JP2017184096A - Communication device and satellite communication system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、衛星通信システムに関するものである。 The present invention relates to a satellite communication system.
特許文献１には、非線形歪み補償の効果を最大限に発揮させるための技術として、歪み補償回路と高出力増幅器との間で発生する周波数特性（線形歪み）を前置補償する技術が開示されている。
特許文献１に開示された技術は、歪み補償回路からの出力信号と高出力増幅器からの出力情報とを元に、周波数特性を補償するためのフィルタ係数を更新するものである。
特許文献１に開示された技術では、送信機の内部にフィードバックループが形成される。そのため、本技術は、送信機の小型化及び低消費電力化という点で、課題を有する。
The technique disclosed in
In the technique disclosed in
一方、観測衛星によって取得された観測データが観測衛星から地上局に伝送される衛星通信システムでは、観測衛星に搭載される送信機を小型化及び低消費電力化する必要がある。そのため、フィードバックループが送信機の内部に形成されない方が望ましい。 On the other hand, in a satellite communication system in which observation data acquired by an observation satellite is transmitted from the observation satellite to a ground station, it is necessary to reduce the size and power consumption of a transmitter mounted on the observation satellite. For this reason, it is desirable that no feedback loop is formed inside the transmitter.
非特許文献２には、フィードバックループが内部に形成されずに簡易なオープンループ型で構成される送信機が開示されている。
しかし、この送信機では、前置補償用のフィルタ係数をフィードバックループによって更新することができない。そのため、アナログ回路の経年変化等によって前置補償用のフィルタが次第に機能しなくなり、歪み補償回路と高出力増幅器との間で発生する周波数特性（線形歪み）が増加する。その結果、非線形歪み補償の効果が低減してしまう。
Non-Patent
However, in this transmitter, the filter coefficient for pre-compensation cannot be updated by the feedback loop. Therefore, the pre-compensation filter gradually stops functioning due to aging of the analog circuit and the like, and the frequency characteristic (linear distortion) generated between the distortion compensation circuit and the high-power amplifier increases. As a result, the effect of nonlinear distortion compensation is reduced.
本発明は、衛星局において、送信機の小型化および低消費電力化と、送信機の良好な非線形歪み補償とを両立できるようにすることを目的とする。 An object of the present invention is to enable a satellite station to achieve both a reduction in size and power consumption of a transmitter and a good nonlinear distortion compensation of the transmitter.
本発明の通信機は、アナログ回路と前記アナログ回路の周波数特性をフィルタ係数を用いて前置補償するデジタルフィルタとを備える通信相手と通信する通信機である。
前記通信機は、
前記デジタルフィルタに使用させる新たなフィルタ係数を算出する係数制御部と、
算出された新たなフィルタ係数を前記通信相手に送信する送信部とを備える。
The communication device of the present invention is a communication device that communicates with a communication partner including an analog circuit and a digital filter that pre-compensates the frequency characteristics of the analog circuit using a filter coefficient.
The communication device is
A coefficient control unit for calculating a new filter coefficient to be used in the digital filter;
A transmission unit that transmits the calculated new filter coefficient to the communication partner.
本発明によれば、衛星局において、送信機の小型化および低消費電力化と、送信機の良好な非線形歪み補償とを両立することができる。 According to the present invention, in a satellite station, it is possible to achieve both downsizing and low power consumption of a transmitter and good nonlinear distortion compensation of the transmitter.
実施の形態１．
衛星通信システム１００について、図１から図１０に基づいて説明する。
The satellite communication system 100 will be described with reference to FIGS.
＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１に基づいて、衛星通信システム１００の構成を説明する。
衛星通信システム１００は、衛星局２００と地上局３００とを備える。
*** Explanation of configuration ***
Based on FIG. 1, the structure of the satellite communication system 100 is demonstrated.
