JP2018068116A - Motor driving device for vacuum pump and vacuum pump - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor driving device for vacuum pump which can reduce the cost and can also rapidly respond to the reverse rotation of a motor when activated.SOLUTION: In the motor driving device for vacuum pump, an Id and Iq setting unit 402 sets a q-axis current command of acceleration driving if the rotation speed ω is a positive value showing a positive rotation state and sets a q-axis current command of deceleration driving if the rotation speed ω is a negative value showing a negative rotation state when a pump is activated. Changing the processing in the generally existing Id and Iq setting unit 402 as described above can lower the speed without fail when the motor is reversely rotated and allows a rapid shift to a normal pump activation operation.SELECTED DRAWING: Figure 4

Description

本発明は、真空ポンプ用モータ駆動装置、および、そのモータ駆動装置を備えた真空ポンプに関する。   The present invention relates to a vacuum pump motor driving device and a vacuum pump including the motor driving device.

ターボ分子ポンプなどの軸流式真空ポンプは、真空排気するために動翼を有するロータを高速回転させる。このとき、希薄ガスに対して圧縮仕事を行いながら排気するので、ロータは一方向のみの回転（この回転方向を正回転とする）となる。従って、軸流式真空ポンプは、通常は、静止状態と正回転領域との間での加速・減速運転および正回転での定常回転が行われる。   An axial flow type vacuum pump such as a turbo molecular pump rotates a rotor having moving blades at high speed for evacuation. At this time, since the exhaust gas is exhausted while performing compression work on the diluted gas, the rotor rotates in only one direction (this rotational direction is defined as a normal rotation). Therefore, the axial flow type vacuum pump normally performs acceleration / deceleration operation and stationary rotation in the normal rotation between the stationary state and the normal rotation region.

従来は、ロータを回転させるモータ駆動に必要な情報として、回転速度情報およびモータロータの磁極位置情報を、回転センサの検出信号に基づいて取得している。例えば、ロータに設けられたターゲット（段差を有する）をインダクタンス式のギャップセンサで検出する方式の真空ポンプでは、回転センサのみで回転方向を検知するのは困難である。そのため、通常は、モータ駆動時（特に、逆回転の発生する可能性が比較的高い始動時）の制御シーケンスの工夫により対処している（例えば、特許文献１参照）。   Conventionally, as information necessary for driving the motor for rotating the rotor, rotation speed information and magnetic pole position information of the motor rotor are acquired based on a detection signal of the rotation sensor. For example, it is difficult to detect the direction of rotation with only a rotation sensor in a vacuum pump that detects a target (having a step) provided on a rotor with an inductance-type gap sensor. For this reason, a countermeasure is usually taken by devising a control sequence when the motor is driven (particularly, at the time of starting at which the possibility of reverse rotation is relatively high) (for example, see Patent Document 1).

特許４６９２８９１号公報Japanese Patent No. 469891

しかしながら、ロータを静止状態から回転開始（始動）する際に、励磁開始時に逆回転することがあり、制御シーケンスの工夫により対処されているが、その分、起動時間が長くなるという問題がある。   However, when starting (starting) rotation of the rotor from a stationary state, it may reversely rotate at the start of excitation, which has been dealt with by devising a control sequence. However, there is a problem that the startup time is increased accordingly.

また、ターボ分子ポンプなどの軸流式真空ポンプを大型真空チャンバに搭載した場合には、チャンバを真空状態から急速に大気圧状態に戻すときに、ポンプ側からチャンバ側へガスが逆流しながら大気圧とされるので、逆流するガスの作用によりロータが逆回転することが希にある。このような場合、逆回転状態で起動されるのを防止するために、ロータが逆回転状態から静止状態となるまでポンプ再起動運転開始を待つ必要がある。   In addition, when an axial flow vacuum pump such as a turbo molecular pump is installed in a large vacuum chamber, when the chamber is rapidly returned from the vacuum state to the atmospheric pressure state, a large amount of gas flows back from the pump side to the chamber side. Since the pressure is set to atmospheric pressure, the rotor rarely rotates backward due to the backflowing gas. In such a case, in order to prevent starting in the reverse rotation state, it is necessary to wait for the pump restart operation start until the rotor changes from the reverse rotation state to the stationary state.

（Ｃ１）本発明の好ましい実施形態による真空ポンプ用モータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する第１演算部と、回転速度と目標回転速度との差分に基づいて、回転座標dq系におけるｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を設定する電流指令設定部と、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令、回転速度および前記磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、正弦波駆動指令に基づいて、複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、電流指令設定部は、ポンプ起動時に、回転速度ωが正回転状態を示す正の値である場合には加速駆動のｑ軸電流指令を設定し、回転速度ωが逆回転状態を示す負の値である場合には常に減速駆動のｑ軸電流指令を設定する。
（Ｃ２）さらに好ましい実施形態では、第１演算部は、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における第１の逆起電圧を演算する逆起電圧演算部と、磁極電気角がフィードバック入力され、該磁極電気角に基づいて第１の逆起電圧を回転座標dq系における第２の逆起電圧に変換する第１変換部と、第２の逆起電圧のベクトル位相角をΨとしたとき、回転速度が正である場合にはΨ−π/２がゼロに収束するように磁極位相偏差を算出し、回転速度が負である場合にはΨ＋π/２がゼロに収束するように磁極位相偏差を算出する第２演算部と、第１の逆起電圧に基づいて回転速度を算出する第３演算部と、第３演算部により算出された回転速度の積分値を算出する第４演算部と、を有し、第１演算部は、磁極位相偏差と積分値との和を磁極電気角として出力し、電流指令設定部は、回転速度が負である場合には、常にｑ軸電流指令を正に設定して減速駆動を行わせる。
（Ｃ３）さらに好ましい実施形態では、第１演算部は、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における第１の逆起電圧を演算する逆起電圧演算部と、磁極電気角がフィードバック入力され、該磁極電気角に基づいて第１の逆起電圧を回転座標dq系における第２の逆起電圧に変換する第１変換部と、第２の逆起電圧のベクトル位相角をΨとしたとき、Ψ−π/２がゼロに収束するように磁極位相偏差を算出する第２演算部と、第１の逆起電圧に基づいて回転速度を算出する第３演算部と、第３演算部により算出された回転速度の積分値を算出する第４演算部と、を有し、第１演算部は、磁極位相偏差と前記積分値との和を磁極電気角として出力し、電流指令設定部は、回転速度が負である場合には、常にｑ軸電流指令を負に設定して減速駆動を行わせる。
（Ｃ４）さらに好ましい実施形態では、第３演算部は、前記和を符号反転して算出される電気角がフィードバック入力され、該電気角に基づいて第１の逆起電圧を回転座標dq系における第３の逆起電圧に変換する第２変換部と、第２の逆起電圧のベクトル成分位相、および第３の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて回転速度を算出する回転速度演算部と、を備える。
（Ｃ５）さらに好ましい実施形態では、回転速度演算部は、所定時間間隔で取得される第２の逆起電圧のベクトル成分位相の差分値と、所定時間間隔で取得される第３の逆起電圧のベクトル成分位相の差分値との平均値に基づいて、回転速度を算出する。
（Ｃ６）また、回転速度演算部は、第２の逆起電圧のベクトル成分位相と第３の逆起電圧のベクトル成分位相との平均値を所定時間間隔で取得し、所定時間間隔で取得された平均値の差分値に基づいて回転速度を算出するようにしても良い。
（Ｃ７）さらに好ましい実施形態では、第３演算部は、回転速度を積分して得られる電気角がフィードバック入力され、該積分値電気角に基づいて第１の逆起電圧を回転座標dq系における第４の逆起電圧に変換する第３変換部を備え、第３演算部は、第４の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて回転速度を算出する。
（Ｃ８）さらに好ましい実施形態では、第３演算部は、逆起電圧演算部で演算された第１の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて回転速度を算出する。
（Ｃ９）さらに好ましい実施形態では、第１演算部は、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における第１の逆起電圧を演算する逆起電圧演算部と、第１の逆起電圧に基づいて磁極電気角を算出する磁極電気角演算部と、磁極電気角演算部で算出された磁極電気角に基づいて回転速度を算出する回転速度演算部と、を備え、磁極電気角演算部は、回転速度演算部からフィードバック入力される回転速度が正の場合にはθ＝tan−１（−Ｅα/Ｅβ）により磁極電気角を算出し、回転速度演算部からフィードバック入力される回転速度が負の場合にはθ＝tan−１（＋Ｅα/−Ｅβ）により磁極電気角を算出し、電流指令設定部は、回転速度が負である場合には、常にｑ軸電流指令を正に設定して減速駆動を行わせる。
（Ｃ１０）さらに好ましい実施形態では、第１演算部は、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における逆起電圧成分Ｅα，Ｅβを演算する逆起電圧演算部と、磁極電気角をθとしたとき、θ＝tan−１（−Ｅα/Ｅβ）により磁極電気角を算出する磁極電気角演算部と、磁極電気角演算部で算出された磁極電気角に基づいて回転速度を算出する回転速度演算部と、を備え、電流指令設定部は、回転速度が負である場合には、常にｑ軸電流指令を負に設定して減速駆動を行わせる。
（Ｃ１１）本発明の好ましい実施形態による真空ポンプは、排気機能部が形成されたポンプロータと、ポンプロータを回転駆動するモータと、上述の真空ポンプ用モータ駆動装置のいずれか一つと、を備える。 (C1) A motor driving device for a vacuum pump according to a preferred embodiment of the present invention includes a motor rotor based on an inverter having a plurality of switching elements to drive a motor, information on motor phase voltage, and information on motor phase current. And a current command setting unit for setting a d-axis current command and a q-axis current command in the rotation coordinate dq system based on a difference between the rotation speed and the target rotation speed. A drive command generation unit that generates a sine wave drive command based on the d-axis current command, the q-axis current command, the rotation speed, and the magnetic pole electrical angle, and a plurality of switching elements on / off based on the sine wave drive command A PWM signal generation unit that generates a PWM control signal for control, and the current command setting unit indicates that the rotation speed ω is in a positive rotation state when the pump is activated. When it is a positive value, an acceleration driving q-axis current command is set, and when the rotational speed ω is a negative value indicating a reverse rotation state, a deceleration driving q-axis current command is always set.
(C2) In a further preferred embodiment, the first calculation unit calculates a first counter electromotive voltage in the fixed coordinate αβ system based on information on the motor phase voltage and information on the motor phase current; , A magnetic pole electrical angle is fed back, a first conversion unit that converts the first counter electromotive voltage into a second counter electromotive voltage in the rotation coordinate dq system based on the magnetic pole electrical angle, and a second counter electromotive voltage When the vector phase angle is Ψ, when the rotational speed is positive, the magnetic pole phase deviation is calculated so that Ψ−π / 2 converges to zero, and when the rotational speed is negative, Ψ + π / 2 is A second calculation unit that calculates the magnetic pole phase deviation so as to converge to zero, a third calculation unit that calculates the rotation speed based on the first counter electromotive voltage, and an integration of the rotation speed calculated by the third calculation unit A fourth operation unit that calculates a value, and the first operation unit The sum of the phase deviation and the integral value is output as the magnetic pole electrical angle, the current command setting unit, when the rotation speed is negative, thereby always perform reduction drive positively setting the q-axis current command.
(C3) In a further preferred embodiment, the first calculation unit calculates a first counter electromotive voltage in the fixed coordinate αβ system based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current; , A magnetic pole electrical angle is fed back, a first conversion unit that converts the first counter electromotive voltage into a second counter electromotive voltage in the rotation coordinate dq system based on the magnetic pole electrical angle, and a second counter electromotive voltage When the vector phase angle is Ψ, a second calculation unit that calculates the magnetic pole phase deviation so that Ψ−π / 2 converges to zero, and a third calculation that calculates the rotation speed based on the first counter electromotive voltage. And a fourth calculation unit that calculates an integral value of the rotation speed calculated by the third calculation unit, and the first calculation unit uses the sum of the magnetic pole phase deviation and the integral value as the magnetic pole electrical angle. The current command setting unit always outputs when the rotation speed is negative. The q-axis current command is set to a negative value to perform deceleration driving.
(C4) In a further preferred embodiment, the third arithmetic unit is fed back with an electrical angle calculated by inverting the sign of the sum, and based on the electrical angle, the first counter electromotive voltage is calculated in the rotational coordinate dq system. A second conversion unit for converting to a third counter electromotive voltage, a vector component phase of the second counter electromotive voltage, and a rotation speed calculating unit for calculating the rotation speed based on the vector component phase of the third counter electromotive voltage; .
(C5) In a further preferred embodiment, the rotational speed calculation unit includes a difference value between the vector component phases of the second counter electromotive voltage acquired at a predetermined time interval and a third counter electromotive voltage acquired at the predetermined time interval. The rotational speed is calculated based on the average value of the vector component phase difference values.
(C6) Further, the rotation speed calculation unit acquires an average value of the vector component phase of the second counter electromotive voltage and the vector component phase of the third counter electromotive voltage at a predetermined time interval, and is acquired at the predetermined time interval. The rotation speed may be calculated based on the difference value of the average values.
(C7) In a further preferred embodiment, the third arithmetic unit is fed back with an electrical angle obtained by integrating the rotational speed, and based on the integrated electrical angle, the first counter electromotive voltage is calculated in the rotational coordinate dq system. A third conversion unit for converting to a fourth counter electromotive voltage is provided, and the third calculation unit calculates the rotation speed based on the vector component phase of the fourth counter electromotive voltage.
(C8) In a further preferred embodiment, the third calculation unit calculates the rotation speed based on the vector component phase of the first counter electromotive voltage calculated by the counter electromotive voltage calculation unit.
(C9) In a further preferred embodiment, the first calculation unit calculates a first counter electromotive voltage in the fixed coordinate αβ system based on information on the motor phase voltage and information on the motor phase current; A magnetic pole electrical angle calculator that calculates a magnetic pole electrical angle based on the first counter electromotive voltage, and a rotational speed calculator that calculates a rotational speed based on the magnetic pole electrical angle calculated by the magnetic pole electrical angle calculator. And the magnetic pole electrical angle calculator calculates the magnetic pole electrical angle by θ = tan −1 (−Eα / Eβ) when the rotational speed fed back from the rotational speed calculator is positive, and from the rotational speed calculator When the rotational speed to be fed back is negative, the magnetic pole electrical angle is calculated by θ = tan −1 (+ Eα / −Eβ), and the current command setting unit always outputs the q axis when the rotational speed is negative. Decelerate driving by setting the current command to positive Let it be done.
(C10) In a further preferred embodiment, the first calculation unit calculates the counter electromotive voltage components Eα and Eβ in the fixed coordinate αβ system based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current. Based on the magnetic pole electrical angle calculated by the magnetic pole electrical angle calculation unit and the magnetic pole electrical angle calculation unit that calculates the magnetic pole electrical angle by θ = tan −1 (−Eα / Eβ). A rotation speed calculation unit that calculates the rotation speed, and the current command setting unit always sets the q-axis current command to be negative and performs deceleration driving when the rotation speed is negative.
(C11) A vacuum pump according to a preferred embodiment of the present invention includes a pump rotor in which an exhaust function unit is formed, a motor that rotationally drives the pump rotor, and any one of the above-described vacuum pump motor driving devices. .

