JP2020061694A - 通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】同じ送信アンテナに二つの変調波を送信させる。【解決手段】第１の通信装置１は、第１送信回路１１と第２送信回路１２とを備える。第１送信回路１１は、信号Ｒｅｑに基づき所定の変調方式で変調された第１変調波ＬＦ１を生成し、送信アンテナ２に与える。第２送信回路１２は、信号Ｒｅｑに基づき所定の変調方式で変調された第２変調波ＬＦ２を生成し、送信アンテナ２に与える。第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２が伝送する情報のビット数は、いずれも所定時間当たりに所定値である。第１変調波ＬＦ１の所定時間を単位時間とした第１中心周波数および第２変調波ＬＦ２の所定時間を単位時間とした第２中心周波数は、いずれも上記の所定値よりも大きく、かつ第１中心周波数と第２中心周波数との差が上記の所定値の半値以下である。【選択図】図１

Description

この発明は、無線通信を利用した認証を行う技術に関する。

車載装置と携帯機との間で双方向に無線通信を行い、コードを照合する認証システムが公知である。当該認証システムは当該照合の成立を条件として、車載装置を搭載する車両の制御、例えば車両ドアの施解錠、エンジンの始動を可能にする。

当該無線通信のうち車載装置から携帯機へ向けての通信（以下「第１通信」と仮称）が可能な空間的な範囲は、当該車両の周辺に制限される。これにより当該認証システムは、当該携帯機が当該車両の近傍界に位置する場合に限って利用可能とされる。

このような空間的な範囲を制限した無線通信を利用し、コードの照合を条件として車両の制御を制限する技術（以下「キーレス制御」と仮称）は、携帯機を所持しない者が車両に乗車して当該車両を制御することを回避する観点で、有利である。

キーレス制御に抗して車両を制御する技術として、リレーアタック（Relay Attack）と通称される技術の存在が指摘される。リレーアタックでは、車両と携帯機との間に第１通信用の無線中継器を介在させ、車両と携帯機とが上記近傍界から外れていても、認証システムを可能とする。

認証システムにおいて携帯機から車載装置へ向けての通信（以下「第２通信」と仮称）が可能な空間的な範囲は、通常、第１通信が可能な空間的な範囲よりも広く設定される。よってリレーアタックは、車載装置と携帯機とが離れていても、コードの照合、ひいては車両の制御を可能とする。これは携帯機を有しない者による車両の制御を可能とし、ひいては車両の窃盗に利用可能となる。

特開２０１８−４０１３３号公報

特許文献１では第１通信において異なる二つの周波数（以下「対周波数」と仮称）を用いて所定の信号を送信する技術が提案される。無線中継器において当該信号が中継された場合、当該信号が増幅されることで対周波数の３次相互変調歪みが発生する。これにより無線中継器は携帯機へ、対周波数の他、３次相互変調歪みによって発生する周波数（以下「相互変調周波数」）を有する信号を送信する。携帯機は信号のうち、相互変調周波数の成分を検出し、当該成分の強度に基づいて、無線中継器による中継の有無が判断される。

しかし、無線中継器が、対周波数を狭帯域のフィルタで二つの周波数に分離し、周波数毎に信号を増幅する場合、３次相互変調歪みが発生しない。よってこのような場合には相互変調周波数の成分を検出しても上述の中継の有無を正しく判断することは困難である。

また特許文献１の技術では第１通信において対周波数を用いることで、第１通信において一つの周波数を用いる場合と比較して、第１通信用のアンテナの個数が二倍必要となっている。通常、第１通信用のアンテナは通常、車両において３〜５箇所に設けられるので、特許文献１の技術はコストの観点で不利である。

第１通信は通常、ＬＦ帯（例えば３０ｋＨｚ〜３００ｋＨｚ）の周波数を利用する。よって第１通信用のアンテナは、フェライトなどの高透磁率の材料に、薄い絶縁被覆を施した導線（例えばエナメル線、ウレメット線）を大きな巻回数で巻回する構造を有している。かかる構造に由来して、当該アンテナは第１通信用の周波数毎に共振する。しかし、特許文献１では第１通信用のアンテナを対周波数で共用することについて何ら言及していない。

