JP2019066071A - Drive circuit for fire sensor - Google Patents

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Abstract

To stably implement driving of a shutter and to reduce the risk that a component failure occurs, by reducing power consumption and suppressing a rise of an internal temperature of a product.SOLUTION: A voltage application circuit 2 (2A) consists of resistors R1-R8 and transistors Q1 and Q2. In the voltage application circuit 2A, a collector and an emitter of the transistor Q1 are connected with the emitter defined as the side of an anode electrode 1a between an input line L1 of DC 370 V and the anode electrode 1a of a UV sensor 1. A collector and an emitter of the transistor Q2 are connected with the emitter defined as the side of a ground line GND between a connection line L2 for the input line L1 of DC 370 V and a base of the transistor Q1 and the ground line GND. After discharge detection or when discharge is not monitored, the transistor Q2 is turned on, such that a potential in the emitter of the transistor Q1 is switched from DC 370 V to DC 55 V.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、火炎の発生に伴って生じる紫外線を受けて放電する火炎センサの駆動回路に関する。   The present invention relates to a drive circuit of a flame sensor that receives and discharges ultraviolet rays generated as a flame is generated.

従来より、火炎の有無を検出する火炎センサとして、火炎の発生に伴って生じる紫外線を受けて放電する紫外線センサ（ＵＶセンサ）が用いられている。   2. Description of the Related Art Conventionally, as a flame sensor for detecting the presence or absence of a flame, an ultraviolet sensor (UV sensor) that receives and discharges ultraviolet rays generated with the generation of a flame is used.

このＵＶセンサでは、センサの自己チェックにシャッタを利用している。シャッタを閉じ、火炎が見えない状態にしたとき、ＵＶセンサに放電が生じないことで自己放電のチェックを行う。   In this UV sensor, a shutter is used for self-checking of the sensor. When the shutter is closed and the flame can not be seen, the discharge is not generated in the UV sensor and the self-discharge is checked.

このＵＶセンサは、プラントなどの火炎監視に使用され、アノード電極とカソード電極との間に高電圧（放電を可能とする電圧）と低電圧（放電を不能とする電圧）とを交互に印加する駆動回路が設けられる（例えば、特許文献１の図１，図２参照）。   This UV sensor is used for flame monitoring in plants etc., and alternately applies a high voltage (voltage that enables discharge) and a low voltage (voltage that disables discharge) between the anode electrode and the cathode electrode. A drive circuit is provided (see, for example, FIGS. 1 and 2 of Patent Document 1).

図４に、特許文献１に示された回路を基礎として構成されたＵＶセンサの駆動回路（従来の駆動回路）を示す。この駆動回路２００は、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０ＶとＤＣ５５Ｖとを選択的に印加する電圧印加回路２と、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａとカソード電極１ｂとの間に放電が生じたことを検出する放電検出回路３と、単安定マルチバイブレータ４と、無安定マルチバイブレータ５と、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６と、出力回路７とを備えている。   FIG. 4 shows a drive circuit (conventional drive circuit) of a UV sensor configured on the basis of the circuit disclosed in Patent Document 1. As shown in FIG. In the drive circuit 200, a discharge is generated between the voltage application circuit 2 for selectively applying DC 370 V and DC 55 V to the anode electrode 1 a of the UV sensor 1 and the anode electrode 1 a and the cathode electrode 1 b of the UV sensor 1 And a monostable multivibrator 4, an astable multivibrator 5, an R-S flip flop circuit 6, and an output circuit 7.

この駆動回路２００において、電圧印加回路２は、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６と、コンデンサＣ１１と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２とを備えている。抵抗Ｒ１１（３０ｋΩ）とＲ１２（４７ｋΩ）は、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１１とＵＶセンサ１のアノード電極１ａとの間に直列に接続されている。   In the drive circuit 200, the voltage application circuit 2 includes resistors R11 to R16, a capacitor C11, and transistors Q11 and Q12. The resistors R11 (30 kΩ) and R12 (47 kΩ) are connected in series between the DC 370 V input line L11 and the anode electrode 1 a of the UV sensor 1.

抵抗Ｒ１３（１２ｋΩ）は、抵抗Ｒ１２とＵＶセンサ１のアノード電極１ａとの接続ラインＬ１２とトランジスタＱ１１のコレクタとの間に接続されている。トランジスタＱ１１のエミッタはトランジスタＱ１２のコレクタに接続されており、トランジスタＱ１２のエミッタは接地ラインＧＮＤに接続されている。   The resistor R13 (12 kΩ) is connected between the connection line L12 between the resistor R12 and the anode electrode 1a of the UV sensor 1 and the collector of the transistor Q11. The emitter of the transistor Q11 is connected to the collector of the transistor Q12, and the emitter of the transistor Q12 is connected to the ground line GND.

抵抗Ｒ１４（１５０ｋΩ）は、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１１とトランジスタＱ１１のベースとの間に接続されており、抵抗Ｒ１４とトランジスタＱ１１のベースとの接続ラインＬ１３には、接地ラインＧＮＤとの間に、コンデンサＣ１１（３９０ｐＦ）と抵抗Ｒ１５（１５０ｋΩ）とが並列に接続されている。また、トランジスタＱ１２のベースには、接地ラインＧＮＤとの間に抵抗Ｒ１６（５２０Ω）が接続されている。   The resistor R14 (150 k.OMEGA.) Is connected between the DC 370 V input line L11 and the base of the transistor Q11, and the connection line L13 between the resistor R14 and the base of the transistor Q11 is a capacitor between the ground line GND and C11 (390 pF) and a resistor R15 (150 kΩ) are connected in parallel. Further, a resistor R16 (520.OMEGA.) Is connected between the ground line GND and the base of the transistor Q12.

