JP2018026994A - 巻数切替電気機械 - Google Patents

Abstract

【課題】簡素な巻数切替モータが提供される。
【解決手段】一例によれば、複数の３相インバータ３Ａ、３Ｂは並列モードにおいて複数の３相巻線２Ａ，２Ｂ，３Ｃを別々に駆動する。直列モードによれば、各３相インバータの一つのレグは中性点レグとなる。各中性点レグの出力電圧はほぼ等しい。他例によれば、ステータコイル２を構成する３つの相コイルに接続される３相整流器の交流端子は直列モードにおいて３相中性点リレーにより短絡される。３相中性点リレーは並列モードにおいて開放される。界磁電流は３相中性点リレーの開放直前に低減される。
【選択図】図１

Description

本発明は巻数切替電気機械に関し、特に車両用巻数切替モータに関する。

車両用トラクションモータなどに用いられる可変速モータは強力な低速トルクと広い運転速度範囲をもつ必要がある。ステータコイルの高巻数は低速トルクを増加するが、ステータコイルの逆起電力(バックEMF)が運転速度範囲を縮小する。特に、永久磁石同期モータ（PM)は高速領域において高い逆起電力をもつ。

特に、スタータジエネレータは強力なエンジン始動トルクおよび低い発電銅損を要求する。ステータコイルの巻数増加によりエンジン始動トルクを増加させる時、ステータコイルの抵抗増加故に発電銅損が増加する。したがって、ステータコイルはエンジン始動時において高巻数をもち、少なくとも一部の発電領域において低巻数をもつことが好ましい。

公知の巻数切替モータは、低速領域において高巻数を選択し、高速領域において低巻数を選択する。特許文献１及び２は、２つの３相インバータを用いるダブルエンドコイル型巻数切替モータを開示している。この巻数切替モータは、２つの３相インバータの一つがWyeコイルを駆動する直列モードと、２つの３相インバータがステータコイルの３つの相コイルを独立に運転する並列モードとをもつ。

しかし、従来のダブルエンドコイル型巻数切替モータは特別のモード切替回路を必要とする。その結果、モード切替回路の製造コストおよび電力損失が増加するという欠点を有している。

特許第４１２２４５８号公報 特開２０１４-５４０９４８号公報

結局、巻数切替式モータを実現するために、追加製造コストおよび追加電力損失を低減する必要があることが理解される。本発明の一つの目的は、低速性能および高速効率の改善が可能な経済的な巻数切替電気機械を提供することである。本発明のもう一つの目的は、簡素で経済的な巻数切替電気機械を提供することである。

本発明の第１の様相によれば、巻数切替電気機械は、複数の３相巻線に別々に接続された複数の３相コンバータを用いるが、特別の巻数切替回路を必要としない。Wyeコイルが３相巻線として好適であるが、デルタコイルを採用することもできる。各３相コンバータはそれぞれ一つの中性点レグをもつ。この中性点レグは、直列接続された上アームスイッチおよび下アームスイッチからなる標準のスイッチレグからなる。

各中性点レグが等電位の出力電圧を発生する直列モードにおいて、各３相コンバータは互いに各中性点レグを通じて等価的に接続される。各中性点レグが異なる電圧を発生する並列モードにおいて、各３相コンバータは互いに並列動作する。直列モードによれば、複数の３相巻線からなるステータコイルは並列モードと比べて実質的に高巻数をもつことができる。直列モードは低速高トルク領域において好適である。３相インバータが３相コンバータとして好適である。ダイオードレグは、直列接続された上アームダイオードと下アームダイオードからなるレグを意味する。スイッチレグは、直列接続された上アームスイッチと下アームスイッチからなるレグを意味する。発電機用途において、２つのダイオードレグと一つの中性点レグからなる３相ハイブリッドコンバータが採用されることができる。

小型モータ又は小型発電電動機の用途において、２個の３相巻線と２個の３相インバータを用いるダブル方式が好適である。ダブル方式によれば、２個の３相インバータは並列モードにおいて６相電流を２個の３相巻線に供給する。２個の中性点レグは互いに反対位相の相電流を流す。ダブル方式によれば、直流電源は直列モードにおいて２個の３相インバータの４個のスイッチレグに４相電流を供給する。したがって、この直流電源は直列モードにおいて、並列モードと比較して２/３のモータ電流を流す。直列モードおよび並列モードの両方において、２個の３相インバータはそれぞれ２個の３相巻線に３相電流を供給する。したがって、ダブルモードによれば、直列モードにおけるステータコイルの巻数は並列モードと比べて３/２倍となると考えることができる。

大型モータ又は大型発電電動機の用途において、３個の３相巻線と３個の３相インバータを用いるトリプル方式が好適である。３個の３相インバータはそれぞれ、一個の中性点レグをもつ。トリプル方式によれば、３個の中性点レグは互いに電気角１２０度離れた３個の相電流を流す。トリプル方式によれば、３個の３相インバータに接続される直流電源は並列モードにおいて９個のスイッチレグに３個の３相電流を供給する。３個の３相インバータに接続される直流電源は直列モードにおいて６個のスイッチレグに２個の３相電流を供給する。したがって、この直流電源は直列モードにおいて、並列モードと比較して２/３の電流を流す。直列モードおよび並列モードの両方において、３個の３相インバータはそれぞれ３個の３相巻線に３相電流を供給する。したがって、ダブルモードによれば、直列モードにおけるステータコイルの巻数は並列モードと比べて３/２倍となると考えることができる。

本発明の巻数切替モータが従来の３相モータと比較される。両者の銅損が高速領域における等しければ、この巻数切替モータは、相対的に高巻数をもつ直列モードの故により高いトルクを発生することができる。他方、両者の低速トルクが等しければ、この巻数切替モータは、相対的に低巻数の故により広い運転速度範囲とより低い銅損をもつことができる。

