JP2018019544A - Synchronization motor control device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、同期モータの制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a synchronous motor.
同期モータの一例であるリラクタンスモータは、ロータに永久磁石やコイルがなく構造が簡単であることから、小型・軽量、安価、堅牢で耐久性が高い、高速回転が可能、高温環境下での使用が可能といったさまざまな特徴を有する。このような特徴を有するリラクタンスモータは電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド車（ＨＥＶ）などの主電動機として採用されつつある。 A reluctance motor, which is an example of a synchronous motor, has a simple structure with no permanent magnets or coils in the rotor, so it is compact, lightweight, inexpensive, robust, highly durable, capable of high-speed rotation, and used in high-temperature environments. It has various features such as possible. Reluctance motors having such characteristics are being adopted as main motors for electric vehicles (EV) and hybrid vehicles (HEV).
一方、リラクタンスモータは、ロータに永久磁石を使用したＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータなどと比較すると出力密度が低いという欠点を有する。このため、リラクタンスモータでは、発生する磁束を限界まで引き上げ、また、逆起電圧によってコイルに電流が流せなくなるまで電圧を印加するといった制御を行うことで出力密度を向上させている。 On the other hand, a reluctance motor has a disadvantage that its output density is low compared to an IPM (Interior Permanent Magnet) motor using a permanent magnet as a rotor. For this reason, in the reluctance motor, the output density is improved by performing control such as raising the generated magnetic flux to the limit and applying a voltage until no current can flow through the coil due to the counter electromotive voltage.
一般にリラクタンスモータ制御では最もトルクが出るとされる矩形波が相電流波形として用いられる。典型的なリラクタンスモータ制御装置は、与えられたトルク指令値に対して目標電流を決定し、通電相を順次切り替えて各相に矩形波を通電するというものである。具体的には、各相の検出電流をフィードバックして電流指令値と検出電流との誤差に基づくＰＩ制御を行っている（例えば、特許文献１を参照）。 In general, in the reluctance motor control, a rectangular wave that generates the maximum torque is used as the phase current waveform. A typical reluctance motor control device determines a target current for a given torque command value, sequentially switches energized phases, and energizes each phase with a rectangular wave. Specifically, PI control based on an error between the current command value and the detected current is performed by feeding back the detected current of each phase (see, for example, Patent Document 1).
上述したようにリラクタンスモータは出力密度を上げるために磁束を限界まで引き上げて磁気飽和状態で使用されることがある。また、これはＩＰＭモータにおいても同様である。近年、低コスト・小スペースの観点から小型化の要求が高まっており、ある規定のモータサイズにおいて出力密度の向上を狙い磁気飽和状態が発生し易いモータが設計されるようになった。ここで問題となるのは、磁気飽和状態では相電流の大小に応じてインダクタンスが大きく変動するということである。このため、磁気飽和領域においてインダクタンスの近似精度が大きく低下して狙い通りのトルクが出力できないといった問題がある。磁気飽和によるインダクタンス変動はＩＰＭモータでも同様に起こり得る。 As described above, the reluctance motor may be used in a magnetic saturation state by raising the magnetic flux to the limit in order to increase the output density. The same applies to the IPM motor. In recent years, there has been an increasing demand for miniaturization from the viewpoint of low cost and small space, and a motor that is likely to generate a magnetic saturation state has been designed with the aim of improving the output density in a specified motor size. The problem here is that in the magnetic saturation state, the inductance varies greatly depending on the magnitude of the phase current. For this reason, there is a problem that the approximate accuracy of the inductance is greatly reduced in the magnetic saturation region, and the desired torque cannot be output. Inductance variation due to magnetic saturation can occur in an IPM motor as well.
上記問題に鑑み、本発明は、リラクタンスモータやＩＰＭモータなどの同期モータにおいてインダクタンスを高精度に近似して高精度なトルク制御を達成する同期モータ制御装置を提供することを目的とする。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a synchronous motor control device that achieves highly accurate torque control by approximating inductance with high accuracy in a synchronous motor such as a reluctance motor or an IPM motor.
本発明の一局面に従った同期モータ制御装置は、同期モータの各相に流れる相電流を検出する電流センサと、電流センサによって検出された相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流を含む回転座標電流に変換する回転座標変換部と、与えられたトルク指令値からｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含む回転座標電流指令値を決定するトルク／電流変換部と、回転座標電流指令値に回転座標電流をフィードバックしてｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含む回転座標電圧指令値を生成する電流フィードバック制御部と、回転座標電圧指令値を同期モータの各相電圧指令値からなる固定座標電圧指令値に変換する固定座標変換部と、固定座標電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、ＰＷＭ制御信号に従って同期モータに電力を供給するインバータと、回転座標電流から同期モータのインダクタンス近似値を算出するインダクタンス近似部とを備え、トルク／電流変換部が、同期モータが磁気飽和領域で動作する場合にインダクタンス近似部からインダクタンス近似値を取得して回転座標電流指令値を決定するものである。 A synchronous motor control device according to one aspect of the present invention includes a current sensor that detects a phase current flowing in each phase of a synchronous motor, and a rotational coordinate that includes the phase current detected by the current sensor including a d-axis current and a q-axis current. A rotation coordinate conversion unit that converts current, a torque / current conversion unit that determines a rotation coordinate current command value including a d-axis current command value and a q-axis current command value from a given torque command value, and a rotation coordinate current command value A current feedback control unit for generating a rotation coordinate voltage command value including a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value by feeding back the rotation coordinate current to the rotation coordinate voltage command value from each phase voltage command value of the synchronous motor A fixed coordinate conversion unit for converting to a fixed coordinate voltage command value, a PWM control unit for generating a PWM control signal based on the fixed coordinate voltage command value, and a synchronous motor according to the PWM control signal An inverter that supplies power and an inductance approximation unit that calculates an approximate value of the synchronous motor inductance from the rotating coordinate current, and the torque / current conversion unit has an inductance from the inductance approximation unit when the synchronous motor operates in a magnetic saturation region. An approximate value is acquired to determine a rotational coordinate current command value.
この構成によると、トルク指令値から回転座標電流指令値を決定し、また、同期モータの相電流を回転座標電流に変換して回転座標電流指令値にフィードバックすることで、同期モータを等価直流モータとして制御することができる。さらに、同期モータが磁気飽和領域で動作する場合にインダクタンス近似値に基づいてトルク指令値から回転座標電流指令値を決定することで、磁気飽和領域におけるインダクタンス変動の影響を受けにくくして高精度なトルク制御が可能になる。 According to this configuration, the rotation coordinate current command value is determined from the torque command value, and the synchronous motor is converted into the rotation coordinate current and fed back to the rotation coordinate current command value by converting the synchronous motor phase current to the rotation coordinate current command value. Can be controlled as Furthermore, when the synchronous motor operates in the magnetic saturation region, the rotational coordinate current command value is determined from the torque command value based on the approximate inductance value, thereby being less susceptible to inductance fluctuations in the magnetic saturation region and highly accurate. Torque control becomes possible.
例えば、インダクタンス近似部は、回転座標電流からリラクタンスモータの相電流実効値を算出する相電流実効値算出部と、相電流実効値に対応するインダクタンス直流成分およびインダクタンスｎ次成分をそれぞれ出力するインダクタンスマップとを有していてもよい。これにより、相電流の実効値に基づくインダクタンス各成分の近似が可能になり、ピーク値に基づくインダクタンス近似と比較してより高精度なインダクタンス近似ができる。 For example, the inductance approximating unit calculates a phase current effective value calculation unit that calculates the phase current effective value of the reluctance motor from the rotational coordinate current, and an inductance map that outputs an inductance DC component and an inductance n-order component corresponding to the phase current effective value, respectively. You may have. Thereby, approximation of each inductance component based on the effective value of the phase current is possible, and more accurate inductance approximation can be performed as compared with the inductance approximation based on the peak value.
同期モータは例えばリラクタンスモータであってもよく、回転座標変換部が、電流センサによって検出された相電流をｄ軸電流、ｑ軸電流および０軸電流からなる回転座標電流に変換するものであってもよく、トルク／電流変換部が、与えられたトルク指令値からｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値および０軸電流指令値からなる回転座標電流指令値を決定するものであってもよく、電流フィードバック制御部が、回転座標電流指令値に回転座標電流をフィードバックしてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値および０軸電圧指令値からなる回転座標電圧指令値を生成するものであってもよい。 The synchronous motor may be a reluctance motor, for example, and the rotation coordinate conversion unit converts the phase current detected by the current sensor into a rotation coordinate current composed of a d-axis current, a q-axis current, and a zero-axis current. The torque / current conversion unit may determine a rotational coordinate current command value including a d-axis current command value, a q-axis current command value, and a zero-axis current command value from a given torque command value. The current feedback control unit feeds back the rotation coordinate current to the rotation coordinate current command value to generate a rotation coordinate voltage command value composed of the d-axis voltage command value, the q-axis voltage command value, and the 0-axis voltage command value. May be.