この駆動回路２００において、無安定マルチバイブレータ５は、パルス信号を繰り返し生成し、このパルス信号を発振出力として第１の出力端子５−１および第２の出力端子５−２から出力する。第１の出力端子５−１から出力される発振出力はトランジスタＱ１２のベースと抵抗Ｒ１６との接続ラインＬ１４へ与えられる。これにより、トランジスタＱ１２がＯＮ／ＯＦＦされる。   In the drive circuit 200, the astable multivibrator 5 repeatedly generates a pulse signal, and outputs the pulse signal as an oscillation output from the first output terminal 5-1 and the second output terminal 5-2. The oscillation output outputted from the first output terminal 5-1 is given to the connection line L14 of the base of the transistor Q12 and the resistor R16. Thereby, the transistor Q12 is turned on / off.

トランジスタＱ１２がＯＦＦとされている場合、入力ラインＬ１１からのＤＣ３７０Ｖが抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を通してＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。トランジスタＱ１２がＯＮとされると、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，トランジスタＱ１１，Ｑ１２の経路で電流が流れ、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との接続点の電圧が低下し、この低下した電圧（ＤＣ５５Ｖ）がＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。   When the transistor Q12 is turned off, DC 370 V from the input line L11 is applied to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 through the resistors R11 and R12. When the transistor Q12 is turned ON, current flows through the path of the resistors R11, R12 and R13 and the transistors Q11 and Q12, the voltage at the connection point between the resistors R12 and R13 decreases, and the reduced voltage (DC 55 V) becomes The voltage is applied to the anode electrode 1 a of the UV sensor 1.

これにより、火炎がなく、ＵＶセンサ１が放電しないときは、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０ＶとＤＣ５５Ｖとが、一定周期で交互に印加されるものとなる（図５（ｂ）参照）。すなわち、電圧印加回路２のＵＶセンサ１への電圧の印加モードが、放電を可能とする第１の電圧（高電圧（ＤＣ３７０Ｖ））を印加する第１のモードと、放電を不能とする第２の電圧（低電圧（ＤＣ５５Ｖ））を印加する第２のモードとに、一定周期で交互に切り替えられるものとなる。   As a result, when there is no flame and the UV sensor 1 does not discharge, DC 370 V and DC 55 V are alternately applied to the anode electrode 1 a of the UV sensor 1 in a constant cycle (see FIG. 5B). That is, a voltage application mode of the voltage application circuit 2 to the UV sensor 1 includes a first mode for applying a first voltage (high voltage (DC 370 V)) that enables discharge, and a second mode for disabling discharge. In the second mode in which the voltage (low voltage (DC 55 V)) is applied, the voltage is alternately switched in a constant cycle.

この場合、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０Ｖが印加されている期間Ｔ１が放電監視期間とされ、ＤＣ５５Ｖが印加されている期間Ｔ２が放電監視停止期間とされる（図５（ａ）参照）。この放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２の時間幅は、感度調節により、無安定マルチバイブレータ５から出力されるパルス信号のデューティ比を変えることよって、調節することが可能である。   In this case, a period T1 in which DC 370 V is applied to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 is a discharge monitoring period, and a period T2 in which DC 55 V is applied is a discharge monitoring stop period (see FIG. 5A). . The time widths of the discharge monitoring period T1 and the discharge monitoring stop period T2 can be adjusted by changing the duty ratio of the pulse signal output from the astable multivibrator 5 by sensitivity adjustment.

この放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２とを交互に切り替えての放電監視中、放電監視期間Ｔ１においてＵＶセンサ１に放電が生じると、このＵＶセンサ１に生じた放電を放電検出回路３が検出する（図６（ｃ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。   During discharge monitoring by alternately switching the discharge monitoring period T1 and the discharge monitoring stop period T2, if discharge occurs in the UV sensor 1 in the discharge monitoring period T1, the discharge detection circuit 3 detects the discharge generated in the UV sensor 1 Detect (points t1, t2, t3 and t4 shown in FIG. 6 (c)).

単安定マルチバイブレータ４は、放電検出回路３によってＵＶセンサ１に放電が生じたことが検出されると、ワンショットパルス信号を生成する（図６（ｄ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。この単安定マルチバイブレータ４が生成するワンショット信号は、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６へ与えられる。また、このワンショットパルス信号によって、出力回路７へ火炎が検出されたことが知らされる。   The monostable multivibrator 4 generates a one-shot pulse signal when the discharge detection circuit 3 detects that a discharge has occurred in the UV sensor 1 (points t1, t2, t3, and t4 shown in FIG. 6 (d)). ). The one-shot signal generated by monostable multivibrator 4 is applied to R-S flip flop circuit 6. Also, the one-shot pulse signal informs the output circuit 7 that a flame has been detected.

Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６は、単安定マルチバイブレータ４からのワンショット信号によってセットされ、トランジスタＱ１２をＯＮとする。これにより、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの印加電圧がＤＣ３７０ＶからＤＣ５５Ｖへ切り替わる（図６（ｂ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。   The RS flip-flop circuit 6 is set by the one-shot signal from the monostable multivibrator 4 and turns on the transistor Q12. Thereby, the voltage applied to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 is switched from DC 370 V to DC 55 V (at t1, t2, t3 and t4 points shown in FIG. 6B).

このようにして、放電監視期間Ｔ１において、放電が検出されると、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの印加電圧がＤＣ５５Ｖに低下し、放電が停止する。その後、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６は、無安定マルチバイブレータ５の第２の出力端子５−２からの発振出力によって、すなわち次に送られてくるパルス信号によって、リセットされる。これにより、次の放電監視が開始される。   In this manner, when the discharge is detected in the discharge monitoring period T1, the voltage applied to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 drops to DC 55 V, and the discharge stops. After that, the RS flip-flop circuit 6 is reset by the oscillation output from the second output terminal 5-2 of the astable multivibrator 5, that is, by the pulse signal to be sent next. Thereby, the next discharge monitoring is started.

