JP2018505530A - 電磁誘導加熱制御回路及び電磁誘導加熱設備 - Google Patents

Abstract

本発明は、電磁誘導加熱制御回路を開示しており、前記電磁誘導加熱制御回路は、制御チップと、整流フィルタ回路と、共振コンデンサと、スイッチングトランジスタと、駆動回路と、同期電圧検出回路とを含み、スイッチングトランジスタは、第１端と、第２端と、制御端とを含み、第１端は共振コンデンサを介して整流フィルタ回路の正側の出力端に接続され、第２端は限流抵抗を介して整流フィルタ回路の負側の出力端に接続され、制御チップは、正相電圧入力端と、逆相電圧入力端と、電圧検出端と、信号入力端とを含み、正相電圧入力端と逆相電圧入力端とは、同期電圧検出回路により共振コンデンサの両端の電圧を検出し、信号出力端は駆動回路を介して制御端に接続され、電圧検出端は同期電圧検出回路を介して整流フィルタ回路の正側の出力端に接続され、制御チップは、電圧端検出端によって検出された電圧に基づいて、スイッチングトランジスタの作動状態を制御する。本発明は、電磁誘導加熱設備を更に開示する。【選択図】図１

Description

本発明は、電磁誘導加熱技術分野に関し、特に、電磁誘導加熱制御回路及び電磁誘導加熱設備に関する。

従来の電磁誘導加熱制御回路は、入力交流電源を検出する必要があり、制御チップ又は制御器を用いて整流フィルタ回路の入力端の電圧を検出することにより、電磁誘導加熱設備のシステム全体の電力を制御することが知られている。従来の技術において、整流フィルタ回路の入力端に電圧サンプリング回路を設置して電圧を検出することが一般的だが、現在の電圧サンプリング回路の構成は複雑であるため、回路設計のコストが非常に高く、同時に消費電力も比較的高い。

本発明は、回路設計のコスト及び消費電力を低減させる電磁誘導加熱制御回路及び電磁誘導加熱設備を提供することを主な目的とする。

上記目的を実現するために、本発明は、電磁誘導加熱制御回路を提供し、前記電磁誘導加熱制御回路は、制御チップ１０と、整流フィルタ回路２０と、共振コンデンサＣと、スイッチングトランジスタＱと、駆動回路３０と、同期電圧検出回路とを含み、前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、前記第１端と前記第２端との導通状態を制御するための制御端とを含み、前記第１端は共振コンデンサＣを介して前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、前記第２端は限流抵抗Ｒ１１を介して前記整流フィルタ回路２０の負側の出力端に接続され、前記制御チップ１０は、正相電圧入力端と、逆相電圧入力端と、電圧検出端と、信号出力端とを含み、前記正相電圧入力端と逆相電圧入力端とは、前記同期電圧検出回路により前記共振コンデンサＣの両端の電圧を検出し、前記信号出力端は前記駆動回路３０を介して前記制御端に接続され、前記電圧検出端は前記同期電圧検出回路を介して整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、前記制御チップ１０は、前記電圧検出端によって検出された電圧に基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御し、前記正相電圧入力端と逆相電圧入力端との電圧の大きさに基づいて、前記共振コンデンサＣと前記スイッチングトランジスタＱとの接続端の電圧が０ボルトである時に導通されるように前記スイッチングトランジスタＱを制御する。

本発明の一つの実施例において、前記同期電圧検出回路は、一端が前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、他端が前記正相電圧入力端に接続される第１電圧サンプリング回路と、入力端が前記スイッチングトランジスタＱの第１端に接続され、第１出力端が前記逆相電圧入力端に接続され、第２出力端が前記電圧検出端に接続される第２電圧サンプリング回路と、を含む。

本発明の一つの実施例において、前記第１電圧サンプリング回路は、第１０抵抗Ｒ１０と、第１２抵抗Ｒ１２とを含み、前記第１０抵抗Ｒ１０の一端が前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、他端が前記第１２抵抗Ｒ１２を介して接地され、前記第１０抵抗Ｒ１０と前記第１２抵抗Ｒ１２との間の共通端が前記正相電圧入力端に接続され、前記第２電圧サンプリング回路は、第１３抵抗Ｒ１３と、第１４抵抗Ｒ１４とを含み、前記第１３抵抗Ｒ１３の一端が前記スイッチングトランジスタＱの前記第１端に接続され、前記第１３抵抗Ｒ１３の他端が前記第１４抵抗Ｒ１４を介して接地され、前記第１３抵抗Ｒ１３と前記第１４抵抗Ｒ１４との間の共通端が前記逆相電圧入力端に接続される。

本発明の一つの実施例において、前記駆動回路３０は、駆動チップ３１と、第１５抵抗Ｒ１５と、第１６抵抗Ｒ１６と、第１７抵抗Ｒ１７とを含み、前記駆動チップ３１の駆動入力端が第１５抵抗Ｒ１５を介して前記信号出力端に接続され、且つ前記駆動入力端がプリセット電源に接続され、前記駆動チップ３１の駆動出力端が第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７とを介して直列接続された後に前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続され、前記第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７との共通端が前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続される。

本発明の一つの実施例において、前記駆動回路３０は、陰極が前記制御端に接続され、陽極が前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続されるツェナーダイオードＤを更に含む。

本発明の一つの実施例において、前記整流フィルタ回路２０は、ブリッジ整流器２１と、インダクタンスＬ０と、コンデンサＣ１２とを含み、前記ブリッジ整流器２１の正側の出力端が前記インダクタンスＬ０を介して前記共振コンデンサＣに接続され、ブリッジ整流器２１の負側の出力端が前記限流抵抗Ｒ１１を介して前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続され、前記コンデンサＣ１２の一端が前記インダクタンスＬ０と共振コンデンサＣとの共通端に接続され、他端が前記ブリッジ整流器２１の負側の出力端に接続される。

本発明の一つの実施例において、前記スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

本発明の実施例は、制御チップの電圧検出端を直接整流フィルタ回路の出力端に接続し、即ち、同期回路の第１サンプリング回路を介して制御チップの電圧検出端を整流フィルタ回路の出力端に接続することにより、整流フィルタ回路の出力端の電圧に基づいて、電力制御及び商用電源の低電圧、過電圧保護を行うことができる。従来の技術では、整流フィルタ回路の入力端に電圧サンプリング回路を設けることにより、整流フィルタ回路の入力端の電圧を検出する。これに対して、本発明は、同期電圧検出回路を利用して整流フィルタ回路の出力端の電圧を検出して電力制御及び商用電源の低電圧、過電圧保護を行うため、回路設計のコスト及び消費電力が低減される。

本発明は、電磁誘導加熱制御回路を提供し、前記電磁誘導加熱制御回路は、駆動回路と、保護回路と、スイッチングトランジスタとを含み、前記スイッチングトランジスタは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを含み、前記制御端は前記駆動回路の信号出力端に接続され、第２端は接地端に接続され、前記駆動回路は、プリセットした制御チップに接続され、受信された前記制御チップから出力されるパルス幅変調信号を増幅した後、前記駆動回路の信号出力端により前記スイッチングトランジスタに出力して前記スイッチングトランジスタを駆動し、前記駆動回路は、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整し、前記保護回路は、前記スイッチングトランジスタが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御し、又は、前記保護回路は、前記スイッチングトランジスタが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する。

好ましくは、前記保護回路が前記信号出力端の出力電圧の大きさに基づいて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整することは、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動回路は、前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御すること、又は、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動回路は前記制御チップに制御信号を出力することにより、前記制御チップが、前記パルス幅変調信号の出力を停止することを含む。

好ましくは、前記駆動回路は、更に、受信された前記パルス幅変調信号とプリセットした基準方形波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する。

好ましくは、前記スイッチングトランジスタは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

好ましくは、前記駆動回路は、更に、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出し、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する場合、導通する瞬間の前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧に基づいて、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの作動状態を特定し、前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整する。

好ましくは、前記作動状態は、スタートと、ハードターンオンと、ノーマルとを含み、
前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整することは、前記作動状態がスタートである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第１閾値とすることと、前記作動状態がハードターンオンである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第２閾値とすることと、前記作動状態がノーマルである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第３閾値とすることと、を含む。

好ましくは、前記保護回路が前記スイッチングトランジスタが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する場合、前記保護回路は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御端に接続される。

好ましくは、前記保護回路が前記スイッチングトランジスタが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する場合、前記電磁誘導加熱制御回路は、前記第２端と前記接地端との間に直列接続される第３抵抗を更に含み、前記保護回路の電圧検出端が前記第２端に接続されて前記第２端の電流の大きさを検出する。

好ましくは、前記保護回路は、前記駆動回路に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記駆動回路に制御信号を出力することにより、前記駆動回路が、プリセットレベル信号を出力するように前記信号出力端を制御して前記スイッチングトランジスタを遮断させる。

好ましくは、前記保護回路は前記制御チップに接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記制御チップに制御信号を出力することにより、前記制御チップが、前記駆動回路に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する。

なお、上記発明の目的を実現するために、本発明は、家電製品をさらに提供し、前記家電製品は、電磁誘導加熱制御回路を含み、前記電磁誘導加熱制御回路は、駆動回路と、保護回路と、スイッチングトランジスタとを含み、前記スイッチングトランジスタは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有し、前記制御端は前記駆動回路の信号出力端に接続され、第２端は接地端に接続され、前記駆動回路は、プリセットした制御チップに接続され、受信された前記制御チップから出力されるパルス幅変調信号を増幅した後、前記駆動回路の信号出力端により前記スイッチングトランジスタに出力して前記スイッチングトランジスタを駆動し、前記駆動回路は、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整し、前記保護回路は、前記スイッチングトランジスタが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御し、又は、前記保護回路は、前記スイッチングトランジスタが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する。

本発明の実施例は、保護回路を設け、スイッチングトランジスタが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御し、スイッチングトランジスタが導通する場合の前記第２端の電流の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御し、これにより、スイッチングトランジスタの遮断状態での第１端と第２端との間の電圧が高すぎることによるスイッチングトランジスタの損壊が効果的に防がれる。また、駆動回路が信号出力端の電圧に基づいて、信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を制御することにより、スイッチングトランジスタの駆動電圧が高すぎてスイッチングトランジスタが焼損すること、スイッチングトランジスタの駆動電圧が低すぎてスイッチングトランジスタが導通できない、又は増幅状態にあることを効果的に防ぐことができるため、本発明が提供する電磁誘導加熱制御回路は、回路の作動の安定性を向上させる。

上記目的を実現するために、本発明は、電磁誘導加熱回路を提供し、前記電磁誘導加熱回路は、コイルと、共振コンデンサと、制御チップと、駆動モジュールと、保護モジュールと、スイッチングトランジスタとを含み、前記コイルは前記共振コンデンサに並列接続され、前記スイッチングトランジスタは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有し、前記制御端は前記駆動モジュールの信号出力端に接続され、前記第１端は前記共振コンデンサの一端に接続され、第２端は接地端に接続され、前記制御チップは、前記駆動モジュールにパルス幅変調信号を出力し、前記パルス幅変調信号は前記駆動モジュールの信号出力端により前記スイッチングトランジスタに出力されて前記スイッチングトランジスタを駆動し、前記保護モジュールは、前記スイッチングトランジスタが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御し、又は、前記保護モジュールは、前記スイッチングトランジスタが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する。

好ましくは、前記保護モジュールが、前記スイッチングトランジスタが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する場合、前記保護モジュールは、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御端に接続される。

好ましくは、前記保護モジュールが、前記スイッチングトランジスタが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する場合、前記保護モジュールは、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記駆動モジュールに接続され、
前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは前記駆動モジュールに制御信号を出力し、前記駆動モジュールは、前記制御信号に基づいて、出力端からプリセットレベル信号を出力して前記スイッチングトランジスタを導通させる。

好ましくは、前記保護モジュールが、前記スイッチングトランジスタが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する場合、前記保護モジュールは、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御チップに接続され、
前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは前記制御チップに制御信号を出力することにより、前記制御チップが、前記駆動モジュールに出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する。

好ましくは、前記保護モジュールが前記スイッチングトランジスタが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する場合、前記電磁誘導加熱回路は、前記第２端と前記接地端との間に直列接続される第３抵抗を更に含み、前記保護モジュールの電圧検出端が前記第２端に接続されて前記第２端の電流の大きさを検出する。

好ましくは、前記保護モジュールは、前記駆動モジュールに接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記駆動モジュールに制御信号を出力することにより、前記駆動モジュールが、プリセットレベル信号を出力するように前記信号出力端を制御して前記スイッチングトランジスタを遮断させる。

好ましくは、前記保護モジュールは、前記制御チップに接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記制御チップに制御信号を出力することにより、前記制御チップが、前記駆動回路モジュールに出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する。

好ましくは、前記電磁誘導加熱回路は、前記スイッチングトランジスタの温度を検出するための温度センサを更に含み、前記温度センサは前記保護モジュールに接続され、前記保護モジュールは、前記温度センサによって検出された温度に基づいて、前記駆動モジュール又は前記制御チップに制御信号を出力することにより、前記駆動モジュール又は前記制御チップが、前記制御信号に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整し、又はスイッチングトランジスタを遮断させる。

好ましくは、前記スイッチングトランジスタは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

本発明の実施例は、保護モジュールを設け、保護モジュールスイッチングトランジスタが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御し、スイッチングトランジスタが導通する場合の前記第２端の電流の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御し、これにより、スイッチングトランジスタの遮断状態での第１端と第２端との間の電圧が高すぎることによるスイッチングトランジスタの損壊が効果的に防がれるため、本発明が提供する電磁誘導加熱回路は、回路の作動の安定性を向上させる。

上記目的を実現するために、本発明は、電磁誘導加熱回路を提供し、前記電磁誘導加熱回路は、制御チップと、駆動モジュールと、スイッチングトランジスタとを含み、前記スイッチングトランジスタは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有し、前記制御端は前記駆動モジュールの信号出力端に接続され、前記制御チップは、前記駆動モジュールにパルス幅変調信号を出力し、前記パルス幅変調信号は、前記駆動モジュールの信号出力端により前記スイッチングトランジスタに出力されて前記スイッチングトランジスタを駆動し、駆動モジュールは、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整する。

好ましくは、前記駆動モジュールは、更に、受信された前記パルス幅変調信号とプリセットした基準方形波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する。

好ましくは、前記駆動モジュールが比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整することは、前記駆動モジュールの受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動モジュールは、前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号に対応する周期内のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅に調整されるように制御し、又は前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御すること、又は前記駆動モジュールの受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動モジュールは前記制御チップに制御信号を出力することにより、前記制御チップが、前記駆動モジュールに出力されるパルス幅変調信号の状態を調整すること、を含む。

好ましくは、前記駆動モジュールは、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整することは、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動モジュールは、前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御すること、又は前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動モジュールは前記制御チップに制御信号を出力することにより、前記制御チップが、前記パルス幅変調信号の出力を停止することを含む。

好ましくは、前記制御チップは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

好ましくは、前記駆動モジュールは、更に、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出し、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する場合、導通する瞬間の前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧に基づいて、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの作動状態を特定し、前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整する。

好ましくは、前記作動状態は、スタートと、ハードターンオンと、ノーマルとを含み、
前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整することは、前記作動状態がスタートである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第１閾値とすることと、前記作動状態がハードターンオンである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第２閾値とすることと、前記作動状態がノーマルである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第３閾値とすることと、を含む。好ましくは、前記駆動モジュールの電圧検出端が前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタに接続され、接地端が前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタに接続される。

なお、上記目的を実現するために、本発明は、電磁誘導加熱回路を含む電子設備を更に提供し、前記電磁誘導加熱回路は、制御チップと、駆動モジュールと、スイッチングトランジスタとを含み、前記スイッチングトランジスタは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有し、前記制御端は前記駆動モジュールの信号出力端に接続され、前記制御チップは、前記駆動モジュールにパルス幅変調信号を出力し、前記パルス幅変調信号は、前記駆動モジュールの信号出力端によって前記スイッチングトランジスタに出力されて前記スイッチングトランジスタを駆動し、駆動モジュールは、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整する。

