JP2018032876A - 無線受電装置 - Google Patents
無線受電装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2018032876A JP2018032876A JP2017221699A JP2017221699A JP2018032876A JP 2018032876 A JP2018032876 A JP 2018032876A JP 2017221699 A JP2017221699 A JP 2017221699A JP 2017221699 A JP2017221699 A JP 2017221699A JP 2018032876 A JP2018032876 A JP 2018032876A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- coil
- circuit
- power
- power receiving
- transmission
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Coils Of Transformers For General Uses (AREA)
Abstract
【課題】送電装置から受電装置に電力を伝送する効率を向上させる無線給電装置を提供する。
【解決手段】
無線受電装置は、第1の受電コイルと、第1の受電コイルの巻線と平行に隣接させる巻線を有する第2の受電コイルとを備え、送電装置から無線給電を受ける。
【選択図】図6
【解決手段】
無線受電装置は、第1の受電コイルと、第1の受電コイルの巻線と平行に隣接させる巻線を有する第2の受電コイルとを備え、送電装置から無線給電を受ける。
【選択図】図6
Description
本発明は、無線受電装置、無線送電装置に関する。
従来、ループアンテナと、自己共振コイルとを備えた無線電力伝送装置がある(例えば、特許文献1を参照)。
また、エキサイト回路のエキサイトコイルが給電コイルと磁気結合しているワイヤレス給電装置がある(例えば、特許文献2を参照)。
また、コイル及びキャパシタを含む共振回路を有する非接触電力伝送システムを構成する送電装置又は受電装置がある(例えば、特許文献3乃至5を参照)。
さらに、直列共振回路部と並列共振回路部とで構成される共振型インバータがある(例えば、特許文献6を参照)。
しかし、従来の無線給電装置は、送電装置から受電装置に電力を伝送する効率が低い場合があった。
そこで、本発明は、送電装置から受電装置に電力を伝送する効率を向上させる無線給電装置を提供することを目的とする。
上記課題に鑑み、無線受電装置は、第1の受電コイルと、前記第1の受電コイルの巻線と平行に隣接させる巻線を有する第2の受電コイルとを備え、前記第1の受電コイルと前記第2の受電コイルとが同極性であり、送電装置から無線給電を受ける。
本発明の実施形態によれば、送電装置から受電装置に電力を伝送する効率を向上させる無線給電装置を提供することができる。
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
[ループコイルを用いた実施形態]
ループコイルを用いた実施形態について説明する。
[ループコイルを用いた実施形態]
ループコイルを用いた実施形態について説明する。
先ず、図1および図2を用いて、無線給電装置の無線送電装置又は無線受電装置における、二重化したループコイルのコイル間の第1の関係を説明する。図1は、受電装置のコイルと送電装置のコイルの第1の関係を示す図である。ここで、第1の関係とは、以下に説明するとおり、第1の受電コイルと第2の受電コイルが重ね合わされ、二重化ループコイルを形成する関係である。
図1において、給電装置は、無線受電装置として受電装置1と無線送電装置として送電装置2とを備える。受電装置1は、二重化コイルを成す、第1の受電コイルであるコイル11と第2の受電コイルであるコイル12を備える。また、送電装置2は、二重化コイルを成す、第1の送電コイルであるコイル21と第2の送電コイルであるコイル22を備える。受電装置1は、コイル11およびコイル12が送電装置2のコイル21およびコイル22から電磁誘導を受けることにより、送電装置2から電力の電送(給電)を受ける。
コイル11は巻線端点AおよびBを有するループコイルの巻線の束である。また、コイル12は巻線端点CおよびDを有するループコイルの巻線の束である。コイル11とコイル12は、コイル11とコイル12を重ね合わせることにより、平行に隣接されて二重化ループコイルを形成している。コイル11の巻線端点AおよびBとコイル12の巻線端点CおよびDは、コイル11とコイル12が同極性になるように図示しない回路に接続される。コイル11とコイル12を重ね合わせることにより、コイル11とコイル12とを平行に隣接させて磁気的に密に結合することができる。ここで、磁気的に密に結合するとは、第1の受電コイルと第2の受電コイルの結合係数kが0.50以上のことをいう。なお、コイル11とコイル12は鉄心を用いない空芯によって磁気的に結合されている。鉄心を用いないことにより鉄損が発生しない。
