuit using the trench-type switching element tends to decrease when the same load factor gradient is applied will be described in the section of Examples.

本明細書が開示する電力変換装置は、少なくとも１個の第１変換回路と、少なくとも１個の第２変換回路と、コントローラを備えている。第１変換回路と第２変換回路はいずれも直流昇圧回路である。第１変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型のスイッチング素子を用いている。第２変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてプレーナ型のスイッチング素子を用いている。第１変換回路と第２変換回路は並列に接続されている。コントローラは、スイッチング素子の現在の素子温度が所定の温度（制限開始温度）を超えた場合に、夫々の変換回路に対して、制限開始温度より低いときの出力上限値（初期上限値）に対して所定の割合（負荷率）を乗じて現在の素子温度における出力上限値を決定する。ここで、素子温度が高くなるにつれて負荷率が減少するように、素子温度の変化に対する負荷率の変化を示す負荷率勾配が、夫々の電力変換回路に対して定められている。そして、制限開始温度から第１温度（＞制限開始温度）までの温度範囲では、第１変換回路に対する負荷率勾配が第２変換回路に対する負荷率勾配よりも緩やかになるように設定されている。一方、第１温度を超える温度範囲では、第１変換回路に対する負荷率勾配が第２変換回路に対する負荷率勾配よりも急峻になるように設定されている。その理由は実施形態の項で述べるが、上記の構成により、トレンチ型スイッチング素子を用いた第１変換回路の負荷率が小さくなり難くなる。 The power conversion device disclosed in the present specification includes at least one first conversion circuit, at least one second conversion circuit, and a controller. Both the first conversion circuit and the second conversion circuit are DC booster circuits. The first conversion circuit uses a trench-type switching element as a switching element for power conversion. The second conversion circuit uses a planar type switching element as a switching element for power conversion. The first conversion circuit and the second conversion circuit are connected in parallel. When the current element temperature of the switching element exceeds a predetermined temperature (limit start temperature), the controller applies the output upper limit value (initial upper limit value) when the current element temperature of the switching element is lower than the limit start temperature to each conversion circuit. The output upper limit value at the current element temperature is determined by multiplying by a predetermined ratio (load factor). Here, a load factor gradient indicating a change in the load factor with respect to a change in the element temperature is set for each power conversion circuit so that the load factor decreases as the element temperature rises. Then, in the temperature range from the limit start temperature to the first temperature (> limit start temperature), the load factor gradient for the first conversion circuit is set to be gentler than the load factor gradient for the second conversion circuit. On the other hand, in the temperature range exceeding the first temperature, the load factor gradient for the first conversion circuit is set to be steeper than the load factor gradient for the second conversion circuit. The reason will be described in the section of the embodiment, but the above configuration makes it difficult for the load factor of the first conversion circuit using the trench type switching element to become small.

本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。 Details of the techniques disclosed herein and further improvements will be described in the "Modes for Carrying Out the Invention" below.

実施例の電力変換装置を含む電気自動車の電力系のブロック図である。It is a block diagram of the electric power system of the electric vehicle including the electric power conversion device of an Example. トレンチ型のトランジスタとプレーナ型のトランジスタの特性の相違を説明する模式図である。It is a schematic diagram explaining the difference in the characteristic of a trench type transistor and a planar type transistor. 保護制御のフローチャートである。It is a flowchart of protection control. 負荷率勾配の一例を示すグラフである。It is a graph which shows an example of a load factor gradient.

図面を参照して実施例の電力変換装置を説明する。実施例の電力変換装置２は、電気自動車１００に搭載されている。図１に、電気自動車１００の電力系のブロック図を示す。電気自動車１００は、直流電源２１と、電力変換装置２と、インバータ３１と、走行用のモータ３２を備えている。電力変換装置２は、直流電源２１の出力電圧を昇圧してインバータ３１に供給するデバイスである。インバータ３１は、電力変換装置２によって昇圧された直流電力を、走行用モータ３２の駆動に適した交流電力に変換する。別言すれば、電力変換装置２は、インバータ３１とともに動作し、直流電源２１の電力を走行用のモータ３２の駆動電力に変換するデバイスである。直流電源２１は、燃料電池である。直流電源２１は、リチウムイオンバッテリなどの二次電池であってもよい。 The power conversion device of the embodiment will be described with reference to the drawings. The power conversion device 2 of the embodiment is mounted on the electric vehicle 100. FIG. 1 shows a block diagram of the electric power system of the electric vehicle 100. The electric vehicle 100 includes a DC power supply 21, a power conversion device 2, an inverter 31, and a traveling motor 32. The power conversion device 2 is a device that boosts the output voltage of the DC power supply 21 and supplies it to the inverter 31. The inverter 31 converts the DC power boosted by the power conversion device 2 into AC power suitable for driving the traveling motor 32. In other words, the power conversion device 2 is a device that operates together with the inverter 31 and converts the power of the DC power supply 21 into the drive power of the traveling motor 32. The DC power supply 21 is a fuel cell. The DC power supply 21 may be a secondary battery such as a lithium ion battery.

電力変換装置２は、４個の電力変換回路（変換回路１０ａ−１０ｄ）と、コンデンサ２２、２４と、コントローラ１７を備えている。 The power conversion device 2 includes four power conversion circuits (conversion circuits 10a-10d), capacitors 22 and 24, and a controller 17.

４個の変換回路１０ａ−１０ｄは、共通の入力端１２ａ、１２ｂと、共通の出力端１３ａ、１３ｂの間に並列に接続されている。４個の変換回路１０ａ―１０ｄは、全て、入力される電力の電圧を昇圧して出力する昇圧コンバータである。変換回路１０ａ、１０ｂは、同じ構造である。変換回路１０ｃ、１０ｄは、使用されているスイッチング素子のタイプを除き、変換回路１０ａと同じ構造である。 The four conversion circuits 10a-10d are connected in parallel between the common input terminals 12a and 12b and the common output terminals 13a and 13b. The four conversion circuits 10a-10d are all boost converters that boost the voltage of the input power and output it. The conversion circuits 10a and 10b have the same structure. The conversion circuits 10c and 10d have the same structure as the conversion circuit 10a except for the type of switching element used.

なお、共通の入力端１２ａ、１２ｂの間にはコンデンサ２２が接続されており、共通の出力端１３ａ、１３ｂの間にはコンデンサ２４が接続されている。コンデンサ２２は、変換回路１０ａ−１０ｄに入力される電流を平滑化し、コンデンサ２４は、変換回路１０ａ−１０ｄから出力される電流を平滑化する。 A capacitor 22 is connected between the common input ends 12a and 12b, and a capacitor 24 is connected between the common output ends 13a and 13b. The capacitor 22 smoothes the current input to the conversion circuit 10a-10d, and the capacitor 24 smoothes the current output from the conversion circuit 10a-10d.

