JP2020048301A

JP2020048301A - Power conversion device

Info

Publication number: JP2020048301A
Application number: JP2018174044A
Authority: JP
Inventors: 侑也榊原; Yuya Sakakibara; 智貴鈴木; Tomotaka Suzuki
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2018-09-18
Filing date: 2018-09-18
Publication date: 2020-03-26
Anticipated expiration: 2038-09-18
Also published as: JP7087869B2

Abstract

To provide a power conversion device with suppressed increase in physical size.SOLUTION: A power conversion device has: a plurality of switching elements 340 and 350 connected in parallel; a sense resistance 360 for detecting flowing current quantity; and a plurality of control units 504 and 505 for controlling the plurality of switching elements. Sense ratios are equal in each of the plurality of switching elements. The sense resistance is connected in common to each of sense terminals 340d and 350d of the plurality of switching elements. At least one of the plurality of control units detects voltage of both terminals of the sense resistance.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本明細書に記載の開示は、並列接続された複数のスイッチ素子を有する電力変換装置に関するものである。 The disclosure described in this specification relates to a power converter having a plurality of switch elements connected in parallel.

特許文献１に示されるように、並列接続された２つのスイッチ回路素子と、これら２つのスイッチ回路素子それぞれに対応して設けられた電流検出回路と、を備える半導体装置が知られている。電流検出回路はスイッチ回路素子のセンス端子から入力されるセンス電流を電圧に変換するための抵抗を備えている。 As shown in Patent Literature 1, a semiconductor device including two switch circuit elements connected in parallel and a current detection circuit provided corresponding to each of the two switch circuit elements is known. The current detection circuit includes a resistor for converting a sense current input from a sense terminal of the switch circuit element into a voltage.

特開２０１５−１０４２０８号公報JP 2015-104208 A

上記したように特許文献１では、２つのスイッチ回路素子それぞれに電流検出回路が設けられている。そのために２つのスイッチ回路素子のセンス端子それぞれに抵抗が設けられている。このために半導体装置（電力変換装置）の体格が増大する、という問題があった。 As described above, in Patent Literature 1, a current detection circuit is provided for each of two switch circuit elements. For this purpose, a resistor is provided at each of the sense terminals of the two switch circuit elements. For this reason, there is a problem that the physique of the semiconductor device (power conversion device) increases.

そこで本明細書に記載の開示物は、体格の増大の抑制された電力変換装置を提供することを目的とする。 Therefore, an object of the disclosure described in this specification is to provide a power conversion device in which an increase in physique is suppressed.

開示の１つは、電位差の生じる第１接続点と第２接続点との間で並列接続された複数のスイッチ素子（３４０，３５０）と、
複数のスイッチ素子の通電電流量を検出するためのセンス抵抗（３６０，３７０，３８０）と、
複数のスイッチ素子それぞれをオンオフ制御する複数の制御部（５０４，５０５）と、を有し、
スイッチ素子は、第１接続点に接続される第１端子（３４０ａ，３５０ａ）と、第２接続点に接続される第２端子（３４０ｂ，３５０ｂ）と、センス抵抗に接続されるセンス端子（３４０ｄ，３５０ｄ）と、を有し、
第１端子と第２端子との間を流れる電流と、第１端子とセンス端子との間を流れる電流の比が、複数のスイッチ素子それぞれで等しく、
複数のスイッチ素子のセンス端子それぞれに共通してセンス抵抗が接続され、
複数の制御部のうちの少なくとも１つは、センス抵抗の両端電圧を検出する。 One of the disclosures includes a plurality of switch elements (340, 350) connected in parallel between a first connection point and a second connection point where a potential difference occurs,
A sense resistor (360, 370, 380) for detecting the amount of current flowing through the plurality of switch elements;
A plurality of control units (504, 505) for controlling on / off of each of the plurality of switch elements;
The switch element includes a first terminal (340a, 350a) connected to the first connection point, a second terminal (340b, 350b) connected to the second connection point, and a sense terminal (340d) connected to the sense resistor. , 350d), and
A ratio of a current flowing between the first terminal and the second terminal to a current flowing between the first terminal and the sense terminal is equal in each of the plurality of switch elements;
A sense resistor is commonly connected to each of the sense terminals of the plurality of switch elements,
At least one of the plurality of control units detects a voltage across the sense resistor.

詳しくは発明を実施するための形態で説明するが、本開示の構成であれば、複数のセンス端子（３４０ｄ，３５０ｄ）に共通して接続されたセンス抵抗（３６０，３７０，３８０）の両端電圧に基づいて、複数のスイッチ素子（３４０，３５０）の通電電流量を検出することができる。 Although a detailed description will be given in an embodiment for implementing the present invention, according to the configuration of the present disclosure, a voltage across sense resistors (360, 370, 380) commonly connected to a plurality of sense terminals (340d, 350d). , The amount of current flowing through the plurality of switch elements (340, 350) can be detected.

また本開示によれば、センス抵抗（３６０，３７０，３８０）の数がスイッチ素子（３４０，３５０）の数よりも少なくなる。これにより電力変換装置の体格の増大が抑制される。 Further, according to the present disclosure, the number of sense resistors (360, 370, 380) is smaller than the number of switch elements (340, 350). This suppresses an increase in the physique of the power converter.

なお、上記の括弧内の参照番号は、後述の実施形態に記載の構成との対応関係を示すものに過ぎず、技術的範囲を何ら制限するものではない。 It should be noted that the reference numbers in parentheses described above merely indicate the correspondence with the configurations described in the embodiments described below, and do not limit the technical scope at all.

車載システムを説明するための回路図である。It is a circuit diagram for explaining an in-vehicle system. 開閉部とゲートドライバを説明するための回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram for explaining an opening / closing unit and a gate driver. 開閉部とゲートドライバを説明するための回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram for explaining an opening / closing unit and a gate driver. 開閉部とゲートドライバを説明するための回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram for explaining an opening / closing unit and a gate driver. 車載システムの変形例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the modification of an in-vehicle system.

以下、実施形態を図に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings.

（第１実施形態）
＜車載システム＞
先ず、図１に基づいて車載システム１００を説明する。この車載システム１００は電気自動車用のシステムを構成している。車載システム１００は、バッテリ２００、電力変換器３００、および、モータ４００を有する。 (1st Embodiment)
<In-vehicle system>
First, the in-vehicle system 100 will be described with reference to FIG. This in-vehicle system 100 constitutes a system for an electric vehicle. The in-vehicle system 100 includes a battery 200, a power converter 300, and a motor 400.

また車載システム１００は複数のＥＣＵを有する。図１ではこれら複数のＥＣＵの代表として、電池ＥＣＵ５０１とＭＧＥＣＵ５０２を図示している。これら複数のＥＣＵはバス配線５００を介して相互に信号を送受信している。複数のＥＣＵは協調して電気自動車を制御している。複数のＥＣＵの制御により、バッテリ２００のＳＯＣに応じたモータ４００の回生と力行が制御される。ＳＯＣはstate of chargeの略である。ＥＣＵはelectronic control unitの略である。 The in-vehicle system 100 has a plurality of ECUs. FIG. 1 illustrates a battery ECU 501 and an MGECU 502 as representatives of the plurality of ECUs. These ECUs transmit and receive signals to and from each other via the bus wiring 500. The plurality of ECUs cooperate to control the electric vehicle. Regeneration and power running of the motor 400 according to the SOC of the battery 200 are controlled by the control of the plurality of ECUs. SOC is an abbreviation for state of charge. ECU is an abbreviation for electronic control unit.

なお、ＥＣＵは、少なくとも１つの演算処理装置（ＣＰＵ）と、プログラムおよびデータを記憶する記憶媒体としての少なくとも１つのメモリ装置（ＭＭＲ）と、を有する。ＥＣＵはコンピュータによって読み取り可能な記憶媒体を備えるマイクロコンピュータによって提供される。記憶媒体はコンピュータによって読み取り可能なプログラムを非一時的に格納する非遷移的実体的記憶媒体である。記憶媒体は半導体メモリまたは磁気ディスクなどによって提供され得る。以下、車載システム１００の構成要素を個別に概説する。 The ECU has at least one arithmetic processing unit (CPU) and at least one memory device (MMR) as a storage medium for storing programs and data. The ECU is provided by a microcomputer including a computer-readable storage medium. The storage medium is a non-transitional substantial storage medium that temporarily stores a computer-readable program. The storage medium can be provided by a semiconductor memory or a magnetic disk or the like. Hereinafter, components of the in-vehicle system 100 will be individually outlined.

バッテリ２００は複数の二次電池を有する。これら複数の二次電池は直列接続された電池スタックを構成している。この電池スタックのＳＯＣがバッテリ２００のＳＯＣに相当する。二次電池としてはリチウムイオン二次電池、ニッケル水素二次電池、および、有機ラジカル電池などを採用することができる。 Battery 200 has a plurality of secondary batteries. These plurality of secondary batteries form a battery stack connected in series. The SOC of the battery stack corresponds to the SOC of the battery 200. As the secondary battery, a lithium ion secondary battery, a nickel hydride secondary battery, an organic radical battery, or the like can be used.

