JP2018038220A - Active filter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流電源から出力される電源電流の高調波成分を打ち消す補償電流を出力するアクティブフィルタに関するものである。 The present invention relates to an active filter that outputs a compensation current that cancels a harmonic component of a power supply current output from an AC power supply.
交流電源から出力される交流電流に高調波成分が含まれていると、交流電源に接続された負荷に悪影響を及ぼし、電力ロスを誘発するので好ましくない。そこで、この高調波成分を除去するアクティブフィルタが知られている。 If a harmonic component is included in the AC current output from the AC power supply, it adversely affects the load connected to the AC power supply and induces power loss, which is not preferable. Therefore, an active filter that removes this harmonic component is known.
アクティブフィルタは、例えば、コンデンサと、コンデンサに蓄積された直流電圧を交流電圧に変換し、高調波成分を除去するための補償電圧を生成するインバータと、インバータから出力された補償電圧を補償電流に変換し、交流電源から出力される交流電流に重畳するリアクトルと、インバータを制御する制御回路とで構成される。 The active filter is, for example, a capacitor, an inverter that converts a DC voltage accumulated in the capacitor into an AC voltage, and generates a compensation voltage for removing harmonic components, and a compensation voltage output from the inverter as a compensation current. It is comprised by the reactor which converts and superimposes on the alternating current output from alternating current power supply, and the control circuit which controls an inverter.
図6は特許文献1に記載された従来のアクティブフィルタの制御回路の構成を示す図である。3相2相変換器(1)は、負荷に供給される交流電力に含まれる瞬時有効電力と瞬時無効電力とを算出する。第1のローパスフィルタ(2)は、瞬時有効電力の直流成分を抽出する。第1の減算器(3)は、瞬時有効電力から前記抽出された直流成分を減算じることで瞬時有効電力の交流成分を抽出する。
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a conventional active filter control circuit described in
第2のローパスフィルタ(5)は、瞬時無効電力の直流成分を抽出する。第2の減算器(6)は、瞬時無効電力から前記抽出された直流成分を減算じることで瞬時無効電力の交流成分を抽出する。 The second low-pass filter (5) extracts a DC component of instantaneous reactive power. The second subtracter (6) extracts the AC component of the instantaneous reactive power by subtracting the extracted DC component from the instantaneous reactive power.
2相3相変換器(9)は、第1の減算器(3)で得られた瞬時有効電力の交流成分と第2の減算器(6)で得られた瞬時無効電力の交流成分とをもとに、3相の目標電流値を算出する。 The two-phase / three-phase converter (9) converts the AC component of the instantaneous active power obtained by the first subtracter (3) and the AC component of the instantaneous reactive power obtained by the second subtracter (6). Based on the three-phase target current value.
従来のアクティブフィルタでは、負荷の要求電力が急激に変化した場合、第1及び第2のローパスフィルタ(2)及び(5)の時間遅れにより、本来除去すべき電力成分を除去できず、出力する必要のない電力成分を出力するという問題があった。 In the conventional active filter, when the required power of the load changes abruptly, the power component that should be removed cannot be removed due to the time delay of the first and second low-pass filters (2) and (5), and is output. There was a problem of outputting unnecessary power components.
そこで、特許文献1のアクティブフィルタは、第1のローパスフィルタ(2)の出力変動を監視する第1の変動監視部(4)と、第2のローパスフィルタ(5)の出力変動を監視する第2の監視部(7)とを設けた。そして、出力調整部(8)は、第1又は第2のローパスフィルタ(2)又は(5)の出力変動が所定値より大きければ、2相3相変換器(9)の出力を零にし、アクティブフィルタの出力を制限する。
Therefore, the active filter disclosed in
このように特許文献1は、負荷の要求電力が大きく変化した場合、アクティブフィルタの出力が制限されるので、この場合において、電源電流に含まれる高調波成分を除去できないという問題がある。また、特許文献1は、コンデンサの電圧を維持する制御が行われていないので、負荷の要求電力が変化した場合、その変化に追従する補償電流を速やかに生成することができないという問題がある。
As described above,
本発明の目的は、負荷の要求電力の変化に対して、補償電流の出力を制限することなく、その変化に追従する補償電流を高い応答性で出力するアクティブフィルタを提供することである。 An object of the present invention is to provide an active filter that outputs a compensation current following the change with high responsiveness without limiting the output of the compensation current with respect to a change in required power of a load.
本発明の一態様に係るアクティブフィルタは、交流電源と負荷と並列接続され、交流電源から出力される電源電流の高調波成分を打ち消す補償電流を生成するアクティブフィルタであって、
コンデンサと、
前記コンデンサが蓄積するコンデンサ電圧を交流電圧に変換し、補償電圧を生成するインバータと、
前記生成された補償電圧を前記補償電流に変換し、前記電源電流に重畳するリアクトルと、
前記交流電源が出力する電源電圧を検出する第1電圧センサと、
前記負荷に入力される負荷電流を検出する第1電流センサと、
前記コンデンサ電圧を検出する第2電圧センサと、
前記補償電流を検出する第2電流センサと、
前記検出されたコンデンサ電圧を所定の目標コンデンサ電圧に維持するための第1電力値を算出する第1電力算出部と、
前記検出された電源電圧と、前記検出された補償電流とを用いたフィードフォワード制御により、前記負荷の要求電力の変化量を示す第2電力値を算出する第2電力算出部と、
前記検出された電源電圧と前記検出された負荷電流とを、瞬時有効電力と瞬時無効電力とに変換する第1変換部と、
前記変換された瞬時有効電力の交流成分を打ち消す第3電力値を算出する第3電力算出部と、
前記第1〜第3電力値を加算して目標瞬時有効電力を算出すると共に、前記変換部で変換された瞬時無効電力を打ち消す目標瞬時無効電力を算出する目標電力算出部と、
前記算出された目標瞬時有効電力と前記算出された目標瞬時無効電力とを、前記インバータの目標電流に変換する第2変換部と、
前記変換された目標電流と前記検出された補償電流と前記検出された電源電圧とに基づいて、前記インバータに前記補償電圧を生成させる電圧指令値を算出するインバータ制御部とを備える。
An active filter according to an aspect of the present invention is an active filter that is connected in parallel with an AC power supply and a load, and generates a compensation current that cancels a harmonic component of a power supply current output from the AC power supply.
