JP2017228894A - プログラマブル分周器,pllシンセサイザおよびレーダ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】温度変動,電圧変動およびプロセスばらつき等に関わらず、安定した動作を実現することができるプログラマブル分周器,PLLシンセサイザおよびレーダ装置の提供を図る。【解決手段】モジュラス分周器51と、前記モジュラス分周器からの出力信号foutをカウントして分周信号Fo,RSTを出力するパルスカウンタ52と、前記モジュラス分周器からの前記出力信号をカウントし、前記パルスカウンタからの前記分周信号に基づいてリセットするスワロカウンタ53と、を含み、前記スワロカウンタからの出力信号DMPに基づいて、前記モジュラス分周器を制御するパルススワロ型のプログラマブル分周器5であって、前記スワロカウンタの出力端子53oと前記モジュラス分周器の制御端子51cの間に設けられ、前記スワロカウンタからの前記出力信号を遅延して、前記モジュラス分周器を制御する制御信号DMP'を生成する制御信号遅延回路54を有する。【選択図】図7
Description
本発明は、プログラマブル分周器,PLLシンセサイザおよびレーダ装置に関する。
従来、プログラマブル分周器は、例えば、ミリ波信号を扱うレーダ装置や無線通信機のPLL(Phase Locked Loop)回路(PLLシンセサイザ)に適用され、ミリ波信号の信号源として利用されている。このようなプログラマブル分周器は、正確なミリ波信号を生成するために、例えば、レーダ装置等が使用される温度環境の変化(温度変動),電源電圧の変化(電圧変動)および半導体のプロセスばらつき等によらず、ロバストな動作が求められる。
すなわち、温度変動,電圧変動およびプロセスばらつき等により、プログラマブル分周器の動作が変動すると、例えば、信号源の誤動作が生じて無線システムの機能そのものが喪失する虞れもある。そのため、プログラマブル分周器には、温度変動,電圧変動およびプロセスばらつき等に関わらず、安定した動作が求められている。
ところで、従来、例えば、デュアルモジュラス分周器,パルスカウンタおよびスワロカウンタを有するパルススワロ型プログラマブル分周器としては、様々なものが提案されている。
上述したように、デュアルモジュラス分周器,パルスカウンタおよびスワロカウンタを有するパルススワロ型プログラマブル分周器としては、様々なものが提案されている。しかしながら、例えば、温度変動や電圧変動、または、プロセスバラつき等によって、パルスカウンタおよびスワロカウンタにおける伝搬遅延時間が変化するため、正常に論理を拾うタイミングが設計に対してずれる虞がある。
特に、パルススワロ型プログラマブル分周器を高速動作させたい場合、パルスカウンタおよびスワロカウンタにおける遅延変動が相対的に大きくなる。そのため、例えば、変動に対して十分な余裕を取るために、動作速度を落として使用し、或いは、複雑な回路構成を適用している。
すなわち、例えば、ミリ波信号を生成するために使用されるプログラマブル分周器として、複雑な回路構成を適用することなく、温度変動,電圧変動およびプロセスばらつき等に関わらず安定動作が可能なものは実用化に至っていないのが現状である。
一実施形態によれば、モジュラス分周器と、パルスカウンタと、スワロカウンタと、を含み、前記スワロカウンタからの信号に基づいて、前記モジュラス分周器を制御するパルススワロ型のプログラマブル分周器が提供される。
前記パルスカウンタは、前記モジュラス分周器からの出力信号をカウントして分周信号を出力し、前記スワロカウンタは、前記モジュラス分周器からの前記出力信号をカウントし、前記パルスカウンタからの前記分周信号に基づいてリセットする。
さらに、前記スワロカウンタの出力端子と前記モジュラス分周器の制御端子の間に設けられ、前記スワロカウンタからの信号を遅延して、前記モジュラス分周器を制御する制御信号を生成する制御信号遅延回路を有する。
開示のプログラマブル分周器,PLLシンセサイザおよびレーダ装置は、温度変動,電圧変動およびプロセスばらつき等に関わらず、安定した動作を実現することができるという効果を奏する。
まず、本実施例に係るプログラマブル分周器,PLLシンセサイザおよびレーダ装置を詳述する前に、図1〜図6を参照して、PLLシンセサイザおよびプログラマブル分周器の一例、並びに、プログラマブル分周器における課題を説明する。
図1は、PLLシンセサイザの一例を示すブロック図である。図1に示されるように、PLLシンセサイザ100は、例えば、水晶発振器(信号源)101,位相比較器102,ローパスフィルタ(LPF)103,電圧制御発振器(VCO:Voltage-controlled oscillator)104およびプログラマブル分周器105を含む。
水晶発振器101は、例えば、100MHzの周波数の基準信号frを発生し、位相比較器102は、水晶発振器101からの基準信号frおよびプログラマブル分周器105の出力(分周信号Fo)を受け取って位相比較する。位相比較器102の出力は、LPF103を介して、VCO104に入力される。
