JP2018164242A - Semiconductor integrated circuit, semiconductor device, and method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体集積回路、半導体デバイスおよび方法に関する。 The present invention relates to a semiconductor integrated circuit, a semiconductor device, and a method.
携帯端末や無線機器などの大量生産品の市場において、より高い電気的性能や熱管理能力、さらなる低コスト化、一層の小型化・高集積化が望まれている。このような状況の中、パッケージの薄型化や集積能力の向上、技術的な性能改善といったニーズに対応可能な有力技術として、ウエハレベル/パネルレベルで部品を埋め込むパッケージ技術が注目されている。特に、ファンアウト型ウエハレベルパッケージ(Fan-Out Wafer Level Package、以下「FOWLP」という)に大きな期待が寄せられており、将来的に、現在主流のフリップチップ・ボールグリッドアレイ(以下「FCBGA」という)に置き換わると言われている。 In the market of mass-produced products such as portable terminals and wireless devices, higher electrical performance and thermal management capability, further cost reduction, further miniaturization and higher integration are desired. Under such circumstances, a packaging technique for embedding components at the wafer level / panel level has been attracting attention as a promising technique that can meet the needs of thinning the package, improving the integration capability, and improving the technical performance. In particular, fan-out wafer level packages (hereinafter referred to as “FOWLP”) are highly anticipated, and in the future, the current mainstream flip chip ball grid array (hereinafter referred to as “FCBGA”) is expected. ).
一般的なFCBGAでは、再配線層(Re-Distribution Layer、RDL)を使用してダイとパッケージバンプとを接続し、パッケージ基板を使用してパッケージバンプとボールとを接続し、ボールを使用してパッケージとプリント基板とを接続するという構成を採る。これに対して、FOWLPでは、再配線層を使用してダイとプリント基板とを直に接続する構成をとる。 In general FCBGA, a rewiring layer (Re-Distribution Layer, RDL) is used to connect a die and a package bump, a package substrate is used to connect a package bump and a ball, and a ball is used. A configuration is adopted in which the package and the printed circuit board are connected. On the other hand, FOWLP has a configuration in which a rewiring layer is used to directly connect a die and a printed board.
FOWLPの構成を成立させるため、FOWLPの再配線層は、従来のダイとパッケージバンプとを接続する機能に加え、FCBGAのパッケージ基板が担っていたパッケージバンプとボールとを接続する機能も追加で有する。そのため、FOWLPの再配線層の配線は、FCBGAの再配線層の配線と比較して総じて長くなる。 In order to establish the FOWLP configuration, the FOWLP redistribution layer additionally has a function of connecting the package bump and the ball carried by the FCBGA package substrate in addition to the function of connecting the conventional die and the package bump. . For this reason, the wiring of the FOWLP rewiring layer is generally longer than the wiring of the FCBGA rewiring layer.
配線長が長くなった影響で、配線長が比較的短いFCBGAでは無視できるレベルであった再配線層における信号反射を無視することができなくなってきた。特許文献1および特許文献2には、FOWLPの再配線層において伝送線路のインピーダンス管理やダイ・パッケージ・プリント基板の境界でのインピーダンス整合を施す技術が開示されている。
Due to the increase in the wiring length, signal reflection in the rewiring layer, which has been negligible with FCBGA having a relatively short wiring length, cannot be ignored.
特許文献1や特許文献2に記載される方法の他に、一般的なインピーダンス管理方法として、リファレンスプレーンやガードGNDを設ける方法もある。しかしながら、再配線層にリファレンスプレーンやガードGNDを設けると、再配線層のサイズが増大し、そもそもの狙いである小型化が阻害される。また、接合性(熱・反り)の観点からも、再配線層のサイズの増大は好ましくない。ダイやプリント基板との接合性が劣化するからである。したがって、リファレンスプレーンやガードGND以外の方法で、再配線層における反射が半導体集積回路の動作に与える影響を低減または除去する手段が必要となる。
In addition to the methods described in Patent Literature 1 and
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、再配線層のサイズの増大を抑えつつ、再配線層における信号の反射の影響を低減または除去できる技術の提供にある。 The present invention has been made in view of these problems, and an object thereof is to provide a technique capable of reducing or eliminating the influence of signal reflection in the rewiring layer while suppressing an increase in the size of the rewiring layer.
本発明のある態様は半導体集積回路に関する。この半導体集積回路は、再配線層を介して外部接続端子と接続される半導体チップに組み込まれた半導体集積回路であって、再配線層における信号の反射の特性を測定する測定手段と、信号を再配線層に出力する出力手段と、測定の結果得られる反射の特性に基づいて、出力手段によって出力される信号の位相を調整する調整手段と、を備える。 One embodiment of the present invention relates to a semiconductor integrated circuit. This semiconductor integrated circuit is a semiconductor integrated circuit incorporated in a semiconductor chip connected to an external connection terminal via a rewiring layer, and includes a measuring means for measuring the signal reflection characteristics in the rewiring layer, Output means for outputting to the rewiring layer, and adjusting means for adjusting the phase of the signal output by the output means based on the reflection characteristics obtained as a result of the measurement.
本発明の別の態様は、半導体デバイスである。この半導体デバイスは、半導体チップと、半導体チップと外部接続端子との間に設けられた再配線層と、を備える。半導体チップは、再配線層における信号の反射の特性を測定する測定手段と、信号を再配線層に出力する出力手段と、測定の結果得られる反射の特性に基づいて、出力手段によって出力される信号の位相を調整する調整手段と、を含む。 Another embodiment of the present invention is a semiconductor device. The semiconductor device includes a semiconductor chip and a rewiring layer provided between the semiconductor chip and the external connection terminal. The semiconductor chip is output by the output means based on the measurement means for measuring the reflection characteristic of the signal in the rewiring layer, the output means for outputting the signal to the rewiring layer, and the reflection characteristic obtained as a result of the measurement. Adjusting means for adjusting the phase of the signal.
本発明のさらに別の態様は、半導体集積回路である。この半導体集積回路は、再配線層を介して外部接続端子と接続される半導体チップに組み込まれた半導体集積回路であって、再配線層における信号の反射の特性を測定する測定手段と、再配線層から信号の入力を受ける入力手段と、測定の結果得られる反射の特性に基づいて、入力手段が受ける信号の位相を調整する調整手段と、を備える。 Yet another embodiment of the present invention is a semiconductor integrated circuit. This semiconductor integrated circuit is a semiconductor integrated circuit incorporated in a semiconductor chip connected to an external connection terminal via a rewiring layer, and measuring means for measuring the signal reflection characteristics in the rewiring layer, and rewiring Input means for receiving a signal input from the layer, and adjusting means for adjusting the phase of the signal received by the input means based on the characteristic of reflection obtained as a result of the measurement.