本発明の実施例は、駆動モジュールを設けて、制御チップとスイッチングトランジスタとを接続し、駆動モジュールが信号出力端の電圧に基づいて信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を制御することにより、スイッチングトランジスタの駆動電圧が高すぎてスイッチングトランジスタが焼損されること、及びスイッチングトランジスタの駆動電圧が低すぎてスイッチングトランジスタが導通できない、又は増幅状態にあることを効果的に防ぐことができるため、本発明の実施例は、スイッチングトランジスタの作動の安定性を向上させる。

上記目的を実現するために、本発明は、電磁誘導加熱制御回路を提供し、前記電磁誘導加熱制御回路は、スイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタの温度を採取するための温度検出モジュールと、パルス幅変調信号を出力するための制御チップと、前記パルス幅変調信号を駆動増幅した後、前記スイッチングトランジスタに出力するための駆動回路とを含み、前記スイッチングトランジスタは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを含み、前記制御端は前記駆動回路の信号出力端に接続され、前記温度検出モジュールの出力端が前記制御チップに接続され、前記制御チップは、第１プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュールによって現在検出された温度値を取得し、２回連続で検出された温度値と前記温度補正因子とに基づいて、現在検出された温度値の誤差修正後の実際温度値を算出し、前記実際温度値に基づいて前記スイッチングトランジスタの作動状態を制御する。

好ましくは、前記制御チップは、更に、第２プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュールによって現在検出された温度値を取得し、ｎ回目に採取された温度Ｘ_ｎとｎ−１回目に検出された温度値Ｘ_ｎ−１とに基づいて、前記ｎ回目に採取された温度Ｘ_ｎとｎ−１回目に検出された温度値Ｘ_ｎ−１との間の差に対応する温度補正因子Ａを算出し、前記温度補正因子Ａは、下記式（１）を満たし、ただし、Ｋは定数であり、Ｍは温度補正の初期温度である。

好ましくは、前記制御チップが、第１プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュールによって現在検出された温度値を取得し、２回連続で検出された温度値と前記温度補正因子とに基づいて、現在検出された温度値の誤差修正後の実際温度値を算出することは、具体的に、前記制御チップは、第１プリセット時間帯ごとに温度検出モジュールによって検出された温度値を取得し、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１とに基づいて、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１との間の差に対応する補正因子Ａを取得し、前記現在検出された温度値Ｘ_ｍと、前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１と、補正因子Ａとに基づいて、前記実際温度値Ｙ_ｍを算出し、Ｙ_ｍは、Ｙ_ｍ＝Ｘ_ｍ−１+Ａ（Ｘ_ｍ−Ｘ_ｍ−１）を満たす。

好ましくは、前記温度検出モジュールは、温度センサと、第３１抵抗と、第３２抵抗と、第３１コンデンサとを含み、前記第３１抵抗の一端が第１プリセット電源に接続され、他端が前記温度センサを介して接地端に接続され、前記第３２抵抗の一端が前記第３１抵抗と前記温度センサとの共通端に接続され、他端が第３１コンデンサを介して接地端に接続され、前記第３２抵抗と第３１コンデンサとの共通端が前記制御チップの温度信号採取端に接続される。

好ましくは、前記駆動回路は、駆動集積チップと、第３３抵抗と、第１６抵抗と、第１５抵抗と、第１７抵抗と、第３２コンデンサとを含み、前記駆動集積チップのパルス幅変調信号入力端が第３３抵抗を介して前記制御チップに接続され、駆動電圧入力端が第２プリセット電源に接続され、パルス幅変調信号出力端が第１６抵抗を介して前記スイッチングトランジスタの制御端に接続され、前記第１５抵抗の一端が前記第２プリセット電源に接続され、他端が前記第３３抵抗と前記制御チップとの共通端に接続され、前記第１６抵抗の一端が前記スイッチングトランジスタの制御端に接続され、他端が前記スイッチングトランジスタの第２端に接続され、前記第３２コンデンサの一端が前記駆動電圧入力端に接続され、他端が接地端に接続される。

好ましくは、前記駆動回路は、陽極が前記スイッチングトランジスタの第２端に接続され、陰極が前記スイッチングトランジスタの制御端に接続されるツェナーダイオードを更に含む。

好ましくは、前記スイッチングトランジスタは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

好ましくは、前記電気加熱駆動保護回路は、前記制御チップに接続されるブザー回路を更に含む。

本発明の実施例が提供する電磁誘導加熱制御回路は、温度検出モジュールを設けて、スイッチングトランジスタの温度値を検出し、検出された温度とプリセットした温度補正因子とに基づいてスイッチングトランジスタの作動状態を制御することにより、スイッチングトランジスタの温度が高すぎて焼損されることが防がれるため、本発明は、回路の作動の安定性を向上させる。

上記目的を実現するために、本発明はサージ保護回路を提供し、前記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第１分圧回路と、商用電源を整流するための整流回路と、サージ保護を行うための制御回路とを含み、前記制御回路は、第１コンパレータを含み、
前記第１分圧回路の入力端が前記整流回路の出力端に接続され、前記第１分圧回路の出力端が前記第１コンパレータの第１入力端に接続され、前記第１コンパレータの第２入力端がプリセットした第１基準電源に接続され、商用電源は、電圧が第１所定値より小さい状態で順方向サージが存在する場合、第１分圧回路の出力端の電圧が第１基準電源の電圧より大きく、順方向サージが存在しない場合、第１分圧回路の出力端の電圧が第１基準電源の電圧より小さく、制御回路は、前記第１コンパレータの出力端がレベルを出力する状態に基づいてサージ保護制御を行う。

好ましくは、前記第１分圧回路は、第１抵抗と、第２抵抗と、第１コンデンサとを含み、前記第１抵抗の一端が前記整流回路の出力端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して接地端に接続され、前記第１コンデンサが前記第２抵抗の両端に並列接続され、前記第１コンパレータの第１入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続される。

好ましくは、前記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第２分圧回路と第３分圧回路とを更に含み、前記制御回路は、第２コンパレータと第３コンパレータとを更に含み、前記第２分圧回路の入力端が前記整流回路の出力端に接続され、前記第２分圧回路の出力端が前記第２コンパレータの第１入力端に接続され、前記第２コンパレータの第２入力端が前記第１分圧回路の出力端に接続され、また、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在しない場合、前記第１分圧回路の出力端の電圧が前記第２分圧回路の出力端の電圧より大きく、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在する場合、前記第１分圧回路の出力端の電圧が前記第２分圧回路の出力端の電圧より小さく、前記第３分圧回路の入力端が前記整流回路の出力端に接続され、前記第３分圧回路の出力端が前記第３コンパレータの第１入力端に接続され、前記第３コンパレータの第２入力端がプリセットした第２基準電源に接続され、前記商用電源のゼロクロス点を検出し、前記第３分圧回路の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第２コンパレータの出力端を制御する。

好ましくは、前記第２分圧回路は、第３抵抗と、第４抵抗と、第２コンデンサとを含み、前記第３抵抗の一端が前記整流回路の出力端に接続され、他端が前記第４抵抗を介して接地端に接続され、前記第２コンデンサが前記第４抵抗の両端に並列接続され、前記第２コンパレータの第１入力端が前記第３抵抗と第４抵抗との共通端に接続される。

好ましくは、前記第３分圧回路は、第５抵抗と、第６抵抗と、第７抵抗と、第３コンデンサと、第４コンデンサとを含み、前記第５抵抗の一端が前記整流回路の出力端に接続され、他端が順次前記第６抵抗と第７抵抗とを介して直列接続された後、接地端に接続され、前記第３コンデンサが前記第５抵抗の両端に並列接続され、前記第４コンデンサが前記第７抵抗の両端に並列接続され、前記第３コンパレータの第１入力端が前記第６抵抗と第７抵抗との共通端に接続される。

好ましくは、前記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第４分圧回路を更に含み、前記制御回路は第４コンパレータを更に含み、前記第４分圧回路の入力端が前記整流回路の出力端に接続され、前記第４分圧回路の出力端が前記第４コンパレータの第１入力端に接続され、前記第４コンパレータの第２入力端が前記第２分圧回路の出力端に接続され、また、前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在しない場合、前記第４分圧回路の出力端の電圧が前記第２分圧回路の出力端の電圧より小さく、前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在する場合、前記第４分圧回路の出力端の電圧が前記第２分圧回路の出力端の電圧より大きく、前記第３コンパレータは、更に、前記第３分圧回路の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第４コンパレータの出力端を制御する。

好ましくは、前記第４分圧回路は、第８抵抗と、第９抵抗と、第５コンデンサとを含み、前記第８抵抗の一端が前記整流回路の出力端に接続され、他端が前記第９抵抗を介して接地端に接続され、前記第５コンデンサが前記第９抵抗の両端に並列接続され、前記第４コンパレータの第１入力端が前記第８抵抗と第９抵抗との共通端に接続される。

好ましくは、前記整流回路は、第１ダイオードと、第２ダイオードとを含み、前記第１ダイオードの陽極が前記商用電源の第１交流入力端に接続され、前記第２ダイオードが前記商用電源の第２交流入力端に接続され、前記第１ダイオードの陰極が前記第２ダイオードの陰極に接続される。

本発明の実施例は、整流回路を設置することにより、商用電源を整流した後、第１分圧回路によって分圧が行われ、分圧後の電圧と第１基準電圧とを比較して、比較結果に基づいて商用電源がゼロ点に近い時間帯で順方向サージ電圧が存在するか否かを特定し、順方向サージ電圧が存在する場合、制御回路によってサージ保護が行われる。本発明は、商用電源がゼロ点に近い時間帯内でのサージ検出を実現することにより、商用電源のゼロクロス点でのサージ現象が存在することによる電気設備の損壊が防がれるため、給電の安全性を向上させる。

本発明の電磁誘導加熱制御回路の好ましい実施例の回路構成模式図である。 本発明の電磁誘導加熱制御回路の第１実施例の回路接続構成模式図である。 本発明の電磁誘導加熱制御回路の第２実施例の回路接続構成模式図である。 本発明の電磁誘導加熱回路の好ましい実施例の回路構成模式図である。 本発明の電磁誘導加熱回路の好ましい実施例の回路構成模式図である。 本発明の電磁誘導加熱制御回路の一実施例の回路構成模式図である。 本発明のサージ保護回路の一実施例の回路構成模式図である。

本発明の目的の実現、機能特徴及び利点について、実施例を組み合わせて図面を参照しながら更に説明する。

なお、ここで説明されている具体的な実施例は、本発明を解釈するためだけのものであり、本発明を限定するものではない。

本発明は、電磁誘導加熱制御回路を提供する。図１を参照すると、一実施例において、該電磁誘導加熱制御回路は、制御チップ１０と、整流フィルタ回路２０と、共振コンデンサＣと、スイッチングトランジスタＱと、駆動回路３０と、同期電圧検出回路とを含む。前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを含み、前記第１端は共振コンデンサＣを介して前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、前記第２端は限流抵抗Ｒ１１を介して前記整流フィルタ回路２０の負側の出力端に接続される。前記制御チップ１０は正相電圧入力端と、逆相電圧入力端と、電圧検出端と、信号出力端とを含む。前記正相電圧入力端と逆相電圧入力端とは前記同期電圧検出回路を介して前記共振コンデンサＣの両端の電圧を検出する。前記信号出力端は前記駆動回路３０を介して前記制御端に接続される。前記電圧検出端は前記同期電圧検出回路を介して整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、前記制御チップ１０は、前記電圧検出端によって検出された電圧に基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御し、前記正相電圧入力端と逆相電圧入力端との電圧の大きさに基づいて、前記共振コンデンサＣと前記スイッチングトランジスタＱとの接続端の電圧が０ボルトである時に導通されるように前記スイッチングトランジスタＱを制御する。本発明の実施例において、制御チップ１０は、電圧検出端によって検出された電圧に基づいて、現在の商用電源の電圧の状態を取得することにより、電磁誘導加熱装置の電力を更に制御する。

本実施例が提供する電磁誘導加熱制御回路は、主に電磁誘導加熱設備に適用され、例えば、該電磁誘導加熱設備は、電磁コンロ、電気炊飯器、電気圧力鍋、豆乳メーカー及び電気ケトルなどの設備に適用することができる。上記制御チップ１０内には、コンパレータとＡＤ変換モジュールとが設けられ、コンパレータの二つの入力端は上記正相電圧入力端及び逆相電圧入力端であり、ＡＤ変換モジュールの入力端は上記電圧検出端である。なお、上記共振コンデンサＣとソレノイドディスクとは並列接続されて並列共振回路を構成する。

上記同期電圧検出回路は、上記共振コンデンサＣの両端の電圧を検出し、制御チップ１０が、共振コンデンサＣの両端の電圧が等しい場合、導通するようにスイッチングトランジスタＱを制御することにより、ゼロクロス導通を実現する。上記整流フィルタ回路２０の入力端が商用電源網に接続され、整流フィルタ回路２０の入力端の電圧と出力端の電圧とが比例関係であるため、整流フィルタ回路２０の出力端の電圧を検出するだけで整流フィルタ回路２０の入力端の電圧を取得することができ、従って、整流フィルタ回路２０の出力端の電圧に基づいて、電力制御及び商用電源の低電圧及び過電圧保護を実現することができる。

本発明の実施例は、制御チップ１０の電圧検出端を直接整流フィルタ回路２０の出力端に接続し、即ち、制御チップ１０の電圧検出端を同期回路の第１電圧サンプリング回路を介して整流フィルタ回路の出力端に接続することにより、整流フィルタ回路２０の出力端の電圧に基づく電力制御及び商用電源の低電圧及び過電圧保護ができる。従来の技術では、整流フィルタ回路２０の入力端に電圧サンプリング回路が設置されることにより、整流フィルタ回路２０の入力端の電圧が検出される。それに対して、本発明は、同期電圧検出回路を利用して整流フィルタ回路２０の出力端の電圧を検出し、電力制御及び商用電源の低電圧及び過電圧保護を行うため、回路設計のコスト及び消費電力が低減される。

具体的には、上記実施例に基づいて、本実施例において、上記同期電圧検出回路は、第１電圧サンプリング回路と、第２電圧サンプリング回路とを含む。前記第１電圧サンプリング回路の一端が前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、他端が前記正相電圧入力端に接続される。第２電圧サンプリング回路の一端である入力端が前記スイッチングトランジスタＱの第１端に接続され、他端である出力端が前記逆相電圧入力端に接続される。前記制御チップ１０は、前記正相電圧入力端と逆相電圧入力端との電圧の大きさに基づいて、前記共振コンデンサＣ１の両端の電圧差がゼロである場合、導通するように前記スイッチングトランジスタＱを制御する。

上記第１電圧サンプリング回路と第２電圧サンプリング回路との構成は実際の要求に応じて設置することができる。本実施例において、具体的には、上記第１電圧サンプリング回路は、第１０抵抗Ｒ１０と、第１２抵抗Ｒ１２とを含む。前記第１０抵抗Ｒ１０の一端が前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、他端が前記第１２抵抗Ｒ１２を介して前記整流フィルタ回路２０の負側の出力端に接続され、前記整流フィルタ回路の負側の出力端が接地され、前記第１０抵抗Ｒ１０と前記第１２抵抗Ｒ１２との間の共通端が前記正相電圧入力端に接続される。前記第２電圧サンプリング回路は、第１３抵抗Ｒ１３と、第１４抵抗Ｒ１４とを含む。前記第１３抵抗Ｒ１３の一端が前記スイッチングトランジスタＱの前記第１端に接続され、前記第１３抵抗Ｒ１３の他端が前記第１４抵抗Ｒ１４を介して前記整流フィルタ回路２０の負側の出力端に接続され、前記整流フィルタ回路の負側の出力端が接地され、前記第１３抵抗Ｒ１３と前記第１４抵抗Ｒ１４との間の共通端が前記正相電圧入力端に接続される。

なお、上記第１０抵抗Ｒ１０と、第１２抵抗Ｒ１２と、第１３抵抗Ｒ１３と、第１４抵抗Ｒ１４との抵抗値及び構成は、実際の要求に応じて設置することができ、スイッチングトランジスタＱの第１端の電流のゼロクロス点を検出することを実現できればよい。本実施例において、上記第１０抵抗Ｒ１０、第１２抵抗Ｒ１２、第１３抵抗Ｒ１３及び第１４抵抗Ｒ１４は、それぞれ少なくとも二つの順次直列接続される抵抗によって構成されるものである。

