JP2018110346A - 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】無線通信装置の設置範囲を抑えながら、超高次の空間多重伝送を実現する。【解決手段】第１の無線通信装置は、第１のアンテナ素子群を有する複数の第１の指向性形成信号処理部と、それらに対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第１の信号分離処理部とを備え、第２の無線通信装置は、第２のアンテナ素子群を有する複数の第２の指向性形成信号処理部と、それらに対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第２の信号分離処理部とを備える。第１及び第２の指向性形成信号処理部それぞれが備える第１及び第２の指向性形成部は、第１及び第２のアンテナ素子群の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームと受信指向性ビームを形成する。ＭＩＭＯチャネル行列それぞれに対する送信ウエイトベクトル、受信ウエイトベクトルは、当該行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル、第１左特異ベクトルに基づく。【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法に関する。

現在、スマートフォンなどの高機能な移動通信端末が爆発的に普及している。携帯電話に関しては、第３世代移動通信から第４世代移動通信に移行し、現在ではさらに先の第５世代移動通信（通称「５Ｇ」）に関する研究開発が進められている。この５Ｇに関して行われている検討のひとつに、マクロセルとスモールセルの利用がある。

これまでの携帯電話では、ひとつのサービスエリアを半径数キロメートル程度に設定し、このマクロセルのエリアをひとつの基地局装置がカバーしていた。しかし、この様なマクロセル内には非常に膨大な数のユーザが存在する。全体の限りあるシステム容量は各ユーザでシェアされることになるため、膨大な数のユーザを収用するときには、個々のユーザ毎のスループットは低下する。

この様なスループットの低下を回避するために、トラヒックが集中するような人口密集地に、半径数十メートル程度の非常に小さなサービスエリアであるスモールセルを設定する技術が開発されている。この技術では、スモールセルを活用することで、マクロセルを介さずに、スポット的なトラヒックをネットワークにオフロードする。ここでは、スモールセルにおける通信能力とマクロセルにおける通信能力を同時並行的に利用可能な端末装置を想定する。このような端末装置を用いることで、制御情報についてはマクロセルを活用して情報交換を行いながら、ユーザデータについてはスモールセル側において収容する。これによって、マクロセルとスモールセルのメリットを最大限活用することが可能になる。

先に述べた５Ｇでは、伝送速度の目標値に１０Ｇｂｉｔ／ｓ（ギガビット毎秒）以上が設定されており、このスモールセルでも同様の大容量の通信を行うことでトラヒックの効率的なオフロードを実現する必要がある。マクロセルにおいては長距離伝搬を許容するために周波数の低いマイクロ波帯を利用することが前提となる。しかし、既に周波数資源が枯渇しつつあるマイクロ波帯の現状を考慮し、比較的近距離での通信を想定するスモールセルでは、比較的周波数の高い準ミリ波帯またはミリ波帯の利用が想定されている。この高周波数帯の特徴は、周波数の２乗に反比例して伝搬減衰が大きくなるため、スモールセル基地局は比較的ユーザ端末に近い場所に設置される。

この様なスモールセル基地局は、例えば渋谷や新宿などの様な人の多く集まる繁華街などにおいて、ビル壁面や街灯などの比較的高所に設置されることが想定される。多数のスモールセル基地局を設置すれば、より狭いエリアに分割してユーザを効率的に収容できるため、オフロード効果は高い。ただし、既設のビル壁面などの場所は光ファイバを敷設することが困難である場合があり、この様な場合にはそのスモールセル基地局に対しては無線通信にてエントランス回線を提供することが期待される。

この場合、スモールセル基地局を設置するビルの道を挟んで反対側のビルの屋上に無線エントランス基地局を設置し、この無線エントランス基地局までは光ファイバを敷設する。スモールセル基地局内には、無線エントランス回線の中継局機能を合わせて実装する。この中継局機能と無線アクセスサービスのスモールセル基地局機能は論理的には別ものなので、同一の筐体内に実装されていても、物理的に別々な筐体に実装されながら有線接続された構成であってもどちらでも構わない。以下の説明では、説明を簡単にするために、中継局機能は別もの（以下、この中継局機能を実現する装置を「中継局」と呼ぶ）として説明を行うが、実際の装置としては一体化されていても構わない。

ここで、この無線エントランス基地局と中継局の間は、道路を挟んだ両端のビルとビルの高所に設置されているため、双方向で完全な見通し環境にある。ビル壁面の反射波によるマルチパス成分は期待できなくもないが、基本的には見通し波成分が支配的な環境である。中継局はビル壁面への設置を容易にするため、基本的には小型の装置構成であることが好ましく、大規模な構造を備えることは期待できない。

この様な環境では、基本的にエントランス基地局と中継局の双方に多数のアンテナを実装したＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）構成とした場合でも、ＭＩＭＯチャネル行列の固有値の分布として第１固有値の利得と第２固有値以上の固有値の利得の差が非常に大きくなり、第２固有値以上を利用するメリットが非常に小さくなる傾向がある。無線エントランス回線に求められる容量は５Ｇに求められる１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の容量と同程度ないしはそれ以上のレベルが求められるため、周波数資源が潤沢なミリ波の利用が期待される。

しかし、ミリ波であっても空間多重伝送を行わない場合の周波数利用効率は５〜６ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ程度に留まる。そのため、複数事業者が無線エントランス回線を利用する状況を想定すると、１チャネル当たりの割り当ては１ＧＨｚ幅程度に抑えられることが予想される。１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上を大きく超えて大容量化を図るためには、高次の空間多重伝送が求められる。

この様な高次の空間多重を高所での固定設置で且つ見通し環境で行うための技術については、非特許文献１に記載がある。この技術では、中継局装置側にひとつのアレーアンテナを実装する一方で、無線エントランス基地局側においてはアレーアンテナをサブアレー化する。この無線エントランス基地局のサブアレーと中継局装置のアレーアンテナの間で第１固有モード伝送を行う。さらに非特許文献１では、無線エントランス基地局のサブアレー間隔を中継局装置のアレーアンテナのアンテナ配置等の条件に依存した最適条件に設定することで、複数の信号系列を見通し環境で空間多重伝送できることを示している。

新井拓人他、「第１固有モードのパラレル伝送を用いた見通し環境ミリ波帯空間多重伝送技術〜固有ビーム間の直交化条件〜」、２０１５年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会 通信講演論文集１、２０１５年９月

上述の非特許文献１に記載の技術では、ひとつの中継局と無線エントランス基地局のＮ個のサブアレーの間でＮ多重の空間多重伝送を行っていた。この際、サブアレーを１次元のアレー状に配置し、そのサブアレーの間隔がΔＤであるとすると、Ｎ多重のためには（Ｎ−１）×ΔＤの幅で無線エントランス基地局のサブアレーを多数設置する必要があった。これらのサブアレーは１次的な信号処理を施す機能を備える一方で、これらを集約した信号に対して２次的な信号処理を施す必要があるため、Ｎ個の１次的な信号処理部と２次的な信号処理部の間を有線で接続する必要がある。ビルの屋上などに無線エントランス基地局を設置するとしても、設置範囲が広くなることで、設置の容易性が失われることになる。

したがって、無線エントランス基地局として動作する無線通信装置と中継局装置として動作する無線通信装置とが見通し環境で固定設置されるときに、無線通信装置の設置範囲をなるべく縮小しつつ、無線通信装置間で超高次の空間多重伝送を行うことが求められている。

上記事情に鑑み、本発明は、無線通信装置の設置範囲を抑えながら、無線通信装置間で超高次の空間多重伝送を実現する無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法を提供することを目的としている。

本発明の一態様は、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムであって、前記第１の無線通信装置は、第１のアンテナ素子群を有する複数の第１の指向性形成信号処理部と、複数の前記第１の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第１の信号分離処理部と、を備え、前記第２の無線通信装置は、第２のアンテナ素子群を有する複数の第２の指向性形成信号処理部と、複数の前記第２の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第２の信号分離処理部と、を備え、前記第１の指向性形成信号処理部は、前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群と前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行う第１の指向性形成部を備え、前記第２の指向性形成信号処理部は、前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群と前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行う第２の指向性形成部を備え、前記第１の信号分離処理部は、前記第１の指向性形成信号処理部が形成した前記受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、前記第２の無線通信装置が送信した信号を再生する第１の信号再生部を備える。

本発明の一態様は、上述の無線通信システムであって、前記第１の指向性形成部は、個別の前記ＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行い、前記第２の指向性形成部は、個別の前記ＭＩＭＯチャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行い、前記第２の信号分離処理部は、前記第２の指向性形成信号処理部が形成した前記受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、前記第１の無線通信装置が送信した信号を再生する第２の信号再生部を備える。

本発明の一態様は、上述の無線通信システムであって、前記第１の無線通信装置と前記第２の無線通信装置との間の距離をＬ、前記第１の無線通信装置と前記第２の無線通信装置との間で用いる無線信号の中心周波数の波長をλとし、前記第１の無線通信装置の各前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群にアンテナ素子が、水平方向に素子間隔ｄ_１ＸでＮ_１Ｘ素子かつ垂直方向に素子間隔ｄ_１ＹでＮ_１Ｙ素子の２次元格子状に設置され、前記第２の無線通信装置の各前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群に各アンテナ素子が、水平方向に素子間隔ｄ_２ＸでＮ_２Ｘ素子かつ垂直方向に素子間隔ｄ_２ＹでＮ_２Ｙ素子の２次元格子状に設置されている場合に、前記第２の無線通信装置が水平方向に２以上の前記第２の指向性形成信号処理部を備える場合には、水平方向の前記第２の指向性形成信号処理部の間隔が実施形態の式（１３）又は式（１３）の近似値となるように位置し、前記第２の無線通信装置が垂直方向に２以上の前記第２の指向性形成信号処理部を備える場合には、垂直方向の前記第２の指向性形成信号処理部の間隔が実施形態の式（１４）又は式（１４）の近似値となるように位置し、前記第１の無線通信装置が水平方向に２以上の前記第１の指向性形成信号処理部を備える場合には、水平方向の前記第１の指向性形成信号処理部の間隔が実施形態の式（１５）又は式（１５）の近似値となるように位置し、前記第１の無線通信装置が垂直方向に２以上の前記第１の指向性形成信号処理部を備える場合には、垂直方向の前記第１の指向性形成信号処理部の間隔が実施形態の式（１６）又は式（１６）の近似値となるように位置する。

本発明の一態様は、他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置であって、アンテナ素子群を有する複数の指向性形成信号処理部と、複数の前記指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する信号分離処理部と、を備え、前記指向性形成信号処理部は、前記指向性形成信号処理部が備える前記アンテナ素子群と前記他の無線通信装置が備える複数の指向性形成信号処理部それぞれが有するアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネル行列を基に送信指向性ビーム及び受信指向性ビームの一方又は両方を形成する指向性形成部を備え、前記指向性形成部は、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、前記ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理と、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、前記ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理との少なくとも一方を行い、当該無線通信装置が信号を受信する場合、前記信号分離処理部は、前記指向性形成信号処理部が形成した前記受信指向性ビームを用いて受信した前記信号を基に、前記他の無線通信装置が送信した前記信号を再生する信号再生部を備える。

本発明の一態様は、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記第１の無線通信装置は、第１のアンテナ素子群を有する複数の第１の指向性形成信号処理部と、複数の前記第１の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第１の信号分離処理部と、を備え、前記第２の無線通信装置は、第２のアンテナ素子群を有する複数の第２の指向性形成信号処理部と、複数の前記第２の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第２の信号分離処理部と、を備えており、前記第１の指向性形成信号処理部が、前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群と前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する第１の受信指向性形成過程と、前記第１の指向性形成信号処理部が、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する第１の受信ウエイトベクトル算出過程と、前記第２の指向性形成信号処理部が、前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群と前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する第１の送信指向性形成過程と、前記第２の指向性形成信号処理部が、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する第１の送信ウエイトベクトル算出過程と、前記第１の信号分離処理部が、前記第１の受信指向性形成過程において形成された前記受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、前記第２の無線通信装置が送信した信号を再生する第１の信号再生過程とを有する。

本発明の一態様は、上述の無線通信方法であって、前記第１の指向性形成信号処理部が、個別の前記ＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する第２の送信指向性形成過程と、前記第１の指向性形成信号処理部が、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する第２の送信ウエイトベクトル算出過程と、前記第２の指向性形成信号処理部が、個別の前記ＭＩＭＯチャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する第２の受信指向性形成過程と、前記第２の指向性形成信号処理部が、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する第２の受信ウエイトベクトル算出過程と、前記第２の信号分離処理部が、前記第２の受信指向性形成過程において形成された前記受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、前記第１の無線通信装置が送信した信号を再生する第２の信号再生過程をさらに有する。

本発明により、無線通信システムは、無線通信装置の設置範囲を抑えながら、無線通信装置間で超高次の空間多重伝送を行うことが可能となる。

本発明の第１の実施形態におけるシステム構成の概要を示す図である。 同実施形態による複数のアンテナ素子を対向させた場合のシステム構成の概要を示す図である。 同実施形態による無線エントランス基地局装置の構成の一例を示す概略ブロック図である。 同実施形態による中継局装置の構成の一例を示す概略ブロック図である。 同実施形態による無線エントランス基地局装置における第１の送信信号処理部２８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。 同実施形態による無線エントランス基地局装置における第１の受信信号処理部の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態による中継局装置における第１の送信信号処理部の構成の一例を示す概略ブロック図を示す。 同実施形態による中継局装置における第１の受信信号処理部の構成の一例を示す概略ブロック図を示す。 第２の実施形態による２次元アンテナ配置の場合のシステム構成例を示す。 本発明の背景技術における、無線エントランス基地局装置の１００本のアンテナ素子が等間隔に配置されたリニアアレーの例を示す図である。 背景技術における、無線エントランス基地局装置の１００本のアンテナ素子が２５本ごとの４個のグループに分けて配置されたリニアアレーの例を示す図である。 背景技術における、無線エントランス基地局装置の構成の一例を示す概略ブロック図である。 背景技術における、無線エントランス基地局装置の第１の送信信号処理部の構成の一例を示す概略ブロック図である。 背景技術における、無線エントランス基地局装置の第１の受信信号処理部の構成の一例を示す概略ブロック図である。 背景技術における、中継局装置の構成の一例を示す概略ブロック図である。 背景技術における、中継局装置の送信部の構成の第１例を示す概略ブロック図である。 背景技術における、中継局装置の受信部の構成の第１例を示す概略ブロック図である。 背景技術における、中継局装置の受信部の構成の第２例を示す概略ブロック図である。 背景技術における、無線エントランス基地局装置の第２の受信信号処理部ないしは中継局装置の第２の受信信号処理回路の装置構成の例を示す概略ブロック図である。 背景技術における、無線エントランス基地局装置に４本のパラボラアンテナ、中継局装置に１６本のアンテナ素子をリニアアレー状に実装したケースの第１例を示す図である。 背景技術における、無線エントランス基地局装置に４本のパラボラアンテナ、中継局装置に１６本のアンテナ素子をリニアアレー状に実装したケースの第２例を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。以下では、同様の機能を有する機能部ＹがＺ個ある場合、ｚ番目（ｚ＝１，…，Ｚ）の機能部Ｙを機能部Ｙ−ｚと記載する。機能部Ｙ−１〜Ｙ−Ｚを総称する場合、又は、特に区別しない場合には、機能部Ｙと記載する。

［本発明の背景技術］
見通し波が支配的な環境での空間多重伝送手段として、非特許文献１では以下の技術を紹介している。この技術では、無線エントランス基地局装置側をサブアレー化する。そして、無線エントランス基地局装置の各サブアレーと中継局装置のアレーアンテナの間の部分ＭＩＭＯチャネル行列に対し、第１固有モードの送受信ウエイトを抽出する。無線エントランス基地局装置の各サブアレーは、それぞれの第１固有モード伝送を並列的に行う。非特許文献１には、この際に無線エントランス基地局装置の各サブアレーを等間隔で配置する場合のサブアレー間距離の最適値についても示されている。

図１０は、無線エントランス基地局装置の１００本のアンテナ素子が等間隔に配置されたリニアアレーの例を示す図である。図１０において、符号４０は無線通信システムであり、符号３０１は無線エントランス基地局装置であり、符号３０２は中継局装置である。図１０では、無線エントランス基地局装置３０１の１００本のアンテナ素子は、リニアアレー状に実装されている。無線エントランス基地局装置３０１の１００本のアンテナ素子は、長さＤ_１にわたって等間隔に配置されている。また、中継局装置３０２の１６本のアンテナ素子は、長さＤ_２にわたってリニアアレー状に等間隔に配置されている。