本発明によれば、コストを抑えつつ起動時のモータ逆転に速やかに対処することができる。   According to the present invention, it is possible to quickly cope with the motor reverse rotation at the start-up while suppressing the cost.

図１は、本実施の形態の真空ポンプにおけるポンプユニット１の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a pump unit 1 in the vacuum pump of the present embodiment. 図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of the control unit. 図３は、モータＭに関するモータ駆動制御系を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a motor drive control system related to the motor M. As shown in FIG. 図４は、正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。FIG. 4 is a block diagram illustrating the sine wave drive control unit 400. 図５は、ｄ軸およびｑ軸の方向を説明する図である。FIG. 5 is a diagram for explaining the directions of the d-axis and the q-axis. 図６は、回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing details of the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407. 図７は、逆起電圧Ｅ（Ｅα，Ｅβ）と磁極方向（磁極位置）との関係を説明する図である。FIG. 7 is a diagram for explaining the relationship between the back electromotive force E (Eα, Eβ) and the magnetic pole direction (magnetic pole position). 図８は、第２の実施形態における回転速度・磁極位置推定部４０７を示す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating a rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 according to the second embodiment. 図９は、回転速演算部４０７８における推定演算の一例を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram illustrating an example of the estimation calculation in the rotation speed calculation unit 4078. 図１０は、回転座標dq系における位相ズレを説明する図である。FIG. 10 is a diagram for explaining a phase shift in the rotation coordinate dq system. 図１１は、第３の実施形態における回転速度・磁極位置推定部４０７を示す図である。FIG. 11 is a diagram illustrating a rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 according to the third embodiment. 図１２は、第４の実施形態における回転速度・磁極位置推定部４０７を示す図である。FIG. 12 is a diagram illustrating a rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 according to the fourth embodiment. 図１３は、第５の実施形態における回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating details of the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 according to the fifth embodiment.

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、本実施の形態の真空ポンプの、ポンプユニット１の構成を示す図である。真空ポンプは、図１に示すポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するコントロールユニット（不図示）とを備えている。なお、図１に示す真空ポンプは、磁気浮上式ターボ分子ポンプである。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings.
-First embodiment-
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a pump unit 1 of the vacuum pump according to the present embodiment. The vacuum pump includes a pump unit 1 shown in FIG. 1 and a control unit (not shown) that drives the pump unit 1. The vacuum pump shown in FIG. 1 is a magnetic levitation turbomolecular pump.

ポンプユニット１は、回転翼４ａと固定翼６２とで構成されるターボポンプ段と、円筒部４ｂとネジステータ６４とで構成されるドラッグポンプ段（ネジ溝ポンプ）とを有している。ここではネジステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。回転側排気機能部である回転翼４ａおよび円筒部４ｂはポンプロータ４に形成されている。ポンプロータ４はシャフト５に締結されている。ポンプロータ４とシャフト５とによって回転体ユニットＲが構成される。   The pump unit 1 has a turbo pump stage composed of the rotary blade 4a and the fixed blade 62, and a drag pump stage (thread groove pump) composed of the cylindrical portion 4b and the screw stator 64. Here, a screw groove is formed on the screw stator 64 side, but a screw groove may be formed on the cylindrical portion 4b side. The rotary blade 4a and the cylindrical part 4b, which are the rotation side exhaust function part, are formed in the pump rotor 4. The pump rotor 4 is fastened to the shaft 5. The rotor unit R is configured by the pump rotor 4 and the shaft 5.

複数段の固定翼６２は、軸方向に対して回転翼４ａと交互に配置されている。各固定翼６２は、スペーサリング６３を介してベース６０上に載置される。ポンプケーシング６１の固定フランジ６１ｃをボルトによりベース６０に固定すると、積層されたスペーサリング６３がベース６０とポンプケーシング６１の係止部６１ｂとの間に挟持され、固定翼６２が位置決めされる。   The plurality of stages of fixed blades 62 are alternately arranged with the rotary blades 4a in the axial direction. Each fixed wing 62 is placed on the base 60 via the spacer ring 63. When the fixing flange 61c of the pump casing 61 is fixed to the base 60 with a bolt, the stacked spacer ring 63 is sandwiched between the base 60 and the locking portion 61b of the pump casing 61, and the fixed blade 62 is positioned.

シャフト５は、ベース６０に設けられた磁気軸受６７，６８，６９によって非接触支持される。各磁気軸受６７，６８，６９は電磁石と変位センサとを備えている。変位センサによりシャフト５の浮上位置が検出される。なお、軸方向の磁気軸受６９を構成する電磁石は、シャフト５の下端に設けられたロータディスク５５を軸方向に挟むように配置されている。シャフト５はモータＭにより回転駆動される。   The shaft 5 is supported in a non-contact manner by magnetic bearings 67, 68 and 69 provided on the base 60. Each magnetic bearing 67, 68, 69 includes an electromagnet and a displacement sensor. The floating position of the shaft 5 is detected by the displacement sensor. Note that the electromagnets constituting the axial magnetic bearing 69 are arranged so as to sandwich the rotor disk 55 provided at the lower end of the shaft 5 in the axial direction. The shaft 5 is rotationally driven by a motor M.

モータＭは同期モータであって、例えば、永久磁石同期モータが用いられる。モータＭは、ベース６０に配置されるモータステータ１０と、シャフト５に設けられるモータロータ１１とを有している。モータロータ１１には、永久磁石が設けられている。磁気軸受が作動していない時には、シャフト５は非常用のメカニカルベアリング６６ａ，６６ｂによって支持される。   The motor M is a synchronous motor, and for example, a permanent magnet synchronous motor is used. The motor M includes a motor stator 10 disposed on the base 60 and a motor rotor 11 provided on the shaft 5. The motor rotor 11 is provided with a permanent magnet. When the magnetic bearing is not operating, the shaft 5 is supported by emergency mechanical bearings 66a and 66b.

ベース６０の排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５にバックポンプが接続される。回転体ユニットＲを磁気浮上させつつモータＭにより高速回転駆動することにより、吸気口６１ａ側の気体分子は排気ポート６５側へと排気される。   An exhaust port 65 is provided at the exhaust port 60 a of the base 60, and a back pump is connected to the exhaust port 65. By rotating the rotating body unit R at a high speed by the motor M while magnetically levitating, the gas molecules on the intake port 61a side are exhausted to the exhaust port 65 side.

図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＡＣ／ＤＣコンバータ４０によってＤＣ出力（ＤＣ電圧）に変換される。ＡＣ／ＤＣコンバータ４０から出力されたＤＣ電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ４１に入力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１によって、モータＭ用のＤＣ電圧と磁気軸受用のＤＣ電圧とが生成される。   FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of the control unit. An AC input from the outside is converted into a DC output (DC voltage) by an AC / DC converter 40 provided in the control unit. The DC voltage output from the AC / DC converter 40 is input to the DC / DC converter 41, and the DC / DC converter 41 generates a DC voltage for the motor M and a DC voltage for the magnetic bearing.

モータＭ用のＤＣ電圧はインバータ４３に入力される。磁気軸受用のＤＣ電圧は磁気軸受用のＤＣ電源４２に入力される。磁気軸受６７，６８，６９は５軸磁気軸受を構成しており、磁気軸受６７，６８は各々２対の電磁石４６を有し、磁気軸受６９は１対の電磁石４６を有している。５対の電磁石４６、すなわち１０個の電磁石４６には、それぞれに対して設けられた１０個の励磁アンプ４５から個別に電流が供給される。   The DC voltage for the motor M is input to the inverter 43. The DC voltage for the magnetic bearing is input to the DC power supply 42 for the magnetic bearing. The magnetic bearings 67, 68, and 69 constitute a 5-axis magnetic bearing. The magnetic bearings 67 and 68 each have two pairs of electromagnets 46, and the magnetic bearing 69 has a pair of electromagnets 46. The five pairs of electromagnets 46, that is, the ten electromagnets 46, are individually supplied with current from ten excitation amplifiers 45 provided for each of them.

制御部４４はモータおよび磁気軸受の制御を行うデジタル演算器であり、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が用いられる。制御部４４は、インバータ４３に対しては、インバータ４３に含まれる複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４１を出力し、各励磁アンプ４５に対しては、各励磁アンプ４５に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４２をそれぞれ出力する。また、制御部４４には、後述するようにモータＭに関する信号（相電圧や相電流に関する信号）４４３が入力される。また、磁気軸受に関する信号（励磁電流信号や変位信号）４４４が入力される。   The control unit 44 is a digital arithmetic unit that controls the motor and the magnetic bearing, and for example, an FPGA (Field Programmable Gate Array) or the like is used. The control unit 44 outputs a PWM control signal 441 for on / off control of a plurality of switching elements included in the inverter 43 to the inverter 43, and is included in each excitation amplifier 45 for each excitation amplifier 45. PWM control signals 442 for ON / OFF control of the switching elements are output. Further, a signal related to the motor M (a signal related to the phase voltage or phase current) 443 is input to the control unit 44 as described later. In addition, a signal (excitation current signal or displacement signal) 444 related to the magnetic bearing is input.

図３は、モータＭに関するモータ駆動制御系を示す図である。モータ駆動制御系は、正弦波駆動制御部４００およびインバータ４３を有する。インバータ４３は、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ駆動するためのゲートドライブ回路４３００とを備えている。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６には、MOSFET やIGBT などのパワー半導体素子が用いられる。なお、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の各々には、環流ダイオードＤ１〜Ｄ６が並列接続されている。   FIG. 3 is a diagram showing a motor drive control system related to the motor M. As shown in FIG. The motor drive control system includes a sine wave drive control unit 400 and an inverter 43. The inverter 43 includes a plurality of switching elements SW1 to SW6 and a gate drive circuit 4300 for driving the switching elements SW1 to SW6 on and off. Power semiconductor elements such as MOSFET and IGBT are used for the switching elements SW1 to SW6. Note that freewheeling diodes D1 to D6 are connected in parallel to each of the switching elements SW1 to SW6.

モータステータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相コイルに流れる電流は電流検知部５０によってそれぞれ検出され、検出結果としての電流検知信号はローパスフィルタ４０９を介して制御部４４の正弦波駆動制御部４００に入力される。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルの各端子および中性点の電圧は電圧検知部５１によって検出され、検出結果としての電圧検知信号はローパスフィルタ４１０を介して正弦波駆動制御部４００に入力される。   Currents flowing through the U, V, and W phase coils of the motor stator 10 are respectively detected by the current detection unit 50, and a current detection signal as a detection result is input to the sine wave drive control unit 400 of the control unit 44 via the low-pass filter 409. Is done. The voltage at each terminal and neutral point of the U, V, and W phase coils is detected by the voltage detection unit 51, and a voltage detection signal as a detection result is input to the sine wave drive control unit 400 via the low-pass filter 410. The

正弦波駆動制御部４００は、ローパスフィルタ４０９、４１０でノイズ除去された電流検知信号および電圧検知信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ゲートドライブ回路４３００は、ＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動信号を生成し、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフする。これにより、正弦波に変調されＰＷＭ化された電圧が、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルにそれぞれ印加される。   The sine wave drive control unit 400 generates a PWM control signal for on / off control of the switching elements SW1 to SW6 based on the current detection signal and the voltage detection signal from which noise has been removed by the low-pass filters 409 and 410. The gate drive circuit 4300 generates a gate drive signal based on the PWM control signal, and turns on / off the switching elements SW1 to SW6. As a result, voltages that are modulated into sine waves and converted into PWM are applied to the U, V, and W phase coils, respectively.

本実施の形態では、モータ電流検知信号およびモータ電圧検知信号に基づいて回転速度、磁極位置を推定している。なお、本実施の形態のように、モータロータ１１の回転位置を検出する回転センサを有しないセンサレスのモータの場合には、モータ電流検知信号およびモータ電圧検知信号に基づいて回転速度、磁極位置を推定するのが一般的である。   In the present embodiment, the rotational speed and the magnetic pole position are estimated based on the motor current detection signal and the motor voltage detection signal. In the case of a sensorless motor that does not have a rotation sensor that detects the rotational position of the motor rotor 11 as in the present embodiment, the rotational speed and magnetic pole position are estimated based on the motor current detection signal and the motor voltage detection signal. It is common to do.

図４は、正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。図３においても説明したが、モータＭに流れる３相電流は電流検知部５０により検出され、検出された電流検知信号はローパスフィルタ４０９に入力される。一方、モータＭの３相電圧は電圧検知部５１により検出され、検出された電圧検知信号はローパスフィルタ４１０に入力される。   FIG. 4 is a block diagram illustrating the sine wave drive control unit 400. As described with reference to FIG. 3, the three-phase current flowing through the motor M is detected by the current detection unit 50, and the detected current detection signal is input to the low-pass filter 409. On the other hand, the three-phase voltage of the motor M is detected by the voltage detection unit 51, and the detected voltage detection signal is input to the low-pass filter 410.

ローパスフィルタ４０９を通過した電流検知信号およびローパスフィルタ４１０を通過した電圧検知信号は、それぞれ回転速度・磁極位置推定部４０７に入力される。詳細は後述するが、回転速度・磁極位置推定部４０７は、電流検知信号および電圧検知信号に基づいて、モータＭの回転速度ωおよび磁極位置（電気角θ）を推定する。なお、磁極位置は電気角θで表されるので、以下では、磁極位置のことを磁極電気角θと呼ぶことにする。算出された回転速度ωは速度制御部４０１，Ｉd・Ｉq設定部４０２および等価回路電圧変換部４０３に入力される。また、算出された磁極電気角θはdq−２相電圧変換部４０４に入力される。   The current detection signal that has passed through the low-pass filter 409 and the voltage detection signal that has passed through the low-pass filter 410 are input to the rotational speed / magnetic pole position estimation unit 407, respectively. Although details will be described later, the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 estimates the rotation speed ω and the magnetic pole position (electrical angle θ) of the motor M based on the current detection signal and the voltage detection signal. Since the magnetic pole position is represented by the electrical angle θ, hereinafter, the magnetic pole position will be referred to as the magnetic pole electrical angle θ. The calculated rotation speed ω is input to the speed control unit 401, Id / Iq setting unit 402 and equivalent circuit voltage conversion unit 403. The calculated magnetic pole electrical angle θ is input to the dq-2 phase voltage converter 404.

