JP2018186671A

JP2018186671A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2018186671A
Application number: JP2017088134A
Authority: JP
Inventors: 由宇川井; Yu Kawai
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-04-27
Filing date: 2017-04-27
Publication date: 2018-11-22
Anticipated expiration: 2037-04-27
Also published as: JP6783181B2

Abstract

【課題】直流電圧のレベルを調整変換するコンバータにおける電流連続モードと電流不連続モードとを区別しない単一の制御構成により処理し、電流連続性の有無に拘わらず一定の制御応答特性が得られる電力変換装置を得る。
【解決手段】電流連続性の有無に拘わらず制御対象値Ｖｉｎが指令値Ｖｉｎ＊に一致するよう第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する第一制御器３１、電流連続性の有無に拘わらず一定の制御特性が得られるよう電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する第二制御器３２、および第二通流率指令値Ｄ２＊に基づきスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂをオンオフ駆動するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ変調部３３を備えた。
【選択図】図２

Description

この発明は、リアクトルとスイッチング素子とを有しスイッチング素子のオンオフに伴うリアクトルの蓄勢放勢動作を利用して入出力端間で電圧の変換を行うコンバータ、およびスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段を備えた電力変換装置に関するものである。

例えば、太陽光発電装置のパワーコンディショナー（以下、ＰＶ−ＰＣＳと表記）は、太陽電池の直流電圧のレベルを調整変換するコンバータと、レベル変換した直流電圧を交流電圧に変換するインバータを持つ。ＰＶ−ＰＣＳのコンバータは、太陽光が日射急変などで変化する条件下であっても、常に最大電力が発電できるよう最適な電圧動作点への高速な追従機能と、系統電圧の瞬時電圧低下や位相跳躍など系統擾乱時の運転継続を可能とするため太陽電池の発電電力を急峻に調整する機能とを実現するため、太陽電池電圧の高速な制御を必要とする。

これに対して、コンバータの入力電圧と出力電圧と通流率との関係より、入力電圧もしくは出力電圧が変動した際にフィードフォワード制御（以下、ＦＦ制御と表記）で制御応答性を改善する技術が開示されている（例えば、特許文献１、２参照）。また、コンバータのリアクトル電流の連続性、即ち、スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、リアクトルに常に蓄勢または放勢のいずれかの電流が流れる電流連続モードとリアクトルに電流が流れない非通流期間が存在する電流不連続モードとを判別し、電流連続モードと電流不連続モードとで制御を可変することで電流不連続モードにおける制御応答性を改善する技術が開示されている（例えば、特許文献３参照）。

特開平１１−１８７６４７号公報特開２０１０−２５２５９１号公報特開２０１５−１６２９８９号公報

コンバータに関係する各回路条件の変動幅が比較的大きく、機器の設計において電流連続モードだけでなく電流不連続モードの発生も考慮する必要がある場合を想定すると、特許文献１、２の発明は、電流連続モードのみを扱っており、電流連続モードと電流不連続モードとのモード変化における応答性変化を改善する方策をこれらの開示内容から期待することは出来ない。

また、特許文献３では、電流連続モードと電流不連続モードとの制御モデルそれぞれに対して個別に異なる制御系を設計する必要があるという課題に加え、電流不連続モードの制御モデルは電流連続モードの制御モデルに比べて複雑な数式で成り立ち高速な制御応答設計が困難であるという課題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、直流電圧のレベルを調整変換するコンバータにおける電流連続モードと電流不連続モードとを区別しない単一の制御構成により処理し、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られる電力変換装置を実現することを目的とする。
更に、電流不連続モードにおけるスイッチング素子の同期整流を実現してその損失低減を図ることを目的とする。

第１の発明になる電力変換装置は、リアクトルとスイッチング素子とを有しスイッチング素子のオンオフに伴うリアクトルの蓄勢放勢動作を利用して入出力端間で電圧の変換を行うコンバータ、およびスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段を備えた電力変換装置であって、スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、リアクトルに常に蓄勢または放勢のいずれかの電流が流れるモードを電流連続モード、リアクトルに電流が流れない非通流期間が存在するモードを電流不連続モードと称する場合、
制御手段は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず単一の制御構成で制御対象値が制御指令値に一致するよう通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊として出力する第一制御器、非通流期間のスイッチング周期に対する比率を電流非通流率Ｄｎ（１＞Ｄｎ≧０）としたとき、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器、および第二通流率指令値Ｄ２＊に基づきスイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を生成する駆動回路を備えたものである。

第２の発明になる電力変換装置は、リアクトルとこのリアクトルの一端で互いに直列に接続された第一スイッチング素子および第二スイッチング素子とを有しこれらスイッチング素子のオンオフに伴うリアクトルの蓄勢放勢動作を利用して入出力端間で電圧の変換を行うコンバータ、およびスイッチング素子をオンオフ制御する制御手段を備えた電力変換装置であって、
スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、リアクトルに常に蓄勢または放勢のいずれかの電流が流れる電流連続モードまたはリアクトルに電流が流れない非通流期間が存在する電流不連続モードで制御する場合、
制御手段は、制御対象値が制御指令値に一致するよう通流率指令値を生成するとともに非通流期間のスイッチング周期に対する比率である電流非通流率を生成する制御器、対称三角波と通流率指令値とによるパルス幅変調で第一スイッチング素子をオンオフ駆動する第一ＰＷＭ信号を生成する第一三角波比較器、および第一ＰＷＭ信号に同期するのこぎり波と電流非通流率とによるパルス幅変調で非通流期間に対応する非通流期間パルスを生成するとともに、第一ＰＷＭ信号と非通流期間パルスとの合成パルスを反転することで第二スイッチング素子をオンオフ駆動する第二ＰＷＭ信号を生成する第二三角波比較器を備えたものである。

以上のように、第１の発明になる電力変換装置は、電流連続モードか電流不連続モードかという定性的な判別ではなく、電流が流れない非通流期間を定量的に扱う電流非通流率Ｄｎという要素を新たに導入するとともに、第一制御器においてこの電流非通流率Ｄｎに関係なく単に制御対象値を制御指令値に一致させるという条件下で求められた第一通流率指令値Ｄ１＊を、電流非通流率Ｄｎの影響を抑制すべく電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるようこの電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器を備えたので、電流不連続モードにおける制御応答を電流連続モードにおける制御応答と同等のレベルまで改善することが出来る。

また、第２の発明になる電力変換装置は、電流非通流率を生成するとともに、第一三角波比較器で生成された第一スイッチング素子をオンオフ駆動する第一ＰＷＭ信号に対し、この第一ＰＷＭ信号に同期するのこぎり波と電流非通流率とによるパルス幅変調で非通流期間に対応する非通流期間パルスを生成するとともに、第一ＰＷＭ信号と非通流期間パルスとの合成パルスを反転することで第二スイッチング素子をオンオフ駆動する第二ＰＷＭ信号を生成する第二三角波比較器を備えたので、第一スイッチング素子と第二スイッチング素子とによるいわゆる同期整流動作が実現し、電流連続性の有無に拘わらず、スイッチング素子の損失低減効果が得られる。