図１１は、無線エントランス基地局装置の１００本のアンテナ素子が２５本ごとの４個のグループに分けて配置されたリニアアレーの例を示す図である。図１１において、符号５０は無線通信システムであり、符号３０３は無線エントランス基地局装置、符号３０２は中継局装置、符号３０４−１〜３０４−４は第１の信号処理部、符号３０５は第２の信号処理部（厳密にはインタフェース回路、ＭＡＣ層処理回路、通信制御回路などのその他の無線エントランス基地局装置機能を含む）である。図１１では、無線エントランス基地局装置３０３の１００本のアンテナ素子は、２５本のアンテナ素子ごとの４個のグループに分けられている。同じグループの２５本のアンテナ素子は、図１０の場合に比べて非常に狭い間隔で、長さＤ_１よりも短い長さＤ_３にわたって、リニアアレー状に配置されている。

図１１では、無線エントランス基地局装置３０３の１００本のアンテナ素子は、グループ（２５本のアンテナ素子）ごとに、リニアアレー状に実装されている。すなわち、無線エントランス基地局装置３０３の１００本のアンテナ素子は、第１の信号処理部３０４ごとに、リニアアレー状に実装されている。第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４は、信号処理により、グループ（２５本のアンテナ素子）ごとに一つの指向性ビームを形成する。また、中継局装置３０２の１６本のアンテナ素子は、長さＤ_２にわたってリニアアレー状に等間隔に配置されている。

ここで、図１０と図１１とに示すふたつのケースのそれぞれにおいて、四つの信号系統を空間多重（４多重）して伝送する場合の伝送特性を比較する。図１０に示すケースでは、例えばダウンリンクを想定し、無線エントランス基地局装置３０１が送信局、中継局装置３０２が受信局であるとすれば、チャネル行列のサイズは１６×１００となる。この行列に対して特異値分解を行う。

一方、図１１に示すケースでは下記の手順を想定し、その特性を把握する。まず、無線エントランス基地局装置３０３は、無線エントランス基地局装置３０３の各２５本のアンテナ素子と、中継局装置３０２の１６本のアンテナ素子とにより形成される１６×２５のチャネル行列（ダウンリンクの場合）を基に特異値分解を行い、第１右特異ベクトルを用いて送信する、と仮定する。具体的には、無線エントランス基地局装置３０３は、第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４に接続された各２５本のアンテナ素子と、中継局装置３０２の１６本のアンテナ素子の間の部分チャネル行列Ｈ_１〜Ｈ_４を特異値分解する。部分チャネル行列Ｈ_１〜Ｈ_４を、式（１）に示す。Ｕ_ｉ及びＶ_ｉはユニタリー行列、Ｄ_ｉは第ｉ番目の部分チャネル行列Ｈ_ｉの非ゼロの特異値λ_ｉ,ｊ（λ_ｉ,１≧λ_ｉ,２≧…）を対角成分に持ち、非対角成分がゼロの対角行列である（ｉ＝１，２，３，４）。

ここでの各部分チャネル行列Ｈ_１〜Ｈ_４は１６×２５の行列である。したがって、Ｖ_ｉの列ベクトルである各右特異ベクトルを形成するｖ_ｉ，ｊはそれぞれ２５次元ベクトルであり、四つのグループのアンテナ群のｉ番目のグループの中の第ｊ特異値λ_ｉ,ｊに対応する右特異ベクトルを表している。同様に、Ｕ_ｉの列ベクトルである各左特異ベクトルを形成するｕ_ｉ，ｊはそれぞれ１６次元ベクトルであり、四つのグループのアンテナ群のｉ番目のグループの中の第ｊ特異値λ_ｉ,ｊに対応する左特異ベクトルを表している。ここで、無線エントランス基地局装置３０３の全アンテナ素子と中継局装置３０２との間の全体チャネル行列Ｈ_ａｌｌを、式（２）に示す。

ここでの送信ウエイト行列Ｗ_Ｔｘを、式（３）に示す。

ここでは表記の都合上、送信ウエイト行列Ｗ_Ｔｘのエルミート共役の表現を用いているが、送信ウエイト行列Ｗ_Ｔｘ自体のサイズは１００×４である。この結果、全体チャネル行列Ｈ_ａｌｌと送信ウエイト行列Ｗ_Ｔｘの積は、式（４）に示される。

ここで、Ｈ_ｉｖ_ｉ，１は１６×１の行列（列ベクトル）であり、式（４）によりλ_ｉｕ_ｉ，１と一致する。この結果、全体チャネル行列と送信ウエイト行列の積の全体のサイズは１６×４となる。一般には部分チャネル行列Ｈ_１〜Ｈ_４の第１左特異ベクトルはそれぞれ直交していないため、受信時には信号分離のための受信ウエイトを形成して乗算する。ただし、部分チャネル行列Ｈ_１〜Ｈ_４の第１左特異ベクトルがそれぞれ概ね直交している環境にある場合には、全体チャネル行列と送信ウエイト行列との積で表される行列を特異値分解した４個の特異値の絶対値の２乗値が、送信局と受信局と間で仮想的なチャネルの伝送路がパラレルに張られた状況における伝送路の回線利得に概ね一致する。ここでの評価では、見通し波のみを考慮した自由空間伝搬モデルにより、チャネル行列の各要素ｈ_ｉ，ｊが下記の式（５）で表されるものとする。

ここで、ｒ_ｉ，ｊは送信側の第ｉアンテナと受信側の第ｊアンテナとの間の距離を表し、λは波長を表す。全体の特徴を把握するため、全体に係数として乗算される係数はここでは簡単化のため省略している。

そこで、図１１においてＬ＝１００ｍ、Ｄ_１＝１２ｍ、Ｄ_２＝１０ｃｍ、Ｄ_３＝３０ｃｍ、周波数８０ＧＨｚの場合について、それと同程度のアンテナ開口長で設置した図１０の特性を比較する。ここでは回線利得として特異値の絶対値をＸとしたとき、回線利得を２０Ｌｏｇ（Ｘ）［ｄＢ］として評価する。このとき、図１０の４本の回線の利得は計算機による数値計算によればそれぞれ−５６．５ｄＢ、−８３．４ｄＢ、−１１８．３ｄＢ、−１５７．２ｄＢであるのに対し、図１１に対し上述の処理を施したものはそれぞれ−６２．５ｄＢとなる。図１０の場合には、第１特異値に相当する利得最大の回線のみが大きな値を持ち、残りの特異値に相当する回線の利得は相対的に小さく、送信電力やアンテナ利得などのパラメータの値にも依存するが、実質的には第１特異値に相当する回線しか利用できない状況にある。これに対し、図１１の場合には４本の伝送路がほぼ均等に利用可能であることが分かる。ここで、図１０の第１特異値に対する利得と図１１の特異値に対する利得差は６ｄＢであるが、これは図１１では指向性ビーム形成に用いるアンテナ素子数が１００本から２５本に１／４となっており、その分の１０Ｌｏｇ（１／４）＝−６ｄＢに相当する。言い換えれば、アンテナ素子群を４分割することにより効率が１／４になるが、シャノン限界によるチャネル容量的には、ＳＮＲを６ｄＢ改善するよりも４本の信号系列を多重化した方が、伝送容量増大の観点では圧倒的に効率が良い。

送信電力やアンテナ利得などのパラメータの値の設定により、第１特異値とは大きなギャップがある第２特異値以降の特異値に相当する回線の回線利得が十分に有効利用可能なほど、反射波成分の受信信号電力が強ければ別だが、一般にはミリ波等の高周波数帯の利用に伴い減少する回線利得を補うためにアンテナ素子数を増大させるのであれば、第２特異値以降の特異値に相当する回線の回線利得が十分であるという状況は一般的には考えにくく、データ伝送としては実質１回線分の伝送を行う図１０のケースよりも、４回線分の伝送を並列的に行う図１１の方が伝送容量を増大するのに適しているとみることができる。この様にアンテナをグループ化し、それぞれのグループで第１特異値に相当する仮想的伝送路を効率的に利用することが有効である。

ここで、ローノイズアンプやハイパワーアンプの増幅率がアンテナ素子ごとに差がない（ないしは、一定値であると近似可能な）場合には、一般にチャネルの対称性を利用したインプリシット・フィードバック技術により、所定のキャリブレーション行列を用いることで、アップリンクのチャネル行列からダウンリンクのチャネル行列を算出可能であることが知られている。本発明の実施形態及び本発明の背景技術の説明ではインプリシット・フィードバック技術ないしはその他の既存技術などを用いることで、送信局側でチャネル情報の取得は可能であることを前提として説明を進める。

（本発明の背景技術における無線エントランス基地局装置の回路構成について）
以下に、本発明の背景技術における無線エントランス基地局装置３０３の回路構成を図に従って説明する。
図１２は、本発明の背景技術のＭＩＭＯシステムにおける無線エントランス基地局装置７０の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１１では無線エントランス基地局装置３０３が１台と、中継局装置３０２が１台とのＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の１対１通信の場合を例示したが、当然ながら複数の中継局装置３０２が存在していても構わない。図１１の信号の送受信は、着目するサブキャリアで見れば同時に１台の中継局装置３０２としか通信しておらず、シングルユーザＭＩＭＯ伝送の形態となり、スケジューリングにより通信対象は一つの中継局装置３０２が選択される。アクセス制御でＯＦＤＭＡ（Orthogonal frequency-division multiple access：直交周波数分割多元接続）を用いるのであれば、サブキャリア毎に異なる中継局装置３０２が割り当てられても良いが、各サブキャリアに着目すれば、一つの中継局装置３０２に割り当ては限定されている。また、Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信で端末が固定されている場合には、スケジューリングにおいて通信相手の中継局装置３０２を選択する処理は不要になる。本発明の背景技術においては、Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−ＭｕｌｔｉＰｏｉｎｔ型の１対多通信のマルチユーザＭＩＭＯ伝送の形態のバリエーションにおいても利用可能であるが、以下の説明ではこの様なバリエーションに関係なく、一般的なシングルユーザＭＩＭＯ伝送を典型的な代表例として説明を行う。また以下の説明では、説明を簡単にするために広帯域のシステムを想定しＯＦＤＭないしはＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization：シングルキャリア周波数領域等化）などの様に周波数軸でのサブキャリア毎の信号処理を行う場合について説明を行うが、その他のシステム（例えば一般的なシングルキャリアのシステムなど）においても拡張可能である。

図１２に示すように、無線エントランス基地局装置３０３に対応する無線エントランス基地局装置７０は、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４と、第２の送信信号処理部７１と、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４と、第２の受信信号処理部７５と、インタフェース回路７７と、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路７８と、及び通信制御回路１２０とを備えている。ＭＡＣ層処理回路７８はスケジューリング処理回路７８１を有している。

無線エントランス基地局装置７０は、インタフェース回路７７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路７７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路７８に出力する。ＭＡＣ層処理回路７８は、無線エントランス基地局装置７０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路１２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路７７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換と、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路７８１は、空間多重を行う中継局装置３０２の各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路７８１は、スケジューリング結果を通信制御回路１２０に出力する。ＭＩＭＯ伝送では、複数の信号系列の信号を一度に空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路７８から第２の送信信号処理部７１に出力される。

第２の送信信号処理部７１の動作は後述するが、基本的にはＭＡＣ層処理回路７８からの複数系列の信号に所定の変調処理を行い、必要に応じて何らかのプリコーディング処理（送信側での等化処理や信号分離などの処理）などを施し、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に出力する。この際、ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥを用いる場合にかかわらず、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４にて周波数軸上の信号処理を行う場合には、第２の送信信号処理部７１内で周波数軸上の信号を生成し、これを第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に出力する。第１の送信信号処理部で時間軸上の信号処理を行う場合には、第２の送信信号処理部７１内にて時間軸の信号を生成し、これを出力する構成としても良い。第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４はそれぞれ図１１に示す様に複数のアンテナが接続され、それぞれのアンテナに対して送信信号を出力する。この際、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４毎にグループ化されたアンテナ素子群の中で、第１の特異値に相当する送信ウエイトベクトルを乗算した信号（厳密には、例えばＯＦＤＭであれば各サブキャリアの信号を合成した信号を時間軸成分に変換し、これを無線周波数にアップコンバートした信号）が各アンテナから送信される。

次に受信時においては、各第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４に接続された複数のアンテナで受信した信号（正確には受信した無線周波数の信号をベースバンド信号にダウンコンバートし、例えばＯＦＤＭであればこの時間軸信号をＦＦＴで周波数軸の信号に変換したもの）に所定の受信ウエイトベクトルを乗算し、サブキャリア毎に一つの複素スカラー量に変換し、これらを第２の受信信号処理部７５に出力する。第２の受信信号処理部７５では、この例では４本の受信信号系列を参照し、まずは受信信号の先頭に付与された既知のトレーニングシング信号を用いてサブキャリア毎のチャネル推定を行い、４×４のＭＩＭＯチャネル行列をサブキャリア毎に取得する。このチャネル行列を基に受信ウエイト行列を算出し、取得された受信ウエイト行列を基に送信された信号の検出処理を行う。例えば、ＺＦ（Zero Forcing）型の逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ（Maximum Mean Square Error）型の受信ウエイト行列を利用したりする。信号処理能力に余裕があれば、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）やＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ（QR-MLD）等を用いても良い。この受信信号処理で検出された信号はＭＡＣ層処理回路７８に出力され、所定のＭＡＣ層の処理を行い、インタフェース回路７７を介してネットワーク側に出力される。

図１３は、本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置７０における第１の送信信号処理部１８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１３に示すように、第１の送信信号処理部１８１−ｉ（ｉは１〜Ｎ_ＳＤＭ）は、第１の送信信号処理回路１１１−ｉと、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、フィルタ８１７−１〜８１７−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、アンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、第１の送信ウエイト処理部１３０とを備えている。Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}は、無線エントランス基地局装置７０のアンテナ素子の総数Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}を空間多重数Ｎ_ＳＤＭで除算した値（＝Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}／Ｎ_ＳＤＭ）である。Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}は、端的にいえば一つの第１の送信信号処理部１８１が備える複数のアンテナ素子の数を表す。第１の送信信号処理回路１１１は図１２において示した第２の送信信号処理部７１に接続されている。また、第１の送信信号処理回路１１１と、第１の送信ウエイト処理部１３０とは、図１２において示した第２の送信信号処理部７１を介して通信制御回路１２０に接続されている。図１２の例では、無線エントランス基地局装置７０に４個の第１の送信信号処理部（１８１−１〜１８１−４）が接続されているが、その一つに着目した説明を下記で行う。

第１の送信ウエイト処理部１３０は、第１のチャネル情報取得回路１３１と、第１のチャネル情報記憶回路１３２と、第１の送信ウエイト算出回路１３３とを備えている。ここで、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）からアンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）までの回路の添え字の（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）は、無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１が備えるアンテナ素子数を表す。

本発明の背景技術では、一つの中継局装置３０２宛に複数系統Ｎ_ＳＤＭ（＝４）の信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路７８から第２の送信信号処理部７１を介して各第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に送信信号が入力される。第２の送信信号処理部７１では、宛先の中継局装置３０２に送信すべきデータがＭＡＣ層処理回路７８から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。変調処理が行われた信号は、必要に応じてプリコーディング処理を行う。ここでのプリコーディング処理とは、複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路間での信号の漏れ込みを抑圧するための送信ウエイト行列の乗算であっても良い。または、この様なプリコーディング処理を行わなくても良い。この様にして生成されたＮ_ＳＤＭ系統の信号は、各第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に入力される。

各第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４では、入力されたデータ入力＃ｉ（ｉは、１〜Ｎ_ＳＤＭ）が第１の送信信号処理回路１１１−ｉに入力される。第１の送信信号処理回路１１１では、基本的に送信ウエイトの乗算と、残りの物理レイヤの信号処理を行う。例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、入力された変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）に対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）にて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換される。変換された信号は、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）ごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）でデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で帯域外の信号を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）より送信される。

なお、第１の送信信号処理回路１１１で乗算される送信ウエイトベクトルは、信号送信処理時に、第１の送信ウエイト処理部１３０に備えられている第１の送信ウエイト算出回路１３３より取得する。第１の送信ウエイト処理部１３０では、第１のチャネル情報取得回路１３１において、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２０経由（厳密には、本明細書の説明上では第２の受信信号処理部７５及び第２の送信信号処理部７１も合わせて経由する）で別途取得しておき、これを必要に応じて逐次更新しながら、第１のチャネル情報記憶回路１３２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路１２０からの指示に従い、第１の送信ウエイト算出回路１３３は、宛先とする中継局装置に対応したチャネル情報を第１のチャネル情報記憶回路１３２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを算出する。