また、本実施形態では、コイル11とコイル12のループの径(外径、内径)を同じにすることにより、漏れ磁束を小さくして結合係数を向上させることができる。しかし、例えば、コイル11とコイル12の巻線の外径または内径を異にしてコイル11とコイル12を重ね合わせてもよい。
送電装置2におけるコイル21およびコイル22は、受電装置1におけるコイル11およびコイル12と同様に、巻線の束同士を対向させて重ね合わせることにより平行に隣接されている。したがって、送電装置2においてもコイル21とコイル22とを磁気的に密に結合することができる。送電装置2においても、コイル21の巻線端点EおよびF、ならびにコイル22の巻線端点GおよびFは同極性になるように図示しない回路に接続される。
次に、図2を用いて、図1で説明した受電装置1のコイル11の巻線とコイル12の巻線の詳細を説明する。図2は、第1の受電コイルと第2の受電コイルとが対向していることを示す図である。
図2において、コイル11は、巻線端点Aが巻き始めであり、巻線端点Bが巻き終わりである。一方、コイル12は、巻線端点Cが巻き始めのであり、巻線端点Dが巻き終わりである。コイル12のループはコイル11のループと同じ巻方向に巻かれている。コイル11とコイル12はそれぞれ対向して重ね合わせられ、二重化ループコイルを形成する。
次に、図3および図4を用いて、受電装置1又は送電装置2における、二重化コイルのコイル間の第2の関係を説明する。図3は、受電装置1のコイルと送電装置2のコイルの第2の関係を示す図である。ここで、第2の関係とは、以下に説明するとおり、二重化コイルを形成する第1の受電コイルの巻線と第2の受電コイルの巻線とがバイファイラ巻きで二重化ループコイルとされる関係である。
図3において、受電装置1は、受電コイル31を備える。送電装置2は送電コイル41を備える。
受電コイル31は、巻線端点Aを巻始め、巻線端点Bを巻き終わりとする第1の受電コイルの巻線と、巻線端点Cを巻始め、巻線端点Dを巻き終わりとする第2の受電コイルの巻線とをバイファイラ巻にすることにより形成されるループコイルである。受電コイル31の詳細を、図4を用いて説明する。図4は、第1の受電コイルの巻線と第2の受電コイルの巻線とがバイファイラ巻にされていることを示す図である。なお、送電装置2における送電コイル41も、受電コイル31と同様の方法によりバイファイラ巻きで形成される二重化ループコイルであるため、送電コイル41についての説明は省略する。
図4(a)において、受電コイル31の第1の受電コイルの巻線311と第2の受電コイルの巻線312は、巻線端点Aおよび巻線端点Cから同時に巻かれて二重化ループコイルを形成する。図4(b)は、図3のイ−イ'の断面図である。ループ状のコイルはループの直径の距離で離れた2つの巻線の列を有するが、図4(b)ではそのうち1列分の巻線の列のみについて図示している。図4(b)において、第1の受電コイルの巻線311は白丸で、第2の受電コイルの巻線312は黒丸で示し、第1の受電コイルの巻線311と第2の受電コイルの巻線312とが交互に巻かれていることを説明している。
第1の受電コイルの巻線311と第2の受電コイルの巻線312は、巻線端点Aと巻線端点Cから同時に巻かれる。したがって、第1の受電コイルの巻線311と第2の受電コイルの巻線312は、巻線端点Bおよび巻線端点Dまで、図4(a)図示下方向に交互に巻かれる。なお、図4(b)は、巻き方を説明するために巻数を3回に簡略化して説明したが、コイル31は、同様の巻き方で、例えば数十回、あるいは数百回巻かれて形成される。
次に、図5から図8を用いて、第1の実施形態から第3の実施形態における給電装置の回路を説明する。図5は、受電装置1側にシングルループコイルを用いた場合を示す図であり、第1の実施形態から第3の実施形態との比較のために説明する。図6は、第1の実施形態における受電側回路を示す図である。図7は、第2の実施形態における受電側回路を示す図である。図8は、第3の実施形態における受電側回路を示す図である。
図6から図8で説明する第1の実施形態から第3の実施形態では、図3で説明したバイファイラ巻で形成された二重化ループコイルを使用する。
図5において、受電装置1は、電源e、キャパシタC100、およびインダクタL100を備える。キャパシタC100およびインダクタL100は直列共振回路を形成する。受電装置1は、インダクタL200、キャパシタC200およびレジスタR1を備える。インダクタL200およびキャパシタC200は直列共振回路を形成する。
電源eは後述するトラッキングジェネレータによって出力周波数を変更することができる。キャパシタC100およびキャパシタC200は、例えば47pFのコンデンサを使用する。
レジスタR1は、図5図示上端がキャパシタC200に接続され、図示下端は接地される。レジスタR1は、例えば50Ωの抵抗を使用する。
インダクタL100とインダクタL200は、黒丸のマークで図示するとおり、同じ極性の向きである。
図5の受電装置1側で点線で囲った部分は、受電装置1の回路S200を示す。一方、図6から図8で説明する第1の実施形態から第3の実施形態においては、点線で示す回路S200の代わりに、回路S1から回路S3の回路を使用する。