すなわち、LPF103は、位相比較器102の出力における低周波成分を通過させて高周波成分を抑制し、VCO104は、LPF103の出力(電圧信号)に基づいて、例えば、80GHzの信号を発生し、出力信号foとして出力する。なお、VCO104からの出力信号foは、プログラマブル分周器105に対して入力信号finとして与えられる。
プログラマブル分周器105は、例えば、分周比Pを制御して、出力分周数を変化させる。具体的に、プログラマブル分周器105の入力信号fin(fo)が80GHzで水晶発振器101が100MHzの信号を発生する場合、分周比Pは、800程度となる。ここで、分周器(プログラマブル分周器105)はカウンタであり、入力信号finのパルス数をカウントし、例えば、800回に1回だけパルス(Fo)を出力する。
すなわち、80GHzの発振器(VCO)104の出力周波数foは、プログラマブル分周器105の分周比Pと、基準信号frの周波数の積(fo=P×fr)となり、分周比Pを制御することにより、出力信号foの周波数を変化させることができる。
図2は、プログラマブル分周器の一例を示すブロック図であり、高速プログラマブル分周器を実現する回路方式として広く利用されているパルススワロ型プログラマブル分周器を示すものである。図2に示されるように、パルススワロ型プログラマブル分周器105は、デュアルモジュラス分周器151,パルスカウンタ152およびスワロカウンタ153を含む。なお、パルスカウンタ152およびスワロカウンタ153は、複雑なデジタル制御カウンタとなっている。
デュアルモジュラス分周器151は、2つの分周比DとD+1に切り替えることができ、その制御信号(DMP)はスワロカウンタ153から受け取る。パルスカウンタ152およびスワロカウンタ153は、デュアルモジュラス分周器151の出力信号(fout)を入力信号とし、それぞれパルス数(Np,Ns)をカウントする。なお、これらのカウント数NpおよびNsは、外部から制御される。
パルスカウンタ152は、Npカウントを常に繰り返し、カウントが終了するとHigh(高レベル)のパルスを出力し、その後、直ちに次のカウントを開始する。つまり、パルスカウンタ152は、1/Npの分周回路として動作する。
一方、スワロカウンタ153は、パルスカウンタ152からの出力(分周信号Fo)をリセット信号(RST)として使用し、高レベルパルスが入力されると、カウントを開始する。また、スワロカウンタ153は、カウントを開始した後のNsカウント分はHighを出力し、カウントが終わるとLow(低レベル)に立ち下がり、パルスカウンタからのリセット待ちの状態になる。
すなわち、デュアルモジュラス分周器151の状態としては、Nsカウントの間はD+1分周の状態になり、Np−Nsカウントの間はD分周の状態になる。以上の動作によって、このプログラマブル分周器105全体の分周比は、次のように表すことができる。
P=D×(Np−Ns)+(D+1)×Ns=D×Np+Ns
P=D×(Np−Ns)+(D+1)×Ns=D×Np+Ns
例えば、D=4,Ns=0〜3,Np=16〜31といったパルススワロ型プログラマブル分周器105では、外部から与えるはNsおよびNpを、Ns=1,Np=20と制御すると、分周比P=4×20+1=81の分周器として動作することになる。実際の適用において、例えば、入力信号fin=10.1GHz,D=4,Np=25,Ns=1のとき、分周比P=101で、分周信号Fo=100MHzになる。
このように、図2に示すパルススワロ型プログラマブル分周器105は、初段のデュアルモジュラス分周器151は、高速動作が可能なシンプルな2モード切り替え回路となっている。また、後段のパルスカウンタ152およびスワロカウンタ153は、複雑な回路でプログラマブル制御されるようになっている。
図3は、図2に示すプログラマブル分周器におけるデュアルモジュラス分周器の動作の一例を説明するための図であり、図3(a)は、4または5分周のデュアルモジュラス分周器151を示し、図3(b)は、その動作を説明するためのタイミング図を示す。
前述したように、パルスカウンタ152およびスワロカウンタ153は協調動作する。そして、図3(a)に示されるように、デュアルモジュラス分周器151は、協調動作するパルスカウンタ152およびスワロカウンタ153により生成された制御信号DMPに基づいて制御される。
ここで、デュアルモジュラス分周器151は、制御信号DMPの論理を拾うタイミングが限定されている。すなわち、図3(b)に示されるように、そのタイミングでDMPのパルス波形PS11がHighなら、次の出力信号foutは5分周、また、そのタイミングでDMPのパルス波形PS11がLowなら、次の出力信号foutは4分周といった動作を行う。このように、デュアルモジュラス分周器151は、制御信号DMPの論理値(LowまたはHigh)に基づいて、4カウントか5カウントかを決めるようになっている。
図4は、図3に示すデュアルモジュラス分周器における誤動作の一例を説明するための図であり、図4(a)は、プログラマブル分周器105における回路遅延を示し、図4(b)は、デュアルモジュラス分周器151の誤動作を説明するためのタイミング図を示す。