第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがあり、これを効率的に取得する手法についての詳細は後述する。その一例としては、送信ウエイトベクトルは、例えば取得したチャネル行列に対して特異値分解を行い、その結果得られる第１右特異ベクトルを用いても良い。

受信時のチャネルベクトルが既知であれば、インプリシット・フィードバックの手法でアップリンクのチャネル情報を取得することが可能であり、この様にして求めたアップリンクのチャネルベクトルを基に、送信ウエイトベクトルを同様に算出しても良い。また同様に、アップリンクの受信ウエイトベクトルを基に、これに直接キャリブレーション処理を施すインプリシット・フィードバックの手法で、送信ウエイトベクトルを算出しても良い。

第１の送信ウエイト算出回路１３３は、この様にして算出した送信ウエイトベクトルを第１の送信信号処理回路１１１に出力する。また、宛先とする中継局装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２０が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う第１の送信ウエイト処理部１３０に対し、通信制御回路１２０は宛先とする中継局装置等を示す情報を出力する。

なお、上述の説明では第１のチャネル情報取得回路１３１において、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２０経由で取得し、このチャネル情報を逐次更新するとして説明したが、チャネル時変動が無視可能な高所の見通し環境であれば、頻繁にチャネル情報の更新は必要ない。第１のチャネル情報取得回路１３１は、例えばサービス運用開始前に事前にチャネル情報を取得しておき、さらにそのチャネル情報の値から算出した送信ウエイトベクトルを記憶しておき（図中には記載がないが、この場合には「送信ウエイト記憶回路」を実装して記録する構成にて実現する）、それを繰り返し利用することとしても構わない。また、これらの中間として、基本的に第１の送信ウエイト記憶回路から送信ウエイトベクトルを読み出す構成としながらも、逐次取得したチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを更新し、その更新されたチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを所定の時間間隔で更新する構成とすることも可能である。

図１４は、本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置７０における第１の受信信号処理部１８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１４に示すように、第１の受信信号処理部１８５−ｊ（ｊは１〜Ｎ_ＳＤＭ）は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、フィルタ８５５−１〜８５５−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）と、第１の受信ウエイト処理部１６０と、第１の受信信号処理回路１５８−ｊとを備えている。また、第１の受信信号処理回路１５８−１〜１５８−４は、図１２において示した第２の受信信号処理部７５に接続されている。また、第１の受信信号処理回路１５８−１〜１５８−４と、第１の受信ウエイト処理部１６０とは、図１２において示した第２の受信信号処理部７５を介して通信制御回路１２０に接続されている。第１の受信ウエイト処理部１６０は、第１のチャネル情報推定回路１６１と、第１の受信ウエイト算出回路１６２とを備えている。なお、第１の送信信号処理部１８１の説明と同様に、図１２の例では無線エントランス基地局装置７０に４個の第１の受信信号処理部（１８５−１〜１８５−４）が接続されているが、その一つに着目した説明を下記で行う。

まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で受信した信号をローノイズアンプ８５２−１〜８５２−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で増幅する。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）でデジタルベースバンド信号に変換される。デジタルベースバンド信号は、例えばＯＦＤＭの場合には全てＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）に入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、第１の受信信号処理回路１５８に入力されるとともに、第１のチャネル情報推定回路１６１にも入力される。なお、図１４ではＯＦＤＭのシンボルタイミング検出のための回路は省略しているが、既存の何らかの手法でシンボルタイミングの把握は可能である。

第１のチャネル情報推定回路１６１では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に各中継局装置３０２のアンテナ素子と、無線エントランス基地局装置７０の各アンテナ素子８５１との間のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を第１の受信ウエイト算出回路１６２に出力する。第１の受信ウエイト算出回路１６２では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトベクトルをサブキャリアごとに算出する。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で受信された信号を合成する受信ウエイトは、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４ごとに異なり、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−Ｎ_ＳＤＭそれぞれ個別に算出する。

第１の受信信号処理回路１５８では、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）から入力されたサブキャリアごとの信号（正確には、複数のアンテナ素子からの信号を要素とする受信信号ベクトル）に対し、第１の受信ウエイト算出回路１６２から入力された受信ウエイト（正確には、複数のアンテナ素子に対応する受信ウエイトを要素とする受信ウエイトベクトル）を乗算し、乗算した結果である各アンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。第１の受信信号処理回路１５８は、加算合成した信号を第２の受信信号処理部７５に出力する。なお、ここでの加算合成は、サブキャリア毎のベクトル積におけるベクトルの各成分の乗算後の加算を意味し、受信信号と受信ウエイトの乗算とその結果の加算合成全体が、数学的にはベクトル積の処理に対応する。

なお、第１の受信信号処理回路１５８で乗算される受信ウエイトベクトルは、信号受信処理時に、第１の受信ウエイト処理部１６０に備えられている第１の受信ウエイト算出回路１６２より取得する。第１の受信ウエイト処理部１６０では、第１のチャネル情報推定回路１６１において取得されたチャネル情報を用い、第１の受信ウエイト算出回路１６２にて受信ウエイトベクトルを算出する。例えば、中継局装置３０２の備えるアンテナ素子と無線エントランス基地局装置７０の備える第１の受信信号処理部１８５のそれぞれの複数のアンテナ素子８５１との間のチャネル行列に対し、特異値分解して得られる第１左特異ベクトルのそれぞれを受信ウエイトベクトルとして用いても良い。第１の受信ウエイト算出回路１６２は、この様にして算出した受信ウエイトベクトルを第１の受信信号処理回路１５８に出力する。また、送信元局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２０が管理する。

なお、上述の説明では第１のチャネル情報推定回路１６１において取得したチャネル情報を用いて逐次受信ウエイトを算出するとして説明したが、チャネル時変動が無視可能な高所の見通し環境であれば、頻繁なチャネル情報の更新は必要ない。第１のチャネル情報推定回路１６１は、例えばサービス運用開始前に事前にチャネル情報を取得しておき、そのチャネル情報の値から算出した受信ウエイトベクトルを記憶しておき（図中には記載がないが、この場合には「第１の受信ウエイト記憶回路」を第１の受信ウエイト算出回路１６２の後段に実装して記録する構成にて実現する）、それを繰り返し利用することとしても構わない。この場合には、受信ウエイトの出力を行う第１の受信ウエイト記憶回路に対し、通信制御回路１２０は送信元の中継局装置等を示す情報を出力する。また、これらの中間として、基本的に第１の受信ウエイト記憶回路から受信ウエイトベクトルを読み出す構成としながらも、逐次取得したチャネル情報を基に受信ウエイトベクトルを更新し、その更新されたチャネル情報を基に受信ウエイトベクトルを所定の時間間隔で更新する構成とすることも可能である。

なお、図１２における第２の受信信号処理部７５では、前述の第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４からの受信ウエイトベクトルが乗算されて各１系統（合計４系統）に集約された受信信号が入力されるが、これらは実質的に４×４のＭＩＭＯチャネルの受信信号と等価であり、従来技術の受信信号検出処理により空間多重された信号系列の処理を行うことが可能である。具体的には、送信側で送信される４系統の信号系列に対し、受信側（無線エントランス基地局装置７０側）の複数本アンテナで構成された４組の仮想的アンテナで受信した場合の４×４のＭＩＭＯチャネルに対し、受信信号の先頭に付与されたチャネル推定用の既知のトレーニング信号で４×４のチャネル行列をサブキャリア毎に取得する。このチャネル行列を基に受信ウエイト行列を算出し、取得された受信ウエイト行列を基に送信された信号の検出処理を行う。例えば、ＺＦ（Zero Forcing）型の逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ（Maximum Mean Square Error）型の受信ウエイト行列を利用したりする。信号処理に余裕があれば、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）やＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ（QR-MLD）等を用いても良い。また、ここでの信号検出処理では、例えば一旦受信信号の軟判定を行い、必要に応じてデインタリーブ処理を行い、その後に誤り訂正処理を行うなどして最終的な信号検出を行う構成としても良い。この受信信号処理で検出された信号はＭＡＣ層処理回路７８に出力され、所定のＭＡＣ層の処理を行い、インタフェース回路７７を介してネットワーク側に出力される。

また、ＭＡＣ層処理回路７８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路７７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信の場合にはスケジューリング処理回路７８１は実質的には不要であるが、複数の中継局装置３０２との間でＰｏｉｎｔ−ｔｏ−ＭｕｌｔｉＰｏｉｎｔ型の通信を行う場合には、通信を行う中継局装置３０２を選択する各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路１２０に出力する。ＭＡＣ層処理回路７８にて処理された受信データは、インタフェース回路７７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。

また、送信元の中継局装置３０２の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２０が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う第１の受信ウエイト処理部１６０に対し、通信制御回路１２０から送信元の中継局装置等を示す情報が入力される。

なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、ＯＦＤＭ変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥ方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算はサブキャリアごとに行われる。つまりＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）から出力される信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）でＦＦＴを行い各サブキャリアに分離し、分離したサブキャリアごとに、第１のチャネル情報推定回路１６１での信号処理、及び、第１の受信信号処理回路１５８での受信信号処理が実施されることになる。

以上が本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置７０の説明である。ここで重要なのは、第１の送信信号処理部１８１におけるローカル発振器８１５が同一の第１の送信信号処理部１８１内の各アンテナ系統におけるミキサ８１６−１〜８１６−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で共通化されている点、一方で異なる第１の送信信号処理部１８１間ではローカル発振器８１５は共通化されていない（ないしはローカル発振器８１５を共通化する必要がない）点である。また同様に、第１の受信信号処理部１８５におけるローカル発振器８５３が同一の第１の受信信号処理部１８５内の各アンテナ系統におけるミキサ８５４−１〜８５４−（Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}）で共通化されている点、一方で異なる第１の受信信号処理部１８５間ではローカル発振器８５３は共通化されていない（ないしはローカル発振器８５３を共通化する必要がない）点も重要である。図１１に示す様に、一般に第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４（図１１では第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４）は物理的に数メートルのオーダーで離れて設置されることが想定され、ミリ波等の高い周波数帯ではケーブルで取り回した際の損失が通常のケーブルでは１メートル当たり１０ｄＢ以上と非常に大きい。第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５に接続されるアンテナ素子が多数であるため、ミキサ８１６や８５４には信号を複数系統に分岐させて入力させる必要がある。しかし、この分岐に伴うレベルの低下を考えると、数メートル単位のケーブル長の損失は無視できないため、個別の第１の送信信号処理部１８１及び個別の第１の受信信号処理部１８５内に閉じてローカル発振器８１５及び８５３をそれぞれ共用化し、異なる第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５間では共用化しない構成が有効である。

ここで、各アンテナでは指向性制御のために送受信信号の位相を調整することになるが、同一の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４（図１１では第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４）内では、それぞれのローカル発振器８１５ないしはローカル発振器８５３から入力される信号の位相関係が常に一定になる様にすることが容易であり、ローカル発振器８１５ないしはローカル発振器８５３に依存しない部分で、どの様な位相関係となる様に送受信ウエイトを乗算すれば良いかが判断可能となる。しかし、ローカル発振器８１５が第１の送信信号処理部１８１内で（又はローカル発振器８５３が第１の受信信号処理部１８５内で）非同期のものを複数利用する場合には、少なくとも第１の送信信号処理部１８１において送信ウエイトを乗算する際に、複数のローカル発振器８１５（又は８５３）の間の複素位相関係を考慮して調整する必要があり、この調整を怠ると指向性制御が効果的に機能しなくなる。装置の設計においては、この点に注意が必要である。本発明の背景技術では、同一の第１の送信信号処理部１８１では上述の理由でローカル発振器８１５を共通化し、同一の第１の受信信号処理部１８５では上述の理由でローカル発振器８５３を共通化するが、空間多重する４系統の信号系列間の信号分離は受信側において実施することが可能であるため、マルチユーザＭＩＭＯの様に送信側で完全な信号分離を実施する必要はない。

なお、この様に受信側での信号処理で基本的に複数の信号系列は分離可能であるが、例えば第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の間でローカル発振器８１５を共通化し、且つチャネルのフィードバックなどで第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の間の位相関係が既知であるならば、送信側で事前に信号分離の送信ウエイト行列を乗算（すなわち送信プリコーディング）することも可能である。この場合には、無線エントランス基地局装置７０の第２の送信信号処理部７１にてこの送信ウエイト行列を乗算することになる。この送信ウエイト行列の算出においては、第２の受信信号処理部７５により取得された受信ウエイトベクトルを乗算した後の４系統の信号系列に関するアップリンクのチャネル情報を基にキャリブレーション処理を用いて取得しても構わない。ただし、前述の様にダウンリンクにおいても受信側の中継局装置３０２では送信信号に付与されたトレーニング信号によりチャネル行列が取得可能であるため、受信側での信号処理を活用すれば、必ずしも第２の送信信号処理部７１での送信ウエイト行列の乗算は必要ではない。

（本発明の背景技術における中継局装置３０２に対応する中継局装置６０の回路構成について）
図１５は、本発明の背景技術における、中継局装置３０２に対応する中継局装置６０の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１５に示すように、中継局装置６０は、送信部６１、受信部６５、インタフェース回路６７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路６８、及び通信制御回路１２１を備えている。

中継局装置６０は、インタフェース回路６７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路６７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。ＭＡＣ層処理回路６８は、中継局装置６０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路１２１の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路６７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。ＭＩＭＯ伝送では、一つの中継局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に出力される。

図１６は、本発明の背景技術の中継局装置６０における送信部６１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１６に示すように、送信部６１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭ（Ｎ_ＳＤＭは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}（Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}は２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、第１の送信ウエイト処理部１４０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭと、第１の送信ウエイト処理部１４０とは、図１５において示した通信制御回路１２１に接続されている。

第１の送信ウエイト処理部１４０は、チャネル情報取得回路１４１と、チャネル情報記憶回路１４２と、第１の送信ウエイト算出回路１４３とを備えている。ここで、図１６における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭの添え字のＮ_ＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。すなわち、上述の無線エントランス基地局装置７０との間でＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信を行う場合にはＮ_ＳＤＭ＝４となる。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}からアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}までの回路の添え字のＮ_{ＭＴ−Ａｎｔ}は、中継局装置６０が備えるアンテナ素子数を表す。Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}は、例えば、１６である。

本発明の背景技術では、一つの中継局装置６０が無線エントランス基地局装置７０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭは、宛先の無線エントランス基地局装置７０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃Ｎ_ＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}に対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして各送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭから加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}に入力される。

加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}に入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}にて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}ごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}でデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}より送信される。

なお、図１６では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で合成することとして、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}を省略する構成（厳密には、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭにこれらを含める）としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。

また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、第１の送信ウエイト処理部１４０に備えられている第１の送信ウエイト算出回路１４３より取得する。第１の送信ウエイト処理部１４０では、チャネル情報取得回路１４１において、受信部６５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２１経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路１４２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路１２１からの指示に従い、第１の送信ウエイト算出回路１４３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路１４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。第１の送信ウエイト算出回路１４３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭに出力する。なお、通常の通信では中継局装置が通信する相手は特定の無線エントランス基地局装置に限られるため、上述の説明では宛先とする宛先局に関する管理を明示的に示したが、通信の宛先局が単一であるものとして処理を行うことも当然可能である。

なお、本発明の背景技術の特徴は、送信ウエイトの算出において、中継局装置６０と無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４との間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することである。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、中継局装置６０から無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に向けてのアップリンクでの各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、第１の送信ウエイト算出回路１４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。

図１７は、本発明の背景技術の中継局装置６０における受信部６５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１７に示すように、受信部６５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、受信信号処理回路１４５−１〜１４５−Ｎ_ＳＤＭと、第１の受信ウエイト処理部１４４とを備えている。受信信号処理回路１４５−１〜１４５−Ｎ_ＳＤＭと、第１の受信ウエイト処理部１４４とは、図１５において示した通信制御回路１２１に接続されている。第１の受信ウエイト処理部１４４は、第１のチャネル情報推定回路１４６と、第１の受信ウエイト算出回路１４７とを備えている。

まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}でデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号はＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}に入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路１４５−１〜１４５−Ｎ_ＳＤＭに入力されるとともに、第１のチャネル情報推定回路１４６にも入力される。

第１のチャネル情報推定回路１４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の各送信ウエイトベクトルにより形成される仮想的アンテナ素子と、中継局装置６０の各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}との間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を第１の受信ウエイト算出回路１４７に出力する。第１の受信ウエイト算出回路１４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の擬似逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路１４５−１〜１４５−Ｎ_ＳＤＭにそれぞれ入力される。

