JP2018007376A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過電流を速やかに検出することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１は、第１の直流電圧Ｖ１および第２の直流電圧Ｖ２の間で双方向に直流電圧変換を実行する。電流検出器ＣＴはリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを検出する。過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬに基づいて電力変換装置１の過電流を検出する。過電流検出回路１０は、降圧動作時には、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが第１の閾値を超えたときに過電流を検出する。過電流検出回路１０は、昇圧動作時には、電流検出器ＣＴの検出値が第１の閾値とは異なる第２の閾値を超えたときに過電流を検出する。【選択図】図１

Description

この発明は、過電流検出回路を備えた電力変換装置に関する。

特許第４７６０６１３号公報（特許文献１）には、変電所の直流出力側に変電所遮断器を介して上りき電線および下りき電線を接続した直流き電系統が開示される。特許文献１に記載の直流き電系統では、上りき電線と下りき電線との間に第１および第２の昇降圧チョッパが直列に接続されるとともに、第１および第２の昇降圧チョッパの接続点と接地電位との間に蓄電設備が接続される。

特許文献１において、各昇降圧チョッパには過電流検出器が設けられている。立上りの速い短絡電流等が発生した場合には、過電流検出器によりこれを検出し、各昇降圧チョッパをゲートブロックする。すなわち、昇降圧チョッパの全てのスイッチング素子をオフすることにより、昇降圧チョッパの運転を停止させる。

特許第４７６０６１３号公報

しかしながら、昇降圧チョッパにおいては、昇圧動作時と降圧動作時とでは、昇降圧チョッパに流れる電流の大きさおよび変化率（立上り速度）が異なることがある。したがって、過電流検出器において過電流の検出に用いる閾値を昇圧動作と降圧動作とで共通とすると、昇圧動作および降圧動作の一方において、過電流の検出に遅れが生じてしまうという問題が生じる。過電流の検出が遅れると、故障が生じてから昇降圧チョッパのゲート遮断までに時間を要するため、昇降圧チョッパを構成する半導体スイッチ素子が過熱し、損傷する可能性がある。

それゆえに、この発明の主たる目的は、過電流を速やかに検出することができる電力変換装置を提供することである。

この発明に係る電力変換装置は、第１の直流電圧と第２の直流電圧との間で双方向に直流電圧変換を実行する。電力変換装置は、第１の直流電圧を受ける第１の正電圧端子および第１の負電圧端子と、第２の直流電圧を受ける第２の正電圧端子および第２の負電圧端子と、第１の正電圧端子および第１の負電圧端子の間に電気的に接続される第１のスイッチ回路と、第２の正電圧端子および第２の負電圧端子の間に、第１のスイッチ回路と電気的に直列に接続される第２のスイッチ回路と、第１および第２のスイッチ回路の接続点と第１の正電圧端子および第１の負電圧端子の少なくとも一方との間に電気的に接続されるリアクトルとを備える。電力変換装置は、さらに、直流電圧変換を制御する制御装置と、リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器と、電流検出器の検出値に基づいて電力変換装置の過電流を検出するように構成された過電流検出回路とを備える。制御装置は、第１のスイッチ回路のオンオフを制御することにより第１の直流電圧を昇圧して第２の正電圧端子および第２の負電圧端子の間に出力する昇圧動作を実行する。制御装置は、第２のスイッチ回路のオンオフを制御することにより第２の直流電圧を降圧して第１の正電圧端子および第１の負電圧端子の間に出力する降圧動作を実行する。過電流検出回路は、降圧動作時には、電流検出器の検出値が第１の閾値を超えたときに過電流を検出する。過電流検出回路は、昇圧動作時には、電流検出器の検出値が第１の閾値とは異なる第２の閾値を超えたときに過電流を検出する。

この発明によれば、過電流を速やかに検出することができる電力変換装置を提供することができる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す回路図である。 電力変換装置の降圧動作を説明するための回路図である。 電力変換装置の降圧動作を説明するための波形図である。 電力変換装置の昇圧動作を説明するための回路図である。 電力変換装置の昇圧動作を説明するための波形図である。 過電流検出回路の構成を示すブロック図である。 電力変換装置に短絡故障が発生した場合を説明するための回路図である。 短絡故障が発生した場合の降圧動作を説明するための波形図である。 図８における期間Ｔｂでの電流を示す波形図である。 降圧動作時の過電流検出に用いる閾値を説明するための波形図である。 昇圧動作時の過電流検出に用いる閾値を説明するための波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す回路図である。 電力変換装置の降圧動作の一例を説明するための回路図である。 電力変換装置の降圧動作の一例を説明するための波形図である。 降圧動作時の過電流検出に用いる閾値を説明するための波形図である。 電力変換装置の降圧動作の他の例を説明するための回路図である。 電力変換装置の降圧動作の他の例を説明するための波形図である。 電力変換装置の昇圧動作の一例を説明するための回路図である。 電力変換装置の昇圧動作の一例を説明するための波形図である。 昇圧動作時の過電流検出に用いる閾値を説明するための波形図である。 電力変換装置の昇圧動作の他の例を説明するための回路図である。 電力変換装置の昇圧動作の他の例を説明するための波形図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的には繰り返さないものとする。

［実施の形態１］
（回路構成）
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す回路図である。

図１を参照して、本実施の形態１による電力変換装置１は、直流電源Ｂ１および直流電源Ｂ２の間で双方向に直流電圧変換を行なう昇降圧チョッパ回路である。直流電源Ｂ１，Ｂ２は、たとえばリチウムイオン二次電池や電気二重層キャパシタ等で構成される。直流電源Ｂ１の直流電圧Ｖ１、および直流電源Ｂ２の直流電圧Ｖ２は、「第１の直流電圧」および「第２の直流電圧」にそれぞれ対応する。

電力変換装置１は、直流電源Ｂ１と直流電源Ｂ２との間に接続される。電力変換装置１は、正電圧端子Ｔ１，Ｔ３、負電圧端子Ｔ２，Ｔ４、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２，リアクトルＬ１、および制御装置２０を備える。

正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２は、直流電源Ｂ１の正極端子および負極端子にそれぞれ接続される。正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２は、直流電圧Ｖ１を受ける。正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２は、「第１の正電圧端子」および「第１の負電圧端子」にそれぞれ対応する。

正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４は、直流電源Ｂ２の正極端子および負極端子にそれぞれ接続される。正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４は、直流電圧Ｖ２を受ける。正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４は、「第２の正電圧端子」および「第２の負電圧端子」にそれぞれ対応する。

電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。なお、スイッチング素子には、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御装置２０からの制御信号Ｓ１，Ｓ２にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ１は「第１のスイッチ回路」の一実施例に対応し、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ２は「第２のスイッチ回路」の一実施例に対応する。

スイッチング素子Ｑ１のコレクタは正電圧端子Ｔ１に電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは負電圧端子Ｔ２に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ２のコレクタは正電圧端子Ｔ３に電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタはスイッチング素子Ｑ１のコレクタに電気的に接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ２のエミッタとスイッチング素子Ｑ１のコレクタとの接続点（ノードＮ１）と正電圧端子Ｔ１との間に電気的に接続される。なお、リアクトルＬ１はスイッチング素子Ｑ１のエミッタと負電圧端子Ｔ２との間に電気的に接続されてもよい。

すなわち、電力変換装置１において、第１のスイッチ回路（Ｑ１，Ｄ１）は正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２の間に電気的に接続される。第２のスイッチ回路（Ｑ２，Ｄ２）は正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４の間に、第１のスイッチ回路と電気的に直列に接続される。リアクトルＬ１は、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路の接続点（ノードＮ１）と正電圧端子Ｔ１との間に電気的に接続される。

制御装置２０は、第１のスイッチ回路（スイッチング素子Ｑ１）のオンオフを制御することにより、直流電圧Ｖ１を昇圧して正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４の間に出力する昇圧動作を実行する。制御装置２０は、また、第２のスイッチ回路（スイッチング素子Ｑ２）のオンオフを制御することにより、直流電圧Ｖ２を降圧して正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２の間に出力する降圧動作を実行する。

電力変換装置１は、昇圧動作および降圧動作の実行中に電力変換装置１の過電流を検出するための構成として、電流検出器ＣＴおよび過電流検出回路１０を備える。電流検出器ＣＴは、リアクトルＬ１とノードＮ１との間に設けられる。電流検出器ＣＴはリアクトルＬ１と正電圧端子Ｔ１との間に設けられてもよい。電流検出器ＣＴは、リアクトルＬ１に流れる電流を検出し、その検出値ＩＬを示す信号を過電流検出回路１０に出力する。