速度制御部４０１は、入力された目標回転速度ωiと推定された現在の回転速度ωとの差分に基づいて、ＰＩ 制御（比例制御および積分制御）あるいはＰ制御（比例制御）を行い、電流指令Ｉを出力する。詳細は後述するが、Ｉd・Ｉq設定部４０２は、電流指令Ｉに基づき、回転座標dq系における電流指令Ｉd，Ｉqを設定する。図５に示すように、回転座標dq系のｄ軸は、回転しているモータロータ１１のＮ極を正方向とする座標軸である。ｑ軸はｄ軸に対して９０度進みの直角方向の座標軸で、その向きは正回転時の逆起電圧方向となる。   The speed control unit 401 performs PI control (proportional control and integral control) or P control (proportional control) based on the difference between the input target rotational speed ωi and the estimated current rotational speed ω, and a current command I is output. Although details will be described later, the Id / Iq setting unit 402 sets current commands Id and Iq in the rotation coordinate dq system based on the current command I. As shown in FIG. 5, the d-axis of the rotational coordinate dq system is a coordinate axis with the N pole of the rotating motor rotor 11 as the positive direction. The q-axis is a perpendicular coordinate axis that is advanced by 90 degrees with respect to the d-axis, and its direction is the direction of the counter electromotive voltage during forward rotation.

等価回路電圧変換部４０３は、回転速度・磁極位置推定部４０７で算出された回転速度ωおよびモータＭの電気等価回路定数に基づく次式（１）を用いて、電流指令Ｉd，Ｉqを回転座標dq系における電圧指令Ｖd，Ｖqに変換する。なお、等価回路はモータコイルの抵抗成分ｒおよびインダクタンス成分Ｌに分けられる。ｒ、Ｌの値はモータ仕様等から得られ、予め記憶部（不図示）に記憶されている。

Figure 2018068116
The equivalent circuit voltage conversion unit 403 uses the following equation (1) based on the rotation speed ω calculated by the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 and the electric equivalent circuit constant of the motor M to convert current commands Id and Iq into rotation coordinates. It is converted into voltage commands Vd and Vq in the dq system. The equivalent circuit is divided into a resistance component r and an inductance component L of the motor coil. The values of r and L are obtained from the motor specifications and are stored in advance in a storage unit (not shown).
Figure 2018068116

dq-２相電圧変換部４０４は、変換後の電圧指令Ｖd，Ｖqと回転速度・磁極位置推定部４０７から入力された磁極電気角θとに基づいて、回転座標dq系における電圧指令Ｖd，Ｖqを固定座標αβ系の電圧指令Ｖα，Ｖβに変換する。２相-３相電圧変換部４０５は、２相の電圧指令Ｖα，Ｖβを３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換する。ＰＷＭ信号生成部４０６は、３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいて、インバータ４３に設けられた６つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ（導通または遮断）するためのＰＷＭ制御信号を生成する。インバータ４３は、ＰＷＭ信号生成部４０６から入力されたＰＷＭ制御信号に基づいてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフし、モータＭに駆動電圧を印加する。   The dq-2 phase voltage conversion unit 404 uses the voltage commands Vd, Vq in the rotation coordinate dq system based on the converted voltage commands Vd, Vq and the magnetic pole electrical angle θ input from the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407. Is converted into voltage commands Vα and Vβ in the fixed coordinate αβ system. The two-phase / three-phase voltage converter 405 converts the two-phase voltage commands Vα and Vβ into three-phase voltage commands Vu, Vv, and Vw. The PWM signal generation unit 406 generates a PWM control signal for turning on / off (conducting or blocking) the six switching elements SW1 to SW6 provided in the inverter 43 based on the three-phase voltage commands Vu, Vv, and Vw. The inverter 43 turns on and off the switching elements SW <b> 1 to SW <b> 6 based on the PWM control signal input from the PWM signal generation unit 406 and applies a drive voltage to the motor M.

図６は、回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。電圧検知部５１から出力された相電圧検知信号ｖv，ｖu，ｖwは、ローパスフィルタ４１０を介して３相-２相変換部４０７２に入力される。３相-２相変換部４０７２は３相の電圧信号を２相の電圧信号ｖα’，ｖβ’に変換する。変換後の電圧信号ｖα’，ｖβ’は逆起電圧演算部４０７４に入力される。   FIG. 6 is a diagram showing details of the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407. The phase voltage detection signals vv, vu, vw output from the voltage detection unit 51 are input to the three-phase / two-phase conversion unit 4072 via the low-pass filter 410. A three-phase to two-phase converter 4072 converts a three-phase voltage signal into two-phase voltage signals vα ′ and vβ ′. The converted voltage signals vα ′ and vβ ′ are input to the counter electromotive voltage calculation unit 4074.

一方、電流検知部５０から出力された相電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwは、ローパスフィルタ４０９を介して３相-２相変換部４０７１に入力される。３相-２相変換部４０７１は、３相の電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwを２相の電流信号ｉα，ｉβに変換する。変換後の電流信号ｉα，ｉβは等価回路電圧変換部４０７３に入力される。   On the other hand, the phase current detection signals iv, iu, iw output from the current detection unit 50 are input to the three-phase / two-phase conversion unit 4071 via the low-pass filter 409. A three-phase to two-phase conversion unit 4071 converts the three-phase current detection signals iv, iu, and iw into two-phase current signals iα and iβ. The converted current signals iα and iβ are input to the equivalent circuit voltage converter 4073.

等価回路電圧変換部４０７３は、モータＭの電気等価回路定数に基づく次式（２）を用いて、電流信号ｉα，ｉβを電圧信号ｖα，ｖβに変換する。変換後の電圧信号ｖα，ｖβは逆起電圧演算部４０７４に入力される。なお、等価回路はモータコイルの抵抗成分ｒおよびインダクタンス成分Ｌに分けられる。ｒ、Ｌの値はモータ仕様等から得られ、予め記憶部（不図示）に記憶されている。

Figure 2018068116
The equivalent circuit voltage conversion unit 4073 converts the current signals iα and iβ into voltage signals vα and vβ using the following equation (2) based on the electric equivalent circuit constant of the motor M. The converted voltage signals vα and vβ are input to the back electromotive force calculation unit 4074. The equivalent circuit is divided into a resistance component r and an inductance component L of the motor coil. The values of r and L are obtained from the motor specifications and are stored in advance in a storage unit (not shown).
Figure 2018068116

逆起電圧演算部４０７４は、モータ３相電圧に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’とモータ３相電流に基づく電圧信号ｖα，ｖβとに基づいて、次式（３）を用いて逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出する。

Figure 2018068116
Based on the voltage signals vα ′, vβ ′ based on the motor three-phase voltage and the voltage signals vα, vβ based on the motor three-phase current, the counter electromotive voltage calculation unit 4074 uses the following equation (3) to generate the counter electromotive voltage Eα. , Eβ is calculated.
Figure 2018068116

位相角演算部４０７６は、固定座標αβ系の逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）のベクトル位相角θを算出する。図７は、逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）と磁極方向（磁極位置）との関係を説明する図である。回転座標αβ系の逆起電圧ベクトル（Ｅα，Ｅβ）方向は、磁極位置（磁極電気角）θrに対して９０deg（π／２rad）進み方向となる。   The phase angle calculation unit 4076 calculates the vector phase angle θ of the back electromotive force (Eα, Eβ) of the fixed coordinate αβ system. FIG. 7 is a diagram for explaining the relationship between the counter electromotive voltage (Eα, Eβ) and the magnetic pole direction (magnetic pole position). The direction of the back electromotive force vector (Eα, Eβ) in the rotational coordinate αβ system is a 90 deg (π / 2 rad) advance direction with respect to the magnetic pole position (magnetic pole electrical angle) θr.

図７（ａ）は回転速度ωがω＞０の場合（すなわち、正回転の場合）を示したものであり、この場合、９０deg進み方向は、磁極位置θrから反時計回り（正回転方向）に９０deg回転した位置となる。そのため、実際の磁極位置θｒに近似される推定の磁極位置θは、４象限表現の逆正接関数を適用して次式（４）により算出される。

Figure 2018068116
FIG. 7A shows a case where the rotational speed ω is ω> 0 (that is, in the case of forward rotation). In this case, the 90 deg advance direction is counterclockwise from the magnetic pole position θr (forward rotation direction). The position is rotated 90 deg. Therefore, the estimated magnetic pole position θ approximated to the actual magnetic pole position θr is calculated by the following equation (4) by applying an arctangent function expressed in four quadrants.
Figure 2018068116

一方、ω＜０の場合（すなわち、逆回転の場合）には、磁極位置θrと逆起電圧ベクトル（Ｅα，Ｅβ）の関係は図７（ｂ）に示すようになる。逆回転の場合、９０deg進み方向は、磁極位置θrから時計回り（逆回転方向）に９０deg回転した位置となる。そのため、実際の磁極位置θｒに近似される推定の磁極位置θは、４象限表現の逆正接関数を適用して次式（５）により算出される。

Figure 2018068116
On the other hand, when ω <0 (that is, in the case of reverse rotation), the relationship between the magnetic pole position θr and the back electromotive force vector (Eα, Eβ) is as shown in FIG. In the case of reverse rotation, the 90 deg advance direction is a position rotated 90 deg clockwise (in the reverse rotation direction) from the magnetic pole position θr. Therefore, the estimated magnetic pole position θ approximated to the actual magnetic pole position θr is calculated by the following equation (5) by applying an arctangent function expressed in four quadrants.
Figure 2018068116

すなわち、位相角演算部４０７６は、後述する回転速度演算部４０７８からフィードバック入力された回転速度ωがω＞０の場合には、式（４）により磁極電気角θ（逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）のベクトル位相角）を算出し、ω＜０の場合には式（５）により磁極電気角θを算出する。なお、位相角演算部４０７６にフィードバックされる回転速度ωは、前回の制御サンプリングタイミングにおいて算出された回転速度である。   That is, when the rotational speed ω fed back from the rotational speed computing unit 4078 described later is ω> 0, the phase angle computing unit 4076 calculates the magnetic pole electrical angle θ (the counter electromotive voltage (Eα, Eβ) according to the equation (4). ) Vector phase angle), and when ω <0, the magnetic pole electrical angle θ is calculated by equation (5). The rotation speed ω fed back to the phase angle calculation unit 4076 is the rotation speed calculated at the previous control sampling timing.

回転速度演算部４０７８では、位相角演算部４０７６から入力された磁極電気角θに基づいて回転速度ωを算出する。回転速度ωは磁極電気角θの変化率なので、微分演算または差分演算により回転速度ωを算出する。差分を適用する場合、制御サンプリング時間Ｔで繰り返し演算が行われているときの、今回算出された現在の位相角θ１と、Ｔの自然数倍の所定時間Ｔ１毎に算出された位相角θ１を過去（前回）の位相角として予め記憶しておき、現在の位相角から過去（前回）の位相角との差Δθ１を演算する。そして、Δθ１を差分間隔の時間Ｔ１で除算することにより回転速度ω（＝Δθ１／Ｔ１）を算出する。Δθ＞０の場合には回転速度ωは正回転（ω＞０）となり、Δθ＜０の場合には回転速度ωは逆回転（ω＜０）となる。ちなみに、たとえ回転速度が０付近（ほぼ停止）にあって誤差により符号が逆転し、式（４）、（５）の選択が不適切になっても、式（４）、（５）から算出される各々のθの変化率は同じであるため、回転速度算出に問題は生じない。   The rotation speed calculation unit 4078 calculates the rotation speed ω based on the magnetic pole electrical angle θ input from the phase angle calculation unit 4076. Since the rotation speed ω is the rate of change of the magnetic pole electrical angle θ, the rotation speed ω is calculated by differential calculation or difference calculation. When the difference is applied, the current phase angle θ1 calculated this time when the calculation is repeatedly performed at the control sampling time T and the phase angle θ1 calculated every predetermined time T1 that is a natural number multiple of T are calculated. It is stored in advance as a past (previous) phase angle, and a difference Δθ1 between the current phase angle and the past (previous) phase angle is calculated. Then, the rotation speed ω (= Δθ1 / T1) is calculated by dividing Δθ1 by the time T1 of the difference interval. When Δθ> 0, the rotational speed ω is forward rotation (ω> 0), and when Δθ <0, the rotational speed ω is reverse rotation (ω <0). By the way, even if the rotation speed is near 0 (almost stopped), the sign is reversed due to an error, and even if selection of equations (4) and (5) is inappropriate, calculation is made from equations (4) and (5). Since the change rate of each θ is the same, there is no problem in calculating the rotational speed.

このように、式（４）、（５）のように推定される回転速度ωの正負に応じて磁極電気角θの算出式を切り替えることで、回転速度ωが正負のいずれの場合であっても、適切な磁極電気角θを得ることができる。その結果、回転速度・磁極位置推定部４０７からは、ロータ回転方向の正負（正回転、逆回転）に応じた回転速度ωおよび磁極電気角θが出力される。本実施の形態では、Ｉd，Ｉq設定部４０２は、回転速度・磁極位置推定部４０７から入力された回転速度ωの正負に応じて以下のような処理を行う。   Thus, by switching the calculation formula of the magnetic pole electrical angle θ according to the sign of the rotational speed ω estimated as in the formulas (4) and (5), the rotational speed ω is either positive or negative. In addition, an appropriate magnetic pole electrical angle θ can be obtained. As a result, the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 outputs a rotation speed ω and a magnetic pole electrical angle θ corresponding to positive / negative (positive rotation, reverse rotation) in the rotor rotation direction. In the present embodiment, the Id, Iq setting unit 402 performs the following processing according to the sign of the rotational speed ω input from the rotational speed / magnetic pole position estimating unit 407.

まず、回転速度・磁極位置推定部４０７から入力された回転速度ωがω≧０の場合、すなわち、モータロータが正回転状態または停止状態の場合を考える。この場合には、Ｉd，Ｉq設定部４０２は、加速制御時（ωi＞ω）においては、モータトルクを与えるｑ軸電流の電流指令ＩqをＩq＞０に設定する。これにより、正方向に回転しているモータロータの回転は加速される。逆に、減速制御時（ωi＜ω）である場合には、Ｉd，Ｉq設定部４０２は電流指令ＩqをＩq＜０に設定して、正方向に回転しているモータロータの回転を減速させる。   First, consider the case where the rotational speed ω input from the rotational speed / magnetic pole position estimation unit 407 is ω ≧ 0, that is, the case where the motor rotor is in a normal rotation state or a stopped state. In this case, the Id, Iq setting unit 402 sets the current command Iq of the q-axis current that gives the motor torque to Iq> 0 during acceleration control (ωi> ω). Thereby, the rotation of the motor rotor rotating in the positive direction is accelerated. Conversely, when the deceleration control is being performed (ωi <ω), the Id, Iq setting unit 402 sets the current command Iq to Iq <0, and decelerates the rotation of the motor rotor rotating in the forward direction.