電力変換器３００はバッテリ２００とモータ４００との間の電力変換を行う。電力変換器３００はバッテリ２００の直流電力をモータ４００の力行に適した電圧レベルの交流電力に変換する。電力変換器３００はモータ４００の発電（回生）によって生成された交流電力をバッテリ２００の充電に適した電圧レベルの直流電力に変換する。電力変換器３００については後で詳説する。 Power converter 300 performs power conversion between battery 200 and motor 400. Power converter 300 converts the DC power of battery 200 into AC power at a voltage level suitable for powering motor 400. Power converter 300 converts AC power generated by power generation (regeneration) of motor 400 into DC power at a voltage level suitable for charging battery 200. The power converter 300 will be described later in detail.

モータ４００は図示しない電気自動車の出力軸に連結されている。モータ４００の回転エネルギーは出力軸を介して電気自動車の走行輪に伝達される。逆に、走行輪の回転エネルギーは出力軸を介してモータ４００に伝達される。 The motor 400 is connected to an output shaft of an electric vehicle (not shown). The rotational energy of the motor 400 is transmitted to the traveling wheels of the electric vehicle via the output shaft. Conversely, the rotational energy of the running wheels is transmitted to the motor 400 via the output shaft.

モータ４００は電力変換器３００から供給される交流電力によって力行する。これにより走行輪への推進力の付与が成される。またモータ４００は走行輪から伝達される回転エネルギーによって回生する。この回生によって発生した交流電力は、電力変換器３００によって直流電力に変換されるとともに降圧される。この直流電力がバッテリ２００に供給される。また直流電力は電気自動車に搭載された各種電気負荷にも供給される。 The motor 400 runs by AC power supplied from the power converter 300. As a result, the driving force is applied to the traveling wheels. Further, the motor 400 regenerates by the rotational energy transmitted from the running wheels. The AC power generated by this regeneration is converted into DC power by the power converter 300 and stepped down. This DC power is supplied to battery 200. The DC power is also supplied to various electric loads mounted on the electric vehicle.

＜電力変換器＞
次に電力変換器３００を説明する。電力変換器３００はコンバータ３１０とインバータ３２０を備えている。コンバータ３１０はバッテリ２００の直流電力をモータ４００の力行に適した電圧レベルに昇圧する。インバータ３２０はこの直流電力を交流電力に変換する。この交流電力がモータ４００に供給される。またインバータ３２０はモータ４００で生成された交流電力を直流電力に変換する。コンバータ３１０はこの直流電力をバッテリ２００の充電に適した電圧レベルに降圧する。 <Power converter>
Next, the power converter 300 will be described. The power converter 300 includes a converter 310 and an inverter 320. Converter 310 boosts the DC power of battery 200 to a voltage level suitable for powering motor 400. Inverter 320 converts this DC power into AC power. This AC power is supplied to the motor 400. Inverter 320 converts AC power generated by motor 400 into DC power. Converter 310 reduces this DC power to a voltage level suitable for charging battery 200.

図１に示すようにコンバータ３１０は第１電力ライン３０１と第２電力ライン３０２を介してバッテリ２００と電気的に接続されている。コンバータ３１０は第３電力ライン３０３と第４電力ライン３０４を介してインバータ３２０と電気的に接続されている。 As shown in FIG. 1, converter 310 is electrically connected to battery 200 via first power line 301 and second power line 302. Converter 310 is electrically connected to inverter 320 via third power line 303 and fourth power line 304.

第１電力ライン３０１はバッテリ２００の正極に接続されている。第２電力ライン３０２はバッテリ２００の負極に接続されている。これら第１電力ライン３０１と第２電力ライン３０２に第１平滑コンデンサ３０５が接続されている。第１平滑コンデンサ３０５の有する２つの電極のうちの一方が第１電力ライン３０１に接続され、他方が第２電力ライン３０２に接続されている。 First power line 301 is connected to the positive electrode of battery 200. Second power line 302 is connected to the negative electrode of battery 200. A first smoothing capacitor 305 is connected to the first power line 301 and the second power line 302. One of the two electrodes of the first smoothing capacitor 305 is connected to the first power line 301, and the other is connected to the second power line 302.

第３電力ライン３０３は後述のハイサイド開閉部３１１と接続されている。第４電力ライン３０４は第２電力ライン３０２と接続されている。これら第３電力ライン３０３と第４電力ライン３０４に第２平滑コンデンサ３０６が接続されている。第２平滑コンデンサ３０６の有する２つの電極のうちの一方が第３電力ライン３０３に接続され、他方が第４電力ライン３０４に接続されている。 The third power line 303 is connected to a high-side opening / closing unit 311 described below. The fourth power line 304 is connected to the second power line 302. A second smoothing capacitor 306 is connected to the third power line 303 and the fourth power line 304. One of the two electrodes of the second smoothing capacitor 306 is connected to the third power line 303, and the other is connected to the fourth power line 304.

インバータ３２０はＵ相バスバー３３１〜Ｗ相バスバー３３３を介してモータ４００のＵ相ステータコイル４０１〜Ｗ相ステータコイル４０３と電気的に接続されている。 Inverter 320 is electrically connected to U-phase stator coil 401 to W-phase stator coil 403 of motor 400 via U-phase bus bar 331 to W-phase bus bar 333.

＜コンバータ＞
コンバータ３１０は、ハイサイド開閉部３１１、ローサイド開閉部３１２、および、リアクトル３１３を有する。これらハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２は、後で詳説するように、並列接続されたｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴを有する。パワーＭＯＳＦＥＴは寄生ダイオードを有する。ＩＧＢＴには還流ダイオードが逆並列接続されている。 <Converter>
Converter 310 has a high-side opening / closing section 311, a low-side opening / closing section 312, and a reactor 313. The high-side opening / closing section 311 and the low-side opening / closing section 312 include an n-channel type power MOSFET and an IGBT connected in parallel, as described later in detail. The power MOSFET has a parasitic diode. A freewheel diode is connected in anti-parallel to the IGBT.

図１に示すようにハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２は第３電力ライン３０３から第２電力ライン３０２（第４電力ライン３０４）に向かって順に直列接続されている。そしてハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２との間の中点に第１電力ライン３０１が接続されている。第１電力ライン３０１にリアクトル３１３が設けられている。これによりリアクトル３１３はハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２との間の中点とバッテリ２００の正極とに接続されている。 As shown in FIG. 1, the high-side opening / closing section 311 and the low-side opening / closing section 312 are connected in series from the third power line 303 to the second power line 302 (fourth power line 304). The first power line 301 is connected to a midpoint between the high side opening / closing section 311 and the low side opening / closing section 312. The reactor 313 is provided on the first power line 301. As a result, the reactor 313 is connected to the midpoint between the high side opening / closing section 311 and the low side opening / closing section 312 and to the positive electrode of the battery 200.

コンバータ３１０のハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２はＭＧＥＣＵ５０２によって開閉制御（オンオフ制御）される。ＭＧＥＣＵ５０２は制御信号を生成し、それをゲートドライバ５０３に出力する。ゲートドライバ５０３は制御信号を増幅して開閉部のゲート電極に出力する。これによりＭＧＥＣＵ５０２はコンバータ３１０に入力される直流電力の電圧レベルを昇降圧する。 The high-side opening and closing unit 311 and the low-side opening and closing unit 312 of the converter 310 are controlled to be opened and closed (on / off control) by the MGECU 502. MGECU 502 generates a control signal and outputs it to gate driver 503. The gate driver 503 amplifies the control signal and outputs it to the gate electrode of the opening / closing unit. Thereby, MGECU 502 raises and lowers the voltage level of the DC power input to converter 310.

ＭＧＥＣＵ５０２は制御信号としてパルス信号を生成している。ＭＧＥＣＵ５０２はこのパルス信号のオンデューティ比と周波数を調整することで直流電力の昇降圧レベルを調整している。このようにＭＧＥＣＵ５０２はコンバータ３１０をＰＷＭ制御している。昇降圧レベルはモータ４００の目標トルクとバッテリ２００のＳＯＣに応じて決定される。 MGECU 502 generates a pulse signal as a control signal. The MGECU 502 adjusts the step-up / step-down level of the DC power by adjusting the on-duty ratio and the frequency of the pulse signal. In this way, the MGECU 502 performs PWM control on the converter 310. The step-up / step-down level is determined according to the target torque of motor 400 and the SOC of battery 200.

バッテリ２００の直流電力を昇圧する場合、ＭＧＥＣＵ５０２はハイサイド開閉部３１１とローサイド開閉部３１２それぞれを交互に開閉する。これとは反対にインバータ３２０から供給された直流電力を降圧する場合、ＭＧＥＣＵ５０２はローサイド開閉部３１２に出力する制御信号をローレベルに固定する。それとともにＭＧＥＣＵ５０２はハイサイド開閉部３１１に出力する制御信号をハイレベルとローレベルに順次切り換える。 When boosting the DC power of the battery 200, the MGECU 502 alternately opens and closes each of the high-side opening and closing unit 311 and the low-side opening and closing unit 312. On the contrary, when the DC power supplied from the inverter 320 is stepped down, the MGECU 502 fixes the control signal output to the low-side opening / closing unit 312 to a low level. At the same time, the MGECU 502 sequentially switches the control signal output to the high-side opening / closing unit 311 between a high level and a low level.