過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬに基づいて電力変換装置１の過電流を検出する。具体的には、過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが所定の閾値を超えた場合に、電力変換装置１の過電流を検出する。過電流検出回路１０は、過電流を検出すると、ゲートブロック信号ＧＢをＬ（論理ロー）レベルからＨ（論理ハイ）レベルに活性化する。過電流検出回路１０は、ゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に与える。

制御装置２０は、ゲートブロック信号ＧＢがＬレベルである間は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御するための制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成することにより、昇圧動作または降圧動作を制御する。

一方、制御装置２０は、ゲートブロック信号ＧＢがＨレベルに活性化されると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフ状態に固定する。制御装置２０は、電力変換装置１をゲートブロックすることにより、昇圧動作および降圧動作を停止させる。

（電力変換装置の動作）
次に、電力変換装置１の動作について説明する。まず、図２および図３を参照して、電力変換装置１の降圧動作について説明する。

降圧動作時、電力変換装置１では、スイッチング素子Ｑ１がオフ固定されるとともに、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２ｏｎとオフ期間Ｔ２ｏｆｆとが交互に設けられる。

図２（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２ｏｎでは、直流電源Ｂ２−スイッチング素子Ｑ２−リアクトルＬ１−直流電源Ｂ１を介した電流経路１００が形成される。これにより、リアクトルＬ１にエネルギが蓄積される。

一方、図２（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間Ｔ２ｏｆｆでは、リアクトルＬ１−直流電源Ｂ１−ダイオードＤ１を介した電流経路１０１が形成される。これにより、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２ｏｎでリアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが直流電源Ｂ１に供給される。このようにして、直流電源Ｂ２の直流電圧Ｖ２が降圧されて正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２の間に出力される。

図３には、電力変換装置１の降圧動作を説明するための波形図が示される。
図３を参照して、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２ｏｎ（図２（ａ）参照）では、リアクトルＬ１の両端に印加される電圧ＶＬは、直流電圧Ｖ２と直流電圧Ｖ１との差（Ｖ２−Ｖ１）で与えられる。リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬの変化率（上昇率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルＬ１のインダクタンスＬを用いて、次式（１）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｌ …（１）
スイッチング素子Ｑ２のオフ期間Ｔ２ｏｆｆ（図２（ｂ）参照）では、リアクトルＬ１の両端の電圧ＶＬは、−Ｖ１に減少する。電流ＩＬの変化率（下降率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびインダクタンスＬを用いて、次式（２）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝−Ｖ１／Ｌ …（２）
なお、降圧動作では、スイッチング周期Ｔに対するオン期間Ｔ２ｏｎの比率（通流率）を変えることにより、直流電圧Ｖ１を原理的には無損失で零から直流電圧Ｖ２まで連続的に制御することができる。

次に、図４および図５を参照して、電力変換装置１の昇圧動作について説明する。
昇圧動作時、電力変換装置１では、スイッチング素子Ｑ２がオフ固定されるとともに、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１ｏｎとオフ期間Ｔ１ｏｆｆとが交互に設けられる。

図４（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１ｏｎでは、直流電源Ｂ１−リアクトルＬ１−スイッチング素子Ｑ１を介した電流経路１０２が形成される。これにより、リアクトルＬ１にエネルギが蓄積される。

一方、図４（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔ１ｏｆｆでは、直流電源Ｂ１−リアクトルＬ１−ダイオードＤ２−直流電源Ｂ２を介した電流経路１０３が形成される。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン期間でリアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが直流電圧Ｂ２に供給される。このようにして、直流電源Ｂ１の直流電圧Ｖ１が昇圧されて正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４の間に出力される。

図５には、電力変換装置１の降圧動作を説明するための波形図が示される。
図５を参照して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１ｏｎ（図４（ａ）参照）では、リアクトルＬ１の両端に印加される電圧ＶＬは直流電圧Ｖ１となる。リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬの変化率（上昇率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルＬ１のインダクタンスＬを用いて、次式（３）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝Ｖ１／Ｌ …（３）
スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔ１ｏｆｆ（図４（ｂ）参照）では、リアクトルＬ１の両端の電圧ＶＬは、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２との差（Ｖ１−Ｖ２）に減少する。電流ＩＬの変化率（下降率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびインダクタンスＬを用いて、次式（４）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌ …（４）
なお、昇圧動作では、スイッチング周期Ｔに対するオン期間Ｔ１ｏｎの比率（通流率）を変えることにより、直流電圧Ｖ２を直流電圧Ｖ１よりも大きな値に連続的に制御することができる。

（過電流検出）
上述した降圧動作および昇圧動作の実行中において、過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴにより検出される電流ＩＬに基づいて、電力変換装置１の過電流を検出する。以下、過電流検出回路１０の動作について説明する。

図６は、過電流検出回路１０の構成を示すブロック図である。図６を参照して、過電流検出回路１０は、絶対値検出回路（ＡＢＳ）２と、比較器１４と、判定部１６と、切替回路１８とを含む。

絶対値検出回路１２は、リアクトルＬ１に流れる電流の検出値ＩＬの絶対値を示す信号を出力する。なお、以下では、正電圧端子Ｔ１から正電圧端子Ｔ３に流れる電流ＩＬの向きを正とし、正電圧端子Ｔ３から正電圧端子Ｔ１に流れる電流ＩＬの向きを負とする。

比較器１４は、非反転入力端子（＋端子）に検出値ＩＬの絶対値を示す信号を受け、反転入力端子（−端子）に閾値を示す信号を受ける。比較器１４は、検出値ＩＬの絶対値と閾値とを比較し、比較結果に基づいてゲートブロック信号ＧＢを出力する。具体的には、検出値ＩＬの絶対値が閾値以下である場合、比較器１４はＬレベルのゲートブロック信号ＧＢを出力する。一方、検出値ＩＬの絶対値が閾値を超える場合には、比較器１４はＨレベルのゲートブロック信号ＧＢを出力する。

切替回路１８および判定部１６は、比較器１４の反転入力端子に与える閾値を設定する閾値設定回路を構成する。この閾値設定回路は、電力変換装置１の降圧動作時と昇圧動作時とで閾値を切り替えることが可能に構成されている。

具体的には、判定部１６は、リアクトルＬ１に流れる電流の検出値ＩＬの極性（正／負）に基づいて、電力変換装置１が降圧動作を実行しているか、昇圧動作を実行しているかを判定する。検出値ＩＬが負の場合（ＩＬ＜０）、判定部１６は、電力変換装置１が降圧動作を実行していると判定する。検出値ＩＬが正の場合（ＩＬ＞０）、判定部１６は、電力変換装置１が昇圧動作を実行していると判定する。

切替回路１８は、大きさが異なる２つの閾値ＯＣ１，ＯＣ２を有する。切替回路１８は、判定部１６の判定結果に基づいて、閾値ＯＣ１（第１の閾値）および閾値ＯＣ２（第２の閾値）のいずれか一方を選択して閾値に設定する。具体的には、電力変換装置１が降圧動作を実行しているとき、切替回路１８は閾値ＯＣ１を選択する。これにより、降圧動作時には、比較器１４は、検出値ＩＬの絶対値と閾値ＯＣ１とを比較してゲートブロック信号ＧＢを出力する。

一方、電力変換装置１が昇圧動作を実行しているとき、切替回路１８は閾値ＯＣ２を選択する。これにより、昇圧動作時には、比較器１４は、検出値ＩＬの絶対値と閾値ＯＣ２とを比較してゲートブロック信号ＧＢを出力する。

（降圧動作時の過電流検出用閾値）
次に、図７から図１０を参照して、降圧動作時の過電流検出に用いる閾値ＯＣ１について説明する。

図７には、電力変換装置１において、正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２の間が電気的に短絡する短絡故障が発生した場合が示されている。この短絡故障によって、電力変換装置１には過電流が生じる可能性がある。過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬに基づいて過電流を検出する。

図８に示されるように、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２ｏｎ中の時刻ｔにて短絡故障が発生した場合、リアクトルＬ１の電圧ＶＬが増加する。具体的には、時刻ｔ以前のオン期間である期間Ｔａでは、リアクトルＬ１の電圧ＶＬは（Ｖ２−Ｖ１）である。これに対して、時刻ｔ以後のオン期間である期間Ｔｂでは、電圧ＶＬは直流電圧Ｖ２に増加する。その結果、期間Ｔｂでは、電流ＩＬの変化率ｄＬ／ｄｔが大きくなり、過電流が発生する可能性がある。