そこで、本発明は、一つのアンテナで二つの周波数を用いて通信を行う技術を提供することを目的とする。

第１の態様にかかる通信装置は、同じ送信アンテナに第１変調波および第２変調波を送信させるための通信装置である。前記通信装置は、所定の信号に基づき所定の変調方式で変調された前記第１変調波を生成し、前記送信アンテナに与える第１送信回路と、前記所定の信号に基づき前記所定の変調方式で変調された前記第２変調波を生成し、前記送信アンテナに与える第２送信回路とを備える。前記第１変調波および前記第２変調波が伝送する情報のビット数は、いずれも所定時間当たりに所定値である。前記第１変調波の前記所定時間を単位時間とした第１中心周波数および前記第２変調波の前記所定時間を単位時間とした第２中心周波数は、いずれも前記所定値よりも大きく、かつ前記第１中心周波数と前記第２中心周波数との差が前記所定値の半値以下である。

第２の態様にかかる通信装置は、その第１の態様であって、前記所定の変調方式は振幅デジタル変調である。

第３の態様にかかる通信装置は、その第２の態様であって、前記所定の変調方式において、前記所定の信号をマンチェスタ符号化方式によって符号化して得られる符号を変調信号とする。

第４の態様にかかる通信装置は、その第３の態様であって、前記符号によって、前記第１変調波および前記第２変調波の位相が互いに同期される。

通信装置の第１の態様によると、一つのアンテナで二つの周波数を用いて通信を行う。しかも、二つの変調波を、それが伝送する情報を損なうことなく周波数を分離して増幅することを防止する。

第２の態様によると、二つの変調波で情報を伝送することが容易である。

第３の態様によると、二つの変調波で伝送される情報は、二つの中心周波数の差によるビート、特にヌルポイントの影響を受けにくい。

第４の態様によると、二つの変調波で伝送される情報は、二つの中心周波数の差によるビート、特に信号強度の変動が低減される。

この実施形態における第１の通信装置の構成を例示するブロック図である。 この実施形態における第２の通信装置の構成を例示するブロック図である。 矩形波を示すグラフである。 変調波のスペクトラムを示すグラフである。 アンテナの利得を例示するグラフである。 二つの周波数成分を有する正弦波の波形を示すグラフである。 図６の波形の一部を拡大して示すグラフである。 マンチェスタ符号化方式を説明するタイミングチャートである。 第１送信回路および第２送信回路の構成を例示するブロック図である。 中継検出部の機能を例示するブロック図である。

図１は、この実施形態における第１の通信装置１の構成を例示するブロック図である。第１の通信装置１は、同じ送信アンテナ２に第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を送信させるための通信装置である。例えば第１の通信装置１はキーレス制御に採用される車載装置であるボディ・コントール・モジュール（Body Control Module：以下「ＢＣＭ」とも称す）に適用される。このとき、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２は上述の第１通信に利用される。第１通信は上述のように、ＬＦ帯の電波を用いて行われるので、図１において送信アンテナ２には「ＬＦアンテナ」と付記した。送信アンテナ２は通常、第１の通信装置１の外部に設けられる。

第１の通信装置１は、第１送信回路１１と第２送信回路１２とを備える。第１送信回路１１は、信号Ｒｅｑに基づき所定の変調方式で変調された第１変調波ＬＦ１を生成し、これを送信アンテナ２に与える。第２送信回路１２は、信号Ｒｅｑに基づき所定の変調方式で変調された第２変調波ＬＦ２を生成し、これを送信アンテナ２に与える。このような機能に鑑み、図１においては第１送信回路１１を示すブロックに「ＬＦ１送信回路」と付記し、第２送信回路１２を示すブロックに「ＬＦ２送信回路」と付記した。

図２は、この実施形態における第２の通信装置５の構成を例示するブロック図である。第２の通信装置５は、第１の通信装置１と双方向の通信が可能に構成される。例えば第２の通信装置５はキーレス制御に採用される携帯機に適用される。このように適用される場合、第２の通信装置５はｆｏｂ（あるいはＦＯＢ）と称される場合がある。

第２の通信装置５は受信アンテナ５２と、受信アンテナ５２を介して第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を受信する受信回路５１とを備える。例えばキーレス制御においては、上述のように、第１通信がＬＦ帯の電波を用いて行われるので、図２において受信回路５１には「ＬＦ受信回路」と付記し、受信アンテナ５２には「ＬＦアンテナ」と付記した。

第２の通信装置５は、送信アンテナ５３と送信回路５９とを更に備える。送信アンテナ５３は送信回路５９で生成された第３変調波を送信する。例えばキーレス制御においては、第２通信は通常、ＵＨＦ帯（０．３〜３ＧＨｚ）の電波を用いて行われる。よって図２において送信アンテナ５３には「ＵＨＦアンテナ」と付記し、送信回路５９には「ＵＨＦ送信回路」と付記した。