＜インバータ＞
インバータ３２０は第１開閉部３２１〜第６開閉部３２６を有する。第１開閉部３２１〜第６開閉部３２６は、コンバータ３１０の開閉部と同様にして、並列接続されたｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴを有する。パワーＭＯＳＦＥＴは寄生ダイオードを有する。ＩＧＢＴには還流ダイオードが逆並列接続されている。 <Inverter>
The inverter 320 has a first opening / closing section 321 to a sixth opening / closing section 326. The first opening / closing section 321 to the sixth opening / closing section 326 have an n-channel type power MOSFET and an IGBT connected in parallel, similarly to the opening / closing section of the converter 310. The power MOSFET has a parasitic diode. A freewheel diode is connected in anti-parallel to the IGBT.

第１開閉部３２１と第２開閉部３２２は第３電力ライン３０３から第４電力ライン３０４へ向かって順に直列接続されている。第１開閉部３２１と第２開閉部３２２によってＵ相レグが構成されている。第１開閉部３２１と第２開閉部３２２との間の中点にＵ相バスバー３３１の一端が接続されている。Ｕ相バスバー３３１の他端がモータ４００のＵ相ステータコイル４０１と接続されている。 The first switching unit 321 and the second switching unit 322 are connected in series from the third power line 303 to the fourth power line 304 in order. The first opening / closing section 321 and the second opening / closing section 322 constitute a U-phase leg. One end of the U-phase bus bar 331 is connected to a midpoint between the first opening / closing section 321 and the second opening / closing section 322. The other end of U-phase bus bar 331 is connected to U-phase stator coil 401 of motor 400.

第３開閉部３２３と第４開閉部３２４は第３電力ライン３０３から第４電力ライン３０４へ向かって順に直列接続されている。第３開閉部３２３と第４開閉部３２４によってＶ相レグが構成されている。第３開閉部３２３と第４開閉部３２４との間の中点にＶ相バスバー３３２の一端が接続されている。Ｖ相バスバー３３２の他端がモータ４００のＶ相ステータコイル４０２と接続されている。 The third switching unit 323 and the fourth switching unit 324 are connected in series from the third power line 303 to the fourth power line 304 in order. The third opening / closing section 323 and the fourth opening / closing section 324 form a V-phase leg. One end of a V-phase bus bar 332 is connected to a middle point between the third opening / closing section 323 and the fourth opening / closing section 324. The other end of V-phase bus bar 332 is connected to V-phase stator coil 402 of motor 400.

第５開閉部３２５と第６開閉部３２６は第３電力ライン３０３から第４電力ライン３０４へ向かって順に直列接続されている。第５開閉部３２５と第６開閉部３２６によってＷ相レグが構成されている。第５開閉部３２５と第６開閉部３２６との間の中点にＷ相バスバー３３３の一端が接続されている。Ｗ相バスバー３３３の他端がモータ４００のＷ相ステータコイル４０３と接続されている。 The fifth switching unit 325 and the sixth switching unit 326 are connected in series from the third power line 303 to the fourth power line 304 in order. The fifth opening / closing section 325 and the sixth opening / closing section 326 form a W-phase leg. One end of a W-phase bus bar 333 is connected to a middle point between the fifth opening / closing section 325 and the sixth opening / closing section 326. The other end of W-phase bus bar 333 is connected to W-phase stator coil 403 of motor 400.

以上に示したようにインバータ３２０はモータ４００のＵ相ステータコイル４０１〜Ｗ相ステータコイル４０３それぞれに対応する３相のレグを有する。これら３相のレグを構成する第１開閉部３２１〜第６開閉部３２６の備えるパワーＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴのゲート電極に、ゲートドライバ５０３によって増幅されたＭＧＥＣＵ５０２の制御信号が入力される。 As described above, inverter 320 has three-phase legs corresponding to U-phase stator coil 401 to W-phase stator coil 403 of motor 400, respectively. The control signal of the MGECU 502 amplified by the gate driver 503 is input to the gate electrodes of the power MOSFET and the IGBT included in the first opening / closing section 321 to the sixth opening / closing section 326 which form these three-phase legs.

モータ４００を力行する場合、ＭＧＥＣＵ５０２からの制御信号の出力によって第１開閉部３２１〜第６開閉部３２６がＰＷＭ制御される。これによりインバータ３２０で３相交流が生成される。 When powering the motor 400, the first opening / closing section 321 to the sixth opening / closing section 326 are PWM-controlled by the output of a control signal from the MGECU 502. Thereby, three-phase alternating current is generated by inverter 320.

＜開閉部＞
次に、図２に基づいて開閉部を説明する。図２には、電力変換器３００を構成する８つの開閉部のうちの代表として、第２開閉部３２２を示している。他の開閉部の構成は第２開閉部３２２の構成と同等である。そのためにその説明を省略する。 <Opening / closing part>
Next, the opening and closing unit will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows a second opening / closing section 322 as a representative of the eight opening / closing sections constituting power converter 300. The configuration of the other opening and closing units is the same as the configuration of the second opening and closing unit 322. Therefore, the description is omitted.

第２開閉部３２２はＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０を有する。ＩＧＢＴは半導体で製造される。ＭＯＳＦＥＴはワイドギャップ半導体で製造される。本実施形態ではＩＧＢＴはＳｉで製造される。ＭＯＳＦＥＴはＳｉＣで製造される。ＭＯＳＦＥＴ３５０はＩＧＢＴ３４０よりもターンオン遅延時間とターンオフ遅延時間がともに短くなっている。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０がスイッチ素子に相当する。 The second opening / closing section 322 has an IGBT 340 and a MOSFET 350. IGBTs are manufactured from semiconductors. MOSFETs are made of wide gap semiconductors. In this embodiment, the IGBT is manufactured from Si. The MOSFET is made of SiC. The MOSFET 350 has a shorter turn-on delay time and a shorter turn-off delay time than the IGBT 340. IGBT 340 and MOSFET 350 correspond to a switching element.

ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０それぞれは、半導体チップに形成された数千個のトランジスタが連結されてなるパワートランジスタである。この数千〜数万個のトランジスタは、電力変換器３００を流れる電流を制御する役割を果たす第１トランジスタと、流れる電流を検出する役割を果たす第２トランジスタと、に種別される。 Each of the IGBT 340 and the MOSFET 350 is a power transistor formed by connecting thousands of transistors formed on a semiconductor chip. The thousands to tens of thousands of transistors are classified into a first transistor that plays a role in controlling the current flowing through the power converter 300 and a second transistor that plays a role in detecting the flowing current.

第１トランジスタに流れる電流と第２トランジスタに流れる電流の比は、数千〜数万対１である。そのために第２トランジスタに流れる電流の量は微量となっている。 The ratio of the current flowing through the first transistor to the current flowing through the second transistor is in the range of several thousand to several tens of thousands. Therefore, the amount of current flowing through the second transistor is very small.

ＩＧＢＴ３４０は、コレクタ電極３４０ａ、エミッタ電極３４０ｂ、ゲート電極３４０ｃ、および、センス電極３４０ｄを有する。これら４つの電極のうち、コレクタ電極３４０ａとゲート電極３４０ｃが第１トランジスタと第２トランジスタで共有となっている。これに対して、エミッタ電極３４０ｂとセンス電極３４０ｄが第１トランジスタと第２トランジスタで分けられている。第１トランジスタがエミッタ電極３４０ｂを有する。第２トランジスタがセンス電極３４０ｄを有する。このセンス電極３４０ｄに流れる電流の量が、エミッタ電極３４０ｂに流れる電流の量に比べて微量となっている。その比が１：数千〜数万になっている。以下においてはこの比を第１センス比αと示す。 IGBT 340 has a collector electrode 340a, an emitter electrode 340b, a gate electrode 340c, and a sense electrode 340d. Among these four electrodes, the collector electrode 340a and the gate electrode 340c are shared by the first transistor and the second transistor. On the other hand, the emitter electrode 340b and the sense electrode 340d are divided into a first transistor and a second transistor. The first transistor has an emitter electrode 340b. The second transistor has a sense electrode 340d. The amount of current flowing through the sense electrode 340d is smaller than the amount of current flowing through the emitter electrode 340b. The ratio is 1: thousands to tens of thousands. Hereinafter, this ratio is referred to as a first sense ratio α.

ＭＯＳＦＥＴ３５０は、ドレイン電極３５０ａ、ソース電極３５０ｂ、ゲート電極３５０ｃ、および、センス電極３５０ｄを有する。これら４つの電極のうち、ドレイン電極３５０ａとゲート電極３５０ｃが第１トランジスタと第２トランジスタで共有となっている。これに対して、ソース電極３５０ｂとセンス電極３５０ｄが第１トランジスタと第２トランジスタで分けられている。第１トランジスタがソース電極３５０ｂを有する。第２トランジスタがセンス電極３５０ｄを有する。このセンス電極３５０ｄに流れる電流の量が、ソース電極３５０ｂに流れる電流の量に比べて微量となっている。以下においてはこの比を第２センス比βと示す。第１センス比αと第２センス比βは等しくなっている。 The MOSFET 350 has a drain electrode 350a, a source electrode 350b, a gate electrode 350c, and a sense electrode 350d. Of these four electrodes, the drain electrode 350a and the gate electrode 350c are shared by the first transistor and the second transistor. On the other hand, the source electrode 350b and the sense electrode 350d are divided into a first transistor and a second transistor. The first transistor has a source electrode 350b. The second transistor has a sense electrode 350d. The amount of current flowing through the sense electrode 350d is smaller than the amount of current flowing through the source electrode 350b. Hereinafter, this ratio is referred to as a second sense ratio β. The first sense ratio α and the second sense ratio β are equal.