この構成によると、トルク指令値から回転座標電流指令値を決定し、また、リラクタンスモータの相電流を回転座標電流に変換して回転座標電流指令値にフィードバックすることで、リラクタンスモータを等価直流モータとして制御することができる。さらに、リラクタンスモータが磁気飽和領域で動作する場合にインダクタンス近似値に基づいてトルク指令値から回転座標電流指令値を決定することで、磁気飽和領域におけるインダクタンス変動の影響を受けにくくして高精度なトルク制御が可能になる。 According to this configuration, the rotation coordinate current command value is determined from the torque command value, and the phase current of the reluctance motor is converted into the rotation coordinate current and fed back to the rotation coordinate current command value, so that the reluctance motor is converted into an equivalent DC motor. Can be controlled as Furthermore, when the reluctance motor operates in the magnetic saturation region, the rotational coordinate current command value is determined from the torque command value based on the approximate inductance value. Torque control becomes possible.
リラクタンスモータ制御の場合、相電流実効値算出部は０軸電流に１／√２を乗じて相電流の実効値を算出してもよい。リラクタンスモータ制御において、ある条件下ではｄ軸電流、ｑ軸電流およびｄ軸電流が所定の関係にあるため（例えば、ｄ軸電流がゼロ、０軸電流がｑ軸電流の√２倍になるように制御する場合）、そのような条件下において相電流の実効値をより簡単に算出することができる。 In the case of reluctance motor control, the phase current effective value calculation unit may calculate the effective value of the phase current by multiplying the 0-axis current by 1 / √2. In reluctance motor control, the d-axis current, the q-axis current, and the d-axis current have a predetermined relationship under certain conditions (for example, the d-axis current is zero and the zero-axis current is √2 times the q-axis current). In this case, the effective value of the phase current can be calculated more easily under such conditions.
本発明によると、同期モータにおいてインダクタンスを高精度に近似して高精度なトルク制御を達成することができる。 According to the present invention, high-accuracy torque control can be achieved by approximating inductance with high accuracy in a synchronous motor.
以下、適宜図面を参照しながら、実施の形態を詳細に説明する。ただし、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。 Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings as appropriate. However, more detailed explanation than necessary may be omitted. For example, detailed descriptions of already well-known matters and repeated descriptions for substantially the same configuration may be omitted. This is to avoid the following description from becoming unnecessarily redundant and to facilitate understanding by those skilled in the art.
なお、発明者らは、当業者が本発明を十分に理解するために添付図面および以下の説明を提供するのであって、これらによって特許請求の範囲に記載の主題を限定することを意図するものではない。また、図面に描かれた各部材の寸法、厚み、細部の詳細形状などは実際のものとは異なることがある。 In addition, the inventors provide the accompanying drawings and the following description in order for those skilled in the art to fully understand the present invention, and these are intended to limit the subject matter described in the claims. is not. In addition, the dimensions, thicknesses, detailed shapes of details, and the like of each member depicted in the drawings may be different from actual ones.
１．本発明の基礎となった知見
まず、リラクタンスモータ制御に関して、本発明の基礎となった知見について説明する。なお、ここではリラクタンスモータの相数が３であると想定している。
1. Knowledge that became the basis of the present invention First, the knowledge that became the basis of the present invention regarding reluctance motor control will be described. Here, it is assumed that the number of phases of the reluctance motor is three.
（１）トルクとリップルの個別制御
典型的なリラクタンスモータ制御は、与えられたトルク指令値に対して目標電流値を決定し、電気角１２０度ごとにＵ相→Ｖ相→Ｗ相→Ｕ相→・・・の順に通電相を切り替えて各相コイルに目標電流を通電するというものである。発明者らはトルクを維持しつつリップルを低減することができる理想の相電流波形がないかを検討したところ、図１に示したようにリラクタンスモータの各動作点（任意の回転数および任意のトルク）において好ましい相電流波形が異なっており、理想の相電流波形は一つに絞り込めないことがわかった。
(1) Individual control of torque and ripple In typical reluctance motor control, a target current value is determined for a given torque command value, and U phase → V phase → W phase → U phase every 120 degrees electrical angle. The current is passed through each phase coil by switching the energized phases in the order of. The inventors examined whether there is an ideal phase current waveform that can reduce the ripple while maintaining the torque. As shown in FIG. 1, each operating point of the reluctance motor (arbitrary rotational speed and arbitrary (Torque) shows that the preferred phase current waveform is different, and the ideal phase current waveform cannot be narrowed down to one.
この原因の一つに電流値に応じてインダクタンスが変化することが考えられる。図２は電気角とインダクタンスとの関係を表すグラフである。リラクタンスモータでは電気角に応じてインダクタンスが略三角波状に変化することが知られている。図２上側に示したように磁気飽和がない場合にはインダクタンス波形は一つに決まる。しかし磁気飽和があると、図２下側に示したように相電流の大小に応じてインダクタンス波形が大きく変化する。より詳細には、相電流が大きくなるにつれ電気角に対するインダクタンスの変化が小さくなる。 One possible cause is that the inductance changes according to the current value. FIG. 2 is a graph showing the relationship between the electrical angle and the inductance. In a reluctance motor, it is known that the inductance changes in a substantially triangular wave shape according to the electrical angle. As shown in the upper side of FIG. 2, when there is no magnetic saturation, the inductance waveform is determined as one. However, when there is magnetic saturation, the inductance waveform changes greatly according to the magnitude of the phase current as shown in the lower side of FIG. More specifically, the change in inductance with respect to the electrical angle decreases as the phase current increases.
そこで発明者らは、相電流波形に含まれる各種周波数成分のうちトルクに利く成分とリップルに利く成分とを個別に制御することでトルクを維持しつつリップルを低減できるのではないかと考えた。 Therefore, the inventors thought that the ripple can be reduced while maintaining the torque by individually controlling the torque-friendly component and the ripple-friendly component among the various frequency components included in the phase current waveform.
一般にリラクタンスモータ制御では最もトルクが出るとされる矩形波が相電流波形として用いられる。数式の明示は省略するが、矩形波をフーリエ級数展開すると矩形波は基本周波数成分と奇数次（３次、５次、７次、…）高調波成分との重ね合わせで表され、各周波数成分の振幅は次数の逆数になる。すなわち、矩形波において基本波（基本周波数成分）が最も支配的である。そこで基本波が矩形波と比べてどの程度トルクに寄与するか検証したところ、非磁気飽和領域ではトルク発生区間の相電流平均値については基本波で矩形波の９０．５％を達成でき、平均トルクについては基本波で矩形波の８３．２％を達成できることがわかった。また、磁気飽和領域ではトルク発生区間の相電流平均値については基本波で矩形波の９０．４％を達成でき、平均トルクについては基本波で矩形波の９３．３％を達成できることがわかった。このことから相電流波形に含まれる基本波を制御することでトルクを制御できると言える。 In general, in the reluctance motor control, a rectangular wave that generates the maximum torque is used as the phase current waveform. Although the expression of the mathematical expression is omitted, when the rectangular wave is expanded by Fourier series, the rectangular wave is expressed by superposition of the fundamental frequency component and the odd-order (third, fifth, seventh,...) Harmonic component, and each frequency component. The amplitude of is the reciprocal of the order. That is, the fundamental wave (fundamental frequency component) is the most dominant in the rectangular wave. Therefore, when verifying how much the fundamental wave contributes to the torque compared to the rectangular wave, the phase current average value in the torque generation section in the non-magnetic saturation region can achieve 90.5% of the rectangular wave with the fundamental wave. Regarding the torque, it was found that 83.2% of the square wave can be achieved with the fundamental wave. In addition, in the magnetic saturation region, it was found that the phase current average value in the torque generation section can achieve 90.4% of the rectangular wave with the fundamental wave, and the average torque can achieve 93.3% of the rectangular wave with the fundamental wave. . From this, it can be said that the torque can be controlled by controlling the fundamental wave included in the phase current waveform.
一方、図３は電源電流またはトルクの周波数と振幅との関係を表すグラフである。このように電源電流またはトルクに３ｎ次高調波が発生する原因として、矩形波の相電流波形に含まれる高調波成分、図２に示したインダクタンス波形に含まれる高調波成分、および通電相の切り替わりによって発生する３ｎ次高調波成分が考えられる。このことから、相電流波形に含まれる３次高調波を制御することでリップルを制御できると言える。 On the other hand, FIG. 3 is a graph showing the relationship between the power source current or torque frequency and amplitude. As a cause of the generation of the 3n-order harmonic in the power supply current or torque as described above, the harmonic component included in the phase current waveform of the rectangular wave, the harmonic component included in the inductance waveform shown in FIG. The 3n-order harmonic component generated by is considered. From this, it can be said that the ripple can be controlled by controlling the third harmonic contained in the phase current waveform.
（２）逆起電圧
リラクタンスモータではロータの回転によってコイルに逆起電圧が発生し、コイルに指令通りの電圧が印加できなくなるという問題がある。そこで、指令電圧を逆起電圧分だけ嵩上げすることで、逆起電圧が発生してもコイルに指令電圧を印加することができる、すなわち、逆起電圧が実質的にキャンセルできると考えられる。そこで発明者らは、三相交流制御されるリラクタンスモータの電圧方程式を等価直流モータの電圧方程式に変換することでリラクタンスモータにおける逆起電圧を解明した。
(2) Back electromotive force In the reluctance motor, there is a problem that a counter electromotive voltage is generated in the coil due to the rotation of the rotor, and the commanded voltage cannot be applied to the coil. Therefore, it is considered that the command voltage can be applied to the coil by raising the command voltage by the back electromotive voltage, that is, the back electromotive voltage can be substantially canceled. Therefore, the inventors have clarified the back electromotive force in the reluctance motor by converting the voltage equation of the reluctance motor controlled by the three-phase AC to the voltage equation of the equivalent DC motor.