本発明のさらに別の態様は、半導体デバイスである。この半導体デバイスは、半導体チップと、半導体チップと外部接続端子との間に設けられた再配線層と、を備える。半導体チップは、再配線層における信号の反射の特性を測定する測定手段と、再配線層から信号の入力を受ける入力手段と、測定の結果得られる反射の特性に基づいて、入力手段が受ける信号の位相を調整する調整手段と、を含む。 Yet another embodiment of the present invention is a semiconductor device. The semiconductor device includes a semiconductor chip and a rewiring layer provided between the semiconductor chip and the external connection terminal. The semiconductor chip has a measuring means for measuring a signal reflection characteristic in the rewiring layer, an input means for receiving a signal input from the rewiring layer, and a signal received by the input means based on a reflection characteristic obtained as a result of the measurement. And adjusting means for adjusting the phase of.
本発明によれば、再配線層のサイズの増大を抑えつつ、再配線層における信号の反射の影響を低減または除去できる。 According to the present invention, it is possible to reduce or eliminate the influence of signal reflection in the rewiring layer while suppressing an increase in the size of the rewiring layer.
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、本発明の実施の形態は以下の実施の形態に限定されるものではない。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. However, embodiments of the present invention are not limited to the following embodiments. The same or equivalent components, members, processes, and signals shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted as appropriate. In addition, in the drawings, some of the members that are not important for explanation are omitted.
(第1の実施の形態)
図1は、第1の実施の形態に係る半導体集積回路が組み込まれた半導体チップ10のFOWLP12を模式的に示す断面図である。FOWLP12は半導体デバイスであり、半導体チップ10と、再配線層14と、封止樹脂16と、はんだボール18と、を備える。半導体チップ10は、再配線層14を介して外部接続端子である複数のはんだボール18と電気的に接続される。
(First embodiment)
FIG. 1 is a cross-sectional view schematically showing
半導体チップ10は、半導体集積回路で生成されたデータ信号を出力する第1I/Oパッド10aと、半導体集積回路で生成されたクロック信号を出力する第2I/Oパッド10bと、を有する。各I/Oパッド10a、10bは、再配線層14を介して第1はんだボール18a、第2はんだボール18bにそれぞれ接続される。データ信号は、データ信号のエッジがクロック信号のエッジに対応するように生成される。
The
図2は、第1はんだボール18a、第2はんだボール18bからそれぞれ出力されるデータ信号、クロック信号を示す波形図である。半導体集積回路を設計する際、再配線層14は反射の無い伝送路、すなわちインピーダンスの不整合が無い伝送路として扱われる。この前提の下、第1はんだボール18a、第2はんだボール18bからそれぞれ出力されるデータ信号、クロック信号(以下、出力データ信号、出力クロック信号という)が図2の破線で示される理想的な波形を有するよう半導体集積回路が設計される。具体的には、第1I/Oパッド10a、第2I/Oパッド10bからそれぞれ出力されるデータ信号、クロック信号の遅延が調整される。
FIG. 2 is a waveform diagram showing a data signal and a clock signal output from the
理想的な状態では、出力データ信号のエッジと出力クロック信号の対応するエッジとが揃う。具体的には、以下の通りである。タイミングtmを、出力クロック信号が動作電圧(すなわち、振幅)の半値Vmを通過するタイミングとする。タイミングtLを、出力データ信号が半導体集積回路のローサイドのスレッショルド電圧VLを通過するタイミングとする。タイミングtHを、出力データ信号が半導体集積回路のハイサイドのスレッショルド電圧VHを通過するタイミングとする。tm−tL、tH−tmがそれぞれ理想値となるようデータ信号とクロック信号との位相差が調整されている。 In an ideal state, the edge of the output data signal and the corresponding edge of the output clock signal are aligned. Specifically, it is as follows. The timing t m is a timing at which the output clock signal passes the half value Vm of the operating voltage (that is, amplitude). The timing t L is a timing at which the output data signal passes through the low-side threshold voltage V L of the semiconductor integrated circuit. The timing t H, and the timing at which the output data signal passes through the threshold voltage V H of the high-side of the semiconductor integrated circuit. The phase difference between the data signal and the clock signal is adjusted so that t m −t L and t H −t m are ideal values.
なお、本実施の形態では、VL、VHをそれぞれ動作電圧の20%、80%とする。つまり、動作電圧を1200mVとすると、VLは240mV、VHは960mV、Vmは600mVとなる。 In the present embodiment, V L and V H are 20% and 80% of the operating voltage, respectively. That is, when the operating voltage is 1200 mV, V L is 240 mV, V H is 960 mV, Vm becomes 600 mV.
現実には、上述の通り、再配線層14では無視できない大きさの反射が生じる。この反射により、データ信号およびクロック信号は歪められる。図2の実線は再配線層14における反射により歪められた出力データ信号および出力クロック信号の波形を示す。反射の影響により、タイミングtmはタイミングtm’に、タイミングtLはタイミングtL’に、タイミングtHはタイミングtH’に、なる。tm’−tL’、tH’−tm’はそれぞれ理想値からずれる。
In reality, as described above, the
本実施の形態では、反射を低減するのではなく、反射は生じるものとして反射の特性を測定する。半導体集積回路は、測定された反射の特性に基づいて理想的な状態からのズレ量を推定し、そのズレが小さくなるように半導体チップ10から出力される信号の位相を調整する。図2の例では、tm−tL>tm’−tL’、tH−tm<tH’−tm’であるから、クロック信号に対してデータ信号を遅らせるようそれらの信号の位相差が調整される。これにより、反射による信号への影響を低減することができる。
In the present embodiment, the reflection characteristic is measured on the assumption that the reflection occurs, instead of reducing the reflection. The semiconductor integrated circuit estimates the amount of deviation from an ideal state based on the measured reflection characteristics, and adjusts the phase of the signal output from the
図3は、第1の実施の形態に係る半導体集積回路102の基本的な構成を示すブロック図である。上述の通り半導体集積回路102は半導体チップ10に組み込まれており、半導体集積回路102と外部装置107との間には再配線層14が設けられている。外部装置107は、プリント基板201と、対向集積回路202と、を含む。再配線層14は、半導体集積回路102と外部装置107とを配線により接続する。具体的には、再配線層14は半導体集積回路102のI/Oパッドと外部接続端子であるはんだボールとを結線し、はんだボールは外部装置107に含まれるプリント基板201のはんだバンプに取り付けられる。