受信信号処理回路１４５−１〜１４５−Ｎ_ＳＤＭでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}から入力されたサブキャリアごとの信号に対し、第１の受信ウエイト算出回路１４７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路１４５−１〜１４５−Ｎ_ＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。

ここで、異なる受信信号処理回路１４５−１〜１４５−Ｎ_ＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路１４５−１〜１４５−Ｎ_ＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。また、ＭＡＣ層処理回路６８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路６７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。ＭＡＣ層処理回路６８にて処理された受信データは、インタフェース回路６７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２１が管理する。

ここで、送信側と同様に受信時の中継局装置６０側においても第１特異値に対応する仮想的伝送路を意識的に利用する信号処理とすることも可能である。図１８に、本発明の背景技術の中継局装置６０における受信部６５の別の構成の一例を示す。

図１８において、符号１５４は第１の受信ウエイト処理部、符号１５５は第１の受信信号処理回路、符号１５６は第１のチャネル情報推定回路、符号１５７は第１の受信ウエイト算出回路、符号１５９は第２の受信信号処理回路を示し、その他は図１７と同様である。先の説明においては、第１の受信ウエイト算出回路１５７ではＮ_ＳＤＭ系統の信号系列を直接信号分離するための受信ウエイトを算出するものとして説明したが、一旦、第１特異値に対応する仮想的伝送路で信号分離を行いながら、それでも残る信号系列間の残留干渉を２段階で除去することも可能である。

この場合、第１の受信ウエイト算出回路１５７では、例えば無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の各アンテナ素子から中継局装置６０の各アンテナ素子に向けてのチャネル情報を取得できる場合、このチャネル情報を成分とするチャネル行列に対し、特異値分解した際の第１左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルとして算出する。

そして、第１の受信ウエイト算出回路１５７は、求めた受信ウエイトベクトルを、各第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−Ｎ_ＳＤＭに対して入力する。ただし、この後段では第２の受信信号処理回路１５９にて残留干渉を分離する信号処理を実施するため、リアルタイムで頻繁に受信ウエイトベクトルを更新する必要はなく、例えば１００ｍｓ周期程度の、見通し波のチャネル情報が急激には変動しないと期待される時間領域において、共通の受信ウエイトベクトルを使いまわすことも可能である。

第１のチャネル情報推定回路１５６及び第１の受信ウエイト算出回路１５７では、この様な視点から逐次受信ウエイトを更新するのではなく、例えばある程度のチャネル推定結果を第１のチャネル情報推定回路１５６で平均化することでチャネル推定精度を向上させ、その平均化されたチャネル情報を基に所定の周期で第１の受信ウエイト算出回路１５７は第１の受信ウエイトベクトルを算出し、これを第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−Ｎ_ＳＤＭに対して入力する構成とすることも可能である。この場合には、平均化に際してはチャネル情報は基準アンテナ（例えば第１アンテナ）の複素位相を基準とする相対チャネル情報（ないしは、各チャネル情報を基準アンテナのチャネル情報で除算したものと考えても良い）を活用することが好ましい。

第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−Ｎ_ＳＤＭでは、これらの第１特異値に対応する仮想的伝送路からの信号を第２の受信信号処理回路１５９に入力する。この第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−Ｎ_ＳＤＭと第２の受信信号処理回路１５９の機能分担は、図１２に示した無線エントランス基地局装置の第１の受信信号処理部１８５と第２の受信信号処理部７５の関係に類似している。すなわち、アンテナ素子数Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}に相当する膨大な受信信号の信号を、第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−Ｎ_ＳＤＭにて空間多重された信号系列数Ｎ_ＳＤＭに縮小した信号に変換して第２の受信信号処理回路１５９に入力し、第２の受信信号処理回路１５９では次元が縮小された空間内での一般的なＭＩＭＯ信号処理を実施する。

具体的には、第２の受信信号処理回路１５９は、受信信号の先頭に付与された既知のトレーニング信号を参照し、Ｎ_ＳＤＭ系統の信号系列に対しＮ_ＳＤＭ×Ｎ_ＳＤＭのチャネル行列を取得し、そのチャネル行列を基に受信信号検出処理を行う。先にも示した様に、第２の受信信号処理回路１５９は、ＺＦ型の逆行列やＭＭＳＥ型の線形受信ウエイト行列を乗算すること、ないしはＭＬＤや簡易ＭＬＤ（ＱＲ−ＭＬＤ等）などの非線形の信号処理を行うことも可能である。第２の受信信号処理回路１５９は、この様に信号分離されたＮ_ＳＤＭ系統の信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。これは無線エントランス基地局装置の第２の受信信号処理部７５の信号処理と同等である。

ここで、無線エントランス基地局装置７０の第２の受信信号処理部７５ないしは中継局装置６０の第２の受信信号処理回路１５９における装置構成の例（基本的に処理は無線エントランス基地局装置と中継局装置で共通である）を図１９に示す。基本的な動作は上述の通りであり、Ｎ_ＳＤＭ本の第１特異値に対応する仮想的伝送路の受信信号としてＮ_ＳＤＭ系列の信号系列が第２の受信信号処理回路１９０（図１８の第２の受信信号処理回路１５９に相当）に入力（ここでは明示していないが、例えばＯＦＤＭであれば各サブキャリアの信号が入力されて、同様の信号処理をサブキャリア毎に行うことになる）されると、チャネル行列取得回路１９１では受信信号の先頭に付与された既知のトレーニング信号を参照し、Ｎ_ＳＤＭ系統の信号系列に対しＮ_ＳＤＭ×Ｎ_ＳＤＭのチャネル行列を取得する。受信ウエイト行列算出回路１９２は、そのチャネル行列を基に受信ウエイト行列をＺＦ型の逆行列やＭＭＳＥ型の線形受信ウエイト行列として算出し、これを受信ウエイト行列乗算回路１９３に入力する。受信ウエイト行列乗算回路１９３は、後続するデータに受信ウエイト行列を乗算し、異なる仮想的伝送路間のクロストーク成分である干渉信号を抑圧する。信号検出回路１９４は、ＳＩＮＲ特性が高められた各信号に対して信号検出を行う。ここでの信号検出とは一般的な復調処理を意図する。例えば受信信号の軟判定を行い、デインタリーブの後に誤り訂正を行い、最終的な信号検出を行う。複数の信号系列に展開されてパラレル伝送されたデータはパラレル／シリアル変換で１系列のデータに変換され、これらをＭＡＣ層処理回路に出力する。なお、ここでは典型的な例として線形の信号処理の例を示したが、信号検出回路１９４は、ＭＬＤないしＱＲ−ＭＬＤなどの非線形の信号処理を行うことも可能である。

本発明の背景技術の特徴は、中継局装置６０と無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４との間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することである。したがって、中継局装置６０から無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルに送信ウエイトベクトルを用いることになり、第１の送信ウエイト算出回路１４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。なお、この第１右特異ベクトルの近似解として、無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の中の１本のアンテナ素子との間でチャネルベクトルを求め、このチャネルベクトルの複素共役を取ったベクトル（等価的には最大比合成の受信ウエイトベクトル）、ないしはそのベクトルの各成分の絶対値を全て一定にしたベクトルの何れかを、送信ウエイトベクトルとして利用しても構わない。本来、無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４のアンテナ素子群が全体で仮想的な指向性アンテナを形成することになるが、その代替としてこの手法は例えばそのアンテナ素子群の中の物理的に中央付近に存在するアンテナ１本で代表した場合を近似解と見なすことに相当する。この場合、近似解のウエイトは厳密解のウエイトとは異なるものとなるのであるが、シミュレーションで評価すればその結果得られる利得は後述するように極端に大きな劣化がある訳ではない。

以上が、本発明の背景技術における中継局装置６０、送信部６１、及び受信部６５の構成の説明である。ここで重要なのは、送信部６１におけるローカル発振器８１５が送信部６１の各アンテナ系統におけるミキサ８１６−１〜８１６−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で共通化されている点、受信部６５におけるローカル発振器８５３が受信部６５の各アンテナ系統におけるミキサ８５４−１〜８５４−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}で共通化されている点である。指向性制御においてはアンテナ素子毎で送受信信号の位相を調整することになるが、それぞれのローカル発振器８１５ないしはローカル発振器８５３から入力される信号の位相関係が常に一定になる様にすることで、どの様な位相関係で送受信ウエイトを乗算すれば良いかが判断可能となる。一方、ローカル発振器８１５ないしはローカル発振器８５３が送信部６１内または受信部６５内で非同期のものを複数利用する場合には、少なくとも送信部６１において送信ウエイトを乗算する指向性制御が効果的に機能しなくなる。装置の設計においては、この点に注意が必要である。なお、ローカル発振器８１５とローカル発振器８５３を共用することも可能である。

以上のように、本発明の背景技術の無線通信システム５０は、無線エントランス基地局装置７０及び中継局装置６０を備える。無線エントランス基地局装置７０は、複数の第１の送信信号処理部１８１と、複数の第１の受信信号処理部１８５と、第２の送信信号処理部７１、第２の受信信号処理部７５とを有する。複数の第１の送信信号処理部１８１は、複数のアンテナ素子８１９を有する。複数の第１の受信信号処理部１８５は、複数のアンテナ素子８５１を有する。第２の送信信号処理部７１は、複数の第１の送信信号処理部１８１に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。第２の受信信号処理部７５は、複数の第１の受信信号処理部１８５に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。中継局装置６０は、複数のアンテナ素子８１９と、複数のアンテナ素子８５１と、送信部６１と、受信部６５とを有する。送信部６１は、複数のアンテナ素子８１９を介して、複数の第１の受信信号処理部１８５と、第１の受信信号処理部１８５に対応付けられた第２の受信信号処理部７５との無線通信を実行する。受信部６５は、複数のアンテナ素子８５１を介して、複数の第１の送信信号処理部１８１と、第１の送信信号処理部１８１に対応付けられた第２の送信信号処理部７１との無線通信を実行する。第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５は、第１のアンテナ素子群と第２のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列に対する送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルの少なくとも一方を、ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方又は第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出する。複数の第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５は、第１の送信信号処理部１８１又は第１の受信信号処理部１８５に対応した当該送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルのうち少なくとも一方を用いて、それぞれ独立な信号系列を空間多重伝送する。

これによって、本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置７０、中継局装置６０、無線通信システム５０及び無線通信方法は、見通し環境が支配的な環境においてもＭＩＭＯによって伝送容量を増大させることが可能となる。例えば、無線エントランス基地局装置７０、中継局装置６０、無線通信システム５０及び無線通信方法は、将来モバイルネットワークにおける無線通信システムにおいて、見通し環境が支配的でありながら、高次空間多重及び高周波数帯を利用して大容量化を実現することが可能となる。

本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置３０３としての無線エントランス基地局装置７０は、狭い領域にアンテナ素子を束ねた第１の信号処理部３０４と、それらを集約する第２の信号処理部３０５を備える。第１の信号処理部３０４では個々の信号処理部内に閉じたビームフォーミングを行い、異なる第１の信号処理部３０４にまたがったビームフォーミングは必要としない。個別の第１の信号処理部３０４は、「見通し波」を最大限に活用する「第１特異値に対応する仮想的伝送路」のための送受信ウエイトを生成し、複数の第１の信号処理部３０４における個々の送受信ウエイトを用いて空間多重伝送を行う。

ここで、以上の説明では見通し環境が支配的な環境であることを典型的な形態として説明してきたが、例えば完全な見通し環境でない場合でも、非常に強い反射波が特定の方向から到来したり、見通し波と遜色ない回折波が到来したりする場合には、第１特異値に相当する仮想的伝送路はその到来方向に形成されることになる。この意味で、第１特異値に相当する仮想的伝送路とは見通し波により構成される伝送路である必然性はなく、本発明の背景技術では、第１特異値に相当する仮想的伝送路を複数系統、積極的に活用して空間多重伝送することであるために、見通し外環境であっても本発明の背景技術は適用可能である。その場合の回路構成は上記説明と全く変わることなく、そのままの内容で適用することが可能である。

［見通しＭＩＭＯ伝送の直交化のためのアンテナ配置条件］
ここで、複数の仮想的伝送路が概ね直交関係になるための条件を整理する。上記の図１１では、２５本のアンテナ素子ごとに実効的に一つの指向性ビームが形成されているので、これは近似的には指向性利得の非常に高い１本のアンテナ（例えばパラボラアンテナ）を利用していることに相当する。そこで、図２０に無線エントランス基地局装置に４本のパラボラアンテナ、中継局装置に１６本のアンテナ素子をリニアアレー状に実装したケースの例を示す。図２０において、符号３０６は無線エントランス基地局装置、符号３０２は中継局装置、符号３０７−１〜３０７−４はパラボラアンテナを示す。中継局装置３０２は、中継局装置６０に相当する。無線エントランス基地局装置３０６は、等価的には無線エントランス基地局装置７０に相当する。基本的には、図２０に示すパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４と等価な伝送を、無線エントランス基地局装置７０の多数のアンテナ素子をグループ化することで実現する。

本発明の背景技術によれば、中継局装置６０のアンテナ数Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}に対し、Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}の整数倍でもゼロでもない整数Ｋに対し、中継局装置６０のアンテナ素子の間隔ｄ、中継局装置６０と無線エントランス基地局装置７０の距離Ｌ、無線通信の信号波の波長λ（帯域幅が無視できない場合には、中心周波数の波長で代表してもよい）に対し、任意の２本のパラボラアンテナ（すなわち、無線エントランス基地局装置７０のグループ化されたアンテナ素子に相当）の間隔ΔＤが下記の式（６）を満たす間隔になる様に設定すればよい。

この条件を幾何学的に解釈すると、例えば以下の様な条件であれば簡易にこの条件を実現することができる。例えば最も簡易な条件としては、中継局装置６０側のリニアアレーと距離がＬ離れ且つ正対する直線上に、その直線方向に任意のオフセットを許容し、λＬ／（Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}ｄ）間隔でＮ_{ＭＴ−Ａｎｔ}点の地点を直線的に設定し、このＮ_{ＭＴ−Ａｎｔ}点の中からＭ地点を選択して無線エントランス基地局装置７０のＭ本（図２０の中では４本）のパラボラアンテナを配置すればよい。これは、連続するＮ_{ＭＴ−Ａｎｔ}個の整数の中から任意の二つの整数を選び、その差分を求めると必ずその絶対値が（Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}−１）以下になり、Ｋ_２がＮ_{ＭＴ−Ａｎｔ}の整数倍になることを回避できることを利用している。なお、個別の任意のふたつの整数の差分がＮ_{ＭＴ−Ａｎｔ}の整数倍とならない配置を検索して設定すれば、その他のより広い条件の中から無線エントランス基地局装置のアンテナ設置個所を選ぶことも可能である。

図２０に示す様に、発明の背景技術では中継局装置６０側のアンテナ素子数Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}を増やす一方、無線エントランス基地局装置７０のアンテナ素子数Ｍは想定する空間多重数の上限に設定するため、Ｍの値は中継局装置６０側のアンテナ素子数Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}よりも小さいことが想定される。つまり、Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}＞Ｍのときには、上述の最も簡易な条件においても無線エントランス基地局装置７０側のＭ本のアンテナは等間隔である必要はなく、上述のＮ_{ＭＴ−Ａｎｔ}地点の中から間欠的にアンテナ素子の配置場所を設定しても構わない。なお、図１１の場合には実際のアンテナ素子数は１００本であるが、２５本単位にグループ化して仮想的な４本のアンテナ素子と見なすことができるので、図１１におけるＭは４であるとみなすべきである。式（６）で用いた近似は精度が若干低い。しかし、パラメータの設定次第ではあるが、式（６）の無線エントランス基地局装置７０のアンテナ素子の間隔が仮に１ｍ程度としたとき、±数ｃｍ程度（すなわち数％程度）の誤差があっても概ね直交状態にあることには違いはない。本発明の実施形態及び本発明の背景技術でも同様であるが、基本的に受信側において複数の仮想的伝送路間の干渉成分がある場合でも、受信側の信号処理でその干渉を抑圧することは可能であり、その様な信号処理を想定すれば、あくまでも概ね直交状態にすることにより損失の最小化が可能なので、式（６）の近似精度はシステム運用上において大きな影響を与えない。

この様な性質も考慮すれば、図１１で表される各グループ化されたアンテナ素子群を仮想的な一つのアンテナと見なせば、物理的に広がりを持つ多素子アンテナのその中心点を仮想的アンテナの物理的な位置と見なし、これらの複数のアンテナ素子群を上述のアンテナ配置で設置すれば、それぞれ第１特異ベクトルで表現されるウエイトベクトルを用い、所望の特性で複数の信号系列を空間多重して伝送することが可能になる。

