JP2019083686A - 電流モード制御型スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧に対する出力電圧の比が小さい場合でも電流帰還が可能な電流モード制御型スイッチング電源装置を提供する。【解決手段】電流モード制御型スイッチング電源装置１０１は、上側ＭＯＳトランジスタＱ１（第１スイッチ）と、下側ＭＯＳトランジスタＱ２（第２スイッチ）と、制御部と、を備える。制御部は、第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出回路４と、電流検出回路４によって検出された電流の情報を第１スイッチＱ１がオン状態である期間にＰＷＭ信号に反映させる反映部とを有し、入力電圧と出力電圧との差に依存せず且つＰＷＭ信号に基づいて、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧を降圧する降圧動作を行うことができる電流モード制御型スイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置の制御方式は電圧モード制御と電流モード制御に大別できる。電流モード制御は、一般的に位相補償の簡易化、高速応答、外付け部品点数削減の面で極めて有効な制御方式である。電流モード制御型スイッチング電源装置の従来例を図１４に示す。

特開２０１０−２２０３５５号公報

図１４に示すスイッチング電源装置１００は、上側ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］トランジスタＱ１を流れる電流を検出して電流モード制御を実行する。電流モード制御に従って上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２は相補的にオン／オフし、このスイッチング動作によって入力電圧Ｖ_ＩＮがパルス状のスイッチ電圧Ｖ_ＳＷに変換される。そして、そのスイッチ電圧Ｖ_ＳＷがインダクタＬ１及び出力コンデンサＣ１によって平滑化されて入力電圧Ｖ_ＩＮよりも低い出力電圧Ｖ_ＯＵＴに変換される。

上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流を検出して電流モード制御を実行する場合、電流帰還部分が入力電圧とスイッチ電圧との差（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＳＷ）に相当するため、電流検出回路が入力電圧Ｖ_ＩＮ基準として検出電流の情報を生成することになり、内部電源電圧を基準としてスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰを生成するスロープ回路に伝達すると、上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオンになってからスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに電流情報が伝達されるまでに図１５に示すように遅延時間Ｄが生じる。

また電流帰還部分が入力電圧とスイッチ電圧との差（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＳＷ）に相当するため、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷの立ち上がりなどにノイズがのると、そのノイズがそのまま伝達されてスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに反映されてしまう。

そして、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が細くなると、上記の遅延時間およびノイズが支配的になり、電流帰還ができなくなるという問題が生じる。

なお、特許文献１で開示されている電流モード制御型スイッチング電源装置も、図１４に示すスイッチング電源装置１００と同様に、上側スイッチング素子を流れる電流を検出して電流モード制御を実行しているので、同様の問題を有している。

本発明は、上記の状況に鑑み、入力電圧に対する出力電圧の比が小さい場合でも電流帰還が可能な電流モード制御型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。

＜第１の技術的特徴＞
本明細書中に開示されている電流モード制御型スイッチング電源装置のうち、第１の技術的特徴を備えた電流モード制御型スイッチング電源装置は、第１端が入力電圧の印加端に接続された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１スイッチがオフ状態である間の所定期間に前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に基づいたスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部を有し、前記スロープ電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する構成（第１−１の構成）である。

また上記第１−１の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記電流検出部は、前記第２スイッチを流れる電流に応じた電圧を電流に変換する電圧電流変換回路であって、前記スロープ電圧生成部は、前記電圧電流変換回路の出力電流を充電するコンデンサを有する構成（第１−２の構成）にするとよい。

また上記第１−２の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記スロープ電圧生成部は、前記電圧電流変換回路の出力端から前記コンデンサに至る電流経路を導通／遮断する充電用スイッチをさらに有する構成（第１−３の構成）にするとよい。

また上記第１−２または第１−３の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記スロープ電圧生成部は、前記コンデンサを放電させて前記コンデンサの充電電圧をリセットするリセット部を有する構成（第１−４の構成）にするとよい。

また上記第１−１〜第１−４いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記制御部は、前記電流モード制御型スイッチング電源装置の出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、前記スロープ電圧と前記誤差信号を比較して比較信号であるリセット信号を生成するコンパレータと、所定周波数のクロック信号であるセット信号を生成するオシレータと、前記セット信号と前記リセット信号に応じて前記第１スイッチのオン／オフ及び前記第２スイッチのオン／オフを制御するタイミング制御回路と、を有する構成（第１−５の構成）にするとよい。

また上記第１−１〜第１−５いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記第２スイッチがＭＯＳトランジスタであって、前記電流検出部が前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の両端電圧を用いて前記第２スイッチを流れる電流を検出する構成（第１−６の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている車載機器のうち、第１の技術的特徴を備えた車載機器は、第１−１〜第１−６いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置を備える構成（第１−７の構成）である。

また、本明細書中に開示されている車両のうち、第１の技術的特徴を備えた車両は、第１−７の構成の車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリを備える構成（第１−８の構成）である。

＜第２の技術的特徴＞
本明細書中に開示されている電流モード制御型スイッチング電源装置のうち、第２の技術的特徴を備えた電流モード制御型スイッチング電源装置は、第１端が入力電圧の印加端に接続された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１スイッチがオフ状態である間の所定期間に前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積する蓄積部と、第１スイッチがオフからオンに切り替わる前に前記蓄積部によって蓄積された電流の情報の伝達を開始して前記蓄積部によって蓄積された電流の情報をスロープ電圧に反映させる反映部と、を有し、前記スロープ電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する構成（第２−１の構成）である。

また上記第２−１の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記蓄積部と前記反映部は互いに同一の電源電圧によって駆動する回路である構成（第２−１の構成）にするとよい。

また上記第２−１または第２−２の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記電流検出部は、前記第２スイッチを流れる電流に応じた電圧を電流に変換する電圧電流変換回路であって、前記蓄積部は、前記電圧電流変換回路の出力電流を充電するコンデンサを有し、前記反映部は、前記コンデンサの充電電圧を前記スロープ電圧に反映させる構成（第２−３の構成）にするとよい。

また上記第２−３の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記蓄積部は、前記電圧電流変換回路の出力端から前記コンデンサに至る電流経路を導通／遮断する充電用スイッチをさらに有する構成（第２−４の構成）にするとよい。

また上記第２−４の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記蓄積部は、前記第１スイッチがオンからオフに切り替わった直後に設けられるデッドタイムの終了時に前記充電用スイッチをオフからオンに切り替え、前記第２スイッチがオンからオフに切り替わった直後に設けられるデッドタイムの開始時に前記充電用スイッチをオンからオフに切り替える構成（第２−５の構成）にするとよい。

また上記第２−３〜第２−５いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記蓄積部は、前記コンデンサを放電させて前記コンデンサの充電電圧をリセットするリセット部を有する構成（第２−６の構成）にするとよい。

また上記第２−１〜第２−６いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記制御部は、前記電流モード制御型スイッチング電源装置の出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、前記スロープ電圧と前記誤差信号を比較して比較信号であるリセット信号を生成するコンパレータと、所定周波数のクロック信号であるセット信号を生成するオシレータと、前記セット信号と前記リセット信号に応じて前記第１スイッチのオン／オフ及び前記第２スイッチのオン／オフを制御するタイミング制御回路と、を有する構成（第２−７の構成）にするとよい。

