JP2019527020A - トランスレス単相ネットワークインバータのハイブリッドクロック方法 - Google Patents

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Abstract

本発明は、互いに並列に配置され、トランスレスインバータ（１）の直流端子（２，３）の間のリンク回路（ＤＣＬ）を形成するように配置されている第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）および第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）を備えるトランスレスインバータ（１）であって、第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）および第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）のブリッジ出力（Ｂｒ１，Ｂｒ２）それぞれは、フィルタインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）を介して、対応するハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）と対になる、インバータ（１）の交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）に接続されている、インバータ（１）を動作させるための方法に関する。交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）は、グリッド（５）に接続されており、低インピーダンスでリンク回路（ＤＣＬ）に接続されているフィルタコンデンサネットワーク（４）が、交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）の間に配置されている。本方法は、ユニポーラクロック方法を用いてインバータ（１）の２つのハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）を動作させるステップと、インバータ（１）の直流端子（２，３）におけるグリッド周波数迷走電流の値を求めるステップと、を含む。本方法は、迷走電流値が限界値を上回る場合、インバータ（１）の２つのハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）は、迷走電流を低減させるクロック方法を用いて動作されることを特徴とする。第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）は、当該第１のハーフブリッジと対になる交流出力（ＡＣ１）における交流電圧を供給し、当該交流電圧の振幅は、グリッド（５）の電圧振幅の振幅の５０％未満であり、第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）は、グリッド電圧と、当該第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）と対になる交流出力（ＡＣ２）において第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）によって供給される電圧との間の差電圧を供給する。本発明は、本方法を実施するように構成されているインバータに関する。【選択図】図４

Description

本発明は、インバータを動作させるための方法、およびインバータに関する。
太陽電池モジュールによって直流として供給される電力を、グリッドに給電することが可能となるように交流に変換するために、太陽光発電（ＰＶ）システムにインバータが用いられる。多数の太陽電池モジュールによって協働的に生成される電力は、通常、インバータによって交流電圧に変換される。トランスレスインバータは、特に効率的な変換が可能である。特に、単相で給電し、且つフルブリッジトポロジーを有するトランスレスインバータは、接地電位に対する電位基準がグリッド周波数によって変化するため、一般的には動作中に太陽電池モジュールの接地ができない。前記グリッド周波数の電位変化は、太陽電池モジュールにおける構造による寄生容量に関連して、迷走電流を引き起こし、当該迷走電流の振幅は、例えば雨の場合に値の増加が想定され得る。ＰＶシステムは、動作の安全性の理由により差動電流センサを備える。迷走電流は、システムの故障電流に重畳されると共に、差動電流センサによって測定される故障電流値に寄与するので、迷走電流の増加が、故障電流の測定に基づく保護機構の早期トリップにつながることがある。その結果、安全な操作が引き続き可能であっても、ＰＶシステムは自動的にスイッチがオフになる。
従って、本発明の目的は、迷走電流の増加を抑制するトランスレスフルブリッジインバータの動作方法を提供することである。従って、故障電流を決定する際に高い寄生容量の影響を受けにくいインバータを提供することを意図とする。
この目的は、独立請求項１の方法によって達成される。前記請求項を引用する、方法の従属請求項は、本発明の好ましい実施形態を示す。上記目的は、さらに、同位の装置請求項１１に記載のインバータによって達成され、前記請求項を引用する従属請求項は、本発明のさらなる実施形態を表す。