The satellite communication system 100 includes a
衛星局２００は、地上局３００と通信する人工衛星である。具体的には、衛星局２００は、地球を周回しながら地球を観測する観測衛星である。
衛星局２００は、観測信号送信機２２０とコマンド受信機２１１とテレメトリ送信機２１２とを備える。さらに、衛星局２００は、送信アンテナ２０１と通信アンテナ２０２とを備える。送信アンテナ２０１は送信用のアンテナであり、通信アンテナ２０２は送受信用のアンテナである。
観測信号送信機２２０は、送信アンテナ２０１を用いて、地上局３００に観測信号１１２を送信する。観測信号１１２は、観測データを含んだ信号である。観測データは、地球を観測して得られたデータである。観測信号送信機２２０は、線形歪みを補償するために用いられるデジタルフィルタを有する。
コマンド受信機２１１は、通信アンテナ２０２を用いて、地上局３００から送信されるコマンド信号１２２を受信する。コマンド信号１２２は、コマンドデータを含んだ信号である。コマンドデータは、衛星局２００を制御するためのデータである。
テレメトリ送信機２１２は、通信アンテナ２０２を用いて、テレメトリ信号１３２を地上局３００に送信する。テレメトリ信号１３２は、テレメトリデータを含んだ信号である。テレメトリデータは、衛星局２００の状態を示すデータである。
The
The
The
The
Telemetry
観測信号１１２は、Ｋａ帯と呼ばれる周波数帯を用いて通信される。
コマンド信号１２２およびテレメトリ信号１３２は、コマンド／テレメトリ回線を用いて送信される。コマンド／テレメトリ回線は、コマンド信号１２２およびテレメトリ信号１３２を通信するために使用される周波数帯である。コマンド／テレメトリ回線が観測信号１１２の通信に用いられるＫａ帯と干渉するのを避けるため、Ｋａ帯とは異なる周波数帯がコマンド／テレメトリ回線として使用される。コマンド信号１２２の通信に用いられる回線をコマンド回線といい、テレメトリ信号１３２の通信に用いられる回線をテレメトリ回線という。
The
地上局３００は、衛星局２００と通信するシステムである。
地上局３００は、観測信号受信機３２０と係数制御部３９０とコマンド送信機３１１とテレメトリ受信機３１２とを備える。
観測信号受信機３２０は、受信アンテナ３０１を用いて、衛星局２００から送信される観測信号１１２を受信する。受信された観測信号１１２を受信信号という。
コマンド送信機３１１は、通信アンテナ３０２を用いて、衛星局２００にコマンド信号１２２を送信する。
テレメトリ受信機３１２は、通信アンテナ３０２を用いて、衛星局２００から送信されるテレメトリ信号１３２を受信する。
係数制御部３９０は、観測信号送信機２２０の周波数特性を補償および更新するために、フィルタ係数データを制御する。この周波数特性は線形歪みを意味する。フィルタ係数データは、フィルタ係数を示すデータである。フィルタ係数は、線形歪みを補償するために用いられるデジタルフィルタ用の係数である。
The
The
The
The
The
The
フィルタ係数データは、係数制御部３９０によって算出されて、コマンド信号１２２によって衛星局２００に送信されて、観測信号送信機２２０に設定される。
観測信号送信機２２０に設定されたフィルタ係数データは、テレメトリ信号１３２によって地上局３００に送信される。そして、係数制御部３９０によって算出されたフィルタ係数データが観測信号送信機２２０に設定されたことを確認するため、衛星局２００から地上局３００に送信されたフィルタ係数データと係数制御部３９０によって算出されたフィルタ係数データとの一致が確認される。
The filter coefficient data is calculated by the
The filter coefficient data set in the
従来、衛星局に搭載される送信機の内部でフィードバック制御が行われることによって、送信機の周波数特性が更新される。
しかし、衛星局２００と地上局３００との組は、システムレベルでのフィードバック制御によって、観測信号送信機２２０の周波数特性を更新する。これにより、観測信号送信機２２０における線形歪み補償回路を、オープンループ型で実現することができる。オープンループ型の回路は、フィードバック制御を行わない簡易な回路である。
つまり、衛星通信システム１００における観測信号送信機２２０は、小型化および低消費電力化と、線形歪み補償との両立を実現する効果を奏する。
Conventionally, feedback control is performed inside a transmitter mounted on a satellite station, whereby the frequency characteristics of the transmitter are updated.