図９は、図８における期間Ｔｂでの電流ＩＬを示す波形図である。図９を参照して、期間Ｔｂにおける電流ＩＬの変化率ｄＩＬ／ｄｔは次式（５）で与えられる。

ｄＩＬ／ｄｔ＝Ｖ２／Ｌ …（５）
過電流検出回路１０は、所定のサンプリング周期Ｔｓで、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬを取得するように構成されている。図９中の「ｔｉ」はｉ番目のサンプリングタイミングを示し、「ｔｉ−１」は（ｉ−１）番目のサンプリングタイミングを示し、「ｔｉ＋１」は（ｉ＋１）番目のサンプリングタイミングを示す。図８中の白丸は、各サンプリングタイミングでの検出値ＩＬを示している。

過電流検出回路１０は、サンプリングタイミングごとに取得した検出値ＩＬと、閾値ＯＣ１とを比較する。閾値ＯＣ１は、降圧動作時における過電流の検出に用いられる閾値である。閾値ＯＣ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流すことができる最大の電流値Ｉｌｉｍ（以下、許容電流値とも称する）よりも低い値に設定されている。

電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ１以下である場合、過電流検出回路１０は、電力変換装置１が正常であると判断して、Ｌレベルに非活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。これに対して、検出値ＩＬが閾値ＯＣ１より大きい場合には、過電流検出回路１０は、電力変換装置１の過電流が発生したと判断して、Ｈレベルに活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。制御装置２０は、Ｈレベルのゲートブロック信号ＧＢを受けると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフ状態に固定することにより降圧動作を停止させる。

ここで、図９に示されるように、短絡故障が発生した時刻ｔよりも後のサンプリングタイミングｔｉにおいて、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ１よりも小さい場合を考える。

この場合、サンプリングタイミングｔｉでは、過電流検出回路１０はＬレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。したがって、サンプリングタイミングｔｉ以降においても降圧動作が実行されるため、電流ＩＬは式（５）に示す変化率で上昇する。その結果、サンプリングタイミングｔｉよりも後の時刻において、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまう可能性がある。

図９の例では、サンプリングタイミングｔｉの次のサンプリングタイミングｔｉ＋１では、検出値ＩＬが閾値ＯＣ１を超えている。したがって、過電流検出回路１０はＨレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。しかしながら、電流ＩＬは許容電流値Ｉｌｉｍにまで上昇しているため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が損傷するおそれがある。

このように、過電流検出回路１０のサンプリング周期Ｔｓに起因して過電流の検出に遅れが生じることに起因してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が損傷する可能性がある。このような不具合を回避するためには、過電流の検出に用いる閾値ＯＣ１を、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量を見込んで設定する必要がある。

そこで、本実施の形態１では、閾値ＯＣ１に対して第１の電流値ΔＩ１を加算した値が許容電流値Ｉｌｉｍを超えないように、閾値ＯＣ１を設定する。すなわち、次式（６）に示す関係を満足するように閾値ＯＣ１を設定する。

ＯＣ１＋ΔＩ１＜Ｉｌｉｍ …（６）
この第１の電流値ΔＩ１は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２ｏｎにおける、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量に相当する。第１の電流値ΔＩ１は、サンプリング周期Ｔｓと、期間Ｔｂにおける電流ＩＬの変化率（式（５）参照）とを用いて、式（７）で表わされる。

ΔＩ１＝Ｔｓ×Ｖ２／Ｌ …（７）
この式（７）を用いると、式（６）に示す関係は次式（８）のように変形することができる。

ＯＣ１＜Ｉｌｉｍ−Ｔｓ×Ｖ２／Ｌ …（８）
式（８）に示す関係を図９に当てはめると、サンプリングタイミングｔｉにおいて検出値ＩＬが閾値ＯＣ１を超えるため、過電流検出回路１０はＨレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力することになる。これにより、制御装置２０は電力変換装置１の降圧動作を停止させるため、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまうことを防止することができる。

ただし、過電流検出回路１０がＨレベルのゲートブロック信号ＧＢを出力してから、実際にスイッチング素子Ｑ２がオフされるまでの間には、多少なりとも時間的な遅れが発生する。この遅れ時間にはスイッチング素子Ｑ２のターンオフ時間が含まれる。

図１０は、図９と同様に、短絡故障が発生した時刻ｔよりも後のサンプリングタイミングｔｉにおいて、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ１よりも小さい場合を示している。なお、図１０では、上述したスイッチング素子Ｑ２のゲートブロックにおける遅れ時間をＴｇで表わしている。

図１０に示されるように、サンプリングタイミングｔｉ以降においても降圧動作が実行されることにより、電流ＩＬは式（５）に示す変化率で上昇する。サンプリングタイミングｔｉの次のサンプリングタイミングｔｉ＋１では、検出値ＩＬが閾値ＯＣ１を超えているため、過電流検出回路１０はＨレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。

しかしながら、実際には、サンプリングタイミングｔｉ＋１よりも遅れ時間Ｔｇだけ遅れたタイミングでスイッチング素子Ｑ２がオフされる。この遅れ時間Ｔｇの間にも電流ＩＬが上昇し続けるため、図１０中に黒丸で示されるように、スイッチング素子Ｑ２がオフされるタイミング以前に電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまう可能性がある。

このような不具合を回避するためには、上述した１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量に加えて、スイッチング素子Ｑ２のゲートブロックにおける遅れ時間Ｔｇの間の電流ＩＬの上昇量を見込んで閾値ＯＣ１を設定することが必要である。

そこで、式（６）における第１の電流値ΔＩ１を、スイッチング素子Ｑ２のオン期間Ｔ２ｏｎにおける、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量と、遅れ時間Ｔｇの間の電流のＩＬの上昇量とを合計した値とする。すなわち、第１の電流値ΔＩ１は、遅れ時間Ｔｇと、期間Ｔｂにおける電流ＩＬの変化率（式（５）参照）とを用いて、式（９）で表わされる。

ΔＩ１＝（Ｔｓ＋Ｔｇ）×Ｖ２／Ｌ …（９）
この式（９）を用いると、式（６）に示す関係は次式（１０）のように変形することができる。

ＯＣ１＜Ｉｌｉｍ−（Ｔｓ＋Ｔｇ）×Ｖ２／Ｌ …（１０）
式（１０）に示す関係を図１０に当てはめると、サンプリングタイミングｔｉにおいて検出値ＩＬが閾値ＯＣ１を超えるため、過電流検出回路１０はＨレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力することになる。これにより、サンプリングタイミングｔｉより遅れ時間Ｔｇだけ遅れたタイミングでスイッチング素子Ｑ２がオフされる。この結果、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまうことを確実に防止することができる。

（昇圧動作時の過電流検出用閾値）
次に、図１１を参照して、昇圧動作時の過電流検出に用いる閾値ＯＣ２について説明する。

昇圧動作時においても、降圧動作時と同様に、過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬに基づいて過電流を検出する。ただし、昇圧動作時には、正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２の間が電気的に短絡する短絡故障が発生した場合（図７参照）に過電流が生じる可能性がないため、短絡故障を考慮する必要がない。

図１１は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１ｏｎでの電流ＩＬを示す波形図である。オン期間Ｔ１ｏｎにおける電流ＩＬの変化率ｄＩＬ／ｄｔは式（３）で与えられる。

過電流検出回路１０は、所定のサンプリング周期Ｔｓで、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬを取得する。図１１中の「ｔｉ」はｉ番目のサンプリングタイミングを示し、「ｔｉ−１」は（ｉ−１）番目のサンプリングタイミングを示し、「ｔｉ＋１」は（ｉ＋１）番目のサンプリングタイミングを示す。図１１中の白丸は、各サンプリングタイミングでの検出値ＩＬを示している。

過電流検出回路１０は、サンプリングタイミングごとに取得した検出値ＩＬと、閾値ＯＣ２とを比較する。閾値ＯＣ２は、昇圧動作時における過電流の検出に用いられる閾値である。閾値ＯＣ２は、許容電流値Ｉｌｉｍよりも低い値に設定されている。

電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ２以下である場合、過電流検出回路１０は、電力変換装置１が正常であると判断して、Ｌレベルに非活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。これに対して、検出値ＩＬが閾値ＯＣ２より大きい場合には、過電流検出回路１０は、電力変換装置１の過電流が発生したと判断して、Ｈレベルに活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。制御装置２０は、Ｈレベルのゲートブロック信号ＧＢを受けると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフ状態に固定することにより昇圧動作を停止させる。