本発明の巻数切替モータは従来の３相モータと比べて、より多くのトランジスタを必要とする。しかし、本発明の巻数切替モータを駆動するトランジスタは従来の３相モータを駆動するトランジスタと比べて低電流容量をもつことができる。特に、本発明の巻数切替モータは、高速領域において高いバックＥＭＦを誘起する永久磁石同期モータに好適である。

本発明の第２の様相によれば、複数の３相コンバータが少なくとも一個の３相巻線に接続される。３相巻線の３個の相コイルに別々に接続される１個の３相コンバータの３個の交流端子は、実質的に１個の電磁リレーからなる３相中性点リレーにより短絡される。この短絡は、少なくともエンジン始動のために実行される。３相中性点リレーは、発電領域の一部又は全部において開放される。これにより、低い追加製造コストをもつ巻数切替式スタータジエネレータを実現することができる。

リレーの接点は火花又はアーク電流により摩耗される。しかし、この発明によれば、３相中性点リレーに接続される３相コンバータが３相中性点リレーの接点間の電圧上昇を制限する。さらに、３相中性点リレーが開かれる前に、３相中性点リレーを流れる電流がほぼゼロに低減されるため、３相中性点リレーは十分な寿命をもつことができる。好適には、３相中性点リレーを流れる発電電流は界磁電流の低減によりほぼゼロとされる。

好適な態様によれば、３相中性点リレーは、３つの固定接点に対面する実質的に共通の一つの可動接点を有する。さらに、ランデル式スタータジエネレータは界磁電流の低減により、エンジン始動後に３相中性点リレーを流れる発電電流を容易に低減することができる。

好適な態様によれば、Hブリッジおよびダイオード回路からなる界磁電流コントローラが採用される。この界磁電流コントローラは、界磁コイルとしての２つのサブコイルの直列接続と並列接続とを切替える。その結果、２つのサブコイルの並列接続により、界磁電流はエンジン始動時に急速に立ち上がることができる。

図１は第１実施例の巻数切替トラクションモータを示す配線図である。 図２は直列モードの一例を示す模式配線図である。 図３は並列モードにおける３相電圧を示す波形図である。 図４は直列モードにおける６個の相電圧を示すベクトル図である。 図５は６個の相コイルの配置例を示す模式図である。 図６は従来の３相巻線を示すブロック図である。 図７は第１実施例の２個の３相巻線を示すブロック図である。 図８は第２実施例の巻数切替トラクションモータを示す配線図である。 図９は直列モードにおける９個の相電圧を示すベクトル図である。 図１０は並列モードを示す配線図である。 図１１は直列モードを示すブロック図である。 図１２は並列モードを示すブロック図である。 図１３は９個の相コイルの配置例を示す模式図である。 図１４は従来の３相巻線を示すブロック図である。 図１５は第２実施例の３個の３相巻線を示すブロック図である。 図１６は第１実施例の変形態様を示すブロック図である。 図１７は第２実施例の変形態様を示すブロック図である。 図１８は第３実施例の巻数切替トラクションモータを示す配線図である。 図１９は第４実施例の巻数切替スタータジエネレータを示す配線図である。 図２０は第５実施例の巻数切替スタータジエネレータを示す配線図である。 図２１は３相中性点リレーを示す断面図である。 図２２は３相中性点リレーの固定接点の配置を示す平面図である。 図２３は３相中性点リレーの開放制御を示すフローチャートである。 図２４は界磁電流を制御するHブリッジおよびダイオード回路を示す配線図である。 図２５はダイオード回路を収容する端子リングを示す側面図である。

第１実施例

本発明の巻数切替モータを用いる車両用トラクションモータが図１を参照して説明される。このトラクションモータは小型の永久磁石同期モータ（ＰＭ）を採用するが、非同期モータ又はその他の同期モータを採用することも可能である。

このモータは、ステータコイル２、３相インバータ３Ａ、３Ｂおよびコントローラ１０を有している。ステータコイル２は、互いに独立する２個の３相巻線２Ａおよび２Ｂからなる。３相巻線２ＡはＵ相コイル２１Ａ、Ｖ相コイル２２ＡおよびＷ相コイル２３ＡからなるＷｙｅコイルである。３相巻線２Ａは中性点Ｎ１をもつ。３相巻線２Ｂは-Ｕ相コイル２１Ｂ、-Ｖ相コイル２２Ｂおよび-Ｗ相コイル２３Ｂからなるもう一つのＷｙｅコイルである。３相巻線２Ｂは中性点Ｎ２をもつ。

３相巻線２Ａは３相インバータ３Ａに接続され、３相巻線２Ｂは３相インバータ３Ｂに接続される。３相インバータ３Ａは、それぞれスイッチレグからなるＵ相レグ３１Ａ、Ｖ相レグ３２ＡおよびＷ相レグ３３Ａからなる。３相インバータ３Ｂは、それぞれスイッチレグからなる-Ｕ相レグ３１Ｂ、-Ｖ相レグ３２Ｂおよび-Ｗ相レグ３３Ｂからなる。

レグ３１ＡはＵ相コイル２１Ａに接続される。レグ３２ＡはＶ相コイル２２Ａに接続される。レグ３３ＡはＷ相コイル２３Ａに接続される。レグ３１Ｂは-Ｕ相コイル２１Ｂに接続される。レグ３２Ｂは-Ｖ相コイル２２Ｂに接続される。レグ３３Ｂは-Ｗ相コイル２３Ｂに接続される。６個のスイッチレグ３１Ａ-３３Ｂはそれぞれ、直列接続された上アームＭＯＳトランジスタおよび下アームＭＯＳトランジスタからなる。