変換回路１０ａについて説明する。変換回路１０ａは、スイッチング素子３ａと、ダイオード４ａと、リアクトル５ａとダイオード６ａと、温度センサ７ａを備えている。リアクトル５ａの一端が入力端正極１２ａに接続されており、他端はダイオード６ａのアノードに接続されている。ダイオード６ａのカソードは出力端正極１３ａに接続されている。 The conversion circuit 10a will be described. The conversion circuit 10a includes a switching element 3a, a diode 4a, a reactor 5a, a diode 6a, and a temperature sensor 7a. One end of the reactor 5a is connected to the positive electrode 12a at the input end, and the other end is connected to the anode of the diode 6a. The cathode of the diode 6a is connected to the output end positive electrode 13a.

変換回路１０ａの入力端負極１２ｂと出力端負極１３ｂは直接に接続されている。リアクトル５ａとダイオード６ａの中間点と入力端負極１２ｂ（出力端負極１３ｂ）の間に、スイッチング素子３ａが接続されている。ダイオード４ａは、スイッチング素子３ａに対して逆並列に接続されている。 The input end negative electrode 12b and the output end negative electrode 13b of the conversion circuit 10a are directly connected. A switching element 3a is connected between the intermediate point between the reactor 5a and the diode 6a and the negative electrode 12b at the input end (negative electrode 13b at the output end). The diode 4a is connected in antiparallel to the switching element 3a.

スイッチング素子３ａは、コントローラ１７によって制御される。スイッチング素子３ａが所定のデューティ比でオンオフすると、入力端１２ａ、１２ｂに印加されている直流電源２１の電力の電圧が昇圧されて、出力端１３ａ、１３ｂから出力される。図１の変換回路１０ａの回路と動作はよく知られているので、詳しい説明は省略する。 The switching element 3a is controlled by the controller 17. When the switching element 3a is turned on and off at a predetermined duty ratio, the voltage of the power of the DC power supply 21 applied to the input terminals 12a and 12b is boosted and output from the output terminals 13a and 13b. Since the circuit and operation of the conversion circuit 10a of FIG. 1 are well known, detailed description thereof will be omitted.

スイッチング素子３ａの近傍に温度センサ７ａが配置されている。温度センサ７ａはスイッチング素子３ａの温度を計測する。温度センサ７ａの計測値は、コントローラ１７に送られる。 A temperature sensor 7a is arranged in the vicinity of the switching element 3a. The temperature sensor 7a measures the temperature of the switching element 3a. The measured value of the temperature sensor 7a is sent to the controller 17.

変換回路１０ｂは、スイッチング素子３ｂと、ダイオード４ｂと、リアクトル５ｂとダイオード６ｂと、温度センサ７ｂを備えている。変換回路１０ｂの構造は、変換回路１０ａの構造と同一である。温度センサ７ｂの計測値も、コントローラ１７に送られる。温度センサ７ｂから延びている破線の先の「to Cntller」の文字列は、「to Controller(コントローラ１７へ)」の略である。スイッチング素子３ｂのゲートにつながっている破線の先の「from Cntller」の文字列は、「from Controller（コントローラ１７から）」の略である。温度センサ７ｂにつながっている破線は、温度センサ７ｂの計測値がコントローラ１７へ送られることを表しており、スイッチング素子３ｂのゲートにつながっている破線は、スイッチング素子３ｂがコントローラ１７によって駆動されることを表している。 The conversion circuit 10b includes a switching element 3b, a diode 4b, a reactor 5b, a diode 6b, and a temperature sensor 7b. The structure of the conversion circuit 10b is the same as that of the conversion circuit 10a. The measured value of the temperature sensor 7b is also sent to the controller 17. The character string "to Cntller" at the end of the broken line extending from the temperature sensor 7b is an abbreviation for "to Controller". The character string "from Cntller" at the end of the broken line connected to the gate of the switching element 3b is an abbreviation for "from Controller". The broken line connected to the temperature sensor 7b indicates that the measured value of the temperature sensor 7b is sent to the controller 17, and the broken line connected to the gate of the switching element 3b indicates that the switching element 3b is driven by the controller 17. It represents that.

変換回路１０ａのスイッチング素子３ａと、変換回路１０ｂのスイッチング素子３ｂは、ともに、トレンチ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。 Both the switching element 3a of the conversion circuit 10a and the switching element 3b of the conversion circuit 10b are trench-type MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors).

変換回路１０ｃ、１０ｄも、変換回路１０ａと同じ構造を有している。変換回路１０ｃ、１０ｄが変換回路１０ａと唯一異なる点は、変換回路１０ｃ、１０ｄのスイッチング素子３ｃ、３ｄが、トレンチ型でなく、プレーナ型のＭＯＳＦＥＴであることである。 The conversion circuits 10c and 10d also have the same structure as the conversion circuits 10a. The only difference between the conversion circuits 10c and 10d from the conversion circuit 10a is that the switching elements 3c and 3d of the conversion circuits 10c and 10d are not trench type but planar type MOSFETs.

ここで、トレンチ型スイッチング素子とプレーナ型スイッチング素子の相違について説明する。図２にトレンチ型とプレーナ型のスイッチング素子の特性の相違を説明する模式図を示す。図２のグラフは、横軸がスイッチング損失の大きさを示しており、縦軸はオン抵抗（定常損失）の大きさを示している。グラフの右下の領域では、オン抵抗（定常損失）がスイッチング損失よりも小さい。グラフの左上の領域では、スイッチング損失がオン抵抗（定常損失）よりも小さい。 Here, the difference between the trench type switching element and the planar type switching element will be described. FIG. 2 shows a schematic diagram illustrating the difference in characteristics between the trench type and the planar type switching element. In the graph of FIG. 2, the horizontal axis shows the magnitude of the switching loss, and the vertical axis represents the magnitude of the on-resistance (steady state loss). In the lower right region of the graph, the on-resistance (steady state loss) is smaller than the switching loss. In the upper left region of the graph, the switching loss is smaller than the on-resistance (steady state loss).