米国特許第４０４７０３８Ｂ号明細書U.S. Pat. No. 4,407,038 B

ＵＶセンサはプラントなどの火炎監視に用いられ、その使用環境は、直射日光を受けたり、燃焼部からの熱を受けたりするために、高温となる。一方、製品の構造として防滴・防爆構造が求められるために、内部基板は密封された状態にあり、通風により冷却することができない。このため、製品の内部温度が上昇する。   A UV sensor is used for flame monitoring in a plant or the like, and its use environment becomes hot because it receives direct sunlight or receives heat from the combustion unit. On the other hand, since a drip-proof and explosion-proof structure is required as a product structure, the inner substrate is in a sealed state and can not be cooled by ventilation. As a result, the internal temperature of the product rises.

図４に示した駆動回路２００では、放電検出後や放電監視していないときにＵＶセンサ１への印加電圧をＤＣ５５Ｖに低下させている。しかし、ＵＶセンサ１への印加電圧をＤＣ５５Ｖに低下させると、消費電力が大きくなり、製品の内部温度がさらに上昇する。この内部温度の上昇により、自己チェック用のシャッタが動作しなくなったり、部品故障が発生するリスクが高くなる。   In the drive circuit 200 shown in FIG. 4, the applied voltage to the UV sensor 1 is lowered to DC 55 V after detection of discharge or when discharge is not monitored. However, when the voltage applied to the UV sensor 1 is lowered to DC 55 V, the power consumption increases and the internal temperature of the product further rises. This rise in internal temperature increases the risk that the self-checking shutter will not operate or that a component failure will occur.

図７に放電監視中で放電が生じていないときの電圧印加回路２に流れる電流の経路を示す。この場合、トランジスタＱ１２がＯＦＦとされることから、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の経路でのみ電流が流れ、この時の電流は１.２ｍＡとなる。これにより、電圧印加回路２では、３７０Ｖ×１.２ｍＡ＝０.４４Ｗの電力が消費される。   FIG. 7 shows a path of current flowing in the voltage application circuit 2 when discharge is not generated during discharge monitoring. In this case, since the transistor Q12 is turned off, current flows only through the paths of the resistors R14 and R15, and the current at this time is 1.2 mA. Thereby, in the voltage application circuit 2, power of 370 V × 1.2 mA = 0.44 W is consumed.

図８に放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路２に流れる電流の経路を示す。この場合、トランジスタＱ１２がＯＮとされることから、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の経路で４.１ｍＡの電流が流れる。また、トランジスタＱ１１のベースに２.５ｍＡの電流が流れる。これにより、電圧印加回路２では、３７０Ｖ×（４.１ｍＡ＋２.５ｍＡ）＝２．４４Ｗの電力が消費される。   FIG. 8 shows a path of current flowing in the voltage application circuit 2 after detection of discharge or when discharge is not monitored. In this case, since the transistor Q12 is turned ON, a current of 4.1 mA flows through the path of the resistors R11, R12 and R13 and the transistors Q11 and Q12. In addition, a current of 2.5 mA flows to the base of the transistor Q11. As a result, in the voltage application circuit 2, power of 370 V × (4.1 mA + 2.5 mA) = 2.44 W is consumed.

本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、消費電力を小さくし、製品の内部温度の上昇を抑制することによって、シャッタの駆動を安定的に実施させることが可能な、また部品故障が発生するリスクを低減させることが可能な火炎センサの駆動回路を提供することにある。   The present invention has been made to solve such problems, and the objective of the present invention is to reduce the power consumption and stably drive the shutter by suppressing the rise in the internal temperature of the product. An object of the present invention is to provide a flame sensor drive circuit that can be implemented and that can reduce the risk of occurrence of component failure.

このような目的を達成するために本発明は、火炎の発生に伴って生じる紫外線を受けて放電するように構成された火炎センサ（１）と、火炎センサのアノード電極（１ａ）への電圧の印加モードとして、放電を可能とする第１の電圧を印加する第１のモードと、放電を不能とする第２の電圧を印加する第２のモードとを備える電圧印加回路（２Ａ）と、電圧印加回路における火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードを第１のモードと第２のモードとに交互に切り替えるように構成された第１のモード切替回路（５）と、火炎センサに放電が生じたことを検出するように構成された放電検出回路（３）と、放電検出回路によって火炎センサに放電が生じたことが検出された場合、電圧印加回路における火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードを第１のモードから第２のモードに切り替えるように構成された第２のモード切替回路（４，６）とを備えた火炎センサの駆動回路であって、電圧印加回路は、第１の電圧の入力ライン（Ｌ１）と火炎センサのアノード電極との間にそのコレクタとエミッタとがエミッタをアノード電極側として接続された第１のトランジスタ（Ｑ１）と、第１の電圧の入力ラインと第１のトランジスタのベースとの接続ライン（Ｌ２）と接地ライン（ＧＮＤ）との間にそのコレクタとエミッタとがエミッタを接地ライン側として接続された第２のトランジスタ（Ｑ２）とを備え、第１のモード切替回路および第２のモード切替回路は、第２のトランジスタをＯＮとすることによって第１のトランジスタのエミッタの電位を第１の電圧から第２の電圧に切り替えることを特徴とする。   In order to achieve such an object, the present invention is directed to a flame sensor (1) configured to receive and discharge ultraviolet rays generated as a flame is generated, and a voltage to the anode electrode (1a) of the flame sensor. A voltage application circuit (2A) including a first mode for applying a first voltage enabling discharge and a second mode for applying a second voltage disabling discharge as an application mode; In the first mode switching circuit (5) configured to alternately switch the application mode of the voltage to the anode electrode of the flame sensor in the application circuit to the first mode and the second mode, the flame sensor discharges When the discharge detection circuit (3) configured to detect occurrence of a discharge and the discharge detection circuit detect that a discharge has occurred in the flame sensor, the discharge to the anode electrode of the flame sensor in the voltage application circuit is performed. And a second mode switching circuit (4, 6) configured to switch the application mode of the second mode from the first mode to the second mode, the voltage application circuit comprising: A first transistor (Q1) whose collector and emitter are connected between the input line (L1) of 1 voltage and the anode electrode of the flame sensor with the emitter on the anode electrode side, and the input line of the first voltage A second transistor (Q2) whose collector and emitter are connected with the emitter on the ground line side between the connection line (L2) with the base of the first transistor and the ground line (GND), The first mode switching circuit and the second mode switching circuit turn on the second transistor to turn on the potential of the emitter of the first transistor from the first voltage to the second voltage. And switches the voltage.