一方、回転速度ωがω＜０の場合、すなわちモータロータが逆回転している場合を考える。真空ポンプにおいては、モータＭは一方向（正回転方向）のみに駆動される。そのため、逆回転状態である場合には、常に電流指令ＩqをＩq＞０に設定する。Ｉq＞０の場合にはモータロータに対して正回転方向（図７（ａ）のωの方向）にトルクが発生するので、逆回転しているモータロータの回転が必ず減速されることになる。このように、正回転方向のトルクを発生させると、モータロータの逆回転は減速して停止する。ポンプ起動時であれば、速度制御部４０１に入力される目標回転速度ωiはωi＞０であるので、モータロータは停止した後に正回転方向に駆動されることになる。   On the other hand, consider the case where the rotational speed ω is ω <0, that is, the case where the motor rotor is rotating in the reverse direction. In the vacuum pump, the motor M is driven only in one direction (forward rotation direction). Therefore, in the reverse rotation state, the current command Iq is always set to Iq> 0. When Iq> 0, torque is generated in the forward rotation direction (direction of ω in FIG. 7A) with respect to the motor rotor, so that the rotation of the reversely rotating motor rotor is necessarily decelerated. Thus, when the torque in the forward rotation direction is generated, the reverse rotation of the motor rotor is decelerated and stopped. When the pump is activated, the target rotational speed ω i input to the speed control unit 401 is ω i> 0, and therefore the motor rotor is driven in the forward rotational direction after stopping.

このように、本実施の形態では、回転速度ωの正負に応じて磁極電気角θの算出式（４）、（５）を切り替えることにより、ロータ回転方向の正負（正回転、逆回転）に応じた回転速度ωおよび磁極電気角θが得られる。これらの情報（ω、θ）を用いることで、真空ポンプのモータ回転方向を適切に制御することができる。また、Ｉd，Ｉq設定部４０２は、回転速度ωがω＜０の場合には常にＩq＞０と設定するので、モータＭが逆転した場合にはそのまま加速することなく速やかに減速される。   As described above, in this embodiment, the calculation formulas (4) and (5) of the magnetic pole electrical angle θ are switched according to whether the rotational speed ω is positive or negative, thereby making the rotor rotational direction positive or negative (positive rotation or reverse rotation). A corresponding rotation speed ω and magnetic pole electrical angle θ are obtained. By using these pieces of information (ω, θ), it is possible to appropriately control the motor rotation direction of the vacuum pump. In addition, the Id, Iq setting unit 402 always sets Iq> 0 when the rotational speed ω is ω <0, so that when the motor M rotates in the reverse direction, it is quickly decelerated without acceleration.

−第２の実施の形態−
図８，９は第２の実施形態を示す図である。なお、３相-２相変換部４０７１，４０７２，等価回路電圧変換部４０７３、および逆起電圧演算部４０７４の処理は、図６の構成の場合と同様であり、逆起電圧演算部４０７４までの処理については説明を省略する。 -Second Embodiment-
8 and 9 are diagrams showing a second embodiment. Note that the processes of the three-phase to two-phase converters 4071 and 4072, the equivalent circuit voltage converter 4073, and the counter electromotive voltage calculator 4074 are the same as those in the configuration of FIG. A description of the processing is omitted.

本実施の形態では、逆起電圧演算部４０７４で逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出した後、後述するように逆起電圧Ｅα，Ｅβに基づいて回転速度ωと磁極位相ズレ補正量Δφとを算出し、それらからθを推定するようにした。その際に、回転速度ωの演算と磁極位相ズレ補正量Δφの演算とを、別々に独立して行うようにした。   In this embodiment, after the counter electromotive voltages Eα and Eβ are calculated by the counter electromotive voltage calculation unit 4074, the rotational speed ω and the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ are calculated based on the counter electromotive voltages Eα and Eβ as described later. And θ is estimated from them. At that time, the calculation of the rotational speed ω and the calculation of the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ are performed separately and independently.

回転速度ωは、磁極電気角θの周期性に関係する量である。一方、磁極位相ズレ補正量Δφは、実際の磁気電気角θrと推定した磁極電気角θとの間の位相ズレに関係する量である。そして、算出された回転速度ωと磁極位相ズレ補正量Δφとから、θ＝∫ωdt＋Δφにより磁極電気角θを算出するようにした。   The rotational speed ω is an amount related to the periodicity of the magnetic pole electrical angle θ. On the other hand, the magnetic pole phase shift correction amount Δφ is an amount related to the phase shift between the actual magnetoelectric angle θr and the estimated magnetic pole electrical angle θ. The magnetic pole electrical angle θ is calculated from θ = θωdt + Δφ from the calculated rotational speed ω and the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ.

（磁極位相ズレ補正量Δφの演算）
まず、磁極位相ズレ補正量Δφの演算について説明する。モータロータ１１の回転速度は、ロータ回転慣性により回転１周期内で急激に変化することはなく、少なくとも数周期にかけてゆっくりと変化し、定常応答とみなすことができる。そこで、２相-dq電圧変換部４０７５は、式（６）に示す変換により入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）を、回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）に変換する。なお、式（６）におけるθには、所定時間間隔Ｔ（上述した制御サンプリングタイミングの間隔）で行われる演算において前回の演算タイミングで算出された磁極電気角θがフィードバックされる。

Figure 2018068116
(Calculation of magnetic pole phase deviation correction amount Δφ)
First, calculation of the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ will be described. The rotation speed of the motor rotor 11 does not change suddenly within one rotation period due to the rotor rotation inertia, but changes slowly over at least several cycles, and can be regarded as a steady response. Therefore, the two-phase-dq voltage conversion unit 4075 converts the counter electromotive voltage (Eα, Eβ) input by the conversion shown in Expression (6) into the counter electromotive voltage (Ed, Eq) in the rotational coordinate dq system. Note that the magnetic pole electrical angle θ calculated at the previous calculation timing in the calculation performed at the predetermined time interval T (the above-described control sampling timing interval) is fed back to θ in the equation (6).
Figure 2018068116

ここで、複素表示を用いて座標変換を考えると次のようになる。逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）のα成分Ｅαおよびβ成分Ｅβは、ω＞０の場合、Ｅ×exp（j（θr＋π/２））の実部および虚部に対応している。また、ω＜０の場合には、ＥαおよびＥβは、Ｅ×exp（j（θr−π/２））の実部および虚部に対応している。Ｅは逆起電圧の大きさで、θrは実際の磁極電気角である。   Here, the coordinate transformation using the complex display is as follows. The α component Eα and the β component Eβ of the back electromotive force (Eα, Eβ) correspond to the real part and the imaginary part of E × exp (j (θr + π / 2)) when ω> 0. When ω <0, Eα and Eβ correspond to the real part and the imaginary part of E × exp (j (θr−π / 2)). E is the magnitude of the back electromotive force, and θr is the actual magnetic pole electrical angle.

これに対して、推定された磁極電気角θを適用した２相-dq座標変換は、複素表示された逆起電圧にexp（−jθ）を乗算することで表される。従って、２相-dq座標変換後の逆起電圧（Ｅd，Ｅq）は、ω＞０の場合にはＥ×exp（j（θr＋π/２−θ））の実部および虚部で表される。ω＜０の場合には、Ｅ×exp（j（θr−π/２−θ））の実部および虚部で表される。   On the other hand, the two-phase-dq coordinate transformation to which the estimated magnetic pole electrical angle θ is applied is expressed by multiplying the back electromotive voltage displayed in a complex manner by exp (−jθ). Therefore, the back electromotive force (Ed, Eq) after the two-phase-dq coordinate conversion is expressed by the real part and the imaginary part of E × exp (j (θr + π / 2−θ)) when ω> 0. . When ω <0, it is expressed by the real part and the imaginary part of E × exp (j (θr−π / 2−θ)).

位相角演算部４０７６は、回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）のベクトル位相角Ψを、４象限表現の逆正接関数を適用して、Ψ＝tan−１(Ｅq／Ｅd)により算出する。ω＞０の場合の位相角ΨはΨ＝θr＋π/２−θとなり、ω＜０の場合にはΨ＝θr−π/２−θとなる。図１０は、回転座標dq系における磁極位相ズレを説明する図であり、（ａ）は正回転（ω＞０）の場合を示し、（b）は逆回転（ω＜０）の場合を示している。従って、推定される磁極電気角θを実際の磁極電気角θrに収束させる場合、ω＞０の場合にはΨ−π/２がゼロに収束するように制御し、ω＜０の場合にはΨ＋π/２がゼロに収束するように制御する。 The phase angle calculation unit 4076 applies a vector phase angle Ψ of the counter electromotive voltage (Ed, Eq) in the rotating coordinate dq system by applying an arctangent function expressed in four quadrants, and Ψ = tan −1 (Eq / Ed). calculate. The phase angle Ψ when ω> 0 is Ψ = θr + π / 2−θ, and when ω <0, Ψ = θr−π / 2−θ. 10A and 10B are diagrams for explaining the magnetic pole phase shift in the rotation coordinate dq system. FIG. 10A shows the case of forward rotation (ω> 0), and FIG. 10B shows the case of reverse rotation (ω <0). ing. Therefore, when the estimated magnetic pole electrical angle θ is converged to the actual magnetic pole electrical angle θr, control is performed so that Ψ−π / 2 converges to zero when ω> 0, and when ω <0. Control is performed so that Ψ + π / 2 converges to zero.

補正量Δφ演算部４０７７では、上述した磁極位相ズレを補正するための磁極位相ズレ補正量Δφを演算する。すなわち、正回転の場合にはΨ−π/２がゼロに収束するように、逆回転の場合にはΨ＋π/２がゼロに収束するように磁極位相ズレ補正量Δφを推定磁極電気角へ加算補正する制御を行う。   The correction amount Δφ calculating unit 4077 calculates a magnetic pole phase shift correction amount Δφ for correcting the above-described magnetic pole phase shift. That is, the magnetic pole phase shift correction amount Δφ is added to the estimated magnetic pole electrical angle so that Ψ−π / 2 converges to zero in the case of forward rotation and Ψ + π / 2 converges to zero in the case of reverse rotation. Control to correct.

ω＞０の場合の、磁極位相ズレ補正量Δφは、式（７）に示すように、Ψ−π／２（rad）の値（正負の変化の大きさ）に基づいて適当なゲインg１（比例制御のゲインまたは比例制御・積分制御のゲイン）を乗じて生成される。式（７）によれば、図１０（ａ）のようにΨ−π／２＜０（すなわちθr＜θ）の場合には、Δφ＜０となる。すなわち、実際の磁極電気角θrよりも進み位相になっている磁極電気角θをθrに近づけることになる。
Δφ＝g１×（Ψ−π／２） ：Ψ−π／２≠０の場合
Δφ＝０ ：Ψ−π／２＝０の場合 …（７） When ω> 0, the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ is an appropriate gain g1 (based on the value of Ψ−π / 2 (rad) (the magnitude of the positive / negative change) as shown in Expression (7). Proportional control gain or proportional control / integration control gain). According to Expression (7), when ψ−π / 2 <0 (that is, θr <θ) as shown in FIG. 10A, Δφ <0. That is, the magnetic pole electrical angle θ that is in a phase leading from the actual magnetic pole electrical angle θr is brought closer to θr.
Δφ = g1 × (Ψ−π / 2): When Ψ−π / 2 ≠ 0 Δφ = 0: When Ψ−π / 2 = 0 (7)

ω＜０の場合の、磁極位相ズレ補正量Δφは、式（８）のように設定される。例えば、図１０（ｂ）に示す場合にはΨ＋π／２＞０（すなわちθr＞θ）なので、Δφ＞０となり、実際の磁極電気角θrよりも遅れ位相になっている磁極電気角θをθrに近づけることになる。
Δφ＝g１×（Ψ＋π／２） ：Ψ＋π／２≠０の場合
Δφ＝０ ：Ψ＋π／２＝０の場合 …（８） The magnetic pole phase shift correction amount Δφ when ω <0 is set as shown in Expression (8). For example, in the case shown in FIG. 10B, since Ψ + π / 2> 0 (that is, θr> θ), Δφ> 0, and the magnetic pole electrical angle θ that is delayed from the actual magnetic pole electrical angle θr is set to θr. It will be close to.
Δφ = g1 × (Ψ + π / 2): When Ψ + π / 2 ≠ 0 Δφ = 0: When Ψ + π / 2 = 0 (8)

（回転速度ωの演算）
一方、上述した磁極位相ズレ補正量Δφの演算とは別に、回転速演算部４０７８において回転速度ωの推定演算が行われる。そして、積分演算部４０７９において、回転速度ωの積分値∫ωdtが行われる。図９は、回転速演算部４０７８における推定演算の一例を示すブロック図である。 (Calculation of rotational speed ω)
On the other hand, in addition to the above-described calculation of the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ, the rotation speed calculation unit 4078 performs an estimation calculation of the rotation speed ω. Then, in the integral calculation unit 4079, the integral value ∫ωdt of the rotational speed ω is performed. FIG. 9 is a block diagram illustrating an example of the estimation calculation in the rotation speed calculation unit 4078.

位相角演算部４１００では、逆起電圧演算部４０７４から入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）に基づいて、逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）の位相角θ１を次式（９）により算出する。この位相角θ１は図７における磁極方向（磁極位置）を表している。

Figure 2018068116
In the phase angle calculation unit 4100, the phase angle θ1 of the back electromotive voltage (Eα, Eβ) is calculated by the following equation (9) based on the back electromotive voltage (Eα, Eβ) input from the back electromotive voltage calculation unit 4074. . This phase angle θ1 represents the magnetic pole direction (magnetic pole position) in FIG.
Figure 2018068116

図７に示す固定座標αβ系では、磁極方向は回転速度ωで回転しているので、式（９）の位相角θ１も時間的に変化する。回転速度推定部４１０１では、このように変化する位相角θ１の微分または差分を演算することにより、回転速度ωを算出（推定）する。ちなみに、ここでは回転速度ωのみが算出されるので、回転速度ωの正負に関係なく同一式（式９）が用いられる。差分を適用する場合、制御サンプリング時間Ｔで繰り返し演算が行われているときの、今回算出された現在の位相角θ１と、Ｔの自然数倍の所定時間Ｔ１毎に算出された位相角θ１を過去（前回）の位相角として予め記憶しておき、現在の位相角から過去（前回）の位相角との差Δθ１を演算する。そして、Δθ１を差分間隔の時間Ｔ１で除算することにより回転速度ω（＝Δθ１／Ｔ１）を算出する。   In the fixed coordinate αβ system shown in FIG. 7, since the magnetic pole direction rotates at the rotational speed ω, the phase angle θ1 in the equation (9) also changes with time. The rotation speed estimation unit 4101 calculates (estimates) the rotation speed ω by calculating the differential or difference of the phase angle θ1 that changes in this way. Incidentally, since only the rotational speed ω is calculated here, the same formula (Formula 9) is used regardless of whether the rotational speed ω is positive or negative. When the difference is applied, the current phase angle θ1 calculated this time when the calculation is repeatedly performed at the control sampling time T and the phase angle θ1 calculated every predetermined time T1 that is a natural number multiple of T are calculated. It is stored in advance as a past (previous) phase angle, and a difference Δθ1 between the current phase angle and the past (previous) phase angle is calculated. Then, the rotation speed ω (= Δθ1 / T1) is calculated by dividing Δθ1 by the time T1 of the difference interval.