図6において、第1の実施形態における回路S1は、第1の受電コイルとしてインダクタL11、キャパシタC11、第2の受電コイルとしてインダクタL12、およびキャパシタC12を備える。回路S1において、インダクタL11とインダクタL12は図示する極性の向きにおいて、バイファイラ巻で二重化ループコイルを形成する。第1の実施形態では、インダクタL11とインダクタL12は結合係数k=0.61で磁気的に密に結合されている。
インダクタL11とキャパシタC11は並列共振回路を形成している。また、インダクタL12とキャパシタC12は直列共振回路を形成している。インダクタL11とキャパシタC11は、図6図示下端を接地して、図示上端をインダクタL12の図示左端に接続する。キャパシタC11およびキャパシタC12は、例えば47pFのコンデンサを使用する。
図7において、第2の実施形態における回路S2は、第1の受電コイルとしてインダクタL21、第2の受電コイルとしてインダクタL22、およびキャパシタC21を備える。回路S2において、インダクタL21とインダクタL22は図7に図示する極性の向きにおいて、バイファイラ巻で二重化ループコイルを形成する。インダクタL21は、図7図示下側の端点を接地して、図示上側の端点を開放することにより無負荷状態となる。第2の実施形態では、インダクタL21とインダクタL22は結合係数k=0.61で磁気的に密に結合されている。
インダクタL22とキャパシタC21は並列共振回路を形成する。インダクタL22とキャパシタC21は、図7図示下端を開放して、図示上端を抵抗R1に接続する。キャパシタC21は、例えば47pFのコンデンサを使用する。
図8において、第3の実施形態における回路S3は、第1の受電コイルとしてインダクタL31、キャパシタC31、第2の受電コイルとしてインダクタL32およびキャパシタC32を備える。回路S3において、インダクタL31とインダクタL32は図8に図示する極性の向きにおいて、バイファイラ巻で二重化ループコイルを形成する。第3の実施形態では、インダクタL31とインダクタL32は結合係数k=0.81で磁気的に密に結合されている。
インダクタL31とキャパシタC31は並列共振回路を形成する。インダクタL31とキャパシタC31は、図8図示下端および図示上端を開放する。インダクタL32とキャパシタC32は直列共振回路を形成する。インダクタL32の図8図示下端は接地され、キャパシタC32の図示右端はレジスタR1に接続される。キャパシタC31およびキャパシタC32は、例えば47pFのコンデンサを使用する。
次に、図9を用いて、第1の実施形態から第3の実施形態による受電装置の電送効率を求めるための実験装置におけるループコイルの配置について説明する。図9は、第1の実施形態から第3の実施形態の受電装置に用いられるループコイルを受電側コイルとして配置した例を示す図である。
図9において、実験装置では、図6から図8で説明した送電装置2の送電側のコイルL100と受電装置1の受電側のコイル(L11とL12、L21とL22、あるいはL31とL32)の二つのコイルを、コイル間距離を調整可能に平行に固定できる。送電側のコイルは、巻線として直径1mmのUEW(polyurethane enameled copper wire:ポリウレタンエナメル銅線)を使用し、直径100mmのループとしてターン数3(3T(Turn))のループコイルとする。受電側のコイルは、送電側と同じUEWを直径100mmのバイファイラ巻として、3T×2重のループコイルとする。送電側のコイルと受電側のコイルには、図6から図8で説明した回路が接続される。なお、図9で説明した実験装置を用いた第1の実施形態から第3の実施形態による受電装置の電送効率の測定結果は後述する。
次に、図10を用いて、第4の実施形態における給電装置の回路を説明する。図10では、受電装置1を第3の実施形態で説明した回路S3の回路を使用しており、第4の実施形態における送電装置2においても回路S3と同様の回路構成の回路S4を使用する。
図10において、送電装置2の回路S4は、受電装置1の回路S3と図示左右対称に形成される。回路S4は、キャパシタC41、第1の送電コイルとしてインダクタL41、キャパシタC42、および第2の送電コイルとしてインダクタL42を備える。回路S4において、インダクタL41とインダクタL42は図10に図示する極性の向きにおいて、バイファイラ巻で二重化ループコイルを形成する。第4の実施形態では、インダクタL41とインダクタL42は結合係数k=0.81で磁気的に密に結合されている。
キャパシタC41とインダクタL41は直列共振回路を形成している。また、キャパシタC42とインダクタL42は並列共振回路を形成している。キャパシタC41の図10図示左端は電源eに接続され、インダクタL41の図示下端は接地される。また、キャパシタC42とインダクタL42は、図10図示下端および図示上端を開放する。キャパシタC41およびキャパシタC42は、例えば47pFのコンデンサを使用する。
次に、図11を用いて、第4の実施形態の電送効率を求めるための実験装置におけるループコイルの配置について説明する。図11は、第4の実施形態におけるループコイルを配置した例を示す図である。