本願発明を適用する電力変換装置の基本的な構成を示す図である。本願発明の実施の形態１としての電力変換装置であって、コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎを制御対象値とし、かつ電流非通流率Ｄｎとして電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用する場合の全体構成を示す図である。ＰＷＭ変調部３３の動作の一例を示す図である。コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎを制御対象値とし、かつ電流非通流率Ｄｎとして電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する場合の全体構成を示す図である。図２に対応する制御系のブロック線図である。図５を、外乱Ｄｎを典型的な形で表したブロック線図である。第二制御器３２の内部構成を示す図である。コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔを制御対象値とし、かつ電流非通流率Ｄｎとして電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用する場合の全体構成を示す図である。コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔを制御対象値とし、かつ電流非通流率Ｄｎとして電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する場合の全体構成を示す図である。リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを制御対象値とし、かつ電流非通流率Ｄｎとして電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用する場合の全体構成を示す図である。リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを制御対象値とし、かつ電流非通流率Ｄｎとして電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する場合の全体構成を示す図である。図８に対応する制御系のブロック線図である。図１０に対応する制御系のブロック線図である。本願発明の実施の形態２としての電力変換装置の構成を示す図である。図１４に対応する制御系のブロック線図である。図１５の第二制御器３２の内部構成を示す図である。（３）式と（４１）式に対応する開ループ伝達関数ＧＨの（１）ゲイン特性および（２）位相特性を示す図である。（４）式と（４２）式に対応するＤｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）の（１）ゲイン特性および（２）位相特性を示す図である。本願発明を適用しない（Ｇ＝１）場合のシミュレーション結果を示す図である。本願発明（実施の形態２）を適用した場合のシミュレーション結果を示す図である。本願発明（実施の形態２）を適用した場合のシミュレーション結果を示す図である。本願発明の実施の形態３としての電力変換装置の構成を示す図である。図２２の低損失ＰＷＭ変調部３４の内部構成を示す図である。低損失ＰＷＭ変調部３４の動作を説明するための図である。

実施の形態１．
図１は、本願発明を適用する電力変換装置の基本的な構成を示す図で、ここでは、主として、そのコンバータ部分を中心とした構成について説明する。
電力変換装置１００は、直流電源１と負荷１０１、直流電源１０２、電力変換装置１０３のいずれかとの間で電力変換の動作を行う。そして、電力変換装置１００は、リアクトルＬ１と、このリアクトルＬ１の一端で互いに直列に接続された第一スイッチング素子Ｓａおよび第二スイッチング素子Ｓｂとを有しこれらスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂのオンオフ動作に伴うリアクトルＬ１の蓄勢放勢動作を利用して入力端電圧Ｖｉｎと出力端電圧Ｖｏｕｔとの間で電圧電力の変換を行うコンバータ２と、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂをオンオフ制御する制御手段としての制御装置３とを備えている。

なお、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂとしては、例えば、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔｉｖｅＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などに代表される自己消弧形の半導体スイッチング素子が使用され、それぞれ逆並列にフリーホイールダイオードが接続されている。ＭＯＳＦＥＴの場合は寄生ダイオードを利用してもよい。また、直流電源１が放電動作に限定される場合はスイッチング素子Ｓｂをダイオードに置き換えてよく、同様に直流電源１が充電動作に限定される場合はスイッチング素子Ｓａをダイオードに置き換えてよい。

コンバータ２の入力側にはコンデンサＣ１、出力側にはコンデンサＣ２が接続されている。また、入力端電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出器としての第一電圧検出器４および出力端電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出器としての第二電圧検出器５、更に、リアクトルＬ１の電流ＩＬを検出する電流検出器としての第一電流検出器６を備えている。

図１に示すコンバータ２は、その汎用性を考慮して２個のスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂを有するとともに、特にスイッチング素子Ｓｂに供給する駆動信号の回路に切替スイッチＳＷを挿入し、スイッチング素子Ｓａへの駆動信号の反転信号を供給する場合と供給しない（ＯＦＦ）場合とを切替可能な構成としている。

先ず、これら各ケースにおけるコンバータ２の動作の概略を説明する。
スイッチング素子Ｓｂにスイッチング素子Ｓａへの駆動信号の反転信号を供給する場合、コンバータ２の放電動作（直流電源１から負荷１０１へ放電）においては、スイッチング素子Ｓａがオンのとき、直流電源１からスイッチング素子Ｓａに電流が流入しリアクトルＬ１にエネルギーを蓄える（蓄勢）。次いで、スイッチング素子Ｓａがオフすると、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは負荷１０１に供給される（放勢）。

コンバータ２の充電動作（負荷１０１から直流電源１に充電）においては、スイッチング素子Ｓｂがオンのとき、負荷１０１からリアクトルＬ１にエネルギーを蓄える（蓄勢）。スイッチング素子Ｓｂがオフのとき、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーは直流電源１に供給される（放勢）。

これに対し、スイッチング素子Ｓｂに駆動信号を供給しない（ＯＦＦ）場合、従って、この場合は、直流電源１から負荷１０１への放電動作のみの動作となるが、スイッチング素子Ｓｂをダイオードで構成できその分装置が簡便安価なものとし得る。しかし、この場合、特に次の点で、上述した、スイッチング素子Ｓａへの駆動信号の反転信号で駆動されるスイッチング素子Ｓｂを備えた場合の動作と異なる。

即ち、コンバータ２に関係する各回路条件、例えば、直流電源１の電圧電流、負荷１０１の電圧電流の変動幅が比較的大きく、リアクトルＬ１がその放勢動作の課程でその電流が零まで低下すると、以降、スイッチング素子Ｓａがオンとなるまでの期間では電流零の状態が継続する（非通流期間）。ちなみに、スイッチング素子Ｓａへの駆動信号の反転信号で駆動されるスイッチング素子Ｓｂを設けている場合は、リアクトルＬ１の電流が一旦零になった後は、スイッチング素子Ｓｂを経て負荷１０１からリアクトルＬ１に反転した電流が流入し非通流期間は生じない。

以下、本願では、スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂをオンオフするスイッチング周期において、リアクトルＬ１に常に蓄勢または放勢のいずれかの電流が流れるモードを電流連続モード、リアクトルＬ１に電流が流れない非通流期間が存在するモードを電流不連続モードと称することとする。

以上のように、電流連続モードのみでなく電流不連続モードでの動作が避けられない電力変換装置においては、この電流不連続モードでの非通流期間の存在が電圧制御系の外乱となり、先の発明が解決しようとする課題の欄で既述した通り、電流連続モードと電流不連続モードとの制御モデルそれぞれに対して個別に異なる制御系を設計する必要があるという課題に加え、電流不連続モードの制御モデルは電流連続モードの制御モデルに比べて複雑な数式で成り立ち高速な制御応答設計が困難であるという課題等がある。

本願第１の発明は、以上の課題を解決すべく、電流連続モードと電流不連続モードとを区別しない単一の制御構成により処理し、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られる電力変換装置を実現することを目的とするものである。

なお、上述した通り、本願の各図では、コンバータの汎用性を考慮した、切替スイッチＳＷとともにスイッチング素子Ｓｂを備えた構成としているが、本願発明は、電流不連続モードの運転をも対象とするものである。従って、以下では特に触れないが、切替スイッチＳＷは常にＯＦＦとした状態、または、スイッチング素子Ｓｂをダイオードで置換した場合との前提で、制御装置３を中心とした構成および動作について詳細に説明する。

ここでは、下記のケースについて説明する。即ち、先ず制御装置３の制御対象値として、（１）コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎとする場合、（２）コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔとする場合、更に、（３）リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬとする場合を取り上げる。
また、非通流期間のスイッチング周期に対する比率で定義される、本願発明で要部を成す電流非通流率Ｄｎを得る方法として、リアクトルＬ１の電流検出値に基づき算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用する場合と演算により求める電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する場合とを取り上げる。

以下、本願発明の実施の形態１として、（１）制御装置３の制御対象値をコンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎとし、かつ、電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用する場合を代表例としてこれを中心に詳細に説明し、電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する場合は、主として、後段の実施の形態２で詳細に説明するものとする。

図２は、本願発明の実施の形態１としての電力変換装置１００の構成を示す図で、コンバータ２の入力側には、図１の直流電源として電圧調整可能な太陽電池２０１が接続され、出力側には、図１の電力変換装置１０３が接続されている。なお、この電力変換装置１０３は、詳細は省略するが、内部に備えた電圧センサとＤＣバス電圧制御器とにより、コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔ、即ち、コンデンサＣ２の電圧を予め設定された一定の電圧に維持する機能を有している。

図２の制御装置３は、コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔを一定とする条件下、制御対象値として第一電圧検出器４からのコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎとし、制御指令値として、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊とする制御を実行する。
第一制御器３１は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらずコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎが入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。