上記駆動回路３０は、駆動チップ３１と、第１５抵抗Ｒ１５と、第１６抵抗Ｒ１６と、第１７抵抗Ｒ１７とを含む。前記駆動チップ３１の駆動入力端が第１５抵抗Ｒ１５を介して前記信号出力端に接続され、且つ前記駆動入力端がプリセット電源ＶＤＤに接続され、前記駆動チップ３１の駆動出力端が、第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７とを介して直列接続された後、前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続される。前記第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７との共通端は前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続される。

本実施例において、上記制御チップ１０の信号出力端は、パルス幅変調信号を駆動チップ３１の駆動入力端に出力し、プリセット電源ＶＤＤと第１５抵抗Ｒ１５によって該パルス幅変調信号に対し電圧及び電流の増幅を行った後、駆動出力端により出力される。駆動出力端から出力されるパルス幅変調信号は、第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７によって分圧された後、第１７抵抗Ｒ１７の両端の電圧の大きさに基づいてスイッチングトランジスタＱの導通と遮断とを制御する。

なお、上記駆動チップ３１のタイプは、実際の要求に応じて設置することができる。パルス幅変調信号は電圧及び電流が増幅された後、スイッチングトランジスタＱの制御端に出力されるレベルがスイッチングトランジスタＱを導通させることができればよい。上記スイッチングトランジスタＱの具体的な構成は実際の要求に応じて設置することができる。本実施例において、上記スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであるのが好ましい。前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

更に、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの駆動電圧が大きすぎて絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが損壊されることを防ぐために、本実施例は、保護素子を更に設置してもよい。具体的には、本実施例において、上記駆動回路は、ツェナーダイオードＤを更に含み、前記ツェナーダイオードＤの陰極が前記制御端に接続され、陽極が前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続される。

本実施例において、上記のように、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートとエミッタとの間にツェナーダイオードＤを設置することにより、パルス幅変調信号が高レベルである場合、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートとエミッタとの間の電圧はツェナーダイオードによって安定化された電圧より大きくない。

具体的には、上記整流フィルタ回路２０は、ブリッジ整流器２１と、インダクタンスＬ０と、コンデンサＣ１２とを含む。前記ブリッジ整流器２１の正側の出力端が前記インダクタンスＬ０を介して前記共振コンデンサＣ１２に接続され、ブリッジ整流器２１の負側の出力端が前記限流抵抗Ｒ１１を介して前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続される。前記コンデンサＣ１２の一端が前記インダクタンスＬ０と共振コンデンサＣとの共通端に接続され、他端が前記ブリッジ整流器２１の負側の出力端に接続される。

本発明は、電磁誘導加熱制御回路を提供する。図２を参照すると、一実施例において、該電磁誘導加熱制御回路は、駆動回路３０と、保護回路１２０と、スイッチングトランジスタＱとを含む。前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有する。前記制御端は前記駆動回路の信号出力端に接続され、第２端は接地端に接続される。前記駆動回路３０は、制御チップ１０に接続され、受信された前記制御チップ１０から出力されるパルス幅変調信号を増幅した後、前記駆動回路１０の信号出力端により前記スイッチングトランジスタＱに出力して前記スイッチングトランジスタＱを駆動する。前記駆動回路３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整する。前記保護回路１２０は、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する。又は、前記保護回路１２０は、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する。

本実施例が提供する駆動回路は、主に、スイッチングトランジスタＱの駆動制御を実現するために用いられる。具体的には、上記スイッチングトランジスタＱの構成は実際の要求に応じて設置することができる。本実施例において、スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であるのが好ましい。上記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

具体的には、上記スイッチングトランジスタＱの第１端は、並列共振回路に接続され、該並列共振回路は、コイルＬと、共振コンデンサＣとを含む。スイッチングトランジスタＱが遮断する場合、コイルＬと共振コンデンサＣとは、エネルギー蓄積状態に入り、電気エネルギーが上昇し、この場合に、スイッチングトランジスタＱの第１端と第２端との間の電圧が上昇する。スイッチングトランジスタＱが導通する場合、コイルＬと共振コンデンサＣとに蓄積されたエネルギーが放出されてスイッチングトランジスタＱの第１端と第２端との間の電圧を低減させ、スイッチングトランジスタＱが遮断した後のスイッチングトランジスタＱの第１端と第２端との間の電圧が高すぎてスイッチングトランジスタＱが損壊することを防ぐ。

本実施例において、スイッチングトランジスタＱの第１端及び第２端の電圧が高すぎることを防ぐために、具体的には、スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさを検出し、又は前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出することができる。

スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさを検出する場合、スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧がプリセット電圧より大きいと、導通するようにスイッチングトランジスタＱを制御して、スイッチングトランジスタＱの第１端と第２端との電圧が高すぎることによるスイッチングトランジスタＱの損壊を防ぐ。

本実施例において、スイッチングトランジスタＱの第２端の電流の大きさに基づいて、スイッチングトランジスタＱの遮断後の電圧の最大値を予測することができる。スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出する場合、スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流が所定値より大きいと、遮断するようにスイッチングトランジスタＱを制御して、スイッチングトランジスタＱの遮断後の電圧の過大な上昇によるスイッチングトランジスタＱの損壊を防ぐ。

上記駆動回路３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさに基づいて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整することは、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動回路３０は前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御すること、又は前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動回路３０は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０は、前記パルス幅変調信号の出力を停止することを含む。

上記プリセット区間範囲の大きさは、実際の要求に応じて設置することができ、ここでは、さらなる限定をせず、スイッチングトランジスタＱを駆動すること及びスイッチングトランジスタＱの焼損を防ぐことさえできれば良い。

なお、上記駆動回路３０は、内蔵される電圧サンプリング回路を用いて信号入力端の電圧の大きさを検出してもよいし、コンパレータを用いて第１端の電圧の大きさを判断してもよい。具体的な回路形式は、実際の要求に応じて設置することができ、ここでは、さらなる限定をしない。なお、信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、信号出力端の電圧の大きさがプリセット区間範囲内に安定して属すように制御チップ１０又は駆動回路３０により該駆動回路３０の信号出力端の電圧の大きさを調整してもよい。具体的には、上記信号出力端の出力電圧は、上記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの駆動電圧である。例えば、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの駆動電圧が上記プリセット区間範囲の上限値より大きい場合、駆動回路３０は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートにパルス幅変調信号を出力することを停止できる（即ち、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの電圧を降下させる）。これにより、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの駆動電圧が高すぎることによる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの損壊を防ぐ。

本発明の実施例は、保護回路１２０を設けて、スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御し、スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する。これにより、スイッチングトランジスタＱが遮断する状態での第１端と第２端との間の電圧が高すぎることによるスイッチングトランジスタＱの損壊が効果的に防がれる。また、駆動回路３０は、信号出力端の電圧に基づいて、信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を制御することにより、スイッチングトランジスタＱの駆動電圧が高すぎてスイッチングトランジスタＱが焼損されること、スイッチングトランジスタＱの駆動電圧が低すぎてスイッチングトランジスタＱが導通できない、又は増幅状態にあることを効果的に防ぐことができる。そのため、本発明が提供する電磁誘導加熱制御回路は、回路の作動の安定性を向上させる。

更に、上記実施例に基づいて、第２実施例において、上記駆動回路３０は、更に、受信された前記パルス幅変調信号とプリセットした基準方形波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する。

本実施例において、上記基準方形波信号は、上記制御チップ３０又は方形波生成回路によって生成されてもよい。該基準方形波信号のパルス幅は、出力が許容される最大のパルス幅である。

前記駆動回路３０の受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動回路３０は、前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号に対応する周期内のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅に調整されるように制御して、又は前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御する。又は前記駆動回路３０の受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動回路３０は、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０は、前記駆動回路３０に出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する。

本実施例において、パルス幅変調信号のデューティ比を制限することにより、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する時間が長すぎることによる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの過電流、過電圧、過熱などの現象が防がれるため、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの使用上の安全性が向上する。

更に、上記実施例に基づいて、第３実施例において、上記駆動回路３０は、更に、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出し、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する場合、導通する瞬間の前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧に基づいて、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの作動状態を特定し、前記作動状態に基づいて、前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整する。

なお、上記駆動回路３０は、電圧検出端が前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタに接続され、接地端が前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタに接続され、これにより、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出する。

具体的には、上記作動状態は、スタートと、ハードターンオンと、ノーマルとを含み、
前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整することは、前記作動状態がスタートである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第１閾値とすることと、前記作動状態がハードターンオンである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第２閾値とすることと、前記作動状態がノーマルである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第３閾値とすることと、を含み、本実施例において、ＩＧＢＴのプレシーディングオン（ＩＧＢＴのＶcｅがまだ０まで共振していない時、ＩＧＢＴを導通させる）によるハードターンオン、ハードターンオフの場合と、ＩＧＢＴが導通してからの初めての周期において、共振コンデンサの電圧が０から急激に直流母線電圧（２２０Ｖの場合は３１１Ｖ）まで上昇する場合との二つの場合は、ＩＧＢＴの電流のピーク値が非常に大きくなってしまう。

具体的には、上記実施例に基づいて、以下に異なる検出方式を詳しく説明する。

第４実施例において、前記保護回路１２０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護回路１２０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含む。前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含む。前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続される。前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御端に接続される。

本実施例において、スイッチングトランジスタＱが遮断状態である場合、第２抵抗の両端の電圧が上記プリセット参考電圧端のプリセット参考電圧より小さい（即ち、第１端と第２端との間の電圧がプリセット電圧より小さい）と、スイッチングトランジスタＱは、上記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号に基づいて、遮断状態を保ち、第２抵抗の両端の電圧が上記プリセット参考電圧端のプリセット参考電圧より大きい（即ち、第１端と第２端との間の電圧がプリセット電圧より大きい）と、コンパレータは高レベルを出力し、これにより、スイッチングトランジスタＱを導通させ、コイルＬと共振コンデンサＣとに蓄積されたエネルギーが放出される。

第５実施例において、前記保護回路１２０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護回路１２０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含む。前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含む。前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続される。前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記駆動回路３０に接続される。前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは、前記駆動回路３０に制御信号を出力し、前記駆動回路３０は、前記制御信号に基づいて、出力端からプリセットレベル信号を出力し、前記スイッチングトランジスタＱを導通させる。

本実施例において、スイッチングトランジスタＱが遮断状態である場合、第２抵抗の両端の電圧が上記プリセット参考電圧端のプリセット参考電圧より小さい（即ち、第１端と第２端との間の電圧がプリセット電圧より小さい）と、スイッチングトランジスタＱは、上記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号に基づいて、遮断状態を保ち、第２抵抗の両端の電圧が上記プリセット参考電圧端のプリセット参考電圧より大きい（即ち、第１端と第２端との間の電圧がプリセット電圧より大きい）と、コンパレータは、駆動回路３０に高レベル信号を出力し、これにより、駆動回路３０は、高レベル信号を出力するように信号出力端を制御してスイッチングトランジスタＱを導通させ、コイルＬと共振コンデンサＣとに蓄積されたエネルギーが放出される。

第６実施例において、前記保護回路１２０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護回路１２０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含む。前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含む。前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続される。前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御チップ１０に接続される。前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０は、前記駆動回路３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する。

本実施例において、制御チップ１０は、駆動回路３０のパルス幅変調信号のデューティ比を変えることにより、スイッチングトランジスタＱが遮断する時間帯における第１端と第２端との間の電圧の大きさが制限され、遮断する時間帯内の第１端と第２端との間の電圧が大きすぎることによるスイッチングトランジスタＱの損壊が防がれるため、スイッチングトランジスタＱの使用寿命が延長される。

第７実施例において、前記保護回路１２０が、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出し、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記電磁誘導加熱制御回路は、前記第２端と前記接地端との間に直列接続される限流抵抗Ｒ１１を更に含む。前記保護回路１２０の電圧検出端が前記第２端に接続されて前記第２端の電流の大きさを検出する。

本実施例において、上記保護回路１２０は、電圧検出端によって検出される電圧の大きさに基づいて、限流抵抗Ｒ１１を流れる電流、即ち、スイッチングトランジスタＱの第２端の電流を算出、取得することができる。そして、該電流の大きさに基づいてスイッチングトランジスタＱの遮断後の第１端と第２端との間の最大電圧を予測する。限流抵抗Ｒ１１を流れる電流によりスイッチングトランジスタＱの遮断後の第１端と第２端との間の最大電圧が上記プリセット電圧より大きくなった場合、遮断するようにスイッチングトランジスタＱを制御することにより、スイッチングトランジスタＱの遮断後の第１端と第２端との間の最大電圧をプリセット電圧より小さくし、これにより、スイッチングトランジスタＱの損壊を防ぐ。この時に限流抵抗Ｒ１１を流れる電流の大きさは、スイッチングトランジスタＱが導通する場合に流れることが許容される最大電流値であり、以下の実施例において、所定値と称する。なお、上記限流抵抗Ｒ１１は、電磁誘導加熱制御回路に内蔵される抵抗であってもよく、具体的な応用において、外部に設置される抵抗であってもよい（図３に示す）。

なお、駆動回路１０の信号出力端から出力されるレベル状態を制御することは、駆動回路３０自身によって制御されてもよいし、制御チップ１０が駆動回路１０に出力するパルス幅変調信号を制御することによって制御されてもよい。その具体的な実現形態は、実際の要求に応じて設定することができ、ここでは、更なる限定をしない。

上記第７実施例に基づき、一実施形態において、上記保護回路１２０は、前記駆動回路１０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記駆動回路３０に制御信号を出力することにより、前記駆動回路３０はプリセットレベル信号を出力するように前記信号出力端を制御して前記スイッチングトランジスタＱを遮断させる。

他の実施形態において、上記保護回路１２０は、前記制御チップ１０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０は、前記駆動回路３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する。

なお、回路設計を行う場合、上記二つの実施形態のいずれかを採用してもよいし、保護回路１２０によって上記制御信号が同時に駆動回路３０と制御チップ１０とに出力されてもよく、即ち、保護回路１２０の制御信号出力端が同時に駆動回路３０と制御チップ１０とに接続されてもよい。

更に、上記いずれかの実施例に基づき、前記電磁誘導加熱制御回路は、前記スイッチングトランジスタＱの温度を検出するための温度センサ１５０を更に含む。前記温度センサ１５０は前記保護回路１２０に接続され、前記保護回路１２０は、前記温度センサ１５０によって検出された温度に基づいて、前記駆動回路３０又は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記駆動回路３０又は前記制御チップ１０は、前記制御信号に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する。

本発明の実施例において、保護回路１２０は、温度センサ１５０によりスイッチングトランジスタＱの温度を検出し、スイッチングトランジスタＱの温度を駆動回路３０又は制御チップ１０にフィードバックし、駆動回路３０又は制御チップ１０は、温度に基づいてパルス幅変調信号のデューティ比を調整することにより、電力の低減、電力の向上及びスイッチングトランジスタＱの遮断などの操作が実現される。

本発明は電磁誘導加熱回路を提供する。図４を参照すると、一実施例において、該電磁誘導加熱回路は、コイルＬと、共振コンデンサＣと、制御チップ１０と、駆動モジュール３０と、保護モジュール２４０と、スイッチングトランジスタＱとを含む。前記コイルＬは前記共振コンデンサＣに並列接続される。前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有し、前記制御端は前記駆動モジュール３０の信号出力端に接続され、前記第１端は前記共振コンデンサＣの一端に接続され、第２端は接地端に接続される。前記制御チップ１０は、前記駆動モジュール３０にパルス幅変調信号を出力し、前記パルス幅変調信号は、前記駆動モジュール３０の信号出力端によって前記スイッチングトランジスタＱに出力されて前記スイッチングトランジスタＱを駆動する。前記保護モジュール２４０は、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する。又は、前記保護モジュール２４０は、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する。

本実施例が提供する駆動回路は、主に、スイッチングトランジスタＱの駆動制御を実現するために用いられる。具体的には、上記スイッチングトランジスタの構造は、実際の要求に応じて設定することができる。本実施例において、スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であることが好ましい。上記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