まず、三相交流モータとしてのリラクタンスモータの電圧方程式は次式１のように表される。 First, the voltage equation of a reluctance motor as a three-phase AC motor is expressed as the following equation 1.
ただし、Ｖは相電圧、Ｒは巻線抵抗、ｉは相電流、φは磁束である。 Where V is a phase voltage, R is a winding resistance, i is a phase current, and φ is a magnetic flux.
途中の計算式は省略するが、式１は最終的に次式２のような等価直流モータの電圧方程式に変換される。 Although an intermediate calculation formula is omitted, Equation 1 is finally converted into an equivalent DC motor voltage equation as shown in Equation 2 below.
ただし、［ｖｄｑｏ］および［ｉｄｑｏ］は等価直流モータのｄ軸、ｑ軸、０軸の各電圧および各電流を表す行列、［ｄｑ０Ｃｕｖｗ］および［ｄｑ０Ｃｕｖｗ］−１は固定座標から回転座標への変換行列およびその逆行列、θは回転位相、ωは回転速度である。また、［Ｌｕｖｗ］はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各インダクタンス（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）を表す行列であり、次式３のように表される。 However, [v DQO] and [i DQO] The d-axis equivalent DC motor, q-axis, zero matrix representing each voltage and each current of the shaft, [dq0 C uvw] and [dq0 C uvw] -1 is fixed coordinate Is a transformation matrix from to coordinates and its inverse matrix, θ is the rotational phase, and ω is the rotational speed. [L uvw ] is a matrix representing each inductance (L u , L v , L w ) of the U-phase, V-phase, and W-phase, and is expressed as the following Expression 3.
ただし、Ｌｄｃはインダクタンス直流成分、Ｌｎはインダクタンスｎ次成分である。 However, L dc is an inductance DC component, and L n is an inductance n-order component.
式２は、リラクタンスモータを等価直流モータとして見たときのｄ軸、ｑ軸、０軸の各電圧が巻線抵抗に起因する電圧（右辺第１項）、インダクタンスに起因する電圧（右辺第２項）、およびロータの回転によってコイルに発生する逆起電圧（右辺第３項）の和として表されることを示している。したがって、リラクタンスモータ制御において指令電圧を式２の右辺第３項で表される逆起電圧分だけ嵩上げすることで、コイルに発生する逆起電圧を実質的にキャンセルしてコイルに指令電圧を印加することができる。この逆起電圧を［Ｅｄｑｏ］とし、インダクタンスの３次成分まで考慮すると、［Ｅｄｑｏ］は次式４のように表される。 Equation 2 shows that when the reluctance motor is viewed as an equivalent DC motor, each of the d-axis, q-axis, and 0-axis voltages is a voltage caused by winding resistance (first term on the right side), and a voltage caused by inductance (second right side second ) And the back electromotive force voltage (third term on the right side) generated in the coil by the rotation of the rotor. Therefore, in the reluctance motor control, the command voltage is increased by the counter electromotive voltage represented by the third term on the right side of Equation 2, so that the counter electromotive voltage generated in the coil is substantially canceled and the command voltage is applied to the coil. can do. When this back electromotive force is [E dqo ] and the third component of the inductance is taken into consideration, [E dq0 ] is expressed as the following equation 4.
（３）磁束を発生させる成分
リラクタンスモータは永久磁石を有しないため、意図的に磁束を発生させる必要がある。そこでリラクタンスモータではｄ軸電流ｉｄで磁束を発生させ、ｑ軸電流ｉｑでトルクを発生させる。
(3) Components that generate magnetic flux Since a reluctance motor does not have a permanent magnet, it is necessary to intentionally generate magnetic flux. Therefore, in the reluctance motor, magnetic flux is generated with the d-axis current i d and torque is generated with the q-axis current i q .
ここで式２に着目すると、右辺第２項はインダクタンスに起因する電圧、すなわちコイルの端子間電圧である。このコイルの端子間電圧を［Ｖｃｏｉｌ］とし、インダクタンスの３次成分まで考慮すると、［Ｖｃｏｉｌ］は次式５のように表される。 When attention is paid to Expression 2, the second term on the right side is a voltage caused by the inductance, that is, a voltage between terminals of the coil. When the inter-terminal voltage of this coil is [V coil ] and the third component of the inductance is taken into consideration, [V coil ] is expressed by the following equation (5).
コイルの端子間電圧［Ｖｃｏｉｌ］を積分するとリラクタンスモータにおいて発生する磁束φが次式６のように表される。 When the inter-terminal voltage [V coil ] of the coil is integrated, the magnetic flux φ generated in the reluctance motor is expressed by the following equation (6).
なお、交流成分の積分は直流成分の積分と一致することから式５において交流成分は除外している。 Since the integration of the AC component coincides with the integration of the DC component, the AC component is excluded in Equation 5.
式５から、磁束φのｄ軸成分にはｄ軸電流ｉｄ以外に０軸電流ｉ０も利くことがわかる。すなわち、リラクタンスモータにおいてｄ軸電流ｉｄをゼロにしても０軸電流ｉ０によって磁束を発生させることができる。 From Equation 5, it can be seen that the d-axis component of the magnetic flux φ also has a zero-axis current i 0 in addition to the d-axis current i d . That is, in the reluctance motor, the magnetic flux can be generated by the zero-axis current i 0 even if the d-axis current i d is zero.
ここでｉｄ＝０のときとｉｄ≠０のときの電流振幅について考える。図４はｉｄ＝０のときとｉｄ≠０のときの電流ベクトルおよび対応する正弦波波形を示す。図４右側はｉｄ＝０のときの電流ベクトルおよび対応する正弦波波形、図４左側はｉｄ≠０のときの電流ベクトルおよび対応する正弦波波形を示す。ｉｄ＝０のときとｉｄ≠０のときの正弦波波形を比較すると、前者の方が振幅が小さい、すなわち必要な電流が少ないことがわかる。また、ｉ０＝√２×√（ｉｑ ２＋ｉｄ ２）のとき、正弦波波形の最小値がゼロになる。 Consider the current amplitude when i d = 0 and i d ≠ 0. FIG. 4 shows current vectors and corresponding sine wave waveforms when i d = 0 and i d ≠ 0. The right side of FIG. 4 shows the current vector and corresponding sine wave waveform when i d = 0, and the left side of FIG. 4 shows the current vector and corresponding sine wave waveform when i d ≠ 0. Comparing the sine wave waveforms when i d = 0 and i d ≠ 0, it can be seen that the former has a smaller amplitude, that is, requires less current. When i 0 = √2 × √ (i q 2 + id 2 ), the minimum value of the sine wave waveform is zero.
以上のことから、最も効率よくリラクタンスモータを回転させることができる制御条件はｉｄ＝０かつｉ０＝√２×ｉｑであることがわかる。なお、後述するように、弱め界磁制御を行う場合にはｉｄはゼロではなく負値に制御する必要がある。 From the above, it can be seen that the control conditions that allow the reluctance motor to rotate most efficiently are i d = 0 and i 0 = √2 × i q . As described later, the i d in the case of performing the field weakening control is necessary to control the negative value not zero.
（４）トルクと回転座標の目標電流との関係
フレミングの法則に従うと、力は電流ベクトルと磁束ベクトルの外積で与えられる。リラクタンスモータにおいてロータはステータに発生した力の反作用で回転し、また極数の数だけ力が発生することから、リラクタンスモータに発生する力Ｆは次式７で表される。
(4) Relationship between torque and target current of rotation coordinates According to Fleming's law, force is given by the outer product of current vector and magnetic flux vector. In the reluctance motor, the rotor rotates due to the reaction of the force generated in the stator, and the force is generated by the number of poles. Therefore, the force F generated in the reluctance motor is expressed by the following equation (7).
ただし、ｐは極数、ベクトル（→）ｉｄはｄ軸電流ベクトル、ベクトル（→）ｉｑはｑ軸電流ベクトル、ベクトル（→）φｄはｄ軸磁束ベクトル、ベクトル（→）φｑはｑ軸磁束ベクトルである。 Here, p is the number of poles, a vector (→) i d is the d-axis current vector, the vector (→) i q is the q-axis current vector, the vector (→) phi d is d-axis magnetic flux vector, the vector (→) phi q is q-axis magnetic flux vector.
途中の計算式は省略するが、式６で与えられるφｄおよびφｑを式７に代入すると、リラクタンスモータに発生するトルクＴは次式８で表される。 Although an intermediate calculation formula is omitted, when φ d and φ q given by Formula 6 are substituted into Formula 7, torque T generated in the reluctance motor is expressed by Formula 8 below.
ただし、Ｌ１はインダクタンス１次成分、Ｌ２はインダクタンス２次成分である。 However, L 1 is the inductance primary component, L 2 is the inductance secondary component.