第二制御器３２は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値ＩＬに基づき内部で算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。
駆動回路としてのＰＷＭ変調部３３は、第二制御器３２からの第二通流率指令値Ｄ２＊と対称三角波Ｃとの比較演算を行い、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）によりスイッチング素子Ｓａをオンオフ駆動する駆動信号を出力する。

図３は、ＰＷＭ変調部３３の動作の一例を示すもので、第二スイッチング素子Ｓｂに駆動信号を供給せず（ＳＷ：ＯＦＦ）電流不連続モードが発生した場合の第一スイッチング素子Ｓａに供給される駆動信号およびリアクトルＬ１の電流ＩＬを示す。非通流期間が存在し電流非通流率Ｄｎ＞０が発生していることが分かる。

図４は、電流非通流率として電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する点のみが異なり、その他の構成は図２と同様とした場合の電力変換装置１００の構成を示す図である。
この場合、第二制御器３２は、第一電圧検出器４からのコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からのコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとから内部で電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを演算により求め、この電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。

但し、上述した通り、本願では、電流非通流率として電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する場合は、主として後段の実施の形態２で説明するとしているので、以下、先の図２に示す電力変換装置の動作特性について説明する。

ここで、図２で上述した第一制御器３１および第二制御器３２の担うべき機能について確認する。
第一制御器３１は、上述の通り、コンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎが入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。即ち、いわゆるフィードバック制御により、電流連続モードか電流不連続モードかに拘わらず、従って、例えば、電流非通流率Ｄｎ＝０の電流連続モードからＤｎ＞０の電流不連続モードに移行しても、第一制御器３１は、このＤｎの変化に関係なく、もっぱら制御対象値の検出値Ｖｉｎを指令値Ｖｉｎ＊に追従させる制御を継続する。

従って、定常状態での検出値Ｖｉｎを指令値Ｖｉｎ＊に一致させるという目標は、第一制御器３１のみにより実現できる。
しかし、既述したように、例えば、日射急変や系統騒乱等の外乱に対処するため高い制御応答性が要求されるなか、電流非通流率Ｄｎの変化が更なる外乱として加わり、制御特性に悪影響を及ぼし得ることが懸念される。

第二制御器３２は、この制御応答特性における電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する機能を担うものである。このため、制御装置３を含むコンバータ２における制御系入出力間のブロック線図およびそれに基づく伝達関数の検討が必要となる。以下、この方向に沿って説明を続ける。

図５は、図２に対応する制御系のブロック線図である。図５において、左半分は、制御装置３に相当する部分、その右は、制御装置３からの駆動信号に基づき動作するコンバータ２に相当する部分、更にその右は、太陽電池２０１およびコンデンサＣ１を模擬する部分を示す。

制御装置３内の第一制御器３１に相当する部分は、一般的なＰＩ制御系で示し、第二制御器３２は演算Ｇを実行する演算系、ＰＷＭ変調部３３は、むだ時間要素を統合してｅ^−ｓτと表現している。
コンバータ２に相当する部分で、電流非通流率Ｄｎ（１＞Ｄｎ≧０）は、（１）式に示す通り、リアクトルＬ１に電流が流れない非通流期間Ｔｎをスイッチング周期Ｔｃで規格化した値である。

電圧Ｖｉｎ０とインピーダンスＺは、太陽電池２０１の発電特性に依存する値である。太陽電池２０１は、開放電圧近傍で電源インピーダンス零の電圧源のように振る舞い、短絡電流近傍で電源インピーダンス無限大の電流源のように振る舞う。つまり、太陽電池２０１は、その動作点の変化により電源インピーダンスＺが変化する特性を持ち、この電源インピーダンスＺが制御系に影響を与えることになる。

コンバータ２に相当する部分のブロック線図は以下に示す根拠で求まる。即ち、スイッチング周期において、リアクトルＬ１の入力側の端子は、常に電圧Ｖｉｎとなり、一方出力側の端子の電圧は、通流率をＤ（Ｄ２＊）とすると、Ｄの期間（スイッチング素子Ｓａがオン）では０、（１−Ｄ−Ｄｎ）の期間（Ｓａがオフ）ではＶｏｕｔ、Ｄｎの期間（非通流期間）ではＶｉｎとなる。このことから、リアクトルＬ１の両端に係る平均電圧ＶＬａは、（２）式で表される。

ＶＬａ＝（１−Ｄｎ）・Ｖｉｎ−（１−Ｄ−Ｄｎ）・Ｖｏｕｔ・・・（２）

この電圧ＶＬａをリアクトルＬ１のリアクタンスｓＬ１で除すことでリアクトルＬ１に流れる電流が求まる。そして、太陽電池２０１からの電流からリアクトルＬ１の電流を差し引いたコンデンサＣ１の電流にコンデンサＣ１のリアクタンス（１／ｓＣ１）を掛けることで電圧Ｖｉｎが得られる。

（３）、（４）式は、図５のブロック線図に基づき得られる伝達関数で、（３）式は、第一電圧検出器４からの検出値Ｖｉｎに対する制御系の開ループ伝達関数ＧＨを示す。ここでは、第二制御器３２で実行する演算Ｇは１、従って、この発明に係る補正処理を行わないという条件で表現している。
（４）式は、Ｄｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）である。なお、表示を簡単にするため、検出値Ｖｉｎに対する制御系の閉ループ伝達関数は、指令値Ｖｉｎ＊を用いてＶｉｎ／Ｖｉｎ＊で表している。

次に、以上の伝達関数の導出根拠について解説する。
図６は、図５のブロック線図を、外乱Ｄｎを典型的な形で表したブロック線図である。（３）式の開ループ伝達関数ＧＨは、図６に示す閉ループ制御系における一巡伝達関数Ａ・Ｂ・Ｃに相当し、（５）式で表現される。

ここで、Ｋｐ、Ｋｉは、制御装置３の第一制御器３１におけるＰＩ制御系のそれぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン、Ｇは、制御装置３の第二制御器３２が実行する演算の内容、Ｄは、制御装置３の出力、Ｃは、−１に対応する。ｓは、ラプラス演算子を示す。
（６）式は、（５）式のＶｉｎ／Ｄを導出するため、図５の制御装置３を除く部分の関係式である。ここでは、個々の伝達関数であるブロックＡとブロックＢとの間で発生する外乱Ｄｎは無視している。

（７）式は、（６）式の電圧関数を左辺にまとめたものである。

（８）式は、Ｖｉｎ／Ｄの開ループ伝達関数に関係しない図５の外部入力「１」、「Ｖｉｎ０」の関数を（７）式から除外した関数である。

更に、（９）式は、（８）式を整理した関数である。

（１０）式は、（９）式を（５）式に代入した結果である。（１０）式においてＧ＝１と置いたのが、先の（３）式に該当するわけである。
なお、以上ではＤｎの影響を（３）式で表される開ループ伝達関数ＧＨで評価しているが、これは、閉ループ伝達関数に比べＤｎの影響がより顕著に現れるからである。

（１１）式は、図６と（１０）式をもとに導出したＶｉｎ／Ｖｉｎ＊の伝達関数である。ここでは、数式を簡単にするためｅ^−ｓτを１と置いている。また、ブロックＣとブロックＡとの間で発生する指令値Ｖｉｎ＊は除いている。

同様にして、Ｖｉｎ／Ｄｎの伝達関数は（１２）式で求められる。

（１１）式と（１２）式を用いて、Ｖｉｎは（１３）式で表される。

以上の各伝達関数を基に、本願発明の要部である第二制御器３２の機能、即ち、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する機能について詳述する。