ポイントＰ１が、トレンチ型スイッチング素子の特性を示しており、ポイントＰ２がプレーナ型スイッチング素子の特性を示している。トレンチ型スイッチング素子の特性（ポイントＰ１）は、図２のグラフの右下の領域に属しており、プレーナ型スイッチング素子の特性（ポイントＰ２）は、グラフの左上の領域に属している。即ち、トレンチ型スイッチング素子はプレーナ型スイッチング素子よりもオン抵抗（定常損失）が小さく、プレーナ型スイッチング素子はトレンチ型スイッチング素子よりもスイッチング損失が小さいという特徴がある。この傾向は、特に、並列に接続される変換回路に適したスイッチング素子でよく表れる。並列に接続される変換回路に適したスイッチング素子とは、耐圧や許容電力の大きさが同等であるスイッチング素子という意味である。 Point P1 shows the characteristics of the trench type switching element, and point P2 shows the characteristics of the planar type switching element. The characteristic of the trench type switching element (point P1) belongs to the lower right region of the graph of FIG. 2, and the characteristic of the planar type switching element (point P2) belongs to the upper left region of the graph. That is, the trench type switching element is characterized in that the on-resistance (steady loss) is smaller than that of the planar type switching element, and the planar type switching element is characterized in that the switching loss is smaller than that of the trench type switching element. This tendency is particularly apparent in switching elements suitable for conversion circuits connected in parallel. A switching element suitable for a conversion circuit connected in parallel means a switching element having the same withstand voltage and allowable power.

また、トレンチ型のＭＯＳＦＥＴは、プレーナ型のＭＯＳＦＥＴと比較して、ＪＦＥＴ抵抗がなく、ピッチ短縮が可能である。トレンチ型のＭＯＳＦＥＴは、原理的にオン抵抗（定常損失）は小さいが、容量は大きい。さらにトレンチ型は、トレンチ構造が必要なこと、および、技術的な困難さから、その製造は比較的に高コストである。一方、プレーナ型のＭＯＳＦＥＴは、トレンチを作る必要がないため、製造コストが低い。プレーナ型のＭＯＳＦＥＴは、原理的に、トレンチ型よりも容量が小さいため、スイッチング損失が小さく、キャリア周波数の高周波数化に適している。また、スイッチング損失が小さいため、トランジスタを冷却するための冷却器を小さくすることができ、システムコストを抑えることができる。 Further, the trench type MOSFET has no JFET resistance as compared with the planar type MOSFET, and the pitch can be shortened. In principle, trench-type MOSFETs have a small on-resistance (steady loss) but a large capacitance. Furthermore, the trench type is relatively expensive to manufacture due to the need for a trench structure and technical difficulties. On the other hand, the planar type MOSFET does not need to form a trench, so that the manufacturing cost is low. In principle, the planar type MOSFET has a smaller capacitance than the trench type, so that the switching loss is small and it is suitable for increasing the carrier frequency. Further, since the switching loss is small, the cooler for cooling the transistor can be made small, and the system cost can be suppressed.

なお、トレンチ型とプレーナ型の相違は、例えば、文献（Fundamentals of Power Semiconductor Devices, B. Jayant Baliga, Springer, 2008）に説明されている。 The difference between the trench type and the planar type is explained, for example, in the literature (Fundamentals of Power Semiconductor Devices, B. Jayant Baliga, Springer, 2008).

電力変換装置２の説明に戻る。電力変換装置２のコントローラ１７は、不図示の上位コントローラから、出力指令値を受信する。不図示の上位コントローラは、車速とアクセル開度から、モータ３２の目標出力を決定する。不図示の上位コントローラは、モータ３２の目標出力を、出力指令値として電力変換装置２へ送信する。なお、不図示の上位コントローラは、インバータ３１が出力する交流の目標周波数をインバータ３１へ指令する。 Returning to the description of the power conversion device 2. The controller 17 of the power conversion device 2 receives an output command value from a higher-level controller (not shown). The host controller (not shown) determines the target output of the motor 32 from the vehicle speed and the accelerator opening. The host controller (not shown) transmits the target output of the motor 32 to the power conversion device 2 as an output command value. The host controller (not shown) commands the inverter 31 to indicate the AC target frequency output by the inverter 31.

電力変換装置２のコントローラ１７は、出力指令値が実現されるように、駆動する変換回路の数を決定し、決定した変換回路を駆動する。別言すれば、コントローラ１７は、駆動する変換回路の総出力が、出力指令値に等しくなるように、駆動する変換回路の数と、各変換回路の目標出力を決定する。 The controller 17 of the power conversion device 2 determines the number of conversion circuits to be driven so that the output command value is realized, and drives the determined conversion circuits. In other words, the controller 17 determines the number of conversion circuits to be driven and the target output of each conversion circuit so that the total output of the conversion circuits to be driven is equal to the output command value.

コントローラ１７は、出力指令値が所定の出力閾値よりも小さい場合は、オン抵抗（定常損失）の小さいトレンチ型スイッチング素子を採用した第１変換回路１０ａ、１０ｂのみを用いる。スイッチング損失はオン抵抗（定常損失）と比較して、スイッチング素子の発熱量に与える影響が、出力指令値が小さい燃費領域では相対的に小さく、出力指令値が大きい高負荷領域では相対的に大きい。しかし、出力指令値が小さい範囲では、少ない数の変換回路が動作して発熱していても、電力変換装置全体の発熱量が小さければ、冷却器は、発熱量の大きいスイッチング素子を含む第１変換回路１０ａ、１０ｂを集中的に冷却することができる。出力指令値が小さい範囲では、定常損失の小さいトレンチ型スイッチング素子を採用した第１変換回路１０ａ、１０ｂを優先的に活用することで、装置全体の損失を抑えることができる。 When the output command value is smaller than the predetermined output threshold value, the controller 17 uses only the first conversion circuits 10a and 10b that employ a trench-type switching element having a small on-resistance (steady loss). The effect of switching loss on the calorific value of the switching element is relatively small in the fuel consumption region where the output command value is small, and relatively large in the high load region where the output command value is large, compared to the on-resistance (steady state loss). .. However, in the range where the output command value is small, even if a small number of conversion circuits operate and generate heat, if the heat generation amount of the entire power conversion device is small, the cooler includes a switching element having a large heat generation amount. The conversion circuits 10a and 10b can be cooled intensively. In the range where the output command value is small, the loss of the entire device can be suppressed by preferentially utilizing the first conversion circuits 10a and 10b that employ the trench type switching element having a small steady loss.