３相インバータ３Ａおよび３相インバータ３Ｂを制御するコントローラ１０は並列モードおよび直列モードをもつ。並列モードによれば、ＰＷＭ制御される６個のレグ３１Ａ-３３Ｂはそれぞれ、正弦波電圧である相電圧Ｖ１-Ｖ６を６個の相コイル２１Ａ-２３Ｂに別々に印加する。レグ３１Ａは相電圧Ｖ１をＵ相コイル２１Ａに印加する。レグ３２Ａは相電圧Ｖ２をＶ相コイル２２Ａに印加する。レグ３３Ａは相電圧Ｖ３をＷ相コイル２３Ａに印加する。レグ３１Ｂは相電圧Ｖ４を-Ｕ相コイル２１Ｂに印加する。レグ３２Ｂは相電圧Ｖ５を-Ｖ相コイル２２Ｂに印加する。レグ３３Ｂは相電圧Ｖ６を-Ｗ相コイル２３Ｂに印加する。

結局、３相インバータ３Ａおよび３相インバータ３Ｂは従来の６相正弦波インバータと均等である。３個の相電圧Ｖ１-Ｖ３のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。３個の相電圧Ｖ４-Ｖ６のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。相電圧Ｖ１は相電圧Ｖ４に対して反対位相をもつ。相電圧Ｖ２は相電圧Ｖ５に対して反対位相をもつ。相電圧Ｖ３は相電圧Ｖ６に対して反対位相をもつ。並列モードにおいて、３相インバータ３Ａおよび３Ｂはそれぞれ従来の３相巻線を駆動する従来の３相インバータと本質的に同じ動作を行う。

直列モードによれば、レグ３３Ａおよび３３Ｂの各ＰＷＭデユーティ比は５０％である。したがって、直流電源電圧Ｖｄが３相インバータ３Ａおよび３Ｂに印加される時、相電圧Ｖ３およびＶ６はそれぞれ、Ｖｄ/２となる。他の４個のレグ３１Ａ、３２Ａ、３１Ｂ、３２Ｂは正弦波波形の相電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５を出力する。相電圧Ｖ３およびＶ６が等しいことは、レグ３３Ａの交流端子がレグ３３Ｂの交流端子に接続されていると見なすことができることを意味する。

図２は直列モードの電流の流れを示す模式配線図である。Ｕ相電流ＩＵがＵ相コイル２１Ａに流れる。Ｖ相電流ＩＶがＶ相コイル２２Ａに流れる。Ｗ相電流ＩＷがＷ相コイル２３Ａに流れる。-Ｕ相電流-ＩＵが-Ｕ相コイル２１Ｂに流れる。-Ｖ相電流-ＩＶが-Ｖ相コイル２２Ｂに流れる。-Ｗ相電流-ＩＷが-Ｗ相コイル２３Ｂに流れる。結局、このトラクションモータは直列モードにおいて４相駆動される。

レグ３３Ａおよび３３Ｂはそれぞれ中性点レグと呼ばれる。言い換えれば、３相インバータ３Ａおよび３Ｂのそれぞれ一つのレグが直列モードにおいて中性点レグとなる。２個の中性点レグは反対位相の相電流を３相巻線２Ａおよび２Ｂに供給する。レグ３３Ａの上アームスイッチのオン期間はレグ３３Ｂの上アームスイッチのオン期間と一致することが好適である。同様に、レグ３３Ａの下アームスイッチのオン期間はレグ３３Ｂの下アームスイッチのオン期間と一致することが好適である。

これにより、-Ｗ相電流はレグ３３ＡからＤＣリンク線１０１又は１０２を経由してレグ３３Ｂへ流れる。同様に、Ｗ相電流はレグ３３ＢからＤＣリンク線１０１又は１０２を通じてレグ３３Ａに流れる。図１に示される破線は、２個のレグ３３Ａ、３３Ｂ間の相電流の流れを示す。結局、直流電源はＷ相電流および-Ｗ相電流を供給しないことが理解される。これは、直流電源の供給電流が直列モードにおいて並列モードと比べて２/３となることを意味する。他方、６個の相電流は６個の相コイル２１Ａ-２３Ｂを通じて流れる。したがって、直列モードのモータ電力は並列モードのモータ電力と等しいことが理解される。

結局、ステータコイル２は直列モードにおいて、並列モードと比較して３/２の平均逆起電力(バックＥＭＦ）をもつ。これは、ステータコイル２は、直列モードにおいて並列モードと比べて３/２の巻数をもつことを意味する。直列モードは相コイルのバックＥＭＦが低い低速期間において使用されることが好適である。並列モードは相コイルのバックＥＭＦが高い高速期間において使用されることが好適である。

中性点レグは周期的に変更されることができる。図３は並列モードにおける相電圧Ｖ１-Ｖ３の波形を示す。電気角３６０度は、６個の期間Ｔ１-Ｔ６に分割される。相電圧Ｖ３、Ｖ６は期間Ｔ１、Ｔ４において電圧０．５Ｖｄに近い。したがって、レグ３３Ａ、３３Ｂは期間Ｔ１、Ｔ４において中性点レグとなることが好適である。同様に、レグ３２Ａ、３２Ｂは期間Ｔ２、Ｔ５において中性点レグとなることが好適である。レグ３１Ａ、３１Ｂは期間Ｔ３、Ｔ６において中性点レグとなることが好適である。