A capacitor,
An inverter that converts a capacitor voltage stored in the capacitor into an AC voltage and generates a compensation voltage;
A reactor for converting the generated compensation voltage into the compensation current and superimposing the power supply current;
A first voltage sensor for detecting a power supply voltage output from the AC power supply;
A first current sensor for detecting a load current input to the load;
A second voltage sensor for detecting the capacitor voltage;
A second current sensor for detecting the compensation current;
A first power calculation unit for calculating a first power value for maintaining the detected capacitor voltage at a predetermined target capacitor voltage;
A second power calculation unit that calculates a second power value indicating the amount of change in the required power of the load by feedforward control using the detected power supply voltage and the detected compensation current;
A first converter that converts the detected power supply voltage and the detected load current into instantaneous active power and instantaneous reactive power;
A third power calculation unit that calculates a third power value that cancels the alternating current component of the converted instantaneous active power;
A target power calculating unit that calculates a target instantaneous reactive power by adding the first to third power values to calculate a target instantaneous reactive power and cancels the instantaneous reactive power converted by the conversion unit;
A second converter for converting the calculated target instantaneous active power and the calculated target instantaneous reactive power into a target current of the inverter;
An inverter control unit that calculates a voltage command value that causes the inverter to generate the compensation voltage based on the converted target current, the detected compensation current, and the detected power supply voltage;
本態様では、交流電源から出力される交流電力の高調波成分を示す瞬時有効電力の交流成分を打ち消す第3電力値と、瞬時無効電力を打ち消す目標瞬時無効電力とを考慮に入れて補償電流が生成され、生成された補償電流が交流電源から出力される交流電流に重畳されている。これにより、本態様では、高調波成分の除去が図られている。 In this aspect, the compensation current is determined in consideration of the third power value for canceling the AC component of the instantaneous active power indicating the harmonic component of the AC power output from the AC power source and the target instantaneous reactive power for canceling the instantaneous reactive power. The generated compensation current is superimposed on the AC current output from the AC power supply. Thereby, in this aspect, the harmonic component is removed.
但し、これだけでは、負荷の要求電力が大きく変化した場合、適切な補償電流を生成できない。そこで、本態様は、コンデンサ電圧を目標コンデンサ電圧に維持するための第1電力値を算出し、この第1電力値を考慮に入れて補償電流を生成する。そのため、負荷の要求電力が大きく変化したとしても、コンデンサに蓄えられたエネルギーの不足によって適切な補償電流を生成できなくなることを防止できる。 However, this alone cannot generate an appropriate compensation current when the required power of the load changes greatly. Therefore, in this aspect, a first power value for maintaining the capacitor voltage at the target capacitor voltage is calculated, and the compensation current is generated in consideration of the first power value. Therefore, even if the required power of the load changes greatly, it is possible to prevent an appropriate compensation current from being generated due to a shortage of energy stored in the capacitor.
更に、本態様は、負荷の要求電力の変化量を示す第2電力値を考慮に入れて補償電流を生成する。そのため、この構成によっても、コンデンサ電圧の変動を抑制でき、コンデンサに蓄えられたエネルギーの不足によって適切な補償電流を生成できなくなることを防止できる。更に、第2電力値は、検出された電源電圧と、検出された補償電流とを用いたフィードフォワード制御により算出されているので、コンデンサの電力不足を高い応答性で補償できる。 Furthermore, in this aspect, the compensation current is generated in consideration of the second power value indicating the amount of change in the required power of the load. Therefore, even with this configuration, fluctuations in the capacitor voltage can be suppressed, and it is possible to prevent an appropriate compensation current from being generated due to a lack of energy stored in the capacitor. Furthermore, since the second power value is calculated by feedforward control using the detected power supply voltage and the detected compensation current, the power shortage of the capacitor can be compensated with high responsiveness.
更に、本態様は、負荷の要求電力が大幅に変化しても、高い応答性で適切な補償電流を生成できるので、特許文献1のように、負荷の要求電力が大幅に変化した場合、補償電流の出力を制限する必要がない。
Furthermore, since the present embodiment can generate an appropriate compensation current with high responsiveness even if the required power of the load changes significantly, when the required power of the load changes drastically as in
上記態様において、現在の周期よりも過去の周期で検出された電源電圧に基づいて、前記現在の周期の電源電圧の振幅と前記振幅に対応する位相とを算出し、前記算出した振幅と位相とに基づいて、前記現在の周期の電源電圧から脈動成分が除去された予測電源電圧を生成する予測部を更に備え、
前記インバータ制御部は、前記検出された電源電圧に代えて前記予測電源電圧に基づいて前記電圧指令値を算出してもよい。
In the above aspect, based on the power supply voltage detected in a cycle earlier than the current cycle, the power supply voltage amplitude of the current cycle and a phase corresponding to the amplitude are calculated, and the calculated amplitude and phase Further comprising a predicting unit that generates a predicted power supply voltage in which a pulsation component is removed from the power supply voltage of the current cycle,
The inverter control unit may calculate the voltage command value based on the predicted power supply voltage instead of the detected power supply voltage.