他方、出力指令値が大きくなると、多数の変換回路、即ち、多数のスイッチング素子を動作させる必要があり、多数のスイッチング素子全体の発熱量が問題となってくる。そこで、出力指令値が大きい場合に動作させる変換回路には、スイッチング損失が小さいプレーナ型スイッチング素子を採用する。そうすることで、複数のスイッチング素子全体の発熱量を抑制し、装置全体の損失を抑える。 On the other hand, when the output command value becomes large, it is necessary to operate a large number of conversion circuits, that is, a large number of switching elements, and the amount of heat generated by the entire large number of switching elements becomes a problem. Therefore, a planar type switching element having a small switching loss is adopted as the conversion circuit to be operated when the output command value is large. By doing so, the amount of heat generated by the entire plurality of switching elements is suppressed, and the loss of the entire device is suppressed.

出力指令値に応じてタイプの異なるスイッチング素子を使い分けることは、特に、低出力が要求される頻度が、高出力が要求される頻度よりも大きい電気自動車の電力変換装置（直流電源の出力電力を走行用のモータの駆動電力に変換する電力変換装置）に適している。 Using different types of switching elements according to the output command value means that the frequency at which low output is required is greater than the frequency at which high output is required. It is suitable for a power converter) that converts the drive power of a traveling motor into electric power.

また、トレンチ型とプレーナ型のトランジスタは、ＧＴＯとＩＧＢＴの差ほど、構造が異なるものではない。それゆえ、２種類のスイッチング素子の同時開発コストを抑えることができる。トレンチ型とプレーナ型のスイッチング素子は、ＩＧＢＴであってもよいし、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であってもよい。 Further, the trench type and planar type transistors are not as different in structure as the difference between the GTO and the IGBT. Therefore, the simultaneous development cost of two types of switching elements can be suppressed. The trench type and planar type switching element may be an IGBT or a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).

変換回路１０ａ−１０ｄの保護制御について説明する。スイッチング素子は、大きい電流が流れると発熱する。先に述べたように、出力指令値が大きい場合、コントローラ１７は、全ての変換回路１０ａ−１０ｄを駆動する。大出力の期間が長く続くとスイッチング素子が耐熱温度を超えてしまうおそれがある。そこで、コントローラ１７は、スイッチング素子の温度（素子温度）が所定の温度（制限開始温度）を超えると、変換回路の出力上限値を下げる。そして、各変換回路の出力が出力上限値を上回らないように、各変換回路を制御する。図３に保護制御のフローチャートを示す。 The protection control of the conversion circuits 10a-10d will be described. The switching element generates heat when a large current flows. As described above, when the output command value is large, the controller 17 drives all the conversion circuits 10a-10d. If the period of high output continues for a long time, the switching element may exceed the heat resistant temperature. Therefore, when the temperature of the switching element (element temperature) exceeds a predetermined temperature (limit start temperature), the controller 17 lowers the output upper limit value of the conversion circuit. Then, each conversion circuit is controlled so that the output of each conversion circuit does not exceed the output upper limit value. FIG. 3 shows a flowchart of protection control.

各変換回路１０ａ−１０ｄの夫々には、素子温度が制限開始温度より低いときの出力上限値が予め定められている。本実施例の場合、出力は電流である。各変換回路１０ａ−１０ｄの夫々に対して、素子温度が制限開始温度Ｔｓより低いときの出力電流の上限値が予め定められている。その電流値を以下では、初期出力上限値Ｉｍ（ｉ）と表記する。なお、電力変換装置２は、４個の変換回路１０ａ−１０ｄを備えているので、「ｉ」は１から４の整数である。以下でも同様である。 Each of the conversion circuits 10a-10d has a predetermined output upper limit value when the element temperature is lower than the limit start temperature. In the case of this embodiment, the output is an electric current. For each of the conversion circuits 10a-10d, the upper limit of the output current when the element temperature is lower than the limit start temperature Ts is predetermined. In the following, the current value will be referred to as an initial output upper limit value Im (i). Since the power conversion device 2 includes four conversion circuits 10a-10d, "i" is an integer from 1 to 4. The same applies to the following.

コントローラ１７は、各変換回路１０ａ−１０ｄの夫々の温度センサ７ａ−７ｄから、各変換回路１０ａ−１０ｄのスイッチング素子３ａ−３ｄの夫々の現在の素子温度Ｔ（ｉ）を取得する（ステップＳ２）。 The controller 17 acquires the current element temperature T (i) of each of the switching elements 3a-3d of each conversion circuit 10a-10d from each of the temperature sensors 7a-7d of each conversion circuit 10a-10d (step S2). ..

次に、コントローラ１７は、各変換回路１０ａ−１０ｄに対して、負荷率ｒ（ｉ）を決定する。負荷率ｒ（ｉ）とは、素子温度が制限開始温度Ｔｓを超えたときに、初期上限値Ｉｍ（ｉ）に乗じる割合である。負荷率ｒ（ｉ）の単位は［％］であり、その範囲は０から１００［％］である。図４に、負荷率の一例を示す。制限開始温度Ｔｓまでは、負荷率ｒ（ｉ）は１００［％］である。即ち、素子温度が制限開始温度Ｔｓを超えるまでは、コントローラ１７は、変換回路１０ａ−１０ｄの夫々の出力上限値を初期上限値Ｉｍ（ｉ）に保持する。 Next, the controller 17 determines the load factor r (i) for each conversion circuit 10a-10d. The load factor r (i) is a ratio to be multiplied by the initial upper limit value Im (i) when the element temperature exceeds the limit start temperature Ts. The unit of the load factor r (i) is [%], and the range is 0 to 100 [%]. FIG. 4 shows an example of the load factor. Up to the limit start temperature Ts, the load factor r (i) is 100 [%]. That is, the controller 17 holds the output upper limit values of the conversion circuits 10a-10d at the initial upper limit value Im (i) until the element temperature exceeds the limit start temperature Ts.

素子温度Ｔ（ｉ）が制限開始温度Ｔｓを超えると、負荷率ｒ（ｉ）は、温度の上昇に伴って低くなるように設定されている。図４の温度Ｔｍは、スイッチング素子の耐熱上限値であり、コントローラ１７は、素子温度Ｔ（ｉ）が耐熱上限値Ｔｍを超えないように、素子温度が上昇するにつれて、負荷率ｒ（ｉ）を低下させ、変換回路１０ａ−１０ｄの出力上限値を下げていく。 When the element temperature T (i) exceeds the limit start temperature Ts, the load factor r (i) is set to decrease as the temperature rises. The temperature Tm in FIG. 4 is the heat resistance upper limit value of the switching element, and the controller 17 increases the load factor r (i) as the element temperature rises so that the element temperature T (i) does not exceed the heat resistance upper limit value Tm. Is lowered, and the output upper limit value of the conversion circuit 10a-10d is lowered.