具体的には、スイッチングトランジスタＱが遮断する場合、コイルＬと共振コンデンサＣとは共振状態に入り、電気エネルギーが上昇し、この時のスイッチングトランジスタＱの第１端と第２端との間の電圧が上昇する。スイッチングトランジスタＱが導通する場合、コイルＬと共振コンデンサＣとに蓄積されたエネルギーが放出されて、スイッチングトランジスタＱの第１端と第２端との間の電圧を降下させ、スイッチングトランジスタＱの遮断後のスイッチングトランジスタＱの第１端と第２端との間の電圧が高すぎることによるスイッチングトランジスタＱの損壊を防ぐ。

本実施例において、スイッチングトランジスタＱの第１端と第２端との電圧が高すぎることを防ぐには、具体的に、スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさ又は前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出してもよい。

スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさを検出する場合、スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧がプリセット電圧より大きいと、導通するようにスイッチングトランジスタＱを制御してスイッチングトランジスタＱの第１端と第２端との電圧が高すぎることによるスイッチングトランジスタＱの損壊を防ぐ。

本実施例において、スイッチングトランジスタＱの第２端の電流の大きさに基づいて、スイッチングトランジスタＱの遮断後の電圧の最大値を予測することができる。スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出する場合、スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流が所定値より大きいと、遮断するようにスイッチングトランジスタＱを制御してスイッチングトランジスタＱの遮断後の電圧の過大な上昇によるスイッチングトランジスタＱの損壊を防ぐ。

本発明の実施例は、保護モジュール２４０を設けて、保護モジュールスイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御し、スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御することにより、スイッチングトランジスタＱの遮断状態での第１端と第２端との間の電圧が高すぎることによるスイッチングトランジスタＱの損壊が効果的に防がれるため、本発明が提供する電磁誘導加熱回路は、回路の作動の安定性を向上させる。

具体的には、上記実施例に基づいて、以下に異なる検出方式を詳しく説明する。

第２実施例において、前記保護モジュールが、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護モジュールは、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含む。前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含む。前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続される。前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御端に接続される。

本実施例において、スイッチングトランジスタＱが遮断状態である場合、第２抵抗の両端の電圧が上記プリセット参考電圧端のプリセット参考電圧より小さい（即ち、第１端と第２端との間の電圧がプリセット電圧より小さい）と、スイッチングトランジスタＱは、上記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号に基づいて、遮断状態を保ち、第２抵抗の両端の電圧が上記プリセット参考電圧端のプリセット参考電圧より大きい（即ち、第１端と第２端との間の電圧がプリセット電圧より大きい）と、コンパレータは高レベルを出力し、これにより、スイッチングトランジスタＱを導通させ、コイルＬと共振コンデンサＣとに蓄積されたエネルギーが放出される。

第３実施例において、前記保護モジュールが、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護モジュール２４０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含む。前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含む。前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続される。前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記駆動モジュール３０に接続される。前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは、前記駆動モジュール３０に制御信号を出力し、前記駆動モジュール３０は、前記制御信号に基づいて、出力端からプリセットレベル信号を出力して前記スイッチングトランジスタＱを導通させる。

本実施例において、スイッチングトランジスタＱが遮断状態である場合、第２抵抗の両端の電圧が上記プリセット参考電圧端のプリセット参考電圧より小さい（即ち、第１端と第２端との間の電圧がプリセット電圧より小さい）と、スイッチングトランジスタＱは、上記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号に基づいて、遮断状態を保ち、第２抵抗の両端の電圧が上記プリセット参考電圧端のプリセット参考電圧より大きい（即ち、第１端と第２端との間の電圧がプリセット電圧より大きい）と、コンパレータは、駆動モジュール３０に高レベル信号を出力し、これにより、駆動モジュール３０は、高レベル信号を出力するように信号出力端を制御してスイッチングトランジスタＱを導通させてコイルＬと共振コンデンサＣとに蓄積されたエネルギーが放出される。

第４実施例において、前記保護モジュールが、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護モジュール２４０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含む。前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含む。前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続される。前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御チップ１０に接続される。前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０は、前記駆動モジュール３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する。

本実施例において、制御チップ１０は駆動回路モジュール３０のパルス幅変調信号のデューティ比を変えることにより、スイッチングトランジスタＱが遮断する時間帯内の第１端と第２端との間の電圧の大きさが制限され、遮断する時間帯内の第１端と第２端との間の電圧が大きすぎることによるスイッチングトランジスタＱの損壊が防がれるため、スイッチングトランジスタＱの使用寿命が延長される。

第５実施例において、前記保護モジュールが、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記電磁誘導加熱回路は、前記第２端と前記接地端との間に直列接続される限流抵抗Ｒ１１を更に含む。前記保護モジュールの電圧検出端が前記第２端に接続されて前記第２端の電流の大きさを検出する。

本実施例において、上記保護モジュールは、電圧検出端によって検出された電圧の大きさに基づいて、限流抵抗Ｒ１１を流れる電流、即ち、スイッチングトランジスタＱの第２端の電流を算出、取得することができる。そして、該電流の大きさに基づいてスイッチングトランジスタＱの遮断後の第１端と第２端との間の最大電圧を予測する。限流抵抗Ｒ１１を流れる電流によりスイッチングトランジスタＱの遮断後の第１端と第２端との間の最大電圧が上記プリセット電圧より大きくなった場合、遮断するようにスイッチングトランジスタＱを制御することにより、スイッチングトランジスタＱの遮断後の第１端と第２端との間の最大電圧をプリセット電圧より小さくし、これにより、スイッチングトランジスタＱの損壊が防がれる。この時に限流抵抗Ｒ１１を流れる電流の大きさは、スイッチングトランジスタＱが導通する場合に流れることが許容される最大電流値であり、以下の実施例において、所定値と称する。なお、上記限流抵抗Ｒ１１は、保護モジュールに内蔵される抵抗であってもよいし、外部に設置される抵抗であってもよい。

なお、駆動モジュール３０の信号出力端から出力されるレベル状態を制御することは、駆動モジュール３０自身によって制御されてもよいし、制御チップ１０から駆動回路モジュール３０に出力するパルス幅変調信号を制御することによって制御されてもよく、その具体的な実現形態は、実際の要求に応じて設定することができ、ここでは、更なる限定をしない。

上記第５実施例に基づき、一実施形態において、上記保護モジュールは、前記駆動モジュール３０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記駆動モジュール３０に制御信号を出力することにより、前記駆動モジュール３０は、プリセットレベル信号を出力するように前記信号出力端を制御して前記スイッチングトランジスタＱを遮断させる。

他の実施形態において、上記保護モジュールは、前記制御チップ１０に接続され、且つ前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０は前記駆動回路モジュール３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する。

なお、回路設計を行う場合、上記二つの実施形態のいずれかを採用してもよいし、保護モジュールによって上記制御信号が同時に駆動モジュール３０と制御チップ１０に出力されてもよく、即ち、保護モジュールの制御信号出力端が同時に駆動モジュール３０と制御チップ１０とに接続されてもよい。

更に、上記いずれかの実施例に基づき、前記電磁誘導加熱回路は、前記スイッチングトランジスタＱの温度を検出するための温度センサ１５０を更に含む。前記温度センサ１５０は前記保護モジュールに接続され、前記保護モジュールは、前記温度センサ１５０によって検出された温度に基づいて、前記駆動回路モジュール３０又は前記制御チップ１０に制御信号を出力し、これにより、前記駆動回路モジュール３０又は前記制御チップ１０は、前記制御信号に基づいて、前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整し、又はスイッチングトランジスタを遮断させる。

本発明の実施例において、保護モジュールは、温度センサ１５０によりスイッチングトランジスタＱの温度を検出し、スイッチングトランジスタＱの温度を駆動モジュール３０又は制御チップ１０にフィードバックし、駆動回路モジュール３０又は制御チップ１０は、温度に基づいてパルス幅変調信号のデューティ比を調整することにより、電力の低減、電力の向上及びスイッチングトランジスタＱを遮断させるなどの操作が実現される。

本発明は電磁誘導加熱回路を提供する。図５を参照すると、一実施例において、該電磁誘導加熱回路は、制御チップ１０と、駆動モジュール３０と、スイッチングトランジスタＱとを含む。前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有し、前記制御端は前記駆動モジュール３０の信号出力端に接続される。前記制御チップ１０は、前記駆動モジュール３０にパルス幅変調信号を出力し、前記パルス幅変調信号は、前記駆動モジュール３０の信号出力端により前記スイッチングトランジスタＱに出力されて前記スイッチングトランジスタＱを駆動する。駆動モジュール３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整する。

本実施例が提供する電磁誘導加熱回路は、主に、スイッチングトランジスタＱの駆動制御を実現するためのものである。具体的には、上記スイッチングトランジスタの構成は、実際の要求に応じて設定することができる。本実施例において、スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であるのが好ましい。上記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

上記プリセット区間範囲の大きさは、実際の要求に応じて設定することができる。ここでは、更なる限定をせず、スイッチングトランジスタＱを駆動すること及びスイッチングトランジスタＱの焼損を防ぐことさえできれば良い。

上記駆動モジュール３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整することは、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動モジュールは、前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御することと、又は前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動モジュールは前記制御チップに制御信号を出力することにより、前記制御チップは前記パルス幅変調信号の出力を停止することと、を含む。

なお、上記駆動モジュール３０は、内蔵される電圧サンプリング回路により信号入力端の電圧の大きさを検出してもよいし、コンパレータにより第１端の電圧の大きさを判断してもよく、具体的な回路形式は、実際の要求に応じて設けることができ、ここでは、更なる限定をしない。なお、信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、信号出力端の電圧の大きさがプリセット区間範囲内に安定して属すように、制御チップ１０又は駆動モジュール３０により該駆動モジュール３０の信号出力端の電圧の大きさを調整してもよい。具体的には、上記信号出力端の出力電圧は、上記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの駆動電圧である。例えば、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの駆動電圧が上記プリセット区間範囲の上限値より大きい場合、駆動モジュール３０により絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートにパルス幅変調信号を出力することを停止してもよい（即ち、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの電圧を降下させる）。これにより、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートの駆動電圧が高すぎることによる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの損壊を防ぐ。

本発明の実施例は、駆動モジュール３０を設けて、制御チップ１０とスイッチングトランジスタＱとを接続し、信号出力端の電圧に基づいて信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を制御する。これにより、スイッチングトランジスタＱの駆動電圧が高すぎてスイッチングトランジスタＱが焼損されること、スイッチングトランジスタの駆動電圧が低すぎてスイッチングトランジスタが導通できない、又は増幅状態にあることを効果的に防ぐことができるため、本発明の実施例は、スイッチングトランジスタＱの作動の安定性を向上させる。

更に、上記実施例に基づき、本実施例において、上記駆動モジュール３０は、更に、受信された前記パルス幅変調信号とプリセットした基準方形波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する。

本実施例において、上記基準方形波信号は、上記制御チップ３０によって生成されてもよいし、方形波生成回路によって生成されてもよい。該基準方形波信号のパルス幅は、出力が許容される最大のパルス幅である。

前記駆動モジュール３０の受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動モジュール３０は、前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号に対応する周期内のパルス幅を前記基準方形波信号のパルス幅に調整するように制御し、又は前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御する。又は前記駆動モジュール３０の受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動回路モジュール３０は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記駆動モジュール３０に出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する。

本実施例において、パルス幅変調信号のデューティ比を制限することにより、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する時間が長すぎることによる絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの過電流、過電圧、及び過熱などの現象が防がれるため、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの使用上の安全性を向上させる。

更に、上記実施例に基づき、本実施例において、上記駆動モジュール３０は、更に、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出し、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する場合、導通する瞬間の前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧に基づいて、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの作動状態を特定し、前記作動状態に基づいて、前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整する。

なお、上記駆動モジュール３０は、電圧検出端が前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタに接続され、接地端が前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタに接続される。これにより、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出する。

具体的には、上記作動状態は、スタートと、ハードターンオンと、ノーマルとを含み、前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整することは、前記作動状態がスタートである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第１閾値とすることと、前記作動状態がハードターンオンである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第２閾値とすることと、前記作動状態がノーマルである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第３閾値とすることと、を含む。本実施例において、ＩＧＢＴのプレシーディングオン（ＩＧＢＴのＶcｅがまだ０まで共振していない時、ＩＧＢＴを導通させる）によるハードターンオン、ハードターンオフの場合と、ＩＧＢＴが導通してからの初めての周期において共振コンデンサの電圧が０から急激に直流母線電圧（２２０Ｖの場合では３１１Ｖ）まで上昇する場合との二つの場合は、ＩＧＢＴの電流のピーク値が非常に大きくなってしまう。

本発明は電磁誘導加熱制御回路を提供する。図６を参照すると、一実施例において、該電磁誘導加熱制御回路は、スイッチングトランジスタＱと、スイッチングトランジスタＱの温度を採取するための温度検出モジュール３１０と、パルス幅変調信号を出力するための制御チップ１０と、前記パルス幅変調信号を駆動増幅した後、前記スイッチングトランジスタＱに出力するための駆動回路３０とを含む。前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを含み、前記制御端は前記駆動回路３０の信号出力端に接続される。前記温度検出モジュール３１０の出力端が前記制御チップ１０に接続される。前記制御チップ１０は、第１プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュール３１０によって現在検出された温度値を取得し、２回連続で検出された温度値と前記温度補正因子とに基づいて、現在検出された温度値の誤差修正後の実際温度値を算出し、前記実際温度値に基づいて前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する。

本実施例が提供する駆動回路は、主に、スイッチングトランジスタＱの駆動制御を実現するためのものである。具体的には、上記スイッチングトランジスタＱの構造は、実際の要求に応じて設けることができる。本実施例において、スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であるのが好ましい。上記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである。

なお、上記電気加熱器は電磁誘導加熱設備であり、例えば、電磁コンロ、電気炊飯器などの設備であってもよい。電源を入れて加熱する最初の時間帯内で、制御チップ１０は、一定時間毎に温度検出モジュール３１０によって検出された温度値を一回読み出し、読み出された温度値を現在時点の温度値Ｘ_ｎとして、及びその前の時点に読み出された温度値をＸ_ｎ−１、Ｘ_ｎ−２、Ｘ_ｎ−３などとして記す。そして、Ｘ_ｎと、Ｘ_ｎ−１と、温度補正因子とに基づいて、現在時点のスイッチングトランジスタの実際温度値Ｙ_ｎを算出する。

具体的には、上記プリセットした温度補正因子は、実際の要求に応じて設定することができる。本実施例において、好ましくは、以下の形態を用いて取得してもよい。

前記制御チップ１０は、第２プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュール３１０によって現在検出された温度値を取得し、ｎ回目に採取された温度Ｘ_ｎとｎ−１回目に検出された温度値Ｘ_ｎ−１とに基づいて、前記ｎ回目に採取された温度Ｘ_ｎとｎ−１回目に検出された温度値Ｘ_ｎ−１との間の差に対応する温度補正因子Ａを算出し、前記温度補正因子Ａは下記式（１）を満たし、ただし、Ｋは定数であり、Ｍは温度補正の初期温度である。

なお、該初期温度は、温度補正計算を行うための開始温度を制御し、即ち、検出された温度が該初期温度より大きい場合のみ、温度補正計算を行う。

本実施例において、上記定数Ｋと初期温度Ｍとの大きさは、実際の要求に応じて設定することができる。好ましくは、上記Ｋは０.２であり、上記Ｍは５０である。

なお、上記補正因子は、電磁誘導加熱制御回路が温度保護を行う前に、まず、上記方式で実験を行って上記温度補正因子Ａを取得する。異なる温度変化の状態において、対応する温度補正因子が異なる。温度保護を行う場合、制御チップ１０は、第１プリセット時間帯ごとに温度検出モジュール３１０によって検出された温度値を取得し、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１とに基づいて、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１との間の差に対応する補正因子Ａを取得し、前記現在検出された温度値Ｘ_ｍと、前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１と、補正因子Ａとに基づいて、前記実際温度値Ｙ_ｍを算出し、Ｙ_ｍは、Ｙ_ｍ＝Ｘ_ｍ−１+Ａ（Ｘ_ｍ−Ｘ_ｍ−１）を満たす。Ｙ_ｎが所定値より大きい場合、制御チップ１０によって駆動回路３０に制御信号を出力することができ、これにより、遮断するようにスイッチングトランジスタＱを制御し、スイッチングトランジスタＱの温度が高すぎることによる損壊を防ぐ。温度補正演算を行ったため、温度測定の正確さが低いことによるスイッチングトランジスタＱの損壊が防がれる。従って、本実施例は、スイッチングトランジスタの温度測定の精度を向上させることができ、回路の作動の安定性が向上する。