FIG. 3 is a block diagram showing a basic configuration of the semiconductor integrated
半導体集積回路102は、反射測定部103と、タイミング調整部104と、入出力部105と、内部回路106と、を備える。反射測定部103は、再配線層14におけるインピーダンスの不整合により生じる信号の反射の特性を測定する。反射測定部103は、再配線層14に含まれる配線のうちデータ信号が通過するデータ信号配線に測定用のパルス波を出力し、該配線の反射の特性を測定してもよい。あるいはまた、反射測定部103は、クロック信号が通過するクロック信号配線にパルス波を出力し、該配線の反射の特性を測定してもよい。あるいはまた、反射測定部103は、反射測定専用の配線にパルス波を出力し、該配線の反射の特性を測定してもよい。この場合、半導体集積回路102は反射測定専用の配線についての測定結果を、データ信号配線やクロック信号配線に適用してもよい。タイミング調整部104は、反射測定部103での測定の結果得られる反射の特性に基づいて、入出力部105によって出力されるデータ信号またはクロック信号もしくはその両方の位相を調整する。例えばタイミング調整部104は、位相の調整量を算出する。入出力部105は、タイミング調整部104によって算出された調整量に従い、データ信号とクロック信号とを再配線層14に出力し、かつ再配線層14からデータ信号およびクロック信号の入力を受ける。内部回路106は、画像処理、圧縮・伸長処理、暗号・復号、通信処理、揮発性メモリ、不揮発性メモリなどの機能を実現する回路である。大規模半導体集積回路(Large Scale Integration、LSI)では数十の内部回路が集積されていることが多い。
The semiconductor integrated
反射測定部103は、コマンド送受部401と、パルス波生成部402と、反射入出力部403と、電圧検知部404と、を含む。タイミング調整部104は、タイミング制御部601と、電圧テーブル602と、遅延算出部603と、参照テーブル604と、設定テーブル605と、を含む。入出力部105は、クロック出力部1001と、データ出力部1002と、を含む。図4は、半導体集積回路102における動作フローを示すチャートである。以下、図3および図4を使用して本実施の形態の全体動作を説明する。なお、本実施の形態の動作は半導体集積回路102が通常動作を開始する前の初期化シーケンスの中で実施される。
The
S300では、Power On Resetの後、タイミング制御部601はコマンド送受部401に遅延調整コマンドを送信し、コマンド送受部401はその遅延調整コマンドを受信する。S301では、コマンド送受部401は、遅延調整コマンドを受けて、パルス波生成部402に動作開始の指示を送る。指示を受けたパルス波生成部402は、パルス波を生成し、生成されたパルス波を反射入出力部403に発行する。S302では、反射入出力部403は、パルス波を受信後、再配線層14に向けて受信されたパルス波を出力する。その後、再配線層14を伝搬するパルス波はインピーダンスミスマッチが生じている箇所で反射波となって反射入出力部403に返ってくる。S303では、反射入出力部403はそのように戻ってきた反射波を受信する。
In S300, after Power On Reset, the
S304では、反射入出力部403は、受信した反射波を電圧検知部404に出力し、電圧検知部404は反射波の振幅(すなわち電圧)を検知する。S305では、コマンド送受部401は、予め設定しておいた検知期間が経過した後、検知結果を示す検知データが整ったことを示すレディ信号をタイミング調整部104に送信する。タイミング制御部601は、レディ信号を受信する。なお、検知期間は、配線長および材質の誘電率の情報に基づいて予め導出されてもよい。また、コマンド送受部401は不図示のカウンタ回路を用いて検知期間の経過を検出してもよい。
In S304, the reflection input /
S306では、タイミング制御部601は、レディ信号に応じて、検知データを要求するためのデータ要求信号を反射測定部103に送る。コマンド送受部401は、データ要求信号を受信する。S307では、コマンド送受部401は、データ要求信号に応じて、電圧検知部404に対して検知データをタイミング調整部104に送るよう指示を出す。その指示を受けて、電圧検知部404はタイミング調整部104に検知データを送信する。タイミング制御部601は、電圧検知部404から送信されてきた検知データを電圧テーブル602に格納する。
In step S <b> 306, the
電圧テーブル602への検知データの格納が完了した後、S308では、タイミング制御部601は、遅延算出部603に対して算出開始の指示を出す。S309では、算出開始の指示を受けた遅延算出部603は、参照テーブル604を使用して遅延量を算出し、結果を設定テーブル605に格納する。なお、遅延算出部603における動作の詳細は後述する。
After the storage of the detection data in the voltage table 602 is completed, in S308, the
S310では、タイミング制御部601は、設定テーブル605のデータを入出力部105へ送信する。入出力部105は受信したデータを、クロック出力部1001、データ出力部1002の動作モードを決定するレジスタに書き込む。これにより、クロック出力部1001およびデータ出力部1002から出力される信号に対する反射の影響を低減できる。
In step S <b> 310, the
反射測定部103における反射の特性の測定で用いられる各種パラメータについて説明する。本実施の形態の前提として、半導体集積回路102から外部装置107までの配線長はおおよそ3.5cm程度であるとする。まず電圧検知部404における検知期間を見積もる。本実施の形態では、信号の伝搬速度を概算し、算出結果から検知に必要な期間を算出する。
Various parameters used in the measurement of reflection characteristics in the
以下、具体的に説明する。まず信号の伝搬速度を概算する。なお、本実施の形態では光速を300×108cm/sec、実効比誘電率を3.5として概算する。実効比誘電率の値は材質によって決まるので必ずしも3.5ではない。
伝搬速度 = 光速/SQRT(実効比誘電率) ≒ 16cm/nsec
This will be specifically described below. First, the propagation speed of the signal is estimated. In this embodiment, the speed of light is estimated to be 300 × 10 8 cm / sec and the effective relative dielectric constant is 3.5. Since the value of the effective relative dielectric constant is determined by the material, it is not necessarily 3.5.
Propagation speed = speed of light / SQRT (effective relative dielectric constant) ≒ 16 cm / nsec
次に配線長3.5cmを伝搬するのに要する時間を算出する。
伝搬時間 = 配線長/伝搬速度 ≒ 219psec
ここで、伝搬する信号の反射波は、反射が起きた時点ではなく、反射測定部103に戻ってきてから検知されるため、反射波は、反射が起きるまでの時間(片道の伝搬時間)の2倍近い時間がないと検知できない。つまり、検知期間として最低438psec(219psec×2)の長さの期間が必要となる。なお、本実施の形態では、後述の理由により余裕を見て検知期間の長さを1000psecとする。
Next, the time required to propagate the wiring length of 3.5 cm is calculated.
Propagation time = wiring length / propagation speed ≒ 219psec
Here, the reflected wave of the propagating signal is detected not when the reflection occurs but after returning to the
また、パルス波生成部402が出力するパルス波の振幅とスルーレートについて、一般的に、パルス波のスルーレートが高いほど、高精度な反射検知を行うことができる。ただし、実動作時に用いられるスルーレートと大きく異なるスルーレートを用いても、実動作時にそのような反射は生じない。そのため、実動作時のスルーレートを基準にしてパルス波のスルーレートを決めれてもよい。また、パルス波の振幅は、上述のスルーレートを実現でき、かつ実動作時の振幅に近い振幅が設定されてもよい。 Further, with respect to the amplitude and slew rate of the pulse wave output from the pulse wave generation unit 402, generally, the higher the slew rate of the pulse wave, the higher the accuracy of reflection detection. However, even when a slew rate that is significantly different from the slew rate used during actual operation is used, such reflection does not occur during actual operation. Therefore, the slew rate of the pulse wave may be determined based on the slew rate during actual operation. The amplitude of the pulse wave may be set to an amplitude that can realize the above-described slew rate and is close to the amplitude during actual operation.