図４において、制限開始温度Ｔｓより高い範囲でのグラフの勾配は、素子温度Ｔ（ｉ）の変化に対する負荷率ｒ（ｉ）の変化を示すものであり、本明細書では負荷率勾配と称する。実線のグラフＧ１は、プレーナ型のスイッチング素子３ｃ、３ｄを含んでいる変換回路１０ｃ、１０ｄに対する負荷率変化を示しており、破線のグラフＧ２、Ｇ３は、トレンチ型のスイッチング素子３ａ、３ｂを含んでいる変換回路１０ａ、１０ｂに対する負荷率変化を示している。図４から明らかな通り、素子温度Ｔ（ｉ）が制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１（＞Ｔｓ）までの範囲では、トレンチ型のスイッチング素子を含んでいる変換回路１０ａ、１０ｂの負荷率勾配（グラフＧ２の勾配）が、プレーナ型のスイッチング素子を含んでいる変換回路１０ｃ、１０ｄの負荷率勾配（グラフＧ１の勾配）よりも緩やかになっている。 In FIG. 4, the gradient of the graph in the range higher than the limit start temperature Ts indicates the change of the load factor r (i) with respect to the change of the element temperature T (i), and is referred to as the load factor gradient in the present specification. .. The solid line graph G1 shows the load factor change with respect to the conversion circuits 10c and 10d including the planar type switching elements 3c and 3d, and the broken line graphs G2 and G3 include the trench type switching elements 3a and 3b. The load factor change with respect to the conversion circuits 10a and 10b is shown. As is clear from FIG. 4, in the range where the element temperature T (i) is from the limiting start temperature Ts to the first temperature T1 (> Ts), the load factor gradient of the conversion circuits 10a and 10b including the trench type switching element. (Gradient of graph G2) is gentler than the load factor gradient (gradient of graph G1) of the conversion circuits 10c and 10d including the planar type switching element.

一方、素子温度Ｔ（ｉ）が第１温度Ｔ１を超える範囲では、変換回路１０ａ、１０ｂの負荷率勾配（グラフＧ３の勾配）が、変換回路１０ｃ、１０ｄの負荷率勾配（グラフＧ１の勾配）よりも急峻になっている。コントローラ１７は、図４のグラフを参照して、各変換回路の現在の素子温度に応じた負荷率ｒ（ｉ）を決定する（ステップＳ４）。そして、コントローラ１７は、初期上限値Ｉｍ（ｉ）に現在の負荷率ｒ（ｉ）を乗じ、現在の素子温度に対する変換回路の出力上限値を決定する（ステップＳ５）。 On the other hand, in the range where the element temperature T (i) exceeds the first temperature T1, the load factor gradient of the conversion circuits 10a and 10b (gradient of the graph G3) is the load factor gradient of the conversion circuits 10c and 10d (gradient of the graph G1). It is steeper than. The controller 17 determines the load factor r (i) according to the current element temperature of each conversion circuit with reference to the graph of FIG. 4 (step S4). Then, the controller 17 multiplies the initial upper limit value Im (i) by the current load factor r (i) to determine the output upper limit value of the conversion circuit with respect to the current element temperature (step S5).

コントローラ１７は、変換回路１０ａ−１０ｄの夫々に対して、ステップＳ４、Ｓ５の処理を行う（ステップＳ３、Ｓ６：ＮＯ→Ｓ７→Ｓ４）。また、コントローラ１７は、所定の周期毎に、図３の処理を繰り返す。 The controller 17 performs the processes of steps S4 and S5 for each of the conversion circuits 10a-10d (steps S3 and S6: NO → S7 → S4). Further, the controller 17 repeats the process of FIG. 3 at predetermined cycles.

コントローラ１７は、上記の保護制御とは独立して、上位のコントローラから与えられる出力指令値に応じて、各変換回路１０ａ−１０ｄの目標出力を決め、その目標出力が実現されるように、各変換回路１０ａ−１０ｄのスイッチング素子３ａ−３ｄを駆動する。ただし、変換回路１０ａ−１０ｄのそれぞれの目標出力が現在の出力上限値を超えている場合は、目標出力を出力上限値に変更する。即ち、コントローラ１７は、変換回路１０ａ−１０ｄの夫々に対して、その出力が現在の出力上限値を超えないように、スイッチング素子３ａ−３ｄを制御する。こうして、コントローラ１７は、各スイッチング素子３ａ−３ｄを過熱から保護する。 Independent of the above-mentioned protection control, the controller 17 determines the target output of each conversion circuit 10a-10d according to the output command value given from the higher-level controller, and each of the controller 17 determines the target output so that the target output is realized. It drives the switching elements 3a-3d of the conversion circuit 10a-10d. However, when each target output of the conversion circuits 10a-10d exceeds the current output upper limit value, the target output is changed to the output upper limit value. That is, the controller 17 controls the switching elements 3a-3d for each of the conversion circuits 10a-10d so that the output does not exceed the current output upper limit value. In this way, the controller 17 protects each switching element 3a-3d from overheating.

先に述べたように、負荷率勾配は、次の通りに設定されている。素子の温度Ｔ（ｉ）が制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１までの温度範囲では、トレンチ型のスイッチング素子３ａ，３ｄを含んでいる変換回路１０ａ、１０ｂに対する負荷率勾配（グラフＧ２）がプレーナ型のスイッチング素子３ｃ、３ｄを含んでいる変換回路１０ｃ、１０ｄに対する負荷率勾配（グラフＧ１）よりも緩やかになるように設定されている。第１温度Ｔ１を超える温度範囲では、変換回路１０ａ、１０ｂに対する負荷率勾配（グラフＧ３）が変換回路１０ｃ、１０ｄに対する負荷率勾配（グラフＧ１）よりも急峻になるように設定されている。なお、制限開始温度Ｔｓと負荷率１００［％］となる温度Ｔ２は、トレンチ型／プレーナ型いずれのスイッチング素子の変換回路でも同じに設定されている。 As mentioned earlier, the load factor gradient is set as follows. In the temperature range from the limit start temperature Ts to the first temperature T1 where the element temperature T (i) is the limit start temperature Ts, the load factor gradient (graph G2) with respect to the conversion circuits 10a and 10b including the trench-type switching elements 3a and 3d is planarized. It is set to be gentler than the load factor gradient (graph G1) with respect to the conversion circuits 10c and 10d including the type switching elements 3c and 3d. In the temperature range exceeding the first temperature T1, the load factor gradient (graph G3) for the conversion circuits 10a and 10b is set to be steeper than the load factor gradient (graph G1) for the conversion circuits 10c and 10d. The limit start temperature Ts and the temperature T2 at which the load factor is 100 [%] are set to be the same in the conversion circuit of either the trench type / planar type switching element.