図４は、Ｗ相レグ３３Ａおよび-Ｗ相レグ３３Ｂが中性点レグとなる直列モードにおける相電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５を示す。Ｕ相コイル２１ＡはＵ相逆起電力ＶＵを誘起する。Ｖ相コイル２２ＡはＶ相逆起電力ＶＶを誘起する。Ｗ相コイル２３ＡはＷ相逆起電力ＶＷを誘起する。-Ｕ相コイル２１Ｂは-Ｕ相逆起電力-ＶＵを誘起する。-Ｖ相コイル２２Ｂは-Ｖ相逆起電力-ＶＶを誘起する。-Ｗ相コイル２３Ｂは-Ｗ相逆起電力-ＶＷを誘起する。トラクションモータは４相駆動されることが理解される。

図５は、図略のステータコアに巻かれた６個の相コイル２１Ａ-２３Ｂの配置を示す模式図である。図５において、-Ｕ相コイル２１Ｂは実質的にＵ相コイル２１Ａと同じである。-Ｖ相コイル２２Ｂは実質的にＶ相コイル２２Ｂと同じである。-Ｗ相コイル２３Ｂは実質的にＷ相コイル２３Ａと同じである。ただし、３相インバータ３Ａおよび中性点Ｎ１は、３相インバータ３Ｂおよび中性点Ｎ２と比べて反対の配置をもつ。

図６は従来のＷｙｅコイル２を示し、図７は図５に示される２個のWyeコイル２Aおよび２Bを示す。Wyeコイル２、２A、２Bはそれぞれ波巻により巻かれている。破線は各相電流の方向を示す。Wyeコイル２、２A、２Bは等しい巻数をもつ。その結果、３相インバータ３Aおよび３Bはそれぞれ、３相インバータ３の半分の電流を出力する。

オルタネータのような発電機は、中性点レグ３３Ａ、３３Ｂを除く４個のレグとしてスイッチレグの代わりにダイオードレグを採用することができる。この発電機は、直列モードの故に低速期間においてより高い発電電圧を発生する。

第２実施例

本発明の巻数切替モータを用いるもう一つの車両用トラクションモータが図８を参照して説明される。このトラクションモータは大型の永久磁石同期モータ（ＰＭ）を採用するが、非同期モータ又はその他の同期モータを採用することも可能である。

このモータは、ステータコイル２、パワーコンバータ３およびコントローラ１０を有している。ステータコイル２は３個の３相巻線２Ａ、２Ｂ、２Ｃからなる。パワーコンバータ３は３個の３相インバータ３Ａ、３Ｂ、３Ｃからなる。

３相巻線２ＡはＵ相コイル２１Ａ、Ｖ相コイル２２ＡおよびＷ相コイル２３ＡからなるＷｙｅコイルである。３相巻線２ＢはＶ相コイル２１Ｂ、Ｗ相コイル２２ＢおよびＵ相コイル２３ＢからなるＷｙｅコイルである。３相巻線２ＣはＷ相コイル２１Ｃ、Ｕ相コイル２２ＣおよびＶ相コイル２３ＣからなるＷｙｅコイルである。

３相巻線２Ａは３相インバータ３Ａに接続され、３相巻線２Ｂは３相インバータ３Ｂに接続され、３相巻線２Ｃは３相インバータ３Ｃに接続される。３相インバータ３Ａは、それぞれスイッチレグからなるＵ相レグ３１Ａ、Ｖ相レグ３２ＡおよびＷ相レグ３３Ａからなる。３相インバータ３Ｂは、それぞれスイッチレグからなるＶ相レグ３１Ｂ、Ｗ相レグ３２ＢおよびＵ相レグ３３Ｂからなる。３相インバータ３Ｃは、それぞれスイッチレグからなるＷ相レグ３１Ｃ、Ｕ相レグ３２ＣおよびＶ相レグ３３Ｃからなる。

レグ３１Ａは相コイル２１Ａに接続される。レグ３２Ａは相コイル２２Ａに接続される。レグ３３Ａは相コイル２３Ａに接続される。レグ３１Ｂは相コイル２１Ｂに接続される。レグ３２Ｂは相コイル２２Ｂに接続される。レグ３３Ｂは相コイル２３Ｂに接続される。レグ３１Ｃは相コイル２１Ｃに接続される。レグ３２Ｃは相コイル２２Ｃに接続される。レグ３３Ｃは相コイル２３Ｃに接続される。９個のスイッチレグ３１Ａ-３３Ｃはそれぞれ、直列接続された上アームＭＯＳトランジスタおよび下アームＭＯＳトランジスタからなる。

３相インバータ３Ａ-３Ｃを制御するコントローラ１０は並列モードおよび直列モードをもつ。並列モードによれば、ＰＷＭ制御される９個のレグ３１Ａ-３３Ｃはそれぞれ、正弦波電圧である相電圧Ｖ１-Ｖ９を９個の相コイル２１Ａ-２３Ｂに別々に印加する。レグ３１Ａは相電圧Ｖ１をＵ相コイル２１Ａに印加する。レグ３２Ａは相電圧Ｖ２をＶ相コイル２２Ａに印加する。レグ３３Ａは相電圧Ｖ７をＷ相コイル２３Ａに印加する。レグ３１Ｂは相電圧Ｖ３をＶ相コイル２１Ｂに印加する。レグ３２Ｂは相電圧Ｖ４をＷ相コイル２２Ｂに印加する。レグ３３Ｂは相電圧Ｖ８をＵ相コイル２３Ｂに印加する。レグ３１Ｃは相電圧Ｖ５をＷ相コイル２１Ｃに印加する。レグ３２Ｃは相電圧Ｖ６をＵ相コイル２２Ｃに印加する。レグ３３Ｃは相電圧Ｖ９をＶ相コイル２３Ｃに印加する。

