JP6900887B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本明細書が開示する技術は、電力変換装置に関する。特に、特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換装置に関する。 The techniques disclosed herein relate to power converters. In particular, the present invention relates to a power conversion device using switching elements having different characteristics.
電力変換用のスイッチング素子として特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換装置が知られている。特許文献1に、そのような電力変換装置の一例が開示されている。特許文献1の電力変換装置は、3レベルのパルス信号を出力するデバイスである。その電力変換装置では、長周期のパルス信号を生成する第1変換回路と、短周期のパルス信号を生成する第2変換回路が並列に接続されている。電力変換装置の出力は、第1変換回路の出力信号と第2変換回路の出力信号が重畳されたものとなる。長周期のパルス信号を生成する第1変換回路には、ゲートターンオフサイリスタ(通称GTO)が用いられており、短周期のパルス信号を生成する第2変換回路には、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(通称IGBT)が用いられている。GTOはIGBTと比較すると、オン抵抗(定常損失)が小さいがスイッチング損失が大きい。一方、IGBTはGTOと比較すると、スイッチング損失は小さいがオン抵抗は大きい。特許文献1の電力変換装置は、スイッチング回数の少ない長周期のパルス信号を生成する第1変換回路にはGTOを採用し、スイッチング回数の多い短周期のパルス信号を生成する第2変換回路にはIGBTを採用し、変換装置全体の損失を抑える。
As a switching element for power conversion, a power conversion device using a switching element having different characteristics is known.
一方、スイッチング素子の温度が高くなると、変換回路の出力上限値を下げ、スイッチング素子の過熱を抑える技術が知られている(特許文献2)。そのような制御は一般に「保護制御」と呼ばれている。 On the other hand, there is known a technique of lowering the output upper limit value of a conversion circuit to suppress overheating of a switching element when the temperature of the switching element rises (Patent Document 2). Such control is commonly referred to as "protective control".
本願の出願人は、特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換回路を並列に接続した新たな電力変換装置を提案した(特願2017−191200、2017年9月29日出願、本願出願時は未公開)。その電力変換装置は、並列に接続されている第1、第2変換回路を備えている。第1変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型スイッチング素子を用いている。第2変換回路は電力変換用のスイッチング素子として、プレーナ型スイッチング素子を用いている。 The applicant of the present application has proposed a new power conversion device in which power conversion circuits using switching elements having different characteristics are connected in parallel (Japanese Patent Application No. 2017-191200, filed on September 29, 2017, not yet filed at the time of filing the application of the present application). Release). The power conversion device includes first and second conversion circuits connected in parallel. The first conversion circuit uses a trench type switching element as a switching element for power conversion. The second conversion circuit uses a planar type switching element as a switching element for power conversion.
並列に接続する変換回路で用いるのに適したトレンチ型スイッチング素子とプレーナ型スイッチング素子には次の傾向がある。トレンチ型スイッチング素子はプレーナ型スイッチング素子よりもオン抵抗(定常損失)が小さい。逆に、プレーナ型スイッチング素子はトレンチ型スイッチング素子よりもスイッチング損失が小さい。上記した第1、第2変換回路を採用した利点は、次の通りである。出力指令値が小さい場合は、第2変換回路は停止し、オン抵抗(定常損失)が小さいトレンチ型スイッチング素子を採用した第1変換回路のみを用いることで、全体の損失を抑えることができる。 Trench-type switching elements and planar-type switching elements suitable for use in conversion circuits connected in parallel have the following tendencies. The trench type switching element has a smaller on-resistance (steady loss) than the planar type switching element. On the contrary, the planar type switching element has a smaller switching loss than the trench type switching element. The advantages of adopting the above-mentioned first and second conversion circuits are as follows. When the output command value is small, the second conversion circuit is stopped, and the overall loss can be suppressed by using only the first conversion circuit that employs a trench-type switching element having a small on-resistance (steady loss).
出力指令値が大きい場合は、両方の変換回路を用いることになる。出力指令値が大きいとスイッチング素子の温度が上昇する。夫々のスイッチング素子が所定の温度を超えたら出力上限値を下げてスイッチング素子を保護する制御(保護制御)が必要となる。典型的な保護制御として、スイッチング素子の温度(素子温度)が所定温度(制限開始温度)を超えたら、温度が高くなるにつれて変換回路の出力上限値を下げるという手法がある。具体的には、素子温度が制限開始温度を超えた場合に、夫々の変換回路に対して、制限開始温度より低いときの出力上限値(初期上限値)に対して所定の割合(負荷率)を乗じて各素子温度における出力上限値を決定する。そして、素子温度が高くなるにつれて負荷率が減少するように、素子温度変化に対する負荷率変化の勾配(負荷率勾配)が予め定められている。 If the output command value is large, both conversion circuits will be used. If the output command value is large, the temperature of the switching element rises. When each switching element exceeds a predetermined temperature, it is necessary to control (protection control) to protect the switching element by lowering the output upper limit value. As a typical protection control, when the temperature of the switching element (element temperature) exceeds a predetermined temperature (limit start temperature), there is a method of lowering the output upper limit value of the conversion circuit as the temperature rises. Specifically, when the element temperature exceeds the limit start temperature, a predetermined ratio (load factor) to the output upper limit value (initial upper limit value) when the element temperature is lower than the limit start temperature for each conversion circuit. To determine the output upper limit value at each element temperature by multiplying by. Then, the gradient of the load factor change with respect to the element temperature change (load factor gradient) is predetermined so that the load factor decreases as the element temperature rises.