本発明の一態様は、互いに並列に配置され、トランスレスフルブリッジインバータの直流端子の間のリンク回路と並列に配置されている第１のハーフブリッジおよび第２のハーフブリッジを備えるトランスレスフルブリッジインバータであって、第１のハーフブリッジおよび第２のハーフブリッジのブリッジ出力それぞれは、フィルタインダクタによってこのインバータの交流出力に接続されており、交流出力は、対応するハーフブリッジに割り当てられ、交流出力は、グリッドに接続されており、低インピーダンスでリンク回路に接続されているフィルタコンデンサのネットワークが、交流出力の間に配置されている、トランスレスフルブリッジインバータを動作させるための方法に関する。本方法は、ユニポーラ第１クロック方法を用いてインバータの２つのハーフブリッジを動作させるステップと、インバータの直流端子におけるグリッド周波数迷走電流の値を求めるステップと、を含む。本方法は、迷走電流値が限界値を上回る場合、インバータの２つのハーフブリッジは、第１のハーフブリッジが当該第１のハーフブリッジに割り当てられる交流出力における交流電圧を供給する、迷走電流を抑制する第２クロック方法を用いて動作され、交流電圧の振幅は、グリッドの電圧振幅の振幅の５０％未満であり、第２のハーフブリッジは、グリッド電圧と、当該第２のハーフブリッジに割り当てられる交流出力において第１のハーフブリッジによって供給される電圧との間の差電圧を供給することを特徴とする。ユニポーラクロック方法は、ハーフブリッジの一方のみがクロックされるように、持続時間がグリッド半サイクルの持続時間に対応する期間にわたってインバータが動作されることを特徴とする。
ハーフブリッジによって供給される交流電圧は、それぞれ、正弦波電圧であることが好ましいが、第１のハーフブリッジおよび第２のハーフブリッジによって提供される電圧プロファイルの組み合わせがグリッド電圧のプロファイルに対応する、その他の所望の電圧プロファイルであってもよい。
第１のハーフブリッジによって供給される交流電圧の振幅は、迷走電流値に応じて選択されると都合が良い。第１のハーフブリッジによって供給される交流電圧の振幅は、迷走電流値がより高いほど、より低くなるように選択されることが好ましい。これによって、インバータに接続される発電機の端子における電位変動の振幅が低減され、その結果、迷走電流値の増加が抑制されるか、または完全に回避される。特定の一実施形態では、迷走電流の最大値を上回らないように振幅が制御される。
第１のハーフブリッジに割り当てられる交流出力をグリッドの中性導体に接続し、第２のハーフブリッジに割り当てられる交流出力を位相導体に接続するのが有利である。このことは、例えば、交流端子の一方が中性導体に接続されることが設置説明書に明記されることによって確実にすることができる。あるいは、割り当ては、接地に対する交流出力における電圧を測定すると共に、この測定に基づいて、２つの交流出力の内の何れの交流出力がグリッドの中性導体に接続されているのかを判定するインバータによって、一度または定期的に確認することができる。これに従って、第１のハーフブリッジおよび第２のハーフブリッジとしてインバータ内に存在するハーフブリッジの割り当てが選択されるか、または誤接続が示され得る。あるいは、一方で、インバータは、第１クロック方法から第２クロック方法に変更することによって迷走電流値の上昇または低下が達成されるか否かを判定し、迷走電流値が上昇する場合は、第１のハーフブリッジおよび第２のハーフブリッジとしての、インバータのハーフブリッジの割り当てを入れ替えてもよい。
クロック方法を変更することに加えて、インバータは、迷走電流値が限界値を上回る場合、入力側ＤＣ／ＤＣコンバータを作動させることによって、直流端子に印加される直流電圧をさらに増加することができる。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータは、ブーストコンバータまたはバックコンバータとして動作することができ、特に、直流端子において直流電圧が異なっていても、接続された太陽電池モジュールをＭＰＰ（最大電力点）に保つことができる。直流端子における直流電圧の増加によって、第２のハーフブリッジを用いてより高い部分電圧を設定することができ、第１のハーフブリッジは、グリッド電圧のより低い成分を設定するだけでよく、従って、生じる迷走電流がより少なくなる。
本発明に係る方法の好ましい一実施形態では、迷走電流値が限界値を上回る場合、ハーフブリッジの一方は、所定の方法で動作され、ハーフブリッジの他方は、制御されるように動作される。この場合、第１のハーフブリッジは、所定の方法で動作されることが好ましい。所定の動作は、例えば、ブリッジ出力に印加される電圧または当該ブリッジ出力を流れる電流を考慮せずに、デューティ比の所定のクロックパターンまたは所定のプロファイルを用いてハーフブリッジを作動させることにより実現することができる。この場合、制御されるように動作されるハーフブリッジは、所望のグリッド電流を設定する。
本方法の好適な一実施形態では、第１のハーフブリッジと、第２のハーフブリッジとは、互いに同期して動作され、即ち、同じクロック周波数で動作されるか、または第１および第２の切り替え時間の間の一定の時間基準を用いて動作される。ここで、２つのハーフブリッジの２つのスイッチのスイッチオン時間、スイッチオフ時間、またはスイッチオン期間の中間点を、例えば切り替え時間として選択することができる。一方で、２つのハーフブリッジを互いに独立させて、異なるクロック周波数で動作させてもよい。