負荷率勾配を上記のごとく設定した理由を説明する。なお、以下では、説明の便宜上、トレンチ型スイッチング素子を採用している変換回路を第１変換回路と称し、プレーナ型スイッチング素子を採用している変換回路を第２変換回路と称する。 The reason why the load factor gradient is set as described above will be described. In the following, for convenience of explanation, the conversion circuit that employs the trench type switching element is referred to as the first conversion circuit, and the conversion circuit that employs the planar type switching element is referred to as the second conversion circuit.

前述したように、トレンチ型スイッチング素子はプレーナ型スイッチング素子よりもオン抵抗（定常損失）が小さい。それゆえ、同じ負荷率勾配で出力上限値を低下させると、制限を加えることによって得られる定常損失の低下分がスイッチング素子のタイプによって異なる。 As described above, the trench type switching element has a smaller on-resistance (steady loss) than the planar type switching element. Therefore, when the output upper limit value is lowered with the same load factor gradient, the amount of reduction in steady-state loss obtained by applying the limitation differs depending on the type of switching element.

具体的には、プレーナ型スイッチング素子における定常損失の低下分がトレンチ型スイッチング素子における定常損失の低下分よりも大きくなる。例えば、低温時の出力上限値を出力しているときの定常損失がプレーナ型スイッチング素子では１００［Ｗ］であり、トレンチ型スイッチング素子では８０［Ｗ］であるとする。出力上限値を８０［％］に制限すると、プレーナ型スイッチング素子では２０［Ｗ］の損失低下分が見込まれ、トレンチ側スイッチング素子では１６［Ｗ］の定常損失低下分が見込まれる。プレーナ型スイッチング素子の方が、損失低下分が大きいので、プレーナ型スイッチング素子の方がトレンチ型スイッチング素子よりも早く素子温度が下がる。素子温度が早く下がるので、プレーナ型スイッチング素子を備えた変換回路（第２変換回路）の出力制限が緩和され、負荷率が上昇する。 Specifically, the decrease in steady loss in the planar switching element is larger than the decrease in steady loss in the trench type switching element. For example, it is assumed that the steady loss when the output upper limit value at low temperature is output is 100 [W] for the planar type switching element and 80 [W] for the trench type switching element. When the output upper limit value is limited to 80 [%], a loss reduction of 20 [W] is expected for the planar type switching element, and a steady loss reduction of 16 [W] is expected for the trench side switching element. Since the planar type switching element has a larger loss reduction amount, the element temperature of the planar type switching element drops faster than that of the trench type switching element. Since the element temperature drops quickly, the output limitation of the conversion circuit (second conversion circuit) provided with the planar type switching element is relaxed, and the load factor increases.

一方、トレンチ型スイッチング素子は制限による損失低下分が小さいので、素子温度はゆっくりとしか変化しない。それゆえ、負荷率が小さいままの期間が長くなる。即ち、トレンチ型スイッチング素子を含む変換回路（第１変換回路）とプレーナ型スイッチング素子を含む変換回路（第２変換回路）に同じ負荷率勾配を適用すると、第１変換回路の負荷率が第２変換回路の負荷率よりも低い状態が長く続くことになる。 On the other hand, since the trench type switching element has a small loss reduction due to limitation, the element temperature changes only slowly. Therefore, the period during which the load factor remains small becomes long. That is, when the same load factor gradient is applied to the conversion circuit including the trench type switching element (first conversion circuit) and the conversion circuit including the planar type switching element (second conversion circuit), the load factor of the first conversion circuit becomes the second. The state of being lower than the load factor of the conversion circuit will continue for a long time.

そこで、実施例の電力変換装置２では、図４に示したとおり、夫々の変換回路に異なる負荷率勾配を適用する。図４に示されているように、第１変換回路（トレンチ型）では、制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１までは、負荷率勾配が緩やかである。即ち、制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１までは、第１変換回路の負荷率が第２変換回路（プレーナ型）よりも緩やかに低下する。従って、素子温度が上昇しても、第１変換回路の負荷率はあまり下がらず、素子温度が低い第２変換回路の負荷率と同程度の負荷率を維持することができる。 Therefore, in the power conversion device 2 of the embodiment, as shown in FIG. 4, different load factor gradients are applied to the respective conversion circuits. As shown in FIG. 4, in the first conversion circuit (trench type), the load factor gradient is gentle from the limiting start temperature Ts to the first temperature T1. That is, from the limit start temperature Ts to the first temperature T1, the load factor of the first conversion circuit gradually decreases as compared with the second conversion circuit (planar type). Therefore, even if the element temperature rises, the load factor of the first conversion circuit does not decrease so much, and the load factor can be maintained at the same level as the load factor of the second conversion circuit having a low element temperature.

ただし、素子温度が高くなると（第１温度Ｔ１を超えると）、第１変換回路（トレンチ型）では、素子温度を素早く下げる必要があるため、負荷率を急激に下げることになる。これが、第１温度Ｔ１を超える範囲では、第１変換回路に対する負荷率勾配（グラフＧ３）を、第２変換回路に対する負荷率勾配（グラフＧ１）よりも急峻にする理由である。 However, when the element temperature rises (exceeding the first temperature T1), in the first conversion circuit (trench type), the element temperature needs to be lowered quickly, so that the load factor is sharply lowered. This is the reason why the load factor gradient for the first conversion circuit (graph G3) is steeper than the load factor gradient for the second conversion circuit (graph G1) in the range exceeding the first temperature T1.

上記の通り、スイッチング素子のタイプに応じて負荷率勾配を変えることで、第１変換回路（トレンチ型）の負荷率が第２変換回路（プレーナ型）よりも低くなる期間を短くすることができる。 As described above, by changing the load factor gradient according to the type of switching element, the period during which the load factor of the first conversion circuit (trench type) becomes lower than that of the second conversion circuit (planar type) can be shortened. ..

第１変換回路（トレンチ型）において負荷率勾配が変化する第１温度Ｔ１は、制限が加えられた出力上限値の電流が流れたときに、損失による発熱とのバランスで素子温度が達する平衡点に設定することが望ましい。次に、平衡点について説明する。 The first temperature T1 in which the load factor gradient changes in the first conversion circuit (trench type) is an equilibrium point where the element temperature reaches in balance with heat generation due to loss when a current with a limited output upper limit flows. It is desirable to set to. Next, the equilibrium point will be described.