また上記第２−１〜第２−７いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記第２スイッチがＭＯＳトランジスタであって、前記電流検出部が前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の両端電圧を用いて前記第２スイッチを流れる電流を検出する構成（第２−８の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている車載機器のうち、第２の技術的特徴を備えた車載機器は、第２−１〜第２−８いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置を備える構成（第２−９の構成）である。

また、本明細書中に開示されている車両のうち、第２の技術的特徴を備えた車両は、第２−９の構成の車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリを備える構成（第２−１０の構成）である。

＜第３の技術的特徴＞
本明細書中に開示されている電流モード制御型スイッチング電源装置のうち、第３の技術的特徴を備えた電流モード制御型スイッチング電源装置は、第１端が入力電圧の印加端に接続された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１スイッチがオフ状態である間の一定時間に前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積する蓄積部と、前記蓄積部によって蓄積された電流の情報をスロープ電圧に反映させる反映部と、を有し、前記スロープ電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する構成（第３−１の構成）である。

また上記第３−１の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記制御部は、前記電流モード制御型スイッチング電源装置の出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、前記スロープ電圧と前記誤差信号を比較して比較信号であるリセット信号を生成するコンパレータと、所定周波数のクロック信号であるセット信号を生成するオシレータと、前記セット信号と前記リセット信号に応じて前記第１スイッチのオン／オフ及び前記第２スイッチのオン／オフを制御するタイミング制御回路と、を有し、前記一定時間は前記セット信号のハイレベル期間内に設けられる構成（第３−２の構成）にするとよい。

また上記第３−２の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記タイミング制御回路は、前記セット信号のハイレベルからローレベルへの切り替わり時に、前記第１スイッチをオンにし、前記リセット信号のローレベルからハイレベルへの切り替わり時に、前記第１スイッチをオフにし、且つ、前記セット信号のローレベルからハイレベルへの切り替わり時に、前記リセット信号のレベル遷移状態にかかわらず、強制的に前記第１スイッチをオフにし、前記第２スイッチをオンにする構成（第３−３の構成）にするとよい。

また上記第３−１〜第３−３いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記蓄積部と前記反映部は互いに同一の電源電圧によって駆動する回路である構成（第３−４の構成）にするとよい。

また上記第３−１〜第３−４いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記電流検出部は、前記第２スイッチを流れる電流に応じた電圧を電流に変換する電圧電流変換回路であって、前記蓄積部は、前記電圧電流変換回路の出力電流を充電するコンデンサを有し、前記反映部は、前記コンデンサの充電電圧を前記スロープ電圧に反映させる構成（第３−５の構成）にするとよい。

また上記第３−５の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記蓄積部は、前記電圧電流変換回路の出力端から前記コンデンサに至る電流経路を導通／遮断する充電用スイッチをさらに有する構成（第３−６の構成）にするとよい。

また上記第３−５または第３−６の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記蓄積部は、前記コンデンサを放電させて前記コンデンサの充電電圧をリセットするリセット部を有する構成（第３−７の構成）にするとよい。

また上記第３−１〜第３−７いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記反映部は、第１スイッチがオフからオンに切り替わる前に前記蓄積部によって蓄積された電流の情報の伝達を開始して前記蓄積部によって蓄積された電流の情報を前記スロープ電圧に反映させる構成（第３−８の構成）にするとよい。

また上記第３−１〜第３−８いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記第２スイッチがＭＯＳトランジスタであって、前記電流検出部が前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の両端電圧を用いて前記第２スイッチを流れる電流を検出する構成（第３−９の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている車載機器のうち、第３の技術的特徴を備えた車載機器は、第３−１〜第３−９いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置を備える構成（第３−１０の構成）である。

また、本明細書中に開示されている車両のうち、第３の技術的特徴を備えた車両は、第３−１０の構成の車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリを備える構成（第３−１１の構成）である。

＜第４の技術的特徴＞
本明細書中に開示されている電流モード制御型スイッチング電源装置のうち、第４の技術的特徴を備えた電流モード制御型スイッチング電源装置は、第１端が入力電圧の印加端に接続された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記入力電圧に対する出力電圧の比が所定値以下である場合に、前記電流検出部によって検出された電流に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御し、前記入力電圧に対する前記出力電圧の比が前記所定値以下でない場合に、前記電流検出部によって検出された電流に依存せずに前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する構成（第４−１の構成）である。

また上記第４−１の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記第１スイッチを流れる電流を検出する第１スイッチ用電流検出部をさらに備え、前記制御部は、前記入力電圧に対する出力電圧の比が所定値以下でない場合に、前記第１スイッチ用電流検出部によって検出された電流に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する構成（第４−２の構成）にするとよい。

また上記第４−１または第４−２の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記制御部は、前記入力電圧に対する前記出力電圧の比が所定値以下である場合に、前記第１スイッチがオフ状態である間の所定期間に前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に基づいたスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部を有し、前記入力電圧に対する前記出力電圧の比が所定値以下である場合に、前記スロープ電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する構成（第４−３の構成）にするとよい。

また上記第４−３の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記電流検出部は、前記第２スイッチを流れる電流に応じた電圧を電流に変換する電圧電流変換回路であって、前記スロープ電圧生成部は、前記電圧電流変換回路の出力電流を充電するコンデンサを有する構成（第４−４の構成）にするとよい。

また上記第４−４の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記スロープ電圧生成部は、前記電圧電流変換回路の出力端から前記コンデンサに至る電流経路を導通／遮断する充電用スイッチをさらに有する構成（第４−５の構成）にするとよい。

また上記第４−４または第４−５の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記スロープ電圧生成部は、前記コンデンサを放電させて前記コンデンサの充電電圧をリセットするリセット部を有する構成（第４−６の構成）にするとよい。

また上記第４−３〜第４−６いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記制御部は、前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、前記スロープ電圧と前記誤差信号を比較して比較信号であるリセット信号を生成するコンパレータと、所定周波数のクロック信号であるセット信号を生成するオシレータと、前記セット信号と前記リセット信号に応じて前記第１スイッチのオン／オフ及び前記第２スイッチのオン／オフを制御するタイミング制御回路と、を有する構成（第４−７の構成）にするとよい。

また上記第４−１〜第４−７いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記第２スイッチがＭＯＳトランジスタであって、前記電流検出部が前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の両端電圧を用いて前記第２スイッチを流れる電流を検出する構成（第４−８の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている車載機器のうち、第４の技術的特徴を備えた車載機器は、第４−１〜第４−８いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置を備える構成（第４−９の構成）である。

また、本明細書中に開示されている車両のうち、第４の技術的特徴を備えた車両は、第４−９の構成の車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリを備える構成（第４−１０の構成）である。

＜第５の技術的特徴＞
本明細書中に開示されている電流モード制御型スイッチング電源装置のうち、第５の技術的特徴を備えた電流モード制御型スイッチング電源装置は、第１端が入力電圧の印加端に接続された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１スイッチがオフ状態である間の所定期間に前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積する蓄積部と、前記蓄積部によって蓄積された電流の情報をスロープ電圧のオフセット電圧に反映させる反映部と、前記スロープ電圧のスロープの傾きを一定値にするための傾き設定部と、を有し、前記スロープ電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する構成（第５−１の構成）である。