本実施の形態では、パルス波生成部402で生成されるパルス波の最低振幅を500mV、電圧検知部404でのサンプリング周期を50psec、実動作時のスルーレートを20V/ns、15V/ns、10V/ns、5V/nsの何れかであるとする。その場合、パルス波生成部402は、振幅が500mV以上でかつ、立ち上がり時間が50psecより早くかつ、スルーレートが20V/nsに近いパルス波を発生する必要がある。本実施の形態では、パルス波の振幅を1000mV、スルーレートを20V/nsとする。
In this embodiment, the minimum amplitude of the pulse wave generated by the pulse wave generation unit 402 is 500 mV, the sampling period of the
パルス波生成部402は、コマンド送受部401から指示を受けて、振幅が1000mVでスルーレートが20V/nsのパルス波を、反射入出力部403を介して再配線層14に出力する。電圧検知部404は、不図示のカウンタ回路などを用いて1000psecの検知期間が満了したか否かを判定し、該検知期間が満了するまでパルス波の反射電圧を検知する。
Upon receiving an instruction from the command transmission /
図5は、電圧検知部404で検知される反射波の電圧を示す模式図である。反射が無い場合、パルス波の振幅Eiがそのまま検知され、反射が生じた場合、反射分Erだけパルス波の振幅が変化する。Er1〜Er6は、サンプリング周期ごとの反射の様子を表す。時刻と、その時刻における検知電圧と、を記録していくことで、再配線層14における反射の特性を得ることができる。反射の特性は、どの時刻にどの程度の大きさの反射が存在するかを示すデータであってもよく、反射のプロファイルと表現されてもよい。
FIG. 5 is a schematic diagram illustrating the voltage of the reflected wave detected by the
図3に戻り、タイミング調整部104をより詳細に説明する。タイミング制御部601は、反射測定部103に対して遅延調整コマンドを送り、反射測定部103に測定を開始させる。タイミング制御部601は反射測定部103から検知完了を示すレディ信号を受け取ると、電圧検知部404から検知データを取得し、電圧テーブル602に格納する。
Returning to FIG. 3, the
タイミング調整部104での調整の対象は再配線層14における反射である。したがって、再配線層14より外側のプリント基板201や対向集積回路202における反射は調整外であり、その反射を示す検知データは電圧テーブル602に格納されなくてもよい。これにより電圧テーブル602の格納に必要なメモリ量を削減できる。なお、再配線層14とプリント基板201との境界およびプリント基板201と対向集積回路202との境界では、相対的に大きな反射が生じるため、反射測定部103は反射がそれら三つの要素のうちのどれで生じたかを特定することができる。
The adjustment target in the
本実施の形態では、説明を分かりやすくするため、再配線層14に対応する検知期間を50psec〜450psecとするが、この検知期間は再配線層14上での配線の長さに応じて決まるので、再配線層14が異なれば異なる。また、本実施の形態では、再配線層14とプリント基板201との境界およびプリント基板201と対向集積回路202との境界を確実に検出するため、検知期間を1000psecとしている。これにより、再配線層14、プリント基板201、対向集積回路202の全ての要素における反射を検知することができる。
In this embodiment, in order to make the explanation easy to understand, the detection period corresponding to the
なお、伝送シミュレーションなどを用いれば、予め再配線層14とプリント基板201との境界に対応するタイミングおよびプリント基板201と対向集積回路202との境界に対応するタイミングを予測することが可能である。その場合、予め、再配線層14の反射データだけを採取できる検知期間を設定してもよい。
If transmission simulation or the like is used, timing corresponding to the boundary between the
図6は、図3の電圧テーブル602の一例を示すデータ構造図である。電圧テーブル602は、検知時刻と、該検知時刻における検知電圧と、を対応付けて保持する。450psec以降のデータは、再配線層14より先のプリント基板201のデータとなりタイミング調整部104における調整には不要なため本テーブルには格納されていない。本実施の形態ではサンプリング周期を50psecとし、50psecごとに電圧の検知が行われる。したがって、検知時刻は50psec間隔となる。
FIG. 6 is a data structure diagram showing an example of the voltage table 602 of FIG. The voltage table 602 holds the detection time and the detection voltage at the detection time in association with each other. The data after 450 psec becomes data of the printed
図7は、図3の遅延算出部603における一連の処理の流れを示すフローチャートである。タイミング制御部601は遅延算出部603に遅延算出の指示を出し、遅延算出部603は図7に示される処理フローを開始する。S701では、遅延算出部603は電圧テーブル602からデータを読み出し、実際の反射時刻と反射量とを含む反射データに変換する。反射波は、実際に反射が起きた時刻に検知されるのではなく、反射が起きた時刻に反射波が反射測定部103まで戻ってくる時間を足し合わせた往復時間で検知されるため、その補正が行われる。具体的には遅延算出部603は検知時刻を実際の反射が起きる時刻(片道時間)に換算する。また、遅延算出部603は、検知電圧は反射を含む電圧であるため、反射が無い電圧から反射を含む電圧を減算し、反射量を算出する。具体的には、本実施の形態におけるパルス波の振幅は1000mVである。そのため反射が無い場合の検知電圧は1000mVとなる。例えば反射を含む検知電圧が983mVであった場合の反射量は、1000mV−983mV=17mVと算出される。遅延算出部603は、電圧テーブル602を参照して上述の通り反射時刻と反射量とを算出し、演算用の一時的な第1テーブル650に格納する。図8は、第1テーブル650の一例を示すデータ構造図である。第1テーブル650は、実際の反射が起きる時刻である反射時刻と、検知電圧と、反射量と、を対応付けて保持する。
FIG. 7 is a flowchart showing a flow of a series of processes in the
図7に戻り、S702では、遅延算出部603は反射量を動作電圧に合わせてスケーリングする。遅延算出部603は、パルス波の電圧振幅と実動作電圧の振幅とが異なる場合に、実動作電圧に合わせて反射量をスケーリングする処理を行う。パルス波の振幅と実動作電圧の振幅とが同一の場合は本処理をスキップしてもよい。本実施の形態での実動作電圧を1200mVとした場合、パルス波の振幅は1000mVである。したがって、パルス波に対応して検知される反射量(反射電圧)を1.2倍すれば、実動作時の反射電圧にスケーリングされる。遅延算出部603は、第1テーブル650を参照し、そこに保持されている反射量に上述のスケーリング処理を行うことで第1テーブル650を更新する。図9は、更新された第1テーブル650の一例を示すデータ構造図である。
Returning to FIG. 7, in S702, the
図7に戻り、S703では、遅延算出部603は遅延算出用の参照テーブル604のデータを読み出し、読み出されたデータにS702で得られた結果を合成することで合成データを生成する。遅延算出部603は、予めシミュレーションなどで求めておいた実動作を想定した電圧波形データに、S702で導出した反射波形データを重畳(加算)し、反射を考慮に入れた実動作時の電圧波形データを生成する。
Returning to FIG. 7, in S703, the
図10は、参照テーブル604の一例を示すデータ構造図である。参照テーブル604は、伝送路シミュレーションやタイミングシミュレーションなどのシミュレーションを実施することで予め導出される。遅延算出部603は、参照テーブル604のデータに更新された第1テーブル650のデータを重畳した結果である合成データを、演算用の一時的な第2テーブル652に格納する。
FIG. 10 is a data structure diagram illustrating an example of the reference table 604. The reference table 604 is derived in advance by performing a simulation such as a transmission line simulation or a timing simulation. The
図11は、第2テーブル652の一例を示すデータ構造図である。第2テーブル652は、時刻と、反射が無いとした場合の波形の振幅である反射無振幅と、反射が有る場合の波形の振幅である反射込振幅と、を対応付けて保持する。図11において、反射無振幅[mV]の列には、再配線層14における反射が無い前提で予め行われたシミュレーションで導出された値が入っている。反射込振幅[mV]の列には、反射無振幅[mV]の列の値に、S702で更新された反射量を加算した値が入っている。具体的には、時刻=50psecに対応する反射無振幅は234mVであり、これは図10に示される参照テーブル604でもその通りである。図9に示される更新後の第1テーブル650を参照すると、反射時刻=50psecに対する更新後の反射量は20mVである。したがって、図11の第2テーブル652において、時刻=50psecに対応する反射込振幅は234mV−20mV=214mVとなる。
FIG. 11 is a data structure diagram illustrating an example of the second table 652. The second table 652 holds the time, the non-reflection amplitude that is the amplitude of the waveform when there is no reflection, and the reflected amplitude that is the amplitude of the waveform when there is reflection. In FIG. 11, the column of reflection non-amplitude [mV] contains values derived from a simulation performed in advance on the assumption that there is no reflection in the
本実施の形態では上述の通りVLは240mVである。したがって、図11に示される第2テーブル652においてVLに最も近い反射無振幅は244mVとなる。したがって、反射が無いときにデータ信号がVLに到達するタイミングtLは52psecとなる。一方、図11に示される第2テーブル652においてVLに最も近い反射込振幅は243mVとなる。したがって、反射が有るときにデータ信号がVLに到達するタイミングtL’は56psecとなる。 In the present embodiment, VL is 240 mV as described above. Therefore, the closest reflection-free amplitude V L in the second table 652 shown in FIG. 11 is 244MV. Therefore, the timing t L when the data signal reaches V L when there is no reflection is 52 psec. On the other hand, the nearest reflecting write amplitude V L in the second table 652 shown in FIG. 11 is 243MV. Therefore, the timing t L ′ at which the data signal reaches VL when there is reflection is 56 psec.