本発明において、第１のモード切替回路および第２のモード切替回路は、第２のトランジスタをＯＮとすることによって、第１のトランジスタのエミッタの電位を放電を可能とする第１の電圧（例えば、ＤＣ３７０Ｖ）から放電を不能とする第２の電圧（例えば、ＤＣ５５Ｖ）に切り替える。   In the present invention, the first mode switching circuit and the second mode switching circuit turn on the second transistor to turn on the first transistor (for example, the first voltage that enables discharge of the potential of the emitter of the first transistor (for example, , DC 370 V) to a second voltage (eg, DC 55 V) that disables discharge.

本発明において、第２のトランジスタがＯＦＦとされている場合、第１のトランジスタのベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、第１の電圧の入力ラインからの第１の電圧が火炎センサのアノード電極に印加される。この場合、電圧の印加のみで、電流は流れないことから、電圧印加回路では電力は消費されない。   In the present invention, when the second transistor is turned off, the first voltage from the input line of the first voltage is the anode of the flame sensor through the PN connection between the base and the emitter of the first transistor. Applied to the electrode. In this case, power is not consumed in the voltage application circuit because current does not flow only by voltage application.

この発明において、第２のトランジスタがＯＮとされると、第２のトランジスタのコレクタエミッタ間に電流が流れ、第１のトランジスタのベースに印加される電圧が低下する。この低下した電圧が第２の電圧として、第１のトランジスタのベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、火炎センサのアノード電極に印加される。この場合、第２のトランジスタのコレクタエミッタ間に流れる電流は小さく（例えば、０．２ｍＡ）、電圧印加回路での消費電力は小さくなる。   In the present invention, when the second transistor is turned ON, a current flows between the collector and the emitter of the second transistor, and the voltage applied to the base of the first transistor decreases. This reduced voltage is applied as the second voltage to the anode electrode of the flame sensor through the PN connection between the base and the emitter of the first transistor. In this case, the current flowing between the collector and the emitter of the second transistor is small (for example, 0.2 mA), and the power consumption in the voltage application circuit is small.

なお、上記説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の構成要素を、括弧を付した参照符号によって示している。   In the above description, as an example, constituent elements on the drawing corresponding to constituent elements of the invention are indicated by reference numerals in parentheses.

以上説明したように、本発明によれば、第１のトランジスタのエミッタを火炎センサのアノード電極側に接続し、第２のトランジスタをＯＮとすることによって、第１のトランジスタのエミッタの電位を放電を可能とする第１の電圧から放電を不能とする第２の電圧に切り替えるようにしたので、消費電力を小さくし、製品の内部温度の上昇を抑制することができるようになる。これにより、シャッタの駆動を安定的に実施させることが可能となり、部品故障が発生するリスクも低減させることが可能となる。また、消費電力が小さくなることから、省エネルギーが図られる。   As described above, according to the present invention, the emitter of the first transistor is connected to the anode electrode side of the flame sensor, and the second transistor is turned ON to discharge the potential of the emitter of the first transistor. As a result, the power consumption can be reduced, and the rise in the internal temperature of the product can be suppressed. This makes it possible to stably drive the shutter and to reduce the risk of component failure. In addition, since power consumption is reduced, energy can be saved.

図１は、本発明の実施の形態に係る火炎センサ（ＵＶセンサ）の駆動回路の要部を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an essential part of a drive circuit of a flame sensor (UV sensor) according to an embodiment of the present invention. 図２は、図１に示した駆動回路において放電監視中で放電が生じていないときのＵＶセンサのアノード電極への電圧の印加経路を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an application path of a voltage to the anode electrode of the UV sensor when no discharge occurs during discharge monitoring in the drive circuit shown in FIG. 図３は、図１に示した駆動回路において放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路に流れる電流の経路を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a path of current flowing in the voltage application circuit after discharge detection or when discharge monitoring is not performed in the drive circuit shown in FIG. 図４は、従来の駆動回路の要部を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing an essential part of a conventional drive circuit. 図５は、放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２とを示すタイムチャートである。FIG. 5 is a time chart showing the discharge monitoring period T1 and the discharge monitoring stop period T2. 図６は、放電監視期間Ｔ１において放電が生じた場合の動作を示すタイムチャートである。FIG. 6 is a time chart showing the operation when a discharge occurs in the discharge monitoring period T1. 図７は、図４に示した駆動回路において放電監視中で放電が生じていないときの電圧印加回路に流れる電流の経路を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a path of current flowing in the voltage application circuit when no discharge occurs during discharge monitoring in the drive circuit shown in FIG. 図８は、図４に示した駆動回路において放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路に流れる電流の経路を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a path of current flowing in the voltage application circuit after discharge detection or when discharge monitoring is not performed in the drive circuit shown in FIG.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明の実施の形態に係る火炎センサの駆動回路の要部を示すブロック図である。同図において、図４と同一符号は図４を参照して説明した構成要素と同一或いは同等の構成要素を示し、その説明は省略する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail based on the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an essential part of a drive circuit of a flame sensor according to an embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 4 indicate the same or similar components as the components described with reference to FIG. 4, and the description thereof will be omitted.

本実施の形態の駆動回路１００において、電圧印加回路２以外の構成は、図４に示した駆動回路２００と同じである。すなわち、放電検出回路３、単安定マルチバイブレータ４、無安定マルチバイブレータ５、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６および出力回路７は、図４に示した駆動回路２００と同じ構成とされている。   In drive circuit 100 of the present embodiment, the configuration other than voltage application circuit 2 is the same as that of drive circuit 200 shown in FIG. That is, the discharge detection circuit 3, the monostable multivibrator 4, the astable multivibrator 5, the RS flip-flop circuit 6 and the output circuit 7 have the same configuration as the drive circuit 200 shown in FIG.