このようにして、回転速度演算部４０７８によって算出された回転速度ωは、積分演算部４０７９および等価回路電圧変換部４０７３に入力されるとともに、回転速度・磁極位置推定部４０７から出力される。積分演算部４０７９では、回転速度ωの積分値が演算される。上述の制御サンプリング時間Ｔを用いてこの積分値を表すと、積分値（次回）＝積分値（現在値）＋ω×Ｔのように表される。そして、この積分値と補正量Δφ演算部４０７７で算出された磁極位相ズレ補正量Δφとの和（次式（１０））を、今回の制御タイミングから時間Ｔが経過した次回に制御タイミングにおける磁極電気角θとして、２相-dq電圧変換部４０７５に入力するとともに、回転速度・磁極位置推定部４０７から出力する。
θ(次回)＝積分値(次回)＋Δφ …（１０） Thus, the rotation speed ω calculated by the rotation speed calculation unit 4078 is input to the integration calculation unit 4079 and the equivalent circuit voltage conversion unit 4073, and is output from the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407. The integral calculation unit 4079 calculates an integral value of the rotational speed ω. When this integrated value is expressed using the control sampling time T described above, it is expressed as follows: integrated value (next time) = integrated value (current value) + ω × T. Then, the sum (the following equation (10)) of the integral value and the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ calculated by the correction amount Δφ calculating unit 4077 is used as the magnetic pole at the control timing next time T has elapsed from the current control timing. The electrical angle θ is input to the two-phase-dq voltage conversion unit 4075 and output from the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407.
θ (next time) = integrated value (next time) + Δφ (10)

上述した第２の実施形態では、第１の実施形態と同様の作用効果に加えて、以下に記載のような作用効果を奏する。すなわち、回転速度ωの演算と磁極位相ズレ補正量Δφの演算とを別々に独立して行うことにより、回転速度ωの定常偏差を低減することができる。その結果、センサレス正弦波駆動において駆動安定性の向上を図ることができ、モータ電流の脈動低減や駆動効率の向上を図ることができる。   In the second embodiment described above, in addition to the same functions and effects as those of the first embodiment, the following functions and effects are achieved. That is, the steady-state deviation of the rotational speed ω can be reduced by performing the calculation of the rotational speed ω and the calculation of the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ separately and independently. As a result, driving stability can be improved in sensorless sine wave driving, and pulsation of motor current can be reduced and driving efficiency can be improved.

−第３の実施の形態−
図１１は、第３の実施形態における回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。第２の実施の形態の図８，９と比較すると、回転速度演算部４０７８の構成が異なるとともに、積分演算部４０７９で算出された回転速度ωの積分値をθ２として回転速度演算部４０７８にフィードバックしている部分が異なる。以下では、第２の実施の形態と異なる部分を中心に説明する。 -Third embodiment-
FIG. 11 is a diagram illustrating details of the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 according to the third embodiment. Compared with FIGS. 8 and 9 of the second embodiment, the configuration of the rotation speed calculation unit 4078 is different, and the integral value of the rotation speed ω calculated by the integration calculation unit 4079 is θ2 and fed back to the rotation speed calculation unit 4078. Different parts. Below, it demonstrates centering on a different part from 2nd Embodiment.

回転速度演算部４０７８の２相-dq電圧変換部４１１０は、逆起電圧演算部４０７４から入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）と、積分演算部４０７９から出力された積分値θ２とに基づいて、次式（１１）により回転座標dq系における逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）を算出する。ここで用いられる積分値（電気角）θ２は、２相-dq電圧変換部４０７５で用いられる磁極電気角θとは異なり、磁極位相ズレ補正量Δφによって磁極位相ズレが補正されていない状態の磁極電気角である。

Figure 2018068116
The two-phase-dq voltage conversion unit 4110 of the rotation speed calculation unit 4078 is based on the counter electromotive voltage (Eα, Eβ) input from the counter electromotive voltage calculation unit 4074 and the integral value θ2 output from the integration calculation unit 4079. Thus, the back electromotive force (E1d, E1q) in the rotational coordinate dq system is calculated by the following equation (11). The integral value (electrical angle) θ2 used here is different from the magnetic pole electrical angle θ used in the two-phase-dq voltage converter 4075, and the magnetic pole phase deviation is not corrected by the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ. Electrical angle.
Figure 2018068116

次いで、位相角演算部４１１１は、次式（１２）により位相角Ψ１を算出する。図７および図１０の説明に記載したように、固定座標αβ系においては、逆起電圧ベクトル（Ｅα，Ｅβ）は回転速度ωで回転している。一方、実磁極電気角θrと推定磁極電気角θとが同一の周期性を有している場合には、たとえ位相ズレがあっても、回転座標dq系において推定される回転速度ωは実際の回転速度ωrに収束する。その結果、２相-dq電圧変換された逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）の位相Ψ１は一定値となる。逆に、収束していなければ位相Ψ１は変化する。

Figure 2018068116
Next, the phase angle calculation unit 4111 calculates the phase angle Ψ1 by the following equation (12). As described in the description of FIGS. 7 and 10, in the fixed coordinate αβ system, the back electromotive force vector (Eα, Eβ) rotates at the rotational speed ω. On the other hand, when the actual magnetic pole electrical angle θr and the estimated magnetic pole electrical angle θ have the same periodicity, the rotational speed ω estimated in the rotational coordinate dq system is the actual rotational speed ω even if there is a phase shift. It converges to the rotational speed ωr. As a result, the phase Ψ1 of the back electromotive voltage (E1d, E1q) obtained by the two-phase-dq voltage conversion becomes a constant value. On the contrary, the phase Ψ1 changes if it has not converged.
Figure 2018068116

回転速度ズレ補正部４１１２では、位相Ψ１の変化ΔΨ１に基づいて、回転速度ズレを補正するための補正量Δω（＝ω（次回）−ω（現在値））を算出する。補正量Δωは、式（１３）に示すように、ΔΨ１の値（正負の変化の大きさ）に基づいて適当なゲインg２（比例制御のゲインまたは比例制御・積分制御のゲイン）を乗じて生成される。位相Ψ１の変化は回転速度のズレ（ωr−ω）に比例するので、ωr＞ωの場合にはΔΨ１＞０となり、補正量Δωは回転速度を増やすように作用する。
Δω＝g２×ΔΨ１ ：ΔΨ１≠０の場合
Δω＝０ ：ΔΨ１＝０の場合 …（１３） The rotational speed deviation correction unit 4112 calculates a correction amount Δω (= ω (next time) −ω (current value)) for correcting the rotational speed deviation based on the change ΔΨ1 of the phase Ψ1. The correction amount Δω is generated by multiplying an appropriate gain g2 (proportional control gain or proportional control / integral control gain) based on the value of ΔΨ1 (the magnitude of positive or negative change) as shown in the equation (13). Is done. Since the change in the phase Ψ1 is proportional to the rotational speed deviation (ωr−ω), Δω1> 0 when ωr> ω, and the correction amount Δω acts to increase the rotational speed.
Δω = g2 × ΔΨ1: When ΔΨ1 ≠ 0 Δω = 0: When ΔΨ1 = 0 (13)

さらに、回転速度ズレ補正部４１１２は、算出した補正量Δωを現在用いている回転速度ω（現在値）に加算することで、次回タイミングの回転速度ω（次回）を算出する（式（１４））。毎サンプリング周期において式（１４）用い、逐次補正することにより、真の回転速度ωrに収束させることができる。このような収束の過程は定常偏差（オフセット）をゼロにする制御となるので、従来問題であった定常偏差を最小限に改善することができる。
ω(次回)＝ω(現在値)＋Δω …（１４） Further, the rotational speed deviation correction unit 4112 calculates the rotational speed ω (next time) at the next timing by adding the calculated correction amount Δω to the currently used rotational speed ω (current value) (formula (14)). ). It is possible to converge to the true rotational speed ωr by using the equation (14) in each sampling period and performing successive corrections. Since such a convergence process is a control that makes the steady-state deviation (offset) zero, the steady-state deviation, which has been a problem in the past, can be improved to a minimum.
ω (next time) = ω (current value) + Δω (14)

積分演算部４０７９は回転速度ズレ補正部４１１２から出力された回転速度ωに基づいて、積分値∫ωdtを演算する。この積分値∫ωdtを、補正量Δφ演算部４０７７で算出された磁極位相ズレ補正量Δφに加算することにより、磁極電気角（次回）θが得られる。また、積分値∫ωdtは、電気角θ２として２相-dq電圧変換部４１１０にフィードバック入力される。   The integral calculation unit 4079 calculates an integral value ∫ωdt based on the rotation speed ω output from the rotation speed deviation correction unit 4112. By adding this integral value ∫ωdt to the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ calculated by the correction amount Δφ computing unit 4077, the magnetic pole electrical angle (next time) θ is obtained. Further, the integral value ∫ωdt is fed back to the two-phase-dq voltage converter 4110 as the electrical angle θ2.

本実施の形態では、誤差増大による安定性悪化を防ぐために、磁極位相ズレ補正量Δφの演算においては、磁極電気角θ（＝∫ωdt＋Δφ）を適用し、回転速度ωの演算では、磁極位相ズレ補正量Δφを含まない磁極電気角θ２（＝∫ωdt）を適用するようにしている。回転速度ωの演算は、位相角Ψ１の差分や微分に基づくので、周期性情報が含まれていれば足りるためである。   In the present embodiment, in order to prevent the deterioration of stability due to an increase in error, the magnetic pole phase angle correction amount Δφ is calculated by applying the magnetic pole electrical angle θ (= dtωdt + Δφ), and in the calculation of the rotational speed ω, the magnetic pole phase shift is calculated. The magnetic pole electrical angle θ2 (= ∫ωdt) not including the correction amount Δφ is applied. This is because the calculation of the rotational speed ω is based on the difference or differentiation of the phase angle Ψ1, and it is sufficient if the periodicity information is included.

−第４の実施の形態−
図１２は、第４の実施形態における回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。図１２に示す回転速度・磁極位置推定部４０７では、回転速度演算部４０７８において差分演算部４１１３，４１１４を設けた点、およびθの符号を反転した電気角θmを２相−ｄｑ変換部へフィードバックした点が上述した第３の実施の形態と異なる。以下では、第３の実施の形態と異なる部分について説明する。 -Fourth embodiment-
FIG. 12 is a diagram illustrating details of the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 according to the fourth embodiment. In the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 shown in FIG. 12, the difference between the rotation speed calculation unit 4078 and the difference calculation units 4113 and 4114 and the electrical angle θm with the sign of θ reversed are fed back to the two-phase-dq conversion unit. This point is different from the third embodiment described above. Below, a different part from 3rd Embodiment is demonstrated.

回転速演算部４０７８の２相-dq電圧変換部４１１０は、逆起電圧演算部４０７４から入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）と、符号反転部４１１６から出力された電気角θmとに基づいて、次式（１５）により回転座標dq系における逆起電圧（Ｅmd，Ｅmq）を算出する。なお、符号反転部４１１６は、推定磁極電気角θ（＝∫ωdt＋Δφ）に（−１）を乗算し、その結果を電気角θm（＝−θ）として出力する。

Figure 2018068116
The two-phase-dq voltage converter 4110 of the rotational speed calculator 4078 is based on the counter electromotive voltage (Eα, Eβ) input from the counter electromotive voltage calculator 4074 and the electrical angle θm output from the sign inverter 4116. Thus, the back electromotive force (Emd, Emq) in the rotational coordinate dq system is calculated by the following equation (15). The sign inverting unit 4116 multiplies the estimated magnetic pole electrical angle θ (= ∫ωdt + Δφ) by (−1), and outputs the result as an electrical angle θm (= −θ).
Figure 2018068116

次いで、位相角演算部４１１１は、次式（１６）により位相角Ψmを算出する。上述したように、固定座標αβ系においては、逆起電圧ベクトル（Ｅα，Ｅβ）は回転速度ωで回転している。一方、回転座標dq系においては、推定される回転速度ωが実際の回転速度ωrに収束していれば、磁極電気角θmを用いて２相-dq電圧変換された逆起電圧（Ｅmd，Ｅmq）の位相Ψmは一定値となる。逆に、収束していなければ位相Ψmは変化する。

Figure 2018068116
Next, the phase angle calculation unit 4111 calculates the phase angle Ψm by the following equation (16). As described above, in the fixed coordinate αβ system, the back electromotive force vector (Eα, Eβ) rotates at the rotation speed ω. On the other hand, in the rotational coordinate dq system, if the estimated rotational speed ω converges to the actual rotational speed ωr, the back electromotive force (Emd, Emq) converted by the two-phase-dq voltage conversion using the magnetic pole electrical angle θm. ) Has a constant value Ψm. Conversely, if it has not converged, the phase Ψm changes.
Figure 2018068116

差分演算部４１１３は、位相Ψmの差分ΔΨmを演算する。この場合、制御サンプリング時間Ｔで繰り返し演算が行われているときの、今回算出された現在の位相角Ψｍと、Ｔの自然数倍の所定時間Ｔ１毎に算出された位相角Ψｍを過去（前回）の位相角として予め記憶しておき、現在の位相角から過去（前回）の位相角との差ΔΨｍを演算する。一方、差分演算部４１１４では、位相角演算部４０７６から出力される位相角Ψを用いて、差分ΔΨを演算する。なお、差分演算に代えて微分演算を行うようにしても良い。   The difference calculation unit 4113 calculates the difference ΔΨm of the phase Ψm. In this case, when the calculation is repeatedly performed at the control sampling time T, the current phase angle Ψm calculated this time and the phase angle Ψm calculated every predetermined time T1 that is a natural number multiple of T are used in the past (previous time). ) In advance, and the difference ΔΨm between the current phase angle and the previous (previous) phase angle is calculated. On the other hand, the difference calculation unit 4114 calculates the difference ΔΨ using the phase angle Ψ output from the phase angle calculation unit 4076. Note that a differential operation may be performed instead of the difference operation.

第２の実施の形態に記載したように、Ψの値は、ω＞０の場合にはΨ＝θr＋π/２−θとなり、ω＜０の場合にはΨ＝θr−π/２−θとなる。しかし、所定時間Ｔ１間で差分ΔΨを取ると、回転方向（ωの正負）には関係なく、ΔΨ＝Δθr−Δθ＝（ωr−ω）Ｔ１と表される。同様に、Ψmの場合には、ΔΨm＝Δθr−Δθm＝Δθr＋Δθ＝（ωr＋ω）Ｔ１と表される。   As described in the second embodiment, the value of Ψ is Ψ = θr + π / 2−θ when ω> 0, and Ψ = θr−π / 2−θ when ω <0. Become. However, if the difference ΔΨ is taken during the predetermined time T1, it is expressed as ΔΨ = Δθr−Δθ = (ωr−ω) T1 regardless of the rotation direction (positive / negative of ω). Similarly, in the case of Ψm, ΔΨm = Δθr−Δθm = Δθr + Δθ = (ωr + ω) T1.