また上記第５−１の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記所定期間が一定時間である構成（第５−２の構成）にするとよい。

また上記第５−１または第５−２の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記反映部は、第１スイッチがオフからオンに切り替わる前に前記蓄積部によって蓄積された電流の情報の伝達を開始して前記蓄積部によって蓄積された電流の情報を前記スロープ電圧のオフセット電圧に反映させる構成（第５−３の構成）にするとよい。

また上記第５−１〜第５−３いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記電流検出部は、前記第２スイッチを流れる電流に応じた電圧を電流に変換する電圧電流変換回路であって、前記蓄積部及び前記反映部は、前記電圧電流変換回路の出力電流を充電するコンデンサを共有する構成（第５−４の構成）にするとよい。

また上記第５−４の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記傾き設定部が、定電流源と、前記定電流源から前記コンデンサに至る電流経路を導通／遮断するスロープ用スイッチと、を有する構成（第５−５の構成）にするとよい。

また上記第５−４または第５−５の構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記蓄積部は、前記電圧電流変換回路の出力端から前記コンデンサに至る電流経路を導通／遮断する充電用スイッチをさらに有する構成（第５−６の構成）にするとよい。

また上記第５−４〜第５−６いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記蓄積部は、前記コンデンサを放電させて前記コンデンサの充電電圧をリセットするリセット部を有する構成（第５−７の構成）にするとよい。

また上記第５−１〜第５−７いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記制御部は、前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、前記スロープ電圧と前記誤差信号を比較して比較信号であるリセット信号を生成するコンパレータと、所定周波数のクロック信号であるセット信号を生成するオシレータと、前記セット信号と前記リセット信号に応じて前記第１スイッチのオン／オフ及び前記第２スイッチのオン／オフを制御するタイミング制御回路と、を有する構成（第５−８の構成）にするとよい。

また上記第５−１〜第５−８いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置において、前記第２スイッチがＭＯＳトランジスタであって、前記電流検出部が前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の両端電圧を用いて前記第２スイッチを流れる電流を検出する構成（第５−９の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている車載機器のうち、第５の技術的特徴を備えた車載機器は、第５−１〜第５−９いずれかの構成の電流モード制御型スイッチング電源装置を備える構成（第５−１０の構成）である。

また、本明細書中に開示されている車両のうち、第５の技術的特徴を備えた車両は、第５−１０の構成の車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリを備える構成（第５−１１の構成）である。

本明細書中に開示されている電流モード制御型スイッチング電源装置によれば、入力電圧に対する出力電圧の比が小さい場合でも電流帰還が可能となる。

スイッチング電源装置の第１実施形態の全体構成例を示す図 電流検出回路及びスロープ回路の一構成例を示す図 電圧電流変換回路４Ａの一構成例を示す図 電圧電流変換回路５Ａの一構成例を示す図 スイッチング電源装置の一動作例を示すタイミングチャート 図４Ａに示す動作例の変形例を示すタイミングチャート スイッチング電源装置の他の動作例を示すタイミングチャート 図５Ａに示す動作例の変形例を示すタイミングチャート スイッチング電源装置の更に他の動作例を示すタイミングチャート 図６Ａに示す動作例の変形例を示すタイミングチャート 電流情報をスロープの傾きに反映させたスロープ電圧の概略波形を示す図 電流情報をスロープのオフセット電圧に反映させたスロープ電圧の概略波形を示す図 電流検出回路及びスロープ回路の他の構成例を示す図 スイッチング電源装置の更に他の動作例を示すタイミングチャート スイッチング電源装置の第２実施形態の全体構成例を示す図 入力電圧に対する出力電圧の比に関する判断例を示すタイミングチャート 入力電圧に対する出力電圧の比に関する他の判断例を示すタイミングチャート 車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図 電流モード制御型スイッチング電源装置の従来例を示す図 従来例のスイッチング電源装置の一動作例を示すタイミングチャート

＜全体構成（第１実施形態）＞
図１は、電流モード制御型スイッチング電源装置の第１実施形態の全体構成例を示す図である。本構成例のスイッチング電源装置１０１は、入力電圧を降圧する降圧動作を行う電流モード制御型スイッチング電源装置であって、タイミング制御回路１と、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と、下側ＭＯＳトランジスタＱ２と、インダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２と、エラーアンプ２と、基準電圧源３と、電流検出回路４と、スロープ回路５と、コンパレータ６と、オシレータ７と、を備える。

タイミング制御回路１は、上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオン／オフ及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のオン／オフを制御し、セット信号ＳＥＴとリセット信号ＲＥＳＥＴに応じて上側ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート信号Ｇ１及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のゲート信号Ｇ２を生成する。

上側ＭＯＳトランジスタＱ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、入力電圧Ｖ_ＩＮが印加されている入力電圧印加端からインダクタＬ１に至る電流経路を導通／遮断する上側スイッチの一例である。上側ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは、入力電圧Ｖ_ＩＮが印加されている入力電圧印加端に接続されている。上側ＭＯＳトランジスタＱ１のソースは、インダクタの一端及び下側ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続されている。上側ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートには、タイミング制御回路１からゲート信号Ｇ１が供給される。上側ＭＯＳトランジスタＱ１は、ゲート信号Ｇ１がハイレベルであるときにオンとなり、ゲート信号Ｇ１がローレベルであるときにオフとなる。

下側ＭＯＳトランジスタＱ２は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、接地端からインダクタＬ１に至る電流経路を導通／遮断する下側スイッチの一例である。下側ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインは、上述の通りインダクタの一端及び上側ＭＯＳトランジスタＱ１のソースに接続されている。下側ＭＯＳトランジスタＱ２のソースは、接地端に接続されている。下側ＭＯＳトランジスタＱ２のゲートには、タイミング制御回路１からゲート信号Ｇ２が供給される。下側ＭＯＳトランジスタＱ２は、ゲート信号Ｇ２がハイレベルであるときにオンとなり、ゲート信号Ｇ２がローレベルであるときにオフとなる。なお、下側ＭＯＳトランジスタＱ２の代わりにダイオードを下側スイッチとして用いることができるが、この場合は当該ダイオードに直列接続されるセンス抵抗を設け、電流検出回路４が当該センス抵抗の両端電圧を検出する必要がある。

上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２は、タイミング制御回路１の制御により、相補的にオン／オフする。これにより、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の接続ノードにパルス状のスイッチ電圧Ｖ_ＳＷが生成される。なお、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２のオン／オフ切り替わり時には、上側ＭＯＳトランジスタＱ１と下側ＭＯＳトランジスタＱ２の双方がオフになるデッドタイムを設けることが好ましい。

インダクタＬ１及び出力コンデンサＣ１は、パルス状のスイッチ電圧Ｖ_ＳＷを平滑化して出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成し、その出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力電圧Ｖ_ＯＵＴの印加端に供給する。

分圧抵抗Ｒ１及びＲ２は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧して帰還電圧Ｖ_ＦＢを生成する。