結局、３個の３相インバータ３Ａ-３Ｃはそれぞれ従来の３相正弦波インバータと等しい。３個の相電圧Ｖ１-Ｖ３のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。３個の相電圧Ｖ４-Ｖ６のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。３個の相電圧Ｖ７-Ｖ９のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。相電圧Ｖ１、Ｖ８、Ｖ６はほぼＵ相電圧となる。相電圧Ｖ２、Ｖ３、Ｖ９はほぼＶ相電圧となる。相電圧Ｖ７、Ｖ４、Ｖ５はほぼＷ相電圧となる。並列モードにおいて、３相インバータ３Ａ、３Ｂ、３Ｃはそれぞれ従来の３相巻線を駆動する従来の３相インバータと本質的に同じ動作を行う。

直列モードによれば、中性点レグとしてのＷ相レグ３３Ａ、Ｕ相レグ３３ＢおよびＶ相レグ３３Ｃの各ＰＷＭデユーティ比は５０％である。したがって、直流電源電圧Ｖｄが３相インバータ３Ａ-３Ｃに印加される時、相電圧Ｖ７、Ｖ８、Ｖ９はそれぞれＶｄ/２となる。他の６個のレグ３１Ａ、３２Ａ、３１Ｂ、３２Ｂ、３１Ｃ、３２Ｃは並列モードと同じ相電圧Ｖ１-Ｖ６を出力する。相電圧Ｖ７-Ｖ９が等しいことは、Ｗ相レグ３３Ａの交流端子、Ｕ相レグ３３Ｂの交流端子およびＶ相レグ３３Ｃの交流端子が接続されていると見なすことができることを意味する。

図９は直列モードにおける相電圧Ｖ１-Ｖ９を示すベクトル図である。結局、このトラクションモータは直列モードにおいて相電圧Ｖ１-Ｖ６により６相駆動される。図９に示されるように、直列モードは、並列モードと比べて２倍の逆起電力(バックＥＭＦ）をもつ。

Ｗ相レグ３３Ａ、Ｕ相レグ３３ＢおよびＶ相レグ３３Ｃはそれぞれ中性点レグと呼ばれる。言い換えれば、３相インバータ３Ａ-３Ｃのそれぞれ一つのレグが直列モードにおいて中性点レグとなる。３相電流が３個の中性点レグ３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃの流れ込む。したがって、レグ３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃは中性点となる。

結局、直列モードによれば、直流電源は、中性点レグ３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃに電流を供給しない。これは、直流電源の供給電流が２/３となることを意味する。９個の相電流は相コイル２１Ａ-２３Ｃに正常に流れる。したがって、直列モードのモータ電力は並列モードのモータ電力と等しいことが理解される。結局、ステータコイル２は直列モードにおいて、並列モードと比較して３/２の平均逆起電力をもつ。これは、ステータコイル２は、直列モードにおいて並列モードと比べて３/２の巻数をもつことを意味する。直列モードは相コイルのバックＥＭＦが低い低速期間において使用されることが好適である。並列モードは相コイルのバックＥＭＦが高い高速期間において使用されることが好適である。中性点レグは周期的に変更されることができる。

図１０は、並列モードを示す模式配線図である。３相インバータ３Ａは３相巻線２Ａに３相電流を供給する。３相インバータ３Ｂは３相巻線２Ｂに３相電流を供給する。３相インバータ３Ｃは３相巻線２Ｃにもう一つの３相電流を供給する。結局、並列モードによれば、３個の３相巻線２Ａ、２Ｂ、２Ｃは実質的に並列接続される。これは、ステータコイル２の抵抗値が並列モードにおいて直列モードと比べて減少されることを意味する。逆に、ステータコイル２の逆起電力は並列モードにおいて直列モードと比べて半分となる。したがって、永久磁石同期モータからなるトラクションモータは高速領域において十分なモータトルクを発生することができる。さらに、トラクションモータは弱め界磁又はリラクタンストルクの利用により、さらに高速領域にてモータトルクを発生することができる。図１１は直列モードを示すブロック図である。図１２は並列モードを示すブロック図である。

図１３は、円筒状のステータコア（図示せず）に巻かれた９個の相コイル２１A-２３Cの配置を示す。相コイル２１A-２３Cはそれぞれ、ステータコアの約１２０度を占める円弧形状をもつ。３つのU相コイル２１A、２３B、２２Cはほぼ円を形成する。３つのV相コイル２２A、２１B、２３Cはほぼ円を形成する。３つのW相コイル２３A、２２B、２１Cはほぼ円を形成する。結局、U相コイル２１A、２３B、２２Cの１組は従来の３相ステータコイルのU相コイルと均等である。同様に、V相コイル２２A、２１B、２３Cの１組は従来の３相ステータコイルのV相コイルと均等である。W相コイル２３A、２２B、２１Cの１組は従来の３相ステータコイルのW相コイルと均等である。

図１４は従来のＷｙｅコイル２を示し、図１５は図１３に示される３個のWyeコイル２A、２B、２Cを示す。Wyeコイル２、２A、２B、２Cはそれぞれ波巻により巻かれている。破線は各相電流の方向を示す。Wyeコイル２、２A、２B、２Cは等しい巻数をもつ。その結果、３相インバータ３A、３B、３Cはそれぞれ、３相インバータ３の１/３の電流を出力する。

図１６は第１実施例の変形態様を示し、図１７は第２実施例の変形態様を示す。３相巻線２A、２B、２Cはそれぞれデルタコイルからなる。直列モードにおいて、各接続点P１、P２、P３に電圧Vd/２が印加される。