後段のパルスカウンタ152およびスワロカウンタ153は、例えば、回路規模が大きく、複雑な回路となっているため、動作遅延が大きい。すなわち、図4(a)に示されるように、デュアルモジュラス分周器151が出力信号foutを出力してから制御信号DMPを受け取るまでの時間は、パルスカウンタ152およびスワロカウンタ153による動作遅延の影響を受けることになる。
また、パルスカウンタ152およびスワロカウンタ153による動作遅延は、例えば、温度変動および電圧変動、或いは、プロセスバラつき等によって大きく変化する。すなわち、パルスカウンタ152およびスワロカウンタ153では、絶対的な遅延が大きいため、動作遅延の変動も大きくなる。
具体的に、図4(b)に示されるように、デュアルモジュラス分周器151は、例えば、制御信号DMPの論理値(LowまたはHigh)に応じて、入力信号finを4カウント(D)または5カウント(D+1)する出力信号foutを変化させる。このとき、制御信号DMPのパルス波形PS11が、パルスカウンタ152およびスワロカウンタ153による動作遅延の変動で、パルス波形PS12へ変化(遅延)すると、本来の5分周が4分周となって、デュアルモジュラス分周器151が誤動作してしまう。
図5は、図2に示すプログラマブル分周器におけるスワロカウンタの動作の一例を説明するための図であり、図5(a)は、スワロカウンタ153を示し、図5(b)は、その動作を説明するためのタイミング図を示す。
図5(a)に示されるように、スワロカウンタ153は、デュアルモジュラス分周器151の出力信号fout(スワロカウンタ153の入力信号)をカウントし、カウントしている間は出力信号(制御信号DMP)をHighとし、カウントが終わるとLowとする。また、スワロカウンタ153は、パルスカウンタ152からのリセット信号RSTがHighになってから、foutの最初の立ち上がりエッジでカウントを開始する。なお、カウント数Nsは、例えば、外部のデジタル制御回路(デジタル制御)からデジタル値が入力され、図5(b)は、Ns=3の場合を示している。
図6は、図5に示すスワロカウンタにおける誤動作の一例を説明するための図である。まず、スワロカウンタ153の入力信号は、デュアルモジュラス分周器151の出力信号foutであるため、周期(パルス幅)が変化している。具体的に、信号foutのパルス幅がPW10で長くなると、例えば、同じリセット信号RSTに対しても、前段のデュアルモジュラス分周器151の分周状態によって、リセット信号RSTを取り込むタイミングが変化する。そのため、スワロカウンタ153の出力信号(制御信号DMP)が変化することになる。
このように、図2に示すプログラマブル分周器105では、例えば、パルスカウンタ152およびスワロカウンタ153が大規模な回路であるため、制御信号DMPの生成が遅れて誤動作を生じる虞がある。また、プログラマブル分周器105は、温度変動および電圧変動、或いは、プロセスバラつき等によって動作遅延が変化するため、様々な変動およびばらつきに対して正常な動作を行わせるのが困難になっている。また、高速動作を求めるほど信号周期が短くなるため、正常動作が可能な許容レンジは、ますます狭くなってしまう。
以下、プログラマブル分周器,PLLシンセサイザおよびレーダ装置の実施例を、添付図面を参照して詳述する。図7は、本実施例に係るプログラマブル分周器の一例を示すブロック図であり、パルススワロ型プログラマブル分周器を示すものである。
図7に示されるように、パルススワロ型プログラマブル分周器5は、デュアルモジュラス分周器51,パルスカウンタ52,パルス幅可変スワロカウンタ53,制御信号遅延回路54およびリセット信号遅延回路55を含む。ここで、デュアルモジュラス分周器51およびパルスカウンタ52は、前述した図2におけるデュアルモジュラス分周器151およびパルスカウンタ152に対応する。
制御信号遅延回路54は、パルス幅可変スワロカウンタ(スワロカウンタ)53から出力される制御信号DMPを受け取って遅延し、遅延された制御信号DMP'を、デュアルモジュラス分周器51に出力する。また、リセット信号遅延回路55は、パルスカウンタ52から出力される信号RST(分周信号Fo)を受け取って遅延し、遅延されたリセット信号RST'を、スワロカウンタ53に出力する。
すなわち、制御信号遅延回路54およびリセット信号遅延回路55は、両方とも入力された信号の絶対的な遅延量を調整し、デュアルモジュラス分周器51の動作を補償する役目を持つ。また、リセット信号遅延回路55は、スワロカウンタ53の動作を補償する役目も併せ持っている。つまり、スワロカウンタ53の入力信号foutのパルスエッジと、パルスカウンタ52から出力される信号(分周信号)RSTのパルスエッジが揃った場合に、動作が不安定になる虞があるため、それを避ける効果も併せ持っている。なお、スワロカウンタ53の入力信号は、デュアルモジュラス分周器51の出力信号foutである。