図１１は、サンプリングタイミングｔｉにおいて、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ２よりも小さい場合を示している。この場合、サンプリングタイミングｔｉでは、過電流検出回路１０はＬレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力するため、サンプリングタイミングｔｉ以降においても昇圧動作が実行され、電流ＩＬは式（３）に示す変化率で上昇することになる。その結果、サンプリングタイミングｔｉよりも後の時刻において、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまう可能性がある。

図１１の例では、サンプリングタイミングｔｉの次のサンプリングタイミングｔｉ＋１において電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍにまで上昇しているため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が損傷するおそれがある。したがって、過電流の検出に用いる閾値ＯＣ２を、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量を見込んで設定する必要がある。

本実施の形態１では、閾値ＯＣ２に対して第２の電流値ΔＩ２を加算した値が許容電流値Ｉｌｉｍを超えないように、閾値ＯＣ２を設定する。すなわち、次式（１１）に示す関係を満足するように閾値ＯＣ２を設定する。

ＯＣ２＋ΔＩ２＜Ｉｌｉｍ …（１１）
この第２の電流値ΔＩ２は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１ｏｎにおける、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量に相当する。第２の電流値ΔＩ２は、サンプリング周期Ｔｓと、オン期間Ｔ１ｏｎにおける電流ＩＬの変化率（式（３）参照）とを用いて、式（１２）で表わされる。

ΔＩ２＝Ｔｓ×Ｖ１／Ｌ …（１２）
この式（１２）を用いると、式（１１）に示す関係は次式（１３）のように変形することができる。

ＯＣ２＜Ｉｌｉｍ−Ｔｓ×Ｖ１／Ｌ …（１３）
式（１３）に示す関係を図１１に当てはめると、サンプリングタイミングｔｉにおいて検出値ＩＬが閾値ＯＣ２を超えるため、過電流検出回路１０はＨレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力することになる。これにより、制御装置２０は電力変換装置１の昇圧動作を停止させるため、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまうことを防止することができる。

ただし、上述したように、過電流検出回路１０がＨレベルのゲートブロック信号ＧＢを出力してから、実際にスイッチング素子Ｑ１がオフされるまでの間には、多少なりとも時間的な遅れが発生する。そのため、スイッチング素子Ｑ１のゲートブロックにおける遅れ時間Ｔｇの間にも電流ＩＬが上昇し続けるため、実際にスイッチング素子Ｑ１がオフされるタイミング以前に電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまう可能性がある。

そこで、式（１１）における第２の電流値ΔＩ２を、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ１ｏｎにおける、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量と、遅れ時間Ｔｇの間の電流のＩＬの上昇量とを合計した値とする。すなわち、第２の電流値ΔＩ２は、遅れ時間Ｔｇと、オン期間Ｔ１ｏｎにおける電流ＩＬの変化率（式（３）参照）とを用いて、式（１４）で表わされる。

ΔＩ２＝（Ｔｓ＋Ｔｇ）×Ｖ１／Ｌ …（１４）
この式（１４）を用いると、式（１３）に示す関係は次式（１５）のように変形することができる。

ＯＣ２＜Ｉｌｉｍ−（Ｔｓ＋Ｔｇ）×Ｖ１／Ｌ …（１５）
式（１５）に示す関係を図１１に当てはめると、サンプリングタイミングｔｉにおいて検出値ＩＬが閾値ＯＣ２を超えるため、過電流検出回路１０はＨレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力することになる。これにより、サンプリングタイミングｔｉより遅れ時間Ｔｇだけ遅れたタイミングでスイッチング素子Ｑ２がオフされる。この結果、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまうことを確実に防止することができる。

以上のように、この発明の実施の形態１による電力変換装置１によれば、降圧動作での電流の大きさおよび変化率に見合った閾値ＯＣ１（第１の閾値）と、昇圧動作での電流の大きさおよび変化率に見合った閾値ＯＣ２（第２の閾値）とを使い分けて、過電流が検出される。これによれば、降圧動作および昇圧動作で共通の閾値を用いて過電流を検出する従来の制御方式に比べて、過電流を速やかかつ確実に検出することができる。

また、降圧動作での閾値ＯＣ１および昇圧動作での閾値ＯＣ２をそれぞれ、過電流検出回路１０におけるサンプリング周期、およびスイッチング素子のゲートブロックにおける時間的な遅れを考慮して設定することにより、降圧動作および昇圧動作の各々において、過電流発生時のスイッチング素子の損傷を確実に防ぐことができる。

［実施の形態２］
（回路構成）
図１２は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す回路図である。

図１２を参照して、実施の形態２による電力変換装置２は、直流電源Ｂ１および直流電源Ｂ２ａ，Ｂ２ｂの間で双方向に直流電圧変換を行なう昇降圧チョッパ回路である。直流電源Ｂ２ａ，Ｂ２ｂは、たとえばリチウムイオン二次電池や電気二重層キャパシタ等で構成される。直流電源Ｂ２ａおよびＢ２ｂは電気的に直列に接続されており、直流電圧Ｖ２／２ずつを出力する。直流電源Ｂ１の直流電圧Ｖ１は「第１の直流電圧」に対応する。直流電源Ｂ２ａの直流電圧Ｖ２／２および直流電源Ｂ２ｂの直流電圧Ｖ２／２の合計値（＝Ｖ２）は「第２の直流電圧」に対応する。

電力変換装置２は、直流電源Ｂ１と直流電源Ｂ２ａ，Ｂ２ｂとの間に接続される。電力変換装置２は、正電圧端子Ｔ１，Ｔ３、負電圧端子Ｔ２，Ｔ４、中性点電圧端子Ｔ５、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｑ２ａ，Ｑ２ｂ、ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ２ａ，Ｄ２ｂ、リアクトルＬａ，Ｌｂ、電流検出器ＣＴ、過電流検出回路１０、および制御装置２０を備える。

正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２は、直流電源Ｂ１の正極端子および負極端子にそれぞれ接続される。正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２は、直流電圧Ｖ１を受ける。正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２は、「第１の正電圧端子」および「第１の負電圧端子」にそれぞれ対応する。

正電圧端子Ｔ３は、直流電源Ｂ２ａの正極端子に接続される。負電圧端子Ｔ４は、直流電源Ｂ２ｂの負極端子に接続される。中性点電圧端子Ｔ５は、直流電源Ｂ２ａおよびＢ２ｂの接続点(ノードＮ５）に接続される。正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４は、直流電圧Ｖ２を受ける。正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４は、「第２の正電圧端子」および「第２の負電圧端子」にそれぞれ対応する。中性点電圧端子Ｔ５は、「中性点電圧端子」に対応する。

スイッチング素子Ｑ２ａのコレクタは正電圧端子Ｔ３に電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ２ａのエミッタはスイッチング素子Ｑ１ａのコレクタに電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ１ａのコレクタはスイッチング素子Ｑ１ｂのエミッタに電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ１ｂのエミッタはスイッチング素子Ｑ２ｂのコレクタに電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ２ｂのエミッタは負電圧端子Ｔ４に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ１ａのエミッタとスイッチング素子Ｑ１ｂのコレクタとの接続点(ノードＮ３）は中性点電圧端子Ｔ５に電気的に接続される。

ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ２ａ，Ｄ２ｂはそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｑ２ａ，Ｑ２ｂに逆並列に接続される。

リアクトルＬａは、スイッチング素子Ｑ２ａのエミッタとスイッチング素子Ｑ１ａのコレクタとの接続点(ノードＮ２）と正電圧端子Ｔ１との間に電気的に接続される。リアクトルＬｂは、スイッチング素子Ｑ１ｂのエミッタとスイッチング素子Ｑ２ｂのコレクタとの接続点（ノードＮ４）と負電圧端子Ｔ２との間に電気的に接続される。

スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂおよびダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂは「第１のスイッチ回路」の一実施例に対応する。スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂおよびダイオードＤ２ａ，Ｄ２ｂは「第２のスイッチ回路」の一実施例に対応する。

すなわち、電力変換装置２において、第１のスイッチ回路（Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ）および第２のスイッチ回路（Ｑ２ａ，Ｑ２ｂ，Ｄ２ａ，Ｄ２ｂ）は正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４の間に電気的に接続される。リアクトルＬａ，Ｌｂは、第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路の接続点（ノードＮ２）と正電圧端子Ｔ１との間、および第１のスイッチ回路および第２のスイッチ回路の接続点（ノードＮ４）と負電圧端子Ｔ２との間にそれぞれ、電気的に接続される。