以下、図４に示した駆動回路２００における電圧印加回路２と区別するために、本実施の形態の駆動回路１００における電圧印加回路２を２Ａとし、図４に示した従来の駆動回路２００における電圧印加回路２を２Ｂとする。   Hereinafter, in order to distinguish from voltage application circuit 2 in drive circuit 200 shown in FIG. 4, voltage application circuit 2 in drive circuit 100 of the present embodiment is 2A, and the voltage in conventional drive circuit 200 shown in FIG. The application circuit 2 is 2B.

本実施の形態の駆動回路１００において、電圧印加回路２は、抵抗Ｒ１〜Ｒ８と、トランジスタＱ１，Ｑ２とを備えている。抵抗Ｒ１（２４ｋΩ）とＲ２（２７ｋΩ）は、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１とトランジスタＱ１のコレクタとの間に直列に接続されている。   In drive circuit 100 of the present embodiment, voltage application circuit 2 includes resistors R1 to R8 and transistors Q1 and Q2. The resistors R1 (24 kΩ) and R2 (27 kΩ) are connected in series between the 370 V DC input line L1 and the collector of the transistor Q1.

抵抗Ｒ３（２７ｋΩ）は、トランジスタＱ１のエミッタとＵＶセンサ１のアノード電極１ａとの間に接続され、抵抗Ｒ４（５１０ｋΩ）、Ｒ５（５１０ｋΩ）およびＲ６（５１０ｋΩ）は、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１とトランジスタＱ１のベースとの間に直列に接続されている。   The resistor R3 (27 k.OMEGA.) Is connected between the emitter of the transistor Q1 and the anode electrode 1a of the UV sensor 1, and the resistors R4 (510 k.OMEGA.), R5 (510 k.OMEGA.) And R6 (510 k.OMEGA.) Are the DC 370 V input line L1 and the transistor It is connected in series with the base of Q1.

抵抗Ｒ７（２７０ｋΩ）は、抵抗Ｒ６とトランジスタＱ１のベースとの接続ラインＬ２とトランジスタＱ２のコレクタとの間に接続され、トランジスタＱ２のエミッタは接地ラインＧＮＤに接続されている。抵抗Ｒ８（６２０Ω）は、トランジスタＱ２のベースと接地ラインＧＮＤとの間に接続されている。   The resistor R7 (270 kΩ) is connected between the connection line L2 between the resistor R6 and the base of the transistor Q1 and the collector of the transistor Q2, and the emitter of the transistor Q2 is connected to the ground line GND. The resistor R8 (620Ω) is connected between the base of the transistor Q2 and the ground line GND.

この駆動回路１００において、無安定マルチバイブレータ５の第１の出力端子５−１から出力される発振出力（繰り返し生成されるパルス信号）は、トランジスタＱ２のベースと抵抗Ｒ８との接続ラインＬ３へ与えられる。これにより、トランジスタＱ２がＯＮ／ＯＦＦされる。この無安定マルチバイブレータ５が本発明でいう第１のモード切替回路に相当する。   In this drive circuit 100, the oscillation output (pulse signal generated repeatedly) output from the first output terminal 5-1 of the astable multivibrator 5 is applied to the connection line L3 of the base of the transistor Q2 and the resistor R8. Be Thereby, the transistor Q2 is turned on / off. The astable multivibrator 5 corresponds to a first mode switching circuit in the present invention.

トランジスタＱ２がＯＦＦとされている場合、トランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、入力ラインＬ１からのＤＣ３７０Ｖが抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ３の経路でＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。   When the transistor Q2 is turned off, the DC 370 V from the input line L1 passes through the PN connection between the base and the emitter of the transistor Q1 to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 through the path of the resistors R4, R5, R6 and R3. Applied.

トランジスタＱ２がＯＮとされると、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，トランジスタＱ２の経路で電流が流れ、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点の電圧が低下し、この低下した電圧（ＤＣ５５Ｖ）がトランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。   When the transistor Q2 is turned ON, a current flows through the path of the resistors R4, R5, R6, R7 and the transistor Q2, the voltage at the connection point between the resistors R6 and R7 decreases, and the reduced voltage (DC 55 V) becomes It is applied to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 through the PN connection between the base and the emitter of the transistor Q1.

これにより、火炎がなく、ＵＶセンサ１が放電しないときは、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０ＶとＤＣ５５Ｖとが、一定周期で交互に印加されるものとなる（図５（ｂ）参照）。すなわち、電圧印加回路２のＵＶセンサ１への電圧の印加モードが、放電を可能とする第１の電圧（高電圧（ＤＣ３７０Ｖ））を印加する第１のモードと、放電を不能とする第２の電圧（低電圧（ＤＣ５５Ｖ））を印加する第２のモードとに、一定周期で交互に切り替えられるものとなる。   As a result, when there is no flame and the UV sensor 1 does not discharge, DC 370 V and DC 55 V are alternately applied to the anode electrode 1 a of the UV sensor 1 in a constant cycle (see FIG. 5B). That is, a voltage application mode of the voltage application circuit 2 to the UV sensor 1 includes a first mode for applying a first voltage (high voltage (DC 370 V)) that enables discharge, and a second mode for disabling discharge. In the second mode in which the voltage (low voltage (DC 55 V)) is applied, the voltage is alternately switched in a constant cycle.

この場合、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａにＤＣ３７０Ｖが印加されている期間Ｔ１が放電監視期間とされ、ＤＣ５５Ｖが印加されている期間Ｔ２が放電監視停止期間とされる（図５（ａ）参照）。この放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２の時間幅は、感度調節により、無安定マルチバイブレータ５から出力されるパルス信号のデューティ比を変えることよって、調節することが可能である。   In this case, a period T1 in which DC 370 V is applied to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 is a discharge monitoring period, and a period T2 in which DC 55 V is applied is a discharge monitoring stop period (see FIG. 5A). . The time widths of the discharge monitoring period T1 and the discharge monitoring stop period T2 can be adjusted by changing the duty ratio of the pulse signal output from the astable multivibrator 5 by sensitivity adjustment.