また、スワロカウンタ(パルス幅可変スワロカウンタ)53は、例えば、HighおよびLowの一方の論理だけが正常に拾えない場合において、パルス幅(デューティ比)を調整することで、正常な動作を可能とすることができる。なお、スワロカウンタ53に関しては、図9および図12を参照して、後に詳述する。
図8は、図7に示すプログラマブル分周器の動作の一例を説明するための図である。図8に示されるように、デュアルモジュラス分周器51に与えられる制御信号DMP'には、制御信号遅延回路54(リセット信号遅延回路55)による可変ディレイの要素と、パルス幅可変スワロカウンタ53によるパルス幅可変の要素が含まれる。
まず、図7に示されるように、制御信号遅延回路54は、スワロカウンタ53の出力端子53oとデュアルモジュラス分周器51の制御端子51cの間に設けられ、スワロカウンタ53の出力信号DMPに対して可変ディレイを与え、制御信号DMP'を生成する。
すなわち、デュアルモジュラス分周器51を制御する制御信号DMP'は、スワロカウンタ53からの信号DMPに対して、制御信号遅延回路54による可変ディレイが与えられた信号となっている。これにより、図8に示されるように、デュアルモジュラス分周器51の制御信号DMP'の遅延が可変制御される。
また、リセット信号遅延回路55は、パルスカウンタ52の出力端子52oとスワロカウンタ53のリセット端子53rの間に設けられ、パルスカウンタ52から出力される信号(分周信号)RSTに対して可変ディレイを与えるように制御する。
そして、スワロカウンタ(パルス幅可変スワロカウンタ)53は、出力信号DMP(制御信号DMP')におけるパルス幅(デューティ比)を制御する。これにより、図8に示されるように、スワロカウンタ53から出力される信号DMP(DMP')のパルス幅が可変制御される。このスワロカウンタ53による制御信号DMP'のパルス幅の可変制御(デューティ比の調整)は、例えば、High論理またはLow論理のどちらか一方に対してのみ、データの取りこぼしが発生しやすい場合に有効なものである。
図9は、図7に示すプログラマブル分周器による効果を説明するための図であり、上述したパルス幅の可変制御が有効な場合を説明するためのものである。図9において、信号DMP'(DMP)のパルス波形PS21は、スワロカウンタ53によるパルス幅の可変制御が行われない場合を示し、パルス波形PS22は、スワロカウンタ53により論理Highの期間が長くなるようにパルス幅を可変制御した場合を示す。
図9のパルス波形PS21に示されるように、例えば、High論理の期間が短いと、タイミングを逃して、本来、5分周とするのを4分周と誤動作してしまう。この場合、本実施例のプログラマブル分周器5では、スワロカウンタ53により、制御信号DMP'(DMP)におけるHigh論理の期間が長くなるように、パルス幅(デューティ比)が調整される。これにより、例えば、制御信号DMP(DMP')のHigh論理によるデータの取りこぼしをなくして誤動作を防止することが可能となる。
以上において、制御信号遅延回路54およびリセット信号遅延回路55は、両方ではなく、一方のみを設けてもよい。すなわち、本実施例のプログラマブル分周器5は、制御信号遅延回路54だけを含むもの、リセット信号遅延回路55だけを含むもの、並びに、制御信号遅延回路54およびリセット信号遅延回路55の両方を含むものであってもよい。
このように、制御信号遅延回路の遅延量、および、リセット信号遅延回路の遅延量を最適な値に設定することにより、温度変動,電圧変動およびプロセスばらつき等に対しても安定した動作が可能なプログラマブル分周器を提供することが可能になる。
図10は、本実施例に係るプログラマブル分周器における補償動作の一例を説明するためのフローチャートである。図10に示されるように、補償動作(補償モード)が開始すると、ステップST1において、温度検出回路をONして、ステップST2に進み、検出温度に対して、最適なタイミング初期値に設定されているかどうかを判定する。すなわち、ステップST2では、制御信号遅延回路54およびリセット信号遅延回路55における遅延量(設定値)が、温度検出回路により検出された温度に対して、最適なタイミング初期値になっているかどうかを判定する。なお、温度検出回路は、プログラマブル分周器5が適用される装置(例えば、レーダ装置)の近傍に設けられるのはいうまでもない。
ステップST2において、最適なタイミング初期値に設定されていないと判定すると、ステップST3に進み、例えば、温度(検出温度)と最適タイミング初期値にルックアップテーブル(LUT)に基づいて、タイミングの再設定を行い、ステップST4に進む。また、ステップST2において、最適なタイミング初期値に設定されていると判定すると、そのままステップST4に進む。
ステップST4では、ロック検出回路をONして、ステップST5に進み、ロック検出回路によりロックしているかどうかを判定、すなわち、プログラマブル分周器5が所定の動作を行っているかどうかを判定する。ステップST5において、ロック検出回路によりロックしていないと判定すると、ステップST6に進み、タイミング設定値を変化させた後、ステップST5に戻る。そして、ステップST5において、ロック検出回路によりロックしていると判定すると、補償モード(補償動作)を終了する。なお、図10は、プログラマブル分周器の補償モードの単なる一例を説明するためのものであり、様々な変更および変形が可能なのはもちろんである。