第２クロック方法におけるインバータの動作は、スイッチング素子およびインダクタの熱負荷がより高くなることにつながるため、最大インバータ電力を、第１クロック方法を用いた動作の間よりも第２クロック方法を用いた動作の間の方で、より低い値に制限することが有利である。従って、第２クロック方法において最大インバータ電力をより強く制限することによって、インバータの過負荷が予防される。
第２クロック方法においてインバータの変換損失がより高くなることを考慮することにより、迷走電流値が限界値を上回る場合、第２クロック方法におけるインバータのより高い変換損失を補償する、迷走電流値の低減を実現するために、第１のハーフブリッジによって供給される交流電圧について、グリッド電圧の振幅の最大３０％の振幅を選択することが有利である。特に、第１のハーフブリッジによって供給される交流電圧の振幅を段階的に変えることが有利である。この場合、第２クロック方法において少なくとも２段階を設けることが有利である。あるいは、限界値を上回る場合、第２のハーフブリッジによって供給される交流電圧の振幅を規定してもよく、特に、直流端子における印加された直流電圧が許容する大きさと同程度の大きさになるように前記振幅を選択してもよく、例えば、前記直流電圧の半分、または前記直流電圧に対してわずかに低い値になるように前記振幅を選択してもよい。直流端子における直流電圧が変化する場合、第２のハーフブリッジによって供給される交流電圧の振幅を連続的に調整することもできる。従って、第１のハーフブリッジによって供給される交流電圧の振幅が調整されて、グリッド電圧の振幅全体が供給される。
迷走電流を制限するには効率が劣る第２クロック方法を用いてインバータを動作させなければならない期間をできるだけ短くし続けるためには、インバータは、第２クロック方法を用いた動作の間に現在の迷走電流値を連続的または反復的に求めると共に、現在の迷走電流値と、さらなる限界値とを比較する。当該さらなる限界値は、第１のハーフブリッジによって供給される交流電圧の現在用いられている振幅値に応じて決定されることが好ましい。現在の迷走電流値が、前記さらなる限界値を下回る場合は、限界値を再び上回ることなく第１クロック方法に戻り得るという兆候である。次いで、インバータは、直ちに、または迷走電流値がさらなる限界値を再び上回らない所定の時間が経過した後に、第１クロック方法に戻る。特に、各ハーフブリッジによって供給される交流電圧の振幅が、直流端子に印加される直流電圧に応じて選択される場合、さらなる制限値は、前記直流電圧の関数として決定することができる。
第２クロック方法によって一定の迷走電流値に抑制される場合に、第１のハーフブリッジによって供給される交流電圧の振幅が振幅制限値を上回ると、第１クロック方法に戻る。
本発明のさらなる態様は、上記方法、または当該方法の実施形態を用いて動作するように構成されているトランスレスインバータに関する。この場合、交流端子の間のフィルタコンデンサのネットワークは、２つのフィルタコンデンサから構成される直列回路を備えてもよく、当該直列回路の中点は、直流端子の一方に接続されるか、または分割リンク回路として構成されているリンク回路の中点に接続される。また、本発明に係るインバータのフィルタインダクタは、互いに磁気的に接続されていない。
２つのハーフブリッジは、インバータブリッジの追加の構成要素、特に追加のスイッチと共に、Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６、Ｈ６Ｑ、またはＨＥＲＩＣトポロジーを形成してもよい。上記トポロジーの概要は、例えば、２０１２ ＩＥＥＥ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｎｇｒｅｓｓ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ（エネルギー変換会議および展示会）（ＥＣＣＥ）に掲載されている、Ｊｉａｎｈｕａ Ｗａｎｇらによる論文「Ｆｒｏｍ Ｈ４，Ｈ５ ｔｏ Ｈ６ − Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ｆｕｌｌ−Ｂｒｉｄｇｅ Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｈａｓｅ Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ Ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｗｉｔｈｏｕｔ Ｇｒｏｕｎｄ Ｌｅａｋａｇｅ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｉｓｓｕｅ」に見られ、Ｈ６Ｑトポロジーについては欧州特許出願公開第２２３７４０４Ａ１号明細書に見られる。この場合、迷走電流を低減させる第２クロック方法を用いた動作の間、インバータブリッジの追加のスイッチは、２つのハーフブリッジのスイッチが高周波クロックによって所望の現在の電圧値を提供することができるように、半サイクルにおいて恒久的にスイッチング状態で保持される。Ｗａｎｇによる論文の用語において、Ｈ５トポロジーでは、追加のスイッチＳ５は恒久的に閉じられており（Ｗａｎｇによる論文の図２ａを参照）、ＨＥＲＩＣトポロジーでは、スイッチＳ５およびＳ６は恒久的に開いており（図２ｅを参照）、Ｈ６トポロジーでは、直列に接続された２つのスイッチを備えると共に、ブリッジ出力から見て直流端子と対向しているハーフブリッジそれぞれのスイッチは恒久的に閉じられている（図２ｆのＳ１およびＳ３、図２ｇのＳ３およびＳ４、図４ｂのＳ３、図４ｃおよび図４ｄのＳ４、並びに図４ｅのＳ１）。