以下、（１３）式を参照して図７に示す第二制御器３２の内部構成図により説明する。図７において、第一非通流率補償部３２１は、電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき、コンバータ２の制御対象値であるＶｉｎと制御指令値であるＶｉｎ＊とを関係づける伝達関数、即ち、（１３）式の左辺と右辺第１項との関係、従って（１１）式に示す伝達関数Ｖｉｎ／Ｖｉｎ＊＝−ＡＢ／（１＋ＡＢＣ）に対する電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する線形補正の演算Ｇ１を担う。

第二非通流率補償部３２２は、電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき、コンバータ２の制御対象値であるＶｉｎと電流非通流率Ｄｎとを関係づける伝達関数、即ち、（１３）式の左辺と右辺第２項との関係、従って（１２）式に示す伝達関数Ｖｉｎ／Ｄｎ＝−Ｂ／（１＋ＡＢＣ）に対する電流非通流率Ｄｎの影響を相殺する外乱補正の演算Ｇ２を担う。

先ず、第一非通流率補償部３２１について説明する。（１１）式の中で、Ｄｎに依存する関数は、

である。この内、前者の関数は、Ｄｎの増加に伴い全周波数領域のゲインを増加させる関数で、制御特性への影響が大きい。一方、後者の関数は、２次標準形の関数

に対応し、Ｄｎの増加に伴い固有角周波数が低下する関数で、制御特性への影響は前者の関数に比べて小さい。
そこで、上述の前者の関数のみを考慮して、演算Ｇ１として、Ｄ１＊に（１−Ｄｎｄｅｔ）を乗算する演算を行う。これにより、（３）式の開ループ伝達関数ＧＨは、（１４）式となる。

閉ループ伝達関数Ｖｉｎ／Ｖｉｎ＊で、電流連続モードの場合と電流不連続モードの場合とを比較すると、それぞれ（１５）式および（１６）式となる。

ここで、

は、固有角周波数として十分高い値であることを考えると、両者の閉ループ伝達関数Ｖｉｎ／Ｖｉｎ＊は、ほぼ同一とみなすことが出来る。
即ち、第一非通流率補償部３２１において、演算Ｇ１として、（１−Ｄｎｄｅｔ）×Ｄ１＊を実行することにより、閉ループ伝達関数Ｖｉｎ／Ｖｉｎ＊に及ぼす電流非通流率の影響を取り除くことが出来る。

次に、第二非通流率補償部３２２について説明する。先ず、この第二非通流率補償部３２２が存在しない場合を想定し、簡単のため、（１２）式のＶｉｎとＶｉｎ＊とが定常時に一致するとしてＶｉｎ／Ｖｉｎ＊＝１と置くと、（１２）式は（１７）式で表される。

仮に、ＰＩ制御系の積分ゲインＫｉが０の場合、（１７）式は（１８）式に収束する。

また、ＰＩ制御系の積分ゲインＫｉが０でない場合、最終値の定理により、（１７）式は（１９）式に収束する。

以上の通り、ＰＩ制御系の積分ゲインＫｉが０の場合、（１３）式、（１８）式から電流非通流率Ｄｎによる定常偏差が発生することが分かる。
そこで、第二非通流率補償部３２２において、演算Ｇ２として、第一通流率指令値Ｄ１＊から電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを差し引くと、（１７）式は（２０）式に改善出来る。

また、（２０）式は、（２１）式の形でも表現できる。ここで、（１２）式から（１７）式の導出過程で省略したＶｉｎ／Ｖｉｎ＊を再度記載する。

ここで、ΔＤｎ＝Ｄｎ−Ｄｎｄｅｔである。
従って、実機の電流非通流率Ｄｎと電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔとが一致すると、たとえ、積分ゲインＫｉが０であっても、電流非通流率Ｄｎの発生に伴う電圧Ｖｉｎの変化を相殺することが出来る。

第二制御器３２の全体の機能、即ち、演算Ｇの内容を、先の（１３）式に対応して示すと（２２）式となる。

この（２２）式のＤｎに、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値ＩＬに基づき算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを代入することにより、コンバータ２の制御対象値であるＶｉｎと制御指令値であるＶｉｎ＊とを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する線形補正およびコンバータ２の制御対象値であるＶｉｎと電流非通流率Ｄｎとを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を相殺する外乱補正の両者の補正を実効あらしめることができ、電流不連続モードにおける制御応答を電流連続モードにおける制御応答と同等のレベルまで改善することが出来る。

以下は、電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用して第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を得るという点では以上で説明した事例と同様であるが、制御装置３の制御対象値が異なる場合である。但し、本願発明の要旨としては、先に詳述した内容と変わるところがないので、回路構成の先の事例と異なる部分およびそれに伴うブロック線図、更には各伝達関数について説明するに留め、詳細な説明は省略するものとする。

図８は、制御装置３の制御対象値を、（２）コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔとする場合の代表的な構成を示す。コンバータ２の入力側には太陽電池２０１が接続されており、入力端電圧Ｖｉｎは、別途一定に保持されており、コンバータ２の出力側には、負荷１０１が接続されている。

図８の制御装置３は、コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎを一定とする条件下、制御対象値として第二電圧検出器５からのコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとし、制御指令値として、コンバータ２の出力端電圧の指令値Ｖｏｕｔ＊とする制御を実行する。
第一制御器３１は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらずコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔが出力端電圧の指令値Ｖｏｕｔ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。

第二制御器３２は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値ＩＬに基づき内部で算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。

図９は、参考までに示すもので、電流非通流率として電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する点のみが異なり、その他の構成は図８と同様とした場合の電力変換装置１００の構成を示す図である。
この場合、第二制御器３２は、第１電圧検出器４からのコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からのコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとから内部で電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを演算により求め、この電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。

図１０は、制御装置３の制御対象値を、（３）リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬとする場合の代表的な構成を示す。コンバータ２の入力側には太陽電池２０１が接続され、コンバータ２の出力側には、電力変換装置１０３が接続され、出力端電圧Ｖｏｕｔは、この電力変換装置１０３により一定に保持されている。

図１０の制御装置３は、コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔを一定とする条件下、制御対象値として第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流の検出値ＩＬとし、制御指令値として、リアクトルＬ１の電流の指令値ＩＬ＊とする制御を実行する。
第一制御器３１は、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらずリアクトルＬ１の電流の検出値ＩＬが電流の指令値ＩＬ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。

図１１は、参考までに示すもので、電流非通流率として電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用する点のみが異なり、その他の構成は図１０と同様とした場合の電力変換装置１００の構成を示す図である。
この場合、第二制御器３２は、第１電圧検出器４からのコンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からのコンバータ２の出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとから内部で電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを演算により求め、この電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔに基づき第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊を出力する。

図１２は、図８に対応する制御系のブロック線図である。
図１３は、図１０に対応する制御系のブロック線図である。

（２３）、（２４）式は、図１２のブロック線図に基づき得られる伝達関数で、先の事例の（３）、（４）式に対応するものである。

（２３）式は、指令値Ｖｏｕｔ＊の検出値Ｖｏｕｔに対する制御系の開ループ伝達関数ＧＨを示す。ここでは、第二制御器３２で実行する演算Ｇは１、従って、この発明に係る補正処理を行わないという条件で表現している。
（２４）式は、Ｄｎ外乱伝達関数（Ｖｏｕｔ／Ｄｎ）である。なお、表示を簡単にするため、検出値Ｖｏｕｔに対する制御系の閉ループ伝達関数は、指令値Ｖｏｕｔ＊を用いてＶｏｕｔ／Ｖｏｕｔ＊で表している。

（２５）、（２６）式は、図１３のブロック線図に基づき得られる伝達関数で、先の事例の（３）、（４）式に対応するものである。

（２５）式は、指令値ＩＬ＊の検出値ＩＬに対する制御系の開ループ伝達関数ＧＨを示す。ここでは、第二制御器３２で実行する演算Ｇは１、従って、この発明に係る補正処理を行わないという条件で表現している。
（２６）式は、Ｄｎ外乱伝達関数（ＩＬ／Ｄｎ）である。なお、表示を簡単にするため、検出値ＩＬに対する制御系の閉ループ伝達関数は、指令値ＩＬ＊を用いてＩＬ／ＩＬ＊で表している。