なお、上述の説明では無線エントランス基地局装置側のアンテナ素子と端末装置側のアンテナ素子は、図２０に示す様にお互いに向かい合い正対している状態を例に取り説明を行ったが、一般的には図２１に示す様に、正対関係にない場合が想定される。これは、無線エントランス基地局装置３０６や中継局装置３０２の設置場所に関する制約に起因する。この様な場合には、若干、各パラメータを換算することで所望の効果を導くことができる。図２１では、無線エントランス基地局装置３０６から中継局装置３０２を見たときに、正面から角度θずれた方向に中継局装置３０２が存在し、また中継局装置３０２から無線エントランス基地局装置３０６を見たときに、正面から角度θ’ずれた方向に無線エントランス基地局装置３０６が存在している。この場合、無線エントランス基地局装置３０６のパラボラアンテナ３０７−１と３０７−４との間隔Ｄ_１は等価的にはＤ_１’（＝Ｄ_１ｃｏｓθ）に狭まった状態に見える。同様に、中継局装置３０２のリニアアレーである中継局装置アンテナ素子群３１２の幅Ｄ_２は等価的にはＤ_２’（＝Ｄ_２ｃｏｓθ’）に狭まった状態に見える。言い換えれば、アンテナ素子間隔ｄがｄｃｏｓθ×ｃｏｓθ’倍に変換された状態と捉えることができる。無線エントランス基地局装置３０６のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４の概ね重心付近と中継局装置３０２の距離をＬとすれば、これらの換算を行った上で上述の条件式を用いて最適なアンテナ配置の条件を算出することができる。すなわち、無線エントランス基地局装置７０は、見通し方向の直線に対して直交する軸上に各リニアアレーを仮想的に投影する。同様に、中継局装置６０は、見通し方向の直線に対して直交する軸上に各リニアアレーを仮想的に投影する。仮想的に投影した軸上のアンテナ素子の間隔に基づいて式（６）のｄは、ｄｃｏｓθ×ｃｏｓθ’に換算される。仮想的に投影した軸上のアンテナ素子の間隔に基づいて式（６）のｄは、換算装置又は人によって換算される。

ちなみに、図２０及び図２１において無線エントランス基地局装置３０６のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４の概ね重心付近と中継局装置３０２の距離をＬとしているが、個々のアンテナ素子の厳密な距離は共通の距離Ｌではなく、それぞれが誤差を持つことになる。しかし、式（６）は近似式であるため、距離Ｌもある程度の誤差は許容可能であり、図２０で示した様に正対したアンテナ素子の間隔（平行な直線上に並ぶアンテナ素子の、２本の直線の間の距離）としても良いし、図２１に示した様に概ねアンテナ素子の重心を結んだ距離としても良い。この様に、距離Ｌはその近似値ないしは概算値として扱えば良い。

なお、本説明における図２０における説明では、中継局装置はリニアアレーにより構成される場合を典型的な例として示している。この特徴は、無線エントランス基地局装置側のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４（図１１では第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４それぞれのアンテナ素子群に相当）は直線上に配置されており、同様に中継局装置側のアンテナ素子も直線上にリニアアレーを構成して配置されている。上述の直交化条件の算出においては、このふたつの直線は平行関係にあるものとして説明した。具体的に説明すれば、例えばビル壁面ないしはビルの屋上などに、ビルの壁面に平行な水平軸を仮定し、その水平軸に沿って複数の第１の信号処理部及びパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４を設置する場合には、中継局装置のリニアアレーも道を隔てた反対側のビルの壁面に平行で且つ水平な軸上に配置することが好ましい。ここで、中継局装置側のこの水平軸に対して直交する垂直軸を設定し、この水平軸及び垂直軸に平行な格子を仮定し、先に説明した中継局装置のリニアアレーを垂直方向にＮ’段積み上げた正方格子アレーを利用する場合について考える。この時、中継局装置の全アンテナ素子数はＮ×Ｎ’素子になる。しかし、この中継局装置から無線エントランス基地局装置の複数の第１の信号処理部のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４を見ると、水平方向に対してはそれぞれ角度差があるものの、垂直方向の仰角に関してはパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４毎に差がないため、上述の正方格子アレーのＮ’段のそれぞれは独立なアンテナ素子とはみなされず、実質的には垂直方向に並ぶＮ’素子が等価的に一つの仮想的アンテナ素子として振る舞い、この仮想的アンテナ素子が水平軸上にリニアアレー状にＮ素子配置されているものと理解される。実際、シミュレーション評価においてもこの効果は確認されており、無線エントランス基地局装置側のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４を結ぶ軸に対し、中継局装置のアンテナ素子を、この軸と平行な軸及びこの軸と直交する軸で構成される格子状にＮ×Ｎ’素子を配置する場合には、無線エントランス基地局装置側のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４を結ぶ軸と平行な軸上のＮ素子で且つそのＮ素子の素子間隔のリニアアレーと見なして、式（６）に当てはめて無線エントランス基地局装置側のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４の素子間隔を最適すれば良い。当然ながら、無線エントランス基地局装置側のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４がビルの壁面などに垂直方向に整列している場合には、中継局装置側のアンテナ素子も垂直方向にＮ素子、水平方向にＮ’素子を格子状に並べ、これを垂直方向に並んだ等価的なＮ素子のリニアアレーと見なして式（６）を適用すればよい。また、ここでは中継局装置側のアンテナ配列を正方格子アレーとして説明したが、必ずしも正方格子である必要はなく、長方形状に水平方向と垂直方向の素子間隔が異なっていても構わない。この場合には、無線エントランス基地局装置側のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４が整列する軸と平行な中継局装置側の軸に並ぶアンテナ素子の間隔を、式（６）のアンテナ素子間隔ｄとして算出すればよい。

以上のように、本発明の背景技術の無線通信システム５３は、無線エントランス基地局装置３０６及び中継局装置３０２を備える。無線エントランス基地局装置３０６はパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４（アンテナ素子群）を備え、中継局装置３０２は中継局装置アンテナ素子群３１２を備える。無線エントランス基地局装置３０６の複数のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４（アンテナ素子群）における第ｍ素子と第ｎ素子の間隔ΔＤは、式（６）に示されているように、中継局装置３０２と無線エントランス基地局装置３０６の距離Ｌと、無線通信の信号波の波長λと、中継局装置３０２のアンテナ数Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、中継局装置３０２のアンテナ素子の間隔ｄとに基づいて配置される。パラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４は、例えば、それぞれが単一の高利得アンテナ素子（単一アンテナ素子）である。パラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４は、単一の高利得アンテナ素子である代わりにアンテナ素子群でもよい。この様にアンテナ素子群を用いる場合には、無線エントランス基地局装置３０６は図１１に示す無線エントランス基地局装置３０３及び図１２の無線エントランス基地局装置７０であっても良い。図１２における無線エントランス基地局装置７０は、複数の第１の送信信号処理部１８１と、複数の第１の受信信号処理部１８５と、第２の送信信号処理部７１と、第２の受信信号処理部７５とを有する。複数の第１の送信信号処理部１８１は、複数のアンテナ素子８１９を有する。複数の第１の受信信号処理部１８５は、複数のアンテナ素子８５１を有する。第２の送信信号処理部７１は、複数の第１の送信信号処理部１８１に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。第２の受信信号処理部７５は、複数の第１の受信信号処理部１８５に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。中継局装置６０は、複数のアンテナ素子８１９と、複数のアンテナ素子８５１と、送信部６１と、受信部６５とを有する。送信部６１は、複数のアンテナ素子８１９を介して複数の第１の受信信号処理部１８５との無線通信を実行する。受信部６５は、複数のアンテナ素子８５１を介して複数の第１の送信信号処理部１８１との無線通信を実行する。

すなわち、アンテナ素子の間隔又はアンテナ素子グループの間隔が、無線エントランス基地局装置３０６と中継局装置３０２との距離Ｌと、無線通信の信号波の波長λと、第２のアンテナ素子群を構成するリニアアレー状のアンテナ素子の数Ｎまたは格子状に配置された縦方向又は横方向のいずれかのアンテナ素子の数Ｎと、第２のアンテナ素子群を構成する縦方向又は横方向のいずれかのアンテナ素子の間隔ｄとに基づいて算出された値の整数倍になる様に、複数の第１のアンテナ群を構成する各単一アンテナ素子又はアンテナ素子グループは配置される。

これによって、本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置３０６又は７０、中継局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、見通し環境が支配的な環境でＭＩＭＯによって伝送容量を増大させることが可能となる。本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置３０６又は７０、中継局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、所望の特性で複数の信号系列を空間多重して伝送することが可能になる。本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置３０６又は７０、中継局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、ＳＩＲ特性を改善することができる。本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置３０６又は７０、中継局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、より高い空間多重を実現することができる。

本発明の背景技術の無線エントランス基地局装置３０６又は７０、中継局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、見通しが支配的な環境で、無線エントランス基地局装置３０６又は７０側の複数のパラボラアンテナ３０７と、中継局装置３０２又は６０側の複数素子アンテナとのＭＩＭＯチャネルにおいて、各チャネルが直交化されるためのアンテナ設置条件を規定している。ただし、ここでは議論を単純化するために基地局側にパラボラアンテナを実装する場合の条件を示したが、当然ながらパラボラアンテナ以外の高指向性アンテナを用いたり、更には基地局側が複数アンテナ素子で構成される図１１に示す様な第１の信号処理部を用いたりする様な場合であっても、同様の条件で各伝送路間の直交化を概ね図ることができる。これにより、伝送路上での通信品質の向上と、伝送容量の増大を図ることが可能になる。

[本発明の第１の実施形態]
以上の本発明の背景技術においては、無線エントランス基地局装置が備える第１の信号処理部（サブアレーアンテナ）の数をＭ_１とし、中継局はサブアレー化していないアレーアンテナの間で空間多重を行う場合について説明した。空間多重可能な信号系統数は無線エントランス基地局装置の備える第１の信号処理部の数Ｍ_１であり、例えば１６多重を行うためには基地局側に１６（＝Ｍ_１）個の第１の信号処理部を所定の間隔で設置する必要があった。仮に、上述の式（６）で与えられる間隔で第１の信号処理部を配置するためには、この間隔の１５倍の幅で等間隔に第１の信号処理部を配置しなければならない。仮にこの間隔が１ｍだとすると、１５ｍもの幅に対して第１の信号処理部を設置し、それらと第２の信号処理部との間で信号を交換するための有線のケーブルでの接続が必要になる。本発明の背景技術の狙いは、中継局側のサイズを小さくするところに目的があったのだが、その代償として空間多重数を高めた運用においては無線エントランス基地局装置側の第１の信号処理部を多数且つ広範囲に設置する必要があった。

そこで本発明の実施形態においては、中継局装置側もサブアレー化し、中継局装置に複数の第１の信号処理部を実装する構成とする。図１に、本発明の第１の実施形態におけるシステム構成の概要を示す。また、比較対象として図２に複数のアンテナ素子を対向させた場合の従来技術におけるシステム構成の概要を示す。

図１に示すように、無線通信システム３５０は、無線エントランス基地局装置３１３と、中継局装置３２３とを備える。無線エントランス基地局装置３１３は、第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１（Ｍ_１は２以上の整数）と、第２の信号処理部３１５（厳密にはインタフェース回路、ＭＡＣ層処理回路、通信制御回路などのその他の無線エントランス基地局装置機能を含む）とを備える。中継局装置３２３は、第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２（Ｍ_２は２以上の整数）と、第２の信号処理部３２５（厳密にはインタフェース回路、ＭＡＣ層処理回路、通信制御回路などのその他の中継局装置を含む）とを備える。Ｍ_１は、無線エントランス基地局装置３１３が備える第１の信号処理部３１４の数を示し、Ｍ_２は、中継局装置３２３が備える第１の信号処理部３２４の数を表す。

無線エントランス基地局装置３１３の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１が備えるアンテナ素子は長さＤ_１にわたって配置される。第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１のそれぞれが備えるアンテナ素子の素子数はＮ_１、素子間隔はｄ_１である。中継局装置３２３の第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２が備えるアンテナ素子は長さＤ_４にわたって配置される。第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２のそれぞれが備えるアンテナ素子の素子数はＮ_２、素子間隔はｄ_２である。また、無線エントランス基地局装置３１３と中継局装置３２３との間の距離はＬである。

また、図２に示すように、従来技術における無線通信システム３５１は、無線エントランス基地局装置３０６と、中継局装置３３６とを備える。無線エントランス基地局装置３０６は、アンテナ素子３０８−１〜３０８−Ｍ_１を備え、中継局装置３３６は、アンテナ素子３３７−１〜３３７−Ｍ_２を備える。アンテナ素子３０８−１〜３０８−Ｍ_１及びアンテナ素子３３７−１〜３３７−Ｍ_２は、例えばパラボラアンテナである。同図においても、Ｍ_１は、無線エントランス基地局装置３１３が備える第１の信号処理部３１４の数を示し、Ｍ_２は、中継局装置３２３が備える第１の信号処理部３２４の数を表す。無線エントランス基地局装置３０６が備えるアンテナ素子３０８−１〜３０８−Ｍ_１は長さＤ_１にわたって配置され、中継局装置３３６が備えるアンテナ素子３３７−１〜３３７−Ｍ_２は長さＤ_４にわたって配置される。無線エントランス基地局装置３０６と中継局装置３３６の距離はＬである。

本発明背景技術との違いを理解するために、本実施形態と背景技術との対比を基に以下に説明を行う。まず図１１に示す中継局装置３０２はアンテナ素子がサブアレー化されておらず、アレーアンテナないしはサブアレーアンテナを単位に見れば、無線エントランス基地局装置３０３と中継局装置３０２のアレーアンテナは、Ｍ対１（図１１では４対１であり、一方が単数である）の関係であった。しかし、本発明の第１の実施形態においては、これをＭ_１対Ｍ_２（両方が複数である）としている点が最大の違いである。本発明の背景技術の説明では、図１１のサブアレーを実装した第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４を、図２０ではパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４に置き換えて説明をしていた。これは、第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４が形成するビームをそれぞれひとつずつとしていたからであり、この構成における空間多重数の数は、無線エントランス基地局装置３０３の備える第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４の数に一致する。これとは異なり、図２に示す中継局装置３３６にも複数のアンテナ素子３３７−１〜３３７−Ｍ_２を実装することで構成した無線通信システム３５１の場合、中継局装置３３６が有する複数のアンテナ素子３３７−１〜３３７−Ｍ_２は全体で図１１又は図２０に示す中継局装置３０２のアレーアンテナである中継局装置アンテナ素子群３１２に対応するため、結局のところ一般的なＭＩＭＯ伝送と同様に実現可能な空間多重数はＭ_１とＭ_２の内の小さい方の値が上限になる。すなわち本発明の背景技術（本発明に対する従来技術）では、図１１の無線エントランス基地局装置３０３の第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４の各アンテナ素子群を等価的に図２０のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４とみなし、これらのパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４（Ｍ_１＝４）と中継局装置３０２の備えるＭ_２本のアンテナ素子の間のＭ_１×Ｍ_２のＭＩＭＯ伝送における最適なパラボラアンテナの間隔を近似的に求めていた。この結果、実現可能な空間多重数はＭ_１（ここではＭ_１＜＜Ｍ_２と仮定していたため）が上限値となっていた。

しかし、図１に示した無線通信システム３５０においては、第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１はそれぞれ図１１または図２０の中継局装置３０２がそうであったように、それぞれが対向する中継局装置３２３の各第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２に対して指向性ビームを複数形成可能である。それと同様に、中継局装置３２３の各第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２は無線エントランス基地局装置３１３の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１のそれぞれに対して指向性ビームを複数形成可能である。この結果、図１１又は図２０に示した様なＰｏｉｎｔ−ｔｏＰｏｉｎｔ型の通信でありながら、無線エントランス基地局装置３１３のＭ_１個の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１がそれぞれ空間多重数Ｍ_２を実現可能であるため、これらを同時並行的に実施すれば、トータルではＭ_１×Ｍ_２の空間多重度を実現することが可能になる。