本発明の実施例が提供する電磁誘導加熱制御回路は、温度検出モジュール３１０を設けてスイッチングトランジスタＱの温度値を検出し、検出された温度とプリセットした温度補正因子とに基づいてスイッチングトランジスタＱの作動状態を制御することにより、スイッチングトランジスタＱの温度が高すぎて焼損することが防がれるため、本発明は、回路の作動の安定性を向上させる。

なお、上記温度検出モジュール３１０は、温度センサＲＴと、第３１抵抗３Ｒ１と、第３２抵抗３Ｒ２と、第３１コンデンサ３Ｃ１とを含む。前記第３１抵抗３Ｒ１の一端が第１プリセット電源ＶＣＣに接続され、他端が前記温度センサＲＴを介して接地端に接続される。前記第３２抵抗３Ｒ２の一端が前記第３１抵抗３Ｒ１と前記温度センサＲＴとの共通端に接続され、他端が第３１コンデンサ３Ｃ１を介して接地端に接続され、前記第３２抵抗３Ｒ２と第３１コンデンサ３Ｃ１との共通端が前記制御チップ１０の温度信号採取端に接続される。

本実施例において、上記温度センサＲＴの構造は、実際の要求に応じて設けることができる。上記温度センサＲＴはサーミスタであることが好ましい。

上記駆動回路３０は、駆動集積チップ３１と、第３３抵抗３Ｒ３と、第１６抵抗Ｒ１６と、第１５抵抗Ｒ１５と、第１７抵抗Ｒ１７と、第３２コンデンサ３Ｃ２とを含む。前記駆動集積チップ３１のパルス幅変調信号入力端が第３３抵抗３Ｒ３を介して前記制御チップ１０に接続され、駆動電圧入力端が第２プリセット電源ＶＤＤに接続され、パルス幅変調信号出力端が第１６抵抗Ｒ１６を介して前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続される。前記第１５抵抗Ｒ１５の一端が前記第２プリセット電源ＶＤＤに接続され、他端が前記第３３抵抗３Ｒ３と前記制御チップ１０との共通端に接続される。前記第１７抵抗Ｒ１７の一端が前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続され、他端が前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続される。前記第３２コンデンサ３Ｃ２の一端が前記駆動電圧入力端に接続され、他端が接地端に接続される。

なお、上記第１プリセット電源ＶＣＣと第２プリセット電源ＶＤＤとの電圧の大きさは、実際の要求に応じて設定することができ、本実施例において、好ましくは、上記第１プリセット電源ＶＣＣは+５Ｖの電源であり、第２プリセット電源ＶＤＤは、+１５Ｖの電源である。本実施例において、上記駆動集積チップ３１のパルス幅変調信号入力端から入力されるパルス信号は、第２プリセット電源ＶＤＤによって駆動増幅された後、パルス幅変調信号出力端から出力され、第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７とによって分圧され、スイッチングトランジスタＱは、第１７抵抗Ｒ１７の両端の電圧の大きさに基づいて、導通と遮断との状態を切り替える。

更に、上記実施例に基づき、本実施例において、スイッチングトランジスタＱの駆動電圧が高すぎることによるスイッチングトランジスタＱの損壊を防ぐために、好ましくは、上記駆動回路３０は、ツェナーダイオードＤを更に含む。前記ツェナーダイオードＤは、陽極が前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続され、陰極が前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続される。

更に、上記実施例に基づいて、本実施例において、上記電気加熱駆動保護回路は、前記制御チップ１０に接続されるブザー回路３４０を更に含む。

本実施例において、制御チップ１０が上記温度検出モジュール３１０によって現在検出された温度値が所定値より大きいことを取得した場合（即ち、スイッチングトランジスタＱの温度が高すぎる場合）、駆動回路３０に制御信号を出力してスイッチングトランジスタＱを遮断させるとともに、ブザー回路３４０に制御信号を出力して、鳴るようにブザー回路３４０を制御することができる。これにより、ユーザに電磁誘導加熱器に安全上のリスクが潜在していることを気付かせることで、本実施例は、電磁誘導加熱器の使用上の安全性を向上させることができる。

本発明はサージ保護回路を提供する。図７を参照すると、一実施例において、該サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第１分圧回路４１０と、商用電源を整流するための整流回路７０と、サージ保護を行うための制御回路４３０とを含む。前記制御回路４３０は、第１コンパレータ３０１を含む。

前記第１分圧回路４１０の入力端は前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第１分圧回路４１０の出力端が前記第１コンパレータ３０１の第１入力端に接続される。前記第１コンパレータ３０１の第２入力端がプリセットした第１基準電源に接続され、商用電源は電圧が第１所定値より小さい状態で順方向サージが存在する場合、第１分圧回路４１０の出力端の電圧が第１基準電源の電圧より大きく、順方向サージが存在しない場合、第１分圧回路４１０の出力端の電圧が第１基準電源の電圧より小さい。制御回路４３０は、前記第１コンパレータ３０１の出力端から出力されるレベルの状態に基づいてサージ保護制御を行う。

本実施例において、上記第１コンパレータ３０１の第１入力端は、正相入力端であってもよいし、逆相入力端であってもよい。具体的には、実際の要求に応じて設定することができ、ここでは、更なる限定をしない。上記プリセットした第１基準電源の電圧の大きさは、実際の要求に応じて設定することができ、本実施例において、第１基準電源の電圧は+５Ｖであることが好ましい。

具体的には、作動過程において、前記商用電源の電圧が第１所定値より小さい状態である（即ち、ゼロクロス点に近い）場合、順方向サージ電圧が生成されることがなければ、第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第１基準電源の電圧より小さく、第１コンパレータ３０１は第１レベル信号を出力する。この場合、サージピーク電圧が存在すれば、サージピーク電圧が到来する際に、第１コンパレータ３０１の出力端は、反転電圧を出力して第２レベル信号を取得し、制御回路４３０は、該第２レベル信号に基づいてサージ保護の操作を行う。

本発明の実施例は、整流回路７０を設けて商用電源を整流した後、第１分圧回路４１０によって分圧が行われ、分圧後の電圧と第１基準電圧とを比較して、比較結果に基づいて商用電源がゼロ点に近い時間帯で順方向サージ電圧が存在するか否かが特定され、順方向サージ電圧が存在する場合、制御回路１０によってサージ保護が行われる。本発明は、商用電源がゼロ点に近い時間帯内でのサージ検出を実現することにより、商用電源のゼロクロス点でサージ現象が存在することによる電気設備の損壊が防がれるため、給電の安全性が向上する。

具体的には、上記第１分圧回路４１０は、第１抵抗Ｒ１と、第２抵抗Ｒ２と、第１コンデンサＣ１とを含む。前記第１抵抗Ｒ１の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が前記第２抵抗Ｒ２を介して接地端に接続される。前記第１コンデンサＣ１は前記第２抵抗Ｒ２の両端に並列接続される。前記第１コンパレータ３０１の第１入力端が前記第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との共通端に接続される。

なお、上記第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２は、一つの抵抗であってもよいし、又は複数の抵抗が直列接続されることによって形成されてもよく、相応する抵抗値の要求を満たして対応する分圧比を実現できればよい。

更に、上記実施例に基づき、本実施例において、上記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第２分圧回路４０と第３分圧回路５０とを更に含む。前記制御回路４３０は、第２コンパレータ３２と第３コンパレータ３３とを更に含む。前記第２分圧回路４０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第２分圧回路４０の出力端が前記第２コンパレータ３２の第１入力端に接続され、前記第２コンパレータ３２の第２入力端が前記第１分圧回路４１０の出力端に接続される。また、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在しない場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より大きく、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在する場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より小さい。前記第３分圧回路５０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第３分圧回路５０の出力端が前記第３コンパレータ３３の第１入力端に接続される。前記第３コンパレータ３３の第２入力端がプリセットした第２基準電源に接続されて前記商用電源のゼロクロス点を検出し、前記第３分圧回路３３の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第２コンパレータ３２の出力端を制御する。

本実施例において、上記第２分圧回路４０の電圧と第１分圧回路４１０の電圧とを比較することにより、商用電源内のサージ検出を実現する。更に、分圧回路を設けることにより、負側のサージ検出を実現することができる。

具体的には、上記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第４分圧回路６０を更に含み、前記制御回路４３０は、第４コンパレータ３４を更に含む。
前記第４分圧回路３４の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第４分圧回路６０の出力端が前記第４コンパレータ３４の第１入力端に接続され、前記第４コンパレータ３４の第２入力端が前記第２分圧回路６０の出力端に接続され、且つ前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在しない場合、前記第４分圧回路６０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より小さく、前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在する場合、前記第４分圧回路６０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より大きい。前記第３コンパレータ３３は、更に、前記第３分圧回路５０の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第４コンパレータ３４の出力端を制御する。

本実施例において、上記第３分圧回路５０は、ゼロクロス検出を実現する。具体的には、第３分圧回路５０の出力端の電圧が上記第２所定値より大きい場合、第３コンパレータ３２の出力端はレベル信号を出力し、第３分圧回路５０の出力端の電圧が上記第２所定値より小さい場合、第３コンパレータ３２の出力端は反転レベル信号を出力する。この時、制御回路４３０は、該反転レベル信号に基づいて上記第２コンパレータ３２と第４コンパレータ３４とから出力されたプリセットレベル信号を遮蔽し、これにより、第１分圧回路４１０と、第２分圧回路４０と、第４分圧回路６０とは、商用電源がゼロ点に近い場合、第１分圧回路４１０と、第２分圧回路４０と、第４分圧回路６０との出力電圧が比較的近いために第２コンパレータ３２と第４コンパレータ３４とが誤出力することを防ぐ。これにより、給電の安定性を向上させる。

具体的には、上記第２分圧回路４０は、第３抵抗Ｒ３と、第４抵抗Ｒ４と、第２コンデンサＣ１とを含む。前記第３抵抗Ｒ３の一端が前記整流回路２０の出力端に接続され、他端が前記第４抵抗Ｒ４を介して接地端に接続される。前記第２コンデンサＣ２は前記第４抵抗Ｒ４の両端に並列接続される。前記第２コンパレータ３２の第１入力端が前記第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４との共通端に接続される。

上記第３分圧回路５０は、第５抵抗Ｒ５と、第６抵抗Ｒ６と、第７抵抗Ｒ７と、第３コンデンサＣ３と、第４コンデンサＣ４とを含む。前記第５抵抗Ｒ５の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が順次前記第６抵抗Ｒ６と第７抵抗Ｒ７とを介して直列接続された後、接地端に接続される。前記第３コンデンサＣ３は前記第５抵抗Ｒ５の両端に並列接続される。前記第４コンデンサＣ４は前記第７抵抗Ｒ７の両端に並列接続される。前記第３コンパレータ３３の第１入力端は前記第６抵抗Ｒ６と第７抵抗Ｒ７との共通端に接続される。

上記第４分圧回路６０は、第８抵抗Ｒ８と、第９抵抗Ｒ９と、第５コンデンサＣ５とを含む。前記第８抵抗Ｒ８の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が前記第９抵抗Ｒ９を介して接地端に接続される。前記第５コンデンサＣ５は前記第９抵抗Ｒ９の両端に並列接続される。前記第４コンパレータ３４の第１入力端は前記第８抵抗Ｒ８と第９抵抗Ｒ９との共通端に接続される。

なお、上記第３抵抗Ｒ３と、第４抵抗Ｒ４と、第５抵抗Ｒ５と、第６抵抗Ｒ６と、第７抵抗Ｒ７とは、一つの抵抗であってもよいし、複数の抵抗が順次直列接続されることによって構成されてもよい。上記第１コンデンサＣ１と、第２コンデンサＣ２と、第５コンデンサＣ５との大きさは、実際の要求に応じて設定することができる。本実施例において、好ましくは、上記第１コンデンサＣ１の静電容量が第５コンデンサＣ５の静電容量と等しく、また、第１コンデンサＣ１の静電容量が第２コンデンサＣ２の静電容量より大きい。

なお、第１分圧回路４１０と、第２分圧回路４０と、第４分圧回路６０との抵抗分圧に対する要求を下げるために、第１分圧回路４１０と、第２分圧回路４０と、第４分圧回路６０との入力端及び整流回路７０の出力端に、共同で分圧する分圧抵抗Ｒを直接設け、一回目の分圧を経た後、それぞれ第１分圧回路４１０と、第２分圧回路４０と、第４分圧回路６０とによって二回目の分圧を行うことができる。

なお、上記整流回路７０の回路構成は、実際の要求に基づいて設けることができ、第１ダイオードＤ１と、第２ダイオードＤ２とを含む。前記第１ダイオードＤ１の陽極が前記商用電源の第１交流入力端に接続され、前記第２ダイオードＤ２が前記商用電源の第２交流入力端に接続され、前記第１ダイオードＤ１の陰極が前記第２ダイオードＤ２の陰極に接続される。

本実施例において、上記第１交流入力端はＬ線端であってもよく、その場合、第２交流入力端はＮ線端である。第１交流入力端は更にＮ線端であってもよく、その場合、第２交流入力端はＬ線端である。本実施例は、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２とを用いて商用電源に対して全波整流を行うことにより、正サージ検出と負サージ検出を実現できる。

本発明は、家電製品を更に提供する。該家電製品は、電磁誘導加熱制御回路を含み、該電磁誘導加熱制御回路の構成については上記実施例を参照することができるため、ここでは、詳しく説明しない。当然のことながら、本実施例の家電製品は、上記電磁誘導加熱制御回路の技術案を採用したため、該家電製品は、上記電磁誘導加熱制御回路のあらゆる有益な効果を有する。

上記は、本発明の好ましい実施例に過ぎず、それによって本発明の特許範囲が制限されることはなく、本発明の明細書及び図面の内容を利用してなされた同等の構成若しくは同等のフローの変換、又は直接若しくは間接的な他の関連技術分野への適用は、すべて同じ理由によって、本発明の特許保護範囲内に含まれる。

好ましくは、前記制御チップが、第１プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュールによって現在検出された温度値を取得し、２回連続で検出された温度値と前記温度補正因子とに基づいて、現在検出された温度値の誤差修正後の実際温度値を算出することは、具体的に、前記制御チップは、第１プリセット時間帯ごとに温度検出モジュールによって検出された温度値を取得し、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１とに基づいて、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１との間の差に対応する温度補正因子Ａを取得し、前記現在検出された温度値Ｘ_ｍと、前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１と、温度補正因子Ａとに基づいて、前記実際温度値Ｙ_ｍを算出し、Ｙ_ｍは、Ｙ_ｍ＝Ｘ_ｍ−１+Ａ（Ｘ_ｍ−Ｘ_ｍ−１）を満たす。

好ましくは、前記駆動回路は、駆動集積チップと、第３３抵抗と、第１６抵抗と、第１５抵抗と、第１７抵抗と、第３２コンデンサとを含み、前記駆動集積チップのパルス幅変調信号入力端が第３３抵抗を介して前記制御チップに接続され、駆動電圧入力端が第２プリセット電源に接続され、パルス幅変調信号出力端が第１６抵抗を介して前記スイッチングトランジスタの制御端に接続され、前記第１５抵抗の一端が前記第２プリセット電源に接続され、他端が前記第３３抵抗と前記制御チップとの共通端に接続され、前記第１７抵抗の一端が前記スイッチングトランジスタの制御端に接続され、他端が前記スイッチングトランジスタの第２端に接続され、前記第３２コンデンサの一端が前記駆動電圧入力端に接続され、他端が接地端に接続される。

上記目的を実現するために、本発明はサージ保護回路を提供し、前記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第１分圧回路と、商用電源を整流するための整流回路と、サージ保護を行うための制御回路とを含み、前記制御回路は、第１コンパレータを含み、
前記第１分圧回路の入力端が前記整流回路の出力端に接続され、前記第１分圧回路の出力端が前記第１コンパレータの第１入力端に接続され、前記第１コンパレータの第２入力端がプリセットした第１基準電源に接続され、商用電源は、電圧が第１所定値より小さい状態で順方向サージ電圧が存在する場合、第１分圧回路の出力端の電圧が第１基準電源の電圧より大きく、順方向サージ電圧が存在しない場合、第１分圧回路の出力端の電圧が第１基準電源の電圧より小さく、制御回路は、前記第１コンパレータの出力端がレベルを出力する状態に基づいてサージ保護制御を行う。