受信アンテナ５２および送信アンテナ５３は、通常、第２の通信装置５の内部に設けられる。受信回路５１、送信アンテナ５３、送信回路５９を一纏めの回路で構成してもよい。第２の通信装置５の構成については後に更に説明を行う。

図１を参照して、信号Ｒｅｑは第２の通信装置５に対し、第１の通信装置１への第３変調波の送信を促す機能を果たす。例えばキーレス制御においてＢＣＭたる第１の通信装置１は、ｆｏｂたる第２の通信装置５に対し、ウェイク信号たる信号Ｒｅｑを伝送する。第２の通信装置５は信号Ｒｅｑに応答し、それまでのスリープ状態を解除し、その解除を第３変調波として送信する。あるいは信号Ｒｅｑは、第１の通信装置１自身を特定する第１識別情報（以下「マスタＩＤ」とも称す）を示し、これに対する応答（例えばいわゆる「ＡＣＫ」（肯定応答）や第２の通信装置５を特定する第２識別情報（以下「キーＩＤ」とも称す））を第２の通信装置５に要求する。第２の通信装置５は当該応答を第３変調波として送信する。以下、信号ＲｅｑがマスタＩＤを示し、当該応答がキーＩＤである場合を例に採って説明する。

第１の通信装置１は信号Ｒｅｑの情報を格納するメモリ１４を更に備える。ここでは信号ＲｅｑがマスタＩＤを示すので、図１ではメモリ１４には「マスタＩＤ」と付記した。マスタＩＤは第１送信回路１１と第２送信回路１２とに入力される。図１においては便宜状、この入力をメモリ１４から第１送信回路１１と第２送信回路１２へ向う矢印と、これに付記した記号「Ｒｅｑ」で示した。

第１の通信装置１は受信回路１９を更に備える。受信回路１９は受信アンテナ３から、第３変調波を受信する機能を有する。第３変調波は、例えばキーレス制御に採用され、第２通信（例えば上述の肯定応答）に利用される。第２通信は通常、ＵＨＦ帯の電波を用いて行われるので、図１において受信アンテナ３には「ＵＨＦアンテナ」と付記した。受信アンテナ３は通常、第１の通信装置１の外部に設けられる。

第１の通信装置１は暗号の照合を行う照合部１５を更に備える。照合部１５は第３変調波に含まれる、暗号化されたキーＩＤの照合を行う。照合部１５はメモリ１４と共に、第１識別情報および第２識別情報の管理を行う識別情報管理部１３として把握することができる。図１の例示では、第１送信回路１１、第２送信回路１２、識別情報管理部１３は、第１の通信装置１が備えるマイクロコンピュータ１０において実現される。

送信アンテナ２、受信アンテナ３、識別情報管理部１３の機能および受信回路１９の機能は公知であるので、これ以上の詳細な説明は省略する。

＜中心周波数と伝送速度との関係＞
本実施の形態において第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２の伝送速度と、それぞれの周波数との間には特定の関係がある。具体的には以下の三点である。

(i)第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２では、いずれも所定時間当たりに伝送される情報のビット数（伝送速度）が所定値ｆｄであり；
(ii)第１変調波ＬＦ１の中心周波数（以下「第１中心周波数」とも称す）ｆ１および第２変調波ＬＦ２の中心周波数（以下「第２中心周波数」とも称す）ｆ２はいずれも所定値ｆｄよりも大きく；
(iii)中心周波数ｆ１，ｆ２の差は、所定値ｆｄの半値ｆｄ／２以下である。

但し中心周波数を求める単位時間は、伝送速度を求める所定時間と共通する。例えば伝送速度は毎秒のビット数を示す単位ｂｐｓを採用し、中心周波数は毎秒のサイクル数を示す単位Ｈｚを採用する。

図３は周期２Ｔ、デューティ５０％の矩形波を示すグラフであり、横軸には時間を採る。この矩形波は、“Ｈ”、“Ｌ”の二値を情報として有するとみることができるので、伝送速度は（１／Ｔ）である。

図４は図３に示された矩形波を変調信号として変調された変調波のスペクトラムを示すグラフであり、横軸には周波数を採る。但し便宜状、中心周波数を０へとシフトさせたグラフを示した。