例えば、Ｍ_１＝Ｍ_２＝５の場合を想定すると、合計でＭ_１＋Ｍ_２＝１０個の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１及び３２４−１〜３２４−Ｍ_２を用いて、５×５＝２５多重を実現可能になる。これにより、中継局装置側のアンテナ開口を第１の信号処理部の間隔ΔＤのＭ_２−１倍にする必要はあるが、全体としてのサイズは多重数−１倍よりも小さく抑えることが可能になる。例えば、本実施形態の背景技術の場合、無線エントランス基地局装置においてＭ_１＝１である場合に、２５多重であれば中継局装置については、ΔＤ×（２５−１）＝２４ΔＤのサイズを用意しなければならない。しかし、本実施形態の図１の構成の場合には、無線エントランス基地局装置、中継局装置共に４ΔＤの幅で２５多重できるため、全体としては省スペースを図れることになる。即ち、本実施形態における第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１及び３２４−１〜３２４−Ｍ_２が備えるサブアレーのアンテナ素子はそれ全体で複数の指向性ビームを形成可能であるが故に、図２に示した構成の従来技術における無線通信システム３５１とは全く違った動作が可能となる。

上述のように、図１において第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１の各アンテナ素子は素子間隔ｄ_１で素子数Ｎ_１であり、第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２の各アンテナ素子は素子間隔ｄ_２で素子数Ｎ_２である。この時、無線エントランス基地局装置３１３の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１の間隔がΔＤ_１、中継局装置３２３の第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２の間隔がΔＤ_４、無線エントランス基地局装置３１３と中継局装置３２３の距離がＬ、波長がλであるとすると、式（６）に対応する以下の式（７）及び式（８）の関係式が成立するものとする。なお、無線エントランス基地局装置と中継局装置が概ね正対する方向から大きくずれる場合には、図２１に示す様な補正が本発明の第１の実施形態においても同様に必要である。

次に、本発明の第１の実施形態における装置構成の特徴を、図を基に説明する。
図３は、本発明の第１の実施形態における無線エントランス基地局装置２７０の構成の一例を示す概略ブロック図である。無線エントランス基地局装置２７０は、図１に示す無線エントランス基地局装置３１３に対応する。同図において、図１２に示す本発明の背景技術における無線エントランス基地局装置７０と同一の部分には同一の符号を付している。図３に示すように、無線エントランス基地局装置２７０は、第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１と、第２の送信信号処理部２７１と、第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−Ｍ_１と、第２の受信信号処理部２７５と、インタフェース回路７７と、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路７８と、通信制御回路１２０と、スケジューリング処理回路７８１とを備えている。

ＭＡＣ層処理回路７８は、スケジューリング処理回路７８１を有している。同図では明示的に示していないが、通信制御回路１２０は、第２の送信信号処理部２７１を介して第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１と接続されていると共に、第２の受信信号処理部２７５を介して第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−Ｍ_１と接続されている。図１２に示した本発明の背景技術における無線エントランス基地局装置７０では、第２の送信信号処理部７１から各第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に１系統の信号を出力するのみであったが、図３に示す本発明の第１の実施形態の無線エントランス基地局装置２７０では、第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−４それぞれにＭ_２系統の信号が出力される。同様に、図１２に示した本発明の背景技術における無線エントランス基地局装置７０では、各第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４それぞれから第２の受信信号処理部７５に１系統の信号を出力するのみであったが、図３に示す本発明の第１の実施形態の無線エントランス基地局装置２７０では、各第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−４それぞれから第２の受信信号処理部２７５にＭ_２系統の信号が出力される。

以下、詳細に説明を行う。無線エントランス基地局装置２７０は、インタフェース回路７７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路７７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路７８に出力する。ＭＡＣ層処理回路７８は、無線エントランス基地局装置２７０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路１２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路７７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換と、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路７８１は、空間多重を行う中継局装置３２３の各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路７８１は、スケジューリング結果を通信制御回路１２０に出力する。ＭＩＭＯ伝送では、複数の信号系列の信号を一度に空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路７８から第２の送信信号処理部２７１に出力される。

なお、図１の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１のそれぞれと第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２のそれぞれとの組み合わせの数だけ空間多重が可能である。従って、ＭＡＣ層処理回路７８と第２の送信信号処理部２７１及び第２の受信信号処理部２７５との間で交換される信号系列の数Ｎ_ＳＤＭは、本発明の第１の実施形態では基本的にＭ_１×Ｍ_２で与えられる。ただし、一部の信号系列に関しては反射波などの影響などで相関が十分低減できていない場合もあるため、その場合には空間多重の最大数であるＮ_ＳＤＭ＝Ｍ_１×Ｍ_２以下の信号系列を交換する構成であっても構わない。

第２の送信信号処理部２７１は、ＭＡＣ層処理回路２７８からの複数系列の信号に所定の変調処理を行い、必要に応じてプリコーディング処理（送信側での等化処理や信号分離などの処理であり、省略することも可能である）などを施し、第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１に出力する。この際、ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥを用いる場合にかかわらず、第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１にて周波数軸上の信号処理を行う場合には、第２の送信信号処理部２７１内で周波数軸上の信号を生成し、これを第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１に出力する。一方、第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１で時間軸上の信号処理を行う場合には、第２の送信信号処理部２７１は、時間軸の信号を出力する構成としても良い。

第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１のそれぞれには図１に示す様に複数のアンテナが接続され、各第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１は、それぞれのアンテナに対して送信信号を出力する。この際、第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１毎にグループ化されたアンテナ素子群の中で、図１の無線エントランス基地局装置３１３の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１と中継局装置３２３の第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２との組み合わせ毎に、第１の特異値に相当する送信ウエイトベクトルを乗算した信号（厳密には、例えばＯＦＤＭであれば各サブキャリアの信号を合成した信号を時間軸成分に変換し、これを無線周波数にアップコンバートした信号）が各アンテナから送信される。

次に受信時においては、各第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−Ｍ_１に接続された複数のアンテナで受信した信号（正確には受信した無線周波数の信号をベースバンド信号にダウンコンバートし、例えばＯＦＤＭであればこの時間軸信号をＦＦＴで周波数軸の信号に変換したもの）に所定の受信ウエイトベクトルを乗算し、例えばＯＦＤＭであればサブキャリア毎に一つの複素スカラー量に変換し、これらを第２の受信信号処理部２７５に出力する。第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−Ｍ_１で時間軸上の信号処理を行う場合には、周波数軸上では共通の値となる受信ウエイトを時間軸上でアンテナ素子毎に乗算し、時間軸の信号を出力する構成としても良い。

第２の受信信号処理部２７５は、例えばＯＦＤＭであれば、Ｎ_ＳＤＭ＝Ｍ_１×Ｍ_２であるＮ_ＳＤＭに対しＮ_ＳＤＭ系統のサブキャリア毎の受信信号系列を参照し、まずは受信信号の先頭に付与された既知のトレーニングシング信号を用いてサブキャリア毎のチャネル推定を行い、Ｎ_ＳＤＭ×Ｎ_ＳＤＭのＭＩＭＯチャネル行列をサブキャリア毎に取得する。一方、第２の受信信号処理部２７５で時間軸上の信号処理を行う場合には、Ｎ_ＳＤＭ系統の受信信号系列を参照し、まずは受信信号の先頭に付与された既知のトレーニングシング信号の相関値を用いてチャネル推定を行い、全周波数帯に共通のＮ_ＳＤＭ×Ｎ_ＳＤＭのＭＩＭＯチャネル行列を取得する。このチャネル行列を基に受信ウエイト行列を算出し、取得された受信ウエイト行列を基に送信された信号の検出処理を行う。例えば、ＺＦ（Zero Forcing）型の逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ（Maximum Mean Square Error）型の受信ウエイト行列を利用したりする。信号処理に余裕があれば、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）やＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ（QR-MLD）等を用いても良い。一方、時間軸の信号処理を行う場合には、第２の受信信号処理部２７５は、全信号系列のサンプリングデータをベクトル形式にし、これに全周波数帯に共通の受信ウエイト行列を乗算したサンプリングデータを基に、受信信号検出処理を実施しても構わない。これらの受信信号処理で検出された信号はＭＡＣ層処理回路７８に出力され、所定のＭＡＣ層の処理（空間多重で並列伝送された信号系列を１系統に組み直す処理を含む）を行い、インタフェース回路７７を介してネットワーク側に出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２０が管理する。

図４は、本発明の第１の実施形態における中継局装置４７０の構成の一例を示す概略ブロック図である。中継局装置４７０は、図１に示す中継局装置３２３に対応する。同図において、図１５に示す本発明の背景技術における中継局装置６０と同一の部分には同一の符号を付している。図４に示すように中継局装置４７０は、第１の送信信号処理部４８１−１〜４８１−Ｍ_２と、第２の送信信号処理部４７１と、第１の受信信号処理部４８５−１〜４８５−Ｍ_２と、第２の受信信号処理部４７５と、インタフェース回路６７と、ＭＡＣ層処理回路６８と、通信制御回路１２１とを備えている。本図では明示的に示していないが、通信制御回路１２１は、第２の送信信号処理部４７１を介して第１の送信信号処理部４８１−１〜４８１−Ｍ_２と接続されていると共に、第２の受信信号処理部４７５を介して第１の受信信号処理部４８５−１〜４８５−Ｍ_２と接続されている。

図４に示す中継局装置４７０も基本的な構成は図３に示す無線エントランス基地局装置２７０と同様であり、第１の送信信号処理部４８１−１〜４８１−Ｍ_２は第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１に対応し、第２の送信信号処理部４７１は第２の送信信号処理部２７１に対応し、第１の受信信号処理部４８５−１〜４８５−Ｍ_２は第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−Ｍ_１に対応し、第２の受信信号処理部４７５は第２の受信信号処理部２７５に対応し、インタフェース回路６７はインタフェース回路７７に対応し、ＭＡＣ層処理回路６８はＭＡＣ層処理回路７８に対応し、通信制御回路１２１は通信制御回路１２０にそれぞれ対応する。これらの対応するそれぞれの動作は、第２の送信信号処理部２７１が第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１のそれぞれに出力する信号系統数はＭ_２系統であるが、第２の送信信号処理部４７１が第１の送信信号処理部４８１−１〜４８１−Ｍ_２のそれぞれに出力する信号系統数がＭ_１系統である点、第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−Ｍ_１それぞれが第２の受信信号処理部２７５に出力する信号系統数はＭ_２系統であるが、第１の受信信号処理部４８５−１〜４８５−Ｍ_２それぞれが第２の受信信号処理部４７５に出力する信号系統数はＭ_１系統である点を除き、基本的には全く同じである。

また図３に示す無線エントランス基地局装置２７０と図４に示す中継局装置４７０の違いは、無線エントランス基地局装置２７０のＭＡＣ層処理回路７８は無線エントランス基地局装置としての機能であるスケジューリング処理回路７８１を有しており、帯域割り当てのスケジューリング処理を行うが、中継局装置４７０のＭＡＣ層処理回路６８にはスケジューリング処理回路７８１に対応するものはなく、無線エントランス基地局装置２７０の指示に従い通信制御回路１２１が動作を管理する。

以上説明した様に図３に示す無線エントランス基地局装置２７０の第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１、第２の送信信号処理部２７１、第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−Ｍ_１及び第２の受信信号処理部２７５、ならびに、図４に示す中継局装置４７０の第１の送信信号処理部４８１−１〜４８１−Ｍ_２、第２の送信信号処理部４７１、第１の受信信号処理部４８５−１〜４８５−Ｍ_２及び第２の受信信号処理部２７５が処理する信号系統数がそれぞれ増加しているが、個々の信号処理の流れは図１２に示す無線エントランス基地局装置７０ないしは図１５に示す中継局装置６０で示した処理と基本的には変わらない。

また、図１に示した様に第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１はそれぞれ送信機能及び受信機能を備えているが、図３では送信機能を第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１及び第２の送信信号処理部２７１で示し、受信機能を第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−Ｍ_１及び第２の受信信号処理部２７５で示し、それぞれが分離しているものとして説明していた。しかし、実際には第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１のそれぞれに、第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１及び第１の受信信号処理部２８５−１〜２８５−Ｍ_１をひとつずつ組み合わせたペアを実装し、送信アンテナと受信アンテナを共用する構造としても構わない。同様に、図１に示した第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２はそれぞれ送信機能及び受信機能を備えているが、図４では送信機能を第１の送信信号処理部４８１−１〜４８１−Ｍ_２及び第２の送信信号処理部４７１で示し、受信機能を第１の受信信号処理部４８５−１〜４８５−Ｍ_２及び第２の受信信号処理部４７５で示し、それぞれが分離しているものとして説明していた。しかし、実際には第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２のそれぞれに、第１の送信信号処理部４８１−１〜４８１−Ｍ_２及び第１の受信信号処理部４８５−１〜４８５−Ｍ_２をひとつずつ組み合わせたペアを実装し、送信アンテナと受信アンテナを共用する構造としても構わない。この送信アンテナと受信アンテナをペアにする場合には、例えばＴＤＤスイッチを用い、通信制御回路１２０又は通信制御回路１２１からの指示でＴＤＤスイッチを切り替え、送信と受信とを時間的に棲み分ける構成としてもよい。特にインプリシット・フィードバックを適用する場合には、この構成をとることが好ましい。

図５は、本発明の第１の実施形態の無線エントランス基地局装置２７０における第１の送信信号処理部２８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図５に示す様に、第１の送信信号処理部２８１−ｉ（ｉは１〜Ｍ_１）は、送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、第１の送信ウエイト処理部２４０とを備えている。Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}は、第１の送信信号処理部２８１が備えるアンテナ素子の数である。送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２と、第１の送信ウエイト処理部２４０とは、図３において説明した様に第２の送信信号処理部２７１を介して通信制御回路１２０に接続されている。第１の送信ウエイト処理部２４０は、チャネル情報取得回路２４１と、チャネル情報記憶回路２４２と、第１の送信ウエイト算出回路２４３とを備えている。

本発明の背景技術では、ひとつの第１の送信信号処理部１８１はひとつの信号系列のみを送信するため、第２の送信信号処理部７１からは１系統ずつが入力される構成となっていた。一方、本発明の第１の実施形態では、ひとつの第１の送信信号処理部２８１はＭ_２系統の信号系列を空間多重して送信するため、第２の送信信号処理部２７１からは、それぞれＭ_２系統の信号系列が入力される。この結果、第１の送信信号処理部２８１の構成は本発明背景技術における図１３の構成の代わりに、中継局装置６０に関する図１６の構成に類似の構成となっている。

この結果、Ｍ_２系統の変調処理が施された信号系列が第２の送信信号処理部２７１から第１の送信信号処理部２８１に入力され、入力されたＭ_２系統の信号系列が送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２に入力される。送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２は、宛先の中継局装置４７０の各第１の受信信号処理部４８５−１〜４８５−Ｍ_２に対して送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃Ｍ_２）が入力されると、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}に対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして各送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２から加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}に入力される。

加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}に入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}にて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}ごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}でデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}より送信される。

なお、図５では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２にてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で合成することとして、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}を省略する構成（厳密には、送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２にこれらを含める）としてもよい。この場合、送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２における送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。

また、送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２で乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、第１の送信ウエイト処理部２４０に備えられている第１の送信ウエイト算出回路２４３より取得する。第１の送信ウエイト処理部２４０では、チャネル情報取得回路２４１において、第１の受信信号処理部２８５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２０経由（厳密には更に第２の送信信号処理部２７１及び第２の受信信号処理部２７５を介している）で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路２４２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路１２０からの指示に従い、第１の送信ウエイト算出回路２４３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路２４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。第１の送信ウエイト算出回路２４３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｎ_ＳＤＭに出力する。なお、上述の説明では宛先とする中継局装置に関する管理を明示的に示したが、通信相手である中継局装置が単一である場合には通信の宛先局の管理を省略することも当然可能である。

なお、本発明の背景技術の特徴は、送信ウエイトの算出において、中継局装置６０と無線エントランス基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４との間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することであり、この点は本発明の第１の実施形態においても同様である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがあり、これを効率的に取得する手法については、既存の如何なる手法を用いても構わない。

例えば、無線エントランス基地局装置２７０（無線エントランス基地局装置３１３）の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１と中継局装置４７０（中継局装置３２３）の第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２間のチャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、無線エントランス基地局装置２７０の第１の送信ウエイト算出回路２４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有する。

ないしは、中継局装置４７０側が第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２のそれぞれの複数のアンテナ素子に所定の送信ウエイトベクトルを乗算して信号送信している場合には、実際には複数の送信アンテナから送信されているにも関わらず、実効的には第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２のそれぞれが１本の仮想的アンテナ素子から送信しているものと等価である。このため、この１本の仮想的アンテナ素子と無線エントランス基地局装置２７０の各受信アンテナとの間のチャネル情報のベクトルを取得し、このチャネルベクトルにキャリブレーション処理を施すインプリシット・フィードバックの手法でダウンリンクのチャネル情報を取得することも可能である。