制御装置２０は、第１のスイッチ回路（スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ）のオンオフを制御することにより、直流電圧Ｖ１を昇圧して正電圧端子Ｔ３および負電圧端子Ｔ４の間に出力する昇圧動作を実行する。制御装置２０は、また、第２のスイッチ回路（スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂ）のオンオフを制御することにより、直流電圧Ｖ２を降圧して正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２の間に出力する降圧動作を実行する。

電流検出器ＣＴは、リアクトルＬｂと負電圧端子Ｔ２との間に設けられる。電流検出器ＣＴは、リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流を検出し、その検出値ＩＬを示す信号を過電流検出回路１０に出力する。電流検出器ＣＴは、リアクトルＬａと正電圧端子Ｔ１との間に設けられてもよい。

過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬに基づいて電力変換装置２の過電流を検出する。具体的には、過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが所定の閾値を超えた場合に、電力変換装置２の過電流を検出する。過電流検出回路１０は、過電流を検出すると、ゲートブロック信号ＧＢをＬレベルからＨレベルに活性化する。過電流検出回路１０は、ゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に与える。

制御装置２０は、ゲートブロック信号ＧＢがＬレベルである間は、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのオンオフを制御するための制御信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂを生成することにより、昇圧動作および降圧動作を制御する。一方、制御装置２０は、ゲートブロック信号ＧＢがＨレベルに活性化されると、電力変換装置２をゲートブロックすることにより、昇圧動作および降圧動作を停止させる。

（電力変換装置の降圧動作）
次に、電力変換装置２の動作について説明する。まず、図１３および図１４を参照して、電力変換装置２の降圧動作の一例について説明する。

降圧動作時、電力変換装置２では、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ（第１のスイッチ回路）がオフ固定されるとともに、スイッチング素子Ｑ２ａのオン期間（スイッチング素子Ｑ２ｂはオフ）と、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのオフ期間と、スイッチング素子Ｑ２ｂのオン期間（スイッチング素子Ｑ２ａはオフ）とが交互に設けられる。

図１３（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ２ａのオン期間（スイッチング素子Ｑ１ａはオフ）では、直流電源Ｂ２ａ−スイッチング素子Ｑ２ａ−リアクトルＬａ−直流電源Ｂ１−リアクトルＬｂ−ダイオードＤ１ｂを介した電流経路１０４が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積されるとともに、直流電源Ｂ１が充電される。

一方、図１３（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのオフ期間では、リアクトルＬａ−直流電源Ｂ１−リアクトルＬｂ−ダイオードＤ１ｂ−ダイオードＤ１ａを介した電流経路１０５が形成される。これにより、スイッチング素子Ｑ２ａのオン期間でリアクトルＬａ，Ｌｂに蓄えられたエネルギが直流電圧Ｂ１に供給され、直流電源Ｂ１が充電される。

また、図１３（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ２ｂのオン期間（スイッチング素子Ｑ２ａはオフ）では、直流電源Ｂ２ｂ−ダイオード１ａ−リアクトルＬａ−直流電源Ｂ１−リアクトルＬｂ−スイッチング素子Ｑ２ａを介した電流経路１０６が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積されるとともに、直流電源Ｂ１が充電される。

図１４には、図１３に示した電力変換装置２の降圧動作を説明するための波形図が示される。図１４では、リアクトルＬａの両端に印加される電圧とリアクトルＬｂの両端に印加される電圧との合計値を、電圧ＶＬとする。また、リアクトルＬａ，Ｌｂのインダクタンスの合計値をインダクタンスＬとする。

図１４を参照して、スイッチング素子Ｑ２ａのオン期間（図１３（ａ）参照）では、リアクトルに印加される電圧ＶＬは、直流電源Ｂ２ａの直流電圧Ｖ２／２と直流電圧Ｖ１との差（Ｖ２／２−Ｖ１）で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（上昇率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルのインダクタンスＬを用いて、次式（１６）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝（Ｖ２／２−Ｖ１）／Ｌ …（１６）
スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのオフ期間（図１３（ｂ）参照）では、リアクトルの電圧ＶＬは、−Ｖ１に減少する。電流ＩＬの変化率（下降率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびインダクタンスＬを用いて、次式（１７）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝−Ｖ１／Ｌ …（１７）
スイッチング素子Ｑ２ｂのオン期間（図１３（ｂ）参照）では、リアクトルに印加される電圧ＶＬは、直流電源Ｂ２ｂの直流電圧Ｖ２／２と直流電圧Ｖ１との差（Ｖ２／２−Ｖ１）で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（上昇率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルのインダクタンスＬを用いて、式（１６）で示される。

実施の形態２においても、上述した実施の形態１と同様に、降圧動作の実行中において、過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴにより検出される電流ＩＬに基づいて、電力変換装置２の過電流を検出する。具体的には、過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ１以下である場合、電力変換装置２が正常であると判断して、Ｌレベルに非活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。これに対して、検出値ＩＬが閾値ＯＣ１より大きい場合には、過電流検出回路１０は、電力変換装置２の過電流が発生したと判断して、Ｈレベルに活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。

（降圧動作時の過電流検出用閾値）
次に、図１５を参照して、降圧動作時の過電流検出に用いる閾値ＯＣ１について説明する。

図１５には、電力変換装置２において、正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２の間が電気的に短絡する短絡故障が発生した場合が示されている。この短絡故障によって、電力変換装置２には過電流が生じる可能性がある。過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬに基づいて過電流を検出する。

たとえば、スイッチング素子Ｑ２ａのオン期間中の時刻ｔにて短絡故障が発生した場合、時刻ｔ以前のオン期間である期間Ｔａでの電圧ＶＬは（Ｖ２／２−Ｖ１）であるのに対して、時刻ｔ以後のオン期間である期間Ｔｂでは、電圧ＶＬは直流電圧Ｖ２に増加する。期間Ｔｂにおける電流ＩＬの変化率ｄＩＬ／ｄｔは次式（１８）で与えられる。

ｄＩＬ／ｄｔ＝Ｖ２／Ｌ …（１８）
図１５では、サンプリングタイミングｔｉにおいて、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ１よりも小さい。そのため、サンプリングタイミングｔｉでは、過電流検出回路１０はＬレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。したがって、サンプリングタイミングｔｉ以降においても降圧動作が実行されるため、電流ＩＬは式（１８）に示す変化率で上昇することになる。その結果、サンプリングタイミングｔｉよりも後の時刻において、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまう可能性がある。

そこで、本実施の形態２では、上述した実施の形態１と同様に、閾値ＯＣ１に対して第１の電流値ΔＩ１を加算した値が許容電流値Ｉｌｉｍを超えないように、閾値ＯＣ１を設定する。すなわち、式（６）に示す関係を満足するように閾値ＯＣ１を設定する。

この第１の電流値ΔＩ１は、スイッチング素子Ｑ２ａ（またはＱ２ｂ）のオン期間における、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量に相当する。第１の電流値ΔＩ１は、サンプリング周期Ｔｓと、期間Ｔｂにおける電流ＩＬの変化率（式（１８）参照）とを用いて、次式（１９）で表わされる。

ΔＩ１＝Ｔｓ×Ｖ２／Ｌ …（１９）
この式（１９）を用いると、式（６）に示す関係は次式（２０）のように変形することができる。なお、次式（２０）に示す関係は、実施の形態１において式（８）に示した関係と同じである。

ＯＣ１＜Ｉｌｉｍ−Ｔｓ×Ｖ２／Ｌ …（２０）
さらに、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量に加えて、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｎのゲートブロックにおける遅れ時間Ｔｇの間の電流ＩＬの上昇量を見込んで閾値ＯＣ１を設定することで、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまうことを確実に防止することができる。

具体的には、式（６）における第１の電流値ΔＩ１を、スイッチング素子Ｑ２ａ（またはＱ２ｂ）のオン期間における、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量と、遅れ時間Ｔｇの間の電流のＩＬの上昇量とを合計した値とする。第１の電流値ΔＩ１は、遅れ時間Ｔｇと、期間Ｔｂにおける電流ＩＬの変化率（式（１８）参照）とを用いて、式（２１）で表わされる。

ΔＩ１＝（Ｔｓ＋Ｔｇ）×Ｖ２／Ｌ …（２１）
この式（２１）を用いると、式（６）に示す関係は次式（２２）のように変形することができる。なお、次式（２２）に示す関係は、実施の形態１において式（１０）に示した関係と同じである。