図３および図４から分かるように、中心周波数ｆ０の変調波が伝送速度（１／Ｔ）の変調信号で振幅変調、たとえば振幅デジタル変調（ＡＳＫ：Amplitude Shift Keying）されているとき、中心周波数ｆ０に最も近いサイドバンドは、周波数ｆ０−１／（２Ｔ），ｆ０＋１／（２Ｔ）を有する。よって所定値ｆｄ（＝１／Ｔ）を導入して、上記(i)(ii)が満足されれば、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２のいずれもが、所定値ｆｄの伝送速度で情報を伝達できる。このように振幅変調は、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２に上記の条件(i)(ii)を容易に満足させる（所定値ｆｄの伝送速度で情報を伝送する）観点で有利である。

また、中心周波数ｆ１，ｆ２の差が、所定値ｆｄの半値ｆｄ／２よりも大きければ、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２が重畳している信号に対し、それぞれ中心周波数ｆ１，ｆ２を中心周波数とする一対の狭帯域フィルタで、変調信号として採用された情報を損なわずに第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を分離できる。例えばｆ２＝ｆ１＋ｆｄ／２＋Δであるとき（各項は全て正）、中心周波数ｆ１で帯域幅（ｆｄ＋Δ／２）のフィルタと、中心周波数ｆ２で帯域幅（ｆｄ＋Δ／２）のフィルタとを用いて、情報を損なわずに第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を分離できる。

しかし逆に、上記(iii)が満足されれば、フィルタで第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を、情報を損なわずに分離することは困難である。よって上記(i)(ii)(iii)を満足する第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を第１通信において採用すれば、リレーアタックに用いられる中継器において周波数毎に信号を増幅しても情報は損なわれる。あるいは周波数毎に信号を増幅せずに第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２が分離されないまま増幅されると、相互変調周波数を有する信号が発生する。

このようにして第１の通信装置１は、上述の(i)(ii)(iii)を満足する第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を送信することにより、リレーアタックによる盗難の防止に資する。

例えば所定値ｆｄの伝送速度は毎秒２．５ｋビットであり、中心周波数ｆ１は１２５ｋＨｚ（毎秒１２５ｋサイクル）、中心周波数ｆ２は１２６ｋＨｚ（毎秒１２６ｋサイクル）である。(i)が満足される場合、(ii)が満足されることは明らかである。またｆ２−ｆ１＝１０００［サイクル／秒］であり、これは１秒当たりに伝送されるビット数である２５００［ビット／秒］よりも小さい。よって(iii)も満足される。

＜対周波数での送信アンテナの共用＞
次に、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を同じ送信アンテナ２で送信できることを説明する。つまり一つのアンテナで対周波数を用いて第１通信が行えることを説明する。

一般に、アンテナの指標となるＱ値はその最大利得の中心周波数Ｆｃと、最大利得との差が３ｄＢ以下となる利得が得られる帯域幅Ｗｂとを用いて、Ｑ＝Ｆｃ／Ｗｂで表される。図５はアンテナの利得を例示するグラフであり、最大利得Ｇｏが得られる中心周波数Ｆｃ、利得（Ｇｏ−３）［ｄＢ］が得られる周波数Ｆ１（＜Ｆｃ），Ｆ２（＞Ｆｃ）を示す。この場合、帯域幅Ｗｂは周波数の差（Ｆ２−Ｆ１）である。

第１変調波ＬＨ１および第２変調波ＬＨ２において、上述のような所定値ｆｄの伝送速度（＝２．５ｋｂｐｓ）および中心周波数ｆ１（＝１２５ｋＨｚ），ｆ２（＝１２６ｋＨｚ）が設定される場合を例に採ると、送信アンテナ２の利得に要求される帯域幅Ｗｂは２．５ｋＨｚであり、当該利得の中心周波数Ｆｃは１２５．５ｋＨｚ（＝（１２６＋１２５）／２）であり、Ｑ値は１２５．５／２．５≒５０となる。つまり送信アンテナ２のＱ値が５０を超えると、第１変調波ＬＨ１および第２変調波ＬＨ２の両方において、情報を伝送速度２．５ｋｂｐｓで送信することは望ましくない。

しかし一般的にＬＨ帯の送信に用いられるアンテナのＱ値は２０〜３０であるので、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を同じ送信アンテナ２で送信できる。

＜変調信号を得るための符号化＞
第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を、信号Ｒｅｑを用いた変調（例えばＡＳＫ変調）によって得ることもできる。しかしながら、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を同じ送信アンテナ２から送信することにより、ビートが発生する。当該ビートは第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を受信する側でのこれらの信号強度の変動を招く。伝送される情報が当該ビートの影響を受けにくくなる観点では、信号Ｒｅｑを符号化して得られる変調信号を用いて変調を行うことが有利である。