この放電監視期間Ｔ１と放電監視停止期間Ｔ２とを交互に切り替えての放電監視中、放電監視期間Ｔ１においてＵＶセンサ１に放電が生じると、このＵＶセンサ１に生じた放電を放電検出回路３が検出する（図６（ｃ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。   During discharge monitoring by alternately switching the discharge monitoring period T1 and the discharge monitoring stop period T2, if discharge occurs in the UV sensor 1 in the discharge monitoring period T1, the discharge detection circuit 3 detects the discharge generated in the UV sensor 1 Detect (points t1, t2, t3 and t4 shown in FIG. 6 (c)).

単安定マルチバイブレータ４は、放電検出回路３によってＵＶセンサ１に放電が生じたことが検出されると、ワンショットパルス信号を生成する（図６（ｄ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。この単安定マルチバイブレータ４が生成するワンショット信号は、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６へ与えられる。また、このワンショットパルス信号によって、出力回路７へ火炎が検出されたことが知らされる。   The monostable multivibrator 4 generates a one-shot pulse signal when the discharge detection circuit 3 detects that a discharge has occurred in the UV sensor 1 (points t1, t2, t3, and t4 shown in FIG. 6 (d)). ). The one-shot signal generated by monostable multivibrator 4 is applied to R-S flip flop circuit 6. Also, the one-shot pulse signal informs the output circuit 7 that a flame has been detected.

Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６は、単安定マルチバイブレータ４からのワンショット信号によってセットされ、トランジスタＱ２をＯＮとする。これにより、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの印加電圧がＤＣ３７０ＶからＤＣ５５Ｖへ切り替わる（図６（ｂ）に示すｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４点）。この単安定マルチバイブレータ４とＲ−Ｓフリップフロップ回路６との組み合わせが本発明でいう第２のモード切替回路に相当する。   The RS flip-flop circuit 6 is set by the one-shot signal from the monostable multivibrator 4, and turns on the transistor Q2. Thereby, the voltage applied to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 is switched from DC 370 V to DC 55 V (at t1, t2, t3 and t4 points shown in FIG. 6B). The combination of the monostable multivibrator 4 and the RS flip flop circuit 6 corresponds to a second mode switching circuit in the present invention.

このようにして、放電監視期間Ｔ１において、放電が検出されると、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの印加電圧がＤＣ５５Ｖに低下し、放電が停止する。その後、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路６は、無安定マルチバイブレータ５の第２の出力端子５−２からの発振出力によって、すなわち次に送られてくるパルス信号によって、リセットされる。これにより、次の放電監視が開始される。   In this manner, when the discharge is detected in the discharge monitoring period T1, the voltage applied to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 drops to DC 55 V, and the discharge stops. After that, the RS flip-flop circuit 6 is reset by the oscillation output from the second output terminal 5-2 of the astable multivibrator 5, that is, by the pulse signal to be sent next. Thereby, the next discharge monitoring is started.

なお、ＵＶセンサ１が放電すると、トランジスタＱ１のベースに電流が流れ、トランジスタＱ１がＯＮとされ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の経路で電流が流れ、放電が維持される。   When the UV sensor 1 is discharged, a current flows to the base of the transistor Q1, the transistor Q1 is turned ON, a current flows through the path of the resistors R1, R2 and R3, and the discharge is maintained.

図２に放電監視中で放電が生じていないときのＵＶセンサ１のアノード電極１ａへの電圧の印加経路を示す。この場合、トランジスタＱ２がＯＦＦとされることから、トランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、入力ラインＬ１からのＤＣ３７０Ｖが抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ３の経路でＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。なお、図２には、トランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続をダイオードＤ１として点線で示している。この場合、電圧の印加のみで、電流は流れないことから、電圧印加回路２Ａでは電力は消費されない。   FIG. 2 shows the application path of the voltage to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 when no discharge occurs during discharge monitoring. In this case, since the transistor Q2 is turned off, the DC 370 V from the input line L1 passes the resistor R4, R5, R6 and R3 through the PN connection between the base and the emitter of the transistor Q1. It is applied to the electrode 1a. In FIG. 2, the PN connection between the base and the emitter of the transistor Q1 is indicated by a dotted line as a diode D1. In this case, no voltage flows and no current flows, so no power is consumed in the voltage application circuit 2A.

図３に放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路２Ａに流れる電流の経路を示す。この場合、トランジスタＱ２がＯＮとされることから、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、トランジスタＱ２の経路で０.２ｍＡの電流が流れ、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点にＤＣ５５Ｖの電圧が生じ、このＤＣ５５Ｖの電圧がトランジスタＱ１のベースとエミッタとの間のＰＮ接続を通して、ＵＶセンサ１のアノード電極１ａに印加される。これにより、電圧印加回路２Ａでは、３７０Ｖ×０．２ｍＡ＝０．０４７Ｗの電力が消費される。   FIG. 3 shows a path of current flowing in the voltage application circuit 2A after detection of discharge or when discharge is not monitored. In this case, since the transistor Q2 is turned ON, a current of 0.2 mA flows through the path of the resistors R4, R5, R6 and R7 and the transistor Q2, and a voltage of 55 VDC is generated at the connection point of the resistors R6 and R7. The voltage of 55 V DC is applied to the anode electrode 1a of the UV sensor 1 through the PN connection between the base and the emitter of the transistor Q1. Thereby, in the voltage application circuit 2A, the power of 370 V × 0.2 mA = 0.047 W is consumed.

すなわち、本実施の形態の駆動回路１００では、電圧印加回路２ＡにおけるトランジスタＱ１をエミッタフォロワ回路とすることにより、放電検出後や放電監視していないときに電圧印加回路２Ａに０.２ｍＡしか流れないようにして、省電力化を図るものとしている。   That is, in drive circuit 100 of the present embodiment, only transistor 0.2A flows in voltage application circuit 2A after discharge detection or when discharge is not monitored, by using transistor Q1 in voltage application circuit 2A as an emitter follower circuit. Thus, power saving is achieved.