上述したようにリラクタンスモータにおいて最も効率のよい制御条件はｉｄ＝０かつｉ０＝√２×ｉｑである。この条件と式８（以下、トルク計算式ともいう）から回転座標の目標電流を決定することができる。 As described above, the most efficient control condition in the reluctance motor is i d = 0 and i 0 = √2 × i q . From this condition and Expression 8 (hereinafter also referred to as torque calculation expression), the target current of the rotation coordinate can be determined.
（５）インダクタンス近似精度の向上
図５はリラクタンスモータのＮ−Ｔ特性グラフに推定トルクと実トルクとの誤差率を重ねた図である。推定トルクとはトルク計算式により推定したトルクである。図中の一点鎖線はリラクタンスモータのＮ−Ｔ特性を表す。図５および導出したトルク計算式から次の５点が確認できる。１）磁気飽和が大きくなるにつれ推定トルクと実トルクとの誤差率が大きくなる。２）電圧飽和領域においてもトルク計算式によるトルク推定は有効である。３）トルク計算式によるトルク推定は回転数の影響を受けない。４）力行トルクおよび回生トルクともにトルク計算式により推定できる。５）トルク計算式においてトルクの増加に影響を与えるのはインダクタンス１次成分Ｌ１であり、トルクの減少に影響を与えるインダクタンス２次成分Ｌ２である（弱め界磁制御ではＩｄ＜０となるため）。
(5) Improvement of inductance approximation accuracy FIG. 5 is a diagram in which the error rate between the estimated torque and the actual torque is superimposed on the NT characteristic graph of the reluctance motor. The estimated torque is a torque estimated by a torque calculation formula. The one-dot chain line in the figure represents the NT characteristic of the reluctance motor. The following five points can be confirmed from FIG. 5 and the derived torque calculation formula. 1) The error rate between the estimated torque and the actual torque increases as the magnetic saturation increases. 2) Torque estimation using the torque calculation formula is effective even in the voltage saturation region. 3) Torque estimation by the torque calculation formula is not affected by the rotational speed. 4) Both the power running torque and the regenerative torque can be estimated by a torque calculation formula. 5) In the torque calculation formula, it is the inductance primary component L 1 that affects the torque increase, and the inductance secondary component L 2 that affects the torque decrease (because I d <0 in the field weakening control). ).
上記２点目および３点目の理由は、トルク計算式が逆起電圧の影響を受けないからである。トルク計算式の元となった式２ではコイル電圧（右辺第２項）と逆起電圧（右辺第３項）とが分離しており互いに干渉しない。また、回転数は逆起電圧に影響するところ、上述のようにコイル電圧が逆起電圧と分離されているため、トルク計算式によるトルク推定は回転数の影響を受けない。 The reason for the second and third points is that the torque calculation formula is not affected by the back electromotive force. In Equation 2, which is the basis of the torque calculation formula, the coil voltage (second term on the right side) and the back electromotive voltage (third term on the right side) are separated and do not interfere with each other. Further, since the rotational speed affects the counter electromotive voltage, since the coil voltage is separated from the counter electromotive voltage as described above, the torque estimation by the torque calculation formula is not influenced by the rotational speed.
上記５点目から、インダクタンスＬ１を大きくし、インダクタンスＬ２を小さくするようにモータを設計することでトルク密度を高めることができることがわかる。 The 5 goal, increasing the inductance L 1, it is understood that it is possible to increase the torque density by designing the motor so as to reduce the inductance L 2.
一方、上記１点目の原因として、磁気飽和が進むにつれトルク計算式におけるインダクタンスＬ１，Ｌ２の近似がずれていくことだと考えられる。図２に示したように磁気飽和があると相電流の大小に応じてインダクタンスが大きく異なる。したがって、相電流の大きさに応じてインダクタンスの近似値を変更する仕組みを導入する必要がある。 On the other hand, it is considered that the cause of the first point is that the approximation of the inductances L 1 and L 2 in the torque calculation formula shifts as magnetic saturation progresses. As shown in FIG. 2, when there is magnetic saturation, the inductance varies greatly depending on the magnitude of the phase current. Therefore, it is necessary to introduce a mechanism for changing the approximate value of the inductance in accordance with the magnitude of the phase current.
２．実施形態
次に、上記知見を元に発明したリラクタンスモータ制御装置の実施形態について説明する。
2. Embodiment Next, an embodiment of a reluctance motor control device invented based on the above knowledge will be described.
（１）リラクタンスモータの構造
まず、制御対象であるリラクタンスモータの構造について図６および図７を参照しながら説明する。図６は一実施形態に係るリラクタンスモータの縦断面図であり、図７は一実施形態に係るリラクタンスモータの主要部を示す平面図である。本実施形態に係るリラクタンスモータ１は、互いに同軸に配置されたステータ２１およびロータ２５からなるモータ本体２を備えたスイッチトリラクタンスモータ（ＳＲＭ）である。
(1) Structure of Reluctance Motor First, the structure of a reluctance motor that is a control target will be described with reference to FIGS. 6 and 7. FIG. 6 is a longitudinal sectional view of a reluctance motor according to an embodiment, and FIG. 7 is a plan view showing a main part of the reluctance motor according to an embodiment. A reluctance motor 1 according to the present embodiment is a switched reluctance motor (SRM) including a motor body 2 including a stator 21 and a rotor 25 that are arranged coaxially with each other.
ステータ２１は、円筒状のヨーク２２の内側に径方向の内方に突出する複数（図例では８個）のステータ突極２３，２３，・・・を備えている。複数のステータ突極２３，２３，・・・は、等角度間隔に配置されているとともに、各ステータ突極２３，２３，・・・には、コイル２４，２４，・・・が設けられている。なお、コイル２４，２４，・・・は、回転軸Ｘを挟んで径方向に相対するコイル２４，２４同士が直列に接続されて組（同じ相）とされている。 The stator 21 includes a plurality (eight in the illustrated example) of stator salient poles 23, 23,... Projecting radially inward inside a cylindrical yoke 22. The plurality of stator salient poles 23, 23,... Are arranged at equiangular intervals, and the stator salient poles 23, 23,. Yes. The coils 24, 24,... Are made into a set (same phase) in which the coils 24, 24 opposed in the radial direction across the rotation axis X are connected in series.
ロータ２５は、円板状のコア２８の外側に径方向の外方に突出する複数（図例では６個）のロータ突極２６，２６，・・・を備えている。複数のロータ突極２６，２６，・・・は、等角度間隔に配置されている。ロータ２５は、出力軸であるシャフト２７に外嵌されていて、シャフト２７と一体的に回転軸Ｘ回りに回転する。 The rotor 25 includes a plurality (six in the illustrated example) of rotor salient poles 26, 26,... Projecting outward in the radial direction outside the disk-shaped core 28. The plurality of rotor salient poles 26, 26,... Are arranged at equiangular intervals. The rotor 25 is externally fitted to a shaft 27 that is an output shaft, and rotates about the rotation axis X integrally with the shaft 27.
ステータ２１およびロータ２５は、モータハウジング２９に収容されており、ステータ２１はモータハウジング２９内で固定されている一方、ロータ２５は、シャフト２７がベアリング２７ａを介してモータハウジング２９に支持されることによって、ステータ２１の中心軸と同軸である回転軸Ｘ回りに回転可能にされている。なお、ステータ２１およびロータ２５はともに、磁性材料によって形成される。 The stator 21 and the rotor 25 are accommodated in a motor housing 29. The stator 21 is fixed in the motor housing 29, while the rotor 25 has a shaft 27 supported by the motor housing 29 via a bearing 27a. Thus, the rotation about the rotation axis X that is coaxial with the central axis of the stator 21 is enabled. Note that both the stator 21 and the rotor 25 are made of a magnetic material.
モータハウジング２９内に、ステータ突極２３，２３，・・・の各コイル２４，２４，・・・の端部をモータハウジング２９の外部に引き出すための端子板３１が設けられている。また、モータハウジング２９内に、シャフト２７の回転位相を検出するための回転位相センサ３２が設けられている。 In the motor housing 29, a terminal plate 31 is provided for drawing out the ends of the coils 24, 24,... Of the stator salient poles 23, 23,. A rotation phase sensor 32 for detecting the rotation phase of the shaft 27 is provided in the motor housing 29.
（２）リラクタンスモータ制御装置
次にリラクタンスモータ制御装置について説明する。図８は一実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置のブロック図である。本実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置１０は、トルク／電流変換部１１と、電流フィードバック（Ｆ／Ｂ）制御部１２と、固定座標変換部１３と、ＰＷＭ制御部１４と、インバータ１５と、回転座標変換部１６と、逆起電圧制御部１７と、インダクタンス近似部１８と、高調波制御部１９と、回転位相センサ３２と、電流センサ３３と、微分器３４とを備えている。
(2) Reluctance motor control device Next, a reluctance motor control device will be described. FIG. 8 is a block diagram of a reluctance motor control device according to an embodiment. A reluctance motor control device 10 according to the present embodiment includes a torque / current conversion unit 11, a current feedback (F / B) control unit 12, a fixed coordinate conversion unit 13, a PWM control unit 14, an inverter 15, and a rotation. The coordinate conversion unit 16, the back electromotive force control unit 17, the inductance approximation unit 18, the harmonic control unit 19, the rotational phase sensor 32, the current sensor 33, and the differentiator 34 are provided.