ＯＣ１＜Ｉｌｉｍ−（Ｔｓ＋Ｔｇ）×Ｖ２／Ｌ …（２２）
このように、降圧動作時の電流ＩＬの変化率ｄＩＬ／ｄｔ、過電流検出回路１０のサンプリング周期Ｔｓ、およびスイッチング素子のゲートブロックにおける遅れ時間Ｔｇを考慮して閾値ＯＣ１を設定することにより、降圧動作の実行中に発生した過電流を速やかに検出することができる。これによれば、過電流を検出して直ちに電力変換装置２をゲートブロックすることで、スイッチング素子の損傷を防ぐことができる。

なお、電力変換装置２においては、図１３に示した降圧動作に代えて、図１６に示す降圧動作が行なわれることがある。これら２つの降圧動作は、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２／２との大小関係に応じていずれか一方が実行される。具体的には、直流電圧Ｖ１が直流電圧Ｖ２／２よりも低いときには、図１３に示した降圧動作が実行される。一方、直流電圧Ｖ１が直流電圧Ｖ２／２よりも高いときには、図１６に示す降圧動作が実行される。

図１６を参照して、電力変換装置２では、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ（第１のスイッチ回路）がオフ固定されるとともに、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのオン期間と、スイッチング素子Ｑ２ａのオン期間（スイッチング素子Ｑ２ｂはオフ）と、スイッチング素子Ｑ２ｂのオン期間（スイッチング素子Ｑ２ａはオフ）とが交互に設けられる。

図１６（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのオン期間では、直流電源Ｂ２ａ−スイッチング素子Ｑ２ａ−リアクトルＬａ−直流電源Ｂ１−リアクトルＬｂ−スイッチング素子Ｑ２ｂ−直流電源Ｂ２ｂを介した電流経路１０７が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積されるとともに、直流電源Ｂ１が充電される。

一方、図１６（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ２ａのオン期間（スイッチング素子Ｑ２ｂはオフ）では、直流電源Ｂ２ａ−スイッチング素子Ｑ２ａ−リアクトルＬａ−直流電源Ｂ１−リアクトルＬｂ−ダイオードＤ１ｂを介した電流経路１０８が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積されるとともに、直流電源Ｂ１が充電される。

また、図１６（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ２ｂのオン期間（スイッチング素子Ｑ２ａはオフ）では、直流電源Ｂ２ｂ−ダイオードＤ１ａ−リアクトルＬａ−直流電源Ｂ１−リアクトルＬｂ−スイッチング素子Ｑ２ｂを介した電流経路１０９が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積されるとともに、直流電源Ｂ１が充電される。

図１７には、図１６に示した電力変換装置２の降圧動作を説明するための波形図が示される。図１７では、リアクトルＬａの両端に印加される電圧とリアクトルＬｂの両端に印加される電圧との合計値を、電圧ＶＬとする。また、リアクトルＬａ，Ｌｂのインダクタンスの合計値をインダクタンスＬとする。

図１７を参照して、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのオン期間（図１６（ａ）参照）では、リアクトルに印加される電圧ＶＬは、直流電源Ｂ２ａ，Ｂ２ｂの直流電圧の合計値Ｖ２と直流電圧Ｖ１との差（Ｖ２−Ｖ１）で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（上昇率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルのインダクタンスＬを用いて、次式（２３）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｌ …（２３）
スイッチング素子Ｑ２ａのオン期間（図１６（ｂ）参照）では、リアクトルの電圧ＶＬに印加される電圧ＶＬは、直流電源Ｂ２ａの直流電圧Ｖ２／２と直流電圧Ｖ１との差（Ｖ２／２−Ｖ１）で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（下降率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびインダクタンスＬを用いて、次式（２４）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝（Ｖ２／２−Ｖ１）／Ｌ …（２４）
スイッチング素子Ｑ２ｂのオン期間（図１６（ｃ）参照）では、リアクトルに印加される電圧ＶＬは、直流電源Ｂ２ｂの直流電圧Ｖ２／２と直流電圧Ｖ１との差（Ｖ２／２−Ｖ１）で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（下降率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルのインダクタンスＬを用いて、式（２４）で示される。

図１６に示した降圧動作時において、正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２の間が電気的に短絡する短絡故障が発生した場合、図１３に示した降圧動作時と同様に、電圧ＶＬは直流電圧Ｖ２に増加する。

過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ１以下である場合、電力変換装置２が正常であると判断して、Ｌレベルに非活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。これに対して、検出値ＩＬが閾値ＯＣ１より大きい場合には、過電流検出回路１０は、電力変換装置２の過電流が発生したと判断して、Ｈレベルに活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。

なお、閾値ＯＣ１は、式（２０）または式（２２）に示す関係を満足するように設定される。このようにすると、降圧動作の実行中に発生した過電流を速やかに検出することができるため、スイッチング素子の損傷を防ぐことができる。

（電力変換装置の昇圧動作）
次に、図１８および図１９を参照して、電力変換装置２の昇圧動作について説明する。

昇圧動作時、電力変換装置２では、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂ（第２のスイッチ回路）がオフ固定されるとともに、スイッチング素子Ｑ１ａのオン期間（スイッチング素子Ｑ１ｂはオフ）と、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂのオフ期間と、スイッチング素子Ｑ１ｂのオン期間（スイッチング素子Ｑ１ａはオフ）とが交互に設けられる。

図１８（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１ａのオン期間（スイッチング素子Ｑ１ｂはオフ）では、直流電源Ｂ１−リアクトルＬａ−スイッチング素子Ｑ１ａ−直流電源Ｂ２ｂ−ダイオードＤ２ｂ−リアクトルＬｂを介した電流経路１１０が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積されるとともに、直流電源Ｂ２ｂが充電される。

一方、図１８（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂのオフ期間では、直流電源Ｂ１−リアクトルＬａ−ダイオードＤ２ａ−直流電源Ｂ２ａ−直流電源Ｂ２ｂ−ダイオードＤ２ｂ−リアクトルＬｂ−ダイオードＤ１ａを介した電流経路１１１が形成される。これにより、スイッチング素子Ｑ１ａのオン期間でリアクトルＬａ，Ｌｂに蓄えられたエネルギが直流電圧Ｂ２ａ，Ｂ２ｂに供給され、直流電源Ｂ２ａ，Ｂ２ｂが充電される。

また、図１８（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１ｂのオン期間（スイッチング素子Ｑ１ａはオフ）では、直流電源Ｂ１−リアクトルＬａ−ダイオードＤ１ａ−直流電源Ｂ２ａ−スイッチング素子Ｑ１ｂ−リアクトルＬｂを介した電流経路１１２が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積されるとともに、直流電源Ｂ２ａが充電される。

図１９には、図１８に示した電力変換装置２の昇圧動作を説明するための波形図が示される。図１９では、リアクトルＬａの両端に印加される電圧とリアクトルＬｂの両端に印加される電圧との合計値を、電圧ＶＬとする。また、リアクトルＬａ，Ｌｂのインダクタンスの合計値をインダクタンスＬとする。

図１９を参照して、スイッチング素子Ｑ１ａのオン期間（図１８（ａ）参照）では、リアクトルに印加される電圧ＶＬは、直流電圧Ｖ１と直流電源Ｂ２ｂの直流電圧Ｖ２／２との差（Ｖ１−Ｖ２／２）で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（上昇率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルのインダクタンスＬを用いて、次式（２５）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝（Ｖ１−Ｖ２／２）／Ｌ …（２５）
スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂのオフ期間（図１８（ｂ）参照）では、リアクトルの電圧ＶＬは、Ｖ１−Ｖ２に減少する。電流ＩＬの変化率（下降率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびインダクタンスＬを用いて、次式（２６）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝Ｖ１−Ｖ２／Ｌ …（２６）
スイッチング素子Ｑ１ｂのオン期間（図１８（ｃ）参照）では、リアクトルに印加される電圧ＶＬは、直流電圧Ｖ１と直流電源Ｂ２ａの直流電圧Ｖ２／２との差（Ｖ１−Ｖ２／２）で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（上昇率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルのインダクタンスＬを用いて、式（２５）で示される。

昇圧動作の実行中において、過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴにより検出される電流ＩＬに基づいて、電力変換装置２の過電流を検出する。具体的には、過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ２以下である場合、電力変換装置２が正常であると判断して、Ｌレベルに非活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。これに対して、検出値ＩＬが閾値ＯＣ２より大きい場合には、過電流検出回路１０は、電力変換装置２の過電流が発生したと判断して、Ｈレベルに活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。