エラーアンプ２は、帰還電圧Ｖ_ＦＢと、基準電圧源３から出力される基準電圧との差分に応じた誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。

電流検出回路４は、下側ＭＯＳトランジスタＱ２のオン状態におけるドレイン−ソース間電圧すなわち下側ＭＯＳトランジスタＱ２のオン抵抗の両端電圧に基づいて、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流を検出する。

スロープ回路５は、電流検出回路４によって検出された下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流に応じたスロープ電圧を生成して出力する。

コンパレータ６は、スロープ回路５の出力電圧と誤差信号Ｖ_ＥＲＲを比較して比較信号であるリセット信号ＲＥＳＥＴを生成する。スロープ回路５によって生成されるスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰが固定周期であるため、リセット信号ＲＥＳＥＴはＰＷＭ［pulse width modulation］信号となる。

オシレータ７は、所定周波数のクロック信号であるセット信号ＳＥＴを生成する。

＜スロープ電圧の第１生成例＞
図２は、電流検出回路４及びスロープ回路５の一構成例を示す図である。図２に示す例において電流検出回路４は、電圧電流変換回路４Ａによって構成される。また図２に示す例においてスロープ回路５は、スイッチＳ１〜Ｓ３と、コンデンサＣ２及びＣ３と、電圧電流変換回路５Ａによって構成される。

電圧電流変換回路４Ａ及び５Ａそれぞれは、タイミング制御回路１と、エラーアンプ２と、基準電圧源３と、電流検出回路４と、スロープ回路５と、コンパレータ６と、オシレータ７と、を備えるＩＣ［integrated circuit］内部で生成される内部電源電圧Ｖ_ＣＣによって駆動する回路である。

電圧電流変換回路４Ａは下側ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン−ソース間電圧を電流に変換して出力する。スイッチＳ１がオンのとき電圧電流変換回路４Ａの出力電流によってコンデンサＣ２が充電される。一方、スイッチＳ２がオンのときコンデンサＣ２は放電する。

電圧電流変換回路５ＡはコンデンサＣ２の充電電圧Ｖ_ＣＲＧを電流に変換して出力する。電圧電流変換回路５Ａの出力電流によってコンデンサＣ３が充電される。一方、スイッチＳ３がオンのときコンデンサＣ３は放電する。コンデンサＣ３の充電電圧がスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰとなる。

図３Ａ及び図３Ｂは、電圧電流変換回路４Ａ及び５Ａそれぞれの一構成例を示す図である。図３Ａに示す電圧電流変換回路では、電流源８が、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４からなるカレントミラー回路に電流を供給する。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４からなるカレントミラー回路のミラー比が１：１であれば、抵抗Ｒ４を流れる電流はスイッチ電圧Ｖｓｗを抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗値ｒ４の差（ｒ３−ｒ４）で除した値となる。そして、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ５及びＱ６からなるカレントミラー回路によって、抵抗Ｒ４を流れる電流に応じた電流（電圧電流変換回路４Ａの入力電圧であるスイッチ電圧Ｖｓｗに応じた電流）が電圧電流変換回路４Ａの出力電流として掃き出される。図３Ｂに示す電圧電流変換回路では、抵抗Ｒ５とＰＮＰトランジスタＱ７の直列回路により電圧電流変換回路の入力電圧に応じた電流が抵抗Ｒ５を流れ、抵抗Ｒ５とＰＮＰトランジスタＱ７の接続ノードに電圧電流変換回路の入力電圧に応じた電圧が生成される。さらに、ＮＰＮトランジスタＱ８と抵抗Ｒ６の直列回路により抵抗Ｒ５とＰＮＰトランジスタＱ７の接続ノード電圧（電圧電流変換回路の入力電圧に応じた電圧）に応じた電流が抵抗Ｒ６を流れる。そして、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ９及びＱ１０からなるカレントミラー回路によって、抵抗Ｒ６を流れる電流に応じた電流（電圧電流変換回路５Ａの入力電圧Ｖに応じた電流）が電圧電流変換回路の出力電流として掃き出される。

図４Ａは、スイッチング電源装置１０１の一動作例を示すタイミングチャートである。

図４Ａに示す例では、タイミング制御回路１は、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替える。スロープ回路５は、タイミング制御回路１からの指示に従って、スイッチＳ１〜Ｓ３のオン／オフを切り替える。

リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に（ｔ１１のタイミングで）、スロープ回路５は、スイッチＳ１のオフ状態を維持し、スイッチＳ２をオフ状態からオン状態に切り替え、スイッチＳ３をオフ状態からオン状態に切り替える。これにより、コンデンサＣ２及びＣ３は放電され、コンデンサＣ２の充電電圧Ｖ_ＣＲＧ、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰはそれぞれ０になる。

それからスロープ回路５がスイッチＳ２をオン状態からオフ状態に切り替えてコンデンサＣ２の放電を終了した後、ｔ１２のタイミングでスロープ回路５はスイッチＳ１をオフ状態からオン状態に切り替える。ｔ１２のタイミングは例えば上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオンからオフに切り替わった直後に設けられるデッドタイムの終了時とすることができる。

次に、ｔ１３のタイミングでスロープ回路５はスイッチＳ１をオン状態からオフ状態に切り替える。ｔ１３のタイミングは例えば下側ＭＯＳトランジスタＱ２がオンからオフに切り替わった直後に設けられるデッドタイムの開始時とすることができる。

ｔ１２のタイミングからｔ１３のタイミングまでの期間、電圧電流変換回路４ＡからコンデンサＣ２に至る電流経路をスイッチＳ１が導通するので、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報が充電電圧Ｖ_ＣＲＧの形で蓄積される。

その後、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に（ｔ１４のタイミングで）、スロープ回路５はスイッチＳ３をオン状態からオフ状態に切り替える。ｔ１４のタイミングから次のｔ１１のタイミングまでの期間（上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオンになっている期間）において、電圧電流変換回路５Ａの出力電流によってコンデンサＣ３が充電されるので、ｔ１２のタイミングからｔ１３のタイミングまでの期間に下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れていた電流の情報が伝達されてスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに反映される。

スイッチング電源装置１０１によれば、電流帰還部分がスイッチ電圧Ｖ_ＳＷと接地電圧との差（Ｖ_ＳＷ−ＧＮＤ）に相当する。したがって、スロープ電圧の本生成例のように、電流検出回路４及びスロープ回路５の双方を内部電源電圧Ｖ_ＣＣ基準で動作させることができるので、電流検出回路４からスロープ回路５に電流情報を伝達する際に生じ得る遅延時間を短くすることができる。

またスロープ電圧の本生成例では、ｔ１２のタイミングからｔ１３のタイミングまでの期間に下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報が充電電圧Ｖ_ＣＲＧの形で蓄積されるので、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷの立ち上がりなどにノイズがのっても、そのノイズがｔ１２のタイミングからｔ１３のタイミングまでの期間で平均化されることになる。すなわち、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに伝達されて反映される単位時間当たりのノイズ量を小さくすることができる。

したがって、スロープ電圧の本生成例によれば、入力電圧Ｖ_ＩＮに対する出力電圧Ｖ_ＯＵＴの比が小さい場合（スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が細い場合）でも電流帰還が可能となる。