先に述べたように、第1変換回路は定常損失がプレーナ型スイッチング素子よりも小さいトレンチ型スイッチング素子を用いている。第2変換回路は定常損失がトレンチ型スイッチング素子よりも大きいプレーナ型スイッチング素子を用いている。第1、第2変換回路の両方に同じ負荷率勾配で制限を加えると、スイッチング素子の定常損失の相違により、第1変換回路では、初期上限値に乗じる負荷率が第2変換回路の負荷率よりも小さい状態が長く続くことが多くなる。第1変換回路に対する負荷率が小さくなりすぎると、電力変換装置全体の出力上限値が下がってしまう。本明細書は、タイプの異なるスイッチング素子を用いた複数の変換回路を並列に接続した電力変換装置に適した保護制御の技術を提供する。なお、同じ負荷率勾配を適用すると、トレンチ型スイッチング素子を用いた第1変換回路の負荷率が下がり易くなることの詳しい説明は実施例の項で述べる。 As described above, the first conversion circuit uses a trench type switching element having a smaller steady-state loss than the planar type switching element. The second conversion circuit uses a planar type switching element having a larger steady loss than the trench type switching element. When both the first and second conversion circuits are limited by the same load factor gradient, the load factor multiplied by the initial upper limit is the load factor of the second conversion circuit in the first conversion circuit due to the difference in the steady loss of the switching element. Often the smaller state lasts longer. If the load factor for the first conversion circuit becomes too small, the output upper limit value of the entire power conversion device will drop. The present specification provides a protection control technique suitable for a power conversion device in which a plurality of conversion circuits using different types of switching elements are connected in parallel. A detailed explanation of the fact that the load factor of the first conversion circuit using the trench-type switching element tends to decrease when the same load factor gradient is applied will be described in the section of Examples.
本明細書が開示する電力変換装置は、少なくとも1個の第1変換回路と、少なくとも1個の第2変換回路と、コントローラを備えている。第1変換回路と第2変換回路はいずれも直流昇圧回路である。第1変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型のスイッチング素子を用いている。第2変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてプレーナ型のスイッチング素子を用いている。第1変換回路と第2変換回路は並列に接続されている。コントローラは、スイッチング素子の現在の素子温度が所定の温度(制限開始温度)を超えた場合に、夫々の変換回路に対して、制限開始温度より低いときの出力上限値(初期上限値)に対して所定の割合(負荷率)を乗じて現在の素子温度における出力上限値を決定する。ここで、素子温度が高くなるにつれて負荷率が減少するように、素子温度の変化に対する負荷率の変化を示す負荷率勾配が、夫々の電力変換回路に対して定められている。そして、制限開始温度から第1温度(>制限開始温度)までの温度範囲では、第1変換回路に対する負荷率勾配が第2変換回路に対する負荷率勾配よりも緩やかになるように設定されている。一方、第1温度を超える温度範囲では、第1変換回路に対する負荷率勾配が第2変換回路に対する負荷率勾配よりも急峻になるように設定されている。その理由は実施形態の項で述べるが、上記の構成により、トレンチ型スイッチング素子を用いた第1変換回路の負荷率が小さくなり難くなる。 The power conversion device disclosed in the present specification includes at least one first conversion circuit, at least one second conversion circuit, and a controller. Both the first conversion circuit and the second conversion circuit are DC booster circuits. The first conversion circuit uses a trench-type switching element as a switching element for power conversion. The second conversion circuit uses a planar type switching element as a switching element for power conversion. The first conversion circuit and the second conversion circuit are connected in parallel. When the current element temperature of the switching element exceeds a predetermined temperature (limit start temperature), the controller applies the output upper limit value (initial upper limit value) when the current element temperature of the switching element is lower than the limit start temperature to each conversion circuit. The output upper limit value at the current element temperature is determined by multiplying by a predetermined ratio (load factor). Here, a load factor gradient indicating a change in the load factor with respect to a change in the element temperature is set for each power conversion circuit so that the load factor decreases as the element temperature rises. Then, in the temperature range from the limit start temperature to the first temperature (> limit start temperature), the load factor gradient for the first conversion circuit is set to be gentler than the load factor gradient for the second conversion circuit. On the other hand, in the temperature range exceeding the first temperature, the load factor gradient for the first conversion circuit is set to be steeper than the load factor gradient for the second conversion circuit. The reason will be described in the section of the embodiment, but the above configuration makes it difficult for the load factor of the first conversion circuit using the trench type switching element to become small.
本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。 Details of the techniques disclosed herein and further improvements will be described in the "Modes for Carrying Out the Invention" below.