図６は二つの周波数成分を有する正弦波の波形を示すグラフである。具体的には中心周波数ｆ１として上記に例示された周波数１２５ｋＨｚの正弦波と、中心周波数ｆ２として上記に例示された周波数１２６ｋＨｚの正弦波とを合成した波形が示される。合成によりビートが発生し、それらの周波数の差が１ｋＨｚであることを反映して、振幅の包絡線は周波数１ｋＨｚで、即ち１ｍｓの周期で変動する。その最小値はほぼ０であり、ヌルポイントと通称される。

図７は図６の波形の一部（１ｍｓ分）を拡大して示すグラフである。包絡線が最大となる時刻と最小（いわゆる「ヌルポイント」）となる時刻までの間隔は包絡線の周期の半分、即ち０．５ｍｓである。伝送速度２．５ｋｂｐｓであれば１ビットは１／２．５ｋ＝０．４［ｍｓ］の幅を有する。

よって第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２の変調に用いられる変調信号が、例えばＮＲＺ（non-return-to-zero）の態様で情報を示す場合、二値の一方が３ビット以上で連続するとその情報に拘わらずに第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２の値がほぼ０となる時点が発生する。つまり信号ＲｅｑがＮＲＺの態様を採る場合には、振幅変調を行っているにも拘わらず、ヌルポイントによって信号Ｒｅｑが示す情報が損なわれる可能性がある。よって変調信号として信号Ｒｅｑを符号化して用いることは、信号ＲｅｑがＮＲＺの態様を採る場合であっても、ヌルポイントの影響を受けにくい観点で有利である。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．３で採用されるマンチェスタ符号化方式を用いれば、符号化前の情報において二値の一方が複数ビットで連続する情報であっても、符号化後の情報では二値が複数ビットで連続しない。

図８はマンチェスタ符号化方式を説明するタイミングチャートである。クロック信号ＣＬの立ち上がりに同期して、ＮＲＺの態様の信号Ｒｅｑがマンチェスタ符号化に供されて、符号Ｍが得られる場合が例示される。ここでは信号Ｒｅｑのビット“１”が論理“Ｈ”に、ビット“０”が論理“Ｌ”に、それぞれ対応する場合が例示される。

このようなマンチェスタ符号化方式では、符号化前のＮＲＺの態様の信号とクロック信号との排他的論理和で符号が得られることが周知である。そしてマンチェスタ符号化で得られた符号はクロック信号ＣＬの一周期を超えて同じ論理を採ることがない。

よって、クロック信号ＣＬの一周期を、値ｆｄの逆数に設定することで、符号Ｍは所定値ｆｄの伝送速度で伝送される。ここではクロック信号ＣＬの一周期は１／２．５ｋ＝０．４［ｍｓ］に設定される。よって符号Ｍは０．４ｍｓ（＜０．５［ｍｓ］）を超えて連続した値を採らない。従って符号Ｍを変調信号として変調された第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２は、ヌルポイントの影響を受けにくい。

ヌルポイントは１／（ｆ２−ｆ１）の時間間隔で発生する。上述の例では１／（１２６［ｋＨｚ］−１２５［ｋＨｚ］）＝１．０［ｍｓ］である。このことから、(iii)が満足されていれば、毎秒のサイクル数が値ｆｄであるクロック信号でマンチェスタ符号化を行うことは、(iii)を満足し、かつヌルポイントの影響を受けにくい点で有利である。つまり周波数毎に信号を増幅する中継器を用いたリレーアタックを防止し、かつ第１通信での信号強度の変動を低減する観点で有利である。

＜変調波の波形の改善＞
符号Ｍを変調信号としてヌルポイントの影響が排除できてもビートは存在する。よって第１変調波ＬＦ１の位相と第２変調波ＬＦ２とを受信したときに、信号強度の変動が生じ得る。よって変調を行う際、第１変調波ＬＦ１の位相と第２変調波ＬＦ２の位相を揃えることは、揃えない場合と比較して、第１通信での信号強度の変動を低減する観点で、より有利である。

もちろん、第１変調波ＬＦ１と第２変調波ＬＦ２とはそれぞれの中心周波数ｆ１，ｆ２が互いに異なる（対周波数を有する）ので、常に位相を揃えることはできない。しかし符号Ｍの論理が遷移する度にそれぞれの初期位相を揃えることができる。