一実施形態では、本発明に係るインバータは、交流出力電流を決定するために、電流センサを１つのみ備えていてもよく、当該電流センサは、特に、第２のハーフブリッジに割り当てられる交流出力に配置されている。第２クロック方法を用いた動作の間に、ハーフブリッジの一方が所定の方法で動作され、且つハーフブリッジの一方が制御されるように動作される場合、電流センサは、制御されるように動作されるハーフブリッジに割り当てられる交流出力に配置されるのが好ましい。
第１のハーフブリッジと、第２のハーフブリッジと、を備えるインバータブリッジに加えて、本発明に係るインバータは、出力が直流端子に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ、特にブーストコンバータをさらに備えてもよい。この実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いることによって、第１クロック方法を用いた動作の間よりも第２クロック方法を用いた動作の間の方が、直流端子においてより高い直流電圧を供給することができる。
さらなる態様では、本願に係る動作方法は、インバータブリッジが、互いに並列に配置され、トランスレスインバータの直流端子の間のリンク回路と並列に配置されている第１のハーフブリッジおよび第２のハーフブリッジからなるＨ４トポロジーで具体化される、トランスレスインバータに関する。２つのハーフブリッジのブリッジ出力それぞれは、フィルタインダクタによって、対応するハーフブリッジに割り当てられる、インバータの交流出力に接続されており、当該交流出力は、グリッドに接続されている。ここで、低インピーダンスでリンク回路に接続されているフィルタコンデンサのネットワークが、交流出力の間に配置されている。本方法は、第１クロック方法を用いてインバータの２つのハーフブリッジを動作させることと、インバータの直流端子におけるグリッド周波数迷走電流の値を求めることとを含み、さらに、迷走電流値が限界値を上回る場合、インバータの２つのハーフブリッジは、迷走電流を低減させる第２クロック方法を用いて動作されることを特徴とする。第１クロック方法において、ハーフブリッジは、バイポーラクロックパターンを用いて協働的に動作される。その結果、各振幅がグリッド電圧振幅の５０％である両電圧プロファイルが、２つの交流出力に提供される。迷走電流を低減させるクロック方法において、第１のハーフブリッジは、当該第１のハーフブリッジに割り当てられる交流出力において、グリッドの電圧振幅の５０％未満、好ましくはグリッド電圧振幅の３０％未満の交流電圧を供給し、第２のハーフブリッジは、グリッド電圧と、当該第２のハーフブリッジに割り当てられる交流出力において第１のハーフブリッジによって供給される電圧との間の差電圧を供給する。これによって、第１クロック方法においては、グリッド電圧振幅の５０％の接地電位に対して直流端子の電圧の変動が生じ、第２クロック方法においては、変動に比べて変動が低減され、その結果、迷走電流のグリッド周波数成分の値が低減される。第１のハーフブリッジによって供給される電圧の振幅は、迷走電流のレベルに応じて選択されることが好ましく、特に、迷走電流のグリッド周波数成分が所定の臨界値未満に保たれるように選択される。前記振幅は、迷走電流のグリッド周波数成分の対応する限界値が下回るかまたは上回る場合、段階的に変更されることが好ましい。この場合、振幅は、対応する限界値が下回ると低下し、対応する限界値が上回ると増加する。
本願に係る前記代替的な動作方法は、特に、シリコンスイッチより迅速に切り替わる、例えば窒化ガリウムから作製された半導体スイッチと共に用いることができる。その結果、第２クロック方法の間のスイッチング損失および磁化損失が増加しないか、または第１クロック方法と比較して著しく増加しない。
以下、図を用いて本発明、および本発明の構成の変形例の幾つかをより詳細に説明する。
図１は、Ｈ４トポロジーにおける本発明に係るインバータの概略構成を示す。 図２は、Ｈ５トポロジーにおける本発明に係るインバータのさらなる実施形態を示す。 図３は、ユニポーラ第１クロック方法における、本発明に係るインバータの動作中の電圧の時間プロファイルを示す。 図４は、迷走電流を低減させる第２クロック方法における、本発明に係るインバータの動作中の電圧の時間プロファイルを示す。
図１に示したインバータ１は、電圧源（図示せず）、特に太陽光発電機が接続され得る直流端子２，３を備える。直流端子２，３の間にはリンク回路ＤＣＬが配置されており、第１ハーフブリッジＨＢ１および第２ハーフブリッジＨＢ２は、リンク回路ＤＣＬと並列に配置されている。第１のハーフブリッジＨＢ１は、直列に接続される２つの半導体スイッチＴ３，Ｔ４から形成されてもよい。半導体スイッチの中点は、第１のブリッジ出力Ｂｒ１として第１のハーフブリッジＨＢ１から引き出されている。同様に、第２のハーフブリッジＨＢ２は、直列に接続される２つの半導体スイッチＴ１，Ｔ２から形成されてもよく、当該半導体スイッチの中点は、第２のブリッジ出力Ｂｒ２として第２のハーフブリッジＨＢ２から引き出されている。半導体スイッチは、固有または別体の逆並列フリーホイーリングダイオードを備えてもよい。