図面を参照して実施例の電力変換装置を説明する。実施例の電力変換装置2は、電気自動車100に搭載されている。図1に、電気自動車100の電力系のブロック図を示す。電気自動車100は、直流電源21と、電力変換装置2と、インバータ31と、走行用のモータ32を備えている。電力変換装置2は、直流電源21の出力電圧を昇圧してインバータ31に供給するデバイスである。インバータ31は、電力変換装置2によって昇圧された直流電力を、走行用モータ32の駆動に適した交流電力に変換する。別言すれば、電力変換装置2は、インバータ31とともに動作し、直流電源21の電力を走行用のモータ32の駆動電力に変換するデバイスである。直流電源21は、燃料電池である。直流電源21は、リチウムイオンバッテリなどの二次電池であってもよい。
The power conversion device of the embodiment will be described with reference to the drawings. The
電力変換装置2は、4個の電力変換回路(変換回路10a−10d)と、コンデンサ22、24と、コントローラ17を備えている。
The
4個の変換回路10a−10dは、共通の入力端12a、12bと、共通の出力端13a、13bの間に並列に接続されている。4個の変換回路10a―10dは、全て、入力される電力の電圧を昇圧して出力する昇圧コンバータである。変換回路10a、10bは、同じ構造である。変換回路10c、10dは、使用されているスイッチング素子のタイプを除き、変換回路10aと同じ構造である。
The four
なお、共通の入力端12a、12bの間にはコンデンサ22が接続されており、共通の出力端13a、13bの間にはコンデンサ24が接続されている。コンデンサ22は、変換回路10a−10dに入力される電流を平滑化し、コンデンサ24は、変換回路10a−10dから出力される電流を平滑化する。
A
変換回路10aについて説明する。変換回路10aは、スイッチング素子3aと、ダイオード4aと、リアクトル5aとダイオード6aと、温度センサ7aを備えている。リアクトル5aの一端が入力端正極12aに接続されており、他端はダイオード6aのアノードに接続されている。ダイオード6aのカソードは出力端正極13aに接続されている。
The
変換回路10aの入力端負極12bと出力端負極13bは直接に接続されている。リアクトル5aとダイオード6aの中間点と入力端負極12b(出力端負極13b)の間に、スイッチング素子3aが接続されている。ダイオード4aは、スイッチング素子3aに対して逆並列に接続されている。
The input end
スイッチング素子3aは、コントローラ17によって制御される。スイッチング素子3aが所定のデューティ比でオンオフすると、入力端12a、12bに印加されている直流電源21の電力の電圧が昇圧されて、出力端13a、13bから出力される。図1の変換回路10aの回路と動作はよく知られているので、詳しい説明は省略する。
The switching
スイッチング素子3aの近傍に温度センサ7aが配置されている。温度センサ7aはスイッチング素子3aの温度を計測する。温度センサ7aの計測値は、コントローラ17に送られる。
A
変換回路10bは、スイッチング素子3bと、ダイオード4bと、リアクトル5bとダイオード6bと、温度センサ7bを備えている。変換回路10bの構造は、変換回路10aの構造と同一である。温度センサ7bの計測値も、コントローラ17に送られる。温度センサ7bから延びている破線の先の「to Cntller」の文字列は、「to Controller(コントローラ17へ)」の略である。スイッチング素子3bのゲートにつながっている破線の先の「from Cntller」の文字列は、「from Controller(コントローラ17から)」の略である。温度センサ7bにつながっている破線は、温度センサ7bの計測値がコントローラ17へ送られることを表しており、スイッチング素子3bのゲートにつながっている破線は、スイッチング素子3bがコントローラ17によって駆動されることを表している。
The
変換回路10aのスイッチング素子3aと、変換回路10bのスイッチング素子3bは、ともに、トレンチ型のMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)である。
Both the
変換回路10c、10dも、変換回路10aと同じ構造を有している。変換回路10c、10dが変換回路10aと唯一異なる点は、変換回路10c、10dのスイッチング素子3c、3dが、トレンチ型でなく、プレーナ型のMOSFETであることである。
The
ここで、トレンチ型スイッチング素子とプレーナ型スイッチング素子の相違について説明する。図2にトレンチ型とプレーナ型のスイッチング素子の特性の相違を説明する模式図を示す。図2のグラフは、横軸がスイッチング損失の大きさを示しており、縦軸はオン抵抗(定常損失)の大きさを示している。グラフの右下の領域では、オン抵抗(定常損失)がスイッチング損失よりも小さい。グラフの左上の領域では、スイッチング損失がオン抵抗(定常損失)よりも小さい。 Here, the difference between the trench type switching element and the planar type switching element will be described. FIG. 2 shows a schematic diagram illustrating the difference in characteristics between the trench type and the planar type switching element. In the graph of FIG. 2, the horizontal axis shows the magnitude of the switching loss, and the vertical axis represents the magnitude of the on-resistance (steady state loss). In the lower right region of the graph, the on-resistance (steady state loss) is smaller than the switching loss. In the upper left region of the graph, the switching loss is smaller than the on-resistance (steady state loss).
ポイントP1が、トレンチ型スイッチング素子の特性を示しており、ポイントP2がプレーナ型スイッチング素子の特性を示している。トレンチ型スイッチング素子の特性(ポイントP1)は、図2のグラフの右下の領域に属しており、プレーナ型スイッチング素子の特性(ポイントP2)は、グラフの左上の領域に属している。即ち、トレンチ型スイッチング素子はプレーナ型スイッチング素子よりもオン抵抗(定常損失)が小さく、プレーナ型スイッチング素子はトレンチ型スイッチング素子よりもスイッチング損失が小さいという特徴がある。この傾向は、特に、並列に接続される変換回路に適したスイッチング素子でよく表れる。並列に接続される変換回路に適したスイッチング素子とは、耐圧や許容電力の大きさが同等であるスイッチング素子という意味である。 Point P1 shows the characteristics of the trench type switching element, and point P2 shows the characteristics of the planar type switching element. The characteristic of the trench type switching element (point P1) belongs to the lower right region of the graph of FIG. 2, and the characteristic of the planar type switching element (point P2) belongs to the upper left region of the graph. That is, the trench type switching element is characterized in that the on-resistance (steady loss) is smaller than that of the planar type switching element, and the planar type switching element is characterized in that the switching loss is smaller than that of the trench type switching element. This tendency is particularly apparent in switching elements suitable for conversion circuits connected in parallel. A switching element suitable for a conversion circuit connected in parallel means a switching element having the same withstand voltage and allowable power.
また、トレンチ型のMOSFETは、プレーナ型のMOSFETと比較して、JFET抵抗がなく、ピッチ短縮が可能である。トレンチ型のMOSFETは、原理的にオン抵抗(定常損失)は小さいが、容量は大きい。さらにトレンチ型は、トレンチ構造が必要なこと、および、技術的な困難さから、その製造は比較的に高コストである。一方、プレーナ型のMOSFETは、トレンチを作る必要がないため、製造コストが低い。プレーナ型のMOSFETは、原理的に、トレンチ型よりも容量が小さいため、スイッチング損失が小さく、キャリア周波数の高周波数化に適している。また、スイッチング損失が小さいため、トランジスタを冷却するための冷却器を小さくすることができ、システムコストを抑えることができる。 Further, the trench type MOSFET has no JFET resistance as compared with the planar type MOSFET, and the pitch can be shortened. In principle, trench-type MOSFETs have a small on-resistance (steady loss) but a large capacitance. Furthermore, the trench type is relatively expensive to manufacture due to the need for a trench structure and technical difficulties. On the other hand, the planar type MOSFET does not need to form a trench, so that the manufacturing cost is low. In principle, the planar type MOSFET has a smaller capacitance than the trench type, so that the switching loss is small and it is suitable for increasing the carrier frequency. Further, since the switching loss is small, the cooler for cooling the transistor can be made small, and the system cost can be suppressed.