無線エントランス基地局装置２７０の第１の送信ウエイト算出回路２４３は、この様にして求めたアップリンクのチャネルベクトルを基に、最大比合成ないしは等利得合成（それぞれ、複素位相が同位相になる様な合成）としてこのチャネルベクトルの複素共役を取ったベクトル、ないしはそのベクトルの各成分の絶対値を全て一定にしたベクトルの何れかを、送信ウエイトベクトルとして利用しても良い。

これらの説明の通り、図５における第１の送信ウエイト処理部２４０、チャネル情報取得回路２４１、チャネル情報記憶回路２４２、第１の送信ウエイト算出回路２４３は、無線エントランス基地局装置と中継局装置との差はあるが、図１６における第１の送信ウエイト処理部１４０、チャネル情報取得回路１４１、チャネル情報記憶回路１４２、第１の送信ウエイト算出回路１４３に対応するものとなっており、基本的な動作も対応したものとなっている。

図６は、本発明の第１の実施形態の無線エントランス基地局装置２７０における第１の受信信号処理部２８５の構成を示す概略ブロック図である。図６に示すように、第１の受信信号処理部２８５−ｉ（ｉは１〜Ｍ_１）は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}と、受信信号処理回路２５５−１〜２５５−Ｍ_２と、第１の受信ウエイト処理部２５４とを備えている。受信信号処理回路２５５−１〜２５５−Ｍ_２と、第１の受信ウエイト処理部２５４とは、図３において示した通信制御回路１２０に接続されている。第１の受信ウエイト処理部２５４は、第１のチャネル情報推定回路２５６と、第１の受信ウエイト算出回路２５７とを備えている。本発明の第１の実施形態における第１の受信信号処理部２８５は、本発明の背景技術における図１８に示す中継局装置６０の受信部６５に類似の構成である。図１８では、受信部６５の中に第２の受信信号処理回路１５９を含めて記述していたが、無線エントランス基地局装置２７０では第２の受信信号処理部２７５がこの機能を備えており、受信部６５から第２の受信信号処理回路１５９の機能を除外したものに対応している。

まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}でデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号はＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}に入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路２５５−１〜２５５−Ｍ_２に入力されるとともに、第１のチャネル情報推定回路２５６にも入力される。

第１のチャネル情報推定回路２５６は、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に無線エントランス基地局装置２７０の第１の送信信号処理部２８１−１〜２８１−Ｍ_１の各送信ウエイトベクトルにより形成される仮想的アンテナ素子と、中継局装置４７０の各アンテナ素子との間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を第１の受信ウエイト算出回路２５７に出力する。第１の受信ウエイト算出回路２５７は、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。

本発明の背景技術の特徴は、受信ウエイトの算出において、中継局装置６０と無線エントランス基地局装置７０の第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４との間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することであり、この点は本発明の第１の実施形態においても同様である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがあり、図５での説明と同様に、これを効率的に取得する手法については、既存の如何なる手法を用いても構わない。

例えば、無線エントランス基地局装置２７０（無線エントランス基地局装置３１３）の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１と中継局装置４７０（中継局装置３２３）の第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２の各組み合わせの各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、第１の受信ウエイト算出回路２５７はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。

ないしは、中継局装置４７０側が第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２のそれぞれの複数のアンテナ素子に所定の送信ウエイトベクトルを乗算して信号送信している場合には、実際には複数の送信アンテナから送信されているにも関わらず、実効的には第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２のそれぞれが１本の仮想的アンテナ素子から送信しているものと等価である。このため、この１本の仮想的アンテナ素子と無線エントランス基地局装置２７０の各受信アンテナとの間のチャネル情報のベクトルを取得することも可能である。ないしは、送信ウエイトベクトルを乗算して得られる１本の仮想的アンテナ素子から送信する代わりに、実際に第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２に備えられるアンテナ素子からそれぞれ１本を選択し、物理的にこれらの各１本のアンテナ素子から送信した信号を基に、これらの１本のアンテナ素子と無線エントランス基地局装置２７０の各受信アンテナとの間のチャネル情報のベクトルを取得することも可能である。

無線エントランス基地局装置２７０の第１の受信ウエイト算出回路２５７は、この様にして求めたチャネルベクトルを基に、最大比合成ないしは等利得合成（それぞれ、複素位相が同位相になる様な合成）としてこのチャネルベクトルの複素共役を取ったベクトル、ないしはそのベクトルの各成分の絶対値を全て一定にしたベクトルの何れかを、受信ウエイトベクトルとして利用しても良い。

これらの説明の通り、図６における第１の受信ウエイト処理部２５４、第１のチャネル情報推定回路２５６、第１の受信ウエイト算出回路２５７は、無線エントランス基地局装置と中継局装置との差はあるが、図１８における第１の受信ウエイト処理部１５４、第１のチャネル情報推定回路１５６、第１の受信ウエイト算出回路１５７に対応するものとなっており、基本的な動作も対応したものとなっている。

受信信号処理回路２５５−１〜２５５−Ｍ_２では、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}から入力されたサブキャリアごとの信号に対し、第１の受信ウエイト算出回路２５７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}で受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路２５５−１〜２５５−Ｍ_２は、それぞれ加算合成した信号を第２の受信信号処理部２７５に出力する。

以上が無線エントランス基地局装置２７０の第１の受信信号処理部２８５に関する説明である。なお、第２の受信信号処理部２７５に関しては、本発明の背景技術に関して図１９で説明した無線エントランス基地局装置７０の第２の受信信号処理部７５ないしは中継局装置６０の第２の受信信号処理回路１５９における装置構成の例と同様である。

Ｎ_ＳＤＭ本の第１特異値に対応する仮想的伝送路の受信信号としてＮ_ＳＤＭ系列の信号系列が第２の受信信号処理部２７５に入力（ここでは明示していないが、ＯＦＤＭの場合には、各サブキャリアの信号が入力されて、同様の信号処理を行うことになる）されると、チャネル行列取得回路１９１では受信信号の先頭に付与された既知のトレーニング信号を参照し、Ｎ_ＳＤＭ系統の信号系列に対しＮ_ＳＤＭ×Ｎ_ＳＤＭのチャネル行列を取得する。

受信ウエイト行列算出回路１９２は、チャネル行列取得回路１９１が取得したそのチャネル行列を基に受信ウエイト行列をＺＦ型の逆行列やＭＭＳＥ型の線形受信ウエイト行列として算出し、これを受信ウエイト行列乗算回路１９３に入力する。受信ウエイト行列乗算回路１９３は、後続するデータに受信ウエイト行列を乗算し、異なる仮想的伝送路間のクロストーク成分である干渉信号を抑圧する。

信号検出回路１９４は、ＳＩＮＲ特性が高められた各信号に対して信号検出を行う。ここでの信号検出とは一般的な復調処理を意図する。例えば受信信号の軟判定を行い、デインタリーブの後に誤り訂正を行い、最終的な信号検出を行う。複数の信号系列に展開されてパラレル伝送されたデータはパラレル／シリアル変換で１系列のデータに変換され、これらをＭＡＣ層処理回路に出力する。なお、ここでは典型的な例として線形の信号処理の例を示したが、信号検出回路１９４は、ＭＬＤないしＱＲ−ＭＬＤなどの非線形の信号処理を行うことも可能である。

以上が無線エントランス基地局装置に関する説明である。続いて、中継局装置に関する説明を行う。
図７は、本発明の第１の実施形態の中継局装置４７０における第１の送信信号処理部４８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図７に示す様に、第１の送信信号処理部４８１−ｉ（ｉは１〜Ｍ_２）は、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−Ｍ_１と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、第１の送信ウエイト処理部４４０とを備えている。送信信号処理回路４１１−１〜４１１−Ｍ_１と、第１の送信ウエイト処理部４４０とは、第２の送信信号処理部４７１を介して通信制御回路１２１に接続されている。第１の送信ウエイト処理部４４０は、チャネル情報取得回路４４１と、チャネル情報記憶回路４４２と、第１の送信ウエイト算出回路４４３とを備えている。

図８は、本発明の第１の実施形態の中継局装置４７０における第１の受信信号処理部４８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。第１の受信信号処理部４８５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}と、受信信号処理回路４５５−１〜４５５−Ｍ_１と、第１の受信ウエイト処理部４５４とを備えている。第１の受信ウエイト処理部４５４は、第１のチャネル情報推定回路４５６と、第１の受信ウエイト算出回路４５７とを備えている。受信信号処理回路４５５−１〜４５５−Ｍ_１と、第１の受信ウエイト処理部４５４とは、図４において示した通信制御回路１２１に接続されている。

基本的に、本発明の第１の実施形態では無線エントランス基地局装置２７０と中継局装置４７０では、無線エントランス基地局装置２７０にはスケジューリング等の一部の機能が付加されていることを除き、ほぼ同一であり、概略ブロックもほぼ等しい。したがって、無線エントランス基地局装置２７０が中継局装置４７０に変更になることにより、アンテナ素子数がＮ_{ＢＳ−Ａｎｔ}からＮ_{ＭＴ−Ａｎｔ}に変更になることに対応し、Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}系統分の回路からＮ_{ＭＴ−Ａｎｔ}系統分の回路に変更になると共に、それに対応して図５の送信信号処理回路２１１−１〜２１１−Ｍ_２、第１の送信ウエイト処理部２４０、チャネル情報取得回路２４１、チャネル情報記憶回路２４２及び第１の送信ウエイト算出回路２４３、ならびに、図６の受信信号処理回路２５５−１〜２５５−Ｍ_２、第１の受信ウエイト処理部２５４、第１のチャネル情報推定回路２５６及び第１の受信ウエイト算出回路２５７から、図７の送信信号処理回路４１１−１〜４１１−Ｍ_１、第１の送信ウエイト処理部４４０、チャネル情報取得回路４４１、チャネル情報記憶回路４４２及び第１の送信ウエイト算出回路４４３、ならびに、図８の受信信号処理回路４５５−１〜４５５−Ｍ_１、第１の受信ウエイト処理部４５４、第１のチャネル情報推定回路４５６及び第１の受信ウエイト算出回路４５７にそれぞれ変更されている。信号系統数の増加に伴う回路規模の変更等は有り得るが、基本的な機能、動作は全く同じであるために詳細説明は省略する。

[本発明の第２の実施形態]
上述の本発明の第１の実施形態においては、図１に示した様に、無線エントランス基地局装置３１３の複数の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１、及び中継局装置３２３の第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２はそれぞれ直線上に並び、それぞれがリニアアレー状の構成をとっていた。これに対し、より狭い領域に設備を設置するためには、各第１の信号処理部の配置を２次元的に構成することも可能である。

図９に、本発明の第２の実施形態における２次元アンテナ配置の場合の構成例を示す。本実施形態の無線通信システムは、図９に示す無線エントランス基地局装置３７１及び中継局装置３７２を備える。無線エントランス基地局装置３７１は、第１の信号処理部３６１−１〜３６１−９を備え、中継局装置３７２は、第１の信号処理部３６２−１〜３６２−９を備える。無線エントランス基地局装置３７１の第１の信号処理部３６１は、アンテナ素子３６３を備え、中継局装置３７２の第１の信号処理部３６２は、アンテナ素子３６４を備える。

無線エントランス基地局装置３７１の各第１の信号処理部３６１には、アンテナ素子３６３が２次元的に配置されている。第１の信号処理部３６１には、水平方向に素子数Ｎ_１Ｘ（同図では４素子）のアンテナ素子３６３が素子間隔ｄ_１Ｘで、垂直方向に素子数Ｎ_１Ｙ（同図では４素子）のアンテナ素子３６３が素子間隔ｄ_１Ｙで配置されている。さらに、これらの第１の信号処理部３６１は２次元的に配置されており、水平方向には間隔ΔＤ_１Ｘの間隔で３つの第１の信号処理部３６１が、垂直方向には間隔ΔＤ_１Ｙで３つの第１の信号処理部３６１が配置されている。つまり、無線エントランス基地局装置３７１には、３×３の合計９個の第１の信号処理部３６１が配置されている。

中継局装置３７２の各第１の信号処理部３６２には、アンテナ素子３６４が２次元的に配置されている。第１の信号処理部３６２には、水平方向に素子数Ｎ_２Ｘ（同図では３素子）のアンテナ素子３６４が素子間隔ｄ_２Ｘで、垂直方向に素子数Ｎ_２Ｙ（同図では３素子）のアンテナ素子３６４が素子間隔ｄ_２Ｙで配置されている。さらに、これらの第１の信号処理部３６２は２次元的に配置されており、水平方向には間隔ΔＤ_４Ｘで３つの第１の信号処理部３６２が、垂直方向には間隔ΔＤ_４Ｙで３つの第１の信号処理部３６２が配置されている。つまり、中継局装置３７２には、３×３の合計９個の第１の信号処理部３６２が配置されている。

この時、無線エントランス基地局装置３７１と中継局装置３７２の距離をＬ、中心周波数の波長をλとすると、下記の式（９）〜式（１２）の条件式を満たす様にΔＤ_１Ｘ、ΔＤ_１Ｙ、ΔＤ_４Ｘ、ΔＤ_４Ｙを設定する。

この条件を満たすことで、本発明の背景技術における直交化条件を２次元的に活用し、例えば図９に示す様に、合計で９個の第１の信号処理部３６１が無線エントランス基地局装置３７１に設置され、合計で９個の第１の信号処理部３６２が中継局装置３７２に設置されている場合に、原理的には９×９＝８１多重を実現することが可能になる。ただし、実際には反射波等の影響で直交性が低い第１の信号処理部の組み合わせもあり得るので、状況に応じて空間多重数を低く設定することも可能である。

本発明の背景技術では、図１１に示す様に複数の第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４が多素子アンテナで形成されるにもかかわらず、これを図２０に示す様に個々の第１の信号処理部を仮想的な１つの（パラボラ）アンテナの様に見做し、その結果として式（６）に示す最適な間隔ΔＤが算出される。この算出では、中継局装置３０２のアンテナ素子は複数のアンテナ素子である一方、基地局装置３０６はパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４を備えていると見なすことによって、図１１に示す無線通信システムを図２０のＭＩＭＯシステムと見なしている。これは、第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４を多素子アンテナとして算出すると近似解（または厳密解）が求まらなくなるためである。したがって、この様に基地局装置３０６がパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４を備えていると見なす場合には、中継局装置側を複数サブアレー（複数の第１の信号処理部）の構成とすることはできない。

しかし、基地局装置の第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４のアンテナ開口長を揃えると、開口長の定義は｛Ｎ−１｝×ｄであるが、これが一致するとＮ×ｄも一致することになるので、中継局装置側をサブアレー化する場合のΔＤの最適値が、エントランス基地局装置側の各サブアレーで一致することになる。式（６）を満たす条件について記載した「任意のオフセットを許容」とは、図１１で言えば中継局装置３０２のアンテナ素子の中心と、第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４の全体の重心が真正面に来る状況である必然性はなく、横方向及び又は縦方向に任意のオフセットが加わってズレていても問題はない。この二つの特徴を組み合わせると、図１の無線エントランス基地局装置３１３の第１の信号処理部３１４−１〜３１４−Ｍ_１のいずれにとっても、図１の中継局装置３２３の第１の信号処理部３２４−１〜３２４−Ｍ_２が完全に共用可能な形で図１１の裏返し状態になっており、相互に低相関で空間多重が出来ることになる。本実施形態では、横方向に任意のオフセットが加わり、ズレがあっても問題ないことを活用して、Ｍ_１×Ｍ_２多重が可能となる。

なお、式（７）〜式（１２）で示した関係式は、本発明の背景技術に関する図２１の説明と同様に、無線エントランス基地局装置及び中継局装置がお互いに正対していない状況では、そのための補正を行い、ΔＤ_１とΔＤ_４、ないしはΔＤ_１ＸとΔＤ_１ＹとΔＤ_４ＸとΔＤ_４Ｙの値を補正することで対処することも可能である。

以上説明した本実施形態によれば、見通し環境で固定設置する無線通信装置間で超高次の空間多重を実現する際に、空間多重数に対してより少ない装置（信号処理部等）数の装置構成で、且つ、より限定的な範囲に装置（アンテナ）を設置しながら、高い回線利得と安定的な空間多重特性を実現することが可能になる。本実施形態を適用することで、背景技術と比較して中継局のサイズは大きくなるが、無線エントランス基地局装置のサイズを大幅に抑えることが可能となり、無線通信システム全体としては設置範囲が狭くなり、設置の容易性を高めることが可能となる。

上述した本発明の実施形態によれば、無線通信システムは、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える。第１の無線通信装置は、第１のアンテナ素子群を有する複数の第１の指向性形成信号処理部と、複数の前記第１の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第１の信号分離処理部とを備える。また、第２の無線通信装置は、第２のアンテナ素子群を有する複数の第２の指向性形成信号処理部と、複数の第２の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第２の信号分離処理部とを備える。