本態様によれば、脈動成分が除去された予測電源電圧に基づいて電圧指令値が算出されているので、より適切な補償電流を生成できる。 According to this aspect, since the voltage command value is calculated based on the predicted power supply voltage from which the pulsating component is removed, a more appropriate compensation current can be generated.
上記態様において、前記第1電力算出部は、前記検出されたコンデンサ電圧における前記コンデンサのエネルギーと前記目標コンデンサ電圧における前記コンデンサのエネルギーとの偏差を零にするフィードバック制御により前記第1電力値を算出してもよい。 In the above aspect, the first power calculation unit calculates the first power value by feedback control that makes a deviation between the energy of the capacitor in the detected capacitor voltage and the energy of the capacitor in the target capacitor voltage zero. May be.
本態様によれば、検出されたコンデンサ電圧に基づいて算出されたコンデンサのエルギーと、目標コンデンサ電圧に基づいて算出されたコンデンサのエネルギーとの偏差を零にするフィードバック制御により、第1電力値が算出されているので、コンデンサ電圧をより正確に目標コンデンサ電圧に維持できる。また、電圧の2乗に比例するコンデンサのエネルギーの偏差を観測しているので、偏差を敏感に観測できる。 According to this aspect, the first power value is obtained by the feedback control that makes the deviation between the capacitor energy calculated based on the detected capacitor voltage and the energy of the capacitor calculated based on the target capacitor voltage zero. Since it is calculated, the capacitor voltage can be more accurately maintained at the target capacitor voltage. Moreover, since the deviation of the capacitor energy proportional to the square of the voltage is observed, the deviation can be observed sensitively.
なお、フィードバック制御を適用することで、第1電力値の応答性は低下するが、第2電力値はフィードフォワード制御により算出されており、応答性が高い。そのため、本態様を採用したとしても、第1電力値の応答性の低下は第2電力値により補われるので、コンデンサの電力変動を高い応答性で抑制できる。 Note that, by applying feedback control, the responsiveness of the first power value is reduced, but the second power value is calculated by feedforward control and has high responsiveness. Therefore, even if this aspect is adopted, the decrease in the responsiveness of the first power value is compensated by the second power value, so that the power fluctuation of the capacitor can be suppressed with high responsiveness.
上記態様において、前記交流電源は、3相の交流電源であり、
前記フィードフォワード制御は、前記検出された電源電圧と前記検出された補償電流との各相の乗算値を加算した値を前記第2電力値として算出する制御であってもよい。
In the above aspect, the AC power source is a three-phase AC power source,
The feedforward control may be a control for calculating a value obtained by adding a multiplication value of each phase of the detected power supply voltage and the detected compensation current as the second power value.
本態様によれば、第2電力値を高い応答性で正確に算出できる。 According to this aspect, the second power value can be accurately calculated with high responsiveness.
本発明によれば、負荷の要求電力の変化に対して、補償電流の出力を制限することなく、その変化に追従する補償電流を高い応答性で出力することができる。 According to the present invention, it is possible to output a compensation current following the change with high responsiveness without limiting the output of the compensation current with respect to a change in the required power of the load.
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1に係るアクティブフィルタ1の全体構成を示すブロック図である。アクティブフィルタ1は、交流電源110から出力される電源電流の高調波成分を打ち消す補償電流Icを生成する。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an
交流電源110と負荷120とは三相交流の電源ラインL1を介して接続されている。電源ラインL1は、u,v,wの各相に対応する3本の電源ラインL1u,L1v,L1wを含む。アクティブフィルタ1は、出力ラインL2を介して電源ラインL1と接続されている。出力ラインL2は、u,v,wの各相に対応する出力ラインL2u,L2v,L2wを含む。出力ラインL2u,L2v,L2wは、それぞれ、接続点Pu,Pv,Pwを介して電源ラインL1u,L1v,L1wと接続されている。これにより、アクティブフィルタ1は、交流電源110と負荷120と並列接続される。
The
交流電源110は、例えば、系統交流電源であり、所定の周波数成分を基本周波数成分とする3相の交流電流である電源電流Isを電源ラインL1を介して負荷120に供給する。基本周波数成分の周波数としては、日本であれば、例えば50Hz,60Hzが採用される。電源電流Isは、基本周波数成分の他に複数の高調波成分を含む。これらの高調波成分は負荷120に悪影響を及ぼし、電力ロスを誘発する。そこで、アクティブフィルタ1は、電源電流Isに補償電流Icを重畳することで、電源電流Isに含まれる高調波成分を除去する。
The
負荷120は、例えば、電源電流Isにより駆動される電気機器である。負荷120に入力される電源電流Isを負荷電流ILと呼ぶ。
The
アクティブフィルタ1は、コンデンサ10、インバータ20、リアクトル30、及びコントローラ70を備える。コンデンサ10は、例えば、電解コンデンサで構成される。以下、コンデンサ10で発生する直流電圧をコンデンサ電圧Vdcと呼ぶ。
The
インバータ20は、コントローラ70の制御の下、コンデンサ電圧Vdcを交流電圧に変換し、高調波成分を除去するための補償電圧Vcを生成する。インバータ20は、3相インバータで構成され、6つのスイッチSW1〜SW6を備える。スイッチSW1,SW2はU相に対応し、スイッチSW3,SW4はV相に対応し、スイッチSW5,SW6はW相に対応する。スイッチSW1,SW3,SW5はインバータ20の上アームを構成し、スイッチSW2,SW4,SW6はインバータ20の下アームを構成する。
The
スイッチSW1とスイッチSW2とは接続点Ouを介して接続され、スイッチSW3とスイッチSW4とは接続点Ovを介して接続され、スイッチSW5とスイッチSW6とは接続点Owを介して接続されている。接続点Ou,Ov,Owには、それぞれ、出力ラインL2u,L2v,L2wが接続されている。 The switch SW1 and the switch SW2 are connected via the connection point Ou, the switch SW3 and the switch SW4 are connected via the connection point Ov, and the switch SW5 and the switch SW6 are connected via the connection point Ow. Output lines L2u, L2v, and L2w are connected to the connection points Ou, Ov, and Ow, respectively.