第３実施例

もう一つの巻数切替トラクションモータが図１８を参照して説明される。このモータは、３相中性点リレー５が追加される点を除いて図８に示されるトラクションモータと本質的に同じである。３相中性点リレー５は、３個の固定接点５１-５３に対面する可動接点５４を有している。固定接点５１はレグ３３Aの交流端子に接続される。固定接点５２はレグ３３Bの交流端子に接続される。固定接点５３はレグ３３Cの交流端子に接続される。

３相中性点リレー５は直列モードにおいて閉じられ、並列モードにおいて開かれる。これにより、直列モードにおける３相インバータ３Fの損失が低減される。３相中性点インバータである３相インバータ３FはW相レグ３３A、U相レグ３３BおよびV相レグ３３Cからなる。同様に、３相インバータ３DはU相レグ３１A、V相レグ３１BおよびW相レグ３１Cからなる。３相インバータ３EはV相レグ３２A、W相レグ３２BおよびU相レグ３２Cからなる。

電磁リレーは、接点開放時における火花又はアーク電流故に短い寿命をもつ。しかし、この実施例によれば、３相インバータ３Fは、直列モードにおいて３個のレグ３３A、３３B、３３Cをたとえばデユーティ比５０％でPWMスイッチングされる。これにより、３個の固定接点５１-５３は直列モードにおいて互いに等しい電位をもつ。固定接点５１-５３間の電気抵抗はほぼゼロとなるため、３相インバータ３Fの電力損失は直列モードおいてほぼゼロとなる。その結果、３相中性点リレー５が閉じられる時に火花は発生しない。

直列モードが並列モードにシフトする時、可動接点５４が固定接点５１-５３から完全に離れるまで３相インバータ３Fの上記PWMスイッチングは継続される。
これにより、３相インバータ３Fは、３相中性点リレー５が完全に開放されるまで固定接点５１-５３に等しい電位を印加する。したがって、３相中性点リレー５は十分な寿命をもつ。

第４実施例

巻数切替スタータジエネレータが図１９を参照して説明される。図１９に示される巻数切替スタータジエネレータは、３相整流器３Gが３相インバータ３Fの代わりに採用される点を除いて本質的に図１８に示される巻数切替トラクションモータと同じである。３相整流器３Gは、W相ダイオードレグ３３A、U相ダイオードレグ３３BおよびV相ダイオードレグ３３Cからなる。レグ３３AはW相コイル２３Aに接続される。レグ３３BはU相コイル２３Bに接続される。レグ３３CはV相コイル２３Cに接続される。

このスタータジエネレータは、直列モードおよび並列モードをもつ。３相中性点リレー５は、直列モードにおいて閉じられ、並列モードにおいて開かれる。６個のスイッチレグ３１A、３２A、３１B、３２B、３１C、３２Cは直列電動モードにおいて３個の３相巻線２A-２Cに６個の相電流を供給する。直列モードはエンジン始動、トルクブーストおよび回生制動のために実行される。６個のスイッチレグ３１A、３２A、３１B、３２B、３１C、３２Cは並列モードにおいて整流動作を実行する。並列モードは発電のために実行される。

このスタータジエネレータはさらに、ランデルロータコアに巻かれた界磁コイル９をもつ。界磁コイル９に供給される界磁電流は界磁電流コントローラ６により制御される。界磁電流コントローラ６は、３相中性点リレー５の開放直前に界磁電流を低減する。一般に、スタータジエネレータはエンジンの回転速度の急速な増加故に、エンジン始動直後に発電モードに移行する。したがって、この発電モードは直列モードで実行される。その結果、直列発電モードから並列発電モードへの移行のために３相中性点リレー５が開放される時、３相中性点リレー５はアーク電流を発生する。

この問題は、界磁電流を３相中性点リレー５の開放前に低減することにより解決される。この界磁電流低減により、スタータジエネレータの発電電流はゼロとなり、３相中性点リレー５は開放時に火花を発生しない。これにより、３相中性点リレー５は十分な寿命をもつことができる。

第５実施例

もう一つの車両用スタータジエネレータが図２０を参照して説明される。ランデル型巻界磁同期機からなるこのスタータジエネレータは、ステータコイル２、３相インバータ３、３相ダイオード整流器４、３相中性点リレー５、界磁電流コントローラ６、界磁コイル９およびコントローラ１０を有している。

ステータコイル２は、互いに独立するU相コイル２１、V相コイル２２およびW相コイル２３からなるダブルエンド型の３相巻線からなる。インバータ３は３つのスイッチレグ３１−３３からなる。スイッチレグ３１−３３はそれぞれ、直列接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチからなる。各アームスイッチは、逆並列ダイオードをもつNMOSトランジスタからなる。整流器４は３つのダイオードレグ３４−３６からなる。ダイオードレグ３４−３６はそれぞれ、直列接続された上アームダイオード及び下アームダイオードからなる。

レグ３１-３３の上アームスイッチおよびレグ４１-４３の上アームダイオードはバッテリ（図示せず）の正極に接続されている。レグ３１-３３の下アームスイッチおよびレグ４１-４３の下アームダイオードはこのバッテリの負極に接続されている。U相コイル２１は、レグ３１および４１の交流端子を接続している。V相コイル２２は、レグ３２および４２の交流端子を接続している。W相コイル２３は、レグ３３および４３の交流端子を接続している。

図２１は３相中性点リレー５の断面を示す。図２２は固定接点５１−５３の接点面５１０、５２０、５３０を示す。３相中性点リレー５は、３個の固定接点５１-５３に対面する一つの可動接点５４をもつ。さらに、３相中性点リレー５は、不図示の励磁コイル及び不図示のスプリングにより付勢される共通のプランジャ５７を有している。円盤状の可動接点５４は樹脂ホルダ５６を介してプランジャ５７の頂部に固定されている。３つの固定接点５１−５３は樹脂ホルダ５５に固定されている。