なお、トレンチ型とプレーナ型の相違は、例えば、文献(Fundamentals of Power Semiconductor Devices, B. Jayant Baliga, Springer, 2008)に説明されている。 The difference between the trench type and the planar type is explained, for example, in the literature (Fundamentals of Power Semiconductor Devices, B. Jayant Baliga, Springer, 2008).
電力変換装置2の説明に戻る。電力変換装置2のコントローラ17は、不図示の上位コントローラから、出力指令値を受信する。不図示の上位コントローラは、車速とアクセル開度から、モータ32の目標出力を決定する。不図示の上位コントローラは、モータ32の目標出力を、出力指令値として電力変換装置2へ送信する。なお、不図示の上位コントローラは、インバータ31が出力する交流の目標周波数をインバータ31へ指令する。
Returning to the description of the
電力変換装置2のコントローラ17は、出力指令値が実現されるように、駆動する変換回路の数を決定し、決定した変換回路を駆動する。別言すれば、コントローラ17は、駆動する変換回路の総出力が、出力指令値に等しくなるように、駆動する変換回路の数と、各変換回路の目標出力を決定する。
The
コントローラ17は、出力指令値が所定の出力閾値よりも小さい場合は、オン抵抗(定常損失)の小さいトレンチ型スイッチング素子を採用した第1変換回路10a、10bのみを用いる。スイッチング損失はオン抵抗(定常損失)と比較して、スイッチング素子の発熱量に与える影響が、出力指令値が小さい燃費領域では相対的に小さく、出力指令値が大きい高負荷領域では相対的に大きい。しかし、出力指令値が小さい範囲では、少ない数の変換回路が動作して発熱していても、電力変換装置全体の発熱量が小さければ、冷却器は、発熱量の大きいスイッチング素子を含む第1変換回路10a、10bを集中的に冷却することができる。出力指令値が小さい範囲では、定常損失の小さいトレンチ型スイッチング素子を採用した第1変換回路10a、10bを優先的に活用することで、装置全体の損失を抑えることができる。
When the output command value is smaller than the predetermined output threshold value, the
他方、出力指令値が大きくなると、多数の変換回路、即ち、多数のスイッチング素子を動作させる必要があり、多数のスイッチング素子全体の発熱量が問題となってくる。そこで、出力指令値が大きい場合に動作させる変換回路には、スイッチング損失が小さいプレーナ型スイッチング素子を採用する。そうすることで、複数のスイッチング素子全体の発熱量を抑制し、装置全体の損失を抑える。 On the other hand, when the output command value becomes large, it is necessary to operate a large number of conversion circuits, that is, a large number of switching elements, and the amount of heat generated by the entire large number of switching elements becomes a problem. Therefore, a planar type switching element having a small switching loss is adopted as the conversion circuit to be operated when the output command value is large. By doing so, the amount of heat generated by the entire plurality of switching elements is suppressed, and the loss of the entire device is suppressed.
出力指令値に応じてタイプの異なるスイッチング素子を使い分けることは、特に、低出力が要求される頻度が、高出力が要求される頻度よりも大きい電気自動車の電力変換装置(直流電源の出力電力を走行用のモータの駆動電力に変換する電力変換装置)に適している。 Using different types of switching elements according to the output command value means that the frequency at which low output is required is greater than the frequency at which high output is required. It is suitable for a power converter) that converts the drive power of a traveling motor into electric power.
また、トレンチ型とプレーナ型のトランジスタは、GTOとIGBTの差ほど、構造が異なるものではない。それゆえ、2種類のスイッチング素子の同時開発コストを抑えることができる。トレンチ型とプレーナ型のスイッチング素子は、IGBTであってもよいし、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であってもよい。 Further, the trench type and planar type transistors are not as different in structure as the difference between the GTO and the IGBT. Therefore, the simultaneous development cost of two types of switching elements can be suppressed. The trench type and planar type switching element may be an IGBT or a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).