コレクタ電極３４０ａとドレイン電極３５０ａが第１端子に相当する。エミッタ電極３４０ｂとソース電極３５０ｂが第２端子に相当する。センス電極３４０ｄとセンス電極３５０ｄがセンス端子に相当する。 The collector electrode 340a and the drain electrode 350a correspond to a first terminal. The emitter electrode 340b and the source electrode 350b correspond to a second terminal. The sense electrode 340d and the sense electrode 350d correspond to a sense terminal.

図２に示すようにＩＧＢＴ３４０には還流ダイオード３４１が接続されている。還流ダイオード３４１のカソード電極がコレクタ電極３４０ａに接続されている。還流ダイオード３４１のアノード電極がエミッタ電極３４０ｂに接続されている。これによって還流ダイオード３４１はＩＧＢＴ３４０に逆並列接続されている。 As shown in FIG. 2, a reflux diode 341 is connected to the IGBT 340. The cathode electrode of the reflux diode 341 is connected to the collector electrode 340a. The anode electrode of the reflux diode 341 is connected to the emitter electrode 340b. Thereby, the free wheel diode 341 is connected in anti-parallel to the IGBT 340.

ＭＯＳＦＥＴ３５０は寄生ダイオード３５１を有する。この寄生ダイオード３５１のカソード電極がドレイン電極３５０ａに接続されている。寄生ダイオード３５１のアノード電極がソース電極３５０ｂに接続されている。これによって寄生ダイオード３５１はＭＯＳＦＥＴ３５０に逆並列接続されている。 MOSFET 350 has a parasitic diode 351. The cathode electrode of the parasitic diode 351 is connected to the drain electrode 350a. The anode electrode of the parasitic diode 351 is connected to the source electrode 350b. As a result, the parasitic diode 351 is connected in anti-parallel to the MOSFET 350.

図２に示すようにＩＧＢＴ３４０のコレクタ電極３４０ａとＭＯＳＦＥＴ３５０のドレイン電極３５０ａが電気的に接続されている。そしてエミッタ電極３４０ｂとソース電極３５０ｂが電気的に接続されている。これによってＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０は並列接続されている。 As shown in FIG. 2, the collector electrode 340a of the IGBT 340 and the drain electrode 350a of the MOSFET 350 are electrically connected. Then, the emitter electrode 340b and the source electrode 350b are electrically connected. Thus, the IGBT 340 and the MOSFET 350 are connected in parallel.

コレクタ電極３４０ａとドレイン電極３５０ａの接続点は第３電力ライン３０３側に位置している。エミッタ電極３４０ｂとソース電極３５０ｂの接続点は第４電力ライン３０４（第２電力ライン３０２）側に位置している。コレクタ電極３４０ａとドレイン電極３５０ａの接続点が第１接続点に相当する。エミッタ電極３４０ｂとソース電極３５０ｂの接続点が第２接続点に相当する。 The connection point between the collector electrode 340a and the drain electrode 350a is located on the third power line 303 side. The connection point between the emitter electrode 340b and the source electrode 350b is located on the fourth power line 304 (second power line 302) side. A connection point between the collector electrode 340a and the drain electrode 350a corresponds to a first connection point. The connection point between the emitter electrode 340b and the source electrode 350b corresponds to a second connection point.

ＩＧＢＴ３４０のセンス電極３４０ｄは第１グランド配線３４２を介してグランドに接続されている。センス電極３４０ｄには、ＩＧＢＴ３４０のコレクタ−エミッタ間を流れる電流（コレクタ電流）に第１センス比αを乗算した第１センス電流が流れる。 The sense electrode 340d of the IGBT 340 is connected to the ground via the first ground wiring 342. The first sense current obtained by multiplying the current (collector current) flowing between the collector and the emitter of the IGBT 340 by the first sense ratio α flows through the sense electrode 340d.

ＭＯＳＦＥＴ３５０のセンス電極３５０ｄは第２グランド配線３５２を介して第１グランド配線３４２に接続されている。センス電極３５０ｄには、ＭＯＳＦＥＴ３５０のドレイン−ソース間を流れる電流（ドレイン電流）に第２センス比βを乗算した第２センス電流が流れる。 The sense electrode 350d of the MOSFET 350 is connected to the first ground wiring 342 via the second ground wiring 352. The second sense current obtained by multiplying the current (drain current) flowing between the drain and the source of the MOSFET 350 by the second sense ratio β flows through the sense electrode 350d.

第１グランド配線３４２にセンス抵抗３６０が設けられている。第２グランド配線３５２は、第１グランド配線３４２におけるセンス抵抗３６０のセンス電極３４０ｄ側に接続されている。このためにセンス抵抗３６０には、第１センス電流と第２センス電流の合流した合流電流が流れる。以下においては第１グランド配線３４２と第２グランド配線３５２の接続点を検出点ＤＰと示す。 A sense resistor 360 is provided on the first ground wiring 342. The second ground wiring 352 is connected to the sense electrode 340d side of the sense resistor 360 in the first ground wiring 342. Therefore, the combined current of the first sense current and the second sense current flows through the sense resistor 360. Hereinafter, a connection point between the first ground wiring 342 and the second ground wiring 352 is referred to as a detection point DP.

上記したように第１センス比αと第２センス比βは等しくなっている。したがって合流電流はコレクタ電流とドレイン電流とを合算した、第２開閉部３２２を流れる主電流に第１センス比αを乗算した値になる。 As described above, the first sense ratio α and the second sense ratio β are equal. Therefore, the combined current is a value obtained by multiplying the main current flowing through the second opening / closing section 322 by the first sense ratio α, which is the sum of the collector current and the drain current.

センス抵抗３６０における合流電流の流動によって検出点ＤＰの電圧が変動する。この電圧（センス電圧）が、ゲートドライバ５０３に入力される。 The voltage at the detection point DP fluctuates due to the flow of the combined current in the sense resistor 360. This voltage (sense voltage) is input to the gate driver 503.

コレクタ電流をＩｃ、ドレイン電流をＩｄ、合流電流をｉとすると、ｉ＝（Ｉｃ×α＋Ｉｄ×β）となる。そしてセンス抵抗３６０の抵抗値をＲ、センス電圧をＶとすると、Ｖ＝（Ｉｃ×α＋Ｉｄ×β）×Ｒとなる。ここで、α＝βなので、Ｖ＝（Ｉｃ＋Ｉｄ）×α×Ｒとなる。したがって、Ｉｃ＋Ｉｄ＝Ｖ／（α×Ｒ）となる。主電流をＩとすると、Ｉ＝Ｉｃ＋Ｉｄと表される。そのために、Ｉ＝Ｖ／（α×Ｒ）と表される。このように主電流Ｉは、センス電圧Ｖ、第１センス比α、抵抗値Ｒに基づいて検出することができる。 Assuming that the collector current is Ic, the drain current is Id, and the combined current is i, i = (Ic × α + Id × β). If the resistance value of the sense resistor 360 is R and the sense voltage is V, V = (Ic × α + Id × β) × R. Here, since α = β, V = (Ic + Id) × α × R. Therefore, Ic + Id = V / (α × R). Assuming that the main current is I, I = Ic + Id. Therefore, it is expressed as I = V / (α × R). As described above, the main current I can be detected based on the sense voltage V, the first sense ratio α, and the resistance value R.

ＭＧＥＣＵ５０２が、第１センス比αと抵抗値Ｒを記憶している。ＭＧＥＣＵ５０２は、ゲートドライバ５０３から入力されたセンス電圧Ｖ、記憶している第１センス比αと抵抗値Ｒ、および、上記の関係式に基づいて、主電流Ｉを検出する。主電流の電流量が、通電電流量に相当する。 The MGECU 502 stores the first sense ratio α and the resistance value R. The MGECU 502 detects the main current I based on the sense voltage V input from the gate driver 503, the stored first sense ratio α and the resistance value R, and the above relational expression. The amount of the main current corresponds to the amount of current supplied.

なお、第１センス比αと第２センス比βが異なる場合、（Ｉｃ×α＋Ｉｄ×β）＝Ｖ／Ｒと表すことができる。例えば、Ｉｃ＝Ｉｄが成立する場合、Ｉｃ＝Ｉｄ＝Ｖ／（（α＋β）×Ｒ）となる。そのために、Ｉ＝Ｉｃ＋Ｉｄ＝２Ｖ／（（α＋β）×Ｒ）と表すことができる。 When the first sense ratio α and the second sense ratio β are different, it can be expressed as (Ic × α + Id × β) = V / R. For example, if Ic = Id holds, then Ic = Id = V / ((α + β) × R). Therefore, it can be expressed as I = Ic + Id = 2V / ((α + β) × R).