図11は、図7に示すプログラマブル分周器における制御信号遅延回路およびリセット信号遅延回路の一例を示す回路図であり、可変ディレイ回路の一例を示すものである。図11に示されるように、制御信号遅延回路54(リセット信号遅延回路55)は、複数のバッファ541,5420〜5423およびセレクタ543を含み、入力信号DMP(RST)に異なる遅延量を与えた出力信号DMP'(RST')を出力するようになっている。
ここで、バッファ5420〜5423は、例えば、縦列接続される段数を異ならせて異なる遅延量を与える遅延線を形成し、これらバッファ(遅延線)5420〜5423の出力の何れかをセレクタ543で選択して出力するようになっている。すなわち、図11において、セレクタ543は、例えば、2ビットの選択制御信号SSにより、4つの異なる遅延量を有する遅延線(バッファ5420〜5423の出力)のいずれかを選択する。なお、バッファ541は、例えば、入力信号の波形整形を行うためのものである。また、図11は、単なる一例を示すものであり、様々な変更および変形が可能である。
図12は、図7に示すプログラマブル分周器におけるパルス幅可変スワロカウンタの一例を示す回路図である。図12に示されるように、パルス幅可変スワロカウンタ(スワロカウンタ)53は、バッファ531,フリップフロップ(D−FF)5321〜5323,可変遅延器5331〜5334,アンドゲート(論理ゲート)5341〜5343,および,セレクタ535を含む。
図12に示すスワロカウンタ53は、例えば、縦列接続された3段のD−FF5323〜5321により信号foutを取り込み用クロックとして、リセット信号RST'を順次取り込む。各D−FF5323〜5321の反転出力は、それぞれ可変遅延器5333〜5331を介してアンドゲート5343〜5341の一方の入力に繋がれている。なお、アンドゲート5343〜5341の他方の入力には、直列接続されたバッファ531および可変遅延器5334を介したリセット信号RST'が入力されている。ここで、可変遅延器5331〜5334は、例えば、外部から入力される遅延制御データCDによりその遅延量が制御される。
これにより、セレクタ535の入力には、可変遅延器5331〜5334により異なる遅延量の信号が入力され、例えば、2ビットのセレクタ制御信号Ns(2)により選択された信号が、スワロカウンタ53の出力DMPとして出力される。なお、図12に示すスワロカウンタ(パルス幅可変スワロカウンタ)53は、単なる例であり、様々なものが適用可能なのはいうまでもない。
図13は、本実施例に係るプログラマブル分周器を適用したレーダ装置の一例を示すブロック図である。図13に示されるように、レーダ装置200は、上述した本実施例のプログラマブル分周器5を含むPLLシンセサイザ201,PLLシンセサイザ201の出力を受け取る送信用の電力分配器202および受信用の電力分配器205を有する。
まず、送信側において、電力分配器202の出力は、移相器231,232,…,23nに入力され、移相器231,232,…,23nの出力は、可変利得アンプ(パワーアンプ)241,242,…,24nで増幅され、送信アンテナANTt1,ANTt2,…,ANTtnから出力される。ここで、送信アンテナおよび受信アンテナは、それぞれ専用のフェーズドアレイアンテナとされているが、例えば、デュプレクサを使用して送受信共用アンテナとすることも可能なのはいうまでもない。
また、受信側において、受信アンテナANTr1,ANTr2,…,ANTrnを介して受信された信号は、ローノイズアンプ281,282,…,28nで増幅され、ミキサ261,262,…,26nにより電力分配器205の出力と混合される。さらに、ミキサ261,262,…,26nの出力は、例えば、A/D変換器およびDSP(Digital Signal Processor)等を含む信号処理回路271,272,…,27nにより処理される。
なお、上述したレーダ装置200は、例えば、自動車に搭載して衝突を未然に回避し、或いは、前方車両との距離を一定に保持した自動走行を行うためのFM−CW(Frequency Modulated Continuous Wave)レーダとして適用することができる。また、本実施例のプログラマブル分周器5は、上述したレーダ装置200に対する適用に限定されるものではなく、例えば、ミリ波等を使用する無線通信機や様々な電子機器に対して適用可能である。
以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものであり、特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではない。また、明細書のそのような記載は、発明の利点および欠点を示すものでもない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き替え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。