回転位相センサ３２は、リラクタンスモータ制御装置１０によって制御されるリラクタンスモータ１の出力軸であるシャフト２７の回転位相θを検出する。回転位相センサ３２として、レゾルバ、磁気センサ、ホール素子を用いた磁気エンコーダ、ロータリエンコーダなどが使用可能である。 The rotational phase sensor 32 detects the rotational phase θ of the shaft 27 that is the output shaft of the reluctance motor 1 controlled by the reluctance motor control device 10. As the rotational phase sensor 32, a resolver, a magnetic sensor, a magnetic encoder using a Hall element, a rotary encoder, or the like can be used.
微分器３４は、回転位相θを微分して回転速度ωを算出する。 The differentiator 34 differentiates the rotational phase θ to calculate the rotational speed ω.
トルク／電流変換部１１は、与えられたトルク指令値Ｔｒｅｆからｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊および０軸電流指令値ｉ０＊からなる回転座標電流指令値を決定する。上述したようにリラクタンスモータにおいて最も効率のよい制御条件はｉｄ＝０かつｉ０＝√２×ｉｑである。また、トルクと各電流指令値との関係は式８で表される。よってトルク／電流変換部１１は当該制御条件および式８に従ってｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊および０軸電流指令値ｉ０＊をそれぞれ決定することができる。 The torque / current conversion unit 11 calculates a rotational coordinate current command value including a d-axis current command value i d *, a q-axis current command value i q *, and a 0-axis current command value i 0 * from a given torque command value T ref. To decide. As described above, the most efficient control condition in the reluctance motor is i d = 0 and i 0 = √2 × i q . Further, the relationship between the torque and each current command value is expressed by Expression 8. Therefore, the torque / current conversion unit 11 can determine the d-axis current command value i d *, the q-axis current command value i q *, and the 0-axis current command value i 0 * in accordance with the control condition and Equation 8, respectively.
式８におけるリラクタンスモータ１の極数ｐ、インダクタンス１次成分Ｌ１およびインダクタンス２次成分Ｌ２といったモータパラメータは固定値にしてもよいし、図略のレジスタから取得できるようにして制御対象のリラクタンスモータ１のモータパラメータに応じて切り替えるようにしてもよい。また、上述したように磁気飽和領域では相電流の大小に応じてインダクタンスが大きく異なるため、トルク／電流変換部１１は、リラクタンスモータ１が磁気飽和領域で動作する場合にインダクタンス近似部１８からインダクタンス１次成分Ｌ１およびインダクタンス２次成分Ｌ２の近似値を取得するようにしてもよい。 The motor parameters such as the number of poles p, the inductance primary component L 1 and the inductance secondary component L 2 of the reluctance motor 1 in Equation 8 may be fixed values, or may be obtained from a register (not shown) and the reluctance to be controlled. You may make it switch according to the motor parameter of the motor 1. FIG. Further, as described above, in the magnetic saturation region, the inductance varies greatly depending on the magnitude of the phase current. Therefore, when the reluctance motor 1 operates in the magnetic saturation region, the torque / current conversion unit 11 has the inductance 1 from the inductance approximation unit 18. it may acquire an approximation of the following components L 1 and the inductance secondary component L 2.
上記のようにトルク／電流変換部１１は式８に従って演算により各電流指令値を決定してもよいし、あらかじめ解析した結果からトルク指令値Ｔｒｅｆと各電流指令値とをひもづけたマップを参照して各電流指令値を決定するようにしてもよい。 As described above, the torque / current conversion unit 11 may determine each current command value by calculation according to Equation 8, or a map in which the torque command value T ref and each current command value are linked from the result of analysis in advance. You may make it determine each electric current command value with reference.
また、トルク／電流変換部１１は、リラクタンスモータ１の動作点が電圧飽和領域にある場合においてリラクタンスモータ１の回転数を伸ばすために弱め界磁制御を行うこともできる。具体的には、トルク／電流変換部１１は回転速度ωに応じてｄ軸電流指令値ｉｄ＊を適当な負値に決定する。トルク／電流変換部１１は弱め界磁制御を行う場合において所定の計算式に従って演算によりｄ軸電流指令値ｉｄ＊を決定してもよいし、あらかじめ解析した結果から回転速度とｄ軸電流指令値とをひもづけたマップを参照してｄ軸電流指令値ｉｄ＊を決定するようにしてもよい。 Further, the torque / current conversion unit 11 can also perform field-weakening control in order to increase the rotation speed of the reluctance motor 1 when the operating point of the reluctance motor 1 is in the voltage saturation region. Specifically, the torque / current conversion unit 11 determines the d-axis current command value i d * to an appropriate negative value according to the rotational speed ω. The torque / current conversion unit 11 may determine the d-axis current command value i d * by calculation according to a predetermined calculation formula when performing field-weakening control, or the rotation speed, the d-axis current command value and the The d-axis current command value i d * may be determined with reference to a map associated with.
電流フィードバック制御部１２は、トルク／電流変換部１１からｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊および０軸電流指令値ｉ０＊を受け、また、回転座標変換部１６からｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよび０軸電流ｉ０を受け、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊および０軸電圧指令値ｖ０＊からなる回転座標電圧指令値を生成する。より詳細には、電流フィードバック制御部１２はｄ−ｑ−０の各軸電流ごとに電流指令値と実際の電流値との誤差に基づくＰＩ制御を行う。 The current feedback control unit 12 receives the d-axis current command value i d *, the q-axis current command value i q *, and the 0-axis current command value i 0 * from the torque / current conversion unit 11, and the rotational coordinate conversion unit 16 Receives a d-axis current i d , a q-axis current i q and a zero-axis current i 0 , and a rotation comprising a d-axis voltage command value v d *, a q-axis voltage command value v q *, and a zero-axis voltage command value v 0 * A coordinate voltage command value is generated. More specifically, the current feedback control unit 12 performs PI control based on an error between the current command value and the actual current value for each axis current of dq-0.
固定座標変換部１３は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊および０軸電圧指令値ｖ０＊をリラクタンスモータ１のＵ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値ｖｗ＊からなる固定座標電圧指令値に変換する。具体的には、固定座標変換部１３は、回転位相センサ３２から回転位相θを受けて、次式９の変換行列［ｄｑ０Ｃｕｖｗ］−１を用いて電圧指令値の回転座標から固定座標への変換を行う。 The fixed coordinate conversion unit 13 converts the d-axis voltage command value v d *, the q-axis voltage command value v q * and the 0-axis voltage command value v 0 * into the U-phase voltage command value v u * and the V-phase voltage of the reluctance motor 1. It is converted into a fixed coordinate voltage command value composed of the command value v v * and the W-phase voltage command value v w *. Specifically, fixed coordinate conversion unit 13 receives the rotational phase θ from the rotation phase sensor 32, to the fixed coordinate from the rotating coordinates of the voltage command value using the transformation matrix of the following formula 9 [dq0 C uvw] -1 Perform the conversion.
ＰＷＭ制御部１４は、固定座標変換部１３によって変換されたＵ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値ｖｗ＊に基づいてリラクタンスモータ１の各相への通電を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。 The PWM control unit 14 is configured to output each phase of the reluctance motor 1 based on the U-phase voltage command value v u *, the V-phase voltage command value v v *, and the W-phase voltage command value v w * converted by the fixed coordinate conversion unit 13. A PWM control signal for controlling the energization to is generated.
インバータ１５は、ＰＷＭ制御部１４によって生成されたＰＷＭ制御信号に従って、直流電源１００から供給される電力をリラクタンスモータ１に供給する。図９はインバータ１５の構成例を示す回路図である。直流電源１００の正極にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３（より詳細にはコレクタ端子）が接続され、負極にスイッチ素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６（より詳細にはエミッタ端子）が接続されている。スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６は例えばＮＰＮバイポーラトランジスタであり、ＰＷＭ制御部１４から出力されるＰＷＭ制御信号をベース端子に受けてそれぞれオン／オフ制御される。 The inverter 15 supplies power supplied from the DC power supply 100 to the reluctance motor 1 in accordance with the PWM control signal generated by the PWM control unit 14. FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of the inverter 15. Switch elements Q1, Q2, Q3 (more specifically, collector terminals) are connected to the positive electrode of DC power supply 100, and switch elements Q4, Q5, Q6 (more specifically, emitter terminals) are connected to the negative electrode. The switch elements Q1 to Q6 are NPN bipolar transistors, for example, and are controlled to be turned on / off by receiving a PWM control signal output from the PWM control unit 14 at the base terminal.