しかしながら、Ｉｃ＝Ｉｄが成立するようにＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０を製造するとともに、オンオフ制御したとしても、これら２つのトランジスタには製造バラツキがあり、なおかつ、２つのトランジスタは全く同一のオンオフ状態にはなりがたい。そのためにＩｃ＝Ｉｄは成立しがたい。このような事由があるために、第１センス比αと第２センス比βが等しくない場合、１つのセンス抵抗３６０の両端電圧を検出するだけでは、Ｉｃ＋Ｉｄ（＝Ｉ）を検出することはかなわない。 However, even if the IGBT 340 and the MOSFET 350 are manufactured so that Ic = Id holds and the on / off control is performed, the two transistors have manufacturing variations, and the two transistors are in exactly the same on / off state. I want to. Therefore, it is difficult to satisfy Ic = Id. For these reasons, if the first sense ratio α and the second sense ratio β are not equal, it is not enough to detect Ic + Id (= I) only by detecting the voltage across one sense resistor 360. Absent.

＜ゲートドライバ＞
次に、図２に基づいてゲートドライバ５０３を説明する。図２には、ゲートドライバ５０３における第２開閉部３２２の駆動を制御する部位を示している。ゲートドライバ５０３の他の開閉部を制御する部位は、図２に示す部位と同等である。そのためにその説明を省略する。 <Gate driver>
Next, the gate driver 503 will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows a portion that controls the driving of the second opening / closing section 322 in the gate driver 503. The other parts of the gate driver 503 that control the open / close parts are the same as the parts shown in FIG. Therefore, the description is omitted.

なお、図２ではゲートドライバ５０３と電力変換器３００を有する電力変換装置を明示するための符号６００を示している。 Note that FIG. 2 shows a reference numeral 600 for clearly indicating a power converter having the gate driver 503 and the power converter 300.

ゲートドライバ５０３はＩＧＢＴ３４０の駆動を制御する第１制御部５０４を有する。同様にして、ゲートドライバ５０３はＭＯＳＦＥＴ３５０の駆動を制御する第２制御部５０５を有する。第１制御部５０４と第２制御部５０５は、ＭＧＥＣＵ５０２からの制御信号に基づいて、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０を同時にオン状態若しくは同時にオフ状態に制御する。若しくは、第１制御部５０４と第２制御部５０５は、ＭＧＥＣＵ５０２からの制御信号に基づいて、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のうちの一方をオン状態、他方をオフ状態に制御する。 The gate driver 503 includes a first control unit 504 that controls driving of the IGBT 340. Similarly, the gate driver 503 includes a second control unit 505 that controls driving of the MOSFET 350. The first control unit 504 and the second control unit 505 control the IGBT 340 and the MOSFET 350 at the same time to be on or off at the same time based on the control signal from the MGECU 502. Alternatively, the first control unit 504 and the second control unit 505 control one of the IGBT 340 and the MOSFET 350 to an on state and the other to an off state based on a control signal from the MGECU 502.

＜第１制御部＞
第１制御部５０４は第１駆動配線５１０を介してＩＧＢＴ３４０のゲート電極３４０ｃに接続されている。第１制御部５０４は図示しない第１オンスイッチや第１オフスイッチを有する。これら第１オンスイッチと第１オフスイッチの駆動はＭＧＥＣＵ５０２によって制御される。 <First control unit>
The first control unit 504 is connected to the gate electrode 340c of the IGBT 340 via the first drive wiring 510. The first control unit 504 has a first ON switch and a first OFF switch (not shown). The driving of the first ON switch and the first OFF switch is controlled by the MGECU 502.

第１オンスイッチがオン状態になるとゲート電極３４０ｃにハイレベルの電圧が印加される。これによりＩＧＢＴ３４０がオン状態になる。第１オフスイッチがオン状態になるとゲート電極３４０ｃがグランドに接続される。これによりＩＧＢＴ３４０がオフ状態になる。 When the first ON switch is turned on, a high-level voltage is applied to the gate electrode 340c. Thereby, IGBT 340 is turned on. When the first off switch is turned on, the gate electrode 340c is connected to the ground. Thereby, IGBT 340 is turned off.

図示しないが、第１駆動配線５１０にはバランス抵抗が設けられている。また第１駆動配線５１０には第１電源配線と第１接地配線が接続されている。第１電源配線に第１オンスイッチとともにオン抵抗が設けられている。第１接地配線に第１オフスイッチとともにオフ抵抗が設けられている。さらに言えば、第１駆動配線５１０には、ゲート電極３４０ｃをグランドに接続するための第１ソフト遮断配線が接続されている。この第１ソフト遮断配線にはオフ抵抗よりも抵抗値の高い遮断抵抗と第１ソフト遮断スイッチが設けられている。第１駆動配線５１０には、ゲート電極３４０ｃを低インピーダンスでグランドに接続するためのクランプ配線が接続されている。このクランプ配線に第１クランプスイッチが設けられている。 Although not shown, the first drive wiring 510 is provided with a balance resistor. Further, a first power supply wiring and a first ground wiring are connected to the first drive wiring 510. An on-resistance is provided on the first power supply wiring together with the first on-switch. The first ground wiring is provided with an off-resistance together with the first off switch. Furthermore, the first drive wiring 510 is connected to a first soft cut-off wiring for connecting the gate electrode 340c to the ground. The first soft cutoff wiring is provided with a cutoff resistor having a higher resistance value than the off resistance and a first soft cutoff switch. A clamp wiring for connecting the gate electrode 340c to the ground with low impedance is connected to the first drive wiring 510. A first clamp switch is provided on this clamp wiring.

第１制御部５０４は第１センサ配線５１１を介して検出点ＤＰと接続されている。これにより検出点ＤＰの電圧（センス電圧）が第１制御部５０４に入力される。 The first control unit 504 is connected to the detection point DP via the first sensor wiring 511. As a result, the voltage (sense voltage) at the detection point DP is input to the first control unit 504.

＜第２制御部＞
第２制御部５０５は第２駆動配線５１２を介してＭＯＳＦＥＴ３５０のゲート電極３５０ｃに接続されている。第２制御部５０５は図示しない第２オンスイッチや第２オフスイッチを有する。これら第２オンスイッチと第２オフスイッチの駆動はＭＧＥＣＵ５０２によって制御される。 <Second control unit>
The second control unit 505 is connected to the gate electrode 350c of the MOSFET 350 via the second drive wiring 512. The second control unit 505 has a second ON switch and a second OFF switch (not shown). The driving of the second on switch and the second off switch is controlled by the MGECU 502.

第２オンスイッチがオン状態になるとゲート電極３５０ｃにハイレベルの電圧が印加される。これによりＭＯＳＦＥＴ３５０がオン状態になる。第２オフスイッチがオン状態になるとゲート電極３５０ｃがグランドに接続される。これによりＭＯＳＦＥＴ３５０がオフ状態になる。 When the second on-switch is turned on, a high-level voltage is applied to the gate electrode 350c. As a result, the MOSFET 350 is turned on. When the second off switch is turned on, the gate electrode 350c is connected to the ground. As a result, the MOSFET 350 is turned off.

図示しないが、第２駆動配線５１２にはバランス抵抗が設けられている。また第２駆動配線５１２には第２電源配線と第２接地配線が接続されている。第２電源配線に第２オンスイッチとともにオン抵抗が設けられている。第２接地配線に第２オフスイッチとともにオフ抵抗が設けられている。さらに言えば、第２駆動配線５１２には、ゲート電極３５０ｃをグランドに接続するための第２ソフト遮断配線が接続されている。この第２ソフト遮断配線にはオフ抵抗よりも抵抗値の高い遮断抵抗と第２ソフト遮断スイッチが設けられている。第２駆動配線５１２には、ゲート電極３５０ｃを低インピーダンスでグランドに接続するためのクランプ配線が接続されている。このクランプ配線には第２クランプスイッチが設けられている。 Although not shown, the second drive wiring 512 is provided with a balance resistor. Further, a second power supply wiring and a second ground wiring are connected to the second drive wiring 512. An on-resistance is provided on the second power supply wiring together with the second on-switch. An off-resistance is provided on the second ground wiring together with the second off switch. In other words, a second soft cutoff wiring for connecting the gate electrode 350c to the ground is connected to the second drive wiring 512. The second soft cutoff wiring is provided with a cutoff resistor having a higher resistance value than the off resistance and a second soft cutoff switch. To the second drive wiring 512, a clamp wiring for connecting the gate electrode 350c to the ground with low impedance is connected. The clamp wiring is provided with a second clamp switch.

第２制御部５０５は第２センサ配線５１３を介して、第１センサ配線５１１に接続されている。これにより検出点ＤＰの電圧（センス電圧）が第２制御部５０５に入力される。 The second control unit 505 is connected to the first sensor wiring 511 via the second sensor wiring 513. As a result, the voltage (sense voltage) at the detection point DP is input to the second control unit 505.