第１のフィルタインダクタＬ１は、第１のブリッジ出力Ｂｒ１を第１の交流出力ＡＣ１に接続し、第２のフィルタインダクタＬ２は、第２のブリッジ出力Ｂｒ２を第２の交流出力ＡＣ２に接続する。２つの交流出力ＡＣ１，ＡＣ２の間には、フィルタインダクタＬ１，Ｌ２と共にＡＣグリッドフィルタを形成するフィルタコンデンサのネットワーク４が配置されている。ネットワーク４は、ここでは２つのフィルタコンデンサから構成される直列回路によって形成され、当該直列回路の中点は、低インピーダンス接続部６によって直流端子３に接続されている。この場合、低インピーダンス接続部６は直接接続であり、当該接続部には、グリッド周波数およびブリッジのスイッチング周波数において低インピーダンスを有するさらなる構成部品を設けてもよい。直流端子３の代替として、ネットワーク４の中点が、直流端子２、またはこの場合には分割されているリンク回路ＤＣＬの中点ＭＰに接続されてもよく、従って、各電位が互いに接続される。第１の交流出力ＡＣ１は、グリッドの中性導体Ｎに接続することができ、第２の交流出力ＡＣ２は、前記グリッドの相導体Ｌに接続される。グリッドフィルタは、ネットワーク４と、接続されたグリッドとの間にさらなるフィルタ構成要素、特にさらなるフィルタインダクタを備えてもよい。
２つのハーフブリッジＨＢ１，ＨＢ２は、当該２つのハーフブリッジＨＢ１，ＨＢ２に割り当てられる制御装置Ｃ１，Ｃ２によって作動される。制御装置Ｃ１は、パルス幅変調によって第１のハーフブリッジＨＢ１のスイッチＴ３，Ｔ４をオンにし、制御装置Ｃ２は、第２のハーフブリッジＨＢ２のスイッチＴ１，Ｔ２をオンにする。ハーフブリッジによって供給される電流は、ブリッジ出力Ｂｒ１，Ｂｒ２に配置されている電流センサＣＳによって検出される。この実施形態では、迷走電流の値は、２つの電流センサＣＳの測定値の差を求めることによって求めることができる。この場合、グリッド周波数迷走電流は、接続されたグリッドの周波数における差の周波数成分である。あるいは、グリッド周波数迷走電流は、インバータ１の交流側または直流側のさらなるセンサによって既知の方法で求めることもできる。
図２は、本発明に係るインバータ１のさらなる実施形態を示す。この場合、太陽光発電機ＰＶは、ＤＣ／ＤＣコンバータＢＣ、例えばブーストコンバータによって直流端子２，３に接続されている。その他のインバータトポロジーにおいても、太陽光発電機ＰＶの電圧をリンク回路ＤＣＬの電圧に変換するために、上記のようなＤＣ／ＤＣコンバータＢＣが入力側に設けられてもよい。また、迷走電流の原因として寄生容量７が記号によって示されており、当該寄生容量は、太陽光発電機ＰＶを接地ＧＮＤに接続する。この場合、インバータブリッジは、２つのハーフブリッジＨＢ１，ＨＢ２のトランジスタＴ１〜Ｔ４に加えて、当該ハーフブリッジＨＢ１，ＨＢ２の上側の接続点を直流端子２に接続するさらなるトランジスタＴ５を備えるＨ５ブリッジとして知られているものとして構成されている。この場合、リンク回路ＤＣＬは、中点ＭＰを有する分割リンク回路として同様に具体化されている。交流フィルタのネットワーク４には、グリッド５が接続されている端子Ｌ，Ｎの間の２つのフィルタコンデンサの直列回路に加えて、当該２つのグリッド端子Ｌ，Ｎの間に直接的に配置されているさらなるコンデンサが出力側に設けられている。この場合、ネットワーク４のフィルタコンデンサから構成される直列回路の中点は、リンク回路ＤＣＬの中点ＭＰに直接的に接続されている。ここで示される実施形態では、グリッド５に対する接続線に、単一の電流センサＣＳが１つのみ設けられているが、このことは、その他の考えられる実施形態においても同様であってもよい。
良く知られているように、Ｈ５トポロジーにおける追加のトランジスタＴ５は、フリーホイーリングフェーズの間、接続された太陽光発電機ＰＶを、接続されたグリッド５から電気的に絶縁させるように機能する。本発明の内容において、前記トランジスタは、この機能を、ユニポーラ第１クロック方法を用いた動作の間にのみ実行する。第２クロック方法を用いた動作の間、Ｔ５は、恒久的にスイッチがオンされたままであり、従って、リンク回路ＤＣＬにおいて２つのハーフブリッジＨＢ１，ＨＢ２を独立して動作させることが可能になる。
本発明の動作をより詳細に説明するために、まず初めに、図３は、第１クロック方法で動作される場合の、例えば図２のＨ５トポロジーから生じる電圧の時間的プロファイルを示す。グリッド電圧Ｕ０は、振幅
Figure 2019527020
を有する既知の正弦波プロファイルを有する。ユニポーラクロック方法において、グリッド電圧の半サイクルの間に、２つのハーフブリッジＨＢ１，ＨＢ２のうちの一方のみがクロックされる。さらなるスイッチのクロックによってトポロジーに依拠するように生じる無電位フリーホイーリングに関連して、ハーフブリッジは、リンク回路の中点ＭＰの電位に基づいて、交流端子ＡＣ１，ＡＣ２において、グリッド振幅の半分が
Figure 2019527020