直流電源１００の正負極間には平滑コンデンサ１０１が接続されている。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ４の間にリラクタンスモータ１のＵ相コイル１ｕが接続され、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ５の間にリラクタンスモータ１のＶ相コイル１ｖが接続され、スイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ６の間にリラクタンスモータ１のＷ相コイル１ｗが接続されている。さらにスイッチ素子Ｑ４とＵ相コイル１ｕとの接続点と直流電源１００の正極との間にフライホイールダイオードＤ１が接続され、スイッチ素子Ｑ１とＵ相コイル１ｕとの接続点と直流電源１００の負極との間にフライホイールダイオードＤ４が接続されている。またスイッチ素子Ｑ５とＶ相コイル１ｖとの接続点と直流電源１００の正極との間にフライホイールダイオードＤ２が接続され、スイッチ素子Ｑ２とＶ相コイル１ｖとの接続点と直流電源１００の負極との間にフライホイールダイオードＤ５が接続されている。またスイッチ素子Ｑ６とＷ相コイル１ｗとの接続点と直流電源１００の正極との間にフライホイールダイオードＤ３が接続され、スイッチ素子Ｑ３とＷ相コイル１ｗとの接続点と直流電源１００の負極との間にフライホイールダイオードＤ６が接続されている。上記構成により、リラクタンスモータ１の各相コイル１ｕ，１ｖ，１ｗには図中の矢印で示したように一方向にしか相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れないようになっている。 A smoothing capacitor 101 is connected between the positive and negative electrodes of the DC power supply 100. The U-phase coil 1u of the reluctance motor 1 is connected between the switch element Q1 and the switch element Q4, the V-phase coil 1v of the reluctance motor 1 is connected between the switch element Q2 and the switch element Q5, and the switch element Q3 and the switch element The W-phase coil 1w of the reluctance motor 1 is connected between Q6. Further, flywheel diode D1 is connected between the connection point of switching element Q4 and U-phase coil 1u and the positive electrode of DC power supply 100. The connection point of switching element Q1 and U-phase coil 1u and the negative electrode of DC power supply 100 are connected to each other. A flywheel diode D4 is connected between the two. A flywheel diode D2 is connected between a connection point between the switch element Q5 and the V-phase coil 1v and the positive electrode of the DC power supply 100, and a connection point between the switch element Q2 and the V-phase coil 1v and a negative electrode of the DC power supply 100. A flywheel diode D5 is connected between the two. A flywheel diode D3 is connected between the connection point of switch element Q6 and W phase coil 1w and the positive electrode of DC power supply 100, and the connection point of switch element Q3 and W phase coil 1w and the negative electrode of DC power supply 100 are connected. A flywheel diode D6 is connected between the two. With the above configuration, the phase currents i u , i v , and i w flow only in one direction through the phase coils 1 u, 1 v , and 1 w of the reluctance motor 1 as indicated by arrows in the figure.
図８へ戻り、電流センサ３３はリラクタンスモータ１の各相に流れる相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。 Returning to FIG. 8, the current sensor 33 detects the phase currents i u , i v and i w flowing in the respective phases of the reluctance motor 1.
回転座標変換部１６は、電流センサ３３によって検出されたＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗをｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよび０軸電流ｉ０からなる回転座標電流に変換する。具体的には、回転座標変換部１６は、回転位相センサ３２から回転位相θを受けて、次式１０の変換行列［ｄｑ０Ｃｕｖｗ］を用いて検出電流の固定座標から回転座標への変換を行う。 The rotational coordinate conversion unit 16 converts the U-phase current i u , the V-phase current i v and the W-phase current i w detected by the current sensor 33 from the d-axis current i d , the q-axis current i q and the 0-axis current i 0. Convert to rotating coordinate current. Specifically, the rotational coordinate conversion unit 16 receives the rotational phase θ from the rotation phase sensor 32, the conversion from the fixed coordinates of the detected current using the transformation matrix of the equation 10 [dq0 C uvw] to rotate coordinates Do.
逆起電圧制御部１７は、回転位相センサ３３から回転位相θを受け、微分器３４から回転速度ωを受け、回転座標変換部１６からｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよび０軸電流ｉ０を受け、これら入力からｄ軸逆起電圧Ｅｄ、ｑ軸逆起電圧Ｅｑおよび０軸逆起電圧Ｅ０からなる回転座標逆起電圧を算出し、電流フィードバック部１２から出力される回転座標電圧指令値に回転座標逆起電圧を加算する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊にｄ軸逆起電圧Ｅｄが加算され、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊にｑ軸逆起電圧Ｅｑが加算され、０軸電圧指令値ｖ０＊に０軸逆起電圧Ｅ０が加算される。具体的には、逆起電圧制御部１７は式４に従って回転座標逆起電圧を算出する。式４におけるインダクタンス直流成分Ｌｄｃ、インダクタンス１次成分Ｌ１、インダクタンス２次成分Ｌ２およびインダクタンス３次成分Ｌ３はインダクタンス近似部１８から与えられる。 The back electromotive force control unit 17 receives the rotation phase θ from the rotation phase sensor 33, receives the rotation speed ω from the differentiator 34, and receives the d-axis current i d , q-axis current i q and 0-axis current from the rotation coordinate conversion unit 16. In response to i 0 , a rotational coordinate back electromotive force composed of a d- axis back electromotive voltage E d , a q-axis back electromotive voltage E q and a 0-axis back electromotive voltage E 0 is calculated from these inputs and output from the current feedback unit 12. The rotational coordinate back electromotive force is added to the rotational coordinate voltage command value. That is, the d-axis back electromotive voltage E d is added to the d-axis voltage command value v d *, the q-axis back electromotive voltage E q is added to the q-axis voltage command value v q *, and the 0-axis voltage command value v 0 * 0-axis back electromotive force E 0 is added to. Specifically, the back electromotive force control unit 17 calculates the rotational coordinate back electromotive voltage according to Equation 4. The inductance DC component L dc , the inductance primary component L 1 , the inductance secondary component L 2, and the inductance tertiary component L 3 in Expression 4 are given from the inductance approximation unit 18.
式４により表される逆起電圧［Ｅｄｑ０］はリラクタンスモータ１において発生している逆起電圧の推定値に相当する。したがって、電流フィードバック部１２から出力される回転座標電圧指令値に逆起電圧［Ｅｄｑ０］を加算することで、回転座標電圧指令値がリラクタンスモータ１において発生する逆起電圧分だけ嵩上げされる。これにより、リラクタンスモータ１において発生する逆起電圧が実質的にキャンセルされ、リラクタンスモータ１において逆起電圧の影響を受けにくくしてコイルに狙い通りの電圧を印加することができる。 The counter electromotive voltage [E dq0 ] represented by Expression 4 corresponds to an estimated value of the counter electromotive voltage generated in the reluctance motor 1. Therefore, by adding the counter electromotive voltage [E dq0 ] to the rotation coordinate voltage command value output from the current feedback unit 12, the rotation coordinate voltage command value is raised by the counter electromotive voltage generated in the reluctance motor 1. Thereby, the counter electromotive voltage generated in the reluctance motor 1 is substantially canceled, and the reluctance motor 1 is less susceptible to the influence of the counter electromotive voltage, so that a desired voltage can be applied to the coil.
インダクタンス近似部１８は、回転座標変換部１６からｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよび０軸電流ｉ０を受け、リラクタンスモータ１のインダクタンス近似値を算出する。図１０は一例に係るインダクタンス近似部１８の構成図である。インダクタンス近似部１８は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよび０軸電流ｉ０からリラクタンスモータ１の相電流実効値Ｉｕｒｍｓを算出する相電流実効値算出部１８１と、相電流実効値Ｉｕｒｍｓに対応するインダクタンス直流成分Ｌｄｃ、インダクタンス１次成分Ｌ１、インダクタンス２次成分Ｌ２およびインダクタンス３次成分Ｌ３をそれぞれ出力するインダクタンスマップ１８２，１８３，１８４，１８５とを備えている。 The inductance approximating unit 18 receives the d-axis current i d , the q-axis current i q and the zero-axis current i 0 from the rotating coordinate conversion unit 16 and calculates an approximate inductance value of the reluctance motor 1. FIG. 10 is a configuration diagram of the inductance approximating unit 18 according to an example. The inductance approximation unit 18 includes a phase current effective value calculation unit 181 that calculates the phase current effective value I urms of the reluctance motor 1 from the d-axis current i d , the q-axis current i q, and the 0-axis current i 0. Inductance maps 182, 183, 184 and 185 for outputting an inductance DC component L dc , an inductance primary component L 1 , an inductance secondary component L 2 and an inductance tertiary component L 3 corresponding to I urms are provided.
図１１は相電流実効値の計算を説明するための電流ベクトルおよび対応する正弦波波形を示す図である。いまｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑが合成されて生成される正弦波波形の振幅をＩＡＣ、０軸電流ｉ０によるオフセット量をＩＤＣ、正弦波波形のピーク値をＩｕとする。このとき、正弦波波形の実効値Ｉｕｒｍｓは次式１１で表される。 FIG. 11 is a diagram showing a current vector and a corresponding sine wave waveform for explaining the calculation of the phase current effective value. The amplitude of the sine wave waveform generated by combining the d-axis current id and the q-axis current iq is I AC , the offset amount due to the zero-axis current i 0 is I DC , and the peak value of the sine wave waveform is I u . To do. At this time, the effective value I urms of the sine wave waveform is expressed by the following equation 11.
相電流実効値算出部１８１は式１１に従ってリラクタンスモータ１の相電流実効値Ｉｕｒｍｓを算出することができる。 The phase current effective value calculation unit 181 can calculate the phase current effective value I urms of the reluctance motor 1 according to Equation 11.