差分演算部４１１３から出力された差分ΔΨmと、差分演算部４１１４から出力された差分ΔΨとを加算点で加算すると、ΔΨ＋ΔΨm＝２ωr・Ｔ１となる。ω生成部４１１５では、入力されたΔΨm＋ΔΨ＝２ωr・Ｔに０．５を乗算し、さらに時間Ｔ１で除算することにより回転速度ωを算出する。ω生成部４１１５は演算結果を推定角速度ωとして出力する。ω生成部４１１５から出力された回転速度ωは、積分演算部４０７９、補正量ΔΦ演算部４０７７および等価回路電圧変換部４０７３に入力されるとともに、回転速度・磁極位置推定部４０７から出力される。   When the difference ΔΨm output from the difference calculation unit 4113 and the difference ΔΨ output from the difference calculation unit 4114 are added at the addition point, ΔΨ + ΔΨm = 2ωr · T1. The ω generation unit 4115 calculates the rotational speed ω by multiplying the inputted ΔΨm + ΔΨ = 2ωr · T by 0.5 and further dividing by the time T1. The ω generation unit 4115 outputs the calculation result as the estimated angular velocity ω. The rotation speed ω output from the ω generation unit 4115 is input to the integration calculation unit 4079, the correction amount ΔΦ calculation unit 4077, and the equivalent circuit voltage conversion unit 4073, and is output from the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407.

上述のように、ω生成部４１１５では、（ΔΨm＋ΔΨ）/２Ｔ＝ωrのように実回転速度ωrを抽出するような処理となっている。ただし、実際にはΔΨmおよびΔΨには誤差が含まれているので必ずしもωrと一致するわけではない。しかしながら、このように、実回転速度ωrが抽出されるような処理となっているので、回転速度ωおよびその積分値∫ωdtをより精度良く推定することができる。このことは、回転速度が小さい場合や、制御サンプリング間隔Ｔが長く設定されている場合に、特に有効である。   As described above, in the ω generation unit 4115, the actual rotation speed ωr is extracted as (ΔΨm + ΔΨ) / 2T = ωr. However, since ΔΨm and ΔΨ actually contain errors, they do not always coincide with ωr. However, since the processing is such that the actual rotational speed ωr is extracted in this way, the rotational speed ω and its integral value ∫ωdt can be estimated with higher accuracy. This is particularly effective when the rotational speed is low or when the control sampling interval T is set to be long.

−第５の実施の形態−
図１３は、第５の実施形態における回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。上述した第４の実施形態では、各位相角Ψ，Ψmの差分をそれぞれ計算してから和を求め、その和を用いて回転速度ωを算出している。本実施の形態では、図１３に示すように位相角Ψと位相角Ψmとの和を先に計算した後に差分を求め、その差分に基づいて回転速度ωを算出するようにした。その他の構成については、第４の実施の形態と同様なので、以下では差分演算の部分を中心に説明する。なお、第４の実施の形態と同様に、差分演算に変えて微分演算を用いても良い。 -Fifth embodiment-
FIG. 13 is a diagram illustrating details of the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 according to the fifth embodiment. In the above-described fourth embodiment, the difference between the phase angles Ψ and Ψm is calculated and then the sum is obtained, and the rotational speed ω is calculated using the sum. In the present embodiment, as shown in FIG. 13, the sum of the phase angle Ψ and the phase angle Ψm is calculated first, and then the difference is obtained, and the rotational speed ω is calculated based on the difference. Since the other configuration is the same as that of the fourth embodiment, the following description focuses on the difference calculation portion. Similar to the fourth embodiment, a differential operation may be used instead of the difference operation.

ω＞０の場合には、Ψ＝θr＋π/２−θおよびΨm＝θr＋π/２−θm＝θr＋π/２＋θとなるので、それらの和（Ψ＋Ψm）はΨ＋Ψm＝２θrとなる。ω＜０の場合にも、同様にΨ＋Ψm＝２θrとなる。よって、回転方向（ωの正負）に関係なく、差分演算部４１１７の差分結果は、所定の時間間隔Ｔ１を用いると、Δ（Ψ＋Ψm）＝２Δθr＝２ωr・Ｔ１と表される。ω生成部４１１５では、入力されたΔ（Ψm＋Ψ）＝２ωr・Ｔ１に０．５を乗算し、さらに時間Ｔ１で除算することにより回転速度ωを算出する。このように、本実施の形態の場合も、第４の実施の形態と同様に回転速度ωの推定をより精度良く行うことができる。   In the case of ω> 0, Ψ = θr + π / 2−θ and Ψm = θr + π / 2−θm = θr + π / 2 + θ, so the sum (Ψ + Ψm) is Ψ + Ψm = 2θr. Similarly, when ω <0, Ψ + Ψm = 2θr. Therefore, regardless of the rotation direction (positive or negative of ω), the difference result of the difference calculation unit 4117 is expressed as Δ (Ψ + Ψm) = 2Δθr = 2ωr · T1 when the predetermined time interval T1 is used. The ω generation unit 4115 calculates the rotational speed ω by multiplying the inputted Δ (Ψm + Ψ) = 2ωr · T1 by 0.5 and further dividing by the time T1. Thus, also in the case of the present embodiment, the rotational speed ω can be estimated with higher accuracy as in the case of the fourth embodiment.

−第６の実施の形態−
上述した第１の実施の形態（図６，７）では、回転速度ωの正負に応じてθの式を式（４）、（５）で切り替えて磁極電気角θを算出するとともに、回転開始時の回転速度ωが負の場合（逆回転の場合）には、Ｉd，Ｉq設定部４０２においてＩq＞０と設定することで減速させるようにした。また、第２の実施の形態（図８，１０）では、回転速度ωの正負に応じて式（７）または（８）で磁極位相ズレ補正量Δφを算出する。回転速度ωが負の場合（逆回転の場合）には、磁極位相ズレ補正量Δφを式（８）のように設定するとともに、Ｉq＞０と設定することにより逆回転を減速させるようにした。一方、第６の実施の形態では、磁極電気角θの設定に関しては正回転しているものとみなして演算を行い、回転開始時の回転速度ωがω＜０の場合にはＩd，Ｉq設定部４０２におけるＩqをＩq＜０に設定することで、必ず減速動作させるようにした。 -Sixth embodiment-
In the first embodiment (FIGS. 6 and 7) described above, the formula of θ is switched between formulas (4) and (5) according to the sign of the rotational speed ω, and the magnetic pole electrical angle θ is calculated, and the rotation is started. When the rotational speed ω at the time is negative (in the case of reverse rotation), the Id, Iq setting unit 402 sets Iq> 0 to decelerate. Further, in the second embodiment (FIGS. 8 and 10), the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ is calculated by the equation (7) or (8) according to the sign of the rotational speed ω. When the rotation speed ω is negative (in the case of reverse rotation), the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ is set as shown in Equation (8), and reverse rotation is decelerated by setting Iq> 0. . On the other hand, in the sixth embodiment, regarding the setting of the magnetic pole electrical angle θ, the calculation is performed assuming that the magnetic pole is rotating forward, and when the rotation speed ω at the start of rotation is ω <0, Id and Iq are set. By setting Iq in the unit 402 to Iq <0, the decelerating operation is always performed.

最初に、図６の構成の場合について説明する。第１の実施の形態では、回転速度ωを位相角演算部４０７６にフィードバックし、回転速度ωの正負に応じて式（４）または式（５）により磁極電気角θを算出した。一方、第６の実施の形態では、回転速度ωの正負に関係なく（この場合、回転速度ωのフィードバックは必要ない）、式（４）を用いて磁極電気角θを算出する。Ｉd，Ｉq設定部４０２は、回転速度演算部４０７８からの回転速度ωがω＞０の場合には加速時にＩq＞０と設定する。   First, the case of the configuration of FIG. 6 will be described. In the first embodiment, the rotational speed ω is fed back to the phase angle calculation unit 4076, and the magnetic pole electrical angle θ is calculated by the formula (4) or the formula (5) according to the sign of the rotational speed ω. On the other hand, in the sixth embodiment, regardless of whether the rotational speed ω is positive or negative (in this case, feedback of the rotational speed ω is not necessary), the magnetic pole electrical angle θ is calculated using Equation (4). The Id, Iq setting unit 402 sets Iq> 0 during acceleration when the rotation speed ω from the rotation speed calculation unit 4078 is ω> 0.

一方、回転速度演算部４０７８からの回転速度ωがω＜０の場合には、Ｉd，Ｉq設定部４０２はＩqをＩq＜０と設定する。このように、第６の実施の形態では、回転速度ωの正負に応じてＩd，Ｉq設定部４０２におけるＩqの正負を切り替え、ω＜０の場合には常にＩq＜０と設定しているので、回転開始時の回転方向が逆回転であった場合には必ず減速されることになる。すなわち、逆回転のまま回転数が上昇してしまうのを防止することができ、正常なポンプ起動動作へ速やかに移行することができる。   On the other hand, when the rotation speed ω from the rotation speed calculation unit 4078 is ω <0, the Id, Iq setting unit 402 sets Iq to Iq <0. As described above, in the sixth embodiment, the positive / negative of Iq in the Id, Iq setting unit 402 is switched according to the positive / negative of the rotational speed ω, and Iq <0 is always set when ω <0. When the rotation direction at the start of rotation is reverse rotation, the vehicle is always decelerated. That is, it is possible to prevent the rotational speed from increasing while maintaining the reverse rotation, and to promptly shift to a normal pump starting operation.

次に、図８の構成の場合について説明する。第６の実施の形態では回転速度・磁極位置推定部４０７において磁極位相ズレ補正量Δφを設定する際に、回転方向（ωの正負）には関係なく式（７）を使用する。そして、Ｉd，Ｉq設定部４０２は、回転速度・磁極位置推定部４０７から入力される回転速度ωがω＜０のときには、Ｉq＜０に設定する。   Next, the case of the configuration of FIG. 8 will be described. In the sixth embodiment, when setting the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ in the rotational speed / magnetic pole position estimation unit 407, the equation (7) is used regardless of the rotation direction (positive or negative of ω). The Id, Iq setting unit 402 sets Iq <0 when the rotation speed ω input from the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 is ω <0.

ωの正負に関わらず式（７）でΔφを設定した場合、正回転であれば、Ｉd，Ｉq設定部４０２でＩq＞０と設定されても正常に加速されるが、逆回転の場合には、Ｉq＞０と設定すると、逆回転状態のまま加速されてしまうことになる。変形例では、ωの正負に関わらず式（７）でΔφを設定するが、Ｉd，Ｉq設定部４０２は、回転速度・磁極位置推定部４０７から入力される回転速度ωがω＜０と判断したときには、Ｉqをω＞０の場合とは逆にＩq＜０と設定するようにした。この場合、逆回転しているモータロータ１１は、回転が減速されることになる。なお、この制御方法は、図８の構成の場合に限らず、上述した第３〜５の実施の形態の構成の場合にも適用することができる。   Regardless of whether ω is positive or negative, when Δφ is set in Expression (7), if it is a positive rotation, it is accelerated normally even if Id> Iq setting unit 402 sets Iq> 0, but in the case of reverse rotation If Iq> 0 is set, the vehicle is accelerated in the reverse rotation state. In the modified example, Δφ is set by Expression (7) regardless of whether ω is positive or negative. However, the Id, Iq setting unit 402 determines that the rotational speed ω input from the rotational speed / magnetic pole position estimating unit 407 is ω <0. In this case, Iq is set to Iq <0 contrary to the case of ω> 0. In this case, the rotation of the motor rotor 11 rotating in the reverse direction is decelerated. Note that this control method is not limited to the configuration of FIG. 8 but can also be applied to the configurations of the third to fifth embodiments described above.

以上説明したように、本発明による真空ポンプ用モータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータ４３と、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度ωおよび磁極電気角θを算出する回転速度・磁極位置推定部４０７と、回転速度ωと目標回転速度ωiとの差分に基づいて、回転座標dq系におけるｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を設定するＩd・Ｉq設定部４０２と、ｄ軸電流指令Ｉd、ｑ軸電流指令Ｉq、回転速度ωおよび磁極電気角θに基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部（等価回路電圧変換部４０３、dq−２相電圧変換部４０４、２相-３相電圧変換部４０５）と、正弦波駆動指令に基づいて、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部４０６と、を備え、Ｉd，Ｉq設定部４０２は、ポンプ起動時に、回転速度ωが正回転状態を示す正の値である場合には加速駆動のｑ軸電流指令を設定し、回転速度ωが逆回転状態を示す負の値である場合には減速駆動のｑ軸電流指令を設定する。このように、従来から備えられているＩd，Ｉq設定部４０２における処理を変更することで、モータが逆回転した場合には減速され、正常なポンプ起動動作に速やかに移行することができる。   As described above, the motor driving device for a vacuum pump according to the present invention has a motor rotor based on the inverter 43 having a plurality of switching elements and driving the motor, information on the motor phase voltage, and information on the motor phase current. Based on the difference between the rotation speed ω and the target rotation speed ωi, and the d-axis current command and the q-axis current in the rotation coordinate dq system An Id / Iq setting unit 402 that sets a command, and a drive command generation unit (equivalent circuit) that generates a sine wave drive command based on the d-axis current command Id, the q-axis current command Iq, the rotation speed ω, and the magnetic pole electrical angle θ. On the basis of the voltage conversion unit 403, dq-2 phase voltage conversion unit 404, 2 phase-3 phase voltage conversion unit 405) and sine wave drive command, the plurality of switching elements SW1 to SW6 are turned on and off. A PWM signal generation unit 406 that generates a PWM control signal for controlling the motor, and the Id and Iq setting unit 402, when the rotation speed ω is a positive value indicating a normal rotation state when the pump is started. A q-axis current command for acceleration driving is set, and a q-axis current command for deceleration driving is set when the rotational speed ω is a negative value indicating a reverse rotation state. In this way, by changing the processing in the Id and Iq setting unit 402 provided conventionally, the motor is decelerated when it rotates in reverse, and the normal pump activation operation can be promptly shifted.

さらに、図８に示すように回転速度・磁極位置推定部４０７は、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）を演算する逆起電圧演算部４０７４と、磁極電気角θがフィードバック入力され、該磁極電気角θに基づいて逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）を回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）に変換する変換部４０７５と、逆起電圧（Ｅd，Ｅq）のベクトル位相角をΨとしたとき、回転速度ωが正である場合にはΨ−π/２がゼロに収束するように磁極位相ズレ補正量Δφを算出し、回転速度ωが負である場合にはΨ＋π/２がゼロに収束するように磁極位相ズレ補正量Δφを算出する補正量Δφ演算部４０７７と、逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）に基づいて回転速度ωを算出する回転速度演算部４０７８と、逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）に基づいて回転速度ωを算出する回転速度演算部４０７８と、回転速度演算部４０７８により算出された回転速度ωの積分値∫ωdtを算出する積分演算部４０７９と、を有する。   Further, as shown in FIG. 8, the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 calculates the back electromotive force (Eα, Eβ) in the fixed coordinate αβ system based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current. An electromotive force calculation unit 4074 and a magnetic pole electrical angle θ are fed back and converted to convert a back electromotive voltage (Eα, Eβ) into a counter electromotive voltage (Ed, Eq) in the rotating coordinate dq system based on the magnetic pole electrical angle θ. When the vector phase angle of the portion 4075 and the back electromotive force (Ed, Eq) is Ψ, when the rotational speed ω is positive, the magnetic pole phase shift correction amount Δφ so that Ψ−π / 2 converges to zero. When the rotational speed ω is negative, the correction amount Δφ calculating unit 4077 for calculating the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ so that Ψ + π / 2 converges to zero, and the back electromotive force (Eα, Eβ) Rotational speed calculation unit 4 for calculating the rotational speed ω based on 78, a rotation speed calculation unit 4078 that calculates the rotation speed ω based on the back electromotive force (Eα, Eβ), and an integration calculation unit that calculates an integral value ∫ωdt of the rotation speed ω calculated by the rotation speed calculation unit 4078 4079.