本実施の形態では上述の通りVHは960mVである。したがって、図11に示される第2テーブル652においてVHに最も近い反射無振幅は956mVとなる。したがって、反射が無いときにデータ信号がVHに到達するタイミングtHは204psecとなる。一方、図11に示される第2テーブル652においてVHに最も近い反射込振幅は963mVとなる。したがって、反射が有るときにデータ信号がVHに到達するタイミングtH’までの期間の長さは216psecとなる。 In the present embodiment, V H is 960 mV as described above. Therefore, the reflection non-amplitude closest to V H in the second table 652 shown in FIG. 11 is 956 mV. Therefore, the timing t H when the data signal reaches V H when there is no reflection is 204 psec. On the other hand, in the second table 652 shown in FIG. 11, the reflection amplitude closest to V H is 963 mV. Therefore, the length of the period until the timing t H ′ when the data signal reaches V H when there is reflection is 216 psec.
本実施の形態では上述の通りVmは600mVである。したがって、図11に示される第2テーブル652においてVmに最も近い反射無振幅は600mVとなる。したがって、反射が無いときにクロック信号がVmに到達するタイミングtmは128psecとなる。一方、図11に示される第2テーブル652においてVmに最も近い反射込振幅は599mVとなる。したがって、反射が有るときにクロック信号がVmに到達するタイミングtm’は130psecとなる。 In the present embodiment, Vm is 600 mV as described above. Therefore, the reflection non-amplitude closest to Vm in the second table 652 shown in FIG. 11 is 600 mV. Therefore, the timing t m when the clock signal reaches Vm when there is no reflection is 128 psec. On the other hand, the reflection amplitude closest to Vm in the second table 652 shown in FIG. 11 is 599 mV. Therefore, the timing t m ′ when the clock signal reaches Vm when there is reflection is 130 psec.
図7に戻り、S704では、遅延算出部603は、反射の有無で、スレッショルド電圧に到達するまでの期間がどの程度ぶれるか(反射による遅延変動)を算出する。図11にはその算出結果が示されており、VLについてはtL−tL’=4psec、VHについてはtH−tH’=12psec、Vmについてはtm−tm’=2psecのブレ量となる。
Returning to FIG. 7, in S704, the
S705では、遅延算出部603は、S704で算出された位相の調整前のブレ量の大きさから、クロック信号およびデータ信号の位相の調整を実施するか否かを判断する。具体的には、遅延算出部603は、反射が無い前提で行われた設計時のタイミング検証において設定されたタイミングマージンとブレ量とを比較することによって判定する。本実施の形態では、クロック信号とデータ信号とのタイミングマージンを9psecとする。タイミングマージンは、データ信号がVHに到達するタイミングとクロック信号がVmに到達するタイミングとの差、およびクロック信号がVmに到達するタイミングとデータ信号がVLに到達するタイミングとの差に対して設定される。これらの差と差の設計値との差であるブレ量はタイミングマージンよりも小さいことが要求される。図11の例で、反射が無い場合のtH−tm、tm−tLがそれぞれ設計値に等しい場合、
(tH’−tm’)−設計値=
tH’−tm’−(tH−tm)=
(tH’−tH)−(tm’−tm)=
12psec−2psec=
10psec > 9psec
となり、ブレ量がタイミングマージンを上回る。したがって、S705では、遅延算出部603はクロック信号とデータ信号との位相差の調整を実施すると判断する。
なお、ブレ量がタイミングマージンを逸脱しない場合は遅延算出部603は調整をしないと判断し、後述のS706、S707をスキップする。
In step S <b> 705, the
(T H '−t m ') -design value =
t H '-t m '-(t H -t m ) =
(T H '-t H )-(t m ' -t m ) =
12psec-2psec =
10 psec> 9 psec
The amount of blur exceeds the timing margin. Therefore, in S705, the
If the blur amount does not deviate from the timing margin, the
S706では、遅延算出部603は、反射によるタイミングのブレをキャンセルするためのクロック信号とデータ信号との位相調整量を導出する。クロック信号の位相調整の影響は、データ信号の位相調整の影響よりも広範囲に渡る傾向がある。したがって、本実施の形態では、まずデータ信号の位相調整で対処し、それでも調整量が不足する場合、クロック信号の位相調整で対処する。なお、必ずしもこの方針に従う必要はない。
In step S <b> 706, the
本実施の形態における信号の位相調整は、半導体集積回路102の信号の出力段に設けられた遅延回路やバッファやキャパシタの容量で設定される信号の遅延量を調整することで行われる。本実施の形態では、設定テーブル605はデータ信号用のデータ設定テーブル605aとクロック信号用のクロック設定テーブル605bとを有する。
The signal phase adjustment in this embodiment is performed by adjusting the delay amount of the signal set by the delay circuit, buffer, or capacitor capacity provided in the signal output stage of the semiconductor integrated
図12は、データ設定テーブル605aの一例を示すデータ構造図である。データ設定テーブル605aは、データ遅延設定IDと、バッファの駆動力と、オンダイキャパシタの容量と、それらの設定により達成される遅延量と、を対応付けて保持する。例えば、実動作時のデータ遅延設定IDが、「00011100」であった場合、駆動力=8mA、オンダイ容量=1.0nFの設定が選択され、40psecの遅延が生じる。これをデータ遅延設定ID「00011101」に変更すると、駆動力=8mA、オンダイ容量=1.2nFに設定が変更され、遅延は35psecとなる。その結果、設定変更により遅延を5psec短縮できる。この遅延設定の変更がデータ信号に適用された場合、(tH’−tm’)と設計値との差は10psec−5psec=5psecとなって9psec未満に抑制される。これにより、タイミングマージンが満たされる。なお、データ遅延設定IDを「00111011」あるいは「00011110」に変更しても、上記のように遅延を短縮し、タイミングマージンを満たすことができる。このとき、どの遅延設定を変更先として選択するかは、駆動力を変更したときの信号品質への影響とオンダイ容量を変更したときの信号品質への影響とを事前にシミュレーションで検討し、検討結果に応じて決定してもよい。なお、データ信号の遅延調整だけでは対処できない場合は、併せてクロック信号の遅延を調整してもよい。 