However, the set of the
That is, the
図２に基づいて、観測信号送信機２２０の構成を説明する。
観測信号送信機２２０は、符号化／変調部２３０と、歪み補償回路２２１と、周波数補償回路２２２と、アップコンバータ２４０と、増幅器２２３と、バンドパスフィルタ２２４といった要素を備える。各要素の機能については後述する。
The configuration of the
The
図３に基づいて、符号化／変調部２３０の構成を説明する。
符号化／変調部２３０は、符号化器２３１とデジタル変調器２３９といった要素を備える。デジタル変調器２３９は、マッピング部２３２と波形整形フィルタ２３３といった要素を備える。各要素の機能については後述する。
Based on FIG. 3, the configuration of the encoding /
The encoder /
図４に基づいて、アップコンバータ２４０の構成を説明する。
アップコンバータ２４０は、直交変調部２４１とＤＡ変換器２４２と周波数変換部２４３といった要素を備える。ＤＡはデジタル−アナログの略称である。各要素の機能については後述する。
Based on FIG. 4, the structure of the up-
The up-
図５に基づいて、観測信号受信機３２０および係数制御部３９０の構成を説明する。
観測信号受信機３２０は、ダウンコンバータ３３０と復調器３４０と復号部３５０と信号発生器３２９といった要素を備える。復調器３４０は、等化器３４１と検波器３４２とデマッピング部３４３といった要素を備える。各要素の機能については後述する。
係数制御部３９０は、再変調部３９１と信頼度算出部３９２と特性推定部３９３と係数算出部３９４と係数比較部３９５といった要素を備える。各要素の機能については後述する。
Based on FIG. 5, the configuration of the
The
The
図６に基づいて、ダウンコンバータ３３０の構成を説明する。
ダウンコンバータ３３０は、周波数変換部３３１とＡＤ変換部３３２と直交検波部３３３と受信フィルタ３３４といった要素を備える。ＡＤはアナログ−デジタルの略称である。各要素の機能については後述する。
The configuration of the
The down
＊＊＊動作の説明＊＊＊
衛星通信システム１００の動作は衛星通信方法に相当する。
衛星通信方法を構成する各方法について以下に説明する。
*** Explanation of operation ***
The operation of the satellite communication system 100 corresponds to a satellite communication method.
Each method constituting the satellite communication method will be described below.
図７に基づいて、観測信号送信方法を説明する。
観測信号送信方法は、観測信号送信機２２０が観測信号１１２を送信する方法である。
Based on FIG. 7, the observation signal transmission method will be described.
The observation signal transmission method is a method in which the
ステップＳ２０１は符号化処理および変調処理である。
ステップＳ２０１において、観測データ１１１が符号化／変調部２３０に入力される。
符号化／変調部２３０は、観測データ１１１に対して符号化および変調を行う。
Step S201 is an encoding process and a modulation process.
In step S <b> 201, the
The encoding /
具体的には、符号化／変調部２３０の各要素が、以下のように動作する。
符号化器２３１は、観測データ１１１に対して誤り訂正用の符号化を行い、符号化された観測データ１１１に対して変調指数に対応する直列並列変換を行う。変調指数は、デジタル変調器２３９における変調方式の指数である。
変調方式が１６ＱＡＭまたは１６ＡＰＳＫである場合、変調指数は４である。変調指数が４である場合、符号化器２３１は、直列並列変換によって、符号化された観測データ１１１を４つのデータに変換する。そして、符号化器２３１は、観測データ１１１を変換して得られる４つのデータを出力する。
変調方式がＱＰＳＫである場合、変調指数は２である。変調指数が２である場合、符号化器２３１は、直列並列変換によって、符号化された観測データ１１１を２つのデータに変換する。そして、符号化器２３１は、観測データ１１１を変換して得られる２つのデータを出力する。
符号化器２３１から出力されるデータを符号化データという。
Specifically, each element of the encoding /
The
When the modulation scheme is 16QAM or 16APSK, the modulation index is 4. When the modulation index is 4, the
When the modulation scheme is QPSK, the modulation index is 2. When the modulation index is 2, the
Data output from the
デジタル変調器２３９は、予め決められた変調方式によって、符号化データを変調する。
The
具体的には、デジタル変調器２３９の各要素が、以下のように動作する。
マッピング部２３２は、符号化データを｛Ｉ，Ｑ｝軸にマッピングする。
波形整形フィルタ２３３は、マッピングされた符号化データを所定の周波数特性で帯域制限する。所定の周波数特性の一例は、ルートロールオフ特性である。
Specifically, each element of the
The
The
デジタル変調器２３９の出力は、ＩデータおよびＱデータである。
Ｉデータは同相データを意味し、Ｑデータは直交データを意味する。
ＩデータおよびＱデータのサンプリング速度は、一般的には、シンボルレートの２倍から８倍の範囲内の速度である。しかし、ＩデータおよびＱデータのサンプリング速度は、これに限られるものではない。
The output of the
I data means in-phase data, and Q data means quadrature data.