スイッチSW1〜SW6は、それぞれ、トランジスタQとダイオードDとを備える。トランジスタQは、例えばIGBTで構成される。図1の例では、トランジスタQは、npn型のIGBTで構成されているが、pnp型のIGBTで構成されてもよい。なお、トランジスタQはIGBT以外のMOSFET等の電界効果型のトランジスタで構成されてもよいし、バイポーラトランジスタで構成されてもよい。 Each of the switches SW1 to SW6 includes a transistor Q and a diode D. The transistor Q is composed of, for example, an IGBT. In the example of FIG. 1, the transistor Q is configured by an npn type IGBT, but may be configured by a pnp type IGBT. The transistor Q may be a field effect transistor such as a MOSFET other than an IGBT, or may be a bipolar transistor.
トランジスタQは、ゲートがコントローラ70に接続され、コントローラ70から供給されるPWM信号にしたがってオン、オフする。ダイオードDは還流ダイオードであり、アノードがトランジスタQのエミッタに接続され、カソードがトランジスタQのコレクタに接続されている。
The transistor Q has a gate connected to the
リアクトル30は、u,v,wの各相に対応するリアクトル31,32,33で構成されている。リアクトル31,32,33は、それぞれ、出力ラインL2u,L2v,L2w上に設けられている。リアクトル30は、インバータ20から出力された補償電圧Vcを補償電流Icに変換し、電源ラインL1に供給する。これにより、補償電流Icが電源電流Isに重畳され、電源電流Isに含まれる高調波成分が除去される。
The
アクティブフィルタ1は、更に、電流センサ40、電圧センサ50、電流センサ60,電圧センサ65を備える。
The
電流センサ40は、u,v,wの各相の補償電流Icである補償電流Icu,Icv,Icwを検出する。ここで、電流センサ40は、u,v,w相のうちいずれか2相に対応する2つの電流センサで構成されている。この場合、電流センサ40は、2つの電流センサが検出した2相の補償電流Icから残りの1相の補償電流Icを算出することで、u,v,wの各相の補償電流Icを検出すればよい。なお、電流センサ40は、u,v,wの各相に対応する3つの電流センサで構成されてもよい。このことは、電流センサ60も同じである。
The
電圧センサ50は、u,v,wの各相の電源電圧Vsである電源電圧Vsu,Vsv,Vswを検出する。電圧センサ50は、uv相、vw相というように2つ相間電圧を検出する2つの電圧センサで構成される。そして、電圧センサ50は、両電圧センサが検出した2つの相間電圧から残り1相の電圧を算出することで、u,v,wの各相の電源電圧Vsu,Vsv,Vswを検出すればよい。或いは、電圧センサ50は、u,v,wの各相に対応する3つの電圧センサで構成されてもよい。
The
電流センサ60は、u,v,wの各相の負荷電流ILである負荷電流ILu,ILv,ILwを検出する。電圧センサ65はコンデンサ電圧Vdcを検出する。
The
コントローラ70は、CPU及びROMを含むコンピュータで構成され、アクティブフィルタ1を制御する。
The
図2は、コントローラ70の詳細な構成を示すブロック図である。コントローラ70は、コンデンサ制御部71(第1電力算出部の一例)、変化量算出部72(第2電力算出部の一例)、pq変換部73(第1変換部の一例)、抽出部74(第3電力算出部の一例)、目標電力算出部75、pq逆変換部76(第2変換部の一例)、及びインバータ制御部77を備える。
FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the
コンデンサ制御部71は、コンデンサ電圧Vdcを所定の目標コンデンサ電圧Vdc_refに維持するための電力値pdcを算出する。詳細には、コンデンサ制御部71は、エネルギー算出部711,712、減算器713、及びPI制御部714を備える。エネルギー算出部711は、コンデンサ電圧Vdcが目標コンデンサ電圧Vdc_refである場合のコンデンサ10の電気エネルギーである目標電気エネルギーE1を算出する。エネルギー算出部712は、電圧センサ65が検出したコンデンサ電圧Vdcを用いてコンデンサ10の現在の電気エネルギーE2を算出する。
The
エネルギー算出部711は、C・u2/2の数式においてuに目標コンデンサ電圧Vdc_refを入力し、Cにコンデンサ10のキャパシタンスを入力することで、目標電気エネルギーE1を算出すればよい。また、エネルギー算出部712は、C・u2/2の数式においてuに電圧センサ65が検出したコンデンサ電圧Vdcを入力し、Cにコンデンサ10のキャパシタンスを入力することで、電気エネルギーE2を算出すればよい。
なお、エネルギー算出部711は、事前に計算された目標電気エネルギーE1をメモリから読み出して減算器713に出力してもよい。目標コンデンサ電圧Vdc_refとしては、例えば、電源電圧Vsの定格電圧と、コンデンサ10の定格電圧とを考慮して、負荷120の要求電力が大きく変化したとしても、インバータ20が適切な補償電圧Vcを生成し得る所定の電圧値が採用できる。適切な補償電圧Vcとは、電源電圧Vsに含まれる高調波成分を除去可能な補償電圧Vcを指す。
Note that the
減算器713は、目標電気エネルギーE1から電気エネルギーE2を減じることで、目標電気エネルギーE1に対する電気エネルギーE2の偏差e1を算出する。PI制御部714は、PI制御(比例・積分制御)により、偏差e1を0にする電力値pdc(第1電力値の一例)を算出する。すなわち、PI制御部714は、フィードバック制御により偏差e1を0にする電力値pdcを算出する。
The
変化量算出部72は、電流センサ40が検出した補償電流Icと電圧センサ50が検出した電源電圧Vsとを用いたフィードフォワード制御により、負荷120の要求電力の変化によるコンデンサ電圧Vdcの変化量を示す電力値ploss(第2電力値の一例)を算出する。ここで、変化量算出部72は、下記の式(1)を用いて電力値plossを算出する。
The change
ploss=Icu・Vsu+Icv・Vsv+Icw・Vsw (1)
すなわち、変化量算出部72は、補償電流Icと電源電圧Vsとの各相の乗算値を加算することで、電力値plossを算出する。コンデンサ10の電力変化量は、アクティブフィルタ1の損失に依存し、式(1)の電力値plossはアクティブフィルタ1の損失を示す。よって、電力値plossは、負荷120の要求電力の変化によるコンデンサ10の電力変化量を示す。
ploss = Icu · Vsu + Icv · Vsv + Icw · Vsw (1)