先の事例で説明したと同様の要領により、（２３）、（２４）式に示す伝達関数を基に、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器３２の機能である演算Ｇを求めた結果を（２７）式に示す。先の事例の（２２）式に対応するものである。

なお、（２７）式における右辺のＤ２＊には、過去の演算結果、例えば、スイッチング周期などの時間に同期したＮ回目の演算時に、（Ｎ−１）回目の値を用いることで制御の安定化を図るようにする。

第二制御器３２により、（２７）式による演算Ｇを機能させることにより、（２３）式の伝達関数は（２８）式の伝達関数に、（２４）式の伝達関数は（２９）式の伝達関数に改善される。

同様に、（２５）、（２６）式に示す伝達関数を基に、電流連続モードと電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう電流非通流率Ｄｎに基づき第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器３２の機能である演算Ｇを求めた結果を（３０）式に示す。先の事例の（２２）式に対応するものである。

第二制御器３２により、（３０）式による演算Ｇを機能させることにより、（２５）式の伝達関数は（３１）式の伝達関数に、（２６）式の伝達関数は（３２）式の伝達関数に改善される。

以上のように、詳細な説明は省略したが、制御装置３の制御対象値を、コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔとする場合、また、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬとする場合も、コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎとする先の事例の場合と同様、電流不連続モードにおける制御応答を電流連続モードにおける制御応答と同等のレベルまで改善することが出来る。

なお、以上の第二制御器３２では、第一非通流率補償部３２１と第二非通流率補償部３２２との両者を設けたものとしたが、これに限らず、いずれか一方のみを備えたものとしても良い。
この場合、電流非通流率Ｄｎｄｅｔを利用した、上述した線形補正または外乱補正による効果が得られ、リアクトルＬ１の電流連続性が損なわれても制御応答性の変化を抑制することができる。

以上のように、この発明の実施の形態１による電力変換装置は、その第二制御器３２において、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値ＩＬに基づき電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを算出し、制御対象値と制御指令値とを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する線形補正の演算Ｇ１を担う第一非通流率補償部３２１および制御対象値と電流非通流率Ｄｎとを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を相殺する外乱補正の演算Ｇ２を担う第二非通流率補償部３２２のいずれかまたは双方を備えたので、リアクトルＬ１の電流連続性が損なわれても制御応答性の変化を抑制することができる。

実施の形態２．
図１４は、本願発明の実施の形態２としての電力変換装置１００の構成を示す図である。
図１４は、太陽光発電装置として、先の図２の構成を更に具体化したもので、電力変換装置１００および電力変換装置１０３を含むパワーコンディショナー２００として図示している。ここでは、第一制御器３１に出力する、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊を生成するＭＰＰＴ演算部３０を備えている。

ＭＰＰＴ演算部３０は、電力検出器７からの、パワーコンディショナー２００への入力電力Ｖｉｎ×Ｉｉｎが最大となるよう電圧目標値である、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊を生成する。ここで、パワーコンディショナー２００の出力電力を検出可能として、この出力電力Ｖｏｕｔ×Ｉｌｏａｄが最大となるよう電圧目標値である、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊を生成するようにしてもよい。

なお、太陽光発電装置において、日射量が変化する中、常にその電力を最大にするよう目標電圧を追従させる制御機構自体については、種々の方式が公知であるので、ここでは説明を省略する。
また、この図１４のＭＰＰＴ演算部３０は、第二電圧検出器５からの検出出力Ｖｏｕｔを取り込み、上記の機能に加え、電力変換装置１００と電力変換装置１０３との接続点の電圧が、系統等の何らかの原因で予め定められた値を超えたとき、上記した最大電力制御に優先して、太陽電池２０１から発電する電力を抑制する機能を備えている。

図において、第一制御器３１は、先の実施の形態１の図２と同様、コンバータ２の入力端電圧の検出値Ｖｉｎが入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊に一致するようスイッチング素子の通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊を出力する。

第二制御器３２は、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊補正して第二通流率指令値Ｄ２＊を生成するが、既述したように、先の実施の形態１の第二制御器３２では、電流非通流率Ｄｎとして、第一電流検出器６からのリアクトルＬ１の電流検出値を基に算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを使用して第二通流率指令値Ｄ２＊を演算していたのに対し、この実施の形態２では、リアクトルＬ１の電流検出値を用いることなく、第二制御器３２の内部で演算により求めた電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用して第二通流率指令値Ｄ２＊を求める。
従って、以下では、この実施の形態１と異なる点を中心に詳細に説明し、その他実施の形態１と共通する部分は、簡略化して説明するものとする。

以上、太陽光発電装置をより具体化して示す図１４から理解されるように、コンバータ２の入力端電圧の指令値Ｖｉｎ＊は、太陽光による日射量の変化や系統運転状態の変化等によりその値が時間の経過で変動する。この結果、電流連続モードに限らず電流不連続モードでの運転も含めた設計が必要となり、しかも、指令値Ｖｉｎ＊の変化への高速応答が要求され、電流不連続モードにおける制御応答を電流連続モードにおける制御応答と同等のレベルまで改善することが出来る本願発明の要請が高まるわけである。

図１５は、図１４に対応する制御系のブロック線図である。以下、先の図５で示す実施の形態１の場合と異なる第二制御器３２を中心に以下詳細に説明する。
即ち、ここでは、リアクトルＬ１の電流検出値を用いることなく、第二制御器３２の内部で演算により求めた電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを使用して第二通流率指令値Ｄ２＊を求める。
そのため、実施の形態２の第二制御器３２では、後段で詳述するように、リアクトルＬ１の電流連続性の有無によって変化する通流率と昇圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）との関係に着目することで電流非通流率Ｄｎを演算により推定する電流非通流率推定手段３２３を備える。

リアクトルＬ１の電流連続性が存在する定常状態のとき、通流率Ｄｃｃｍは、第一電圧検出器４からの入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からの出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとを用いて（３３）式で表すことができる。

リアクトルＬ１の電流連続性が存在しない定常状態のとき、通流率Ｄｄｃｍは、第一電圧検出器４からの検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からの検出値Ｖｏｕｔと、電流非通流率Ｄｎを用いて（３４）式で表すことができる。

（３３）式と（３４）式のＶｉｎとＶｏｕｔとが同じとき、リアクトルＬ１の電流連続性が損なわれた条件にて発生する電流非通流率Ｄｎは（３５）式で表すことができる。

そこで、電流非通流率推定手段３２３を設け、（３５）式に基づき、リアクトルＬ１の電流連続性の有無に関係なく、電流非通流率Ｄｎを推定演算するため、（３５）式のＤｃｃｍに、そのときの第一電圧検出器４からの入力端電圧の検出値Ｖｉｎと第二電圧検出器５からの出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとを使って、（３３）式右辺により演算される通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔ（電流連続性が存在するときＤｃｃｍｈａｔ＝Ｄｃｃｍが成立する）を代入し、（３５）式のＤｄｃｍに、第二制御器３２の出力である第二通流率指令値Ｄ２＊を代入する。
以上の推定演算により得られる電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを（３６）式に示す。

図１６は、図１５の第二制御器３２の内部構成を示すブロック線図である。
既述したように、図１５のブロック線図は、第二制御器３２の演算Ｇの内容を除けば、実施の形態１の図５と同様であるので、各伝達関数を基に電流非通流率Ｄｎの影響を抑制すべく実施の形態１の（２２）式で求められた演算Ｇの内容を踏襲したものを図１６（１）に示す。
但し、図１６（１）では、制御の安定化を確保する目的で、（３６）式の演算結果Ｄｎｈａｔに対して時定数Ｔの低域通過フィルタの処理を施した値である、
（１／（１＋ｓＴ））・Ｄｎｈａｔ
を（２２）式に適用した（３７）式による演算構成を示す。