なお、電流モード制御の制御系を安定させる観点から、スロープ回路５に重畳部を設け、当該重畳部が、一定の傾きでｔ１４のタイミングからｔ１１のタイミングまでの期間上昇する鋸波形状または三角波形状の疑似スロープ電圧Ｖ_Ｓをスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに重畳した電圧（新たなスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ’）を生成し、その新たなスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ’をスロープ回路５の出力電圧として出力することが望ましい。この場合、図４Ｂに示すように、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ’が誤差信号Ｖ_ＥＲＲを超えると、リセット信号ＲＥＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わることになる。

＜スロープ電圧の第２生成例＞
電流検出回路４及びスロープ回路５の構成は、上述したスロープ電圧の第１生成例と同様である。

図５Ａは、スイッチング電源装置１０１の他の動作例を示すタイミングチャートである。

図５Ａに示す例では、タイミング制御回路１は、セット信号ＳＥＴのハイレベルからローレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替える。スロープ回路５は、タイミング制御回路１からの指示に従って、スイッチＳ１〜Ｓ３のオン／オフを切り替える。

リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に（ｔ２１のタイミングで）、スロープ回路５は、スイッチＳ１のオフ状態を維持し、スイッチＳ２をオフ状態からオン状態に切り替え、スイッチＳ３をオフ状態からオン状態に切り替える。これにより、コンデンサＣ２及びＣ３は放電され、コンデンサＣ２の充電電圧Ｖ_ＣＲＧ、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰはそれぞれ０になる。

それからスロープ回路５がスイッチＳ２をオン状態からオフ状態に切り替えてコンデンサＣ２の放電を終了した後、ｔ２２のタイミングでスロープ回路５はスイッチＳ１をオフ状態からオン状態に切り替える。ｔ２２のタイミングは例えば上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオンからオフに切り替わった直後に設けられるデッドタイムの終了時とすることができる。

次に、ｔ２３のタイミングでスロープ回路５はスイッチＳ１をオン状態からオフ状態に切り替える。ｔ２３のタイミングは例えば下側ＭＯＳトランジスタＱ２がオンからオフに切り替わった直後に設けられるデッドタイムの開始時とすることができる。

ｔ２２のタイミングからｔ２３のタイミングまでの期間、電圧電流変換回路４ＡからコンデンサＣ２に至る電流経路をスイッチＳ１が導通するので、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報が充電電圧Ｖ_ＣＲＧの形で蓄積される。

その後、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に（ｔ２４のタイミングで）、スロープ回路５はスイッチＳ３をオン状態からオフ状態に切り替える。ｔ２４のタイミングから次のｔ２１のタイミングまでの期間において、電圧電流変換回路５Ａの出力電流によってコンデンサＣ３が充電されるので、ｔ２２のタイミングからｔ２３のタイミングまでの期間に下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れていた電流の情報が伝達されてスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに反映される。

上述したスロープ電圧の第１生成例では、上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオフからオンに切り替わると同時に、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報の伝達を開始してスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに反映している。これに対して、スロープ電圧の本生成例では、上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオフからオンに切り替わる前に、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報の伝達を開始してスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに反映している。したがって、スロープ電圧の本生成例は、電流帰還が可能となるスイッチ電圧Ｖ_ＳＷの最小パルス幅を、上述したスロープ電圧の第１生成例よりも細くすることができる。

なお、電流モード制御の制御系を安定させる観点から、スロープ回路５に重畳部を設け、当該重畳部が、一定の傾きでｔ２４のタイミングからｔ２１のタイミングまでの期間上昇する鋸波形状または三角波形状の疑似スロープ電圧Ｖ_Ｓをスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに重畳した電圧（新たなスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ’）を生成し、その新たなスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ’をスロープ回路５の出力電圧として出力することが望ましい。この場合、図５Ｂに示すように、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ’が誤差信号Ｖ_ＥＲＲを超えると、リセット信号ＲＥＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わることになる。

＜スロープ電圧の第３生成例＞
電流検出回路４及びスロープ回路５の構成は、上述したスロープ電圧の第１生成例及び第２生成例と同様である。

図６Ａは、スイッチング電源装置１０１の更に他の動作例を示すタイミングチャートである。

図６Ａに示す例では、タイミング制御回路１は、セット信号ＳＥＴのハイレベルからローレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替える。

また、タイミング制御回路１は、セット信号ＳＥＴに基づいて、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にローレベルからハイレベルへ切り替わり、セット信号ＳＥＴのハイレベル期間より短いハイレベル期間を有する内部クロック信号ＣＬＫを内部で生成する。なお、内部クロック信号ＣＬＫの各ハイレベル期間は一定時間であり、スロープ電圧の第３生成例において電流帰還の実施期間となる。なお、下側ＭＯＳトランジスタＱ２がオンからオフに切り替わった直後に設けられるデッドタイムの開始前に、内部クロック信号ＣＬＫがハイレベルからローレベルに切り替わるように、内部クロック信号ＣＬＫの各ハイレベル期間を調整するとよい。

さらに、タイミング制御回路１は、内部クロック信号ＣＬＫのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に、リセット信号ＲＥＳＥＴのレベル遷移状態にかかわらず、強制的にゲート信号Ｇ１をローレベル、ゲート信号Ｇ２をハイレベルにする。これにより、内部クロック信号ＣＬＫのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に、確実に電流帰還を開始することができる。

スロープ回路５は、タイミング制御回路１からの指示に従って、スイッチＳ１〜Ｓ３のオン／オフを切り替える。

リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に（ｔ３１のタイミングで）、スロープ回路５は、スイッチＳ１のオフ状態を維持し、スイッチＳ２をオフ状態からオン状態に切り替え、スイッチＳ３をオフ状態からオン状態に切り替える。これにより、コンデンサＣ２及びＣ３は放電され、コンデンサＣ２の充電電圧Ｖ_ＣＲＧ、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰはそれぞれ０になる。

それからスロープ回路５がスイッチＳ２をオン状態からオフ状態に切り替えてコンデンサＣ２の放電を終了した後、内部クロック信号ＣＬＫのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に（ｔ３２のタイミングで）、スロープ回路５はスイッチＳ１をオフ状態からオン状態に切り替える。

次に、内部クロック信号ＣＬＫのハイレベルからローレベルへの切り替わり時に（ｔ３３のタイミングで）、スロープ回路５はスイッチＳ１をオン状態からオフ状態に切り替える。

ｔ３２のタイミングからｔ３３のタイミングまでの期間、すなわちセット信号ＳＥＴのハイレベル期間内に設けられた一定時間、電圧電流変換回路４ＡからコンデンサＣ２に至る電流経路をスイッチＳ１が導通するので、電圧電流変換回路４Ａが下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流を検出し、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報が充電電圧Ｖ_ＣＲＧの形で蓄積される。

その後、ｔ３４のタイミングでスロープ回路５はスイッチＳ３をオン状態からオフ状態に切り替える。ｔ３４のタイミングは例えば下側ＭＯＳトランジスタＱ２がオンからオフに切り替わった直後に設けられるデッドタイムの開始時とすることができる。ｔ３４のタイミングから次のｔ３１のタイミングまでの期間において、電圧電流変換回路５Ａの出力電流によってコンデンサＣ３が充電されるので、ｔ３２のタイミングからｔ３３のタイミングまでの期間に下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れていた電流の情報が伝達されてスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに反映される。