図11において、実験装置では、図10で説明した送電装置2の送電側のコイル(L41とL42)と受電装置1の受電側のコイル(L31とL32)の二つのコイルを、コイル間距離を調整可能に平行に固定できる。図11は、図9で説明した受電側のコイルと同じ巻線の束を送電側のコイルおよび受電側のコイルの両方に使用する。送電側のコイルと受電側のコイルには、図10で説明した回路が接続される。
次に、図12を用いて、第1の実施例から第4の実施例における伝送効率の測定方法を説明する。図12は、伝送効率測定方法を示す図である。
図12において、スペクトラムアナライザ(以下、「スペアナ」を省略する。)は、入力インピーダンスが50Ωの機種を使用する。電源eにトラッキングジェネレータ(以下、「TG」と省略する。)を使用して、スペアナのスイープと同期した周波数の信号を出力する。測定は、基準レベルを−10dBとして、送電側コイルと受電側コイルの間での伝送ロスs(dB)を、TGが出力する信号の周波数を11MHz〜16MHzの間で変化させて行う。伝送効率η(%)は、伝送ロスs(dB)から次式で算出される。
η=10(s/10)×100・・・(式1)
伝送ロスは、図9および図11で説明したコイル間距離を、0.025m、0.05m、0.10m、0.15m、0.20m、0.25mと移動させてそれぞれ測定する。
伝送ロスは、図9および図11で説明したコイル間距離を、0.025m、0.05m、0.10m、0.15m、0.20m、0.25mと移動させてそれぞれ測定する。
次に、図13〜図16を用いて、スペアナの表示から伝送ロスを測定する方法を説明する。図13は、第1の実施形態における伝送ロスの測定を示す図である。図14は、第2の実施形態における伝送ロスの測定を示す図である。図15は、第3の実施形態における伝送ロスの測定を示す図である。図16は、第4の実施形態における伝送ロスの測定を示す図である。
図13は、コイル間距離を0.1mとしたときの第1の実施形態の伝送ロスを示している。グラフの縦軸は伝送ロス(dB)を示し、横軸は周波数(MHz)を示す。図13では、図5で説明したシングルスパイラルコイルを使用した回路S200の回路による伝送ロスを、同じ周波数の範囲での第1の実施形態における回路S1による伝送ロスと比較するために図示している。回路S1の測定結果はグラフに「S1」で図示し、回路S200の測定結果はグラフに「S200」で図示する。なお、図14から図16においても、回路S200の伝送ロスを比較のために表示している。
図13に示す第1の実施形態の回路S1では、コイル間距離0.1mにおいて、13.56MHzのときに約−10.0dBの伝送ロスが測定された。伝送効率は、伝送ロスの測定値を式1に代入して求める。伝送ロスが−10.0dBのとき、効率ηは10%として求められる。
伝送ロスの測定結果より、回路S1の伝送ロスは回路S200の伝送ロスと比較して共振周波数である13.35MHzの前後にて低減されることが確認できる。回路S200の伝送ロスのグラフは測定された周波数範囲内にてなだらかな曲線となるのに対して、回路S1の伝送ロスのグラフは、共振周波数前後で回路S200のグラフに比べて鋭く立ち上がり、共振周波数にてピークを持っている。ピークにおいて、回路S1の伝送ロスは回路S200の伝送ロスと比較して約4dB低減されることが確認できる。
第1の実施形態による回路S1の伝送ロスの測定は、コイル間距離を上述したとおり、0.25m、0.05m、0.10m、0.15m、0.20m、0.25mと移動させて順次行う。
なお、13.56MHzは、国際電気通信連合により割り当てられたISM(Industry Science Medical)バンドによる周波数であり、本実施形態では、13.56MHzでの使用を前提にした共振回路の時定数を設定している。また、ここで説明する測定は、全て電波暗室内にて行われている。
図14は、コイル間距離を0.1mとしたときの第2の実施形態の伝送ロスを示している。図14に「S2」で示す第2の実施形態の回路S2を用いた場合では、コイル間距離0.10mにおいて、周波数13.56MHzのときに約−4.0dBの伝送ロスが測定された。伝送ロスが−4.0dBのとき、式1から伝送効率ηは約40%と算出される。回路S2の伝送ロスは回路S200と比較して約9dB低減される。
図15は、コイル間距離を0.1mとしたときの第3の実施形態の伝送ロスを示している。図15に「S3」で示す第3の実施形態の回路S3を用いた場合では、コイル間距離0.10mにおいて、周波数13.56MHzのときに約−7.0dBの伝送ロスが測定された。伝送ロスが−7.0dBのとき、式1から伝送効率ηは約20%と算出される。回路S3の伝送ロスは回路S200と比較して約6dB低減がされる。
図16は、コイル間距離を0.1mとしたときの第4の実施形態の伝送ロスを示している。図16に「S4」で示す第4の実施形態の回路S4を用いた場合では、コイル間距離0.10mにおいて、周波数13.56MHzのときに約−3.7dBの伝送ロスが測定された。伝送ロスが−3.7dBのとき、式1から伝送効率ηは約42%と算出される。回路S4の伝送ロスは回路S200と比較して約10dB低減がされる。