例えば、中心周波数ｆ１，ｆ２よりも高い周波数のキャリアを振幅変調して得られる変調波として原変調波ＬＦ０を得る。原変調波ＬＦ０を分周して第１変調波ＬＦ１と第２変調波ＬＦ２を生成する。第１変調波ＬＦ１と第２変調波ＬＦ２は同じ原変調波ＬＦ０から分周されるので、振幅変調における初期位相が互いに同期される。よって図６および図７から理解されるように、包絡線が最大となる時点に相当する位相が初期位相となり、第１通信での信号強度の変動が低減される。

原変調波ＬＦ０を得るための振幅変調において、符号Ｍを変調信号とする。これにより符号Ｍによって、より具体的にはその立ち上がり（あるいは立ち下がり）で、第１変調波ＬＦ１と第２変調波ＬＦ２の初期位相が互いに同期される。

図９は第１送信回路１１および第２送信回路１２の構成を例示するブロック図である。第１送信回路１１は符号化回路１０ａと位相同期回路１１ｂとを有する。第２送信回路１２は符号化回路１０ａと位相同期回路１２ｂとを有する。

図１においては、第１送信回路１１は符号化回路１１ａと位相同期回路１１ｂとを有し、第２送信回路１２は符号化回路１２ａと位相同期回路１２ｂとを有する。図９における符号化回路１０ａは、図１における符号化回路１１ａ，１２ａが、第１送信回路１１と第２送信回路１２とで共有される場合を表す。

符号化回路１０ａ（あるいは符号化回路１１ａ，１２ａ：以下同様）は、信号Ｒｅｑに対してマンチェスタ符号化方式によって符号化を行い、符号Ｍを生成する。図９の例示では、符号化回路１０ａは分周回路１０ｄと論理ゲート１０ｍとを有する。

分周回路１０ｄは原クロック信号ＣＬ０を分周してクロック信号ＣＬを生成する。例えば原クロック信号ＣＬ０は周波数３２ＭＨｚでデューティ５０％の矩形波であり、分周回路１０ｄは分周比１２８００で原クロック信号ＣＬ０を分周し、周波数２．５ｋＨｚのクロック信号ＣＬを生成する。かかる機能に鑑みて、分周回路１０ｄには「１２８００分周」と付記した。

論理ゲート１０ｍは信号Ｒｅｑとクロック信号ＣＬとの排他的論理和として符号Ｍを出力する。排他的論理和でマンチェスタ符号化が行われることは図８を用いて既に説明した。

原クロック信号ＣＬ０は、マイクロコンピュータ１０の動作に採用されるクロックを流用できる。図９では振動子ＸＴとコンデンサＣＧ，ＣＤとで原クロック信号ＣＬ０が生成される構成が例示される。なお、図１では振動子ＸＴとコンデンサＣＧ，ＣＤの図示は省略された。

位相同期回路１１ｂは第１変調波ＬＦ１を、位相同期回路１２ｂは第２変調波ＬＦ２を、それぞれ生成する。位相同期回路１１ｂはゲート１１ｓと分周回路１１ｄとを有する。位相同期回路１２ｂはゲート１２ｓと分周回路１２ｄとを有する。

ゲート１１ｓ，１２ｓはいずれも、符号Ｍの論理値が一方の値、例えば“Ｈ”を採るときにのみ原クロック信号ＣＬ０を出力する。よってゲート１１ｓ，１２ｓは原クロック信号ＣＬ０をキャリアとし、符号Ｍを変調信号とする変調波たる原変調波ＬＦ０を出力する。図９ではゲート１１ｓ，１２ｓはいずれも、原クロック信号ＣＬ０を入力して、符号Ｍによって原クロック信号ＣＬ０を外部へ接続するか否かを制御するスイッチとして表される。

分周回路１１ｄは原変調波ＬＦ０を分周して第１変調波ＬＦ１を、分周回路１２ｄは原変調波ＬＦ０を分周して第２変調波ＬＦ２を、それぞれ生成する。上述の例に則していえば、原変調波ＬＦ０は周波数３２ＭＨｚの矩形波が振幅変調されている。よって分周回路１１ｄは分周比２５６で原変調波ＬＦ０を分周し、周波数１２５ｋＨｚの第１変調波ＬＦ１を生成する。かかる機能に鑑みて、分周回路１１ｄには「２５６分周」と付記した。分周回路１２ｄは分周比２５４で原変調波ＬＦ０を分周し、周波数１２５．９８ｋＨｚ（≒１２６ｋＨｚ）の第２変調波ＬＦ２を生成する。かかる機能に鑑みて、分周回路１２ｄには「２５４分周」と付記した。