変換回路10a−10dの保護制御について説明する。スイッチング素子は、大きい電流が流れると発熱する。先に述べたように、出力指令値が大きい場合、コントローラ17は、全ての変換回路10a−10dを駆動する。大出力の期間が長く続くとスイッチング素子が耐熱温度を超えてしまうおそれがある。そこで、コントローラ17は、スイッチング素子の温度(素子温度)が所定の温度(制限開始温度)を超えると、変換回路の出力上限値を下げる。そして、各変換回路の出力が出力上限値を上回らないように、各変換回路を制御する。図3に保護制御のフローチャートを示す。
The protection control of the
各変換回路10a−10dの夫々には、素子温度が制限開始温度より低いときの出力上限値が予め定められている。本実施例の場合、出力は電流である。各変換回路10a−10dの夫々に対して、素子温度が制限開始温度Tsより低いときの出力電流の上限値が予め定められている。その電流値を以下では、初期出力上限値Im(i)と表記する。なお、電力変換装置2は、4個の変換回路10a−10dを備えているので、「i」は1から4の整数である。以下でも同様である。
Each of the
コントローラ17は、各変換回路10a−10dの夫々の温度センサ7a−7dから、各変換回路10a−10dのスイッチング素子3a−3dの夫々の現在の素子温度T(i)を取得する(ステップS2)。
The
次に、コントローラ17は、各変換回路10a−10dに対して、負荷率r(i)を決定する。負荷率r(i)とは、素子温度が制限開始温度Tsを超えたときに、初期上限値Im(i)に乗じる割合である。負荷率r(i)の単位は[%]であり、その範囲は0から100[%]である。図4に、負荷率の一例を示す。制限開始温度Tsまでは、負荷率r(i)は100[%]である。即ち、素子温度が制限開始温度Tsを超えるまでは、コントローラ17は、変換回路10a−10dの夫々の出力上限値を初期上限値Im(i)に保持する。
Next, the
素子温度T(i)が制限開始温度Tsを超えると、負荷率r(i)は、温度の上昇に伴って低くなるように設定されている。図4の温度Tmは、スイッチング素子の耐熱上限値であり、コントローラ17は、素子温度T(i)が耐熱上限値Tmを超えないように、素子温度が上昇するにつれて、負荷率r(i)を低下させ、変換回路10a−10dの出力上限値を下げていく。
When the element temperature T (i) exceeds the limit start temperature Ts, the load factor r (i) is set to decrease as the temperature rises. The temperature Tm in FIG. 4 is the heat resistance upper limit value of the switching element, and the
図4において、制限開始温度Tsより高い範囲でのグラフの勾配は、素子温度T(i)の変化に対する負荷率r(i)の変化を示すものであり、本明細書では負荷率勾配と称する。実線のグラフG1は、プレーナ型のスイッチング素子3c、3dを含んでいる変換回路10c、10dに対する負荷率変化を示しており、破線のグラフG2、G3は、トレンチ型のスイッチング素子3a、3bを含んでいる変換回路10a、10bに対する負荷率変化を示している。図4から明らかな通り、素子温度T(i)が制限開始温度Tsから第1温度T1(>Ts)までの範囲では、トレンチ型のスイッチング素子を含んでいる変換回路10a、10bの負荷率勾配(グラフG2の勾配)が、プレーナ型のスイッチング素子を含んでいる変換回路10c、10dの負荷率勾配(グラフG1の勾配)よりも緩やかになっている。
In FIG. 4, the gradient of the graph in the range higher than the limit start temperature Ts indicates the change of the load factor r (i) with respect to the change of the element temperature T (i), and is referred to as the load factor gradient in the present specification. .. The solid line graph G1 shows the load factor change with respect to the
一方、素子温度T(i)が第1温度T1を超える範囲では、変換回路10a、10bの負荷率勾配(グラフG3の勾配)が、変換回路10c、10dの負荷率勾配(グラフG1の勾配)よりも急峻になっている。コントローラ17は、図4のグラフを参照して、各変換回路の現在の素子温度に応じた負荷率r(i)を決定する(ステップS4)。そして、コントローラ17は、初期上限値Im(i)に現在の負荷率r(i)を乗じ、現在の素子温度に対する変換回路の出力上限値を決定する(ステップS5)。
On the other hand, in the range where the element temperature T (i) exceeds the first temperature T1, the load factor gradient of the
コントローラ17は、変換回路10a−10dの夫々に対して、ステップS4、S5の処理を行う(ステップS3、S6:NO→S7→S4)。また、コントローラ17は、所定の周期毎に、図3の処理を繰り返す。
The
コントローラ17は、上記の保護制御とは独立して、上位のコントローラから与えられる出力指令値に応じて、各変換回路10a−10dの目標出力を決め、その目標出力が実現されるように、各変換回路10a−10dのスイッチング素子3a−3dを駆動する。ただし、変換回路10a−10dのそれぞれの目標出力が現在の出力上限値を超えている場合は、目標出力を出力上限値に変更する。即ち、コントローラ17は、変換回路10a−10dの夫々に対して、その出力が現在の出力上限値を超えないように、スイッチング素子3a−3dを制御する。こうして、コントローラ17は、各スイッチング素子3a−3dを過熱から保護する。
Independent of the above-mentioned protection control, the
先に述べたように、負荷率勾配は、次の通りに設定されている。素子の温度T(i)が制限開始温度Tsから第1温度T1までの温度範囲では、トレンチ型のスイッチング素子3a,3dを含んでいる変換回路10a、10bに対する負荷率勾配(グラフG2)がプレーナ型のスイッチング素子3c、3dを含んでいる変換回路10c、10dに対する負荷率勾配(グラフG1)よりも緩やかになるように設定されている。第1温度T1を超える温度範囲では、変換回路10a、10bに対する負荷率勾配(グラフG3)が変換回路10c、10dに対する負荷率勾配(グラフG1)よりも急峻になるように設定されている。なお、制限開始温度Tsと負荷率100[%]となる温度T2は、トレンチ型/プレーナ型いずれのスイッチング素子の変換回路でも同じに設定されている。
As mentioned earlier, the load factor gradient is set as follows. In the temperature range from the limit start temperature Ts to the first temperature T1 where the element temperature T (i) is the limit start temperature Ts, the load factor gradient (graph G2) with respect to the
負荷率勾配を上記のごとく設定した理由を説明する。なお、以下では、説明の便宜上、トレンチ型スイッチング素子を採用している変換回路を第1変換回路と称し、プレーナ型スイッチング素子を採用している変換回路を第2変換回路と称する。 The reason why the load factor gradient is set as described above will be described. In the following, for convenience of explanation, the conversion circuit that employs the trench type switching element is referred to as the first conversion circuit, and the conversion circuit that employs the planar type switching element is referred to as the second conversion circuit.
前述したように、トレンチ型スイッチング素子はプレーナ型スイッチング素子よりもオン抵抗(定常損失)が小さい。それゆえ、同じ負荷率勾配で出力上限値を低下させると、制限を加えることによって得られる定常損失の低下分がスイッチング素子のタイプによって異なる。 As described above, the trench type switching element has a smaller on-resistance (steady loss) than the planar type switching element. Therefore, when the output upper limit value is lowered with the same load factor gradient, the amount of reduction in steady-state loss obtained by applying the limitation differs depending on the type of switching element.