上述したスロープ電圧の第１生成例及び第２生成例では、スイッチＳ１のオン期間が上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオン期間に依存した期間になっているため、スイッチＳ１のオン期間がスイッチング電源装置１０１の入力電圧Ｖ_ＩＮに対する出力電圧Ｖ_ＯＵＴの比に依存して変動してしまい、電流モード制御の制御系が不安定になる傾向にある。これに対して、スロープ電圧の本生成例では、スイッチＳ１のオン期間を一定期間にしているため、電流モード制御の制御系が安定する。

また、スロープ電圧の本生成例では、上述した上述したスロープ電圧の第２生成例と同様に、上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオフからオンに切り替わる前に、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報の伝達を開始してスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに反映している。したがって、スロープ電圧の本生成例は、電流帰還が可能となるスイッチ電圧Ｖ_ＳＷの最小幅を、上述したスロープ電圧の第１生成例よりも細くすることができる。

なお、電流帰還が可能となるスイッチ電圧Ｖ_ＳＷの最小パルス幅は上述したスロープ電圧の第１生成例と同等になってしまうが、スロープ電圧の本生成例において、上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオフからオンに切り替わった時点から、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報をスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰの伝達を開始するような変形を施すこともできる。

なお、電流モード制御の制御系をより一層安定させる観点から、スロープ回路５に重畳部を設け、当該重畳部が、一定の傾きでｔ３４のタイミングからｔ３１のタイミングまでの期間上昇する鋸波形状または三角波形状の疑似スロープ電圧Ｖ_Ｓをスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに重畳した電圧（新たなスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ’）を生成し、その新たなスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ’をスロープ回路５の出力電圧として出力することが望ましい。この場合、図６Ｂに示すように、スロープ電圧Ｖ_ＳＬＰ’が誤差信号Ｖ_ＥＲＲを超えると、リセット信号ＲＥＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わることになる。

＜スロープ電圧の第４生成例＞
上述したスロープ電圧の第１〜第３生成例では、図７に示すように電流情報をスロープの傾きに反映させたスロープ電圧を生成するのに対し、本生成例では、図８に示すように電流情報をスロープのオフセット電圧に反映させたスロープ電圧を生成する。

上述したスロープ電圧の第１〜第３生成例を採用した場合、制御系の伝達特性（閉ループ伝達関数）が入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力負荷（出力電圧Ｖ_ＯＵＴの印加端に接続される負荷）に依存するため使用条件が制限されるのに対して、本生成例を採用した場合、制御系の伝達特性（閉ループ伝達関数）が入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力負荷に依存しないため使用条件が制限されないという利点がある。

以下、上述した制御系の伝達特性と入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力負荷との関係について詳細に説明する。

（スロープ電圧の第１〜第３生成例を採用した場合）
上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオンデューティＤと、エラーアンプ２から出力される誤差信号Ｖ_ＥＲＲの値Ｖ_Ｃとの間には、下記（１）式の関係が成立する。なお、Ｓ_Ｅは疑似スロープ電圧Ｖ_Ｓのスロープの傾き（固定値）であり、Ｓ_Ｎは下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報が反映されたスロープの傾きであり、ＴはＤの最大値が１となるための係数である。

ここで、エラーアンプ２から出力される誤差信号Ｖ_ＥＲＲの値Ｖ_ＣがΔＶ_Ｃ変動したときに、上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオンデューティＤがΔＤ変動するため、下記（２）式が成立する。なお、Ｓ_Ｎ’は下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報が反映されたスロープの傾きである。

上記（１）式及び（２）式により、ΔＤは下記（３）式で表される。

ここで、Ｓ_Ｎは下記（４）式で表されるので、下記（５）式が成立する。なお、ｔ_Ｐは、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報の蓄積時間であり、Ｉ_ＯＵＴは、出力負荷に供給される出力電流であり、エラーアンプ２から出力される誤差信号Ｖ_ＥＲＲの値Ｖ_ＣがΔＶ_Ｃ変動したときに、出力電流Ｉ_ＯＵＴがΔＩ_ＯＵＴ変動する。

ここで、ΔＩは下記（６）式で表され、ΔＶ_ＯＵＴは下記（７）式で表される。なお、Ｇ_{ＤＶ（Ｓ）}はスイッチ電圧Ｖ_ＳＷを出力電圧Ｖ_ＯＵＴに整形するためのパラメータである。

上記（６）式及び（７）式を、上記（３）式及び（５）式に代入して整理すると、下記（８）式が求まる。

ΔＶ_Ｃに対するΔＶ_ＯＵＴの比は、上記（８）を用いると、下記（９）式で表される。

上記（９）式より、入力電圧Ｖ_ＩＮが大きくなると、電圧利得が大きくなり、出力電流Ｉ_ＯＵＴが大きくなると、Ｇ_{ＤＶ（Ｓ）}が分母と分子でキャンセルしにくくなるため電流帰還しにくくなる。すなわち、制御系の伝達特性（閉ループ伝達関数）が入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力負荷に依存している。

（スロープ電圧の本生成例を採用した場合）
スロープ電圧の第１〜第３生成例を採用した場合と同様に、制御系の伝達特性を考えると、下記（１０）式により、下記（１２）式が求まる。なお、Ｒ_Ｓは、電流情報をオフセット電圧としてどの程度強くスロープ電圧にのせるかを示すパラメータであり、下記（１１）式で表される。

このとき、下記（１３）式の条件を設定すると、下記（１４）式が成立する。

上記（１４）式より、制御系の伝達特性（閉ループ伝達関数）が入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力負荷に依存していないことが分かる。

（本生成例の詳細）
次に、本生成例の詳細を説明する。電流検出回路４及びスロープ回路５は図９に示す構成であり、スイッチング電源装置１０１は図１０に示すように動作する。

図９に示す例において電流検出回路４は、電圧電流変換回路４Ａによって構成される。また図９に示す例においてスロープ回路５は、スイッチＳ１、Ｓ２、及びＳ４と、コンデンサＣ２と、定電流源９によって構成される。なお、定電流源９から出力される定電流の値は調整可能であることが望ましい。

電圧電流変換回路４Ａ及び定電流源９それぞれは、タイミング制御回路１と、エラーアンプ２と、基準電圧源３と、電流検出回路４と、スロープ回路５と、コンパレータ６と、オシレータ７と、を備えるＩＣ［integrated circuit］内部で生成される内部電源電圧Ｖ_ＣＣによって駆動する回路である。

電圧電流変換回路４Ａは下側ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン−ソース間電圧を電流に変換して出力する。コンデンサＣ２は、スイッチＳ１がオンのとき電圧電流変換回路４Ａの出力電流によって充電され、スイッチＳ４がオンのとき定電流源９の出力電流によって充電される。一方、スイッチＳ２がオンのときコンデンサＣ２は放電する。コンデンサＣ２の充電電圧がスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰとなる。