そして、回転速度ωが負である場合には、Ｉd・Ｉq設定部４０２はｑ軸電流指令Ｉqを正に設定する。このように、従来から備えられているＩd・Ｉq設定部４０２における処理を変更する代わりに、補正量Δφ演算部４０７７における処理を、回転速度ωの符号で切り替えることでも、モータが逆転した場合には減速され、正常なポンプ起動動作へ速やかに移行することができる。   When the rotational speed ω is negative, the Id / Iq setting unit 402 sets the q-axis current command Iq to be positive. Thus, instead of changing the processing in the conventional Id / Iq setting unit 402, the processing in the correction amount Δφ calculation unit 4077 can be switched by the sign of the rotational speed ω, or the motor can be reversed. Is decelerated, and can quickly shift to normal pump start-up operation.

また、回転速度・磁極位置推定部４０７は、回転速度ωおよび磁極電気角θを独立に演算し、磁極位相偏差Δφと積分値∫ωdtとの和を磁極電気角θとして出力するようにしたので、回転速度ωおよび磁極電気角θの演算精度の向上が図れる。その結果、センサレス正弦波駆動において駆動安定性の向上を図ることができる。   In addition, the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 calculates the rotation speed ω and the magnetic pole electrical angle θ independently, and outputs the sum of the magnetic pole phase deviation Δφ and the integral value ∫ωdt as the magnetic pole electrical angle θ. In addition, the calculation accuracy of the rotational speed ω and the magnetic pole electrical angle θ can be improved. As a result, driving stability can be improved in sensorless sine wave driving.

なお、回転速度演算部４０７８の構成としては、図９に示すように、逆起電圧演算部４０７４で演算された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）のベクトル成分位相θ１に基づいて回転速度ωを算出するようにしても良い。   As shown in FIG. 9, the rotational speed calculation unit 4078 is configured to calculate the rotational speed ω based on the vector component phase θ1 of the counter electromotive voltage (Eα, Eβ) calculated by the counter electromotive voltage calculation unit 4074. You may make it do.

また、図１２や図１３の構成のように、磁極電気角θを用いて変換された逆起電圧（Ｅd，Ｅq）のベクトル成分位相Ψ、および磁極電気角θm＝−θを用いて変換された逆起電圧（Ｅmd，Ｅmq）のベクトル成分位相Ψmに基づいて回転速度ωを算出することで、回転速度ωの演算精度向上を図ることができる。図１２に示す構成では、所定時間間隔Ｔ１で取得される逆起電圧（Ｅd，Ｅq）のベクトル成分位相Ψの差分値ΔΨと、所定時間間隔Ｔ１で取得される逆起電圧（Ｅmd，Ｅmq）のベクトル成分位相Ψmの差分値ΔΨmとの平均値に基づいて、回転速度ωを算出するようにした。図１３に示す構成では、第２の逆起電圧（Ｅd，Ｅq）のベクトル成分位相Ψと逆起電圧（Ｅmd，Ｅmq）のベクトル成分位相Ψmとの平均値を所定時間間隔Ｔ１で取得し、取得された平均値の差分値に基づいて回転速度ωを算出する。   Further, as in the configuration of FIGS. 12 and 13, the vector component phase Ψ of the back electromotive voltage (Ed, Eq) converted using the magnetic pole electrical angle θ and the magnetic pole electrical angle θm = −θ are used for conversion. The calculation accuracy of the rotational speed ω can be improved by calculating the rotational speed ω based on the vector component phase Ψm of the back electromotive force (Emd, Emq). In the configuration shown in FIG. 12, the difference value ΔΨ of the vector component phase Ψ of the counter electromotive voltage (Ed, Eq) acquired at the predetermined time interval T1 and the counter electromotive voltage (Emd, Emq) acquired at the predetermined time interval T1. The rotational speed ω is calculated on the basis of the average value of the vector component phase Ψm and the difference value ΔΨm. In the configuration shown in FIG. 13, the average value of the vector component phase Ψ of the second counter electromotive voltage (Ed, Eq) and the vector component phase Ψm of the counter electromotive voltage (Emd, Emq) is acquired at a predetermined time interval T1. The rotational speed ω is calculated based on the obtained difference value of the average values.

図１１に示すような構成とした場合にも、回転速度ωの定常偏差を小さくすることができる。図１１の回転速度・磁極位置推定部４０７では、回転速度演算部４０７８では、回転速度ωを積分して得られる電気角θ２に基づいて逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）が回転座標dq系における逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）に変換され、その逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）のベクトル成分位相Ψ１に基づいて回転速度ωを算出する。   Even when the configuration shown in FIG. 11 is adopted, the steady-state deviation of the rotational speed ω can be reduced. In the rotation speed / magnetic pole position estimation unit 407 in FIG. 11, the rotation speed calculation unit 4078 generates a back electromotive force (Eα, Eβ) based on the electrical angle θ2 obtained by integrating the rotation speed ω in the rotation coordinate dq system. It is converted into an electromotive voltage (E1d, E1q), and the rotational speed ω is calculated based on the vector component phase Ψ1 of the counter electromotive voltage (E1d, E1q).

また、図６に示すように、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における逆起電圧成分Ｅα，Ｅβを演算し、回転速度演算部４０７８からフィードバック入力される回転速度ωが正の場合にはθ＝tan−１（−Ｅα/Ｅβ）により前記磁極電気角を算出し、フィードバック入力される回転速度ωが負の場合にはθ＝tan−１（Ｅα/−Ｅβ）により磁極電気角を算出するようにしても良い。そして、回転速度ωが負である場合にｑ軸電流指令を正に設定して減速駆動を行わせる。 Further, as shown in FIG. 6, the back electromotive force components Eα and Eβ in the fixed coordinate αβ system are calculated based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current, and are fed back from the rotation speed calculation unit 4078. When the rotational speed ω is positive, the magnetic pole electrical angle is calculated by θ = tan −1 (−Eα / Eβ). When the rotational speed ω fed back is negative, θ = tan −1 (Eα / The magnetic pole electrical angle may be calculated by -Eβ). Then, when the rotational speed ω is negative, the q-axis current command is set to positive and the deceleration drive is performed.

または、磁極電気角θをθ＝tan−１（−Ｅα/Ｅβ）により算出し、算出された磁極電気角θに基づいて回転速度ωを算出するようにし、かつ、回転速度ωが負である場合にｑ軸電流指令を負に設定するようにしても良い。いずれの場合においても、起動時にモータが逆回転した場合には減速され、正常なポンプ起動動作へ速やかに移行することができる。 Alternatively, the magnetic pole electrical angle θ is calculated by θ = tan −1 (−Eα / Eβ), the rotational speed ω is calculated based on the calculated magnetic pole electrical angle θ, and the rotational speed ω is negative. In this case, the q-axis current command may be set negative. In any case, when the motor rotates in reverse at the time of startup, the motor is decelerated and can quickly shift to normal pump startup operation.

なお、上述した磁極位相ズレ補正量Δφの演算において、例えばω＞０の場合に、位相角Ψがπ／２（rad）から大きくずれている場合（例えば、Ψ＜０の場合）には、収束性を向上させるために、式（７），（８）を用いる代わりに、Δφを比較的大きな値（例えば、π／２）とするようにしても良い。   In the above-described calculation of the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ, for example, when ω> 0, the phase angle Ψ is greatly deviated from π / 2 (rad) (for example, when Ψ <0), In order to improve the convergence, instead of using the equations (7) and (8), Δφ may be set to a relatively large value (for example, π / 2).

また、磁極回転角θを生成においては、回転速度ωが実回転速度にほぼ収束（一致）していることが前提となる。よって、推定回転速度が実回転速度から大きく乖離して、式（１３）のΔΨ１の絶対値が所定閾値よりも大きい場合には、磁極位置収束性促進のために、磁極位相ズレ補正量Δφを強制的にゼロとしても良い。   Further, in generating the magnetic pole rotation angle θ, it is assumed that the rotation speed ω is substantially converged (matched) with the actual rotation speed. Therefore, when the estimated rotational speed deviates greatly from the actual rotational speed and the absolute value of ΔΨ1 in Expression (13) is larger than the predetermined threshold, the magnetic pole phase deviation correction amount Δφ is set to promote the magnetic pole position convergence. It may be forced to zero.

上述した各実施の形態では、モータ電流検出およびモータ電圧検出を、いずれも３相入力として説明したが、２相のみを入力して残りの１相を他の２相から算出するようにしても良い。例えば、Ｗ相を計算で出す場合には、Ｉw＝−Ｉu−Ｉv、Ｖw＝−Ｖu−Ｖvと算出する。   In each of the above-described embodiments, the motor current detection and the motor voltage detection are both described as three-phase input. However, only the two phases are input and the remaining one phase is calculated from the other two phases. good. For example, when the W phase is calculated, Iw = −Iu−Iv and Vw = −Vu−Vv.

なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。例えば、２極モータに限らず、４極モータなど多極モータの場合も、電気角を多極対応に置き換えることで適用可能である。また、上述した実施の形態ではターボポンプ段とドラッグポンプ段とを有するターボ分子ポンプを例に説明したが、回転体をモータで回転駆動する真空ポンプであれば、同様に適用することができる。また、上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。   In addition, the above description is an example to the last, and this invention is not limited to the said embodiment at all unless the characteristic of this invention is impaired. For example, not only a 2-pole motor but also a multi-pole motor such as a 4-pole motor can be applied by replacing the electrical angle with a multi-pole motor. Further, in the above-described embodiment, the turbo molecular pump having the turbo pump stage and the drag pump stage has been described as an example. However, the present invention can be similarly applied to any vacuum pump that rotates the rotating body with a motor. Moreover, you may use each embodiment mentioned above individually or in combination. This is because the effects of the respective embodiments can be achieved independently or synergistically.

１：ポンプユニット、４：ポンプロータ、５：シャフト、４ａ：回転翼、４ｂ：円筒部、１０：モータステータ、１１：モータロータ、４３：インバータ、４４：制御部、５０：電流検知部、５１：電圧検知部、６２：固定翼、６４：ネジステータ、４００：正弦波駆動制御部、４０１：速度制御部、４０２：Ｉd・Ｉq設定部、４０３：等価回路電圧変換部、４０４：dq−２相電圧変換部、４０５：２相-３相電圧変換部、４０６：ＰＷＭ信号生成部、４０７：回転速度・磁極位置推定部、４０７１，４０７２：３相-２相変換部、４０７３：等価回路電圧変換部、４０７４：逆起電圧演算部、４０７５，４１１０：２相-dq電圧変換部、４０７６，４１１１：位相角演算部、４０７７：補正量Δφ演算部、４０７８：回転速度演算部、４０７９：積分演算部、４１００：位相角演算部、４１０１：回転速度推定部、４１１２：回転速度ズレ補正部、４３００：ゲートドライブ回路、Ｍ：モータ、Ｒ：回転体ユニット、ＳＷ１〜ＳＷ６：スイッチング素子、θ：磁極電気角、ω：回転速度   1: pump unit, 4: pump rotor, 5: shaft, 4a: rotating blade, 4b: cylindrical portion, 10: motor stator, 11: motor rotor, 43: inverter, 44: control unit, 50: current detection unit, 51: Voltage detection unit, 62: fixed blade, 64: screw stator, 400: sine wave drive control unit, 401: speed control unit, 402: Id / Iq setting unit, 403: equivalent circuit voltage conversion unit, 404: dq-2 phase voltage Conversion unit, 405: 2-phase-3 phase voltage conversion unit, 406: PWM signal generation unit, 407: Rotational speed / magnetic pole position estimation unit, 4071, 4072: 3-phase-2 phase conversion unit, 4073: Equivalent circuit voltage conversion unit 4074: Back electromotive force calculation unit, 4075, 4110: Two-phase-dq voltage conversion unit, 4076, 4111: Phase angle calculation unit, 4077: Correction amount Δφ calculation unit, 4078: Rotational speed calculation unit, 4079: Product Minute calculation unit, 4100: phase angle calculation unit, 4101: rotation speed estimation unit, 4112: rotation speed deviation correction unit, 4300: gate drive circuit, M: motor, R: rotating body unit, SW1 to SW6: switching element, θ : Magnetic pole electrical angle, ω: Rotational speed

Claims (11)