＜ｆｏｂでの動作＞
例えば特許文献１で公知ではあるが、第２の通信装置５の動作を、その構成と共に簡単に説明する。

図２を参照して、第２の通信装置５はマイクロコンピュータ５０を更に備える。ＡＤ変換部５４、中継検出部５７、照合部５６、暗号化部５５の機能が、例えばマイクロコンピュータ５０によって実現される。

第２の通信装置５は、ＬＦ帯の信号を、受信アンテナ５２を介して受信回路５１が受信する。第１通信が行われている場合、この実施形態では第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を含むＬＦ帯の信号が、受信回路５１からＡＤ変換部５４および照合部５６に与えられる。

照合部５６は、当該ＬＦ帯の信号にマスタＩＤ、あるいはキーＩＤが含まれているか否かを照合する。このような機能に鑑みて、図２では、照合部５６に「ＩＤ照合」と付記した。

ＡＤ変換部５４はアナログ／デジタル変換（ＡＤ変換）を行って、受信回路５１で受信したＬＦ帯の信号をデジタル信号に変換する。中継検出部５７は当該デジタル信号を受け、中継器の有無を判断する。

ＡＤ変換部５４の機能はマイクロコンピュータ５０によって実現でき、マイクロコンピュータ５０が有するハイインピーダンスの入力端子に当該デジタル信号が入力される。このように、ＡＤ変換部５４および中継検出部５７の機能をマイクロコンピュータ５０によって実現することは、受信回路５１へ影響を与えることなく、中継検出部５７での処理を行える観点で有利である。

図１０は中継検出部５７の機能を例示するブロック図である。中継検出部５７は、ＦＦＴ処理部５７ａ、スペクトラム強度算出部５７ｂ、中継判定部５７ｃの機能を実現する。このような機能に鑑みて、図２では、中継検出部５７に「ＦＦＴ／中継検出」と付記した。

当該デジタル信号はＦＦＴ処理部５７ａによって、その周波数毎の強度が求められる。スペクトラム強度算出部５７ｂは、ＦＦＴ処理部５７ａから周波数毎の強度を受け、第１中心周波数ｆ１、第２中心周波数ｆ２、相互変調周波数における強度（周波数成分）を求める。例えばスペクトラム強度算出部５７ｂは各周波数における強度のピークを求めて第１中心周波数ｆ１、第２中心周波数ｆ２を検出し、これらから相互変調周波数を求め、当該相互変調周波数の成分を求める。このような機能に鑑みて、図１０では、スペクトラム強度算出部５７ｂに「３次相互変調歪みスペクトラム強度算出」と付記した。

中継判定部５７ｃは、第１中心周波数ｆ１、第２中心周波数ｆ２、相互変調周波数における強度を受け、例えば特許文献１で公知の手法を用い、受信回路５１が受信した信号が中継器によって増幅されたものであるか否か（リレーアタックの有無）を判定する。このような機能に鑑みて、図１０では、中継判定部５７ｃに「ＲＡ中継判定」と付記した。

中継判定部５７ｃがリレーアタックなしと判定し、かつ照合部５６での上記の照合結果が適正であった場合、送信回路５９は通常のコマンド、例えばドア開錠コマンドあるいはエンジン始動コマンドを、第２通信としてＵＨＦ帯の信号で第３変調波を送信する。例えばこれらのコマンドは暗号化部５５によって暗号化される。

中継判定部５７ｃがリレーアタックありと判定した場合、あるいは照合部５６での上記の照合結果が不適正であった場合、送信回路５９は上記コマンドを送信しない。中継判定部５７ｃがリレーアタックありと判定した場合、リレーアタックがあるという警報情報（図１０では「ＲＡ警報」と表記）を、中継判定部５７ｃが送信回路５９に送信させてもよい。

＜変形例＞
ゲート１１ｓ，１２ｓはいずれも、符号Ｍと原クロック信号ＣＬ０を入力し、原変調波ＬＦ０を出力する。よってゲート１１ｓ，１２ｓは位相同期回路１１ｂ，１２ｂで共有してもよい。

図１では第１送信回路１１、第２送信回路１２、識別情報管理部１３を、マイクロコンピュータ１０が行う演算として機能的なブロックで表した。しかしながらこれらの機能をハードウェアで実現してもよい。

図２ではＡＤ変換部５４、中継検出部５７、照合部５６、暗号化部５５をマイクロコンピュータ５０が行う演算として機能的なブロックで表した。しかしながらこれらの機能をハードウェアで実現してもよい。