次に、図17を用いて、第1の実施形態から第3の実施形態においてコイル間距離を変えた場合の伝送効率を説明する。また、図18を用いて、第4の実施形態においてコイル間距離を変えた場合の伝送効率を説明する。さらに、図19を用いて、図17および図18で示す測定結果の縦軸をLog(対数)表記したときの伝送効率を説明する。
図17は、第1乃至第3の実施形態におけるループコイルの伝送効率を示す図である。図18は、第4の実施形態におけるループコイルの伝送効率を示す図である。図19は、第1乃至第4の実施形態におけるループコイルの伝送効率(Log表記)を示す図である。
図17および図18は、図13から図16で示した測定方法によって上述したコイル間距離にて伝送ロス(s)をそれぞれ測定し、式1に基づき算出された伝送効率ηをグラフで示したものである。図17および図18のグラフの横軸はコイル間距離(m)を示し、縦軸は伝送効率η(%)を示す。
図17において、グラフの点線は、比較のための回路S200を用いた場合の伝送効率(「S200」で図示)である。第1の実施形態による回路S1の伝送効率(「S1」で図示)と第3の実施形態による回路S3の伝送効率(「S3」で図示)は、全てのコイル間距離に対して、回路S200の伝送効率に対して伝送効率が向上している。また、回路S3は回路S1よりも伝送効率が上回っている。回路S1と回路S3は、コイル間距離が0.25mから小さくなるにつれて伝送効率が向上し、コイル間距離が約0.12mより小さくなると急激に伝送効率が上昇する。また、コイル間距離が0.07〜0.08m程度の時にグラフに変曲点を持ち、その後コイル間距離が小さくなるとグラフの傾きが徐々になだらかになる。
一方、第2の実施形態による回路S2の伝送効率(「S2」で図示)は、コイル間距離が0.25mから小さくなるにつれて回路S1および回路S3の伝送効率に比べて大きく向上している。回路S2の伝送効率はコイル間距離が約0.12mのときに変曲点を持ち、約0.08mのときに最大値を持つ。回路S2は、コイル間距離がおおよそ0.07〜0.08mまでは回路S1又は回路S3よりも高い伝送効率を示している。
図18において、第4の実施形態における受電側コイルの回路S3の回路と送電側コイルの回路S4の回路を組み合わせた伝送効率(「S3+S4」で図示)は、コイル間距離が約0.05mのときに最大値を有し、コイル間距離がそれより小さくなると伝送効率が低下することを示している。
図19において、第1の実施形態から第4の実施形態では、コイル間距離によって伝送効率が変わることを示している。また、伝送効率が最も高くなるコイル間距離は、実施形態によって異なることを示している。例えば、コイル間距離が約0.12mより大きい場合には第2の実施形態における伝送効率が他の実施形態に比べて大きくなる。コイル間距離が約0.05mから0.12mまでは、第4の実施形態における伝送効率が最も大きくなる。また、コイル間距離が0.05mより小さい場合には第3の実施形態における伝送効率が最も大きくなる。なお、コイル間距離が約0.025mより小さい場合には、第3の実施形態における伝送効率とシングルループコイルを用いた回路S200の伝送効率の差が小さくなる。以上の結果から、受電装置1と送電装置2のコイル間距離によって最適な実施の形態が異なる場合があることが考察される。
[スパイラルコイルを用いた実施形態]
次に、スパイラルコイルを用いた実施形態について説明する。スパイラルコイルの形状を、図20および図21を用いて説明する。図20は、スパイラルコイルの外観を説明する図である。図21は、伝送特性を測定する実験装置において、2つのスパイラルコイルを平行に隣接させた状態を説明する図である。
[スパイラルコイルを用いた実施形態]
次に、スパイラルコイルを用いた実施形態について説明する。スパイラルコイルの形状を、図20および図21を用いて説明する。図20は、スパイラルコイルの外観を説明する図である。図21は、伝送特性を測定する実験装置において、2つのスパイラルコイルを平行に隣接させた状態を説明する図である。
図20において、スパイラルコイルは巻線として直径1mmのUEWを使用し、巻線間のピッチを10mmとして、10回(ターン)スパイラルさせることにより外径を200mmのスパイラルコイルを形成する。本実施形態において、送電装置2のスパイラルコイルは巻線1本によるシングルスパイラルコイルである。送電装置2のスパイラルコイルは送電側樹脂板に固定される。
一方、受電装置1のスパイラルコイルは、送電装置2のスパイラルコイルと同じUEWを使用し、2本の巻線をバイファイラ巻きによって二重化した二重化スパイラルコイルである。バイファイラ巻きにされた2本の巻線は結合係数k=0.77で磁気的に密に結合される。受電装置1のスパイラルコイルは送電装置2と同様に受電側樹脂板に固定される。
図21に図示した実験装置では、図20で説明した送電側樹脂板と受電側樹脂板を平行に固定することにより、送電側のスパイラルコイルと受電側スパイラルコイルを平行に固定することができる。また、実験装置は、樹脂板を移動することによってコイル間距離を調整することができる。送電側スパイラルコイルと受電側スパイラルコイルには、図22から図24で説明する回路がそれぞれ接続される。