各インダクタンスマップ１８２〜１８５は、あらかじめ解析した結果から相電流実効値Ｉｕｒｍｓと各インダクタンス値とをひもづけたマップである。各インダクタンスマップ１８２〜１８５は、相電流実効値算出部１８１から相電流実効値Ｉｕｒｍｓが与えられることで対応するインダクタンス値を出力する。 Each of the inductance maps 182 to 185 is a map in which the phase current effective value I urms and each inductance value are linked from the result of analysis in advance. Each of the inductance maps 182 to 185 outputs a corresponding inductance value when the phase current effective value I urms is given from the phase current effective value calculation unit 181.
図１２は一例に係るインダクタンス近似部１８の構成図である。上述したリラクタンスモータにおいて最も効率のよい制御条件であるｉｄ＝０かつｉ０＝√２×ｉｑを考慮すると、数１１は簡略化されてＩｕｒｍｓ＝１／√２×ｉ０となる。したがって、相電流実効値算出部１８１を、入力信号を１／√２倍する演算器１８１ａで実現して、演算器１８１ａに０軸電流ｉ０を入力するようにしてもよい。これにより、相電流の実効値の演算がより簡単になる。 FIG. 12 is a configuration diagram of the inductance approximating unit 18 according to an example. Considering i d = 0 and i 0 = √2 × i q which are the most efficient control conditions in the above-described reluctance motor, Equation 11 is simplified to become I urms = 1 / √2 × i 0 . Therefore, the phase current effective value calculation unit 181 may be realized by the calculator 181a that multiplies the input signal by 1 / √2 and the zero-axis current i 0 may be input to the calculator 181a. This makes it easier to calculate the effective value of the phase current.
上記のようにインダクタンス近似部１８においてリラクタンスモータ１の相電流実効値Ｉｕｒｍｓに基づいてインダクタンスの各次成分を近似することで、常に変動しているインダクタンス値を平均的に捉えることができ、インダクタンスの近似精度が向上する。 As described above, the inductance approximation unit 18 approximates each component of the inductance based on the phase current effective value I urms of the reluctance motor 1, so that the constantly varying inductance value can be grasped on average. The approximation accuracy of is improved.
図８へ戻り、高調波制御部１９は、リラクタンスモータ１の電源電流またはトルクに含まれる３次高調波成分と同周期の高調波信号を発生させて、リラクタンスモータ制御装置１０における所定箇所に当該高調波信号の位相を調整した調整位相高調波信号を加算する。調整位相高調波信号の位相は回転位相センサ３２から与えられる回転位相θとあらかじめ解析した結果に基づいて決定することができる。調整位相高調波信号の振幅はあらかじめ解析した結果に基づいて決定することができる。 Returning to FIG. 8, the harmonic control unit 19 generates a harmonic signal having the same period as the third harmonic component included in the power supply current or torque of the reluctance motor 1, and applies the harmonic signal to a predetermined location in the reluctance motor control device 10. Add the adjusted phase harmonic signal adjusted for the phase of the harmonic signal. The phase of the adjusted phase harmonic signal can be determined based on the rotational phase θ provided from the rotational phase sensor 32 and the result of analysis in advance. The amplitude of the adjusted phase harmonic signal can be determined based on the result of analysis in advance.
リラクタンスモータ制御装置１０において調整位相高調波信号はさまざまな箇所に加算することができる。例えば、高調波制御部１９は、トルク／電流変換部１１から出力される０軸電流指令値ｉ０＊に調整位相高調波信号１９ａを加算することができる。あるいは、高調波制御部１９は、電流フィードバック部１２から出力される０軸電圧指令値ｖ０＊に調整位相高調波信号１９ｂを加算することができる。あるいは、高調波制御部１９は、回転座標変換部１６から出力される０軸電流ｉ０に調整位相高調波信号１９ｃを加算することができる。あるいは、高調波制御部１９は、固定座標変換部１３から出力されるＵ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値ｖｗ＊に調整位相高調波信号１９ｄを加算することができる。 In the reluctance motor control device 10, the adjusted phase harmonic signal can be added to various places. For example, the harmonic control unit 19 can add the adjusted phase harmonic signal 19 a to the zero-axis current command value i 0 * output from the torque / current conversion unit 11. Alternatively, the harmonic control unit 19 can add the adjusted phase harmonic signal 19 b to the 0-axis voltage command value v 0 * output from the current feedback unit 12. Alternatively, the harmonic control unit 19 can add the adjusted phase harmonic signal 19 c to the zero-axis current i 0 output from the rotating coordinate conversion unit 16. Alternatively, the harmonic control unit 19 adjusts the U-phase voltage command value v u *, the V-phase voltage command value v v *, and the W-phase voltage command value v w * output from the fixed coordinate conversion unit 13 to the adjusted phase harmonic signal. 19d can be added.
図１３は０軸電流指令値ｉ０＊への調整位相高調波信号の加算を模式的に表す図である。トルク／電流変換部１１によって生成される０軸電流指令値ｉ０＊は一定値であるが、調整位相高調波信号を加算して０軸電流指令値ｉ０＊に意図的にリップルを生じさせる。この結果、リラクタンスモータ１の相電流に歪みが生じるが、その歪みが３次高調波と打ち消し合ってリラクタンスモータ１に発生するリップルを低減することができる。 FIG. 13 is a diagram schematically showing addition of the adjusted phase harmonic signal to the zero-axis current command value i 0 *. The zero-axis current command value i 0 * generated by the torque / current conversion unit 11 is a constant value, but the adjusted phase harmonic signal is added to intentionally generate a ripple in the zero-axis current command value i 0 *. . As a result, the phase current of the reluctance motor 1 is distorted, but the distortion cancels out the third harmonic and the ripple generated in the reluctance motor 1 can be reduced.
（３）効果
次に本実施形態の効果について説明する。
(3) Effects Next, effects of the present embodiment will be described.
図１４は従来構成および実施形態による電源電流、モータトルクおよびコイル電流を比較する図である。図１４左側は従来構成のリラクタンスモータ制御装置における電源電流、モータトルクおよびコイル電流を示す。図１４右側は本実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置１０における電源電流（直流電源１００の電流）、モータトルクおよびコイル電流を示す。電源電流を比較すると、従来構成ではおよそ２００［Ａ］のリップルが発生しているのに対して、実施形態ではリップルが６０［Ａ］程度に抑制されている。また、モータトルクを比較すると、従来構成および実施形態ともに１８．４［Ｎ・ｍ］の平均トルクを達成している。このように、本実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置１０によるとトルクを維持しつつリップルを低減することができる。 FIG. 14 is a diagram comparing power supply current, motor torque, and coil current according to the conventional configuration and the embodiment. The left side of FIG. 14 shows the power supply current, motor torque, and coil current in the reluctance motor control device of the conventional configuration. The right side of FIG. 14 shows the power supply current (current of the DC power supply 100), motor torque, and coil current in the reluctance motor control apparatus 10 according to the present embodiment. When the power supply current is compared, a ripple of about 200 [A] is generated in the conventional configuration, whereas in the embodiment, the ripple is suppressed to about 60 [A]. Further, when comparing the motor torque, the average torque of 18.4 [N · m] is achieved in both the conventional configuration and the embodiment. Thus, according to the reluctance motor control device 10 according to the present embodiment, it is possible to reduce the ripple while maintaining the torque.
図１５はリラクタンスモータのＮ−Ｔ特性グラフにインダクタンス近似値を参照して推定したトルクと実トルクとの誤差率を重ねた図である。図中の一点鎖線はリラクタンスモータのＮ−Ｔ特性を表す。図５と比較すると磁気飽和領域における誤差率が著しく改善されている。このように、インダクタンス近似部１８において計算されるインダクタンス近似値を参照することで高精度なトルク制御を達成することができる。 FIG. 15 is a diagram in which the error rate between the torque estimated with reference to the inductance approximate value and the actual torque is superimposed on the NT characteristic graph of the reluctance motor. The one-dot chain line in the figure represents the NT characteristic of the reluctance motor. Compared with FIG. 5, the error rate in the magnetic saturation region is remarkably improved. In this way, highly accurate torque control can be achieved by referring to the inductance approximate value calculated by the inductance approximating unit 18.
（４）変形例
上記の実施形態ではリラクタンスモータ制御装置１０は三相リラクタンスモータ（リラクタンスモータ１）を制御するとしたが、本発明に係るリラクタンスモータ制御装置の制御対象は三相リラクタンスモータに限定されない。すなわち、制御対象のリラクタンスモータの相数は２または４以上であってもよい。制御対象のリラクタンスモータの相数をｎとすると、固定座標変換部１３はｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊および０軸電圧指令値ｖ０＊をｎ相分の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ制御部１４は当該ｎ相分の電圧指令値に基づいてｎ相分の各ＰＷＭ制御信号を生成し、インバータ１５は当該ｎ相分のＰＷＭ制御信号に従ってリラクタンスモータの各相に電力を供給し、電流センサ３３はリラクタンスモータのｎ相分の相電流を検出し、回転座標変換部１６はｎ相分の相電流をｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよび０軸電流ｉ０に変換し、高調波制御部１９はリラクタンスモータの電源電流またはトルクに含まれるｎ次高調波成分を打ち消すように位相を調整した調整位相高調波信号を発生させるように変更すればよい。
(4) Modification In the above embodiment, the reluctance motor control device 10 controls the three-phase reluctance motor (reluctance motor 1). However, the control target of the reluctance motor control device according to the present invention is not limited to the three-phase reluctance motor. . That is, the number of phases of the reluctance motor to be controlled may be 2 or 4 or more. When the number of phases of the reluctance motor to be controlled is n, the fixed coordinate conversion unit 13 converts the d-axis voltage command value v d *, the q-axis voltage command value v q *, and the 0-axis voltage command value v 0 * for n phases. Based on the voltage command value for the n phase, the PWM control unit 14 generates each PWM control signal for the n phase based on the voltage command value for the n phase, and the inverter 15 generates the reluctance motor according to the PWM control signal for the n phase. Power is supplied to each phase, the current sensor 33 detects the phase current for the n phase of the reluctance motor, and the rotation coordinate conversion unit 16 converts the phase current for the n phase to the d-axis current i d , the q-axis current i q, and The zero-axis current i 0 is converted, and the harmonic control unit 19 is changed to generate an adjusted phase harmonic signal in which the phase is adjusted so as to cancel the n-th harmonic component included in the power supply current or torque of the reluctance motor. That's fine.