（昇圧動作時の過電流検出用閾値）
次に、図２０を参照して、昇圧動作時の過電流検出に用いる閾値ＯＣ２について説明する。

図２０には、電力変換装置２において、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂが同時にオンされる場合（すなわち、ノードＮ２とノードＮ４との間が電気的に短絡している場合）が示されている。この場合、電力変換装置２に過電流が生じる可能性がある。過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬに基づいて過電流を検出する。

スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂが同時にオンされる期間において、電圧ＶＬは直流電圧Ｖ１に増加する。この期間における電流ＩＬの変化率ｄＩＬ／ｄｔは次式（２７）で与えられる。

ｄＩＬ／ｄｔ＝Ｖ１／Ｌ …（２７）
図２０では、サンプリングタイミングｔｉにおいて、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ２よりも小さい。そのため、サンプリングタイミングｔｉでは、過電流検出回路１０はＬレベルのゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。したがって、サンプリングタイミングｔｉ以降においても昇圧動作が実行されるため、電流ＩＬは式（２７）に示す変化率で上昇する。その結果、サンプリングタイミングｔｉよりも後の時刻において、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまう可能性がある。

そこで、本実施の形態２では、閾値ＯＣ２に対して第２の電流値ΔＩ２を加算した値が許容電流値Ｉｌｉｍを超えないように、閾値ＯＣ２を設定する。すなわち、式（１１）に示す関係を満足するように閾値ＯＣ２を設定する。

この第２の電流値ΔＩ２は、スイッチング素子Ｑ１ａおよびＱ１ｂのオン期間における、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量に相当する。第２の電流値ΔＩ２は、サンプリング周期Ｔｓと、スイッチング素子Ｑ１ａおよびＱ１ｂのオン期間における電流ＩＬの変化率（式（２７）参照）とを用いて、次式（２８）で表わされる。

ΔＩ２＝Ｔｓ×Ｖ１／Ｌ …（２８）
この式（２８）を用いると、式（１１）に示す関係は次式（２９）のように変形することができる。なお、次式（２９）に示す関係は、実施の形態１において式（１３）に示した関係と同じである。

ＯＣ２＜Ｉｌｉｍ−Ｔｓ×Ｖ１／Ｌ …（２９）
さらに、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量に加えて、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂのゲートブロックにおける遅れ時間Ｔｇの間の電流ＩＬの上昇量を見込んで閾値ＯＣ２を設定することで、電流ＩＬが許容電流値Ｉｌｉｍに達してしまうことを確実に防止することができる。

具体的には、式（１１）における第２の電流値ΔＩ２を、スイッチング素子Ｑ１ａおよびＱ１ｂのオン期間における、１サンプリング周期Ｔｓの間の電流ＩＬの上昇量と、遅れ時間Ｔｇの間の電流のＩＬの上昇量とを合計した値とする。第２の電流値ΔＩ２は、遅れ時間Ｔｇと、スイッチング素子Ｑ１およびＱ１ｂのオン期間における電流ＩＬの変化率（式（２８）参照）とを用いて、式（３０）で表わされる。

ΔＩ２＝（Ｔｓ＋Ｔｇ）×Ｖ１／Ｌ …（３０）
この式（３０）を用いると、式（１３）に示す関係は次式（３１）のように変形することができる。なお、次式（３１）に示す関係は、実施の形態１において式（１５）に示した関係と同じである。

ＯＣ２＜Ｉｌｉｍ−（Ｔｓ＋Ｔｇ）×Ｖ１／Ｌ …（３１）
このように、昇圧動作時の電流ＩＬの変化率ｄＩＬ／ｄｔ、過電流検出回路１０のサンプリング周期、およびスイッチング素子のゲートブロックにおける遅れ時間を考慮して閾値ＯＣ２を設定することにより、昇圧動作の実行中に生じた過電流を速やかに検出することができる。これによれば、過電流を検出して直ちに電力変換装置２をゲートブロックすることで、スイッチング素子の損傷を防ぐことができる。

なお、電力変換装置２においては、図１８に示した昇圧動作に代えて、図２１に示す昇圧動作が行なわれることがある。これら２つの昇圧動作は、直流電圧Ｖ１と直流電圧Ｖ２／２との大小関係に応じていずれか一方が実行される。具体的には、直流電圧Ｖ１が直流電圧Ｖ２／２よりも高いときには、図１８に示した昇圧動作が実行される。一方、直流電圧Ｖ１が直流電圧Ｖ２／２よりも低いときには、図２１に示す昇圧動作が実行される。

図２１を参照して、電力変換装置２では、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂ（第２のスイッチ回路）がオフ固定されるとともに、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂのオン期間と、スイッチング素子Ｑ１ａのオン期間（スイッチング素子Ｑ１ｂはオフ）と、スイッチング素子Ｑ１ｂのオン期間（スイッチング素子Ｑ１ａはオフ）とが交互に設けられる。

図２１（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂのオン期間では、直流電源Ｂ１−リアクトルＬａ−スイッチング素子Ｑ１ａ−スイッチング素子Ｑ１ｂ−リアクトルＬｂを介した電流経路１１３が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積される。

一方、図２１（ｂ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１ａのオン期間（スイッチング素子Ｑ１ｂはオフ）では、直流電源Ｂ１−リアクトルＬａ−スイッチング素子Ｑ１ａ−直流電源Ｂ２ｂ−ダイオードＤ２ｂ−リアクトルＬｂを介した電流経路１１４が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積されるとともに、直流電源Ｂ２ｂが充電される。

また、図２１（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１ｂのオン期間（スイッチング素子Ｑ１ａはオフ）では、直流電源Ｂ１−リアクトルＬａ−ダイオードＤ２ａ−直流電源Ｂ２ａ−スイッチング素子Ｑ１ｂ−リアクトルＬｂを介した電流経路１１５が形成される。これにより、リアクトルＬａ，Ｌｂにエネルギが蓄積されるとともに、直流電源Ｂ２ａが充電される。

図２２には、図２１に示した電力変換装置２の昇圧動作を説明するための波形図が示される。図２２では、リアクトルＬａの両端に印加される電圧とリアクトルＬｂの両端に印加される電圧との合計値を、電圧ＶＬとする。また、リアクトルＬａ，Ｌｂのインダクタンスの合計値をインダクタンスＬとする。

図２２を参照して、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂのオン期間（図２１（ａ）参照）では、リアクトルに印加される電圧ＶＬは直流電圧Ｖ１で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（上昇率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルのインダクタンスＬを用いて、次式（３２）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝Ｖ１／Ｌ …（３２）
スイッチング素子Ｑ１ａのオン期間（図２１（ｂ）参照）では、リアクトルの電圧ＶＬに印加される電圧ＶＬは、直流電圧Ｖ１と直流電源Ｂ２ａの直流電圧Ｖ２／２との差（Ｖ１−Ｖ２／２）で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（下降率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびインダクタンスＬを用いて、次式（３３）で示される。

ｄＩＬ／ｄｔ＝（Ｖ１−Ｖ２／２）／Ｌ …（３３）
スイッチング素子Ｑ１ｂのオン期間（図２１（ｃ）参照）では、リアクトルに印加される電圧ＶＬは、直流電圧Ｖ１と直流電源Ｂ２ｂの直流電圧Ｖ２／２との差（Ｖ１−Ｖ２／２）で与えられる。リアクトルＬａ，Ｌｂに流れる電流ＩＬの変化率（下降率）ｄＩＬ／ｄｔは、電圧ＶＬおよびリアクトルのインダクタンスＬを用いて、式（３３）で示される。

図２１に示した昇圧動作時において、正電圧端子Ｔ１および負電圧端子Ｔ２の間が電気的に短絡する短絡故障が発生した場合、図１８に示した昇圧動作時と同様に、電圧ＶＬは直流電圧Ｖ１に増加する。

過電流検出回路１０は、電流検出器ＣＴの検出値ＩＬが閾値ＯＣ２以下である場合、電力変換装置２が正常であると判断して、Ｌレベルに非活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。これに対して、検出値ＩＬが閾値ＯＣ２より大きい場合には、過電流検出回路１０は、電力変換装置２の過電流が発生したと判断して、Ｈレベルに活性化されたゲートブロック信号ＧＢを制御装置２０に出力する。

なお、閾値ＯＣ２は、式（２９）または式（３１）に示す関係を満足するように設定される。このようにすると、昇圧動作の実行中に発生した過電流を速やかに検出することができるため、スイッチング素子の損傷を防ぐことができる。