である互いに反する正弦波プロファイルＵＡＣ１ＭＰ，ＵＡＣ２ＭＰを生成する。前記２つの正弦波プロファイルが加算されて、グリッド電圧Ｕ０のプロファイルが形成される。交流端子ＡＣ１は、グリッド５のＮ導体に固定的に接続されているため、リンク回路中点ＭＰの電位は、接地電位に対して変化する。当該接地電位は、わかりやすくするためにここではＮ導体の電位と等しいと仮定する。また、リンク回路中点ＭＰの電位は、グリッド振幅の半分Ｕ０／２に対応する振幅によって正弦的に変化する。これによって、発電機電位の変化の振幅に比例する、寄生容量７の迷走電流のグリッド周波数成分がもたらされる。前記成分は、太陽光発電機ＰＶの理想的でない絶縁によって流れる故障電流に加えられ、特に寄生容量７の値が高い場合は、システムが十分に絶縁された状態であったとしても、絶縁監視手段のトリップにつながることがある。従って、迷走電流のグリッド周波数成分を低減させるためには、発電機電位の変化のグリッド周波数振幅を低減させて、迷走電流の対応するグリッド周波数成分を同様に低減させることが望ましい。
ここで、発電機プロファイルの変化の前記振幅を、グリッド振幅の半分
Figure 2019527020
よりも低い値に低減させることが可能な、本発明に係る第２クロック方法が重要になる。前記第２クロック方法の動作は、図４に示される電圧プロファイルを用いて示し、説明する。
この目的を達成するために、図４は、再度、リンク回路中点ＭＰの電位に対する交流端子ＡＣ１，ＡＣ２それぞれにおける電圧プロファイルＵＡＣ１ＭＰ，ＵＡＣ２ＭＰと比較してグリッド電圧Ｕ０の正弦波プロファイルを示す。この場合、交流端子ＡＣ１における電圧プロファイルの振幅
Figure 2019527020
は、交流端子ＡＣ２における電圧プロファイルの振幅
Figure 2019527020
よりも低い。振幅
Figure 2019527020
は、グリッド電圧振幅
Figure 2019527020
の最大３０％であるのが好ましい。従って、振幅
Figure 2019527020
は、グリッド電圧振幅
Figure 2019527020
の少なくとも７０％である。既に説明したように、交流端子ＡＣ１は、グリッド５の中性導体に接続されているため、リンク回路中点ＭＰの電圧プロファイルは、より小さい方の振幅
Figure 2019527020
によってのみ変化し、従って、上記第１クロック方法からもたらされる振幅に対して低減される。同様に、迷走電流のグリッド周波数成分も、第２クロック方法によって低減される。
交流端子ＡＣ１，ＡＣ２において非対称の電圧プロファイルを実現するために、ハーフブリッジＨＢ１，ＨＢ２それぞれは、ブリッジ電圧の対応する目標値の電圧プロファイルに、互いに独立して制御される。ハーフブリッジＨＢ１，ＨＢ２における電圧調整の代替として、ハーフブリッジの一方のみ、好ましくは第１のハーフブリッジＨＢ１を、電圧が制御されるように動作させるのに対し、第２のハーフブリッジを、電流が制御されるように動作させてもよく、その結果、所望のグリッド電流が生成される。電圧調整は、交流端子ＡＣ１，ＡＣ２それぞれにおける測定された電圧と、所定の目標値との偏差、および当該偏差に対応する変化であって、ハーフブリッジＨＢ１，ＨＢ２を動作させるために用いることができるデューティ比それぞれの変化を判定することによって実行することができる。一方で、２つのハーフブリッジのうちの一方、好ましくは第１のハーフブリッジＨＢ１を、所定のクロックパターンを用いて動作させてもよく、これによって、所望の振幅
Figure 2019527020
を有する、交流端子ＡＣ１における電圧プロファイルに少なくとも近似する。この場合、２つのハーフブリッジのうちの一方を、制御されるように動作するだけでよい。
第１のハーフブリッジＨＢ１は、第２のハーフブリッジＨＢ２と独立して動作させることができ、即ち、特に偏移周波数においてさえも動作させることができる。この場合、２つのハーフブリッジのブリッジスイッチの切り替え時間の間には時間的相関関係は存在しない。しかし、一方で、２つのハーフブリッジを同じクロック周波数で動作させることも容易に可能であり、特に、例えば第１のハーフブリッジおよび第２のハーフブリッジのスイッチオン期間の中間点を同期させることによって互いに同期させて動作させることも容易に可能である。
交流端子ＡＣ１およびＡＣ２において非対称の電圧プロファイルを提供するためには、２つのハーフブリッジは恒久的にクロックされなければならず、即ち、ハーフブリッジのスイッチの両方が、双方の半サイクルの間に交互に閉じられ、直流端子２，３の正電圧および負電圧が、前記ハーフブリッジのブリッジ出力において同相で供給される。このことが、第１クロック方法を用いた動作と比較して第２クロック方法を用いた動作の間に上記コンバータ損失が増加する原因である。
迷走電流を低減させる第２クロック方法において必要な、発電機の最小電圧ＵＤＣｍｉｎは、第２の交流端子ＡＣ２における振幅
Figure 2019527020
によって決定され、この値の２倍である。前記値は、インバータ１が第１クロック方法を用いて動作される場合の発電機の必要最小電圧ＵＤＣｍｉｎよりも高い（ＵＤＣｍｉｎ＝
Figure 2019527020
、図３を参照）。従って、前記最小電圧を下回ることを防ぐために、第１クロック方法から第２クロック方法に変更されるときに、発電機電圧を増加させることが有利であるか、または必要でさえある。発電機電圧は、インバータの上流に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータＢＣによって調整することができる。