That is, the change
電源電流Isに高調波成分が含まれていなければ、理想的には、アクティブフィルタ1の損失が0、すなわち、電力値plossが零になる。但し、実際には、回路中に含まれる抵抗成分により電力損失が生じる。よって、電源電流Isに高調波成分が含まれていない場合であっても、実際には、電力値plossは0にならない。
If no harmonic component is included in the power supply current Is, ideally, the loss of the
pq変換部73は、電圧センサ50が検出した電源電圧Vsと、電流センサ60が検出した負荷電流ILとを用いて、負荷電流ILを瞬時有効電力pと瞬時無効電力qとに変換する。ここで、pq変換部73は、特許文献1の3相2相変換器と同じ手法を用いて瞬時有効電力pと瞬時無効電力qとを算出すればよい。
The
抽出部74は、瞬時有効電力pの交流成分を打ち消す電力値pa(第3電力値の一例)を算出する。詳細には、抽出部74は、ローパスフィルタ741と、減算器742とを備える。ローパスフィルタ741は、瞬時有効電力pに含まれる直流成分pdを抽出する。減算器742は、直流成分から瞬時有効電力pを減じることで、電力値paを算出する。ここで、減算器742は、直流成分pdから瞬時有効電力pを減じているので、電力値paは瞬時有効電力pに含まれる交流成分に対して−1を乗じた値になる。よって、電力値paは、瞬時有効電力pに含まれる交流成分を打ち消す電力値を示す。
The
目標電力算出部75は、加算器751と、乗算器752とを備える。加算器751は、電力値pdcと電力値plossと電力値paとを加算し、目標瞬時有効電力p’を算出する。なお、目標瞬時有効電力p’は、コンデンサ10を目標電気エネルギーE1に維持し、且つ、アクティブフィルタ1の電力損失、すなわち、負荷120の要求電力の変化量を補い、且つ、瞬時有効電力の交流成分を打ち消す電力値を示す。
The target
乗算器752は、瞬時無効電力qに−1を乗じ、瞬時無効電力を打ち消す目標瞬時無効電力q’を算出する。
The
pq逆変換部76は、目標瞬時有効電力p’と目標瞬時無効電力q’とを用いてインバータ20の目標電流Irefを算出する。ここで、pq逆変換部76は、特許文献1の2相3相変換器と同じ手法を用いて目標電流Irefを算出すればよい。目標電流Irefは、u,v,wの各相に対応する目標電流Iref_u,Iref_v,Iref_wを含む。
The pq
インバータ制御部77は、目標電流Irefと、電流センサ40で検出された補償電流Icと、電圧センサ50で検出された電源電圧Vsとを用いて、インバータ20に補償電圧Vcを生成させるための電圧指令値Voを算出する。
The
インバータ制御部77は、減算器771、P制御部772、及びPWM生成部773を備える。減算器771は、目標電流Irefから電流センサ40で検出された補償電流Icを減じることで、両電流の偏差e2を算出する。詳細には、減算器771は、(e2_u,e2_v,e2_w)=(Iref_u−Icu,Iref_v−Icv,Iref_w−Icv)の演算により、偏差e2を算出する。
The
P制御部772は、P制御(比例制御)により、偏差e2を零にする(目標電流Irefを補償電流Icとする)ために必要な補償電圧Vcを算出する。詳細には、P制御部772は、相毎の偏差e2(e2_u,e2_v,e2_w)を零にするために必要な相毎の補償電圧Vc(Vcu,Vcv,Vcw)を算出する。
The
PWM生成部773は、補償電圧Vcに電源電圧Vsを加算し、電圧指令値Voを算出する。詳細には、PWM生成部773は、(Vou,Vov,Vow)=(Vcu+Vsu,Vcv+Vsv,Vcw+Vsw)により、電圧指令値Voを算出する。そして、PWM生成部773は電圧指令値Vo(Vou,Vov,Vow)に応じたu,v,wの各相のPWM信号を生成する。
The
PWM生成部773は、生成したu相のPWM信号をスイッチSW1に出力し、生成したu相のPWM信号を反転させたPWM信号をスイッチSW2に出力する。また、PWM生成部773は、生成したv相のPWM信号をスイッチSW3に出力し、生成したv相のPWM信号を反転させたPWM信号をスイッチSW4に出力する。また、PWM生成部773は、生成したw相のPWM信号をスイッチSW5に出力し、生成したw相のPWM信号を反転させたPWM信号をスイッチSW6に出力する。
The
図1を参照し、接続点Pu,Pv,Pwには、電源電圧Vsが印加され、接続点Ou,Ov,Owには、電圧指令値Voに応じた電圧(Vc+Vs)が印加される。そのため、リアクトル31,32,33には、電源電圧Vsと電圧指令値Voに応じた電圧(Vc+Vs)との電圧差の電圧(=Vc)が印加されるので、インバータ20から補償電圧Vcが出力されることになる。
Referring to FIG. 1, a power supply voltage Vs is applied to connection points Pu, Pv, and Pw, and a voltage (Vc + Vs) corresponding to a voltage command value Vo is applied to connection points Ou, Ov, and Ow. Therefore, the voltage difference (= Vc) between the power supply voltage Vs and the voltage (Vc + Vs) corresponding to the voltage command value Vo is applied to the
図3は、本発明の実施の形態1に係るアクティブフィルタ1の処理を示すフローチャートである。このフローチャートは、所定の制御周期で一定の時間間隔で実行される。
FIG. 3 is a flowchart showing processing of the
まず、pq変換部73は、電源電圧Vsと負荷電流ILとを用いて瞬時有効電力pと瞬時無効電力qとを生成する(S301)。
First, the
次に、抽出部74は、瞬時有効電力pに含まれる交流成分を打ち消す電力値paを算出する(S302)。次に、コンデンサ制御部71は、コンデンサ電圧Vdcを所定の目標コンデンサ電圧Vdc_refに維持するための電力値pdcを算出する(S303)。
Next, the
次に、変化量算出部72は、電源電圧Vsと補償電流Icとを上記の式(1)に代入し、電力値ploss算出する(S304)。
Next, the change
次に、加算器751は、電力値pdc+電力値ploss+電力値paにより目標瞬時有効電力p’を算出し、乗算器752は、瞬時無効電力q×(−1)により目標瞬時無効電力q’を算出する(S305)。
Next, the adder 751 calculates the target instantaneous active power p ′ by the power value pdc + power value ploss + power value pa, and the