次に、図22から図24を用いて、第5の実施形態および第6の実施形態における給電装置の回路を説明する。図22は、送電装置2、受電装置1ともにシングルスパイラルコイルを用いた場合を示す回路であり、第5の実施形態および第6の実施形態との比較のために説明する。第5の実施形態と第6の実施形態では、受電装置1の回路を二重化スパイラルコイルとする。図23は、第5の実施形態における受電側回路を示す図である。図24は、第6の実施形態における受電側回路を示す図である。
図23および図24で説明する第5の実施形態と第6の実施形態では、図20および図21で説明したバイファイラ巻で形成された二重化スパイラルコイルを使用する。
図22において、送電装置2は、電源e、キャパシタC101、およびインダクタL101を備える。キャパシタC101およびインダクタL101は直列共振回路を形成する。受電装置1は、インダクタL201、キャパシタC201およびレジスタR2を備える。インダクタL201およびキャパシタC201は直列共振回路を形成する。
電源eはTGによって出力周波数を変更することができる。キャパシタC101およびキャパシタC201は、例えば320pFのコンデンサを使用する。
レジスタR2は、図22図示上端がキャパシタC201に接続され、図示下端は接地される。レジスタR2は、例えば50Ωの抵抗を使用する。
図22の点線で囲った部分は受電装置1の回路S201を示す。図23および図24で説明する第5の実施形態と第6の実施形態においては、点線で示す回路S201の代わりに、回路S5および回路S6の回路を使用する。
図23において、第5の実施形態における回路S5は、二重化スパイラルコイルを用いている点以外は、図6で説明した第1の実施形態の回路S1と同様の回路である。回路S5は、第1の受電コイルとしてインダクタL51、キャパシタC51、第2の受電コイルとしてインダクタL52、およびキャパシタC52を備える。回路S5において、インダクタL51とインダクタL52は図23に図示する極性の向きにおいて、バイファイラ巻で二重化スパイラルコイルを形成する。第5の実施形態では、インダクタL51とインダクタL52は結合係数k=0.77で磁気的に密に結合されている。
インダクタL51とキャパシタC51は並列共振回路を形成している。また、インダクタL52とキャパシタC52は直列共振回路を形成している。インダクタL51とキャパシタC51は、図23図示下端を接地して、図示上端をインダクタL52の図示左端に接続する。キャパシタC51およびキャパシタC52は、例えば320pFのコンデンサを使用する。
図24において、第6の実施形態における回路S6は、図7で説明した第2の実施形態の回路S2と回路図上は同じ構成を有する。回路S6は、第1の受電コイルとしてインダクタL61、第2の受電コイルとしてインダクタL62、およびキャパシタC61を備える。回路S6において、インダクタL61とインダクタL62は図24に図示する極性の向きにおいて、バイファイラ巻で二重化スパイラルコイルを形成する。インダクタL61は、図24図示下側の端点を接地して、図示上側の端点を開放することにより無負荷状態となる。第6の実施形態では、インダクタL61とインダクタL62は結合係数k=0.77で磁気的に密に結合されている。
インダクタL62とキャパシタC61は並列共振回路を形成する。インダクタL62とキャパシタC61は、図24図示下端を開放して、図示上端を抵抗R2に接続する。キャパシタC61は、例えば320pFのコンデンサを使用する。
次に、図25および図26を用いて、スペアナの表示から伝送ロスを測定する方法を説明する。図25は、第5の実施形態におけるコイル間距離0.10mでの伝送ロスを示す図である。図26は、第5の実施形態におけるコイル間距離0.20mでの伝送ロスを示す図である。
図25に示す第5の実施形態の回路S5では、コイル間距離0.10mにおいて、周波数13.56MHzのときに約−0.9dBの伝送ロスが測定された。伝送ロスが−0.9dBのとき、式1から伝送効率ηは約81%と算出される。回路S5の伝送ロスは回路S201の伝送ロスと比較して約3.6dB低減される。
図26に示す例では、コイル間距離0.20mにおいて、周波数13.56MHzのときに約−10dBの伝送ロスが測定された。伝送ロスが−10dBのとき、式1から伝送効率ηは約10%と算出される。回路S5の伝送ロスは回路S201の伝送ロスと比較して約6.0dB低減される。
次に、図27および図28を用いて、第5の実施形態および第6の実施形態においてコイル間距離を変えた場合の測定結果を説明する。
図27は、第5の実施形態および第6の実施形態におけるスパイラルコイルの伝送効率および共振周波数の変化を示す図である。
図27は、第5の実施形態および第6の実施形態において、コイル間距離を0.05m、0.10m、0.20m、および0.40mとしてそれぞれ伝送ロスを測定し、式1に基づき算出した伝送効率を示したものである。図27の横軸はコイル間距離(m)を示し、左縦軸は伝送効率η(%)を示す。また、図27の右縦軸は、共振周波数の変化Δf(%)を示す。図27の上部に図示するグラフが共振周波数変化を示し、下部に図示するグラフが伝送効率を示す。共振周波数の変化は、コイル間距離が無限大のとき、すなわち送電コイルと受電コイルとの相互インダクタンスが0のときを基準(周波数変化0%)にして、コイル間距離dを近づけたときの共振周波数の変化を測定している。