FIG. 12 is a data structure diagram showing an example of the data setting table 605a. The data setting table 605a holds the data delay setting ID, the buffer driving force, the capacity of the on-die capacitor, and the delay amount achieved by these settings in association with each other. For example, when the data delay setting ID during actual operation is “00011100”, the setting of driving force = 8 mA and on-die capacity = 1.0 nF is selected, resulting in a delay of 40 psec. When this is changed to the data delay setting ID “00011101”, the setting is changed to driving force = 8 mA, on-die capacity = 1.2 nF, and the delay becomes 35 psec. As a result, the delay can be shortened by 5 psec by changing the setting. When this delay setting change is applied to the data signal, the difference between (t H '-t m ') and the design value is 10 psec-5 psec = 5 psec, and is suppressed to less than 9 psec. Thereby, the timing margin is satisfied. Even if the data delay setting ID is changed to “00111011” or “00011110”, the delay can be shortened as described above and the timing margin can be satisfied. At this time, which delay setting should be selected as the change destination is determined by conducting a simulation in advance to examine the effect on the signal quality when the driving force is changed and the effect on the signal quality when the on-die capacity is changed. You may decide according to a result. Note that if it is not possible to cope with only the delay adjustment of the data signal, the delay of the clock signal may be adjusted together.
図13は、クロック設定テーブル605bの一例を示すデータ構造図である。クロック設定テーブル605bは、クロック遅延設定IDと、付加遅延と、バッファの駆動力と、オンダイキャパシタの容量と、それらの設定により達成される遅延量と、を対応付けて保持する。 FIG. 13 is a data structure diagram showing an example of the clock setting table 605b. The clock setting table 605b holds the clock delay setting ID, the additional delay, the buffer driving force, the capacity of the on-die capacitor, and the delay amount achieved by these settings in association with each other.
図7に戻り、S707では、遅延算出部603はS706で導出した遅延量に対応する遅延設定IDを設定テーブル605から選択する。遅延算出部603は、クロック信号に関しては図13に示されるクロック設定テーブル605bを参照して、8ビットのクロック遅延設定IDのなかからひとつを選択する。遅延算出部603は、データ信号に関しては図12に示されるデータ設定テーブル605aを参照して、8ビットのデータ遅延設定IDのなかからひとつを選択する。
Returning to FIG. 7, in S707, the
遅延算出部603の処理が完了した後、タイミング制御部601は、遅延算出部603で選択された遅延設定IDを入出力部105に送信する。これで、タイミング調整部104の動作は完了する。
After the processing of the
図14(a)、(b)は、クロック出力部1001の説明図である。図14(a)はクロック出力部1001の構成を示すブロック図であり、図14(b)は遅延クロックのイメージを示す波形図である。図15は、データ出力部1002の構成を示すブロック図である。なお、クロック出力部1001やデータ出力部1002の構成はこれに限定されず、遅延を生成できる回路であればどのような構成が採用されてもよい。
14A and 14B are explanatory diagrams of the
クロック出力部1001は、遅延バッファ部1101と、クロック選択部1102と、クロック遅延設定部1103と、クロックバッファ1104と、を有する。遅延バッファ部1101は直列に接続された多段の遅延バッファを有し、入力されたクロックCIに対して複数の遅延クロックCD0、CD1、CD2、CD3を生成する(図14(b))。複数の遅延クロックCD0、CD1、CD2、CD3は、互いに所定量だけ遅延する。
The
クロック選択部1102は、遅延バッファ部1101から提供される複数の遅延クロックCD0、CD1、CD2、CD3から特定の遅延クロックを選択する。クロック選択部1102は、クロック設定テーブル605bで選択されている付加遅延に対応する遅延クロックを選択し、クロックバッファ1104に出力する。具体的には、クロック選択部1102はタイミング調整部104からクロック遅延設定IDを受信する。クロック選択部1102はクロック設定テーブル605bを参照し、受信したクロック遅延設定IDに対応する付加遅延を特定する。クロック選択部1102は、複数の遅延クロックCD0、CD1、CD2、CD3のなかから、特定された付加遅延を与える遅延クロックを選択する。図14(b)の例では、複数の遅延クロックCD0、CD1、CD2、CD3はそれぞれ付加遅延0psec、25psec、50psec、75psecを与える。
The
クロック遅延設定部1103は、クロックバッファ1104の動作設定、例えばスルーレートを変更することで遅延を微調整する。クロック遅延設定部1103は、タイミング調整部104からクロック遅延設定IDを受信する。クロック遅延設定部1103はクロック設定テーブル605bを参照し、受信したクロック遅延設定IDに対応する駆動力およびオンダイ容量を特定する。クロック遅延設定部1103は、クロックバッファ1104の駆動力およびオンダイ容量を、特定された駆動力およびオンダイ容量に設定する。クロックバッファ1104はクロック選択部1102で選択された遅延クロックを受けてバッファリングし、クロック信号CLを出力する。なお、駆動力およびオンダイ容量の調整に加えて、またはその代わりに、遅延バッファ部1101に含まれる各遅延バッファの動作電圧を調整してもよい。
The clock
データ出力部1002は、データ遅延設定部1301と、データバッファ1302と、を有する。データ遅延設定部1301は、データバッファ1302の動作設定、例えばスルーレートを変更することでデータ信号DTの遅延を調整する。データ遅延設定部1301は、タイミング調整部104からデータ遅延設定IDを受信する。データ遅延設定部1301はデータ設定テーブル605aを参照し、受信したデータ遅延設定IDに対応する駆動力およびオンダイ容量を特定する。データ遅延設定部1301は、データバッファ1302の駆動力およびオンダイ容量を、特定された駆動力およびオンダイ容量に設定する。データバッファ1302は内部回路106で生成されたデータ信号DIを受けてバッファリングし、データ信号DTを出力する。
The
本実施の形態に係る半導体集積回路102によると、再配線層14における反射の特性を測定し、測定結果に基づいて半導体集積回路102から出力される信号の位相を調整する。これにより、信号の反射により生じるタイミングの変動を抑制することができる。その結果、半導体集積回路102の動作の確実性を高めることができる。
According to the semiconductor integrated
通常、製造時のばらつき等により再配線層14における反射の特性には個体差があり、高い精度で予測することは難しい。設計段階でインピーダンスマッチング等の反射対策を施したとしても、同じ理由で実機では反射の影響が無視できなくなることが多い。本実施の形態では反射を抑制するのではなく測定し、測定結果に応じてパッケージごとに適応的に信号を調整することができるので、反射の特性の予測が困難な状況でも信号品質を高めることができる。
Usually, there are individual differences in the reflection characteristics in the
(第2の実施の形態)
図16は、第2の実施の形態に係る半導体集積回路1905の基本的な構成を示すブロック図である。半導体集積回路1905は半導体チップ1906に組み込まれており、半導体集積回路1905と外部装置107との間には再配線層14が設けられている。半導体集積回路1905は、反射測定部103と、タイミング調整部1904と、入出力部1907と、内部回路106と、を備える。タイミング調整部1904は第1の実施の形態の設定テーブル605の代わりに入出力設定テーブル1903を含む。入出力部1907は、クロック出力部1001と、データ出力部1002と、クロック入力部1901と、データ入力部1902と、を含む。