次に、pq逆変換部76は、目標瞬時有効電力p’と目標瞬時無効電力q’とを用いて、目標電流Irefを算出する(S306)。
Next, the pq
次に、インバータ制御部77は、補償電流Icを目標電流Irefにするための電圧指令値Voを算出し、算出した電圧指令値Voを用いてスイッチSW1〜SW6に対するPWM信号を生成する。
Next, the
以上により、アクティブフィルタ1から補償電流Icが出力され、補償電流Icが電源電流Isに重畳され、電源電流Isに含まれる高調波成分が除去される。
As described above, the compensation current Ic is output from the
このように、実施の形態1によれば、交流電源110から出力される交流電力の高調波成分を示す瞬時有効電力pの交流成分を打ち消す目標瞬時有効電力p’と、瞬時無効電力qを打ち消す目標瞬時無効電力q’とを考慮に入れて補償電流Icが生成され、生成された補償電流Icが交流電源110から出力される電源電流Isに重畳されている。これにより、高調波成分の除去が図られている。
Thus, according to the first embodiment, the target instantaneous active power p ′ for canceling the AC component of the instantaneous active power p indicating the harmonic component of the AC power output from the
但し、これだけでは、負荷120の要求電力が大きく変化した場合、適切な補償電流Icを生成できない。そこで、実施の形態1は、コンデンサ電圧Vdcを目標コンデンサ電圧Vdc_refに維持するための電力値pdcを算出し、この電力値pdcを考慮に入れて補償電流Icを生成する。そのため、負荷120の要求電力が大きく変化したとしても、コンデンサ10に蓄えられたエネルギーの不足によって適切な補償電流Icを生成することができなくなることを防止できる。
However, this alone cannot generate an appropriate compensation current Ic when the required power of the
更に、実施の形態1は、電力値plossを考慮に入れて補償電流Icを生成する。そのため、この構成によっても、コンデンサ電圧Vdcの変動を抑制でき、コンデンサ10に蓄えられたエネルギーの不足によって適切な補償電流を生成できなくなることを防止できる。更に、電力値plossは、検出された電源電圧Vsと、検出された補償電流Icとを用いたフィードフォワード制御により算出されている。そのため、負荷120の要求電力が大幅に変化したとしても、コンデンサ電圧Vdcの変化に追従する補償電流Icを高い応答性で生成できる。
Further, in the first embodiment, the compensation current Ic is generated in consideration of the power value ploss. Therefore, also with this configuration, fluctuations in the capacitor voltage Vdc can be suppressed, and it is possible to prevent an appropriate compensation current from being generated due to a lack of energy stored in the
(実施の形態2)
図4は、本発明の実施の形態2に係るアクティブフィルタ1のコントローラ701の詳細を示すブロック図である。実施の形態2に係るアクティブフィルタ1は、電圧センサ50が検出した電源電圧Vsから脈動成分が除去された電源電圧Vsである予測電源電圧Vs’を生成することを特徴とする。なお、実施の形態2において、実施の形態1と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省く。
(Embodiment 2)
FIG. 4 is a block diagram showing details of the
図4に示すコントローラ701において、コントローラ70との相違点は、新たに予測部80が追加されている点にある。
The
一般的に、電源電圧Vsには脈動成分(リプル)が含まれている。そこで、予測部80は、現在の周期よりも過去の周期において、電圧センサ50によって検出された電源電圧Vsの波形に基づいて、現在の周期の電源電圧Vsの振幅と振幅に対応する位相とを算出し、算出した振幅と位相とに基づいて、現在の周期の電源電圧Vsから脈動成分が除去された予測電源電圧Vs’を生成する。
In general, the power supply voltage Vs includes a pulsation component (ripple). Therefore, the
過去の周期としては、現在の周期より1つ前の電源電圧Vsの周期であってもよいし、現在の周期よりも1つ前以前の過去の複数の周期であってもよい。過去の複数の周期を用いる場合、予測部80は、過去複数の周期の電源電圧Vsの平均波形を用いればよい。
The past cycle may be the cycle of the power supply voltage Vs one before the current cycle, or may be a plurality of past cycles one cycle before the current cycle. When using a plurality of past cycles, the
以下、現在の周期の1つ前の周期の電源電圧Vsの波形を用いて予測電源電圧Vs’を算出する処理について説明する。図5は、予測部80の処理を説明するための波形図である。
Hereinafter, a process for calculating the predicted power supply voltage Vs ′ using the waveform of the power supply voltage Vs in the cycle immediately before the current cycle will be described. FIG. 5 is a waveform diagram for explaining the processing of the
予測部80は、電圧センサ50が検出した電源電圧Vsの計測値からゼロクロスポイントを検出することで、1つ前の周期の電源電圧Vsの波形の開始点P1と終了点P2とを検出する。次に、予測部80は、開始点P1から終了点P2までの計測値から、プラス側のピーク電圧Vpeakを検出し、且つ、開始点P1からピーク電圧Vpeakまでの時間をピーク位相Ppeakとして検出する。なお、予測部80はマイナス側のピーク電圧Vpeak’と開始点P1からピーク電圧Vpeak’までの時間をピーク位相Ppeak’として検出してもよい。