なお、同じ制御の安定化を図るため、上述の低域通過フィルタ処理に替わり、（３６）式の演算結果Ｄｎｈａｔに対して離散系の処理により発生するむだ時間要素に相当する時間だけ遅らせた値を使用するようにしてもよい。

（３７）式に（３６）式を代入することで（３８）式が得られる。

（３８）式の右辺第１項と第２項で共通である分母の関数は、「Ｄ１＊」と「Ｄｃｃｍｈａｔ」が「０」以上「１」以下の値を取ることから、ｓ関数０次項の「１＋Ｄ１＊−Ｄｃｃｍｈａｔ」が、「０」以上「２」以下の値を取るため、常に負の時定数をもつ１次形のラプラス関数を意味する。負の時定数とは、即ち、発散を意味するので、第二制御器３２の補正演算に（３７）式、（３８）式を利用することは制御安定性の面から適切ではない。

（３８）式の共通の分母にある、「Ｄ１＊＋１」の項が「Ｄｃｃｍｈａｔ」の項より常に小さい値であれば正の時定数を持つラプラス関数を意味するため制御不安定の問題が解決するが、この条件は一般に成立しない。

図１６（２）に示す第二制御器３２は、この制御安定性を確保するため検討されたものである。図１６（１）の構成は、上述した通り、先の実施の形態１の（２２）式に準じたもので、先の図７で説明した、第一非通流率補償部３２１および第二非通流率補償部３２２の両者を備えたものである。即ち、線形補正の演算Ｇ１と外乱補正の演算Ｇ２との両演算を実行するものであるが、これに対し、図１６（２）の構成は、第二非通流率補償部３２２、従って、演算Ｇ２を不採とし、第一非通流率補償部３２１、従って、線形補正の演算Ｇ１のみを実行するものである。

図１６（２）に示す第二制御器３２の演算内容Ｇ（Ｇ１）を（３９）式に、（３６）式をこの（３９）式に代入したものを（４０）式に示す。

（４０）式は、「Ｄ１＊」が「Ｄｃｃｍｈａｔ」より大きいとき分母のｓ関数０次項が負の時定数を取り制御不安定になる得ることを意味している。つまり、（３６）式に示した通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔの演算値が、第一制御器３１の出力である第一通流率指令値Ｄ１＊以上の値を取るように制限することで制御発散を抑制でき、図１６（２）に示す第二制御器３２の適用が可能となる。
この制御発振を確実に抑制するためには、例えば、常に、「Ｄ１＊」と「Ｄｃｃｍｈａｔ」とを比較し、前者が後者より大きくなったときは、両者を等しいと置く回路を設ければ良い。

この場合の第一電圧検出器４からの検出値Ｖｉｎに対する制御系の開ループ伝達関数ＧＨと、Ｄｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）を、それぞれ（４１）式および（４２）式に示す。

なお、（４１）式の開ループ伝達関数ＧＨの右辺第２項は、（４０）式に示した演算Ｇ（Ｇ１）に相当する、図１６（２）のＤ２＊／Ｄ１＊の閉ループ伝達関数であり、Ｄｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）は、開ループ伝達関数ＧＨの右辺第２項の逆数に相当する。また、（３６）式の演算結果が零のとき、（４１）式の開ループ伝達関数ＧＨと、（４２）式のＤｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）は、それぞれ先の（３）式、（４）式と同一の形で表すことができる。

次に、図１７および図１８を参照して、図１６（２）の第二制御器３２を採用した場合の制御特性を評価する。
図１７は、（３）式と（４１）式に対応する開ループ伝達関数ＧＨの（１）ゲイン特性
および（２）位相特性を示す。また、図１８は、（４）式と（４２）式に対応するＤｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）の（１）ゲイン特性および（２）位相特性を示す。

図１７において、ＣＣＭは電流連続モード、ＤＣＭは電流不連続モードを示す。また、図１７および図１８において、＜１＞は、電流連続モードに相当する代表特性、＜２＞は、従来の電流不連続モードに相当する代表特性、＜３＞は、本発明に係る定常時の電流不連続モードに相当する代表特性、＜４＞は、本発明に係る過渡時の電流不連続モードに相当する代表特性を意味する。

なお、電流連続モードの場合は、第二制御器３２による補正機能の有無に拘わらず図１７の電流連続モード（ＣＣＭ）の特性になる。これに対して、電流不連続モードの場合、第二制御器３２による補正機能の有無により（３）式と（４１）式の特性になる。
（４１）式の開ループ伝達関数ＧＨは、先の実施の形態１の（１４）式と異なり非通流率Ｄｎの影響を意味する（４１）式右辺第４項を（４１）式右辺第２項により相殺できない。（４１）式右辺第２項は、分母のｓ関数０次項に相当する時定数の高域通過フィルタを意味しており、この時定数は「Ｄ１＊」と「Ｄｃｃｍｈａｔ」の値により変化する特性を持つため低周波側ゲインを低下させる効果を持つ。

図１７の特性を用いて（４１）式の特性を説明する。定常状態においては、「Ｄ１＊」と「Ｄｃｃｍｈａｔ」の値がほぼ一致するため図１７の＜４＞に示す特性になるが、過渡状態においては、「Ｄ１＊」が「Ｄｃｃｍｈａｔ」より小さい値を取るため、図１７の＜３＞に示す特性になる。つまり、過渡急変時に低域ゲインが低下するため、電流不連続モード時の制御安定性が向上することを意味している。

一方、（４２）式のＤｎ外乱伝達関数（Ｖｉｎ／Ｄｎ）は、（２１）式と異なり非通流率Ｄｎの外乱を相殺できない。
これは前述した通り、図１６（１）に示した（３７）式に相当する構成を適用した構成では制御安定性が低下するため、図１６（２）の（３９）式に相当する構成を採用したためである。なお、図１８の特性を見ると、＜２＞＜４＞に比べ＜３＞は、１００ｒａｄ／ｓ以下では外乱の低域ゲインを抑制する傾向を確認できる。

次に、以上の実施の形態２による本願発明を適用した場合の効果を検証するため、即ち、第二制御器３２が先の（４０）式に示す補正演算Ｇを実行した場合と、それとの比較のためＧ＝１、即ち、この発明の補正演算を実行しない場合とのシミュレーション結果について説明する。

図１９は、Ｇ＝１とした場合のシミュレーション結果で、上段から順次、（１）コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎ、（２）リアクトルＬ１の電流ＩＬ、（３）コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔ、（４）第二通流率指令値Ｄ２＊（ここでは、Ｄ２＊＝Ｄ１＊）を示す。

（１）では、入力端電圧として、電圧レベルＶ１からＶ２にステップ状で立ち上がりまた電圧レベルＶ２からＶ１にステップ状で立ち下がる指令値Ｖｉｎ＊に対して応答する検出値Ｖｉｎを示している。Ｖ１＝０．８４×Ｖ２である。
また、リアクトルＬ１のインダクタンスが、大、中、小の３種類の場合について示している。そして、Ｌ大特性では、電圧レベルＶ１、Ｖ２いずれでもリアクトルＬ１の電流連続性は成立し、Ｌ小特性では、電圧レベルＶ１、Ｖ２いずれでも電流連続性は成立せず、従って、電流は不連続となり、Ｌ中特性では、電圧レベルＶ１のとき電流連続性が成立し、電圧レベルＶ２のとき電流は不連続となる。

（２）のリアクトルＬ１の電流ＩＬでは、スイッチングによるリプル電流が、リアクトルＬ１のインダクタンスが小さいほど大きくなっていることが分かる。

図２０は、先の（４０）式に示す補正演算Ｇを実行した場合のシミュレーション結果で、図１９と同様、（１）コンバータ２の入力端電圧Ｖｉｎ、（２）リアクトルＬ１の電流ＩＬ、（３）コンバータ２の出力端電圧Ｖｏｕｔ、（４）第二通流率指令値Ｄ２＊を示す。
図２０（１）と図１９（１）とを比較すると、Ｌの大中小の大きさの変化に対する、入力端電圧Ｖｉｎのステップ応答のばらつきが、従来のＧ＝１のときよりこの発明の場合小さくなっていることが確認できる。