今、次の記号を導入する。
オン抵抗：Ｒｏｎ［Ω］
スイッチング素子に流れる電流：Ｉｄ［Ａ］
オフ損失係数：ａ［Ｗ／Ａ］、ｂ［Ｗ］
オン損失係数：ｃ［Ｗ／Ａ］、ｄ［Ｗ］
負荷率：ｒ［％／１００］
負荷率勾配：ｅ［％／１００／℃］
素子温度：Ｔｊ［℃］
制限開始温度：Ｔｓ［℃］
素子の熱抵抗：Ｒｔ［℃／Ｗ］ Now introduce the following symbols.
On resistance: Ron [Ω]
Current flowing through the switching element: Id [A]
Off loss coefficient: a [W / A], b [W]
On-loss coefficient: c [W / A], d [W]
Load factor: r [% / 100]
Load factor gradient: e [% / 100 / ° C]
Element temperature: Tj [° C]
Limit start temperature: Ts [° C]
Thermal resistance of the device: Rt [° C / W]

素子の損失Ｊ［Ｗ］は、Ｊ＝Ｒｏｎ×Ｉｄ^２＋（ａ＋ｂ）×Ｉｄ＋（ｃ＋ｄ）となる。素子の温度Ｔｊは、「熱抵抗Ｒｔ×損失Ｊ」で表せるから、Ｔｊ＝Ｒｔ×｛Ｒｏｎ×Ｉｄ^２＋（ａ＋ｂ）×Ｉｄ＋（ｃ＋ｄ）｝となる（式１）。 The element loss J [W] is J = Ron × Id ² + (a + b) × Id + (c + d). Since the temperature Tj of the element can be expressed by “thermal resistance Rt × loss J”, Tj = Rt × {Ron × Id ² + (a + b) × Id + (c + d)} (Equation 1).

一方、素子温度Ｔｊにおける負荷率ｒは、ｒ＝ｅ×（Ｔｊ−Ｔｓ）である。そして、温度Ｔｊにおいてスイッチング素子を流れる電流Ｉｄが、そのときの温度Ｔｊにおける負荷率ｒで制限された出力上限値であるとすると、Ｉｄ＝Ｉｍ×ｒ＝Ｉｍ×ｅ×（Ｔｊ−Ｔｓ）となる（式２）。ただし、Ｔｊ＞Ｔｓであり、電流Ｉｍは初期上限値である。 On the other hand, the load factor r at the element temperature Tj is r = e × (Tj−Ts). Then, assuming that the current Id flowing through the switching element at the temperature Tj is the output upper limit value limited by the load factor r at the temperature Tj at that time, Id = Im × r = Im × e × (Tj−Ts). (Equation 2). However, Tj> Ts, and the current Im is the initial upper limit value.

式２を式１に代入すると、Ｔｊ＝Ｒｔ×［Ｒｏｎ×｛Ｉｍ×ｅ×（Ｔｊ−Ｔｓ）｝^２＋（ａ＋ｂ）×｛Ｉｍ×ｅ×（Ｔｊ−Ｔｓ）｝＋（ｃ＋ｄ）］となる（式３）。式３を解いてえられた素子温度Ｔｊが、平衡点である。 Substituting Equation 2 into Equation 1 yields Tj = Rt × [Ron × {Im × e × (Tj-Ts)} ² + (a + b) × {Im × e × (Tj-Ts)} + (c + d)]. (Equation 3). The element temperature Tj obtained by solving Equation 3 is the equilibrium point.

平衡点を第１温度Ｔ１に設定すると、素子温度が仮に一時的に第１温度Ｔ１を超えても、素子温度はすみやかに第１温度に下がる。そのような第１温度までは緩やかな負荷率勾配を設定しても、トレンチ型スイッチング素子が過熱状態になる可能性は少なくなる。即ち、平衡点を第１温度Ｔ１に設定すれば、トレンチ型スイッチング素子が過熱状態となることを防止しつつ、負荷率勾配が緩やかな範囲を大きく設定することができる。 When the equilibrium point is set to the first temperature T1, even if the element temperature temporarily exceeds the first temperature T1, the element temperature quickly drops to the first temperature. Even if a gentle load factor gradient is set up to such a first temperature, the possibility that the trench type switching element becomes overheated is reduced. That is, if the equilibrium point is set to the first temperature T1, it is possible to set a large range in which the load factor gradient is gentle while preventing the trench-type switching element from becoming overheated.

実施例で説明した技術に関する留意点を述べる。制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１までの間における負荷率勾配は、一定でなくともよい。同様に、第１温度Ｔ１を超える範囲における負荷率勾配も一定でなくともよい。 The points to be noted regarding the technique described in the examples will be described. The load factor gradient between the limiting start temperature Ts and the first temperature T1 does not have to be constant. Similarly, the load factor gradient in the range above the first temperature T1 does not have to be constant.

実施例の電力変換装置は、電気自動車において、直流電電源と走行用モータの間に接続されるデバイスに適している。電気自動車において、走行用のモータに供給する電流に対する負荷率が急激に下がることは、あるいは、負荷率が下がった状態が長く続くことは、車両の走行性能すなわちドライバビリティの低下につながる。本明細書が開示する技術は、トレンチ型スイッチング素子を含んでいる変換回路の負荷率が低下する期間を短くすることができ、電気自動車のドライバビリティに貢献する。 The power converter of the embodiment is suitable for a device connected between a DC power supply and a traveling motor in an electric vehicle. In an electric vehicle, a sudden decrease in the load factor with respect to the current supplied to the traveling motor, or a long-term decrease in the load factor leads to a decrease in the traveling performance, that is, drivability of the vehicle. The technique disclosed in the present specification can shorten the period during which the load factor of the conversion circuit including the trench type switching element decreases, and contributes to the drivability of the electric vehicle.

第１変換回路に採用されるトレンチ型トランジスタと第２変換回路に採用されるプレーナ型トランジスタについては、次の特徴を有していることが望ましい。トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、ある一定の条件下で総損失はほぼ同等である。しかし、トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、低周波数低負荷の状況ではトレンチ型トランジスタがプレーナ型トランジスタよりも有利であり、高周波数高負荷の状況ではプレーナ型トランジスタがトレンチ型トランジスタよりも有利となる損失バランスを有している。さらに、トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、サイズが大きく異ならない素子である。 It is desirable that the trench type transistor used in the first conversion circuit and the planar type transistor used in the second conversion circuit have the following characteristics. Trench-type transistors and planar-type transistors have almost the same total loss under certain conditions. However, in trench-type transistors and planar-type transistors, trench-type transistors are more advantageous than planar-type transistors in low-frequency and low-load situations, and planar-type transistors are more advantageous than trench-type transistors in high-frequency and high-load situations. It has a loss balance. Further, the trench type transistor and the planar type transistor are elements whose sizes do not differ greatly.