The
次に、予測部80は、ピーク電圧Vpeakを振幅Vdとし、ピーク位相Ppeak×4を周期Tsとするサイン波を予測電源電圧Vs’として算出し、PWM生成部773に出力する。これにより、電源電圧Vsからリプルが除去された電源電圧Vsが予測電源電圧Vs’として得られる。
Next, the
なお、電源電圧Vsは、u,v,wの3相の電源電圧Vs(Vsu,Vsv,Vsw)で構成されているので、予測部80は、Vsu,Vsv,Vswのそれぞれを個別に用いて、u,v,wの3相の予測電源電圧Vs’(Vs’u,Vs’v,Vs’w)を算出すればよい。
Since the power supply voltage Vs is composed of three-phase power supply voltages Vs (Vsu, Vsv, Vsw) of u, v, and w, the
PWM生成部773は、電源電圧Vsではなく予測電源電圧Vs’を用いて、電圧指令値Voを算出する。詳細には、PWM生成部773は、予測電源電圧Vs’+補償電圧Vcにより電圧指令値Voを算出する。そして、PWM生成部773は、生成した電圧指令値Voを用いてスイッチSW1〜SW6に供給するPWM信号を生成する。
The
このように、実施の形態2に係るアクティブフィルタ1は、リプルが除去された予測電源電圧Vsに基づいて電圧指令値Voが算出されているので、より適切な補償電流Icを生成できる。
Thus, since the voltage command value Vo is calculated based on the predicted power supply voltage Vs from which the ripple is removed, the
(変形例1)
実施の形態2において、変化量算出部72は、電力値plossを算出する際に、電源電圧Vsに代えて、予測電源電圧Vs’を用いて、電力値plossを算出してもよい。これにより、リプルが除去された電源電圧Vsを用いて電力値plossが算出でき、正確な電力値plossを算出できる。
(Modification 1)
In the second embodiment, the change
(変形例2)
実施の形態1では、コンデンサ制御部71は、目標電気エネルギーE1と電気エネルギーE2とのエネルギー差を偏差e1として算出したが、本発明はこれに限定されない。コンデンサ制御部71は、目標コンデンサ電圧Vdc_refとコンデンサ電圧Vdcとの電圧差を偏差e1として算出してもよい。
(Modification 2)
In the first embodiment, the
(変形例3)
実施の形態1において、コントローラ70は、瞬時有効電力pと同様、ローパスフィルタを用いて瞬時無効電力qの直流成分を抽出し、抽出した直流成分から瞬時無効電力qを減じることで、瞬時無効電力qの交流成分を打ち消す瞬時目標電力q’を生成してもよい。
(Modification 3)
In the first embodiment, the
IL 負荷電流
Ic 補償電流
Vc 補償電圧
Iref 目標電流
SW1,SW2,SW3,SW4,SW5,SW6 スイッチ
Vdc コンデンサ電圧
Vdc_ref 目標コンデンサ電圧
Vo 電圧指令値
Vs 電源電圧
Vs’ 予測電源電圧
p 瞬時有効電力
p’ 目標瞬時有効電力
pa 電力値
q 瞬時無効電力
q’ 目標瞬時無効電力
1 アクティブフィルタ
10 コンデンサ
20 インバータ
30 リアクトル
40 電流センサ
50 電圧センサ
60 電流センサ
65 電圧センサ
70,701 コントローラ
71 コンデンサ制御部
72 変化量算出部
73 pq変換部
74 抽出部
75 目標電力算出部
76 pq逆変換部
77 インバータ制御部
80 予測部
110 交流電源
120 負荷
IL load current Ic compensation current Vc compensation voltage Iref target current SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6 switch Vdc capacitor voltage Vdc_ref target capacitor voltage Vo voltage command value Vs power supply voltage Vs 'predicted power supply voltage p instantaneous effective power p' target Instantaneous active power pa Power value q Instantaneous reactive power q 'Target instantaneous
Claims (4)
コンデンサと、
前記コンデンサが蓄積するコンデンサ電圧を交流電圧に変換し、補償電圧を生成するインバータと、
前記生成された補償電圧を前記補償電流に変換し、前記電源電流に重畳するリアクトルと、
前記交流電源が出力する電源電圧を検出する第1電圧センサと、
前記負荷に入力される負荷電流を検出する第1電流センサと、
前記コンデンサ電圧を検出する第2電圧センサと、
前記補償電流を検出する第2電流センサと、
前記検出されたコンデンサ電圧を所定の目標コンデンサ電圧に維持するための第1電力値を算出する第1電力算出部と、
前記検出された電源電圧と、前記検出された補償電流とを用いたフィードフォワード制御により、前記負荷の要求電力の変化量を示す第2電力値を算出する第2電力算出部と、
前記検出された電源電圧と前記検出された負荷電流とを、瞬時有効電力と瞬時無効電力とに変換する第1変換部と、
前記変換された瞬時有効電力の交流成分を打ち消す第3電力値を算出する第3電力算出部と、
前記第1〜第3電力値を加算して目標瞬時有効電力を算出すると共に、前記変換部で変換された瞬時無効電力を打ち消す目標瞬時無効電力を算出する目標電力算出部と、
前記算出された目標瞬時有効電力と前記算出された目標瞬時無効電力とを、前記インバータの目標電流に変換する第2変換部と、
前記変換された目標電流と前記検出された補償電流と前記検出された電源電圧とに基づいて、前記インバータに前記補償電圧を生成させる電圧指令値を算出するインバータ制御部とを備えるアクティブフィルタ。 An active filter that is connected in parallel with an AC power supply and a load and generates a compensation current that cancels a harmonic component of a power supply current output from the AC power supply,
A capacitor,