以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。
(付記1)
モジュラス分周器と、
前記モジュラス分周器からの出力信号をカウントして分周信号を出力するパルスカウンタと、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号をカウントし、前記パルスカウンタからの前記分周信号に基づいてリセットするスワロカウンタと、を含み、前記スワロカウンタからの信号に基づいて、前記モジュラス分周器を制御するパルススワロ型のプログラマブル分周器であって、
前記スワロカウンタの出力端子と前記モジュラス分周器の制御端子の間に設けられ、前記スワロカウンタからの信号を遅延して、前記モジュラス分周器を制御する制御信号を生成する制御信号遅延回路を有する、
ことを特徴とするプログラマブル分周器。
(付記1)
モジュラス分周器と、
前記モジュラス分周器からの出力信号をカウントして分周信号を出力するパルスカウンタと、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号をカウントし、前記パルスカウンタからの前記分周信号に基づいてリセットするスワロカウンタと、を含み、前記スワロカウンタからの信号に基づいて、前記モジュラス分周器を制御するパルススワロ型のプログラマブル分周器であって、
前記スワロカウンタの出力端子と前記モジュラス分周器の制御端子の間に設けられ、前記スワロカウンタからの信号を遅延して、前記モジュラス分周器を制御する制御信号を生成する制御信号遅延回路を有する、
ことを特徴とするプログラマブル分周器。
(付記2)
モジュラス分周器と、
前記モジュラス分周器からの出力信号をカウントして分周信号を出力するパルスカウンタと、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号をカウントし、前記パルスカウンタからの前記分周信号に基づいてリセットするスワロカウンタと、を含み、前記スワロカウンタからの信号に基づいて、前記モジュラス分周器を制御するパルススワロ型のプログラマブル分周器であって、
前記パルスカウンタの出力端子と前記スワロカウンタのリセット端子の間に設けられ、前記パルスカウンタから出力される前記分周信号を遅延して、前記スワロカウンタをリセットするリセット信号を生成するリセット信号遅延回路を有する、
ことを特徴とするプログラマブル分周器。
モジュラス分周器と、
前記モジュラス分周器からの出力信号をカウントして分周信号を出力するパルスカウンタと、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号をカウントし、前記パルスカウンタからの前記分周信号に基づいてリセットするスワロカウンタと、を含み、前記スワロカウンタからの信号に基づいて、前記モジュラス分周器を制御するパルススワロ型のプログラマブル分周器であって、
前記パルスカウンタの出力端子と前記スワロカウンタのリセット端子の間に設けられ、前記パルスカウンタから出力される前記分周信号を遅延して、前記スワロカウンタをリセットするリセット信号を生成するリセット信号遅延回路を有する、
ことを特徴とするプログラマブル分周器。
(付記3)
さらに、
前記スワロカウンタの出力端子と前記モジュラス分周器の制御端子の間に設けられ、前記スワロカウンタからの信号を遅延して、前記モジュラス分周器を制御する制御信号を生成する制御信号遅延回路を有する、
ことを特徴とする付記2に記載のプログラマブル分周器。
さらに、
前記スワロカウンタの出力端子と前記モジュラス分周器の制御端子の間に設けられ、前記スワロカウンタからの信号を遅延して、前記モジュラス分周器を制御する制御信号を生成する制御信号遅延回路を有する、
ことを特徴とする付記2に記載のプログラマブル分周器。
(付記4)
前記制御信号遅延回路は、
遅延量の異なる複数の遅延線と、
複数の前記遅延線のいずれかを選択するセレクタと、を含む、
ことを特徴とする付記1または付記3に記載のプログラマブル分周器。
前記制御信号遅延回路は、
遅延量の異なる複数の遅延線と、
複数の前記遅延線のいずれかを選択するセレクタと、を含む、
ことを特徴とする付記1または付記3に記載のプログラマブル分周器。
(付記5)
前記リセット信号遅延回路は、
それぞれ異なる遅延量を与える複数の遅延線と、
複数の前記遅延線の出力のいずれかを選択するセレクタと、を含む、
ことを特徴とする付記2に記載のプログラマブル分周器。
前記リセット信号遅延回路は、
それぞれ異なる遅延量を与える複数の遅延線と、
複数の前記遅延線の出力のいずれかを選択するセレクタと、を含む、
ことを特徴とする付記2に記載のプログラマブル分周器。
(付記6)
前記スワロカウンタは、パルス幅が可変とされた信号を出力するパルス幅可変スワロカウンタである、