図27において、「S201」で示すグラフは、比較のための回路S201の伝送効率である。「S5」で示す第5の実施形態における伝送効率は、コイル間距離が約0.09mにて約82%の効率となりピークを示し、コイル間距離が約0.09mより小さくなると低下する。「S6」で示す第6の実施形態における伝送効率は、コイル間距離が約0.10mにて約42%の効率となりピークを示し、コイル間距離が約0.10mより小さくなると低下する。
ここで、回路S5、回路S6の伝送効率を比較すると、コイル間距離がおおよそ0.16mより大きいときは、回路S6の伝送効率が回路S201および回路S5より高くなる。コイル間距離がおおよそ0.07m〜0.16mのときは、回路S5の伝送効率が回路S201および回路S6より高くなる。さらに、コイル間距離がおおよそ0.07mより小さいときは、回路S201の伝送効率が回路S5および回路S6より高くなる。
共振周波数の変化Δfは、コイル間距離が約0.1mより小さくなると大きくなり、回路S6の変化より回路S5および回路S201の方が共振周波数の変化が大きい。
図28は、図27で示した第5の実施形態および第6の実施形態におけるスパイラルコイルの伝送効率をLog表記で示す図である。
図28において、コイル間距離が0.2mより大きくなるときには、伝送効率は回路S6、回路S5、回路S201の順で高くなる。
以上、第1の実施形態から第6の実施形態において、受電装置1における受電コイルの二重化について説明した。この中で、第4の実施形態は、送電装置2においても送電コイルを二重化した。上記の実施形態の二重化コイルは、送電装置2における送電コイルにおいても適用が可能である。
以上、本発明を実施するための形態について詳述したが、本発明は斯かる特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
1 受電装置
2 送電装置
11、12、21、22 コイル
31 受電コイル
41 送電コイル
2 送電装置
11、12、21、22 コイル
31 受電コイル
41 送電コイル
Claims (5)
- 第1の受電コイルと、
前記第1の受電コイルの巻線と平行に隣接させる巻線を有する第2の受電コイルと
を備え、
前記第1の受電コイルと前記第2の受電コイルとが同極性である、送電装置から無線給電を受ける無線受電装置。 - 前記第1の受電コイルの一端が接地され、他端が開放されている、請求項1に記載の無線受電装置。
- 前記第1の受電コイルの巻線と前記第2の受電コイルの巻線とはバイファイラ巻きにされている、請求項1、又は2に記載の無線受電装置。
- 前記第1の受電コイルと前記第2の受電コイルとが重ね合わせられている、請求項1乃至3のいずれか一項に記載の無線受電装置。
- 前記第1の受電コイルと前記第2の受電コイルは磁気的に密に結合される、請求項1乃至4のいずれか一項に記載の無線受電装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017221699A JP2018032876A (ja) | 2017-11-17 | 2017-11-17 | 無線受電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017221699A JP2018032876A (ja) | 2017-11-17 | 2017-11-17 | 無線受電装置 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013272954A Division JP2015128347A (ja) | 2013-12-27 | 2013-12-27 | 無線受電装置、無線送電装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2018032876A true JP2018032876A (ja) | 2018-03-01 |
Family
ID=61304956
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017221699A Pending JP2018032876A (ja) | 2017-11-17 | 2017-11-17 | 無線受電装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2018032876A (ja) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009111977A (ja) * | 2007-09-01 | 2009-05-21 | Maquet Gmbh & Co Kg | ソース機器と少なくとも1つのターゲット機器との間でエネルギーおよび/またはデータの無線伝送を行う装置および方法 |
JP2011243772A (ja) * | 2010-05-19 | 2011-12-01 | Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk | 無線送電用コイル及び無線給電システム |