The sampling rate of I data and Q data is generally in the range of 2 to 8 times the symbol rate. However, the sampling rate of I data and Q data is not limited to this.
ステップＳ２０２は歪み補償処理である。
ステップＳ２０２において、ＩデータおよびＱデータが歪み補償回路２２１に入力される。
歪み補償回路２２１は、ＩデータおよびＱデータに対して、増幅器２２３の非線形特性に対応する逆非線形処理を行う。
この逆非線形処理は、増幅器２２３の非線形特性を打ち消すための処理である。非線形特性には、ＡＭ−ＡＭ特性およびＡＭ−ＰＭ特性がある。
歪み補償回路２２１の出力は、逆非線形処理後のＩデータおよびＱデータである。逆非線形処理後のＩデータを歪み補償Ｉデータといい、逆非線形処理後のＱデータを歪み補償Ｑデータという。歪み補償Ｉデータと歪み補償Ｑデータとを総称して歪み補償データという。
Step S202 is distortion compensation processing.
In step S <b> 202, I data and Q data are input to the
The
This inverse nonlinear process is a process for canceling the nonlinear characteristic of the
The output of the
ステップＳ２０３は周波数補償処理である。
ステップＳ２０３において、歪み補償Ｉデータおよび歪み補償Ｑデータが周波数補償回路２２２に入力される。
周波数補償回路２２２は、デジタルフィルタで構成される。具体的には、周波数補償回路２２２は、Ｎ段の複素ＦＩＲフィルタで構成される。ＦＩＲは、Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅの略称である。
周波数補償回路２２２は、歪み補償Ｉデータと歪み補償Ｑデータとのそれぞれに逆特性Ｘ（ｆ）を与える。
逆特性Ｘ（ｆ）は、アップコンバータ２４０と増幅器２２３とバンドパスフィルタ２２４といった後段のアナログ回路で発生する周波数特性を打ち消すための周波数特性である。後段のアナログ回路で発生する周波数特性は、後段のアナログ回路で発生する線形歪みを意味する。
この逆特性Ｘ（ｆ）は、衛星局２００の打ち上げ前に予め求められる。具体的には、衛星局２００の打ち上げ前に、後段のアナログ回路で発生する周波数特性を測定して得られた結果を逆算することによって、逆特性Ｘ（ｆ）は求められる。
周波数補償回路２２２の出力は、逆特性Ｘ（ｆ）が与えられた歪み補償Ｉデータおよび歪み補償Ｑデータである。逆特性Ｘ（ｆ）が与えられた歪み補償Ｉデータを周波数補償Ｉデータといい、逆特性Ｘ（ｆ）が与えられた歪み補償Ｑデータを周波数補償Ｑデータという。周波数補償Ｉデータと周波数補償Ｑデータとを総称して周波数補償データという。
Step S203 is a frequency compensation process.
In
The
The
The inverse characteristic X (f) is a frequency characteristic for canceling a frequency characteristic generated in a subsequent analog circuit such as the up-
The inverse characteristic X (f) is obtained in advance before the
The output of the
ステップＳ２０４はアップコンバート処理である。
ステップＳ２０４において、周波数補償Ｉデータおよび周波数補償Ｑデータがアップコンバータ２４０に入力される。
アップコンバータ２４０は、周波数補償Ｉデータおよび周波数補償Ｑデータに対してアップコンバートを行う。
Step S204 is an up-conversion process.