具体的には、プレーナ型スイッチング素子における定常損失の低下分がトレンチ型スイッチング素子における定常損失の低下分よりも大きくなる。例えば、低温時の出力上限値を出力しているときの定常損失がプレーナ型スイッチング素子では100[W]であり、トレンチ型スイッチング素子では80[W]であるとする。出力上限値を80[%]に制限すると、プレーナ型スイッチング素子では20[W]の損失低下分が見込まれ、トレンチ側スイッチング素子では16[W]の定常損失低下分が見込まれる。プレーナ型スイッチング素子の方が、損失低下分が大きいので、プレーナ型スイッチング素子の方がトレンチ型スイッチング素子よりも早く素子温度が下がる。素子温度が早く下がるので、プレーナ型スイッチング素子を備えた変換回路(第2変換回路)の出力制限が緩和され、負荷率が上昇する。 Specifically, the decrease in steady loss in the planar switching element is larger than the decrease in steady loss in the trench type switching element. For example, it is assumed that the steady loss when the output upper limit value at low temperature is output is 100 [W] for the planar type switching element and 80 [W] for the trench type switching element. When the output upper limit value is limited to 80 [%], a loss reduction of 20 [W] is expected for the planar type switching element, and a steady loss reduction of 16 [W] is expected for the trench side switching element. Since the planar type switching element has a larger loss reduction amount, the element temperature of the planar type switching element drops faster than that of the trench type switching element. Since the element temperature drops quickly, the output limitation of the conversion circuit (second conversion circuit) provided with the planar type switching element is relaxed, and the load factor increases.
一方、トレンチ型スイッチング素子は制限による損失低下分が小さいので、素子温度はゆっくりとしか変化しない。それゆえ、負荷率が小さいままの期間が長くなる。即ち、トレンチ型スイッチング素子を含む変換回路(第1変換回路)とプレーナ型スイッチング素子を含む変換回路(第2変換回路)に同じ負荷率勾配を適用すると、第1変換回路の負荷率が第2変換回路の負荷率よりも低い状態が長く続くことになる。 On the other hand, since the trench type switching element has a small loss reduction due to limitation, the element temperature changes only slowly. Therefore, the period during which the load factor remains small becomes long. That is, when the same load factor gradient is applied to the conversion circuit including the trench type switching element (first conversion circuit) and the conversion circuit including the planar type switching element (second conversion circuit), the load factor of the first conversion circuit becomes the second. The state of being lower than the load factor of the conversion circuit will continue for a long time.
そこで、実施例の電力変換装置2では、図4に示したとおり、夫々の変換回路に異なる負荷率勾配を適用する。図4に示されているように、第1変換回路(トレンチ型)では、制限開始温度Tsから第1温度T1までは、負荷率勾配が緩やかである。即ち、制限開始温度Tsから第1温度T1までは、第1変換回路の負荷率が第2変換回路(プレーナ型)よりも緩やかに低下する。従って、素子温度が上昇しても、第1変換回路の負荷率はあまり下がらず、素子温度が低い第2変換回路の負荷率と同程度の負荷率を維持することができる。
Therefore, in the
ただし、素子温度が高くなると(第1温度T1を超えると)、第1変換回路(トレンチ型)では、素子温度を素早く下げる必要があるため、負荷率を急激に下げることになる。これが、第1温度T1を超える範囲では、第1変換回路に対する負荷率勾配(グラフG3)を、第2変換回路に対する負荷率勾配(グラフG1)よりも急峻にする理由である。 However, when the element temperature rises (exceeding the first temperature T1), in the first conversion circuit (trench type), the element temperature needs to be lowered quickly, so that the load factor is sharply lowered. This is the reason why the load factor gradient for the first conversion circuit (graph G3) is steeper than the load factor gradient for the second conversion circuit (graph G1) in the range exceeding the first temperature T1.
上記の通り、スイッチング素子のタイプに応じて負荷率勾配を変えることで、第1変換回路(トレンチ型)の負荷率が第2変換回路(プレーナ型)よりも低くなる期間を短くすることができる。 As described above, by changing the load factor gradient according to the type of switching element, the period during which the load factor of the first conversion circuit (trench type) becomes lower than that of the second conversion circuit (planar type) can be shortened. ..
第1変換回路(トレンチ型)において負荷率勾配が変化する第1温度T1は、制限が加えられた出力上限値の電流が流れたときに、損失による発熱とのバランスで素子温度が達する平衡点に設定することが望ましい。次に、平衡点について説明する。 The first temperature T1 in which the load factor gradient changes in the first conversion circuit (trench type) is an equilibrium point where the element temperature reaches in balance with heat generation due to loss when a current with a limited output upper limit flows. It is desirable to set to. Next, the equilibrium point will be described.
今、次の記号を導入する。
オン抵抗:Ron[Ω]
スイッチング素子に流れる電流:Id[A]
オフ損失係数:a[W/A]、b[W]
オン損失係数:c[W/A]、d[W]
負荷率:r[%/100]
負荷率勾配:e[%/100/℃]
素子温度:Tj[℃]
制限開始温度:Ts[℃]
素子の熱抵抗:Rt[℃/W]
Now introduce the following symbols.
On resistance: Ron [Ω]
Current flowing through the switching element: Id [A]
Off loss coefficient: a [W / A], b [W]
On-loss coefficient: c [W / A], d [W]
Load factor: r [% / 100]
Load factor gradient: e [% / 100 / ° C]
Element temperature: Tj [° C]
Limit start temperature: Ts [° C]
Thermal resistance of the device: Rt [° C / W]
素子の損失J[W]は、J=Ron×Id2+(a+b)×Id+(c+d)となる。素子の温度Tjは、「熱抵抗Rt×損失J」で表せるから、Tj=Rt×{Ron×Id2+(a+b)×Id+(c+d)}となる(式1)。 The element loss J [W] is J = Ron × Id 2 + (a + b) × Id + (c + d). Since the temperature Tj of the element can be expressed by “thermal resistance Rt × loss J”, Tj = Rt × {Ron × Id 2 + (a + b) × Id + (c + d)} (Equation 1).