第１の指向性形成信号処理部は、第１の指向性形成信号処理部が備える第１のアンテナ素子群と第２の指向性形成信号処理部が備える第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯチャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行う第１の指向性形成部を備える。第２の指向性形成信号処理部は、第１の指向性形成信号処理部が備える第１のアンテナ素子群と第２の指向性形成信号処理部が備える第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行う第２の指向性形成部を備える。第１の信号分離処理部は、第１の指向性形成信号処理部が形成した受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、第２の無線通信装置が送信した信号を再生する第１の信号再生部を備える。

また、第１の指向性形成部は、個別のＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行う。第２の指向性形成部は、個別のＭＩＭＯチャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行う。第２の信号分離処理部は、第２の指向性形成信号処理部が形成した受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、第１の無線通信装置が送信した信号を再生する第２の信号再生部を備える。

例えば、第１の無線通信装置が無線エントランス基地局装置３１３、２７０である場合、第１の指向性形成信号処理部は第１の信号処理部３１４であり、第１の信号分離処理部は第２の信号処理部３１５であり、第１の指向性形成部は送信信号処理回路２１１、第１の送信ウエイト処理部２４０、受信信号処理回路２５５及び第１の受信ウエイト処理部２５４であり、第１の信号再生部は第２の受信信号処理部２７５である。また例えば、第２の無線通信装置が中継局装置３２３、４７０である場合、第２の指向性形成信号処理部は第１の信号処理部３２４であり、第２の信号分離処理部は第２の信号処理部３２５であり、第２の指向性形成部は送信信号処理回路４１１、第１の送信ウエイト処理部４４０、受信信号処理回路４５５及び第１の受信ウエイト処理部４５４であり、第２の信号再生部は第２の受信信号処理部４７５である。なお、第１の無線通信装置が中継局装置３２３、４７０であり、第２の無線通信装置が、無線エントランス基地局装置３１３、２７０であってもよい。

第１の無線通信装置と第２の無線通信装置との間の距離をＬ、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置との間で用いる無線信号の中心周波数の波長をλとする。そして、第１の無線通信装置の各第１の指向性形成信号処理部が備える第１のアンテナ素子群にアンテナ素子が、水平方向に素子間隔ｄ_１ＸでＮ_１Ｘ素子かつ垂直方向に素子間隔ｄ_１ＹでＮ_１Ｙ素子の２次元格子状に設置され、第２の無線通信装置の各第２の指向性形成信号処理部が備える第２のアンテナ素子群に各アンテナ素子が、水平方向に素子間隔ｄ_２ＸでＮ_２Ｘ素子かつ垂直方向に素子間隔ｄ_２ＹでＮ_２Ｙ素子の２次元格子状に設置される。このとき、（ａ）と（ｂ）の一方又は両方を満たすように、第２の無線通信装置に複数の第２の指向性形成信号処理部が配置され、（ｃ）と（ｄ）の一方又は両方を満たすように、第１の無線通信装置に複数の第１の指向性形成信号処理部が配置される。すなわち、（ａ）第２の無線通信装置が水平方向に２以上の第２の指向性形成信号処理部を備える場合には、それら第２の指向性形成信号処理部は、水平方向の間隔が式（１３）又は式（１３）の近似値となるように位置し、（ｂ）第２の無線通信装置が垂直方向に２以上の第２の指向性形成信号処理部を備える場合には、それら第２の指向性形成信号処理部は、垂直方向の間隔が式（１４）又は式（１４）の近似値となるように位置する。また、（ｃ）第１の無線通信装置が水平方向に２以上の第１の指向性形成信号処理部を備える場合には、それら第１の指向性形成信号処理部は、水平方向の間隔が式（１５）又は式（１５）の近似値となるように位置し、（ｄ）第１の無線通信装置が垂直方向に２以上の第１の指向性形成信号処理部を備える場合には、それら第１の指向性形成信号処理部は、垂直方向の間隔が式（１６）又は式（１６）の近似値となるように位置する。

以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。例えば、本発明の実施形態の説明においてはＯＦＤＭ変調方式を想定した装置構成及び信号処理を中心に説明を行ったが、その他の方式を適用するためには、従来技術におけるその方式の装置構成を本発明の実施形態において反映させた構成とすればよい。また、Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信を中心に説明を行ったが、複数の中継局装置を備えたＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｍｕｌｔｉｐｏｉｎｔ型の通信形態であっても全く同様の議論が成り立つ。更に、マルチユーザＭＩＭＯ伝送により、複数の中継局装置と同時並行的に通信を行う構成に拡張することも可能である。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。

４０…無線通信システム、
５０…無線通信システム、
５３…無線通信システム、
６０…中継局装置、
６１…送信部、
６５…受信部、
６７…インタフェース回路、
６８…ＭＡＣ層処理回路、
７０…無線エントランス基地局装置、
７１…第２の送信信号処理部、
７５…第２の受信信号処理部、
７７…インタフェース回路、
７８…ＭＡＣ層処理回路、
１１１−ｉ…第１の送信信号処理回路、
１２０…通信制御回路、
１２１…通信制御回路、
１３０…第１の送信ウエイト処理部、
１３１…第１のチャネル情報取得回路、
１３２…第１のチャネル情報記憶回路、
１３３…第１の送信ウエイト算出回路、
１４０…第１の送信ウエイト処理部、
１４１…チャネル情報取得回路、
１４２…チャネル情報記憶回路、
１４３…第１の送信ウエイト算出回路、
１４４…第１の受信ウエイト処理部、
１４５−１〜１４５−Ｎ_ＳＤＭ…受信信号処理回路、
１４６…第１のチャネル情報推定回路、
１４７…第１の受信ウエイト算出回路、
１５４…第１の受信ウエイト処理部、
１５５−１〜１５５−Ｎ_ＳＤＭ…第１の受信信号処理回路、
１５６…第１のチャネル情報推定回路、
１５７…第１の受信ウエイト算出回路、
１５８−ｊ…第１の受信信号処理回路、
１５９…第２の受信信号処理回路、
１６０…第１の受信ウエイト処理部、
１６１…第１のチャネル情報推定回路、
１６２…第１の受信ウエイト算出回路、
１８１−１〜１８１−４、１８１−ｉ…第１の送信信号処理部、
１８５−１〜１８５−４、１８５−ｊ…第１の受信信号処理部、
１９０…第２の受信信号処理回路、
１９１…チャネル行列取得回路、
１９２…受信ウエイト行列算出回路、
１９３…受信ウエイト行列乗算回路、
１９４…信号検出回路、
２１１−１〜２１１−Ｍ_２…送信信号処理回路、
２４０…第１の送信ウエイト処理部、
２４１…チャネル情報取得回路、
２４２…チャネル情報記憶回路、
２４４…第１の送信ウエイト算出回路、
２５４…第１の受信ウエイト処理部、
２５５−１〜２５５−Ｍ_２…受信信号処理回路、
２５６…、第１のチャネル情報推定回路、
２５７…第１の受信ウエイト算出回路、
２７０…無線エントランス基地局装置、
２７１…第２の送信信号処理部、
２７５…第２の受信信号処理部、
２８１−１〜２８１−Ｍ_１、２８１−ｉ…第１の送信信号処理部、
２８５−１〜２８４−Ｍ_１、２８５−ｉ…第１の受信信号処理部、
３０１…無線エントランス基地局装置、
３０２…中継局装置、
３０３…無線エントランス基地局装置、
３０４−１〜３０４−４…第１の信号処理部、
３０５…第２の信号処理部、
３０６…無線エントランス基地局装置、
３０７−１〜３０７−４…パラボラアンテナ、
３０８−１〜３０８−Ｍ_１…アンテナ素子、
３１２…中継局装置アンテナ素子群、
３１３…無線エントランス基地局装置、
３１４−１〜３１４−Ｍ_１…第１の信号処理部、
３１５…第２の信号処理部、
３２３…中継局装置、
３２４−１〜３２４−Ｍ_２…第１の信号処理部、
３２５…第２の信号処理部、
３３６…中継局装置、
３３７−１〜３３７−Ｍ_２…アンテナ素子、
３５０…無線通信システム、
３５１…無線通信システム、
３６１−１〜３６１−９…第１の信号処理部、
３６２−１〜３６２−９…第１の信号処理部、
３６３…アンテナ素子、
３６４…アンテナ素子、
３７１…無線エントランス基地局装置、
３７２…中継局装置、
４１１−１〜４１１−Ｍ_１…送信信号処理部、
４４０…第１の送信ウエイト処理部、
４４１…チャネル情報取得回路、
４４２…チャネル情報記憶回路、
４４３…第１の送信ウエイト算出回路、
４５４…第１の受信ウエイト処理部、
４５５−１〜４５５−Ｍ_１…受信信号処理回路、
４５６…第１のチャネル情報推定回路、
４５７…第１の受信ウエイト算出回路、
４７０…中継局装置、
４７１…第２の送信信号処理部、
４７５…第２の受信信号処理部、
４８１−１〜４８１−Ｍ_２、４８１−ｉ…第１の送信信号処理部、
４８５−１〜４８４−Ｍ_２、４８５−ｉ…第１の受信信号処理部、
７８１…スケジューリング処理回路、
８１１−１〜８１１−Ｎ_ＳＤＭ…送信信号処理回路、
８１２−１〜８１２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}、８１２−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}…加算合成回路、
８１３−１〜８１３−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８１３−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}、８１３−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路、
８１４−１〜８１４−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８１４−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}、８１４−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}…Ｄ／Ａ変換器、
８１５…ローカル発振器、
８１６−１〜８１６−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８１６−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}、８１６−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}…ミキサ、
８１７−１〜８１７−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８１７−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}、８１７−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}…フィルタ、
８１８−１〜８１８−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８１８−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}、８１８−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}…ハイパワーアンプ、
８１９−１〜８１９−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８１９−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}、８１９−Ｎ_{ＢＳ−Ａｎｔ}…アンテナ素子、
８５１−１〜８５１−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８５１−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}…アンテナ素子、
８５２−１〜８５２−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８５２−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、
８５３…ローカル発振器、
８５４−１〜８５４−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８５４−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}…ミキサ、
８５５−１〜８５５−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８５５−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}…フィルタ、
８５６−１〜８５６−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８５６−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}…Ａ／Ｄ変換器、
８５７−１〜８５７−Ｎ’_{ＢＳ−Ａｎｔ}、８５７−Ｎ_{ＭＴ−Ａｎｔ}…ＦＦＴ回路

Claims (6)

1. 第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムであって、
   前記第１の無線通信装置は、
   第１のアンテナ素子群を有する複数の第１の指向性形成信号処理部と、
   複数の前記第１の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第１の信号分離処理部と、
   を備え、
   前記第２の無線通信装置は、
   第２のアンテナ素子群を有する複数の第２の指向性形成信号処理部と、
   複数の前記第２の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第２の信号分離処理部と、
   を備え、
   前記第１の指向性形成信号処理部は、
   前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群と前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行う第１の指向性形成部を備え、
   前記第２の指向性形成信号処理部は、
   前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群と前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行う第２の指向性形成部を備え、
   前記第１の信号分離処理部は、
   前記第１の指向性形成信号処理部が形成した前記受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、前記第２の無線通信装置が送信した信号を再生する第１の信号再生部を備える、
   無線通信システム。
2. 前記第１の指向性形成部は、個別の前記ＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行い、
   前記第２の指向性形成部は、個別の前記ＭＩＭＯチャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する処理と、当該ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理とを行い、
   前記第２の信号分離処理部は、
   前記第２の指向性形成信号処理部が形成した前記受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、前記第１の無線通信装置が送信した信号を再生する第２の信号再生部を備える、
   請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記第１の無線通信装置と前記第２の無線通信装置との間の距離をＬ、前記第１の無線通信装置と前記第２の無線通信装置との間で用いる無線信号の中心周波数の波長をλとし、前記第１の無線通信装置の各前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群にアンテナ素子が、水平方向に素子間隔ｄ_１ＸでＮ_１Ｘ素子かつ垂直方向に素子間隔ｄ_１ＹでＮ_１Ｙ素子の２次元格子状に設置され、前記第２の無線通信装置の各前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群に各アンテナ素子が、水平方向に素子間隔ｄ_２ＸでＮ_２Ｘ素子かつ垂直方向に素子間隔ｄ_２ＹでＮ_２Ｙ素子の２次元格子状に設置されている場合に、
   前記第２の無線通信装置が水平方向に２以上の前記第２の指向性形成信号処理部を備える場合には、水平方向の前記第２の指向性形成信号処理部の間隔が式（Ａ）又は式（Ａ）の近似値となるように位置し、
   

   

   前記第２の無線通信装置が垂直方向に２以上の前記第２の指向性形成信号処理部を備える場合には、垂直方向の前記第２の指向性形成信号処理部の間隔が式（Ｂ）又は式（Ｂ）の近似値となるように位置し、
   

   

   前記第１の無線通信装置が水平方向に２以上の前記第１の指向性形成信号処理部を備える場合には、水平方向の前記第１の指向性形成信号処理部の間隔が式（Ｃ）又は式（Ｃ）の近似値となるように位置し、
   

   

   前記第１の無線通信装置が垂直方向に２以上の前記第１の指向性形成信号処理部を備える場合には、垂直方向の前記第１の指向性形成信号処理部の間隔が式（Ｄ）又は式（Ｄ）の近似値となるように位置する、
   

   

   請求項２に記載の無線通信システム。
4. 他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置であって、
   アンテナ素子群を有する複数の指向性形成信号処理部と、
   複数の前記指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する信号分離処理部と、
   を備え、
   前記指向性形成信号処理部は、
   前記指向性形成信号処理部が備える前記アンテナ素子群と前記他の無線通信装置が備える複数の指向性形成信号処理部それぞれが有するアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネル行列を基に送信指向性ビーム及び受信指向性ビームの一方又は両方を形成する指向性形成部を備え、
   前記指向性形成部は、
   前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、前記ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理と、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、前記ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する処理との少なくとも一方を行い、
   当該無線通信装置が信号を受信する場合、前記信号分離処理部は、前記指向性形成信号処理部が形成した前記受信指向性ビームを用いて受信した前記信号を基に、前記他の無線通信装置が送信した前記信号を再生する信号再生部を備える、
   無線通信装置。
5. 第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信方法であって、
   前記第１の無線通信装置は、
   第１のアンテナ素子群を有する複数の第１の指向性形成信号処理部と、
   複数の前記第１の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第１の信号分離処理部と、
   を備え、
   前記第２の無線通信装置は、
   第２のアンテナ素子群を有する複数の第２の指向性形成信号処理部と、
   複数の前記第２の指向性形成信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第２の信号分離処理部と、
   を備えており、
   前記第１の指向性形成信号処理部が、前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群と前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する第１の受信指向性形成過程と、
   前記第１の指向性形成信号処理部が、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する第１の受信ウエイトベクトル算出過程と、
   前記第２の指向性形成信号処理部が、前記第１の指向性形成信号処理部が備える前記第１のアンテナ素子群と前記第２の指向性形成信号処理部が備える前記第２のアンテナ素子群との間の全ての組み合わせ又は一部の組み合わせに対応した個別のＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する第１の送信指向性形成過程と、
   前記第２の指向性形成信号処理部が、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する第１の送信ウエイトベクトル算出過程と、
   前記第１の信号分離処理部が、前記第１の受信指向性形成過程において形成された前記受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、前記第２の無線通信装置が送信した信号を再生する第１の信号再生過程とを有する、
   無線通信方法。
6. 前記第１の指向性形成信号処理部が、個別の前記ＭＩＭＯチャネル行列を基に送信指向性ビームを形成する第２の送信指向性形成過程と、
   前記第１の指向性形成信号処理部が、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する送信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル又は前記第１右特異ベクトルの近似解に基づいて算出する第２の送信ウエイトベクトル算出過程と、
   前記第２の指向性形成信号処理部が、個別の前記ＭＩＭＯチャネル行列を基に受信指向性ビームを形成する第２の受信指向性形成過程と、
   前記第２の指向性形成信号処理部が、前記ＭＩＭＯチャネル行列のそれぞれに対する受信ウエイトベクトルを、当該ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１左特異ベクトル又は前記第１左特異ベクトルの近似解に基づいて算出する第２の受信ウエイトベクトル算出過程と、
   前記第２の信号分離処理部が、前記第２の受信指向性形成過程において形成された前記受信指向性ビームを用いて受信した信号を基に、前記第１の無線通信装置が送信した信号を再生する第２の信号再生過程をさらに有する、
   請求項５に記載の無線通信方法。

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