ことを特徴とする付記1乃至付記5のいずれか1項に記載のプログラマブル分周器。
前記スワロカウンタは、パルス幅が可変とされた信号を出力するパルス幅可変スワロカウンタである、
ことを特徴とする付記1乃至付記5のいずれか1項に記載のプログラマブル分周器。
(付記7)
前記パルス幅可変スワロカウンタは、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号に基づいて,前記リセット信号を取り込む縦列接続された複数のフリップフロップと、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号および複数の前記フリップフロップの出力を、遅延制御データに基づいて可変遅延する複数の可変遅延器と、
複数の前記可変遅延器の出力の論理を取る複数の論理ゲートと、
複数の前記論理ゲートの出力のいずれかを選択するセレクタと、を含む、
ことを特徴とする付記6に記載のプログラマブル分周器。
前記パルス幅可変スワロカウンタは、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号に基づいて,前記リセット信号を取り込む縦列接続された複数のフリップフロップと、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号および複数の前記フリップフロップの出力を、遅延制御データに基づいて可変遅延する複数の可変遅延器と、
複数の前記可変遅延器の出力の論理を取る複数の論理ゲートと、
複数の前記論理ゲートの出力のいずれかを選択するセレクタと、を含む、
ことを特徴とする付記6に記載のプログラマブル分周器。
(付記8)
前記モジュラス分周器は、2つの分周比を切り替えるデュアルモジュラス分周器である、
ことを特徴とする付記1乃至付記7のいずれか1項に記載のプログラマブル分周器。
前記モジュラス分周器は、2つの分周比を切り替えるデュアルモジュラス分周器である、
ことを特徴とする付記1乃至付記7のいずれか1項に記載のプログラマブル分周器。
(付記9)
付記1乃至付記8のいずれか1項に記載のプログラマブル分周器と、
第1周波数の信号を発生する信号源と、
前記第1周波数の信号および前記プログラマブル分周器からの前記分周信号を受け取って位相比較する位相比較器と、
前記位相比較器の出力における低周波成分を通過させて高周波成分を抑制するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力に基づいて、第2周波数の信号を発生して出力する発振器と、を有し、
前記第2周波数の信号は、前記プログラマブル分周器に対して入力信号として与えられる、
ことを特徴とするPLLシンセサイザ。
付記1乃至付記8のいずれか1項に記載のプログラマブル分周器と、
第1周波数の信号を発生する信号源と、
前記第1周波数の信号および前記プログラマブル分周器からの前記分周信号を受け取って位相比較する位相比較器と、
前記位相比較器の出力における低周波成分を通過させて高周波成分を抑制するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力に基づいて、第2周波数の信号を発生して出力する発振器と、を有し、
前記第2周波数の信号は、前記プログラマブル分周器に対して入力信号として与えられる、
ことを特徴とするPLLシンセサイザ。
(付記10)
付記9に記載のPLLシンセサイザを搭載した、
ことを特徴とするレーダ装置。
付記9に記載のPLLシンセサイザを搭載した、
ことを特徴とするレーダ装置。
(付記11)
さらに、
前記PLLシンセサイザの出力を受け取る送信用電力分配器および受信用電力分配器と、
前記送信用電力分配器の出力を受け取って処理し、送信アンテナを介して出力する複数の移相器および可変利得アンプと、
受信アンテナから入力された信号を増幅する複数のローノイズアンプと、
複数の前記ローノイズアンプの出力と前記受信用電力分配器の出力を混合する複数のミキサと、
複数の前記ミキサの出力を処理する複数の信号処理回路と、を含む、
ことを特徴とする付記10に記載のレーダ装置。
さらに、
前記PLLシンセサイザの出力を受け取る送信用電力分配器および受信用電力分配器と、
前記送信用電力分配器の出力を受け取って処理し、送信アンテナを介して出力する複数の移相器および可変利得アンプと、
受信アンテナから入力された信号を増幅する複数のローノイズアンプと、
複数の前記ローノイズアンプの出力と前記受信用電力分配器の出力を混合する複数のミキサと、
複数の前記ミキサの出力を処理する複数の信号処理回路と、を含む、
ことを特徴とする付記10に記載のレーダ装置。
5,105 パルススワロ型プログラマブル分周器(プログラマブル分周器)
51,151 デュアルモジュラス分周器(モジュラス分周器)
52,152 パルスカウンタ
53 パルス幅可変スワロカウンタ(スワロカウンタ)
54 制御信号遅延回路
55 リセット信号遅延回路
100,201 PLLシンセサイザ
101 水晶発振器(信号源)
102 位相比較器
103 ローパスフィルタ(LPF)