なお、この駆動回路１００では、図１にはその回路構成を示してはいないが、電圧印加回路２Ａとは他に、電源遮断時に速やかに電圧を下げて感電を防止する回路（感電防止回路）が設けられており、この感電防止回路に０.１６４ｍＡの電流を流している。図４に示した従来の駆動回路２００では、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５が感電防止回路として働いている。   In addition, in this drive circuit 100, the circuit configuration is not shown in FIG. 1. However, in addition to the voltage application circuit 2A, a circuit that quickly reduces the voltage when the power is shut off to prevent electric shock (electric shock prevention circuit) And a current of 0.164 mA is applied to this shock protection circuit. In the conventional drive circuit 200 shown in FIG. 4, the resistors R14 and R15 function as an electric shock prevention circuit.

ここで、従来の駆動回路２００における電圧印加回路２Ｂと本実施の形態の駆動回路１００における電圧印加回路２Ａとを、感電を防止するための電流も含めてその消費電力を比較してみる。   Here, the power consumption of the voltage application circuit 2B in the conventional drive circuit 200 and the voltage application circuit 2A in the drive circuit 100 of the present embodiment will be compared, including the current for preventing electric shock.

放電監視中で放電が生じていないとき、従来の駆動回路２００における電圧印加回路２Ｂでは、３７０Ｖ×１.２ｍＡ＝０.４４Ｗの電力が消費されていた（図７参照）。これに対し、本実施の形態の駆動回路１００における電圧印加回路２Ａでは、電圧印加回路２Ａ内には電流は流れないが（図２参照）、感電を防止するための電流も含めるものとした場合、３７０Ｖ×０．１６４ｍＡ＝０．０６１Ｗとなって、消費電力が約１／７に低下する。   When discharge does not occur during discharge monitoring, power of 370 V × 1.2 mA = 0.44 W is consumed in the voltage application circuit 2B in the conventional drive circuit 200 (see FIG. 7). On the other hand, in the voltage application circuit 2A in the drive circuit 100 of the present embodiment, no current flows in the voltage application circuit 2A (see FIG. 2), but a current for preventing electric shock is also included. The power consumption is reduced to about 1/7 as 370 V × 0.164 mA = 0.061 W.

放電検出後や放電監視していないとき、従来の駆動回路２００における電圧印加回路２Ｂでは、３７０Ｖ×（４.１ｍＡ＋２.５ｍＡ）＝２．４４Ｗの電力が消費されていた（図８参照）。これに対し、本実施の形態の駆動回路１００における電圧印加回路２Ａでは、感電を防止するための電流も含めるものとした場合、３７０Ｖ×（０．２ｍＡ＋０．１６４ｍＡ）＝０．１３５Ｗとなり（図３参照）、消費電力が約１／１８に低下する。   After detection of discharge or when discharge is not monitored, power of 370 V × (4.1 mA + 2.5 mA) = 2.44 W is consumed in the voltage application circuit 2B in the conventional drive circuit 200 (see FIG. 8). On the other hand, in the voltage application circuit 2A in the drive circuit 100 of the present embodiment, 370 V × (0.2 mA + 0.164 mA) = 0.135 W in the case where the current for preventing electric shock is also included (FIG. 3). Power consumption is reduced to about 1/18).

このようにして、本実施の形態の駆動回路１００では、従来の駆動回路２００と比較し、消費電力を小さくし、製品の内部温度の上昇を抑制することができるようになる。これにより、シャッタの駆動を安定的に実施させることが可能となり、部品故障が発生するリスクも低減させることが可能となる。また、消費電力が小さくなることから、省エネルギーが図られる。   In this manner, in the drive circuit 100 according to the present embodiment, power consumption can be reduced as compared to the conventional drive circuit 200, and an increase in the internal temperature of the product can be suppressed. This makes it possible to stably drive the shutter and to reduce the risk of component failure. In addition, since power consumption is reduced, energy can be saved.

なお、図１に示した電圧印加回路２Ａでは、ＤＣ３７０Ｖの入力ラインＬ１とトランジスタＱ１のコレクタとの間に２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２を接続しているが、必ずしも２つの抵抗を接続するものとしてなくてもよく、１つの抵抗とするなどしてもよい。接続ラインＬ２中の抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６についても同様である。また、抵抗Ｒ３を省略するなどしてもよい。   In the voltage application circuit 2A shown in FIG. 1, the two resistors R1 and R2 are connected between the input line L1 of DC 370 V and the collector of the transistor Q1, but the two resistors are not necessarily connected. It may be a single resistance or the like. The same applies to the resistors R4, R5 and R6 in the connection line L2. Also, the resistor R3 may be omitted.

この他、シャッタを駆動する電圧をＡＣからＤＣに変更するようにしてもよい。例えば、ＡＣ８５Ｖ〜ＡＣ１２１Ｖの信号を受け、シャッタへＤＣ２４Ｖを出力するようにする。これにより、ＡＣ電圧に依存せず、シャッタに一定の電力を供給でき、低消費電力の状態を継続可能となる。また、ＤＣ２４Ｖとすることで、シャッタの消費電力を３Ｗから２Ｗに低減することができ、製品の内部温度の上昇を抑制することができるようになる。   Besides, the voltage for driving the shutter may be changed from AC to DC. For example, a signal of AC85V to AC121V is received, and 24V DC is output to the shutter. Thus, constant power can be supplied to the shutter independently of the AC voltage, and the low power consumption state can be continued. In addition, by setting the voltage to 24 V, the power consumption of the shutter can be reduced from 3 W to 2 W, and an increase in the internal temperature of the product can be suppressed.

〔実施の形態の拡張〕
以上、実施の形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の技術思想の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。 [Extension of the embodiment]
Although the present invention has been described above with reference to the embodiments, the present invention is not limited to the above embodiments. Various changes that can be understood by those skilled in the art can be made to the configuration and details of the present invention within the scope of the technical idea of the present invention.