図２２に示されるように、互いに隣接する３つの固定接点５１−５３は円形に配置されている。固定接点５１−５３は小空隙Lを介して互いに約１２０度離れている。固定接点５１−５３は直線状に配列されてもよい。固定接点５１−５３の頭部はそれぞれ、樹脂ホルダ５５から露出する扇状の接点面５１０、５２０及び５３０を有している。接点面５１０、５２０及び５３０は可動接点５４の接点面５３０に対面している。固定接点５１の基部５１１はU相レグ４１の交流端子に接続されている。固定接点５２の基部５２１はV相レグ４２の交流端子に接続されている。固定接点５３の基部５３１はW相レグ４３の交流端子に接続されている。

リレー５はいわゆるノーマリーオンタイプの電磁コンタクタである。励磁電流が３相中性点リレー５の励磁コイルに供給されない時、可動接点５４はスプリングにより固定接点５１−５３に向けて付勢されている。励磁電流が励磁コイルに供給される時、可動接点５４は固定接点５１−５３から離れる。リレー５のオン抵抗は短い内部電流経路の故にほぼゼロとなる。

リレー５が閉じている直列モードにおいて、ステータコイル２はＷｙｅコイルとなる。リレー５が開かれている並列モードにおいて、ステータコイル２は３個の相コイル２１-２３が互いに独立するダブルエンドコイルとなる。このダブルエンドコイルは、並列接続された２個のWyeコイルと本質的に等価である。言い換えれば、ダブルエンドコイルは６個のレグを必要とする。しかし、ダブルエンドコイルに接続される各レグは、通常のWyeコイルに接続される３相整流器の各レグと比べて半分の電流容量をもつことができる。ただし、ダブルエンドコイルの各相コイルの巻数は２倍とされる。

ステータコイル２の巻数は並列モードにおいて直列モードと比べて約６０％となる。ステータコイル２の抵抗値は並列モードにおいて直列モードと比べて５０％となる。ステータコイルのインダクタンスは並列モードにおいて直列モードと比べて実質的に約３３％となる。

インバータ３は直列電動モードにおいてステータコイル２に３相電流を供給する。直列発電モードは低速領域又は超高速領域において採用される。並列発電モードにおいて、ステータコイル２により発電された３相電圧は、インバータ３および整流器４により整流される。並列発電モードは低銅損の故に大電流領域において好適である。

図２３は、コントローラ１０により実行されるリレー開放動作を示すフローチャートである。直列モードから並列モードへの移行が指令される時、リレー５の開放が実行される。しかし、リレー５の寿命は火花やアーク電流により短縮される。この問題はリレー開放前の界磁電流の低減により改善される。

まず、リレー５の開放が指令されたか否かが判定される（S100)。判定結果がYesであれば、界磁電流Ifの低減によりステータコイル２の発電電圧Vgが低減され、インバータ４もオフされる（S102)。次に、発電電圧Vgが所定値Vth未満となったか否かが判定される（S104)。好適には、所定値Vthはバッテリ電圧より低い。これにより、リレー５を流れる電流はほぼゼロとなる。判定結果がYesであれば、３相中性点リレー５が開かれ、並列モードが開始される（S106)。次に、界磁電流Ifの増加により、発電電圧Vgが増加される（S108)。結局、リレー５は必要な寿命をもつことができる。直列発電モードと並列発電モードの間の切替は、回転速度と発電電流と発電損失との関係を示すマップに基づいて実行されることができる。

界磁電流コントローラ６の一例が図２４を参照して説明される。界磁コイル９によりロータ磁束を制御するスタータジエネレータにおいて、界磁コイル９のインダクタンスの故に界磁電流は緩慢に変化する。この問題は界磁コイル９のインダクタンスを低減することにより解決される。

図２４に示されるように、界磁コイル９はランデルロータコアに巻かれた２つのサブコイル９１および９２からなる。２つのサブコイル９１および９１は互いに同じ巻方向をもつ。界磁電流コントローラ６は、Hブリッジ７およびダイオード回路８からなる。Hブリッジ７は、２つのスイッチレグ７１および７２からなる。スイッチレグ７１および７２はそれぞれ、直列接続された上アームトランジスタおよび下アームトランジスタからなる。スイッチレグ７１および７２の上アームトランジスタはバッテリの正極に接続されている。スイッチレグ７１および７２の下アームトランジスタはバッテリの負極に接続されている。

ダイオード回路８は、３個の直列ダイオード８１-８３と、４個の並列ダイオード８４-８７とからなる。サブコイル９１および９２は直列ダイオード８２を通じて直列接続されている。サブコイル９１は直列ダイオード８１およびスリップリング９３を通じてスイッチレグ７１に接続されている。サブコイル９２は直列ダイオード８３およびスリップリング９４を通じてスイッチレグ７２に接続されている。

並列ダイオード８４および８５のアノード電極はスリップリング９４に接続されている。並列ダイオード８４のカソード電極は直列ダイオード８１のカソード電極に接続されている。並列ダイオード８５のカソード電極は直列ダイオード８２のカソード電極に接続されている。並列ダイオード８６および８７のカソード電極はスリップリング９３に接続されている。並列ダイオード８６のアノード電極は直列ダイオード８２のアノード電極に接続されている。並列ダイオード８７のアノード電極は直列ダイオード８３のアノード電極に接続されている。