An inverter that converts a capacitor voltage stored in the capacitor into an AC voltage and generates a compensation voltage;
A reactor for converting the generated compensation voltage into the compensation current and superimposing the power supply current;
A first voltage sensor for detecting a power supply voltage output from the AC power supply;
A first current sensor for detecting a load current input to the load;
A second voltage sensor for detecting the capacitor voltage;
A second current sensor for detecting the compensation current;
A first power calculation unit for calculating a first power value for maintaining the detected capacitor voltage at a predetermined target capacitor voltage;
A second power calculation unit that calculates a second power value indicating the amount of change in the required power of the load by feedforward control using the detected power supply voltage and the detected compensation current;
A first converter that converts the detected power supply voltage and the detected load current into instantaneous active power and instantaneous reactive power;
A third power calculation unit that calculates a third power value that cancels the alternating current component of the converted instantaneous active power;
A target power calculating unit that calculates a target instantaneous reactive power by adding the first to third power values to calculate a target instantaneous reactive power and cancels the instantaneous reactive power converted by the conversion unit;
A second converter for converting the calculated target instantaneous active power and the calculated target instantaneous reactive power into a target current of the inverter;
An active filter comprising: an inverter control unit that calculates a voltage command value that causes the inverter to generate the compensation voltage based on the converted target current, the detected compensation current, and the detected power supply voltage.
前記インバータ制御部は、前記検出された電源電圧に代えて前記予測電源電圧に基づいて前記電圧指令値を算出する請求項1記載のアクティブフィルタ。 Based on the power supply voltage detected in a past cycle than the current cycle, calculate the amplitude of the power supply voltage in the current cycle and the phase corresponding to the amplitude, and based on the calculated amplitude and phase, A prediction unit that generates a predicted power supply voltage in which a pulsation component is removed from the power supply voltage of the current period;
The active filter according to claim 1, wherein the inverter control unit calculates the voltage command value based on the predicted power supply voltage instead of the detected power supply voltage.
前記フィードフォワード制御は、前記検出された電源電圧と前記検出された補償電流との各相の乗算値を加算した値を前記第2電力値として算出する制御である請求項1〜3のいずれかに記載のアクティブフィルタ。 The AC power source is a three-phase AC power source,
The feedforward control is a control for calculating a value obtained by adding a multiplication value of each phase of the detected power supply voltage and the detected compensation current as the second power value. Active filter as described in.
Priority Applications (1)
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