１ インバータ
２，３ 直流端子
４ ネットワーク
５ グリッド
６ 接続部
７ 寄生容量
ＡＣ１，ＡＣ２ 交流出力
Ｂｒ１，Ｂｒ２ ブリッジ出力
Ｔ１〜Ｔ５ スイッチ
ＨＢ１，ＨＢ２ ハーフブリッジ
Ｃ１，Ｃ２ 制御装置
ＤＣＬ リンク回路
ＢＣ ＤＣ／ＤＣコンバータ
ＰＶ 太陽光発電機
Ｌ１，Ｌ２ フィルタインダクタ
ＣＳ 電流センサ
ＧＮＤ 接地電位
Ｎ 中性導体
Ｌ 位相導体

Claims (16)

  1. 互いに並列に配置され、トランスレスインバータ（１）の直流端子（２，３）の間のリンク回路（ＤＣＬ）と並列に配置されている第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）および第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）を備えるトランスレスインバータ（１）であって、前記第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）および前記第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）のブリッジ出力（Ｂｒ１，Ｂｒ２）それぞれは、フィルタインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）によって前記インバータ（１）の交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）に接続されており、前記交流出力は、対応するハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）に割り当てられ、前記交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）は、グリッド（５）に接続されており、低インピーダンスでリンク回路（ＤＣＬ）に接続されているフィルタコンデンサのネットワーク（４）が、前記交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）の間に配置されている、トランスレスインバータ（１）を動作させるための方法において、
    − ユニポーラクロック方法を用いて前記インバータ（１）の前記２つのハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）を動作させるステップと、
    − 前記インバータ（１）の前記直流端子（２，３）におけるグリッド周波数迷走電流の値を求めるステップと、を含み、
    前記迷走電流値が限界値を上回る場合、前記インバータ（１）の前記２つのハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）は、第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）が前記第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）に割り当てられる前記交流出力（ＡＣ１）における交流電圧を供給する、迷走電流を低減させるクロック方法を用いて動作され、前記交流電圧の振幅は、前記グリッド（５）の電圧振幅の振幅の５０％未満であり、前記第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）は、前記グリッド電圧と、前記第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）に割り当てられる交流出力（ＡＣ２）において前記第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）によって供給される電圧との間の差電圧を供給することを特徴とする方法。
  2. 請求項１に記載の方法において、前記ハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）によって供給される前記交流電圧は、それぞれ、正弦波電圧であることを特徴とする方法。
  3. 請求項１または２に記載の方法において、前記第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）によって供給される前記交流電圧の振幅は、前記迷走電流値に応じて選択され、特に、前記振幅は、前記迷走電流値がより高いほど、より低くなるように選択されることを特徴とする方法。
  4. 請求項１乃至３の何れか１項に記載の方法において、前記第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）によって供給される前記交流電圧の振幅は、前記直流端子（２，３）に印加される電圧に応じて選択されることを特徴とする方法。
  5. 請求項１乃至４の何れか１項に記載の方法において、前記第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）に割り当てられる前記交流出力（ＡＣ１）は、前記グリッド（５）のＮ導体に接続されていることを特徴とする方法。