第１制御部５０４と第２制御部５０５それぞれには、図２に示す閾値電圧生成部５０７から共通の閾値電圧が入力される。閾値電圧生成部５０７は電源とグランドとの間に直列接続された第１分圧抵抗５０７ａと第２分圧抵抗５０７ｂを有する。閾値電圧はこれら第１分圧抵抗５０７ａと第２分圧抵抗５０７ｂの中点電圧である。 A common threshold voltage is input to each of the first control unit 504 and the second control unit 505 from the threshold voltage generation unit 507 illustrated in FIG. The threshold voltage generator 507 has a first voltage dividing resistor 507a and a second voltage dividing resistor 507b connected in series between the power supply and the ground. The threshold voltage is a midpoint voltage between the first voltage dividing resistor 507a and the second voltage dividing resistor 507b.

第１制御部５０４と第２制御部５０５それぞれは検出したセンス電圧が入力されている閾値電圧を超えた場合、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のうちの少なくとも一方に異常が生じていると判断する。この異常の判断をすると、第１制御部５０４はＩＧＢＴ３４０を強制的にオフ状態にする。同様にして第２制御部５０５はＭＯＳＦＥＴ３５０を強制的にオフ状態にする。具体的に言えば、ソフト遮断スイッチをオン状態にした後にクランプスイッチをオン状態に固定する。これによりＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０はオフ状態に固定される。なお、上記の閾値電圧を、第１制御部５０４と第２制御部５０５それぞれが記憶していてもよい。また、第１制御部５０４と第２制御部５０５それぞれに、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０の特性に応じた、異なる閾値電圧が入力される構成を採用することもできる。係る構成の場合、異なる異常判定条件で、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０を制御することができる。閾値電圧が比較電圧に相当する。 Each of the first control unit 504 and the second control unit 505 determines that an abnormality has occurred in at least one of the IGBT 340 and the MOSFET 350 when the detected sense voltage exceeds the input threshold voltage. Upon determining this abnormality, the first control unit 504 forcibly turns off the IGBT 340. Similarly, the second control unit 505 forcibly turns the MOSFET 350 off. Specifically, after the soft cutoff switch is turned on, the clamp switch is fixed to the on state. Thereby, IGBT 340 and MOSFET 350 are fixed in the off state. Note that the above-described threshold voltage may be stored in each of the first control unit 504 and the second control unit 505. Further, a configuration in which different threshold voltages according to the characteristics of the IGBT 340 and the MOSFET 350 are input to the first control unit 504 and the second control unit 505, respectively, may be adopted. In the case of such a configuration, the IGBT 340 and the MOSFET 350 can be controlled under different abnormality determination conditions. The threshold voltage corresponds to the comparison voltage.

＜作用効果＞
上記したように、ＩＧＢＴ３４０の第１センス比αとＭＯＳＦＥＴ３５０の第２センス比βは等しくなっている。そしてＩＧＢＴ３４０のセンス電極３４０ｄとＭＯＳＦＥＴ３５０のセンス電極３５０ｄは共通のセンス抵抗３６０を介してグランドに接続されている。そのためにセンス抵抗３６０の両端に生じるセンス電圧Ｖは、Ｖ＝（Ｉｃ＋Ｉｄ）×α×Ｒと表される。主電流Ｉ＝Ｉｃ＋Ｉｄより、Ｉ＝Ｖ／（α×Ｒ）と表される。このように主電流Ｉを、センス電圧Ｖ、第１センス比α、抵抗値Ｒに基づいて検出することができる。 <Effects>
As described above, the first sense ratio α of the IGBT 340 is equal to the second sense ratio β of the MOSFET 350. The sense electrode 340d of the IGBT 340 and the sense electrode 350d of the MOSFET 350 are connected to the ground via a common sense resistor 360. Therefore, the sense voltage V generated at both ends of the sense resistor 360 is expressed as V = (Ic + Id) × α × R. From the main current I = Ic + Id, I = V / (α × R). As described above, the main current I can be detected based on the sense voltage V, the first sense ratio α, and the resistance value R.

以上に示したように、本実施形態の構成によれば、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０に共通のセンス抵抗３６０を接続する構成においても、主電流Ｉを検出することができる。またＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０それぞれに個別にセンス抵抗が設けられる構成と比べて、センス抵抗の数が低減する。これにより電力変換装置６００の体格の増大が抑制される。 As described above, according to the configuration of the present embodiment, the main current I can be detected even in a configuration in which the common sense resistor 360 is connected to the IGBT 340 and the MOSFET 350. Also, the number of sense resistors is reduced as compared with a configuration in which sense resistors are individually provided for IGBT 340 and MOSFET 350, respectively. This suppresses an increase in physique of power conversion device 600.

（第２実施形態）
次に、第２実施形態を図３に基づいて説明する。以下に示す各実施形態にかかる電力変換装置６００は上記した実施形態によるものと共通点が多い。そのため以下においては共通部分の説明を省略し、異なる部分を重点的に説明する。また以下においては上記した実施形態で示した要素と同一の要素には同一の符号を付与する。 (2nd Embodiment)
Next, a second embodiment will be described with reference to FIG. A power conversion device 600 according to each embodiment described below has many points in common with those according to the above-described embodiments. Therefore, the description of the common parts will be omitted below, and different parts will be mainly described. In the following, the same elements as those described in the above embodiment are denoted by the same reference numerals.

第１実施形態では、第１制御部５０４と第２制御部５０５それぞれがセンス電圧を検出する例を示した。これに対して本実施形態では第１制御部５０４のみがセンス電圧を検出する。 In the first embodiment, an example has been described in which the first control unit 504 and the second control unit 505 each detect a sense voltage. On the other hand, in the present embodiment, only the first control unit 504 detects the sense voltage.

また本実施形態では、第１制御部５０４と第２制御部５０５とが信号配線５０６を介して互いに信号を送受信可能となっている。第１制御部５０４はセンス電圧を検出し、入力されている閾値電圧との比較を定期的に行っている。センス電圧が閾値電圧を超えた場合、第１制御部５０４はＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のうちの少なくとも一方に異常が生じていると判断する。 In the present embodiment, the first control unit 504 and the second control unit 505 can transmit and receive signals to and from each other via the signal wiring 506. The first control unit 504 detects the sense voltage and periodically compares it with the input threshold voltage. When the sense voltage exceeds the threshold voltage, the first control unit 504 determines that at least one of the IGBT 340 and the MOSFET 350 has an abnormality.

ところでＭＯＳＦＥＴ３５０はＩＧＢＴ３４０よりもサージ電圧に対する耐量の高い性質を有する。そしてＭＯＳＦＥＴ３５０はＳｉＣで製造されている。ＩＧＢＴ３４０はＳｉで製造されている。この点においてもＭＯＳＦＥＴ３５０はＩＧＢＴ３４０よりも耐電流性能が高くなっている。ＩＧＢＴ３４０が第１スイッチ素子に相当する。ＭＯＳＦＥＴ３５０が第２スイッチ素子に相当する。 Incidentally, the MOSFET 350 has a higher resistance to surge voltage than the IGBT 340. The MOSFET 350 is made of SiC. IGBT 340 is made of Si. Also in this regard, the MOSFET 350 has higher current resistance than the IGBT 340. IGBT 340 corresponds to a first switch element. MOSFET 350 corresponds to the second switch element.

そしてＭＯＳＦＥＴ３５０とＩＧＢＴ３４０は並列接続されている。ＭＯＳＦＥＴ３５０とＩＧＢＴ３４０の両方がオン状態に制御されている際に、ＭＯＳＦＥＴ３５０とＩＧＢＴ３４０のうちの一方が先にオン状態からオフ状態に遷移すると、他方に大電流が流れる虞がある。例えばＭＯＳＦＥＴ３５０がＩＧＢＴ３４０よりも先にオフ状態に遷移すると、耐電流性能の低いＩＧＢＴ３４０に大電流が流れる虞がある。 The MOSFET 350 and the IGBT 340 are connected in parallel. If one of the MOSFET 350 and the IGBT 340 first transitions from the on state to the off state while both the MOSFET 350 and the IGBT 340 are controlled to the on state, a large current may flow to the other. For example, when the MOSFET 350 transitions to the off state before the IGBT 340, a large current may flow through the IGBT 340 having low current resistance.

そこで第１制御部５０４は、上記したようにＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のうちの少なくとも一方に異常が生じていると判断すると、先ずＩＧＢＴ３４０の駆動を停止する。具体的に言えば、上記の第１オンスイッチをオフ状態にするとともに第１ソフト遮断スイッチをオン状態にする。それとともに第１制御部５０４は信号配線５０６を介して、第２制御部５０５にＭＯＳＦＥＴ３５０の駆動停止を要求する信号を出力する。この信号を受け取ると第２制御部５０５はＭＯＳＦＥＴ３５０の駆動を停止する。具体的に言えば、上記の第２オンスイッチをオフ状態にするとともに第２ソフト遮断スイッチをオン状態にする。そして第１制御部５０４と第２制御部５０５それぞれは、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０がオフ状態に遷移したとみなされる期待時間経過すると、クランプスイッチをオン状態にする。 Therefore, when the first control unit 504 determines that at least one of the IGBT 340 and the MOSFET 350 has an abnormality as described above, the first control unit 504 stops driving the IGBT 340 first. Specifically, the first ON switch is turned off, and the first soft cutoff switch is turned on. At the same time, the first control unit 504 outputs a signal to request the second control unit 505 to stop driving the MOSFET 350 via the signal wiring 506. Upon receiving this signal, the second control unit 505 stops driving the MOSFET 350. Specifically, the second on-switch is turned off and the second soft cutoff switch is turned on. Then, each of the first control unit 504 and the second control unit 505 turns on the clamp switch when an expected time period in which the IGBT 340 and the MOSFET 350 are considered to have transitioned to the off state has elapsed.