図１０に示す例では、タイミング制御回路１は、セット信号ＳＥＴのハイレベルからローレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替える。

また、タイミング制御回路１は、セット信号ＳＥＴに基づいて、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にローレベルからハイレベルへ切り替わり、セット信号ＳＥＴのハイレベル期間より短いハイレベル期間を有する内部クロック信号ＣＬＫを内部で生成する。なお、内部クロック信号ＣＬＫの各ハイレベル期間は一定時間であり、スロープ電圧の第４生成例において電流帰還の実施期間となる。なお、下側ＭＯＳトランジスタＱ２がオンからオフに切り替わった直後に設けられるデッドタイムの開始前に、内部クロック信号ＣＬＫがハイレベルからローレベルに切り替わるように、内部クロック信号ＣＬＫの各ハイレベル期間を調整するとよい。

さらに、タイミング制御回路１は、内部クロック信号ＣＬＫのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に、リセット信号ＲＥＳＥＴのレベル遷移状態にかかわらず、強制的にゲート信号Ｇ１をローレベル、ゲート信号Ｇ２をハイレベルにする。これにより、内部クロック信号ＣＬＫのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に、確実に電流帰還を開始することができる。

スロープ回路５は、タイミング制御回路１からの指示に従って、スイッチＳ１、Ｓ２、及びＳ４のオン／オフを切り替える。

リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に（ｔ４１のタイミングで）、スロープ回路５は、スイッチＳ１のオフ状態を維持し、スイッチＳ２をオフ状態からオン状態に切り替え、スイッチＳ４をオン状態からオフ状態に切り替える。これにより、コンデンサＣ２は放電され、コンデンサＣ２の充電電圧であるスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰは０になる。

それからスロープ回路５がスイッチＳ２をオン状態からオフ状態に切り替えてコンデンサＣ２の放電を終了した後、内部クロック信号ＣＬＫのローレベルからハイレベルへの切り替わり時に（ｔ４２のタイミングで）、スロープ回路５はスイッチＳ１をオフ状態からオン状態に切り替える。

次に、内部クロック信号ＣＬＫのハイレベルからローレベルへの切り替わり時に（ｔ４３のタイミングで）、スロープ回路５はスイッチＳ１をオン状態からオフ状態に切り替える。

ｔ４２のタイミングからｔ４３のタイミングまでの期間、電圧電流変換回路４ＡからコンデンサＣ２に至る電流経路をスイッチＳ１が導通するので、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報がコンデンサＣ２の充電電圧の形で蓄積される。

次に、セット信号ＳＥＴのハイレベルからローレベルへの切り替わり時に（ｔ４４のタイミングで）、スロープ回路５はスイッチＳ４をオフ状態からオン状態に切り替える。ｔ４４のタイミングから次のｔ４１のタイミングまでの期間において、定電流源９の出力電流によってコンデンサＣ２が充電される。これにより、コンデンサＣ２の充電電圧であるスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰは、定電流源９の出力電流に応じた一定の増加率（定電流源９の出力電流に応じた一定の傾き）で増加する電圧を、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報が反映されたオフセット電圧に重畳した電圧になる。そして、コンデンサＣ２の充電電圧であるスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰが、スロープ回路５の出力信号となる。

本生成例では、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報をスロープのオフセット電圧に反映させたスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰを生成するので、制御系の伝達特性（閉ループ伝達関数）が入力電圧Ｖ_ＩＮ及び出力負荷に依存しない。このためスイッチング電源装置１０１の使用条件が制限されない。

また本生成例では、上述したスロープ電圧の第２生成例と同様、上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオフからオンに切り替わる前に、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報の伝達を開始してスロープ電圧Ｖ_ＳＬＰに反映している。したがって、スロープ電圧の本生成例は、電流帰還が可能となるスイッチ電圧Ｖ_ＳＷの最小パルス幅を、上述したスロープ電圧の第１生成例よりも細くすることができる。

また本生成例では、上述したスロープ電圧の第３生成例と同様、スイッチＳ１のオン期間を一定期間にしているため、電流モード制御の制御系が安定する。

＜全体構成（第２実施形態）＞
図１１は、電流モード制御型スイッチング電源装置の第２実施形態の全体構成例を示す図である。本構成例のスイッチング電源装置１０２は、スイッチング電源装置１０１に電流検出回路１０を追加した構成である。

電流検出回路１０は、上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオン状態におけるドレイン−ソース間電圧すなわち上側ＭＯＳトランジスタＱ１のオン抵抗の両端電圧に基づいて、上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流を検出する。

第１実施形態で既に説明したように、スロープ回路５が電流検出回路４によって検出された下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流に応じたスロープ電圧を生成して出力することによって、入力電圧Ｖ_ＩＮに対する出力電圧Ｖ_ＯＵＴの比が小さい場合（スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が細い場合）でも電流帰還が可能となる。しかしながら、スロープ回路５が電流検出回路４によって検出された下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流に応じたスロープ電圧を生成して出力する態様では、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が太くなると、下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流が検出可能な時間（下側ＭＯＳトランジスタＱ２がオンである時間）が短くなり、電流帰還ができなくなるおそれがある。これに対して、従来技術のように、上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流に応じたスロープ電圧を生成して電流モード制御を行う態様では、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が太くなると、上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流が検出可能な時間（上側ＭＯＳトランジスタＱ１がオンである時間）が長くなるので、電流帰還ができなくなるおそれがない。

そこで、本実施形態におけるスロープ回路５は、タイミング制御回路１からの指示に従って、スイッチング電源装置１０２の入力電圧に対する出力電圧の比（Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮ）が５０％以下である場合に、電流検出回路４によって検出された下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流に応じたスロープ電圧を生成して出力し、Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが５０％以下でない場合に、電流検出回路１０によって検出された上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流に応じたスロープ電圧を生成して出力する。これにより、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が細くなった場合だけでなく、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が太くなった場合でも、電流帰還が可能となる。

電流検出回路４によって検出された下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流に応じたスロープ電圧の生成は、例えば第１実施形態で既に説明した各生成例のいずれかと同様にすればよい。また、電流検出回路１０によって検出された上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流に応じたスロープ電圧の生成は、公知技術であるため、その詳細な説明は割愛する。

図１２Ａは、Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが５０％以下であるか否かの判断例を示すタイミングチャートである。当該判断は、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替えるタイミング制御回路１によって実行される。

タイミング制御回路１はセット信号ＳＥＴに基づいて分周クロック信号ＤＩＶを生成する。分周クロック信号ＤＩＶは、セット信号ＳＥＴを２分周した信号であって、ローレベルからハイレベルへの切り替わりタイミングがセット信号ＳＥＴと一致する。

また、タイミング制御回路１は、セット信号ＳＥＴ及び分周クロック信号ＤＩＶに基づいて検知クロック信号ＤＥＴを生成する。検知クロック信号ＤＥＴは、ローレベルからハイレベルへの切り替わりタイミングがセット信号ＳＥＴ及び分周クロック信号ＤＩＶと一致し、分周クロック信号ＤＩＶがローレベルからハイレベルに切り替わり且つセット信号ＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わらないタイミングでハイレベルからローレベルに切り替わる。