また、上記実施形態に係るリラクタンスモータ制御装置１０は、リラクタンスモータ以外にもＩＰＭモータなどの他の同期モータを制御する同期モータ制御装置として使用可能である。ただし、リラクタンスモータ以外では０軸電流がゼロになるため、トルク／電流変換部１１から０軸電流指令値ｉ０＊の出力を省略し、電流フィードバック制御部１２から０軸電圧指令値ｖ０＊の出力を省略し、回転座標変換部１６はＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗをｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに変換するように変更すればよい。 Moreover, the reluctance motor control apparatus 10 which concerns on the said embodiment can be used as a synchronous motor control apparatus which controls other synchronous motors, such as an IPM motor, besides a reluctance motor. However, since the zero-axis current is zero except for the reluctance motor, the output of the zero-axis current command value i 0 * is omitted from the torque / current conversion unit 11 and the zero-axis voltage command value v 0 * is output from the current feedback control unit 12. And the rotation coordinate conversion unit 16 may be changed so as to convert the U-phase current i u , the V-phase current iv, and the W-phase current i w into a d-axis current i d and a q-axis current i q. .
以上のように、本発明における技術の例示として、実施の形態を説明した。そのために、添付図面および詳細な説明を提供した。 As described above, the embodiments have been described as examples of the technology in the present invention. For this purpose, the accompanying drawings and detailed description are provided.
したがって、添付図面および詳細な説明に記載された構成要素の中には、課題解決のために必須な構成要素だけでなく、上記技術を例示するために、課題解決のためには必須でない構成要素も含まれ得る。そのため、それらの必須ではない構成要素が添付図面や詳細な説明に記載されていることをもって、直ちに、それらの必須ではない構成要素が必須であるとの認定をするべきではない。 Accordingly, among the components described in the accompanying drawings and the detailed description, not only the components essential for solving the problem, but also the components not essential for solving the problem in order to illustrate the above technique. May also be included. Therefore, it should not be immediately recognized that these non-essential components are essential as those non-essential components are described in the accompanying drawings and detailed description.
また、上述の実施の形態は、本発明における技術を例示するためのものであるから、特許請求の範囲またはその均等の範囲において種々の変更、置き換え、付加、省略などを行うことができる。 Moreover, since the above-mentioned embodiment is for demonstrating the technique in this invention, a various change, replacement, addition, abbreviation, etc. can be performed in a claim or its equivalent range.
１ リラクタンスモータ（同期モータ）
１１ トルク／電流変換部
１２ 電流フィードバック部
１３ 固定座標変換部
１４ ＰＷＭ制御部
１５ インバータ
１６ 回転座標変換部
１７ 逆起電圧制御部
１８ インダクタンス近似部
１８１ 相電流実効値算出部
１８２〜１８５ インダクタンスマップ
１９ 高調波制御部
１９ａ〜１９ｄ 調整位相高調波信号
３３ 電流センサ
Ｔｒｅｆ トルク指令値
ｉｄ＊ ｄ軸電流指令値
ｉｑ＊ ｑ軸電流指令値
ｉ０＊ ０軸電流指令値
ｉｄ ｄ軸電流
ｉｑ ｑ軸電流
ｉ０ ０軸電流
ｖｄ＊ ｄ軸電圧指令値
ｖｑ＊ ｑ軸電圧指令値
ｖ０＊ ０軸電圧指令値
ｖｕ＊ Ｕ相電圧指令値（各相電圧指令値）
ｖｖ＊ Ｖ相電圧指令値（各相電圧指令値）
ｖｗ＊ Ｗ相電圧指令値（各相電圧指令値）
ｉｕ Ｕ相電流（各相電流）
ｉｖ Ｖ相電流（各相電流）
ｉｗ Ｗ相電流（各相電流）
Ｅｄ ｄ軸逆起電圧
Ｅｑ ｑ軸逆起電圧
Ｅ０ ０軸逆起電圧
θ 回転位相
ω 回転速度
1 Reluctance motor (synchronous motor)
11 Torque / Current Conversion Unit 12 Current Feedback Unit 13 Fixed Coordinate Conversion Unit 14 PWM Control Unit 15 Inverter 16 Rotation Coordinate Conversion Unit 17 Back Electromotive Voltage Control Unit 18 Inductance Approximation Unit 181 Phase Current Effective Value Calculation Unit 182 to 185 Inductance Map 19 Harmonic Wave control units 19a to 19d Adjusted phase harmonic signal 33 Current sensor T ref Torque command value i d * d-axis current command value i q * q-axis current command value i 0 * 0-axis current command value i d d-axis current i q q-axis current i 0 0-axis current v d * d-axis voltage command value v q * q-axis voltage command value v 0 * 0-axis voltage command value v u * U-phase voltage command value (each phase voltage command value)
v v * V phase voltage command value (each phase voltage command value)
v w * W phase voltage command value (each phase voltage command value)
i u U-phase current (each phase current)
iv V-phase current (each phase current)
i w W phase current (each phase current)
E d d axis counter electromotive voltage E q q axis counter electromotive voltage E 0 0 axis counter electromotive voltage θ rotation phase ω rotation speed
Claims (5)
前記電流センサによって検出された相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流を含む回転座標電流に変換する回転座標変換部と、
与えられたトルク指令値からｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含む回転座標電流指令値を決定するトルク／電流変換部と、
前記回転座標電流指令値に前記回転座標電流をフィードバックしてｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を含む回転座標電圧指令値を生成する電流フィードバック制御部と、
前記回転座標電圧指令値を同期モータの各相電圧指令値からなる固定座標電圧指令値に変換する固定座標変換部と、
前記固定座標電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、
前記ＰＷＭ制御信号に従って同期モータに電力を供給するインバータと、
前記回転座標電流から同期モータのインダクタンス近似値を算出するインダクタンス近似部とを備え、
前記トルク／電流変換部が、同期モータが磁気飽和領域で動作する場合に前記インダクタンス近似部から前記インダクタンス近似値を取得して前記回転座標電流指令値を決定するものである同期モータ制御装置。 A current sensor for detecting a phase current flowing in each phase of the synchronous motor;
A rotational coordinate converter that converts the phase current detected by the current sensor into a rotational coordinate current including a d-axis current and a q-axis current;
A torque / current converter for determining a rotational coordinate current command value including a d-axis current command value and a q-axis current command value from a given torque command value;
A current feedback control unit that feeds back the rotation coordinate current to the rotation coordinate current command value to generate a rotation coordinate voltage command value including a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value;
A fixed coordinate conversion unit that converts the rotational coordinate voltage command value into a fixed coordinate voltage command value composed of each phase voltage command value of the synchronous motor;
A PWM control unit that generates a PWM control signal based on the fixed coordinate voltage command value;
An inverter for supplying power to the synchronous motor according to the PWM control signal;
An inductance approximation unit that calculates an inductance approximation value of the synchronous motor from the rotational coordinate current,
The synchronous motor control device, wherein the torque / current conversion unit acquires the approximate inductance value from the inductance approximation unit and determines the rotational coordinate current command value when the synchronous motor operates in a magnetic saturation region.
前記回転座標変換部が、前記電流センサによって検出された相電流をｄ軸電流、ｑ軸電流および０軸電流からなる回転座標電流に変換するものであり、
前記トルク／電流変換部が、与えられたトルク指令値からｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値および０軸電流指令値からなる回転座標電流指令値を決定するものであり、
前記電流フィードバック制御部が、前記回転座標電流指令値に前記回転座標電流をフィードバックしてｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値および０軸電圧指令値からなる回転座標電圧指令値を生成するものである、請求項１に記載の同期モータ制御装置。 The synchronous motor is a reluctance motor;
The rotational coordinate converter converts the phase current detected by the current sensor into a rotational coordinate current composed of a d-axis current, a q-axis current, and a zero-axis current;
The torque / current converter determines a rotational coordinate current command value comprising a d-axis current command value, a q-axis current command value, and a zero-axis current command value from a given torque command value;
The current feedback control unit generates a rotation coordinate voltage command value including a d-axis voltage command value, a q-axis voltage command value, and a zero-axis voltage command value by feeding back the rotation coordinate current to the rotation coordinate current command value. The synchronous motor control device according to claim 1, wherein
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