１…ＵＶセンサ（火炎センサ）、１ａ…アノード電極、１ｂ…カソード電極、２（２Ａ）…電圧印加回路、３…放電検出回路、４…単安定マルチバイブレータ、５…無安定マルチバイブレータ、６…Ｒ−Ｓフリップフロップ回路、７…出力回路、Ｑ１，Ｑ２…トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ８…抵抗、Ｌ１…入力ライン、Ｌ２，Ｌ３…接続ライン、ＧＮＤ…接地ライン、１００…駆動回路。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... UV sensor (flame sensor), 1a ... anode electrode, 1b ... cathode electrode, 2 (2A) ... voltage application circuit, 3 ... discharge detection circuit, 4 ... monostable multivibrator, 5 ... astable multivibrator, 6 ... RS flip-flop circuit 7: Output circuit Q1, Q2: Transistor, R1 to R8: Resistance, L1: Input line, L2, L3: Connection line, GND: Ground line, 100: Drive circuit.

Claims (3)

火炎の発生に伴って生じる紫外線を受けて放電するように構成された火炎センサと、
前記火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードとして、前記放電を可能とする第１の電圧を印加する第１のモードと、前記放電を不能とする第２の電圧を印加する第２のモードとを備える電圧印加回路と、
前記電圧印加回路における前記火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードを前記第１のモードと前記第２のモードとに交互に切り替えるように構成された第１のモード切替回路と、
前記火炎センサに前記放電が生じたことを検出するように構成された放電検出回路と、
前記放電検出回路によって前記火炎センサに前記放電が生じたことが検出された場合、前記電圧印加回路における前記火炎センサのアノード電極への電圧の印加モードを前記第１のモードから前記第２のモードに切り替えるように構成された第２のモード切替回路とを備えた火炎センサの駆動回路であって、
前記電圧印加回路は、
前記第１の電圧の入力ラインと前記火炎センサのアノード電極との間にそのコレクタとエミッタとがエミッタを前記アノード電極側として接続された第１のトランジスタと、
前記第１の電圧の入力ラインと前記第１のトランジスタのベースとの接続ラインと接地ラインとの間にそのコレクタとエミッタとがエミッタを前記接地ライン側として接続された第２のトランジスタとを備え、
前記第１のモード切替回路および前記第２のモード切替回路は、
前記第２のトランジスタをＯＮとすることによって前記第１のトランジスタのエミッタの電位を前記第１の電圧から前記第２の電圧に切り替える
ことを特徴とする火炎センサの駆動回路。 A flame sensor configured to receive and discharge ultraviolet light generated as the flame is generated;
As a mode of applying a voltage to the anode electrode of the flame sensor, a first mode for applying a first voltage that enables the discharge, and a second mode for applying a second voltage that disables the discharge A voltage application circuit comprising
A first mode switching circuit configured to alternately switch the application mode of the voltage to the anode electrode of the flame sensor in the voltage application circuit between the first mode and the second mode;
A discharge detection circuit configured to detect that the discharge has occurred in the flame sensor;
When it is detected by the discharge detection circuit that the discharge has occurred in the flame sensor, the application mode of the voltage to the anode electrode of the flame sensor in the voltage application circuit is from the first mode to the second mode And a second mode switching circuit configured to switch to
The voltage application circuit
A first transistor whose collector and emitter are connected between the input line of the first voltage and the anode electrode of the flame sensor with the emitter on the anode electrode side;
And a second transistor connected between the connection line between the input line of the first voltage and the base of the first transistor and the ground line, the collector and the emitter of which are connected with the emitter on the ground line side. ,
The first mode switching circuit and the second mode switching circuit are
A driving circuit of a flame sensor, wherein a potential of an emitter of the first transistor is switched from the first voltage to the second voltage by turning on the second transistor. 請求項１に記載された火炎センサの駆動回路において、
前記第１のモード切替回路は、
パルス信号を繰り返し生成する無安定マルチバイブレータで構成され、
前記第２のモード切替回路は、
前記放電検出回路によって前記火炎センサに前記放電が生じたことが検出されたとき、ワンショットパルスを生成する単安定マルチバイブレータと、
前記単安定マルチバイブレータが生成するワンショットパルスによってセットされ、前記無安定マルチバイブレータが繰り返し生成するパルス信号によってリセットされるＲ−Ｓフリップフロップ回路とで構成されている
ことを特徴とする火炎センサの駆動回路。 In the drive circuit of the flame sensor described in claim 1,
The first mode switching circuit is
It consists of an astable multivibrator that repeatedly generates pulse signals,
The second mode switching circuit is
A monostable multivibrator that generates a one-shot pulse when the discharge detection circuit detects that the discharge has occurred in the flame sensor;
A flame sensor comprising: an RS flip flop circuit which is set by a one-shot pulse generated by the monostable multivibrator; and reset by a pulse signal repeatedly generated by the astable multivibrator. Drive circuit. 請求項１又は２に記載された火炎センサの駆動回路において、
前記第１の電圧の入力ラインと前記第１のトランジスタのコレクタとの間に第１および第２の抵抗が直列に接続され、
前記第１のトランジスタのエミッタと前記火炎センサのアノード電極との間に第３の抵抗が接続され、
前記第１の電圧の入力ラインと前記第１のトランジスタのベースとの間に第４、第５および第６の抵抗が直列に接続され、
前記第６の抵抗と前記第１のトランジスタのベースとの接続ラインと前記第２のトランジスタのコレクタとの間に第７の抵抗が接続され、
前記第２のトランジスタのベースとエミッタとの間に第８の抵抗が接続されている
ことを特徴とする火炎センサの駆動回路。 In the drive circuit of the flame sensor described in claim 1 or 2,
First and second resistors are connected in series between the input line of the first voltage and the collector of the first transistor,
A third resistor is connected between the emitter of the first transistor and the anode electrode of the flame sensor,
Fourth, fifth and sixth resistors are connected in series between the input line of the first voltage and the base of the first transistor,
A seventh resistor is connected between a connection line between the sixth resistor and the base of the first transistor and a collector of the second transistor.
An eighth resistor is connected between a base and an emitter of the second transistor. A driving circuit of a flame sensor.
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