図２１は、図２０と同様、先の（４０）式に示す補正演算Ｇを実行した場合のシミュレーション結果で、同図（１）は、リアクトルＬ１の電流ＩＬを示し、便宜上、図２０（２）を再録したものである。図２１（２）は、先の（３６）式に示す電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔで、同図（１）からも分かるように、Ｌ小特性では、全域で電流が不連続でＤｎｈａｔ＞０となっており、Ｌ中特性では、電圧レベルＶ２となった部分のみでＤｎｈａｔ＞０となり、他の部分では、Ｄｎｈａｔ＝０と電流連続性が成立している。

図２１（３）は、第一通流率指令値Ｄ１＊で、Ｇ＝１とした図１９（４）に対比されるものである。即ち、従来のＧ＝１の場合の第一通流率指令値Ｄ１＊は、Ｌの大中小でその値が変化するのに対し、この発明による図２１（３）では、Ｌの大中小ではその値がほとんど変化せず、従って、電流連続性の有無によっては第一通流率指令値Ｄ１＊が変化せず、この点からも制御特性の改善がなされることが分かる。

図２１（４）は、第二通流率指令値Ｄ２＊を示し、Ｇ＝１の場合の図１９（４）と比較すると、この発明では、Ｌの大中小の変化、従って、電流連続性の有無による、入力端電圧Ｖｉｎのステップ変化時の応答期間のバラツキが小さくなっていることが分かる。

なお、リアクトルＬ１の電流連続性が存在する状態にて、先の（３３）式右辺から求める通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔと補正前の第一通流率指令値Ｄ１＊とは、回路インピーダンスの影響で誤差を持つため、両者の差分値を用いて通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔと第一通流率指令値Ｄ１＊との誤差が小さくなるよう、第二通流率指令値Ｄ２＊に対して（４３）式に示す関数を加算もしくは減算しても良い。
ここで、Ｋは、通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔと第一通流率指令値Ｄ１＊との誤差を抑制可能な比例ゲインを意味する。
なお、（４３）式の補正をする場合、（３６）式に示した電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを求める演算式は、（４４）式に置き換える必要がある。これにより、制御特性がより安定したものとなる。

なお、以上では、コンバータ２の入力端電圧を制御対象値とする場合について説明したが、この発明は、先の実施の形態１で説明したように、制御対象値として入力端電圧とは異なる場合にもこの発明は同様に適用でき同等の効果を奏する。
また、実施の形態１、２の説明では一般的な昇圧コンバータを用いたが、電流連続モードにおいて通流率を入力電圧と出力電圧の比で表すことができる他のコンバータおよびインバータに対してそれぞれの制御モデルに応じた形で適用しても良い。

以上のように、この発明の実施の形態２による電力変換装置の第二制御器３２は、リアクトルＬ１の電流検出値を用いることなく、内部の電流非通流率推定手段３２３により電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを求め、制御対象値と制御指令値とを関係づける伝達関数に対する電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する線形補正の演算Ｇ１を担う第一非通流率補償部３２１を備えたので、リアクトルＬ１の電流連続性が損なわれても制御応答性の変化を抑制することができる。

また、第一制御器３１から得られる第一通流率指令値Ｄ１＊とコンバータ２の入出力端電圧から演算で得られる通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔとの差分が小さくなるよう電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを補正することで、制御特性がより安定化する。

実施の形態３．
図２２は、本願発明の実施の形態３としての電力変換装置３００の構成を示す図である。この実施の形態３は、特に、電流不連続モードにおけるスイッチング素子の損失低減を実現するものである。
図２２は、全体として先の図１および図４で説明した構成を踏襲したもので、以下、これらと異なる点を中心に説明する。

先の第二制御器３２およびＰＷＭ変調部３３に替わって、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊に基づき第一スイッチング素子Ｓａおよび第二スイッチング素子Ｓｂをオンオフ駆動するそれぞれ第一ＰＷＭ信号および第二ＰＷＭ信号を生成する、後述する低損失ＰＷＭ変調部を備える。
従って、先の形態例では、第二スイッチング素子Ｓｂには駆動信号が供給されないか第一スイッチング素子Ｓａへの駆動信号を反転した信号が供給されていたが、この実施の形態３では、第二スイッチング素子Ｓｂには、後段で説明する第二ＰＷＭ信号が供給される。

図２３は、低損失ＰＷＭ変調部３４の内部構成を示し、図２４は、その動作を説明するための図である。図２４において、（１）は、Ｓａがオン、Ｓｂがオフで、Ｓａを介して直流電源１からリアクトルＬ１に電流が流入する蓄勢期間の動作を示すものである。（２）は、Ｓａがオフ、Ｓｂがオンで、Ｓｂを介してリアクトルＬ１から負荷側へ電流が流れる放勢期間の動作を示すものである。（３）は、Ｓａ、Ｓｂが共にオフで、リアクトルＬ１に電流が流れない非通流期間の動作を示すものである。
図２４（４）は、低損失ＰＷＭ変調部３４による各信号生成の様子を示すタイミングチャートである。

なお、以下、図２２ないし図２４を参照して説明する低損失ＰＷＭ変調部３４は、先の実施の形態２で説明した第二制御器３２と同様の機能を内蔵し、即ち、（３６）式で求まる電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを用い、（４０）式により、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正した第二通流率指令値Ｄ２＊に基づきＰＷＭ信号を生成するものとしている。

但し、この実施の形態３の発明に係る低損失ＰＷＭ変調部３４は、上述の場合に限らず、電流非通流率Ｄｎとして、電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔに替わり、先の実施の形態１で説明した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔを用いても良く、その場合は、図２４（４）のＤｎｈａｔは、Ｄｎｄｅｔに置き替えれば良い。
また、第二通流率指令値Ｄ２＊への補正をせず、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を使ってＰＷＭ信号を生成するようにしても良い。その場合は、図２３および図２４（４）のＤ２＊はＤ１＊に置き替えれば良い。

図２３において、制御器３４１は、先の実施の形態２の第二制御器３２に相当するもので、再度の説明は割愛するが、第一制御器３１からの第一通流率指令値Ｄ１＊を補正した第二通流率指令値Ｄ２＊および電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを生成して出力する。
第一三角波比較器３４２は、図２４（４）上段の波形図に示すように、対称三角波３３１と制御器３４１からの第二通流率指令値Ｄ２＊とによるパルス幅変調で第一スイッチング素子Ｓａをオンオフ駆動する第一ＰＷＭ信号を生成する。

第二三角波比較器３４３は、図２４（４）２段、３段目の波形図に示すように、第一ＰＷＭ信号のパルスエッジにゼロ位相を同期する、対称三角波３３１と同じ周期の、のこぎり波３３２と（１−Ｄｎｈａｔ）とによるパルス幅変調により非通流期間に対応する非通流期間パルスを生成するとともに、第一ＰＷＭ信号と非通流期間パルスとの合成パルスを反転することで第二スイッチング素子Ｓｂをオンオフ駆動する第二ＰＷＭ信号を生成する。

このように、スイッチング素子ＳａとＳｂとによるいわゆる同期整流動作が実現するので、電流不連続モードにおいて、スイッチング素子Ｓｂを、単にスイッチング素子Ｓａへの駆動信号を反転させた信号で動作させる場合やスイッチング素子Ｓｂをダイオードに置換した場合に比較し、スイッチング素子の損失が低減する。

なお、上述の非通流期間パルスを実現できる範囲で、のこぎり波３３２は、第一ＰＷＭ信号のオンパルスエッジとオフパルスエッジのどちらで同期しても良く、カウントアップとカウントダウンのどちらの形を取っても良い。
また、図２４では、直流電源１から負荷１０１に放電する場合を取り上げたが、負荷１０１から直流電源１を充電する場合は、第一ＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｓｂに、第二ＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｓａに供給することで同様の同期整流による損失低減が実現する。
また、実施の形態３の説明では一般的な昇圧コンバータを用いたが、電流連続モードにおいて通流率を入力電圧と出力電圧の比で表すことができる他のコンバータおよびインバータに対してそれぞれの制御モデルに応じた形で適用しても良い。