(Second Embodiment)
FIG. 16 is a block diagram showing a basic configuration of a semiconductor integrated
図17は、クロック入力部1901およびデータ入力部1902の構成を示すブロック図である。クロック入力部1901は、クロック終端設定部2001と、クロック入力バッファ2003と、を有する。データ入力部1902は、データ終端設定部2002と、データ入力バッファ2004と、を有する。
FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the
クロック入力バッファ2003は、対向集積回路202からプリント基板201および再配線層14を介して入力クロック信号CLIを受信する。クロック入力バッファ2003は、クロック終端設定部2001により設定される所定の終端処理を、受信した入力クロック信号CLIに施し、処理後クロック信号CLAとして内部回路106に送信する。終端処理により、処理後クロック信号CLAの位相が調整される。
The
入出力設定テーブル1903は、第1の実施の形態に示される出力用の設定値に加えて、入力される信号の位相を調整するための設定値を保持する。図18は、入出力設定テーブル1903の入力用の設定値の部分1903aの一例を示すデータ構造図である。入出力設定テーブル1903は、入力クロック信号について、入力遅延設定IDと、オンダイキャパシタの容量と、遅延量と、を対応付けて保持する。入出力設定テーブル1903はまた、入力データ信号について、入力遅延設定IDと、オンダイキャパシタの容量と、遅延量と、を対応付けて保持する。
The input / output setting table 1903 holds setting values for adjusting the phase of the input signal, in addition to the output setting values shown in the first embodiment. FIG. 18 is a data structure diagram showing an example of a setting
図17に戻り、タイミング調整部1904は反射の特性の測定結果から入力クロック信号、入力データ信号のそれぞれに付与されるべき遅延量を算出し、該遅延量に対応する入力遅延設定IDを入出力設定テーブル1903から特定する。タイミング調整部1904は特定された入力遅延設定IDをクロック終端設定部2001およびデータ終端設定部2002に通知する。
Returning to FIG. 17, the
クロック終端設定部2001は、入出力設定テーブル1903を参照し、取得したクロック用の入力遅延設定IDに対応するクロック終端設定すなわちオンダイ容量を特定する。クロック終端設定部2001は、特定された終端設定をクロック入力バッファ2003に適用する。具体的には、クロック終端設定部2001はクロック入力バッファ2003のオンダイ容量を特定されたオンダイ容量に設定する。これにより、処理後クロック信号CLAに所望の位相が付与される。
The clock
データ入力バッファ2004は、対向集積回路202からプリント基板201および再配線層14を介して入力データ信号DTIを受信する。データ入力バッファ2004は、データ終端設定部2002により設定される所定の終端処理を、受信した入力データ信号DTIに施し、処理後データ信号DTAとして内部回路106に送信する。終端処理により、処理後データ信号DTAの位相が調整される。
The
データ終端設定部2002は、入出力設定テーブル1903を参照し、取得したデータ用の入力遅延設定IDに対応するデータ終端設定すなわちオンダイ容量を特定する。データ終端設定部2002は、特定された終端設定をデータ入力バッファ2004に適用する。具体的には、データ終端設定部2002はデータ入力バッファ2004のオンダイ容量を特定されたオンダイ容量に設定する。これにより、処理後データ信号DTAに所望の位相が付与される。
The data end setting
本実施の形態に係る半導体集積回路1905によると、第1の実施の形態に係る半導体集積回路102によって奏される作用効果と同様の作用効果が奏される。加えて、クロック入力部1901とデータ入力部1902とを設けることで、送信側だけでなく、受信側でも位相調整を行うことができる。したがって、第1の実施の形態よりも細かい位相調整を行うことができる。
According to the semiconductor integrated
(第3の実施の形態)
図19は、第3の実施の形態に係る半導体集積回路2102の基本的な構成を示すブロック図である。半導体集積回路2102と外部装置107との間には再配線層14が設けられている。半導体集積回路2102は、反射測定部2201と、タイミング調整部104と、入出力部2202と、内部回路106と、を備える。第3の実施の形態では、第1の実施の形態の反射測定部103からパルス波生成部402と反射入出力部403とを除去し、代わりに入出力部2202と通信するための第1経路2203および第2経路2204を設ける。第1経路2203はパルス生成コマンド用のものであり、第2経路2204は反射波データ用のものである。
(Third embodiment)
FIG. 19 is a block diagram showing a basic configuration of a semiconductor integrated
入出力部2202は、第1の実施の形態のパルス波生成部402および反射入出力部403が実現する機能と、通常動作時の入出力機能と、反射検知動作時の入出力機能と、を切り替え可能に構成される。このような構成を採用することで、実動作用の入出力部を用いて反射測定を行うことができ、第1の実施の形態のように実動作用の入出力部とは別に反射測定用の入出力部を持つ必要がなくなる。これにより回路規模を削減できる。
The input /
反射測定部2201は、コマンド送受部401と、電圧検知部404と、を含む。入出力部2202は、パルス生成部2301と、入出力データ選択部2302と、データ入力部1902と、データ出力部1002と、を含む。コマンド送受部401は、タイミング調整部104からのコマンドを受けて、反射測定を開始する。コマンド送受部401は第1経路2203を介してパルス生成部2301に、パルス発行コマンドPCを送信する。パルス発行コマンドPCを受けたパルス生成部2301は、指示されたパルス波を生成し、入出力データ選択部2302に出力する。パルス生成部2301はパルス発行コマンドPCを入出力データ選択部2302に出力する。
The
入出力データ選択部2302は、内部回路106によって生成されたデータおよびパルス生成部2301によって生成されたパルス波のうちのひとつを選択し、出力する。入出力データ選択部2302は、パルス発行コマンドPCに応じて出力するデータを切り替える。例えば、パルス発行コマンドPCを受けて入出力データ選択部2302は、パルス波を出力すると決定する。入出力データ選択部2302から出力されたパルス波はデータ出力部1002に入り、データ出力部1002から再配線層14に出力される。なお、本実施の形態では、出力部としてデータ出力部1002を使用したが、出力部であれば特に制約はなく、例えば、クロック出力部1001が使用されてもよい。
The input / output
その後、再配線層14に出力されたパルス波は、インピーダンスの不整合が生じている箇所で反射波となって戻ってくる。反射波は、データ入力部1902に入力され、データ入力部1902から入出力データ選択部2302に送られる。なお、本実施の形態では、反射波をデータ入力部1902で受けるが、入力部であれば特に制約は無く、例えばクロック入力部1901で受けてもよい。
Thereafter, the pulse wave output to the
反射波を受けた入出力データ選択部2302は、第2経路2204を介して反射データを電圧検知部404に送る。以降の処理は、第1、第2の実施の形態の処理と同様である。
The input / output
以上、実施の形態に係る半導体集積回路の構成と動作について説明した。これらの実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The configuration and operation of the semiconductor integrated circuit according to the embodiment have been described above. These embodiments are exemplifications, and it is understood by those skilled in the art that various modifications can be made to each component and combination of processes, and such modifications are within the scope of the present invention. .