一方、素子温度Tjにおける負荷率rは、r=e×(Tj−Ts)である。そして、温度Tjにおいてスイッチング素子を流れる電流Idが、そのときの温度Tjにおける負荷率rで制限された出力上限値であるとすると、Id=Im×r=Im×e×(Tj−Ts)となる(式2)。ただし、Tj>Tsであり、電流Imは初期上限値である。 On the other hand, the load factor r at the element temperature Tj is r = e × (Tj−Ts). Then, assuming that the current Id flowing through the switching element at the temperature Tj is the output upper limit value limited by the load factor r at the temperature Tj at that time, Id = Im × r = Im × e × (Tj−Ts). (Equation 2). However, Tj> Ts, and the current Im is the initial upper limit value.
式2を式1に代入すると、Tj=Rt×[Ron×{Im×e×(Tj−Ts)}2+(a+b)×{Im×e×(Tj−Ts)}+(c+d)]となる(式3)。式3を解いてえられた素子温度Tjが、平衡点である。
Substituting
平衡点を第1温度T1に設定すると、素子温度が仮に一時的に第1温度T1を超えても、素子温度はすみやかに第1温度に下がる。そのような第1温度までは緩やかな負荷率勾配を設定しても、トレンチ型スイッチング素子が過熱状態になる可能性は少なくなる。即ち、平衡点を第1温度T1に設定すれば、トレンチ型スイッチング素子が過熱状態となることを防止しつつ、負荷率勾配が緩やかな範囲を大きく設定することができる。 When the equilibrium point is set to the first temperature T1, even if the element temperature temporarily exceeds the first temperature T1, the element temperature quickly drops to the first temperature. Even if a gentle load factor gradient is set up to such a first temperature, the possibility that the trench type switching element becomes overheated is reduced. That is, if the equilibrium point is set to the first temperature T1, it is possible to set a large range in which the load factor gradient is gentle while preventing the trench-type switching element from becoming overheated.
実施例で説明した技術に関する留意点を述べる。制限開始温度Tsから第1温度T1までの間における負荷率勾配は、一定でなくともよい。同様に、第1温度T1を超える範囲における負荷率勾配も一定でなくともよい。 The points to be noted regarding the technique described in the examples will be described. The load factor gradient between the limiting start temperature Ts and the first temperature T1 does not have to be constant. Similarly, the load factor gradient in the range above the first temperature T1 does not have to be constant.
実施例の電力変換装置は、電気自動車において、直流電電源と走行用モータの間に接続されるデバイスに適している。電気自動車において、走行用のモータに供給する電流に対する負荷率が急激に下がることは、あるいは、負荷率が下がった状態が長く続くことは、車両の走行性能すなわちドライバビリティの低下につながる。本明細書が開示する技術は、トレンチ型スイッチング素子を含んでいる変換回路の負荷率が低下する期間を短くすることができ、電気自動車のドライバビリティに貢献する。 The power converter of the embodiment is suitable for a device connected between a DC power supply and a traveling motor in an electric vehicle. In an electric vehicle, a sudden decrease in the load factor with respect to the current supplied to the traveling motor, or a long-term decrease in the load factor leads to a decrease in the traveling performance, that is, drivability of the vehicle. The technique disclosed in the present specification can shorten the period during which the load factor of the conversion circuit including the trench type switching element decreases, and contributes to the drivability of the electric vehicle.
第1変換回路に採用されるトレンチ型トランジスタと第2変換回路に採用されるプレーナ型トランジスタについては、次の特徴を有していることが望ましい。トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、ある一定の条件下で総損失はほぼ同等である。しかし、トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、低周波数低負荷の状況ではトレンチ型トランジスタがプレーナ型トランジスタよりも有利であり、高周波数高負荷の状況ではプレーナ型トランジスタがトレンチ型トランジスタよりも有利となる損失バランスを有している。さらに、トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、サイズが大きく異ならない素子である。 It is desirable that the trench type transistor used in the first conversion circuit and the planar type transistor used in the second conversion circuit have the following characteristics. Trench-type transistors and planar-type transistors have almost the same total loss under certain conditions. However, in trench-type transistors and planar-type transistors, trench-type transistors are more advantageous than planar-type transistors in low-frequency and low-load situations, and planar-type transistors are more advantageous than trench-type transistors in high-frequency and high-load situations. It has a loss balance. Further, the trench type transistor and the planar type transistor are elements whose sizes do not differ greatly.
電力変換用のスイッチング素子は、MOSFETに限られず、バイポーラトランジスタ(BJT)、ヘテロ電界効果トランジスタ(HFET)、高電子移動型トランジスタ(HEMT)、ジャンクションFET(JFET)、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(IGBT)、逆導通IGBT(RC−IGBT)、ゲートターンオフサイリスタ(GTO)であってもよい。いずれのタイプのスイッチング素子を採用する場合であっても、トランジスタの原理的な構造が同じであって、一方はトレンチ型、他方はプレーナ型であればよい。原理的な構造が同じであれば、トレンチ型とプレーナ型の素子を同時開発するコストを抑えることができる。 Switching elements for power conversion are not limited to MOSFETs, but are not limited to MOSFETs, but are bipolar transistors (BJTs), heterofield effect transistors (HFETs), high electron mobile transistors (HEMTs), junction FETs (JFETs), and insulated gate bipolar transistors (IGBTs). , Reverse conduction IGBT (RC-IGBT), Gate turn-off thyristor (GTO) may be used. Regardless of which type of switching element is adopted, the basic structure of the transistor may be the same, one of which is a trench type and the other of which is a planar type. If the principle structure is the same, the cost of developing a trench type and a planar type element at the same time can be suppressed.