以上のように、この発明の実施の形態３による電力変換装置の低損失ＰＷＭ変調部３４は、所定の第一三角波比較器３４２および第二三角波比較器３４３を備えたので、電流連続性の有無に拘わらず、スイッチング素子ＳａとＳｂとによるいわゆる同期整流動作が実現し、その損失低減効果が得られる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１，１０２直流電源、２コンバータ、３制御装置、４第一電圧検出器、
５第二電圧検出器、６第一電流検出器、７電力検出器、３０ＭＰＰＴ演算部、
３１第一制御器、３２第二制御器、３３ＰＷＭ変調部、
３４低損失ＰＷＭ変調部、１００，１０３，３００電力変換装置、１０１負荷、
２００パワーコンディショナー、２０１太陽電池、３２１第一非通流率補償部、
３２２第二非通流率補償部、３２３電流非通流率推定手段、３３１対称三角波、
３３２のこぎり波、３４１制御器、３４２第一三角波比較器、
３４３第二三角波比較器、Ｓａ第一スイッチング素子、
Ｓｂ第二スイッチング素子、Ｌ１リアクトル、Ｃ１，Ｃ２コンデンサ、
ＳＷ切替スイッチ、Ｄｎ電流非通流率、Ｄｎｄｅｔ電流非通流率検出値、
Ｄｎｈａｔ電流非通流率推定値、Ｄ１＊第一通流率指令値、
Ｄ２＊第二通流率指令値、Ｄｃｃｍｈａｔ通流率推定値。

Claims

リアクトルとスイッチング素子とを有し前記スイッチング素子のオンオフに伴う前記リアクトルの蓄勢放勢動作を利用して入出力端間で電圧の変換を行うコンバータ、および前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御手段を備えた電力変換装置であって、
前記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、前記リアクトルに常に前記蓄勢または前記放勢のいずれかの電流が流れるモードを電流連続モード、前記リアクトルに電流が流れない非通流期間が存在するモードを電流不連続モードと称する場合、
前記制御手段は、前記電流連続モードと前記電流不連続モードとに拘わらず単一の制御構成で制御対象値が制御指令値に一致するよう通流率を演算し第一通流率指令値Ｄ１＊として出力する第一制御器、前記非通流期間の前記スイッチング周期に対する比率を電流非通流率Ｄｎ（１＞Ｄｎ≧０）としたとき、前記電流連続モードと前記電流不連続モードとに拘わらず一定の制御応答特性が得られるよう前記電流非通流率Ｄｎに基づき前記第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し第二通流率指令値Ｄ２＊として出力する第二制御器、および前記第二通流率指令値Ｄ２＊に基づき前記スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を生成する駆動回路を備えた電力変換装置。
前記第二制御器は、前記電力変換装置における前記制御対象値と前記制御指令値とを関係づける伝達関数に対する前記電流非通流率Ｄｎの影響を抑制する線形補正を担う第一非通流率補償部および前記電力変換装置における前記制御対象値と前記電流非通流率Ｄｎとを関係づける伝達関数に対する前記電流非通流率Ｄｎの影響を相殺する外乱補正を担う第二非通流率補償部のいずれかまたは双方を備えた請求項１に記載の電力変換装置。
前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器を備え、前記第二制御器は、前記電流検出器からの電流検出値に基づき算出した電流非通流率検出値Ｄｎｄｅｔに基づき前記第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し前記第二通流率指令値Ｄ２＊として出力するようにした請求項２に記載の電力変換装置。
前記第二制御器は、前記第一非通流率補償部および前記第二非通流率補償部を備えた請求項３に記載の電力変換装置。
前記第二制御器は、前記電流非通流率Ｄｎを演算により推定する電流非通流率推定手段を備え、前記電流非通流率推定手段からの電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔに基づき前記第一通流率指令値Ｄ１＊を補正し前記第二通流率指令値Ｄ２＊として出力するようにした請求項２に記載の電力変換装置。
前記電流非通流率推定手段は、前記コンバータの入出力端の電圧を検出する電圧検出器を備え、前記電圧検出器からの入力端電圧の検出値Ｖｉｎと出力端電圧の検出値Ｖｏｕｔとを用いて以下の（ａ）式から得られる通流率推定値Ｄｃｃｍｈａｔおよび前記第二通流率指令値Ｄ２＊を用い以下の（ｂ）式により前記電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを演算するようにした請求項５に記載の電力変換装置。
Ｄｃｃｍｈａｔ＝１−（Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）・・・（ａ）
Ｄｎｈａｔ＝１−（Ｄ２＊／Ｄｃｃｍｈａｔ）・・・（ｂ）
前記第二制御器は、前記電流非通流率推定値として、請求項６の（ｂ）式で得られる値Ｄｎｈａｔに対し時定数Ｔの低域通過フィルタの処理を施して得られる以下の（ｃ）式の値を使用するようにした電力変換装置。
（１／（１＋ｓＴ））・Ｄｎｈａｔ・・・（ｃ）
但し、ｓはラプラス演算子を示す。
前記第二制御器は、前記電流非通流率推定値として、請求項６の（ｂ）式で得られる値Ｄｎｈａｔに対し離散系の処理により発生するむだ時間要素に相当する時間だけ遅らせた値を使用するようにした電力変換装置。
前記電流非通流率推定手段は、前記電流連続モードにおいて、前記第一制御器から得られる前記第一通流率指令値Ｄ１＊と前記コンバータの前記入出力端電圧から演算で得られる通流率との差分を求め、当該差分が小さくなるよう前記電流非通流率推定値Ｄｎｈａｔを補正するようにした請求項６から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記第二制御器は、前記第一非通流率補償部を備え前記第二非通流率補償部を備えないようにした請求項５から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記コンバータの出力端電圧を一定とする条件で、前記制御対象値を前記コンバータの入力端電圧の検出値とし、前記制御指令値を前記コンバータの入力端電圧の指令値とした請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記コンバータの入力端電圧を一定とする条件で、前記制御対象値を前記コンバータの出力端電圧の検出値とし、前記制御指令値を前記コンバータの出力端電圧の指令値とした請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記コンバータの出力端電圧を一定とする条件で、前記制御対象値を前記リアクトルに流れる電流の検出値とし、前記制御指令値を前記リアクトルに流す電流の指令値とした請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
リアクトルとこのリアクトルの一端で互いに直列に接続された第一スイッチング素子および第二スイッチング素子とを有しこれらスイッチング素子のオンオフに伴う前記リアクトルの蓄勢放勢動作を利用して入出力端間で電圧の変換を行うコンバータ、および前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御手段を備えた電力変換装置であって、
前記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期において、前記リアクトルに常に前記蓄勢または前記放勢のいずれかの電流が流れる電流連続モードまたは前記リアクトルに電流が流れない非通流期間が存在する電流不連続モードで制御する場合、
前記制御手段は、制御対象値が制御指令値に一致するよう通流率指令値を生成するとともに前記非通流期間の前記スイッチング周期に対する比率である電流非通流率を生成する制御器、対称三角波と前記通流率指令値とによるパルス幅変調で前記第一スイッチング素子をオンオフ駆動する第一ＰＷＭ信号を生成する第一三角波比較器、および前記第一ＰＷＭ信号に同期するのこぎり波と前記電流非通流率とによるパルス幅変調で前記非通流期間に対応する非通流期間パルスを生成するとともに、前記第一ＰＷＭ信号と前記非通流期間パルスとの合成パルスを反転することで前記第二スイッチング素子をオンオフ駆動する第二ＰＷＭ信号を生成する第二三角波比較器を備えた電力変換装置。