WO2012001959A1 (ja) * | 2010-07-02 | 2012-01-05 | パナソニック株式会社 | 無線電力伝送装置 |
JP2013105796A (ja) * | 2011-11-11 | 2013-05-30 | Toko Inc | コイル装置 |
-
2017
- 2017-11-17 JP JP2017221699A patent/JP2018032876A/ja active Pending
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009111977A (ja) * | 2007-09-01 | 2009-05-21 | Maquet Gmbh & Co Kg | ソース機器と少なくとも1つのターゲット機器との間でエネルギーおよび/またはデータの無線伝送を行う装置および方法 |
JP2011243772A (ja) * | 2010-05-19 | 2011-12-01 | Auto Network Gijutsu Kenkyusho:Kk | 無線送電用コイル及び無線給電システム |
WO2012001959A1 (ja) * | 2010-07-02 | 2012-01-05 | パナソニック株式会社 | 無線電力伝送装置 |
JP2013105796A (ja) * | 2011-11-11 | 2013-05-30 | Toko Inc | コイル装置 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7999414B2 (en) | Apparatus and method for wireless energy and/or data transmission between a source device and at least one target device | |
JP2015128347A (ja) | 無線受電装置、無線送電装置 | |
JP5587304B2 (ja) | 無線パワー伝達のためのフェライトアンテナ | |
US10685780B2 (en) | Electric power feed apparatus, electric power feed system, and electronic apparatus | |
CN107492436B (zh) | 一种感应线圈结构和无线电能传输系统 | |
US20160013661A1 (en) | Resonators for wireless power transfer systems | |
CN103560811A (zh) | 远程低频率谐振器和材料 | |
US20170077756A1 (en) | Power Transmission | |
CN110601378A (zh) | 一种三线圈无线供电系统的优化设计方法 | |
CN108462261B (zh) | 一种线圈模组、电能发射电路和电能接收电路 | |
Varghese et al. | Design and optimization of decoupled concentric and coplanar coils for WPT systems | |
CN108872753B (zh) | 测试高频无线输电系统中传输线圈品质因子的方法和装置 | |
US20210022610A1 (en) | Passive transponder system and pressure wave measuring device | |
JP2018011475A (ja) | 受信装置及び無線伝送システム | |
JP2018032876A (ja) | 無線受電装置 | |
CN108682544B (zh) | 无线充电系统发射线圈优化设计方法 | |
CN203798967U (zh) | 一种长距离高压电缆局部放电和故障定位的检测阻抗 | |
US20200336011A1 (en) | Resonant circuit for transmitting electric energy | |
CN213661277U (zh) | 一种线圈模组和电能发射电路 | |
JP2012023929A (ja) | 共鳴コイル | |
JP2012191697A (ja) | 非接触電力伝送装置 | |
CN113890206B (zh) | 屏蔽外周磁场的感应式wpt双边lclc拓扑及其参数设计方法 | |
US20200313461A1 (en) | Resonant circuit for transmitting electric energy without a power amplifier | |
JP2012039674A (ja) | 共鳴コイル | |
JP6567329B2 (ja) | 共振器 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20180918 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20190312 |