実施例の電力変換装置2は、トレンチ型トランジスタを採用した2個の電力変換回路と、プレーナ型トランジスタを採用した2個の電力変換回路を備えていた。本明細書が開示する技術は、トレンチ型トランジスタを採用した少なくとも1個の電力変換回路と、プレーナ型トランジスタを採用した少なくとも1個の電力変換回路を備えていればよい。
The
第1変換回路と第2変換回路に採用されるトランジスタは、シリコンカーバイド(SiC)で作られたものであってもよいし、シリコンで作られたものであってもよい。また、第1変換回路と第2変換回路に採用されるトランジスタは、ワイドバンドギャップ半導体と呼ばれるタイプ(SiC、GaN、Ga2O3、ダイアモンド)であってもよい。本明細書が開示する技術は、トランジスタのタイプを問わない。 The transistors used in the first conversion circuit and the second conversion circuit may be made of silicon carbide (SiC) or silicon. Further, the transistors used in the first conversion circuit and the second conversion circuit may be of a type called a wide bandgap semiconductor (SiC, GaN, Ga2O3, diamond). The techniques disclosed herein may be of any transistor type.
本明細書が開示する技術は、電気自動車用の電力変換装置(直流電力の電力をモータ駆動電力に変換する装置)に適している。電気自動車では、もっぱら、最大出力の概ね50%以下の出力で動作することが全稼働期間の90%程度を占める。定常損失の小さいトレンチ型トランジスタを多用する本実施例の技術は、そのような状況で用いられる電力変換装置に適している。なお、ここで、「電気自動車」には、走行用にモータとエンジンの双方を備えるハイブリッド車、電源として燃料電池などの発電装置を備える自動車が含まれる。ただし、本明細書が開示する技術は、自動車以外の用途に用いられる電力変換装置に適用することも好適である。 The techniques disclosed herein are suitable for power converters for electric vehicles (devices that convert DC power into motor drive power). In electric vehicles, operating at an output of about 50% or less of the maximum output accounts for about 90% of the total operating period. The technique of this embodiment, which makes heavy use of trench transistors with low steady-state loss, is suitable for power conversion devices used in such situations. Here, the "electric vehicle" includes a hybrid vehicle equipped with both a motor and an engine for traveling, and a vehicle equipped with a power generation device such as a fuel cell as a power source. However, the techniques disclosed herein are also preferably applied to power converters used in applications other than automobiles.
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。 Although specific examples of the present invention have been described in detail above, these are merely examples and do not limit the scope of claims. The techniques described in the claims include various modifications and modifications of the specific examples illustrated above. The technical elements described herein or in the drawings exhibit their technical usefulness alone or in various combinations, and are not limited to the combinations described in the claims at the time of filing. In addition, the techniques illustrated in the present specification or drawings can achieve a plurality of purposes at the same time, and achieving one of the purposes itself has technical usefulness.
2:電力変換装置
3a−3d:スイッチング素子
4a−4d、6a−6d:ダイオード
5a−5d:リアクトル
7a−7d:温度センサ
7b:温度センサ
10a、10b:変換回路(第1変換回路)
10c、10d:変換回路(第2変換回路)
12a、12b:入力端
13a、13b:出力端
17:コントローラ
21:直流電源
22、24:コンデンサ
31:インバータ
32:モータ
100:電気自動車
2:
10c, 10d: Conversion circuit (second conversion circuit)
12a, 12b:
Claims (1)
電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型のスイッチング素子を用いた直流昇圧回路であって少なくとも1個の第1変換回路と、
前記第1変換回路と並列に接続されており、電力変換用のスイッチング素子としてプレーナ型のスイッチング素子を用いた直流昇圧回路であって少なくとも1個の第2変換回路と、
夫々の前記変換回路に対して、当該変換回路に含まれている前記スイッチング素子の現在の素子温度が所定の温度(制限開始温度)を超えた場合に、前記制限開始温度より低いときの出力上限値に所定の割合(負荷率)を乗じて前記現在の素子温度における出力上限値を決定するコントローラと、
を備えており、
前記制限開始温度よりも高い温度範囲において前記素子温度が高くなるにつれて前記負荷率が減少するように定められた負荷率勾配が、夫々の前記変換回路に対して定められており、
前記制限開始温度から当該制限開始温度よりも高い第1温度までの温度範囲では、前記第1変換回路に対する前記負荷率勾配が前記第2変換回路に対する前記負荷率勾配よりも緩やかになるように設定されており、
前記第1温度を超える温度範囲では、前記第1変換回路に対する前記負荷率勾配が前記第2変換回路に対する前記負荷率勾配よりも急峻となるように設定されている、
電力変換装置。 It ’s a power converter,
A DC booster circuit that uses a trench-type switching element as a switching element for power conversion, and at least one first conversion circuit.
A DC booster circuit that is connected in parallel with the first conversion circuit and uses a planar type switching element as a switching element for power conversion, and at least one second conversion circuit.
For each of the conversion circuits, when the current element temperature of the switching element included in the conversion circuit exceeds a predetermined temperature (limit start temperature), the output upper limit is lower than the limit start temperature. A controller that determines the output upper limit value at the current element temperature by multiplying the value by a predetermined ratio (load factor), and
Is equipped with
A load factor gradient is set for each of the conversion circuits so that the load factor decreases as the element temperature rises in a temperature range higher than the limit start temperature.
In the temperature range from the limit start temperature to the first temperature higher than the limit start temperature, the load factor gradient with respect to the first conversion circuit is set to be gentler than the load factor gradient with respect to the second conversion circuit. Has been
In the temperature range exceeding the first temperature, the load factor gradient with respect to the first conversion circuit is set to be steeper than the load factor gradient with respect to the second conversion circuit.
Power converter.
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