電力変換用のスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限られず、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、ヘテロ電界効果トランジスタ（ＨＦＥＴ）、高電子移動型トランジスタ（ＨＥＭＴ）、ジャンクションＦＥＴ（ＪＦＥＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ−ＩＧＢＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）であってもよい。いずれのタイプのスイッチング素子を採用する場合であっても、トランジスタの原理的な構造が同じであって、一方はトレンチ型、他方はプレーナ型であればよい。原理的な構造が同じであれば、トレンチ型とプレーナ型の素子を同時開発するコストを抑えることができる。 Switching elements for power conversion are not limited to MOSFETs, but are not limited to MOSFETs, but are bipolar transistors (BJTs), heterofield effect transistors (HFETs), high electron mobile transistors (HEMTs), junction FETs (JFETs), and insulated gate bipolar transistors (IGBTs). , Reverse conduction IGBT (RC-IGBT), Gate turn-off thyristor (GTO) may be used. Regardless of which type of switching element is adopted, the basic structure of the transistor may be the same, one of which is a trench type and the other of which is a planar type. If the principle structure is the same, the cost of developing a trench type and a planar type element at the same time can be suppressed.

実施例の電力変換装置２は、トレンチ型トランジスタを採用した２個の電力変換回路と、プレーナ型トランジスタを採用した２個の電力変換回路を備えていた。本明細書が開示する技術は、トレンチ型トランジスタを採用した少なくとも１個の電力変換回路と、プレーナ型トランジスタを採用した少なくとも１個の電力変換回路を備えていればよい。 The power conversion device 2 of the embodiment includes two power conversion circuits that employ a trench-type transistor and two power conversion circuits that employ a planar transistor. The technique disclosed herein may include at least one power conversion circuit that employs a trench transistor and at least one power conversion circuit that employs a planar transistor.

第１変換回路と第２変換回路に採用されるトランジスタは、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）で作られたものであってもよいし、シリコンで作られたものであってもよい。また、第１変換回路と第２変換回路に採用されるトランジスタは、ワイドバンドギャップ半導体と呼ばれるタイプ（ＳｉＣ、ＧａＮ、Ｇａ２Ｏ３、ダイアモンド）であってもよい。本明細書が開示する技術は、トランジスタのタイプを問わない。 The transistors used in the first conversion circuit and the second conversion circuit may be made of silicon carbide (SiC) or silicon. Further, the transistors used in the first conversion circuit and the second conversion circuit may be of a type called a wide bandgap semiconductor (SiC, GaN, Ga2O3, diamond). The techniques disclosed herein may be of any transistor type.

本明細書が開示する技術は、電気自動車用の電力変換装置（直流電力の電力をモータ駆動電力に変換する装置）に適している。電気自動車では、もっぱら、最大出力の概ね５０％以下の出力で動作することが全稼働期間の９０％程度を占める。定常損失の小さいトレンチ型トランジスタを多用する本実施例の技術は、そのような状況で用いられる電力変換装置に適している。なお、ここで、「電気自動車」には、走行用にモータとエンジンの双方を備えるハイブリッド車、電源として燃料電池などの発電装置を備える自動車が含まれる。ただし、本明細書が開示する技術は、自動車以外の用途に用いられる電力変換装置に適用することも好適である。 The techniques disclosed herein are suitable for power converters for electric vehicles (devices that convert DC power into motor drive power). In electric vehicles, operating at an output of about 50% or less of the maximum output accounts for about 90% of the total operating period. The technique of this embodiment, which makes heavy use of trench transistors with low steady-state loss, is suitable for power conversion devices used in such situations. Here, the "electric vehicle" includes a hybrid vehicle equipped with both a motor and an engine for traveling, and a vehicle equipped with a power generation device such as a fuel cell as a power source. However, the techniques disclosed herein are also preferably applied to power converters used in applications other than automobiles.

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。 Although specific examples of the present invention have been described in detail above, these are merely examples and do not limit the scope of claims. The techniques described in the claims include various modifications and modifications of the specific examples illustrated above. The technical elements described herein or in the drawings exhibit their technical usefulness alone or in various combinations, and are not limited to the combinations described in the claims at the time of filing. In addition, the techniques illustrated in the present specification or drawings can achieve a plurality of purposes at the same time, and achieving one of the purposes itself has technical usefulness.

２：電力変換装置
３ａ−３ｄ：スイッチング素子
４ａ−４ｄ、６ａ−６ｄ：ダイオード
５ａ−５ｄ：リアクトル
７ａ−７ｄ：温度センサ
７ｂ：温度センサ
１０ａ、１０ｂ：変換回路（第１変換回路）
１０ｃ、１０ｄ：変換回路（第２変換回路）
１２ａ、１２ｂ：入力端
１３ａ、１３ｂ：出力端
１７：コントローラ
２１：直流電源
２２、２４：コンデンサ
３１：インバータ
３２：モータ
１００：電気自動車 2: Power conversion device 3a-3d: Switching elements 4a-4d, 6a-6d: Diode 5a-5d: Reactor 7a-7d: Temperature sensor 7b: Temperature sensor 10a, 10b: Conversion circuit (first conversion circuit)
10c, 10d: Conversion circuit (second conversion circuit)
12a, 12b: Input end 13a, 13b: Output end 17: Controller 21: DC power supply 22, 24: Capacitor 31: Inverter 32: Motor 100: Electric vehicle

Claims

It ’s a power converter,
A DC booster circuit that uses a trench-type switching element as a switching element for power conversion, and at least one first conversion circuit.
A DC booster circuit that is connected in parallel with the first conversion circuit and uses a planar type switching element as a switching element for power conversion, and at least one second conversion circuit.
For each of the conversion circuits, when the current element temperature of the switching element included in the conversion circuit exceeds a predetermined temperature (limit start temperature), the output upper limit is lower than the limit start temperature. A controller that determines the output upper limit value at the current element temperature by multiplying the value by a predetermined ratio (load factor), and
Is equipped with
A load factor gradient is set for each of the conversion circuits so that the load factor decreases as the element temperature rises in a temperature range higher than the limit start temperature.
In the temperature range from the limit start temperature to the first temperature higher than the limit start temperature, the load factor gradient with respect to the first conversion circuit is set to be gentler than the load factor gradient with respect to the second conversion circuit. Has been
In the temperature range exceeding the first temperature, the load factor gradient with respect to the first conversion circuit is set to be steeper than the load factor gradient with respect to the second conversion circuit.
Power converter.