本発明の実施例は、整流回路を設置することにより、商用電源を整流した後、第１分圧回路によって分圧が行われ、分圧後の電圧と第１基準電圧とを比較して、比較結果に基づいて商用電源がゼロクロス点に近い時間帯で順方向サージ電圧が存在するか否かを特定し、順方向サージ電圧が存在する場合、制御回路によってサージ保護が行われる。本発明は、商用電源がゼロクロス点に近い時間帯内でのサージ検出を実現することにより、商用電源のゼロクロス点でのサージ現象が存在することによる電気設備の損壊が防がれるため、給電の安全性を向上させる。

具体的には、上記実施例に基づいて、本実施例において、上記同期電圧検出回路は、第１電圧サンプリング回路と、第２電圧サンプリング回路とを含む。前記第１電圧サンプリング回路の一端が前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、他端が前記正相電圧入力端に接続される。第２電圧サンプリング回路の一端である入力端が前記スイッチングトランジスタＱの第１端に接続され、他端である出力端が前記逆相電圧入力端に接続される。前記制御チップ１０は、前記正相電圧入力端と逆相電圧入力端との電圧の大きさに基づいて、前記共振コンデンサＣの両端の電圧差がゼロである場合、導通するように前記スイッチングトランジスタＱを制御する。

具体的には、上記整流フィルタ回路２０は、ブリッジ整流器２１と、インダクタンスＬ０と、コンデンサＣ１２とを含む。前記ブリッジ整流器２１の正側の出力端が前記インダクタンスＬ０を介して前記コンデンサＣ１２に接続され、ブリッジ整流器２１の負側の出力端が前記限流抵抗Ｒ１１を介して前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続される。前記コンデンサＣ１２の一端が前記インダクタンスＬ０と共振コンデンサＣとの共通端に接続され、他端が前記ブリッジ整流器２１の負側の出力端に接続される。

本発明は、電磁誘導加熱制御回路を提供する。図２を参照すると、一実施例において、該電磁誘導加熱制御回路は、駆動回路３０と、保護回路１２０と、スイッチングトランジスタＱとを含む。前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有する。前記制御端は前記駆動回路の信号出力端に接続され、第２端は接地端に接続される。前記駆動回路３０は、制御チップ１０に接続され、受信された前記制御チップ１０から出力されるパルス幅変調信号を増幅した後、前記駆動回路３０の信号出力端により前記スイッチングトランジスタＱに出力して前記スイッチングトランジスタＱを駆動する。前記駆動回路３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整する。前記保護回路１２０は、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する。又は、前記保護回路１２０は、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する。

本実施例において、上記基準方形波信号は、上記制御チップ１０又は方形波生成回路によって生成されてもよい。該基準方形波信号のパルス幅は、出力が許容される最大のパルス幅である。

なお、駆動回路３０の信号出力端から出力されるレベル状態を制御することは、駆動回路３０自身によって制御されてもよいし、制御チップ１０が駆動回路３０に出力するパルス幅変調信号を制御することによって制御されてもよい。その具体的な実現形態は、実際の要求に応じて設定することができ、ここでは、更なる限定をしない。

なお、上記補正因子は、電磁誘導加熱制御回路が温度保護を行う前に、まず、上記方式で実験を行って上記温度補正因子Ａを取得する。異なる温度変化の状態において、対応する温度補正因子が異なる。温度保護を行う場合、制御チップ１０は、第１プリセット時間帯ごとに温度検出モジュール３１０によって検出された温度値を取得し、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１とに基づいて、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１との間の差に対応する温度補正因子Ａを取得し、前記現在検出された温度値Ｘ_ｍと、前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１と、温度補正因子Ａとに基づいて、前記実際温度値Ｙ_ｍを算出し、Ｙ_ｍは、Ｙ_ｍ＝Ｘ_ｍ−１+Ａ（Ｘ_ｍ−Ｘ_ｍ−１）を満たす。Ｙ _ｍ が所定値より大きい場合、制御チップ１０によって駆動回路３０に制御信号を出力することができ、これにより、遮断するようにスイッチングトランジスタＱを制御し、スイッチングトランジスタＱの温度が高すぎることによる損壊を防ぐ。温度補正演算を行ったため、温度測定の正確さが低いことによるスイッチングトランジスタＱの損壊が防がれる。従って、本実施例は、スイッチングトランジスタの温度測定の精度を向上させることができ、回路の作動の安定性が向上する。

前記第１分圧回路４１０の入力端は前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第１分圧回路４１０の出力端が前記第１コンパレータ３０１の第１入力端に接続される。前記第１コンパレータ３０１の第２入力端がプリセットした第１基準電源に接続され、商用電源は電圧が第１所定値より小さい状態で順方向サージ電圧が存在する場合、第１分圧回路４１０の出力端の電圧が第１基準電源の電圧より大きく、順方向サージ電圧が存在しない場合、第１分圧回路４１０の出力端の電圧が第１基準電源の電圧より小さい。制御回路４３０は、前記第１コンパレータ３０１の出力端から出力されるレベルの状態に基づいてサージ保護制御を行う。

本発明の実施例は、整流回路７０を設けて商用電源を整流した後、第１分圧回路４１０によって分圧が行われ、分圧後の電圧と第１基準電圧とを比較して、比較結果に基づいて商用電源がゼロクロス点に近い時間帯で順方向サージ電圧が存在するか否かが特定され、順方向サージ電圧が存在する場合、制御回路４３０によってサージ保護が行われる。本発明は、商用電源がゼロクロス点に近い時間帯内でのサージ検出を実現することにより、商用電源のゼロクロス点でサージ現象が存在することによる電気設備の損壊が防がれるため、給電の安全性が向上する。

更に、上記実施例に基づき、本実施例において、上記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第２分圧回路４０と第３分圧回路５０とを更に含む。前記制御回路４３０は、第２コンパレータ３２と第３コンパレータ３３とを更に含む。前記第２分圧回路４０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第２分圧回路４０の出力端が前記第２コンパレータ３２の第１入力端に接続され、前記第２コンパレータ３２の第２入力端が前記第１分圧回路４１０の出力端に接続される。また、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在しない場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より大きく、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在する場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より小さい。前記第３分圧回路５０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第３分圧回路５０の出力端が前記第３コンパレータ３３の第１入力端に接続される。前記第３コンパレータ３３の第２入力端がプリセットした第２基準電源に接続されて前記商用電源のゼロクロス点を検出し、前記第３分圧回路５０の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第２コンパレータ３２の出力端を制御する。

具体的には、上記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第４分圧回路６０を更に含み、前記制御回路４３０は、第４コンパレータ３４を更に含む。
前記第４分圧回路６０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第４分圧回路６０の出力端が前記第４コンパレータ３４の第１入力端に接続され、前記第４コンパレータ３４の第２入力端が前記第２分圧回路６０の出力端に接続され、且つ前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在しない場合、前記第４分圧回路６０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より小さく、前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在する場合、前記第４分圧回路６０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より大きい。前記第３コンパレータ３３は、更に、前記第３分圧回路５０の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第４コンパレータ３４の出力端を制御する。

本実施例において、上記第３分圧回路５０は、ゼロクロス検出を実現する。具体的には、第３分圧回路５０の出力端の電圧が上記第２所定値より大きい場合、第３コンパレータ３３の出力端はレベル信号を出力し、第３分圧回路５０の出力端の電圧が上記第２所定値より小さい場合、第３コンパレータ３３の出力端は反転レベル信号を出力する。この時、制御回路４３０は、該反転レベル信号に基づいて上記第２コンパレータ３２と第４コンパレータ３４とから出力されたプリセットレベル信号を遮蔽し、これにより、第１分圧回路４１０と、第２分圧回路４０と、第４分圧回路６０とは、商用電源がゼロクロス点に近い場合、第１分圧回路４１０と、第２分圧回路４０と、第４分圧回路６０との出力電圧が比較的近いために第２コンパレータ３２と第４コンパレータ３４とが誤出力することを防ぐ。これにより、給電の安定性を向上させる。

具体的には、上記第２分圧回路４０は、第３抵抗Ｒ３と、第４抵抗Ｒ４と、第２コンデンサＣ２を含む。前記第３抵抗Ｒ３の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が前記第４抵抗Ｒ４を介して接地端に接続される。前記第２コンデンサＣ２は前記第４抵抗Ｒ４の両端に並列接続される。前記第２コンパレータ３２の第１入力端が前記第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４との共通端に接続される。

Claims (92)

1. 制御チップ１０と、整流フィルタ回路２０と、共振コンデンサＣと、スイッチングトランジスタＱと、駆動回路３０と、同期電圧検出回路とを含み、
   前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、前記第１端と前記第２端との導通状態を制御するための制御端とを含み、前記第１端は共振コンデンサＣを介して前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、前記第２端は限流抵抗Ｒ１１を介して前記整流フィルタ回路２０の負側の出力端に接続され、
   前記制御チップ１０は、正相電圧入力端と、逆相電圧入力端と、電圧検出端と、信号出力端とを含み、前記正相電圧入力端と逆相電圧入力端とは、前記同期電圧検出回路により前記共振コンデンサＣの両端の電圧を検出し、前記信号出力端は前記駆動回路３０を介して前記制御端に接続され、前記電圧検出端は前記同期電圧検出回路を介して整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、前記制御チップ１０は、前記電圧検出端によって検出された電圧に基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御し、前記正相電圧入力端と逆相電圧入力端との電圧の大きさに基づいて、前記共振コンデンサＣと前記スイッチングトランジスタＱとの接続端の電圧が０ボルトである時に導通されるように前記スイッチングトランジスタＱを制御する、
   ことを特徴とする電磁誘導加熱制御回路。
2. 前記同期電圧検出回路は、
   一端が前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、他端が前記正相電圧入力端と電圧検出端とにそれぞれ接続される第１電圧サンプリング回路と、
   一端が前記スイッチングトランジスタＱの第１端に接続され、他端が前記逆相電圧入力端に接続される第２電圧サンプリング回路と、
   を含む、ことを特徴とする請求項１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
3. 前記第１電圧サンプリング回路は、第１０抵抗Ｒ１０と、第１２抵抗Ｒ１２とを含み、前記第１０抵抗Ｒ１０の一端が前記整流フィルタ回路２０の正側の出力端に接続され、他端が前記第１２抵抗Ｒ１２を介して前記整流フィルタ回路２０の負側の出力端に接続され、前記第１０抵抗Ｒ１０と前記第１２抵抗Ｒ１２との間の共通端が前記正相電圧入力端に接続され、前記第２電圧サンプリング回路は、第１３抵抗Ｒ１３と、第１４抵抗Ｒ１４とを含み、前記第１３抵抗Ｒ１３の一端が前記スイッチングトランジスタＱの前記第１端に接続され、前記第１３抵抗Ｒ１３の他端が前記第１４抵抗Ｒ１４を介して前記整流フィルタ回路２０の負側の出力端に接続され、前記第１３抵抗Ｒ１３と前記第１４抵抗Ｒ１４との間の共通端が前記逆相電圧入力端に接続される、
   ことを特徴とする請求項２に記載の電磁誘導加熱制御回路。
4. 前記駆動回路３０は、駆動チップ３１と、第１５抵抗Ｒ１５と、第１６抵抗Ｒ１６と、第１７抵抗Ｒ１７とを含み、前記駆動チップ３１の駆動入力端が第１５抵抗Ｒ１５を介して前記信号出力端に接続され、且つ前記駆動入力端がプリセット電源に接続され、前記駆動チップ３１の駆動出力端が第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７とを介して直列接続された後に前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続され、前記第１６抵抗Ｒ１６と第１７抵抗Ｒ１７との共通端が前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
5. 前記駆動回路３０は、陰極が前記制御端に接続され、陽極が前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続されるツェナーダイオードＤを更に含む、
   ことを特徴とする請求項４に記載の電磁誘導加熱制御回路。
6. 前記整流フィルタ回路２０は、ブリッジ整流器２１と、インダクタンスＬ０と、コンデンサＣ１２とを含み、前記ブリッジ整流器２１の正側の出力端が前記インダクタンスＬ０を介して前記共振コンデンサＣに接続され、ブリッジ整流器２１の負側の出力端が前記限流抵抗Ｒ１１を介して前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続され、前記コンデンサＣ１２の一端が前記インダクタンスＬ０と共振コンデンサＣとの共通端に接続され、他端が前記ブリッジ整流器２１の負側の出力端に接続される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
7. 前記スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
8. 前記駆動回路３０は、制御チップ１０に接続され、受信された前記制御チップ１０から出力されるパルス幅変調信号を増幅した後、前記駆動回路３０の信号出力端により前記スイッチングトランジスタＱに出力して前記スイッチングトランジスタＱを駆動し、前記駆動回路３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整し、
   前記電磁誘導加熱制御回路は、保護回路１２０を更に含み、前記保護回路１２０は、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御し、又は、前記保護回路１２０は、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出し、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
9. 前記保護回路１２０が前記信号出力端の出力電圧の大きさに基づいて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整することは、
   前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動回路３０は、前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御することと、
   又は、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動回路３０は、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が前記パルス幅変調信号の出力を停止することと、
   を含む、
   ことを特徴とする請求項８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
10. 前記駆動回路３０は、更に、受信された前記パルス幅変調信号とプリセットした基準方形波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する、
    ことを特徴とする請求項８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
11. 前記スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである、
    ことを特徴とする請求項８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
12. 前記駆動回路３０は、更に、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出し、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する場合、導通する瞬間の前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧に基づいて、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの作動状態を特定し、前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整する、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
13. 前記作動状態は、スタートと、ハードターンオンと、ノーマルとを含み、
    前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整することは、
    前記作動状態がスタートである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第１閾値とすることと、
    前記作動状態がハードターンオンである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第２閾値とすることと、
    前記作動状態がノーマルである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第３閾値とすることと、
    を含む、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の電磁誘導加熱制御回路。
14. 前記保護回路１２０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護回路１２０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御端に接続される、
    ことを特徴とする請求項８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
15. 前記保護回路１２０が前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記スマートパワー回路集積回路は、前記第２端と前記接地端との間に直列接続される限流抵抗Ｒ１１を更に含み、前記保護回路１２０の電圧検出端が前記第２端に接続されて前記第２端の電流の大きさを検出する、
    ことを特徴とする請求項８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
16. 前記保護回路１２０は、前記駆動回路３０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記駆動回路３０に制御信号を出力することにより、前記駆動回路３０がプリセットレベル信号を出力するように前記信号出力端を制御して前記スイッチングトランジスタＱを遮断させる、
    ことを特徴とする請求項１５に記載の電磁誘導加熱制御回路。
17. 前記保護回路１２０は、前記制御チップ１０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記駆動回路３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する、
    ことを特徴とする請求項１６に記載の電磁誘導加熱制御回路。
18. 前記制御チップ１０は、前記駆動モジュール３０にパルス幅変調信号を出力し、前記パルス幅変調信号は、前記駆動モジュール３０の信号出力端によって前記スイッチングトランジスタＱに出力されて前記スイッチングトランジスタＱを駆動し、
    前記電磁誘導加熱制御回路は、保護モジュール２４０を更に含み、前記保護モジュール２４０は、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御し、又は、前記保護モジュール２４０は、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
19. 前記保護モジュール２４０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護モジュール２４０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御端に接続される、
    ことを特徴とする請求項１８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
20. 前記保護モジュール２４０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護モジュール２４０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記駆動モジュール３０に接続され、
    前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは、前記駆動モジュール３０に制御信号を出力し、前記駆動モジュール３０は、前記制御信号に基づいて、出力端からプリセットレベル信号を出力して前記スイッチングトランジスタＱを導通させる、
    ことを特徴とする請求項１８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
21. 前記保護モジュール２４０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護モジュール２４０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御チップ１０に接続され、
    前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記駆動モジュール３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する、
    ことを特徴とする請求項１８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
22. 前記保護モジュール２４０が、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記電磁誘導加熱回路は、前記第２端と前記接地端との間に直列接続される限流抵抗Ｒ１１を更に含み、前記保護モジュール２４０の電圧検出端が前記第２端に接続されて前記第２端の電流の大きさを検出する、
    ことを特徴とする請求項１８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
23. 前記保護モジュール２４０は、前記駆動モジュール３０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記駆動モジュール３０に制御信号を出力することにより、前記駆動モジュール３０が、プリセットレベル信号を出力するように前記信号出力端を制御して前記スイッチングトランジスタＱを遮断させる、
    ことを特徴とする請求項２２に記載の電磁誘導加熱制御回路。
24. 前記保護モジュール２４０は、前記制御チップ１０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記駆動回路３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する、
    ことを特徴とする請求項２３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
25. 前記電磁誘導加熱回路は、前記スイッチングトランジスタＱの温度を検出するための温度センサ１５０を更に含み、前記温度センサ１５０は、前記保護モジュール２４０に接続され、前記保護モジュール２４０は、前記温度センサ１５０によって検出された温度に基づいて、前記駆動回路モジュール３０又は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記駆動回路モジュール３０又は前記制御チップ１０が、前記制御信号に基づいて、前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整し、又は、前記スイッチングトランジスタＱを遮断させる、
    ことを特徴とする請求項１８に記載の電磁誘導加熱回路。
26. 前記制御チップ１０は、前記駆動モジュール３０にパルス幅変調信号を出力し、前記パルス幅変調信号は、前記駆動モジュール３０の信号出力端によって前記スイッチングトランジスタＱに出力されて前記スイッチングトランジスタＱを駆動し、
    駆動モジュール３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の電磁誘導加熱回路。
27. 前記駆動モジュール３０は、更に、受信された前記パルス幅変調信号とプリセットした基準方形波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する、
    ことを特徴とする請求項２６に記載の電磁誘導加熱回路。
28. 前記駆動モジュール３０が比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整することは、
    前記駆動モジュール３０の受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動モジュール３０は、前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号に対応する周期内のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅に調整されるように制御し、及び／又は前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御すること、
    又は前記駆動モジュール３０の受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動モジュール３０は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記駆動モジュール３０に出力されるパルス幅変調信号の状態を調整すること、
    を含む
    ことを特徴とする請求項２７に記載の電磁誘導加熱回路。
29. 前記駆動モジュール３０が、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整することは、
    前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動モジュール３０は前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御すること、
    又は前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動モジュール３０は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記パルス幅変調信号の出力を停止することを含む、
    ことを特徴とする請求項２６に記載の電磁誘導加熱回路。
30. 前記制御チップ１０は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである、
    ことを特徴とする請求項２６に記載の電磁誘導加熱回路。
31. 前記駆動モジュール３０は、更に、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出し、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する場合、導通する瞬間の前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧に基づいて、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの作動状態を特定し、前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整する、
    ことを特徴とする請求項３０に記載の電磁誘導加熱回路。
32. 前記作動状態は、スタートと、ハードターンオンと、ノーマルとを含み、
    前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整することは、
    前記作動状態がスタートである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第１閾値とすることと、
    前記作動状態がハードターンオンである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第２閾値とすることと、
    前記作動状態がノーマルである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第３閾値とすることと、
    を含む
    ことを特徴とする請求項３１に記載の電磁誘導加熱回路。
33. スイッチングトランジスタＱの温度を採取するための温度検出モジュール３１０を更に含み、前記温度検出モジュール３１０の出力端が前記制御チップ１０に接続され、
    前記制御チップ１０は、第１プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュール３１０によって現在検出された温度値を取得し、２回連続で検出された温度値と前記温度補正因子とに基づいて、現在検出された温度値の誤差修正後の実際温度値を算出し、前記実際温度値に基づいて前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の電磁誘導加熱回路。
34. 前記制御チップ１０は、更に、第２プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュール３１０によって現在検出された温度値を取得し、ｎ回目に採取された温度Ｘ_ｎとｎ−１回目に検出された温度値Ｘ_ｎ−１とに基づいて、前記ｎ回目に採取された温度Ｘ_ｎとｎ−１回目に検出された温度値Ｘ_ｎ−１との間の差に対応する温度補正因子Ａを算出し、前記温度補正因子Ａは、下記式（１）を満たし、ただし、Ｋは定数であり、Ｍは温度補正の初期温度である、
    ことを特徴とする請求項３３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
    