なお、上記実施形態および変形例で説明した各構成は、相互に矛盾しない限り適宜組み合わせることができる。

以上のようにこの発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。

１ 通信装置
２ 送信アンテナ
１１ 第１送信回路
１２ 第２送信回路
ＬＦ１ 第１変調波
ＬＦ２ 第２変調波
Ｍ 符号
Ｒｅｑ 信号
ｆ１ 第１中心周波数
ｆ２ 第２中心周波数
ｆｄ 所定値

第１通信は通常、ＬＦ帯（例えば３０ｋＨｚ〜３００ｋＨｚ）の周波数を利用する。よって第１通信用のアンテナは、フェライトなどの高透磁率の材料に、薄い絶縁被覆を施した導線（例えばエナメル線、ウレメット線（ｐｏｌｙｕｒｅｔｈａｎｅ ｅｎａｍｅｌｅｄ ｃｏｐｐｅｒ ｗｉｒｅ））を大きな巻回数で巻回する構造を有している。かかる構造に由来して、当該アンテナは第１通信用の周波数毎に共振する。しかし、特許文献１では第１通信用のアンテナを対周波数で共用することについて何ら言及していない。

図１は、この実施形態における第１の通信装置１の構成を例示するブロック図である。第１の通信装置１は、同じ送信アンテナ２に第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を送信させるための通信装置である。例えば第１の通信装置１はキーレス制御に採用される車載装置であるボディ・コントロール・モジュール（Body Control Module：以下「ＢＣＭ」とも称す）に適用される。このとき、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２は上述の第１通信に利用される。第１通信は上述のように、ＬＦ帯の電波を用いて行われるので、図１において送信アンテナ２には「ＬＦアンテナ」と付記した。送信アンテナ２は通常、第１の通信装置１の外部に設けられる。

第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２において、上述のような所定値ｆｄの伝送速度（＝２．５ｋｂｐｓ）および中心周波数ｆ１（＝１２５ｋＨｚ），ｆ２（＝１２６ｋＨｚ）が設定される場合を例に採ると、送信アンテナ２の利得に要求される帯域幅Ｗｂは２．５ｋＨｚであり、当該利得の中心周波数Ｆｃは１２５．５ｋＨｚ（＝（１２６＋１２５）／２）であり、Ｑ値は１２５．５／２．５≒５０となる。つまり送信アンテナ２のＱ値が５０を超えると、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２の両方において、情報を伝送速度２．５ｋｂｐｓで送信することは望ましくない。

しかし一般的にＬＦ帯の送信に用いられるアンテナのＱ値は２０〜３０であるので、第１変調波ＬＦ１および第２変調波ＬＦ２を同じ送信アンテナ２で送信できる。

＜変調波の波形の改善＞
符号Ｍを変調信号としてヌルポイントの影響が排除できてもビートは存在する。よって第１変調波ＬＦ１と第２変調波ＬＦ２とを受信したときに、信号強度の変動が生じ得る。よって変調を行う際、第１変調波ＬＦ１の位相と第２変調波ＬＦ２の位相を揃えることは、揃えない場合と比較して、第１通信での信号強度の変動を低減する観点で、より有利である。

Claims (4)

1. 同じ送信アンテナに第１変調波および第２変調波を送信させるための通信装置であって、
   所定の信号に基づき所定の変調方式で変調された前記第１変調波を生成し、前記送信アンテナに与える第１送信回路と、
   前記所定の信号に基づき前記所定の変調方式で変調された前記第２変調波を生成し、前記送信アンテナに与える第２送信回路と
   を備え、
   前記第１変調波および前記第２変調波が伝送する情報のビット数は、いずれも所定時間当たりに所定値であり、
   前記第１変調波の前記所定時間を単位時間とした第１中心周波数および前記第２変調波の前記所定時間を単位時間とした第２中心周波数は、いずれも前記所定値よりも大きく、かつ前記第１中心周波数と前記第２中心周波数との差が前記所定値の半値以下である、通信装置。
2. 請求項１に記載の通信装置であって、
   前記所定の変調方式は振幅デジタル変調である、通信装置。
3. 請求項２に記載の通信装置であって、
   前記所定の変調方式において、前記所定の信号をマンチェスタ符号化方式によって符号化して得られる符号を変調信号とする、通信装置。
4. 請求項３に記載の通信装置であって、
   前記符号によって、前記第１変調波および前記第２変調波の位相が互いに同期される、通信装置。