界磁電流は並列モードにおいてスイッチレグ７１からスイッチレグ７２へ流れる。これにより、サブコイル９１および９２は直列に接続される。界磁電流は直列モードにおいてスイッチレグ７２からスイッチレグ７１へ流れる。これにより、サブコイル９１および９２は並列に接続される。したがって、界磁コイル９のインピーダンスは直列モードにおいて並列モードの１/４となる。エンジン始動は直列モードにより実行される。したがって、界磁電流はエンジン始動の初期に急速に立ち上がることができる。直列モードから並列モードへの移行において、スイッチレグ７１、７２は界磁電流低減のために遮断される。フリーホィーリング電流は急速に減衰することができる。

界磁電流の調節が説明される。並列モードによれば、スイッチレグ７１の上アームトランジスタおよびスイッチレグ７２の下アームトランジスタの一方が常にオンされ、他方がスイッチングされる。直列モードによれば、スイッチレグ７２の上アームトランジスタおよびスイッチレグ７１の下アームトランジスタの一方が常にオンされ、他方がスイッチングされる。４個の並列ダイオード８４-８７はいわゆるフリーホィーリングダイオードとして働く。

図２５はスタータジエネレータの部分断面図である。モータハウジング１１はロータ軸１２を支持している。ダイオード回路８を内蔵する端子リング１３は、ロータ軸１２に固定されている。端子リング１３はランデル型ロータコア１４に隣接している。サブコイル９１及び９２をスリップリングに接続するために、端子リング１１は４つの接続端子をもつ。３個の接続端子７１−７３だけが図２５に示されている。好適には、ヒートシンクとしてのフランジ状銅板が端子リング１３に埋設されている。この銅板はラジアルフアンの翼部としての機能をもつ突起をもつことができる。この突起は空気流により冷却される。フランジ形状をもつこの銅板はロータ軸１２への放熱機能をもつ。

Claims (18)

1. 複数の３相巻線に別々に接続された複数の３相コンバータと、
   前記各３相コンバータの各一つのスイッチレグからなる複数の中性点レグをPWMスイッチングすることにより前記各中性点レグの交流端子に互いにほぼ等しい電圧を印加する直列モードと、前記各中性点レグの交流端子に互いに異なる電圧を別々に印加する並列モードとをもつコントローラとを有することを特徴とする巻数切替電気機械。
2. 前記各中性点レグは、直流電源の電圧の半分にほぼ等しい直流電圧を発生する請求項１記載の巻数切替電気機械。
3. 前記各３相コンバータはそれぞれ、３相インバータからなる請求項２記載の巻数切替電気機械。
4. 前記コントローラは、高トルクが要求される低速領域において前記直列モードを実行する請求項３記載の巻数切替電気機械。
5. 前記コントローラは、前記各３相インバータを独立に運転する前記並列モードを高速領域において実行する請求項３記載の巻数切替電気機械。
6. 永久磁石同期モータからなる請求項３記載の巻数切替電気機械。
7. 前記各３相インバータは、第１の３相巻線（２A)に接続される第１の３相インバータ（３A)と、第２の３相巻線（２B)に接続される第２の３相インバータ（３B)からなる請求項３記載の巻数切替電気機械。
8. 前記３相インバータは、第１の３相巻線（２A)に接続される第１の３相インバータ（３A)と、第２の３相巻線（２B)に接続される第２の３相インバータ（３B)と、第３の３相巻線（２C)に接続される第３の３相インバータ（３C)とからなる請求項３記載の巻数切替電気機械。
9. 少なくとも一個の３相巻線に接続される複数の３相コンバータと、
   前記複数の３相コンバータの一つの３個の交流端子を短絡する３相中性点リレーと、
   ロータに巻かれた界磁コイルに供給する界磁電流を調整する界磁電流コントローラと、
   エンジン始動期間に前記３相中性点リレーを閉じ、かつ、発電期間に前記３相中性点リレーを開くためのコントローラと、
   を備えるスタータジエネレータからなることを特徴とする巻数切替電気機械。
10. 前記コントローラは、前記３相中性点リレーが開かれる直前に前記３相中性点リレーを流れる電流を低減する請求項９記載の巻数切替電気機械。
11. 前記コントローラは、前記３相中性点リレーを流れる電流がほぼゼロとなった後、前記３相中性点リレーの開放を実行する請求項１０記載の巻数切替電気機械。
12. 前記界磁電流コントローラは、前記３相中性点リレーが開かれる直前に前記界磁電流を低減する請求項１１記載の巻数切替電気機械。
13. 前記３相中性点リレーに接続される前記３相コンバータは、３相整流器からなる請求項９記載の巻数切替電気機械。
14. 前記複数の３相コンバータは、３個の３相巻線の各一つの相コイルに接続される前記３相整流器と、前記３個の３相巻線の残りの６個の相コイルに接続される２個の３相インバータとからなる請求項１３記載の巻数切替電気機械。
15. 前記複数の３相コンバータは、３相巻線の３個の相コイルの各一端に発生する３相電圧を整流する前記３相整流器と、前記３個の相コイルの各他端に接続される３相インバータとからなる請求項１３記載の巻数切替電気機械。
16. 前記３相中性点リレーは、前記３個の交流端子に個別に接続され、かつ、互いに近接して配置された３つの固定接点に対面する実質的に共通の可動接点を有する請求項９記載の車両発電機。
17. 前記界磁電流コントローラは、２個のサブコイルを含む前記界磁コイルのインダクタンスを変更するために前記界磁電流の方向を変更するHブリッジと、前記界磁コイルと前記Hブリッジとの間に配置されるダイオード回路とを有し、
    前記ダイオード回路は、前記２つのサブコイルを直列に接続する３個の直列ダイオードと、前記２つのサブコイルを並列接続する４個の並列ダイオードとを有する請求項９記載の巻数切替電気機械。
18. 前記コントローラは、エンジン始動が指令される時、前記２つのサブコイルを並列接続する請求項１７記載のスタータジエネレータ。

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