以上に示した制御により、ＩＧＢＴ３４０がオン状態からオフ状態に遷移し始めた後に、ＭＯＳＦＥＴ３５０がオン状態からオフ状態に遷移し始める。これにより耐電流性能の低いＩＧＢＴ３４０に大電流が流れることが抑制される。なお、ＩＧＢＴ３４０がＭＯＳＦＥＴ３５０よりも耐電流性能が高い場合、上記のスイッチ制御の順番が逆転する。それにより、ＭＯＳＦＥＴ３５０がオン状態からオフ状態に遷移し始めた後に、ＩＧＢＴ３４０がオン状態からオフ状態に遷移し始める。これにより耐電流性能の低いＭＯＳＦＥＴ３５０に大電流が流れることが抑制される。 According to the control described above, after the IGBT 340 starts transitioning from the on state to the off state, the MOSFET 350 starts transitioning from the on state to the off state. This suppresses a large current from flowing through the IGBT 340 having a low current withstanding performance. When the IGBT 340 has higher current resistance than the MOSFET 350, the order of the switch control is reversed. Thus, after MOSFET 350 starts to transition from the on state to the off state, IGBT 340 starts to transition from the on state to the off state. This suppresses a large current from flowing through the MOSFET 350 having low current withstand performance.

本実施形態とは異なり、第２制御部５０５のみがセンス電圧を検出する構成を採用することもできる。この変形例の場合、第２制御部５０５は、ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０のうちの少なくとも一方に異常が生じていると判断すると、先ず信号配線５０６を介して第１制御部５０４にＩＧＢＴ３４０の駆動停止を要求する信号を出力する。それから第２制御部５０５は第１制御部５０４がＩＧＢＴ３４０をオン状態からオフ状態に遷移し始めることの期待される処理時間が経過するまで待機する。処理時間経過後、第２制御部５０５は複数のＭＯＳＦＥＴ３５０の駆動を停止する。これによっても耐電流性能の低いＩＧＢＴ３４０に大電流が流れることが抑制される。この変形例においても、上記したようにＩＧＢＴ３４０がＭＯＳＦＥＴ３５０よりも耐電流性能が高い場合、スイッチ制御の順番を逆転することで、耐電流性能の低いＭＯＳＦＥＴ３５０に大電流が流れることが抑制される。 Unlike the present embodiment, a configuration in which only the second control unit 505 detects the sense voltage may be employed. In the case of this modification, if the second control unit 505 determines that at least one of the IGBT 340 and the MOSFET 350 has an abnormality, it first requests the first control unit 504 to stop driving the IGBT 340 via the signal wiring 506. Output a signal. Then, the second control unit 505 waits until the expected processing time for the first control unit 504 to start transitioning the IGBT 340 from the on state to the off state elapses. After a lapse of the processing time, the second control unit 505 stops driving the plurality of MOSFETs 350. This also suppresses a large current from flowing through the IGBT 340 having low current withstand performance. In this modification as well, when the IGBT 340 has higher current resistance than the MOSFET 350 as described above, the order of switch control is reversed, so that a large current is prevented from flowing through the MOSFET 350 with low current resistance.

なお本構成においても、これまでに記載した各種形態と同等の構成要素を有するとともに同等の動作をする。そのために同等の作用効果を奏することは言うまでもない。したがってその作用効果の記載を省略する。これは、以下に示す各種形態においても同様である。 Note that this configuration also has the same components as those in the various embodiments described above and performs the same operations. It goes without saying that the same operation and effect can be obtained. Therefore, the description of the operation and effect is omitted. This is the same in various embodiments described below.

（第３実施形態）
次に、第３実施形態を図４に基づいて説明する。 (Third embodiment)
Next, a third embodiment will be described with reference to FIG.

第２実施形態では、第２開閉部３２２が１つのＩＧＢＴ３４０と１つのＭＯＳＦＥＴ３５０を有し、これらＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０に共通の１つのセンス抵抗３６０が接続される例を示した。これに対して本実施形態では、第２開閉部３２２が複数のＩＧＢＴ３４０と複数のＭＯＳＦＥＴ３５０を有する。そして複数のＩＧＢＴ３４０に共通の１つの第１センス抵抗３７０が接続される。複数のＭＯＳＦＥＴ３５０に共通の１つの第２センス抵抗３８０が接続される。ＩＧＢＴ３４０が第１スイッチ素子に相当する。ＭＯＳＦＥＴ３５０が第２スイッチ素子に相当する。 In the second embodiment, an example is shown in which the second opening / closing unit 322 has one IGBT 340 and one MOSFET 350, and one sense resistor 360 common to the IGBT 340 and the MOSFET 350 is connected. On the other hand, in the present embodiment, the second opening / closing unit 322 has a plurality of IGBTs 340 and a plurality of MOSFETs 350. One common first sense resistor 370 is connected to the plurality of IGBTs 340. One common second sense resistor 380 is connected to the plurality of MOSFETs 350. IGBT 340 corresponds to a first switch element. MOSFET 350 corresponds to the second switch element.

本実施形態では、第１制御部５０４に第１閾値電圧生成部５０７ｃから第１閾値電圧が入力される。第２制御部５０５に第２閾値電圧生成部５０７ｄから第２閾値電圧が入力される。第１制御部５０４が第１センス抵抗３７０のセンス電圧と第１閾値電圧との比較によって複数のＩＧＢＴ３４０の故障を検出する。第２制御部５０５が第２センス抵抗３８０のセンス電圧と第２閾値電圧との比較によって複数のＭＯＳＦＥＴ３５０の故障を検出する。 In the present embodiment, the first threshold voltage is input to the first control unit 504 from the first threshold voltage generation unit 507c. The second threshold voltage is input to the second control unit 505 from the second threshold voltage generation unit 507d. The first control unit 504 detects a failure of the plurality of IGBTs 340 by comparing the sense voltage of the first sense resistor 370 with the first threshold voltage. The second control unit 505 detects a failure of the plurality of MOSFETs 350 by comparing the sense voltage of the second sense resistor 380 with the second threshold voltage.

なお、第１閾値電圧生成部５０７ｃは電源とグランドとの間に直列接続された第３分圧抵抗５０７ｅと第４分圧抵抗５０７ｆを有する。第１閾値電圧は第３分圧抵抗５０７ｅと第４分圧抵抗５０７ｆの中点電圧である。同様にして、第２閾値電圧生成部５０７ｄは電源とグランドとの間に直列接続された第５分圧抵抗５０７ｇと第６分圧抵抗５０７ｈを有する。第２閾値電圧は第５分圧抵抗５０７ｇと第６分圧抵抗５０７ｈの中点電圧である。 Note that the first threshold voltage generator 507c has a third voltage dividing resistor 507e and a fourth voltage dividing resistor 507f connected in series between the power supply and the ground. The first threshold voltage is a midpoint voltage of the third voltage dividing resistor 507e and the fourth voltage dividing resistor 507f. Similarly, the second threshold voltage generator 507d has a fifth voltage dividing resistor 507g and a sixth voltage dividing resistor 507h connected in series between the power supply and the ground. The second threshold voltage is a midpoint voltage between the fifth voltage dividing resistor 507g and the sixth voltage dividing resistor 507h.

これら第１閾値電圧と第２閾値電圧は互いに等しくともよい。第１閾値電圧と第２閾値電圧は互いに異なっていてもよい。例えば第１閾値電圧をＩＧＢＴ３４０の信頼性を保障する最大定格に基づいて決定してもよい。第２閾値電圧をＭＯＳＦＥＴ３５０の信頼性を保障する最大定格に基づいて決定してもよい。第１閾値電圧が第１制御部５０４に入力されてもよい。第１閾値電圧が第１制御部５０４に記憶されていてもよい。第２閾値電圧が第２制御部５０５に入力されてもよい。第２閾値電圧が第２制御部５０５に記憶されていてもよい。第１閾値電圧が第１比較電圧に相当する。第２閾値電圧が第２比較電圧に相当する。 The first threshold voltage and the second threshold voltage may be equal to each other. The first threshold voltage and the second threshold voltage may be different from each other. For example, the first threshold voltage may be determined based on the maximum rating that guarantees the reliability of IGBT 340. The second threshold voltage may be determined based on the maximum rating that guarantees the reliability of MOSFET 350. The first threshold voltage may be input to the first control unit 504. The first threshold voltage may be stored in the first control unit 504. The second threshold voltage may be input to the second control unit 505. The second threshold voltage may be stored in the second control unit 505. The first threshold voltage corresponds to a first comparison voltage. The second threshold voltage corresponds to a second comparison voltage.