そして、タイミング制御回路１は、検知クロック信号ＤＥＴのハイレベルからローレベルへの切り替わり時に、ゲート信号Ｇ１をハイレベルにしている場合（この場合スイッチ電圧Ｖ_ＳＷはハイレベルになる）にはＶ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが５０％以下でないと判断し、ゲート信号Ｇ１をローレベルにしている場合（この場合スイッチ電圧Ｖ_ＳＷはローレベルになる）にはＶ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが５０％以下であると判断する。

図１２Ｂは、Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが５０％以下であるか否かの他の判断例を示すタイミングチャートである。当該判断は、セット信号ＳＥＴのハイレベルからローレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替えるタイミング制御回路１によって実行される。

タイミング制御回路１はセット信号ＳＥＴに基づいて分周クロック信号ＤＩＶを生成する。分周クロック信号ＤＩＶは、セット信号ＳＥＴを２分周した信号であって、ハイレベルからローレベルへの切り替わりタイミングがセット信号ＳＥＴと一致する。

また、タイミング制御回路１は、セット信号ＳＥＴ及び分周クロック信号ＤＩＶに基づいて検知クロック信号ＤＥＴを生成する。検知クロック信号ＤＥＴは、ローレベルからハイレベルへの切り替わりタイミングがセット信号ＳＥＴ及び分周クロック信号ＤＩＶのハイレベルからローレベルへの切り替わりタイミングと一致し、分周クロック信号ＤＩＶがハイレベルからローレベルに切り替わり且つセット信号ＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わらないタイミングでハイレベルからローレベルに切り替わる。

そして、タイミング制御回路１は、検知クロック信号ＤＥＴのハイレベルからローレベルへの切り替わり時に、ゲート信号Ｇ１をハイレベルにしている場合（この場合スイッチ電圧Ｖ_ＳＷはハイレベルになる）にはＶ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが５０％以下でないと判断し、ゲート信号Ｇ１をローレベルにしている場合（この場合スイッチ電圧Ｖ_ＳＷはローレベルになる）にはＶ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが５０％以下であると判断する。

上記の説明では、Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが５０％以下である場合は、電流検出回路４によって検出された下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流に応じたスロープ電圧がスロープ回路５から出力されたが、５０％は単なる一例であって他の値であっても構わない。

また上記の説明では、Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが５０％以下でない場合は、電流検出回路１０によって検出された上側ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流に応じたスロープ電圧がスロープ回路５から出力されたが、Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが所定値以下でない場合に電流モード制御を行わない構成にして、スイッチ電圧Ｖ_ＳＷのパルス幅が太くなったときに電流帰還ができなくなるおそれを回避してもよい。例えば、スロープ回路５が疑似スロープ電圧を生成するようにし、Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが所定値以下である場合に、電流検出回路４によって検出された下側ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流に応じたスロープ電圧に疑似スロープ電圧を重畳した電圧（新たなスロープ電圧）がスロープ回路５の出力電圧としてスロープ回路５から出力され、Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが所定値以下でない場合に、疑似スロープ電圧がスロープ回路５の出力電圧としてスロープ回路５から出力されるようにすればよい。

＜用途＞
次に、先に説明したスイッチング電源装置１０１の用途例について説明する。図１３は、車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７と、これらの車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７に電力を供給するバッテリ（不図示）と、を搭載している。

車載機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power Steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、電動サンルーフ、電動シート、及び、エアコンなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

車載機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［Electronic Toll Collection System］など、ユーザの任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

なお、先に説明したスイッチング電源装置１０１は、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７のいずれにも組み込むことが可能である。

＜その他の変形例＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記実施形態では、降圧型スイッチング電源装置を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、降圧動作のみならず昇圧動作も行える昇降圧型スイッチング電源装置に適用することも可能である。

このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本発明は、あらゆる分野（家電分野、自動車分野、産業機械分野など）で用いられる電流モード制御型スイッチング電源装置に利用することが可能である。

１ タイミング制御回路
２ エラーアンプ
３ 基準電圧源
４、１０ 電流検出回路
４Ａ、５Ａ 電圧電流変換回路
５ スロープ回路
６ コンパレータ
７ オシレータ
８ 電流源
９ 定電流源
１０１、１０２ スイッチング電源装置
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ
Ｌ１ インダクタ
Ｑ１ 上側ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２ 下側ＭＯＳトランジスタ
Ｑ３〜Ｑ１０ トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 分圧抵抗
Ｒ３〜Ｒ６ 抵抗
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ
Ｘ 車両
Ｘ１１〜Ｘ１７ 車載機器

Claims (10)

1. 第１端が入力電圧の印加端に接続可能に構成され、第２端がインダクタに接続可能に構成される第１スイッチと、
   第１端が前記インダクタおよび前記第１スイッチの第２端に接続可能に構成され、第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続可能に構成された第２スイッチと、
   前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流の情報を前記第１スイッチがオン状態である期間にＰＷＭ信号に反映させる反映部とを有し、前記入力電圧と出力電圧との差に依存せず且つ前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する、電流モード制御型スイッチング電源装置。
2. 前記制御部は、
   前記インダクタからの出力電圧に応じた電圧と基準電圧との誤差を増幅するエラーアンプと、
   スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、
   前記スロープ電圧と前記エラーアンプの出力電圧とに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するコンパレータと、
   を備える、請求項１に記載の電流モード制御型スイッチング電源装置。
3. 前記電流検出部および前記スロープ電圧生成部は、内部電源電圧基準で動作するように構成されている、請求項２に記載の電流モード制御型スイッチング電源装置。
4. 前記第１スイッチおよび前記第２スイッチはそれぞれ、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタから構成される、請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の電流モード制御型スイッチング電源装置。
5. 第１端が入力電圧の印加端に接続可能に構成され、第２端がインダクタに接続可能に構成される第１スイッチ、並びに、第１端が前記インダクタおよび前記第１スイッチの第２端に接続可能に構成され、第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続可能に構成された第２スイッチを制御するスイッチ制御装置であって、
   前記第１スイッチがオフ状態である所定期間に前記第２スイッチに流れる電流を検出する電流検出部によって検出された電流の情報を前記第１スイッチがオン状態である期間にＰＷＭ信号に反映させる反映部を有し、
   前記入力電圧と出力電圧との差に依存せず且つ前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する、スイッチ制御装置。
6. 前記インダクタからの出力電圧に応じた電圧と基準電圧との誤差を増幅するエラーアンプと、
   スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、
   前記スロープ電圧と前記エラーアンプの出力電圧とに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成するコンパレータと、
   を備える、請求項５に記載のスイッチ制御装置。
7. 前記電流検出部および前記スロープ電圧生成部は、内部電源電圧基準で動作するように構成されている、請求項６に記載のスイッチ制御装置。
8. 前記第１スイッチおよび前記第２スイッチはそれぞれ、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタから構成される、請求項５〜７のいずれか一項に記載のスイッチ制御装置。
9. 請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の電流モード制御型スイッチング電源装置又は請求項５〜８のいずれか一項に記載のスイッチ制御装置を備える、車載機器。
10. 請求項９に記載の車載機器と、
    前記車載機器に電力を供給するバッテリと、
    を備える、車両。

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