    
35. 前記制御チップ１０が、第１プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュール３１０によって現在検出された温度値を取得し、２回連続で検出された温度値と前記温度補正因子とに基づいて、現在検出された温度値の誤差修正後の実際温度値を算出することは、具体的に、
    前記制御チップ１０は、第１プリセット時間帯ごとに温度検出モジュール３１０によって検出された温度値を取得し、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１とに基づいて、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１との間の差に対応する補正因子Ａを取得し、前記現在検出された温度値Ｘ_ｍと、前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１と、補正因子Ａとに基づいて、前記実際温度値Ｙ_ｍを算出し、Ｙ_ｍは、Ｙ_ｍ＝Ｘ_ｍ−１+Ａ（Ｘ_ｍ−Ｘ_ｍ−１）を満たすことである、
    ことを特徴とする請求項３４に記載の電磁誘導加熱制御回路。
36. 前記温度検出モジュール３１０は、温度センサＲＴと、第３１抵抗３Ｒ１と、第３２抵抗３Ｒ２と、第３１コンデンサ３Ｃ１とを含み、前記第３１抵抗３Ｒ１の一端が第１プリセット電源に接続され、他端が前記温度センサＲＴを介して接地端に接続され、前記第３２抵抗３Ｒ２の一端が前記第３１抵抗３Ｒ１と前記温度センサＲＴとの共通端に接続され、他端が第３１コンデンサ３Ｃ１を介して接地端に接続され、前記第３２抵抗３Ｒ２と第３１コンデンサ３Ｃ１との共通端が前記制御チップ１０の温度信号採取端に接続されることを特徴とする請求項３３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
37. 前記駆動回路３０は、駆動集積チップ３１と、第３３抵抗３Ｒ３と、第１６抵抗Ｒ１６と、第１５抵抗Ｒ１５と、第１７抵抗Ｒ１７と、第３２コンデンサ３Ｃ２とを含み、前記駆動集積チップ３１のパルス幅変調信号入力端が第３３抵抗３Ｒ３を介して前記制御チップ１０に接続され、駆動電圧入力端が第２プリセット電源に接続され、パルス幅変調信号出力端が第１６抵抗Ｒ１６を介して前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続され、前記第１５抵抗Ｒ１５の一端が前記第２プリセット電源に接続され、他端が前記第３３抵抗３Ｒ３と前記制御チップ１０との共通端に接続され、前記第１７抵抗Ｒ１７の一端が前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続され、他端が前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続され、前記第３２コンデンサ３Ｃ２の一端が前記駆動電圧入力端に接続され、他端が接地端に接続される、
    ことを特徴とする請求項３３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
38. 前記駆動回路３０は、陽極が前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続され、陰極が前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続されるツェナーダイオードＤを更に含む、
    ことを特徴とする請求項３７に記載の電磁誘導加熱制御回路。
39. 前記スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである、
    ことを特徴とする請求項３３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
40. 前記制御チップ１０に接続されるブザー回路３４０を更に含む、
    ことを特徴とする請求項３３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
41. 抵抗とコンデンサとからなる第１分圧回路４１０と、サージ保護を行うための制御回路４３０とを含むサージ保護回路を更に含み、前記制御回路４３０は、第１コンパレータ３０１を含み、
    前記第１分圧回路４１０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第１分圧回路４１０の出力端が前記第１コンパレータ３０１の第１入力端に接続され、前記第１コンパレータ３０１の第２入力端がプリセットした第１基準電源に接続され、前記商用電源は電圧が第１所定値より小さい状態で、順方向サージが存在する場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第１基準電源の電圧より大きく、順方向サージが存在しない場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第１基準電源の電圧より小さく、前記制御回路４３０は、前記第１コンパレータ３０１の出力端がレベルを出力する状態に基づいてサージ保護制御を行う、
    ことを特徴とする請求項１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
42. 前記第１分圧回路４１０は、第１抵抗Ｒ１と、第２抵抗Ｒ２と、第１コンデンサとを含み、前記第１抵抗Ｒ１の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が前記第２抵抗Ｒ２を介して接地端に接続され、前記第１コンデンサは前記第２抵抗Ｒ２の両端に並列接続され、前記第１コンパレータ３０１の第１入力端が前記第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との共通端に接続される、
    ことを特徴とする請求項４１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
43. 前記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第２分圧回路４０と第３分圧回路５０とを更に含み、前記制御回路４３０は、第２コンパレータ３２と第３コンパレータ３３とを更に含み、
    前記第２分圧回路４０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第２分圧回路４０の出力端が前記第２コンパレータ３２の第１入力端に接続され、前記第２コンパレータ３２の第２入力端が前記第１分圧回路４１０の出力端に接続され、また、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在しない場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より大きく、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在する場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より小さく、
    前記第３分圧回路５０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第３分圧回路５０の出力端が前記第３コンパレータ３３の第１入力端に接続され、前記第３コンパレータ３３の第２入力端がプリセットした第２基準電源に接続され、前記商用電源のゼロクロス点を検出し、前記第３分圧回路５０の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第２コンパレータ３２の出力端を制御する、
    ことを特徴とする請求項４１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
44. 前記第２分圧回路４０は、第３抵抗Ｒ３と、第４抵抗Ｒ４と、第２コンデンサとを含み、前記第３抵抗Ｒ３の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が前記第４抵抗Ｒ４を介して接地端に接続され、前記第２コンデンサは前記第４抵抗Ｒ４の両端に並列接続され、前記第２コンパレータ３２の第１入力端が前記第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４との共通端に接続される、
    ことを特徴とする請求項４３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
45. 前記第３分圧回路５０は、第５抵抗Ｒ５と、第６抵抗Ｒ６と、第７抵抗Ｒ７と、第３コンデンサと、第４コンデンサとを含み、前記第５抵抗Ｒ５の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が順次前記第６抵抗Ｒ６と第７抵抗Ｒ７とを介して直列接続された後に接地端に接続され、前記第３コンデンサは前記第５抵抗Ｒ５の両端に並列接続され、前記第４コンデンサは前記第７抵抗Ｒ７の両端に並列接続され、前記第３コンパレータ３３の第１入力端が前記第６抵抗Ｒ６と第７抵抗Ｒ７との共通端に接続される、
    ことを特徴とする請求項４３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
46. 前記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第４分圧回路６０を更に含み、前記制御回路４３０は、第４コンパレータ３４を更に含み、
    前記第４分圧回路６０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第４分圧回路６０の出力端が前記第４コンパレータ３４の第１入力端に接続され、前記第４コンパレータ３４の第２入力端が前記第２分圧回路４０の出力端に接続され、また、前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在しない場合、前記第４分圧回路６０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より小さく、前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在する場合、前記第４分圧回路６０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より大きく、
    前記第３コンパレータ３３は、更に、前記第３分圧回路５０の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第４コンパレータ３４の出力端を制御する、
    ことを特徴とする請求項４３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
47. 前記第４分圧回路６０は、第８抵抗Ｒ８と、第９抵抗Ｒ９と、第５コンデンサとを含み、前記第８抵抗Ｒ８の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が前記第９抵抗Ｒ９を介して接地端に接続され、前記第５コンデンサは前記第９抵抗Ｒ９の両端に並列接続され、前記第４コンパレータ３４の第１入力端が前記第８抵抗Ｒ８と第９抵抗Ｒ９との共通端に接続される、
    ことを特徴とする請求項４６に記載の電磁誘導加熱制御回路。
48. 前記整流回路７０は、第１ダイオードＤ１と、第２ダイオードＤ２とを含み、前記第１ダイオードＤ１の陽極が前記商用電源の第１交流入力端に接続され、前記第２ダイオードＤ２が前記商用電源の第２交流入力端に接続され、前記第１ダイオードＤ１の陰極が前記第２ダイオードＤ２の陰極に接続される、
    ことを特徴とする請求項４１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
49. 請求項１〜４８のいずれか１項に記載の電磁誘導加熱制御回路を含む、
    ことを特徴とする電磁誘導加熱設備。
50. 駆動回路３０と、保護回路１２０と、スイッチングトランジスタＱとを含み、
    前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有し、前記制御端は前記駆動回路３０の信号出力端に接続され、第２端は接地端に接続され、
    前記駆動回路３０は、制御チップ１０に接続され、受信された前記制御チップ１０から出力されるパルス幅変調信号を増幅した後、前記駆動回路３０の信号出力端により前記スイッチングトランジスタＱに出力して前記スイッチングトランジスタＱを駆動し、
    前記駆動回路３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整し、
    前記保護回路１２０は、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御し、又は、前記保護回路１２０は、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する、
    ことを特徴とする電磁誘導加熱制御回路。
51. 前記保護回路１２０が前記信号出力端の出力電圧の大きさに基づいて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整することは、
    前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動回路３０は、前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御すること、
    又は、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動回路３０は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記パルス幅変調信号の出力を停止することを含む、
    ことを特徴とする請求項５０に記載の電磁誘導加熱制御回路。
52. 前記駆動回路３０は、更に、受信された前記パルス幅変調信号とプリセットした基準方形波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する、
    ことを特徴とする請求項５０に記載の電磁誘導加熱制御回路。
53. 前記スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである、
    ことを特徴とする請求項５０に記載の電磁誘導加熱制御回路。
54. 前記駆動回路３０は、更に、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出し、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する場合、導通する瞬間の前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧に基づいて、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの作動状態を特定し、前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整する、
    ことを特徴とする請求項５３に記載の電磁誘導加熱制御回路。
55. 前記作動状態は、スタートと、ハードターンオンと、ノーマルとを含み、
    前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整することは、
    前記作動状態がスタートである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第１閾値とすることと、
    前記作動状態がハードターンオンである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第２閾値とすることと、
    前記作動状態がノーマルである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第３閾値とすることと、
    を含む、
    ことを特徴とする請求項５４に記載の電磁誘導加熱制御回路。
56. 前記保護回路１２０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護回路１２０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御端に接続される、
    ことを特徴とする請求項５０に記載の電磁誘導加熱制御回路。
57. 前記保護回路１２０が、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記電磁誘導加熱制御回路は、前記第２端と前記接地端との間に直列接続される限流抵抗Ｒ１１を更に含み、前記保護回路１２０の電圧検出端が前記第２端に接続されて前記第２端の電流の大きさを検出する、
    ことを特徴とする請求項５０に記載の電磁誘導加熱制御回路。
58. 前記保護回路１２０は、前記駆動回路３０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記駆動回路３０に制御信号を出力することにより、前記駆動回路３０が、プリセットレベル信号を出力するように前記信号出力端を制御して前記スイッチングトランジスタＱを遮断させる、
    ことを特徴とする請求項５７に記載の電磁誘導加熱制御回路。
59. 前記保護回路１２０は、前記制御チップ１０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記駆動回路３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する、
    ことを特徴とする請求項５８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
60. コイルＬと、共振コンデンサＣと、制御チップ１０と、駆動モジュール３０と、保護モジュール２４０と、スイッチングトランジスタＱとを含み、
    前記コイルＬは前記共振コンデンサＣに並列接続され、
    前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有し、前記制御端は前記駆動モジュール３０の信号出力端に接続され、前記第１端は前記共振コンデンサＣの一端に接続され、第２端は接地端に接続され、
    前記制御チップ１０は、前記駆動モジュール３０にパルス幅変調信号を出力し、前記パルス幅変調信号は前記駆動モジュール３０の信号出力端により前記スイッチングトランジスタＱに出力されて前記スイッチングトランジスタＱを駆動し、
    前記保護モジュール２４０は、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御し、又は、前記保護モジュール２４０は、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する、
    ことを特徴とする電磁誘導加熱回路。
61. 前記保護モジュール２４０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護モジュール２４０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御端に接続される、
    ことを特徴とする請求項６０に記載の電磁誘導加熱回路。
62. 前記保護モジュール２４０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護モジュール２４０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記駆動モジュール３０に接続され、
    前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは前記駆動モジュール３０に制御信号を出力し、前記駆動モジュール３０は、前記制御信号に基づいて、出力端からプリセットレベル信号を出力して前記スイッチングトランジスタＱを導通させる、
    ことを特徴とする請求項６０に記載の電磁誘導加熱回路。
63. 前記保護モジュール２４０が、前記スイッチングトランジスタＱが遮断する場合の前記第１端の電圧の大きさに基づいて、前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記保護モジュール２４０は、電圧サンプリング回路と、コンパレータとを含み、前記電圧サンプリング回路は、第１抵抗と、第２抵抗とを含み、前記第１抵抗の一端が前記第１端に接続され、他端が前記第２抵抗を介して前記接地端に接続され、前記コンパレータの正相入力端が前記第１抵抗と第２抵抗との共通端に接続され、逆相入力端がプリセット参考電圧端に接続され、出力端が前記制御チップ１０に接続され、
    前記第１端の電圧がプリセット参考電圧より大きい場合、前記コンパレータは前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記駆動モジュール３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する、
    ことを特徴とする請求項６０に記載の電磁誘導加熱回路。
64. 前記保護モジュール２４０が、前記スイッチングトランジスタＱが導通する場合の前記第２端の電流の大きさを検出して前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する場合、前記電磁誘導加熱回路は、前記第２端と前記接地端との間に直列接続される限流抵抗Ｒ１１を更に含み、前記保護モジュール２４０の電圧検出端が前記第２端に接続されて前記第２端の電流の大きさを検出する、
    ことを特徴とする請求項６０に記載の電磁誘導加熱回路。
65. 前記保護モジュール２４０は、前記駆動モジュール３０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記駆動モジュール３０に制御信号を出力することにより、前記駆動モジュール３０が、プリセットレベル信号を出力するように前記信号出力端を制御して前記スイッチングトランジスタＱを遮断させる、
    ことを特徴とする請求項６４に記載の電磁誘導加熱回路。
66. 前記保護モジュール２４０は、前記制御チップ１０に接続され、前記第２端の電流が所定値より大きいことが検出された場合、前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記駆動回路モジュール３０に出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整する、
    ことを特徴とする請求項６４に記載の電磁誘導加熱回路。
67. 前記電磁誘導加熱回路は、前記スイッチングトランジスタＱの温度を検出するための温度センサ１５０を更に含み、前記温度センサ１５０は前記保護モジュール２４０に接続され、前記保護モジュール２４０は、前記温度センサ１５０によって検出された温度に基づいて、前記駆動回路モジュール３０又は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記駆動回路モジュール３０又は前記制御チップ１０が、前記制御信号に基づいて、前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号のデューティ比を調整し、又は、スイッチングトランジスタＱを遮断させる、
    ことを特徴とする請求項６０に記載の電磁誘導加熱回路。
68. 前記スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである、
    ことを特徴とする請求項６０に記載の電磁誘導加熱回路。
69. 制御チップ１０と、駆動モジュール３０と、スイッチングトランジスタＱとを含み、
    前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを有し、前記制御端は前記駆動モジュール３０の信号出力端に接続され、
    前記制御チップ１０は、前記駆動モジュール３０にパルス幅変調信号を出力し、前記パルス幅変調信号は前記駆動モジュール３０の信号出力端により前記スイッチングトランジスタＱに出力されて前記スイッチングトランジスタＱを駆動し、
    駆動モジュール３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさを検出し、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整する、
    ことを特徴とする電磁誘導加熱回路。
70. 前記駆動回路モジュール３０は、更に、受信された前記パルス幅変調信号とプリセットした基準方形波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整する、
    ことを特徴とする請求項６９に記載の電磁誘導加熱回路。
71. 前記駆動モジュール３０が比較結果に基づいて前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号の状態を調整することは、
    前記駆動モジュール３０の受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動モジュール３０は、前記信号出力端から出力されるパルス幅変調信号に対応する周期内のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅に調整されるように制御し、及び／又は前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御すること、
    又は前記駆動モジュール３０の受信したパルス幅変調信号のパルス幅が前記基準方形波信号のパルス幅より大きい場合、前記駆動モジュール３０は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記駆動モジュール３０に出力されるパルス幅変調信号の状態を調整すること、を含む、
    ことを特徴とする請求項７０に記載の電磁誘導加熱回路。
72. 前記駆動モジュール３０は、前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属するか否かに応じて、前記信号出力端の前記パルス幅変調信号を出力する状態を調整することは、
    前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動モジュール３０は、前記信号出力端からの出力が停止されているパルス幅変調信号を制御すること、
    又は前記信号出力端の出力電圧の大きさがプリセット区間範囲に属さない場合、前記駆動モジュール３０は前記制御チップ１０に制御信号を出力することにより、前記制御チップ１０が、前記パルス幅変調信号の出力を停止すること、を含む、
    ことを特徴とする請求項６９に記載の電磁誘導加熱回路。
73. 前記制御チップ１０は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである、
    ことを特徴とする請求項６９に記載の電磁誘導加熱回路。
74. 前記駆動モジュール３０は、更に、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧を検出し、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタが導通する場合、導通する瞬間の前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとの間の電圧に基づいて、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの作動状態を特定し、前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整する、
    ことを特徴とする請求項７３に記載の電磁誘導加熱回路。
75. 前記作動状態は、スタートと、ハードターンオンと、ノーマルとを含み、
    前記作動状態に基づいて前記信号出力端の出力電圧が第２所定値まで上昇する時間を調整することは、
    前記作動状態がスタートである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第１閾値とすることと、
    前記作動状態がハードターンオンである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第２閾値とすることと、
    前記作動状態がノーマルである場合、前記信号出力端の電圧が第２所定値まで上昇する時間を第３閾値とすることと、
    を含む、ことを特徴とする請求項７４に記載の電磁誘導加熱回路。
76. 前記駆動モジュール３０の電圧検出端が前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタに接続され、接地端が前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタに接続される、
    ことを特徴とする請求項７４に記載の電磁誘導加熱回路。
77. スイッチングトランジスタＱと、スイッチングトランジスタＱの温度を採取するための温度検出モジュール３１０と、パルス幅変調信号を出力するための制御チップ１０と、前記パルス幅変調信号を駆動増幅した後、前記スイッチングトランジスタＱに出力するための駆動回路３０とを含み、
    前記スイッチングトランジスタＱは、第１端と、第２端と、第１端と第２端との導通状態を制御するための制御端とを含み、前記制御端は前記駆動回路３０の信号出力端に接続され、
    前記温度検出モジュール３１０の出力端が前記制御チップ１０に接続され、
    前記制御チップ１０は、第１プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュール３１０によって現在検出された温度値を取得し、２回連続で検出された温度値と前記温度補正因子とに基づいて、現在検出された温度値の誤差修正後の実際温度値を算出し、前記実際温度値に基づいて前記スイッチングトランジスタＱの作動状態を制御する、
    ことを特徴とする電磁誘導加熱制御回路。
78. 前記制御チップ１０は、更に、第２プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュール３１０によって現在検出された温度値を取得し、ｎ回目に採取された温度Ｘ_ｎとｎ−１回目に検出された温度値Ｘ_ｎ−１とに基づいて、前記ｎ回目に採取された温度Ｘ_ｎとｎ−１回目に検出された温度値Ｘ_ｎ−１との間の差に対応する温度補正因子Ａを算出し、前記温度補正因子Ａは、下記式（１）を満たし、ただし、Ｋは定数であり、Ｍは温度補正の初期温度である、
    ことを特徴とする請求項７７に記載の電磁誘導加熱制御回路。
    