  6. 請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法において、前記迷走電流値が前記限界値を上回る場合、前記直流端子（２，３）に印加される直流電圧は、入力側ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＢＣ）を作動させることによって、さらに増加されることを特徴とする方法。
  7. 請求項１乃至６の何れか１項に記載の方法において、前記迷走電流値が前記限界値を上回る場合、前記ハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）の一方は、所定の方法で動作され、前記ハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）の他方は、制御されるように動作されることを特徴とする方法。
  8. 請求項１乃至７の何れか１項に記載の方法において、前記第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）と、前記第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）とは、互いに同期して動作されることを特徴とする方法。
  9. 請求項１乃至８の何れか１項に記載の方法において、前記第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）と、前記第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）とは、互いに独立して動作され、特に異なるクロック周波数で動作されることを特徴とする方法。
  10. 請求項１乃至９の何れか１項に記載の方法において、最大インバータ電力が、前記第２クロック方法を用いた動作の間よりも前記第１クロック方法を用いた動作の間の方が、より高い値に制限されることを特徴とする方法。
  11. 互いに並列に配置され、トランスレスインバータ（１）の直流端子（２，３）の間のリンク回路（ＤＣＬ）と並列に配置されている第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）および第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）を備えるトランスレスインバータ（１）において、前記第１のハーフブリッジ（ＨＢ１）および前記第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）のブリッジ出力（Ｂｒ１，Ｂｒ２）それぞれは、フィルタインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）によって前記インバータ（１）の交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）に接続されており、前記交流出力は、対応するハーフブリッジ（ＨＢ１，ＨＢ２）に割り当てられ、前記交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）は、グリッド（５）に接続されており、低インピーダンスでリンク回路（ＤＣＬ）に接続されているフィルタコンデンサのネットワーク（４）が、前記交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）の間に配置されており、請求項１乃至１１の何れか１項に記載の方法を用いて動作するように構成されていることを特徴とするトランスレスインバータ（１）。
  12. 請求項１１に記載のインバータ（１）において、前記ネットワーク（４）は、２つのフィルタコンデンサから構成される直列回路を備え、前記直列回路の中点は、前記直流端子（２，３）の一方に接続されるか、または分割リンク回路として構成されているリンク回路（ＤＣＬ）の中点に接続されることを特徴とするインバータ（１）。
  13. 請求項１１または１２に記載のインバータ（１）において、前記交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）の前記フィルタインダクタ（Ｌ１，Ｌ２）は、磁気的に接続されていないことを特徴とするインバータ（１）。
  14. 請求項１１乃至１３の何れか１項に記載のインバータ（１）において、ブリッジトポロジーＨ４、Ｈ５、Ｈ６、Ｈ６Ｑ、およびＨＥＲＩＣのうちの１つを有することを特徴とするインバータ（１）。
  15. 請求項１１乃至１４の何れか１項に記載のインバータ（１）において、前記交流出力電流を決定するために、電流センサ（ＣＳ）が１つのみ設けられおり、前記電流センサは、特に、前記第２のハーフブリッジ（ＨＢ２）に割り当てられる前記交流出力（ＡＣ１，ＡＣ２）に配置されていることを特徴とするインバータ（１）。
  16. 請求項１１乃至１５の何れか１項に記載のインバータ（１）において、出力が前記直流端子（２，３）に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ（ＢＣ）、特にブーストコンバータをさらに備えることを特徴とするインバータ（１）。
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