複数のスイッチング素子を有して同期モータを駆動するインバータと、
モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する第１演算部と、
前記回転速度と目標回転速度との差分に基づいて、回転座標dq系におけるｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を設定する電流指令設定部と、
前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、前記回転速度および前記磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、
前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、
前記電流指令設定部は、ポンプ起動時に、前記回転速度が正回転状態を示す正の値である場合には加速駆動のｑ軸電流指令を設定し、前記回転速度が逆回転状態を示す負の値である場合には、ｑ軸電流指令の符号を減速駆動の場合の符号に調整するとともに前記第１演算部で算出された回転速度と目標回転速度との差分に基づいてｑ軸電流指令を設定する、真空ポンプ用モータ駆動装置。 An inverter having a plurality of switching elements and driving a synchronous motor;
A first computing unit that calculates the rotational speed and magnetic pole electrical angle of the motor rotor based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current;
A current command setting unit for setting a d-axis current command and a q-axis current command in the rotation coordinate dq system based on the difference between the rotation speed and the target rotation speed;
A drive command generator for generating a sine wave drive command based on the d-axis current command, the q-axis current command, the rotation speed, and the magnetic pole electrical angle;
A PWM signal generation unit that generates a PWM control signal for on-off control of the plurality of switching elements based on the sine wave drive command;
The current command setting unit sets a q-axis current command for acceleration driving when the rotation speed is a positive value indicating a positive rotation state at the time of starting the pump, and the rotation speed is a negative value indicating a reverse rotation state. If the value is a value, the sign of the q-axis current command is adjusted to the sign of the deceleration drive, and the q-axis current command is set based on the difference between the rotation speed calculated by the first calculation unit and the target rotation speed. Motor drive device for vacuum pump to be set. 複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、
モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する第１演算部と、
前記回転速度と目標回転速度との差分に基づいて、回転座標dq系におけるｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を設定する電流指令設定部と、
前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、前記回転速度および前記磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、
前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、
前記第１演算部は、
前記モータ相電圧に関する情報と前記モータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における第１の逆起電圧を演算する逆起電圧演算部と、
前記磁極電気角がフィードバック入力され、該磁極電気角に基づいて前記第１の逆起電圧を回転座標dq系における第２の逆起電圧に変換する第１変換部と、
前記第２の逆起電圧のベクトル位相角をΨとしたとき、前記回転速度が正である場合にはΨ−π/２がゼロに収束するように磁極位相偏差を算出し、前記回転速度が負である場合にはΨ＋π/２がゼロに収束するように磁極位相偏差を算出する第２演算部と、
前記第１の逆起電圧に基づいて前記回転速度を算出する第３演算部と、
前記第３演算部により算出された回転速度の積分値を算出する第４演算部と、を有し、
前記第１演算部は、前記磁極位相偏差と前記積分値との和を前記磁極電気角として出力し、
前記電流指令設定部は、ポンプ起動時に、前記回転速度が正回転状態を示す正の値である場合には加速駆動のｑ軸電流指令を設定し、前記回転速度が逆回転状態を示す負の値である場合にはｑ軸電流指令を正に設定して減速駆動を行わせる、真空ポンプ用モータ駆動装置。 An inverter having a plurality of switching elements and driving a motor;
A first computing unit that calculates the rotational speed and magnetic pole electrical angle of the motor rotor based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current;
A current command setting unit for setting a d-axis current command and a q-axis current command in the rotation coordinate dq system based on the difference between the rotation speed and the target rotation speed;
A drive command generator for generating a sine wave drive command based on the d-axis current command, the q-axis current command, the rotation speed, and the magnetic pole electrical angle;
A PWM signal generation unit that generates a PWM control signal for on-off control of the plurality of switching elements based on the sine wave drive command;
The first calculation unit includes:
A counter electromotive voltage calculation unit that calculates a first counter electromotive voltage in a fixed coordinate αβ system based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current;
A first converter that receives the magnetic pole electrical angle as a feedback input and converts the first counter electromotive voltage into a second counter electromotive voltage in a rotation coordinate dq system based on the magnetic pole electrical angle;
When the vector phase angle of the second counter electromotive voltage is Ψ, when the rotational speed is positive, the magnetic pole phase deviation is calculated so that Ψ−π / 2 converges to zero, and the rotational speed is A second arithmetic unit that calculates the magnetic pole phase deviation so that Ψ + π / 2 converges to zero if negative,
A third calculator that calculates the rotational speed based on the first counter electromotive voltage;
A fourth calculation unit that calculates an integral value of the rotation speed calculated by the third calculation unit,
The first calculation unit outputs the sum of the magnetic pole phase deviation and the integral value as the magnetic pole electrical angle,
The current command setting unit sets a q-axis current command for acceleration driving when the rotation speed is a positive value indicating a positive rotation state at the time of starting the pump, and the rotation speed is a negative value indicating a reverse rotation state. If the value is a value, a motor driving device for a vacuum pump that sets the q-axis current command to a positive value to perform deceleration driving. 複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、
モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する第１演算部と、
前記回転速度と目標回転速度との差分に基づいて、回転座標dq系におけるｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を設定する電流指令設定部と、
前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、前記回転速度および前記磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、
前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、
前記第１演算部は、
前記モータ相電圧に関する情報と前記モータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における第１の逆起電圧を演算する逆起電圧演算部と、
前記磁極電気角がフィードバック入力され、該磁極電気角に基づいて前記第１の逆起電圧を回転座標dq系における第２の逆起電圧に変換する第１変換部と、
前記第２の逆起電圧のベクトル位相角をΨとしたとき、Ψ−π/２がゼロに収束するように磁極位相偏差を算出する第２演算部と、
前記第１の逆起電圧に基づいて前記回転速度を算出する第３演算部と、
前記第３演算部により算出された回転速度の積分値を算出する第４演算部と、を有し、
前記第１演算部は、前記磁極位相偏差と前記積分値との和を前記磁極電気角として出力し、
前記電流指令設定部は、ポンプ起動時に、前記回転速度が正回転状態を示す正の値である場合には加速駆動のｑ軸電流指令を設定し、前記回転速度が逆回転状態を示す負の値である場合にはｑ軸電流指令を負に設定して減速駆動を行わせる、真空ポンプ用モータ駆動装置。 An inverter having a plurality of switching elements and driving a motor;
A first computing unit that calculates the rotational speed and magnetic pole electrical angle of the motor rotor based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current;
A current command setting unit for setting a d-axis current command and a q-axis current command in the rotation coordinate dq system based on the difference between the rotation speed and the target rotation speed;
A drive command generator for generating a sine wave drive command based on the d-axis current command, the q-axis current command, the rotation speed, and the magnetic pole electrical angle;
A PWM signal generation unit that generates a PWM control signal for on-off control of the plurality of switching elements based on the sine wave drive command;
The first calculation unit includes:
A counter electromotive voltage calculation unit that calculates a first counter electromotive voltage in a fixed coordinate αβ system based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current;
A first converter that receives the magnetic pole electrical angle as a feedback input and converts the first counter electromotive voltage into a second counter electromotive voltage in a rotation coordinate dq system based on the magnetic pole electrical angle;
A second arithmetic unit that calculates a magnetic pole phase deviation so that Ψ−π / 2 converges to zero, where ψ is a vector phase angle of the second counter electromotive voltage;
A third calculator that calculates the rotational speed based on the first counter electromotive voltage;
A fourth calculation unit that calculates an integral value of the rotation speed calculated by the third calculation unit,
The first calculation unit outputs the sum of the magnetic pole phase deviation and the integral value as the magnetic pole electrical angle,
The current command setting unit sets a q-axis current command for acceleration driving when the rotation speed is a positive value indicating a positive rotation state at the time of starting the pump, and the rotation speed is a negative value indicating a reverse rotation state. If the value is a value, a vacuum pump motor drive device that sets the q-axis current command to be negative and performs deceleration drive. 請求項２または３に記載の真空ポンプ用モータ駆動装置において、
前記第３演算部は、
前記和を符号反転して算出される電気角がフィードバック入力され、該電気角に基づいて前記第１の逆起電圧を回転座標dq系における第３の逆起電圧に変換する第２変換部と、
前記第２の逆起電圧のベクトル成分位相、および前記第３の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて前記回転速度を算出する回転速度演算部と、を備える真空ポンプ用モータ駆動装置。 The motor driving device for a vacuum pump according to claim 2 or 3,
The third calculation unit includes:
An electrical angle calculated by inverting the sign of the sum, and a second conversion unit that converts the first counter electromotive voltage into a third counter electromotive voltage in the rotation coordinate dq system based on the electrical angle; ,
A vacuum pump motor drive device comprising: a rotation speed calculation unit that calculates the rotation speed based on a vector component phase of the second counter electromotive voltage and a vector component phase of the third counter electromotive voltage. 請求項４に記載の真空ポンプ用モータ駆動装置において、
前記回転速度演算部は、所定時間間隔で取得される前記第２の逆起電圧のベクトル成分位相の差分値と、前記所定時間間隔で取得される前記第３の逆起電圧のベクトル成分位相の差分値との平均値に基づいて、前記回転速度を算出する、真空ポンプ用モータ駆動装置。 In the motor drive device for vacuum pumps according to claim 4,
The rotation speed calculation unit calculates a difference value between vector component phases of the second counter electromotive voltage acquired at a predetermined time interval and a vector component phase of the third counter electromotive voltage acquired at the predetermined time interval. A motor driving device for a vacuum pump that calculates the rotational speed based on an average value with a difference value. 請求項４に記載の真空ポンプ用モータ駆動装置において、
前記回転速度演算部は、前記第２の逆起電圧のベクトル成分位相と前記第３の逆起電圧のベクトル成分位相との和を所定時間間隔で取得し、前記所定時間間隔で取得された和の差分値に基づいて前記回転速度を算出する、真空ポンプ用モータ駆動装置。 In the motor drive device for vacuum pumps according to claim 4,
The rotation speed calculation unit acquires a sum of a vector component phase of the second counter electromotive voltage and a vector component phase of the third counter electromotive voltage at a predetermined time interval, and the sum acquired at the predetermined time interval. The motor drive device for vacuum pumps which calculates the said rotational speed based on the difference value of. 請求項２または３に記載の真空ポンプ用モータ駆動装置において、
前記第３演算部は、前記回転速度を積分して得られる電気角がフィードバック入力され、該積分値電気角に基づいて前記第１の逆起電圧を回転座標dq系における第４の逆起電圧に変換する第３変換部を備え、
前記第３演算部は、前記第４の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて前記回転速度を算出する、真空ポンプ用モータ駆動装置。 The motor driving device for a vacuum pump according to claim 2 or 3,
The third arithmetic unit is fed back with an electrical angle obtained by integrating the rotational speed, and based on the integrated electrical angle, the first counter electromotive voltage is converted into a fourth counter electromotive voltage in the rotation coordinate dq system. A third conversion unit for converting to
The vacuum pump motor drive device, wherein the third calculation unit calculates the rotation speed based on a vector component phase of the fourth counter electromotive voltage. 請求項２または３に記載の真空ポンプ用モータ駆動装置において、
前記第３演算部は、前記逆起電圧演算部で演算された第１の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて前記回転速度を算出する、真空ポンプ用モータ駆動装置。 The motor driving device for a vacuum pump according to claim 2 or 3,
The vacuum pump motor drive device, wherein the third calculation unit calculates the rotation speed based on a vector component phase of the first counter electromotive voltage calculated by the counter electromotive voltage calculation unit. 複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、
モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する第１演算部と、
前記回転速度と目標回転速度との差分に基づいて、回転座標dq系におけるｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を設定する電流指令設定部と、
前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、前記回転速度および前記磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、
前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、
前記第１演算部は、
前記モータ相電圧に関する情報と前記モータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における逆起電圧成分Ｅα，Ｅβを演算する逆起電圧演算部と、
前記逆起電圧成分Ｅα，Ｅβに基づいて前記磁極電気角を算出する磁極電気角演算部と、
磁極電気角演算部で算出された磁極電気角に基づいて前記回転速度を算出する回転速度演算部と、を備え、
前記磁極電気角演算部は、前記磁極電気角をθとしたとき、前記回転速度演算部からフィードバック入力される前記回転速度が正の場合にはθ＝tan−１（−Ｅα/Ｅβ）により前記磁極電気角を算出し、前記回転速度演算部からフィードバック入力される前記回転速度が負の場合にはθ＝tan−１（Ｅα/−Ｅβ）により前記磁極電気角を算出し、
前記電流指令設定部は、ポンプ起動時に、前記回転速度が正回転状態を示す正の値である場合には加速駆動のｑ軸電流指令を設定し、前記回転速度が逆回転状態を示す負の値である場合にはｑ軸電流指令を正に設定して減速駆動を行わせる、真空ポンプ用モータ駆動装置。 An inverter having a plurality of switching elements and driving a motor;
A first computing unit that calculates the rotational speed and magnetic pole electrical angle of the motor rotor based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current;
A current command setting unit for setting a d-axis current command and a q-axis current command in the rotation coordinate dq system based on the difference between the rotation speed and the target rotation speed;
A drive command generator for generating a sine wave drive command based on the d-axis current command, the q-axis current command, the rotation speed, and the magnetic pole electrical angle;
A PWM signal generation unit that generates a PWM control signal for on-off control of the plurality of switching elements based on the sine wave drive command;
The first calculation unit includes:
A counter electromotive voltage calculation unit that calculates counter electromotive voltage components Eα and Eβ in the fixed coordinate αβ system based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current;
A magnetic pole electrical angle calculator for calculating the magnetic pole electrical angle based on the back electromotive force components Eα and Eβ;
A rotational speed calculator that calculates the rotational speed based on the magnetic pole electrical angle calculated by the magnetic pole electrical angle calculator,
The magnetic pole electrical angle calculation unit sets the magnetic pole electrical angle to θ, and when the rotational speed fed back from the rotational speed calculation unit is positive, θ = tan −1 (−Eα / Eβ) A magnetic pole electrical angle is calculated, and when the rotational speed fed back from the rotational speed calculation unit is negative, the magnetic pole electrical angle is calculated by θ = tan −1 (Eα / −Eβ),
The current command setting unit sets a q-axis current command for acceleration driving when the rotation speed is a positive value indicating a positive rotation state at the time of starting the pump, and the rotation speed is a negative value indicating a reverse rotation state. If the value is a value, a motor driving device for a vacuum pump that sets the q-axis current command to a positive value to perform deceleration driving. 複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、
モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する第１演算部と、
前記回転速度と目標回転速度との差分に基づいて、回転座標dq系におけるｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を設定する電流指令設定部と、
前記ｄ軸電流指令、前記ｑ軸電流指令、前記回転速度および前記磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、
前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、
前記第１演算部は、
前記モータ相電圧に関する情報と前記モータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における逆起電圧成分Ｅα，Ｅβを演算する逆起電圧演算部と、
前記磁極電気角をθとしたとき、θ＝tan−１（−Ｅα/Ｅβ）により前記磁極電気角を算出する磁極電気角演算部と、
磁極電気角演算部で算出された磁極電気角に基づいて前記回転速度を算出する回転速度演算部と、を備え、
前記電流指令設定部は、ポンプ起動時に、前記回転速度が正回転状態を示す正の値である場合には加速駆動のｑ軸電流指令を設定し、前記回転速度が逆回転状態を示す負の値である場合にはｑ軸電流指令を負に設定して減速駆動を行わせる、真空ポンプ用モータ駆動装置。 An inverter having a plurality of switching elements and driving a motor;
A first computing unit that calculates the rotational speed and magnetic pole electrical angle of the motor rotor based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current;
A current command setting unit for setting a d-axis current command and a q-axis current command in the rotation coordinate dq system based on the difference between the rotation speed and the target rotation speed;
A drive command generator for generating a sine wave drive command based on the d-axis current command, the q-axis current command, the rotation speed, and the magnetic pole electrical angle;
A PWM signal generation unit that generates a PWM control signal for on-off control of the plurality of switching elements based on the sine wave drive command;
The first calculation unit includes:
A counter electromotive voltage calculation unit that calculates counter electromotive voltage components Eα and Eβ in the fixed coordinate αβ system based on the information on the motor phase voltage and the information on the motor phase current;
When the magnetic pole electrical angle is θ, a magnetic pole electrical angle calculation unit that calculates the magnetic pole electrical angle by θ = tan −1 (−Eα / Eβ),
A rotational speed calculator that calculates the rotational speed based on the magnetic pole electrical angle calculated by the magnetic pole electrical angle calculator,
The current command setting unit sets a q-axis current command for acceleration driving when the rotation speed is a positive value indicating a positive rotation state at the time of starting the pump, and the rotation speed is a negative value indicating a reverse rotation state. If the value is a value, a vacuum pump motor drive device that sets the q-axis current command to be negative and performs deceleration drive. 排気機能部が形成されたポンプロータと、
前記ポンプロータを回転駆動するモータと、
前記モータを駆動する請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の真空ポンプ用モータ駆動装置と、を備える真空ポンプ。 A pump rotor formed with an exhaust function part;
A motor for rotationally driving the pump rotor;
A vacuum pump comprising: the motor driving device for a vacuum pump according to any one of claims 1 to 10, which drives the motor.
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