第１制御部５０４が複数のＩＧＢＴ３４０のうちの少なくとも１つに異常が生じていると判断すると、先ずＩＧＢＴ３４０の駆動を停止する。それとともに第１制御部５０４は第２制御部５０５にＭＯＳＦＥＴ３５０の駆動停止を要求する信号を出力する。この信号を受け取ると第２制御部５０５は複数のＭＯＳＦＥＴ３５０の駆動を停止する。 When the first control unit 504 determines that at least one of the plurality of IGBTs 340 has an abnormality, the driving of the IGBTs 340 is first stopped. At the same time, the first control unit 504 outputs to the second control unit 505 a signal requesting that the driving of the MOSFET 350 be stopped. Upon receiving this signal, the second control unit 505 stops driving the plurality of MOSFETs 350.

これとは逆に、第２制御部５０５が複数のＭＯＳＦＥＴ３５０のうちの少なくとも１つに異常が生じていると判断すると、先ず信号配線５０６を介して第１制御部５０４にＩＧＢＴ３４０の駆動停止を要求する信号を出力する。それから第２制御部５０５は処理時間が経過するまで待機する。処理時間経過後、第２制御部５０５は複数のＭＯＳＦＥＴ３５０の駆動を停止する。以上に示した制御により、耐電流性能の低いＩＧＢＴ３４０に大電流が流れることが抑制される。 Conversely, if the second control unit 505 determines that at least one of the plurality of MOSFETs 350 has an abnormality, the second control unit 505 requests the first control unit 504 to stop driving the IGBT 340 via the signal wiring 506. Output a signal. Then, the second control unit 505 waits until the processing time elapses. After a lapse of the processing time, the second control unit 505 stops driving the plurality of MOSFETs 350. By the control described above, a large current is prevented from flowing through the IGBT 340 having a low withstand current performance.

以上、本開示物の好ましい実施形態について説明したが、本開示物は上記した実施形態になんら制限されることなく、本開示物の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。 As described above, the preferred embodiments of the present disclosure have been described. However, the present disclosure is not limited to the above-described embodiments, and can be implemented with various modifications without departing from the gist of the present disclosure. It is.

（第１の変形例）
各実施形態では第２開閉部３２２（開閉部）がＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０を有する例を示した。しかしながら第２開閉部３２２が複数のＩＧＢＴ３４０のみを有する構成を採用することもできる。第２開閉部３２２が複数のＭＯＳＦＥＴ３５０のみを有する構成を採用することもできる。開閉部の保有するパワートランジスタの種類としては特に限定されない。 (First Modification)
In each embodiment, the example in which the second opening / closing section 322 (opening / closing section) includes the IGBT 340 and the MOSFET 350 has been described. However, a configuration in which the second opening / closing section 322 has only a plurality of IGBTs 340 can be adopted. A configuration in which the second opening / closing unit 322 has only a plurality of MOSFETs 350 may be adopted. The type of the power transistor possessed by the switching unit is not particularly limited.

（第２の変形例）
各実施形態では、ＩＧＢＴ３４０がＳｉで製造され、ＭＯＳＦＥＴ３５０がＳｉＣで製造される例を示した。しかしながらＩＧＢＴ３４０がＳｉＣで製造され、ＭＯＳＦＥＴ３５０がＳｉで製造される構成を採用することもできる。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０がＳｉで製造される構成を採用することもできる。ＩＧＢＴ３４０とＭＯＳＦＥＴ３５０がＳｉＣで製造される構成を採用することもできる。開閉部の保有するパワートランジスタの形成材料としては特に限定されない。 (Second Modification)
In each embodiment, an example has been described in which the IGBT 340 is manufactured from Si and the MOSFET 350 is manufactured from SiC. However, a configuration in which the IGBT 340 is made of SiC and the MOSFET 350 is made of Si may be adopted. It is also possible to adopt a configuration in which the IGBT 340 and the MOSFET 350 are manufactured from Si. A configuration in which the IGBT 340 and the MOSFET 350 are made of SiC may be employed. The material for forming the power transistor possessed by the switching unit is not particularly limited.

（その他の変形例）
各実施形態では、電力変換装置６００に含まれるゲートドライバの例として、電気自動車用の車載システム１００を構成する電力変換器３００のゲートドライバ５０３を示した。しかしながら電力変換装置６００に含まれるゲートドライバの適用としては特に上記例に限定されない。例えばモータと内燃機関を備えるハイブリッドシステムの電力変換器のゲートドライバに適用することができる。 (Other modifications)
In each embodiment, the gate driver 503 of the power converter 300 included in the in-vehicle system 100 for an electric vehicle has been described as an example of the gate driver included in the power conversion device 600. However, application of the gate driver included in the power conversion device 600 is not particularly limited to the above example. For example, the present invention can be applied to a gate driver of a power converter of a hybrid system including a motor and an internal combustion engine.

各実施形態では電力変換器３００が１つのコンバータ３１０と１つのインバータ３２０を有する例を示した。しかしながら、例えば図５に示すように車載システム１００がモータ４００を２つ有する構成の場合、電力変換器３００が１つのコンバータ３１０と２つのインバータ３２０を有する構成を採用することもできる。 In each embodiment, the example in which the power converter 300 includes one converter 310 and one inverter 320 has been described. However, for example, in the case where the in-vehicle system 100 has two motors 400 as shown in FIG. 5, a configuration in which the power converter 300 has one converter 310 and two inverters 320 can be adopted.

３４０…ＩＧＢＴ、３４０ａ…コレクタ電極、３４０ｂ…エミッタ電極、３４０ｄ…センス電極、３５０…ＭＯＳＦＥＴ、３５０ａ…ドレイン電極、３５０ｂ…ソース電極、３５０ｄ…センス電極、３６０…センス抵抗、３７０…第１センス抵抗、３８０…第２センス抵抗、４００…モータ、５０２…ＭＧＥＣＵ、５０３…ゲートドライバ、５０４…第１制御部、５０５…第２制御部、６００…電力変換装置 340 IGBT, 340 a collector electrode, 340 b emitter electrode, 340 d sense electrode, 350 MOSFET, 350 a drain electrode, 350 b source electrode, 350 d sense electrode, 360 sense resistor, 370 first sense resistor 380: second sense resistor, 400: motor, 502: MGECU, 503: gate driver, 504: first controller, 505: second controller, 600: power converter

Claims

A plurality of switch elements (340, 350) connected in parallel between a first connection point and a second connection point where a potential difference occurs;
A sense resistor (360, 370, 380) for detecting the amount of current flowing through the plurality of switch elements;
A plurality of control units (504, 505) for controlling on / off of each of the plurality of switch elements;
The switch element is connected to a first terminal (340a, 350a) connected to the first connection point, a second terminal (340b, 350b) connected to the second connection point, and to the sense resistor. And a sense terminal (340d, 350d).
A ratio of a current flowing between the first terminal and the second terminal to a current flowing between the first terminal and the sense terminal is equal in each of the plurality of switch elements;
The sense resistor is commonly connected to each of the sense terminals of the plurality of switch elements,
At least one of the plurality of control units detects a voltage across the sense resistor.

Each of the plurality of control units detects a voltage across the sense resistor,
The power conversion device according to claim 1, wherein each of the plurality of control units turns off each of the plurality of switch elements when a detected voltage across the sense resistor exceeds a comparison voltage.

If a part of the plurality of control units is a first control unit (504) and the rest is a second control unit (505),
The first control unit detects a voltage across the sense resistor,
When the detected voltage across the sense resistor exceeds the comparison voltage, the first control unit outputs to the second control unit that the voltage across the sense resistor exceeds the comparison voltage,
The power converter according to claim 1, wherein each of the first control unit and the second control unit turns off each of the plurality of switch elements when a voltage across the sense resistor exceeds the comparison voltage.

As the plurality of switch elements, there are a first switch element (340) and a second switch element (350) having different withstand current performances,
When the voltage across the sense resistor exceeds the comparison voltage, the first control unit and the second control unit turn off the one of the first switch element and the second switch element having a lower withstand current performance. The power converter according to claim 3, wherein, after the state is set, the one with the higher withstand current performance is turned off.

As the plurality of switch elements, a plurality of first switch elements (340) and second switch elements (350) having different withstand current performances are provided, respectively.
As the sense resistor, a first sense resistor (370) commonly connected to the sense terminals of the plurality of first switch elements, and a common connection to the sense terminals of the plurality of second switch elements. A second sense resistor (380).
As the plurality of control units, a first control unit (504) that controls on / off of each of the plurality of first switch elements and detects a voltage between both ends of the first sense resistor, and each of the plurality of second switch elements. 2. The power converter according to claim 1, further comprising: a second controller configured to perform on / off control and detect a voltage between both ends of the second sense resistor. 3.

One of the first control unit and the second control unit determines that the voltage across one of the detected first sense resistor and the second sense resistor is equal to the voltage between the first comparison voltage and the second comparison voltage. If the voltage exceeds one of the first and second sense resistors, the first control unit indicates that the voltage across one of the first and second sense resistors has exceeded one of the first and second comparison voltages. The power conversion device according to claim 5, wherein the power is output to the other of the second control unit and the second control unit.

The first control unit and the second control unit may be configured such that a voltage across one of the first sense resistor and the second sense resistor exceeds one of the first comparison voltage and the second comparison voltage. 7. The method according to claim 6, wherein, in the case, of the plurality of the first switch elements and the plurality of the second switch elements, the one with the lower withstand current performance is turned off, and the one with the higher withstand current performance is turned off. Power converter.