第1から第3の実施の形態の中で示されたテーブル値は説明を目的として設定された例示的な値であり、これに限られない。テーブル値はアプリケーション等により様々であってよい。 The table values shown in the first to third embodiments are exemplary values set for the purpose of explanation, and are not limited thereto. The table value may vary depending on the application.
第1から第3の実施の形態において、半導体集積回路は、再配線層14における反射の特性を測定するための測定モードと、データ信号およびクロック信号を入出力する通常動作モードと、を有してもよい。シーケンスとしては、第1の実施の形態に示されたようにパワーオンリセットの後に測定モードに入り、測定が完了し遅延設定が完了すると通常動作モードに入ってもよい。あるいはまた、半導体集積回路は、外部からのコマンドに応じて測定モードに入ってもよい。あるいはまた、半導体集積回路は、周期的に測定モードに入ってもよい。
In the first to third embodiments, the semiconductor integrated circuit has a measurement mode for measuring the characteristic of reflection in the
第1から第3の実施の形態では、パッケージとしてFOWLPが採用される場合を説明したが、これに限られず、再配線層を有するパッケージであれば等しく実施の形態に係る技術的思想を適用できる。例えば、WLCSP(Wafer level Chip Size Package)やFCBGAに実施の形態に係る技術的思想を適用してもよい。 In the first to third embodiments, the case where FOWLP is adopted as a package has been described. However, the present invention is not limited to this, and the technical idea according to the embodiment can be equally applied to a package having a redistribution layer. . For example, the technical idea according to the embodiment may be applied to WLCSP (Wafer level Chip Size Package) or FCBGA.
10 半導体チップ、 12 FOWLP、 14 再配線層、 16 封止樹脂、 18 はんだボール。 10 semiconductor chip, 12 FOWLP, 14 rewiring layer, 16 sealing resin, 18 solder ball.
Claims (16)
前記再配線層における信号の反射の特性を測定する測定手段と、
信号を前記再配線層に出力する出力手段と、
測定の結果得られる反射の特性に基づいて、前記出力手段によって出力される信号の位相を調整する調整手段と、を備える半導体集積回路。 A semiconductor integrated circuit incorporated in a semiconductor chip connected to an external connection terminal through a rewiring layer,
Measuring means for measuring the reflection characteristics of the signal in the rewiring layer;
An output means for outputting a signal to the rewiring layer;
A semiconductor integrated circuit comprising: adjusting means for adjusting a phase of a signal output by the output means based on a reflection characteristic obtained as a result of measurement.
前記調整手段は、測定の結果得られる反射の特性に基づいて、クロック信号とデータ信号との位相差を調整する請求項1に記載の半導体集積回路。 The output means outputs a data signal and a clock signal;
The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the adjustment unit adjusts a phase difference between the clock signal and the data signal based on a reflection characteristic obtained as a result of the measurement.
測定用のパルス波を生成するパルス波生成手段と、
生成されたパルス波に対応する前記再配線層からの反射波を検知する検知手段と、を含む請求項1から5のいずれか一項に記載の半導体集積回路。 The measuring means includes
Pulse wave generating means for generating a pulse wave for measurement;
6. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, further comprising: a detecting unit that detects a reflected wave from the rewiring layer corresponding to the generated pulse wave.
取得された合成データに基づいて位相の調整量を決定する決定手段と、を含む請求項7に記載の半導体集積回路。 The adjusting unit synthesizes the waveform data of the signal after passing through the rewiring layer when the rewiring layer is treated as a transmission path without reflection and the reflection data obtained as a result of conversion by the converting unit. A synthesis means for acquiring the synthesized data by
The semiconductor integrated circuit according to claim 7, further comprising: a determining unit that determines a phase adjustment amount based on the obtained combined data.
前記再配線層における信号の反射の特性を測定する測定手段と、
前記再配線層から信号の入力を受ける入力手段と、
測定の結果得られる反射の特性に基づいて、前記入力手段が受ける信号の位相を調整する調整手段と、を備える半導体集積回路。 A semiconductor integrated circuit incorporated in a semiconductor chip connected to an external connection terminal through a rewiring layer,
Measuring means for measuring the reflection characteristics of the signal in the rewiring layer;
Input means for receiving a signal input from the rewiring layer;
A semiconductor integrated circuit comprising: adjusting means for adjusting a phase of a signal received by the input means based on a reflection characteristic obtained as a result of measurement.
前記半導体チップと外部接続端子との間に設けられた再配線層と、を備え、
前記半導体チップは、
前記再配線層における信号の反射の特性を測定する測定手段と、
信号を前記再配線層に出力する出力手段と、
測定の結果得られる反射の特性に基づいて、前記出力手段によって出力される信号の位相を調整する調整手段と、を含む半導体デバイス。 A semiconductor chip;
A rewiring layer provided between the semiconductor chip and the external connection terminal,
The semiconductor chip is
Measuring means for measuring the reflection characteristics of the signal in the rewiring layer;
An output means for outputting a signal to the rewiring layer;
Adjusting means for adjusting a phase of a signal output by the output means based on a reflection characteristic obtained as a result of the measurement.
前記半導体チップと外部接続端子との間に設けられた再配線層と、を備え、
前記半導体チップは、
前記再配線層における信号の反射の特性を測定する測定手段と、
前記再配線層から信号の入力を受ける入力手段と、
測定の結果得られる反射の特性に基づいて、前記入力手段が受ける信号の位相を調整する調整手段と、を含む半導体デバイス。 A semiconductor chip;
A rewiring layer provided between the semiconductor chip and the external connection terminal,
The semiconductor chip is
Measuring means for measuring the reflection characteristics of the signal in the rewiring layer;
Input means for receiving a signal input from the rewiring layer;
Adjusting means for adjusting a phase of a signal received by the input means based on a reflection characteristic obtained as a result of the measurement.
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US11404093B2 (en) | 2020-09-18 | 2022-08-02 | Kioxia Corporation | Memory system and sending signal adjustment method |
WO2023129319A1 (en) * | 2021-12-30 | 2023-07-06 | Intel Corporation | Clock phase management for die-to-die (d2d) interconnect |
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- 2017-03-27 JP JP2017061884A patent/JP2018164242A/en not_active Withdrawn
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