なお、本実施の形態１，２では、２つの直流電源Ｂ１，Ｂ２（Ｂ２ａおよびＢ２ｂ）の間で双方向に直流電圧変換を行なう例を説明したが、直流電源と負荷との間で双方向に直流電圧変換を行なう電力変換装置においても、本発明を適用することができる。この場合、負荷は、直流電圧Ｖ２によって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。

今回開示された実施の形態がすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，２ 電力変換装置、１０ 過電流検出回路、１２ 絶対値検出回路、１４ 比較器、１６ 判定部、１８ 切替回路、２０ 制御装置、Ｂ１，Ｂ２，Ｂ２ａ，Ｂ２ｂ 直流電源、Ｌ１，Ｌａ，Ｌｂ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ，Ｑ２ａ，Ｑ２ｂ スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ２ａ，Ｄ２ｂ ダイオード、ＣＴ 電流検出器、Ｔ１，Ｔ３ 正電圧端子、Ｔ２，Ｔ４ 負電圧端子、Ｔ５ 中性点電圧端子。

Claims (16)

1. 第１の直流電圧と第２の直流電圧との間で双方向に直流電圧変換を実行する電力変換装置であって、
   前記第１の直流電圧を受ける第１の正電圧端子および第１の負電圧端子と、
   前記第２の直流電圧を受ける第２の正電圧端子および第２の負電圧端子と、
   前記第１の正電圧端子および前記第１の負電圧端子の間に電気的に接続される第１のスイッチ回路と、
   前記第２の正電圧端子および前記第２の負電圧端子の間に、前記第１のスイッチ回路と電気的に直列に接続される第２のスイッチ回路と、
   前記第１および第２のスイッチ回路の接続点と前記第１の正電圧端子および前記第１の負電圧端子の少なくとも一方との間に電気的に接続されるリアクトルと、
   前記直流電圧変換を制御する制御装置と、
   前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器の検出値に基づいて前記電力変換装置の過電流を検出するように構成された過電流検出回路とを備え、
   前記制御装置は、前記第１のスイッチ回路のオンオフを制御することにより前記第１の直流電圧を昇圧して前記第２の正電圧端子および前記第２の負電圧端子の間に出力する昇圧動作と、前記第２のスイッチ回路のオンオフを制御することにより前記第２の直流電圧を降圧して前記第１の正電圧端子および前記第１の負電圧端子の間に出力する降圧動作とを実行するように構成され、
   前記過電流検出回路は、前記降圧動作時には、前記電流検出器の検出値が第１の閾値を超えたときに過電流を検出し、かつ、前記昇圧動作時には、前記電流検出器の検出値が前記第１の閾値とは異なる第２の閾値を超えたときに過電流を検出する、電力変換装置。
2. 前記第１のスイッチ回路は、第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子に逆並列に接続される第１のダイオードとを含み、
   前記第２のスイッチ回路は、第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続される第２のダイオードとを含み、
   前記制御装置は、前記降圧動作時には、前記第１のスイッチング素子をオフ固定するとともに、前記第２のスイッチング素子をオンオフするように構成され、
   前記過電流検出回路は、所定のサンプリング周期で、前記電流検出器の検出値をサンプリングするように構成され、
   前記過電流検出回路は、前記第２のスイッチング素子のオン期間において、前記第１の閾値に対して第１の電流値を加算した値が、前記第１および第２のスイッチング素子の許容電流値を超えないように、前記第１の閾値を設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１の電流値は、前記第２のスイッチング素子のオン期間において、１サンプリング周期の間に前記リアクトルに流れる電流の上昇量を含む、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記過電流検出回路は、過電流を検出したときに、前記第１および第２のスイッチング素子のゲートブロック信号を出力するように構成され、
   前記第１の電流値は、前記第２のスイッチング素子のオン期間において、前記ゲートブロック信号が出力されてから前記第２のスイッチング素子がオフするまでの間に前記リアクトルに流れる電流の上昇量をさらに含む、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記第２のスイッチング素子のオン期間において前記リアクトルに流れる電流は、前記第１の正電圧端子と前記第１の負電圧端子とが電気的に短絡した状態で前記リアクトルに流れる電流である、請求項３または４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御装置は、前記昇圧動作時には、前記第２のスイッチング素子をオフ固定するとともに、前記第１のスイッチング素子をオンオフするように構成され、
   前記過電流検出回路は、前記第１のスイッチング素子のオン期間において、前記第２の閾値に対して第２の電流値を加算した値が前記許容電流値を超えないように、前記第２の閾値を設定する、請求項２に記載の電力変換装置。
7. 前記第２の電流値は、前記第１のスイッチング素子のオン期間において、１サンプリング周期の間に前記リアクトルに流れる電流の上昇量を含む、請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記過電流検出回路は、過電流を検出したときに、前記第１および第２のスイッチング素子のゲートブロック信号を出力するように構成され、
   前記第２の電流値は、前記第１のスイッチング素子のオン期間において、前記ゲートブロック信号が出力されてから前記第１のスイッチング素子がオフするまでの間に前記リアクトルに流れる電流の上昇量をさらに含む、請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記第２の直流電圧の中性点電圧を受ける中性点電圧端子をさらに備え、
   前記第１のスイッチ回路は、
   電気的に直列に接続される第１および第２のスイッチング素子と、
   前記第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１および第２のダイオードとを含み、
   前記第２のスイッチ回路は、
   前記第２の正電圧端子と前記第１のスイッチング素子との間に接続される第３のスイッチング素子と、
   前記第２の負電圧端子と前記第２のスイッチング素子との間に接続される第４のスイッチング素子と、
   前記第３および第４のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される第３および第４のダイオードとを含み、
   前記リアクトルは、前記第１および第３のスイッチング素子の接続点と前記第１の正電圧端子との間、および、前記第２および第４のスイッチング素子の接続点と前記第１の負電圧端子との間にそれぞれ接続され、
   前記第１および第２のスイッチング素子の接続点は前記中性点電圧端子に電気的に接続され、
   前記制御装置は、前記降圧動作時には、前記第１および第２のスイッチング素子をオフ固定するとともに、前記第３および第４のスイッチング素子を相補的にオンオフするように構成され、
   前記過電流検出回路は、所定のサンプリング周期で、前記電流検出器の検出値をサンプリングするように構成され、
   前記過電流検出回路は、前記第３または第４のスイッチング素子のオン期間において、前記検出値に対して第３の電流値を加算した値が許容値を超えないように、前記第１の閾値を設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
10. 前記第３の電流値は、前記第３または第４のスイッチング素子のオン期間において、１サンプリング周期の間に前記リアクトルに流れる電流の上昇量を含む、請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記過電流検出回路は、過電流を検出したときに、前記第１から第４のスイッチング素子のゲートブロック信号を出力するように構成され、
    前記第３の電流値は、前記第３または第４のスイッチング素子のオン期間において、前記ゲートブロック信号が出力されてから前記第３および第４のスイッチング素子がオフするまでの間に前記リアクトルに流れる電流の上昇量をさらに含む、請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 前記第３または第４のスイッチング素子のオン期間において前記リアクトルに流れる電流は、前記第１の正電圧端子と前記第１の負電圧端子とが電気的に短絡した状態で前記リアクトルに流れる電流である、請求項１０または１１に記載の電力変換装置。
13. 前記制御装置は、前記昇圧動作時には、前記第３および第４のスイッチング素子をオフ固定するとともに、前記第１および第２のスイッチング素子を相補的にオンオフするように構成され、
    前記過電流検出回路は、前記第１または第２のスイッチング素子のオン期間において、前記検出値に対して第４の電流値を加算した値が許容値を超えないように、前記第２の閾値を設定する、請求項９に記載の電力変換装置。
14. 前記第４の電流値は、前記第１または第２のスイッチング素子のオン期間において、１サンプリング周期の間に前記リアクトルに流れる電流の上昇量を含む、請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記過電流検出回路は、過電流を検出したときに、前記第１から第４のスイッチング素子のゲートブロック信号を出力するように構成され、
    前記第４の電流値は、前記第１または第２のスイッチング素子のオン期間において、前記ゲートブロック信号が出力されてから前記第１および第２のスイッチング素子がオフするまでの間に前記リアクトルに流れる電流の上昇量をさらに含む、請求項１４に記載の電力変換装置。
16. 前記第１または第２のスイッチング素子のオン期間において前記リアクトルに流れる電流は、前記第１および第２のスイッチング素子がオンした状態で前記リアクトルに流れる電流である、請求項１４または１５に記載の電力変換装置。
    

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