    
79. 前記制御チップ１０が、第１プリセット時間帯ごとに前記温度検出モジュール３１０によって現在検出された温度値を取得し、２回連続で検出された温度値と前記温度補正因子とに基づいて、現在検出された温度値の誤差修正後の実際温度値を算出することは、具体的に、
    前記制御チップ１０は、第１プリセット時間帯ごとに温度検出モジュール３１０によって検出された温度値を取得し、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１とに基づいて、現在検出された温度値Ｘ_ｍと前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１との間の差に対応する補正因子Ａを取得し、前記現在検出された温度値Ｘ_ｍと、前回検出された温度値Ｘ_ｍ−１と、補正因子Ａとに基づいて、前記実際温度値Ｙ_ｍを算出し、Ｙ_ｍは、Ｙ_ｍ＝Ｘ_ｍ−１+Ａ（Ｘ_ｍ−Ｘ_ｍ−１）を満たすことである、
    ことを特徴とする請求項７８に記載の電磁誘導加熱制御回路。
80. 前記温度検出モジュール３１０は、温度センサＲＴと、第３１抵抗３Ｒ１と、第３２抵抗３Ｒ２と、第３１コンデンサ３Ｃ１とを含み、前記第３１抵抗３Ｒ１の一端が第１プリセット電源に接続され、他端が前記温度センサＲＴを介して接地端に接続され、前記第３２抵抗３Ｒ２の一端が前記第３１抵抗３Ｒ１と前記温度センサＲＴとの共通端に接続され、他端が第３１コンデンサ３Ｃ１を介して接地端に接続され、前記第３２抵抗３Ｒ２と第３１コンデンサ３Ｃ１との共通端が前記制御チップ１０の温度信号採取端に接続される、
    ことを特徴とする請求項７７に記載の電磁誘導加熱制御回路。
81. 前記駆動回路３０は、駆動集積チップ３１と、第３３抵抗３Ｒ３と、第１６抵抗Ｒ１６と、第１５抵抗Ｒ１５と、第１７抵抗Ｒ１７と、第３２コンデンサ３Ｃ２とを含み、前記駆動集積チップ３１のパルス幅変調信号入力端が第３３抵抗３Ｒ３を介して前記制御チップ１０に接続され、駆動電圧入力端が第２プリセット電源に接続され、パルス幅変調信号出力端が第１６抵抗Ｒ１６を介して前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続され、前記第１５抵抗Ｒ１５の一端が前記第２プリセット電源に接続され、他端が前記第３３抵抗３Ｒ３と前記制御チップ１０との共通端に接続され、前記第１７抵抗Ｒ１７の一端が前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続され、他端が前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続され、前記第３２コンデンサ３Ｃ２の一端が前記駆動電圧入力端に接続され、他端が接地端に接続される、
    ことを特徴とする請求項７７に記載の電磁誘導加熱制御回路。
82. 前記駆動回路３０は、陽極が前記スイッチングトランジスタＱの第２端に接続され、陰極が前記スイッチングトランジスタＱの制御端に接続されるツェナーダイオードＤを更に含む、
    ことを特徴とする請求項８１に記載の電磁誘導加熱制御回路。
83. 前記スイッチングトランジスタＱは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタであり、前記第１端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのコレクタであり、前記第２端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのエミッタであり、前記制御端は、前記絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのゲートである、
    ことを特徴とする請求項７７に記載の電磁誘導加熱制御回路。
84. 前記電気加熱駆動保護回路は、前記制御チップ１０に接続されるブザー回路３４０を更に含む、
    ことを特徴とする請求項７７に記載の電気加熱駆動保護回路。
85. 抵抗とコンデンサとからなる第１分圧回路４１０と、商用電源を整流するための整流回路７０と、サージ保護を行うための制御回路４３０とを含み、前記制御回路４３０は、第１コンパレータ３０１を含み、
    前記第１分圧回路４１０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第１分圧回路４１０の出力端が前記第１コンパレータ３０１の第１入力端に接続され、前記第１コンパレータ３０１の第２入力端がプリセットした第１基準電源に接続され、前記商用電源は電圧が第１所定値より小さい状態で、順方向サージが存在する場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第１基準電源の電圧より大きく、順方向サージが存在しない場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第１基準電源の電圧より小さく、前記制御回路４３０は、前記第１コンパレータ３０１の出力端がレベルを出力する状態に基づいてサージ保護制御を行う、
    ことを特徴とするサージ保護回路。
86. 前記第１分圧回路４１０は、第１抵抗Ｒ１と、第２抵抗Ｒ２と、第１コンデンサとを含み、前記第１抵抗Ｒ１の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が前記第２抵抗Ｒ２を介して接地端に接続され、前記第１コンデンサが前記第２抵抗Ｒ２の両端に並列接続され、前記第１コンパレータ３０１の第１入力端が前記第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２との共通端に接続される、
    ことを特徴とする請求項８５に記載のサージ保護回路。
87. 前記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第２分圧回路４０と第３分圧回路５０とを更に含み、前記制御回路４３０は、第２コンパレータ３２と第３コンパレータ３３とを更に含み、
    前記第２分圧回路４０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第２分圧回路４０の出力端が前記第２コンパレータ３２の第１入力端に接続され、前記第２コンパレータ３２の第２入力端が前記第１分圧回路４１０の出力端に接続され、また、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在しない場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より大きく、前記商用電源に順方向サージ電圧が存在する場合、前記第１分圧回路４１０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より小さく、
    前記第３分圧回路５０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第３分圧回路５０の出力端が前記第３コンパレータ３３の第１入力端に接続され、前記第３コンパレータ３３の第２入力端がプリセットした第２基準電源に接続され、前記商用電源のゼロクロス点を検出し、前記第３分圧回路５０の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第２コンパレータ３２の出力端を制御する、
    ことを特徴とする請求項８５に記載のサージ保護回路。
88. 前記第２分圧回路４０は、第３抵抗Ｒ３と、第４抵抗Ｒ４と、第２コンデンサとを含み、前記第３抵抗Ｒ３の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が前記第４抵抗Ｒ４を介して接地端に接続され、前記第２コンデンサが前記第４抵抗Ｒ４の両端に並列接続され、前記第２コンパレータ３２の第１入力端が前記第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４との共通端に接続される、
    ことを特徴とする請求項８７に記載のサージ保護回路。
89. 前記第３分圧回路５０は、第５抵抗Ｒ５と、第６抵抗Ｒ６と、第７抵抗Ｒ７と、第３コンデンサと、第４コンデンサとを含み、前記第５抵抗Ｒ５の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が順次前記第６抵抗Ｒ６と第７抵抗Ｒ７とを介して直列接続された後に接地端に接続され、前記第３コンデンサが前記第５抵抗Ｒ５の両端に並列接続され、前記第４コンデンサが前記第７抵抗Ｒ７の両端に並列接続され、前記第３コンパレータ３３の第１入力端が前記第６抵抗Ｒ６と第７抵抗Ｒ７との共通端に接続される、
    ことを特徴とする請求項８７に記載のサージ保護回路。
90. 前記サージ保護回路は、抵抗とコンデンサとからなる第４分圧回路６０を更に含み、前記制御回路４３０は、第４コンパレータ３４を更に含み、
    前記第４分圧回路６０の入力端が前記整流回路７０の出力端に接続され、前記第４分圧回路６０の出力端が前記第４コンパレータ３４の第１入力端に接続され、前記第４コンパレータ３４の第２入力端が前記第２分圧回路４０の出力端に接続され、また、前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在しない場合、前記第４分圧回路６０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より小さく、前記商用電源に逆方向サージ電圧が存在する場合、前記第４分圧回路６０の出力端の電圧が前記第２分圧回路４０の出力端の電圧より大きく、
    前記第３コンパレータ３３は、更に、前記第３分圧回路５０の出力端の電圧が第２所定値より小さい場合、プリセットレベル信号を出力するように前記第４コンパレータ３４の出力端を制御する、
    ことを特徴とする請求項８７に記載のサージ保護回路。
91. 前記第４分圧回路６０は、第８抵抗Ｒ８と、第９抵抗Ｒ９と、第５コンデンサとを含み、前記第８抵抗Ｒ８の一端が前記整流回路７０の出力端に接続され、他端が前記第９抵抗Ｒ９を介して接地端に接続され、前記第５コンデンサが前記第９抵抗Ｒ９の両端に並列接続され、前記第４コンパレータ３４の第１入力端が前記第８抵抗Ｒ８と第９抵抗Ｒ９との共通端に接続される、
    ことを特徴とする請求項９０に記載のサージ保護回路。
92. 前記整流回路７０は、第１ダイオードＤ１と、第２ダイオードＤ２とを含み、前記第１ダイオードＤ１の陽極が前記商用電源の第１交流入力端に接続され、前記第２ダイオードＤ２が前記商用電源の第２交流入力端に接続され、前記第１ダイオードＤ１の陰極が前記第２ダイオードＤ２の陰極に接続される、
    ことを特徴とする請求項８５に記載のサージ保護回路。

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