104 電圧制御発振器(VCO:発振器)
153 スワロカウンタ
200 レーダ装置
202,205 電力分配器
231,232,…,23n 移相器
241,242,…,24n 可変利得アンプ
261,262,…,26n ミキサ
271,272,…,27n 信号処理回路
281,282,…,28n ローノイズアンプ
531,541 バッファ
535,543 セレクタ
5321〜5323 フリップフロップ(D−FF)
5331〜5334 可変遅延器
5341〜5343 アンドゲート(論理ゲート)
5420〜5423 バッファ(遅延線)
ANTr1,ANTr2,…,ANTrn 受信アンテナ
ANTt1,ANTt2,…,ANTtn 送信アンテナ
51,151 デュアルモジュラス分周器(モジュラス分周器)
52,152 パルスカウンタ
53 パルス幅可変スワロカウンタ(スワロカウンタ)
54 制御信号遅延回路
55 リセット信号遅延回路
100,201 PLLシンセサイザ
101 水晶発振器(信号源)
102 位相比較器
103 ローパスフィルタ(LPF)
104 電圧制御発振器(VCO:発振器)
153 スワロカウンタ
200 レーダ装置
202,205 電力分配器
231,232,…,23n 移相器
241,242,…,24n 可変利得アンプ
261,262,…,26n ミキサ
271,272,…,27n 信号処理回路
281,282,…,28n ローノイズアンプ
531,541 バッファ
535,543 セレクタ
5321〜5323 フリップフロップ(D−FF)
5331〜5334 可変遅延器
5341〜5343 アンドゲート(論理ゲート)
5420〜5423 バッファ(遅延線)
ANTr1,ANTr2,…,ANTrn 受信アンテナ
ANTt1,ANTt2,…,ANTtn 送信アンテナ
Claims (7)
- モジュラス分周器と、
前記モジュラス分周器からの出力信号をカウントして分周信号を出力するパルスカウンタと、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号をカウントし、前記パルスカウンタからの前記分周信号に基づいてリセットするスワロカウンタと、を含み、前記スワロカウンタからの信号に基づいて、前記モジュラス分周器を制御するパルススワロ型のプログラマブル分周器であって、
前記スワロカウンタの出力端子と前記モジュラス分周器の制御端子の間に設けられ、前記スワロカウンタからの信号を遅延して、前記モジュラス分周器を制御する制御信号を生成する制御信号遅延回路を有する、
ことを特徴とするプログラマブル分周器。 - モジュラス分周器と、
前記モジュラス分周器からの出力信号をカウントして分周信号を出力するパルスカウンタと、
前記モジュラス分周器からの前記出力信号をカウントし、前記パルスカウンタからの前記分周信号に基づいてリセットするスワロカウンタと、を含み、前記スワロカウンタからの信号に基づいて、前記モジュラス分周器を制御するパルススワロ型のプログラマブル分周器であって、
前記パルスカウンタの出力端子と前記スワロカウンタのリセット端子の間に設けられ、前記パルスカウンタから出力される前記分周信号を遅延して、前記スワロカウンタをリセットするリセット信号を生成するリセット信号遅延回路を有する、
ことを特徴とするプログラマブル分周器。 - さらに、
前記スワロカウンタの出力端子と前記モジュラス分周器の制御端子の間に設けられ、前記スワロカウンタからの信号を遅延して、前記モジュラス分周器を制御する制御信号を生成する制御信号遅延回路を有する、
ことを特徴とする請求項2に記載のプログラマブル分周器。 - 前記スワロカウンタは、パルス幅が可変とされた信号を出力するパルス幅可変スワロカウンタである、
ことを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれか1項に記載のプログラマブル分周器。 - 前記モジュラス分周器は、2つの分周比を切り替えるデュアルモジュラス分周器である、
ことを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれか1項に記載のプログラマブル分周器。 - 請求項1乃至請求項5のいずれか1項に記載のプログラマブル分周器と、
第1周波数の信号を発生する信号源と、
前記第1周波数の信号および前記プログラマブル分周器からの前記分周信号を受け取って位相比較する位相比較器と、
前記位相比較器の出力における低周波成分を通過させて高周波成分を抑制するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力に基づいて、第2周波数の信号を発生して出力する発振器と、を有し、
前記第2周波数の信号は、前記プログラマブル分周器に対して入力信号として与えられる、
ことを特徴とするPLLシンセサイザ。 - 請求項6に記載のPLLシンセサイザを搭載した、
ことを特徴とするレーダ装置。
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