In step S204, frequency compensation I data and frequency compensation Q data are input to up-
The up-
具体的には、アップコンバータ２４０の各要素が、以下のように動作する。
直交変調部２４１は、周波数補償Ｉデータと周波数補償Ｑデータとの組に対して直交変調を行う。直交変調により、周波数補償Ｉデータと周波数補償Ｑデータとの組がデジタルＩＦ信号に変換される。デジタルＩＦ信号は、中間周波数（ＩＦ）のデジタル信号である。
ＤＡ変換器２４２は、デジタルＩＦ信号に対してデジタルアナログ変換を行う。デジタルアナログ変換により、デジタルＩＦ信号がアナログＩＦ信号に変換される。アナログＩＦ信号は、中間周波数のアナログ信号である。
周波数変換部２４３は、アナログＩＦ信号に対して周波数変換を行う。具体的には、周波数変換部２４３は、アナログフィルタとミキサとを備える。アナログフィルタの一例は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）である。そして、周波数変換部２４３は、信号抽出処理と乗算処理とを繰り返すことによって、周波数変換を行う。信号抽出処理は、アナログフィルタを用いて、所定の周波数の信号を抽出する処理である。乗算処理は、ミキサを用いてローカル信号を乗算する処理である。周波数変換により、アナログＩＦ信号はアナログ周波数信号に変換される。アナログ周波数信号は、観測信号１１２に用いられる周波数帯（Ｋａ帯）の周波数のアナログ信号である。
アップコンバータ２４０の出力はアナログ周波数信号である。
Specifically, each element of the up-
The
The
The
The output of the
ステップＳ２０５は増幅処理である。
ステップＳ２０５において、アナログ周波数信号が増幅器２２３に入力される。
増幅器２２３は、アナログ周波数信号を増幅する。増幅されたアナログ周波数信号を高出力信号という。増幅器２２３の出力は高出力信号である。
Step S205 is an amplification process.
In step S205, the analog frequency signal is input to the
The
ステップＳ２０６は不要成分除去処理である。
ステップＳ２０６において、高出力信号がバンドパスフィルタ２２４に入力される。
バンドパスフィルタ２２４は、高出力信号から不要成分を除去する。不要成分は、観測信号１１２に用いられる周波数帯の範囲外の周波数成分である。
Step S206 is an unnecessary component removal process.
In step S <b> 206, the high output signal is input to the
The
図８に基づいて、周波数補償回路２２２の機能を説明する。
図８の（Ａ）は、周波数補償回路２２２の入力スペクトラムを示す。入力スペクトラムは、入力される信号の周波数成分である。周波数補償回路２２２の入力には、歪み補償信号と第１不要成分とが含まれる。歪み補償信号は、歪み補償回路２２１から出力される歪み補償データの信号である。
図８の（Ｂ）は、周波数補償回路２２２の出力スペクトラムを示す。出力スペクトラムは、出力される信号の周波数成分である。周波数補償回路２２２の出力には、周波数補償信号と第１不要成分とが含まれる。周波数補償信号は、周波数補償回路２２２から出力される周波数補償データの信号である。周波数補償信号および第１不要成分に付された太線は、周波数補償回路２２２によって与えられる逆特性Ｘ（ｆ）を示す。
図８の（Ｃ）は、周波数補償回路２２２の出力スペクトラムと総合特性Ｔ（ｆ）とを示している。また、黒塗りの矢印は第２不要成分を示している。総合特性Ｔ（ｆ）は、アップコンバータ２４０と増幅器２２３とバンドパスフィルタ２２４とのそれぞれの周波数特性を合成して得られる周波数特性である。図中の総合特性Ｔ（ｆ）は、周波数補償信号の中心周波数を基準にして、各周波数特性を合成して得られる周波数特性である。
図８の（Ｄ）は、バンドパスフィルタ２２４の出力スペクトラムを示している。バンドパスフィルタ２２４の出力には、観測信号が含まれる。逆特性Ｘ（ｆ）は、総合特性Ｔ（ｆ）によって打ち消されている。第１不要成分および第２不要成分は、バンドパスフィルタ２２４によって除去されている。
The function of the
FIG. 8A shows the input spectrum of the
FIG. 8B shows the output spectrum of the
FIG. 8C shows the output spectrum of the
FIG. 8D shows the output spectrum of the
バンドパスフィルタ２２４によって不要成分の除去と総合特性Ｔ（ｆ）の平坦性とを両立することが困難である場合、総合特性Ｔ（ｆ）の平坦性が犠牲にされる。しかし、総合特性Ｔ（ｆ）の平坦性は、周波数補償回路２２２によって前置補償される。
不要成分の除去と総合特性Ｔ（ｆ）の平坦性との両立は、総合特性Ｔ（ｆ）の遷移域を減少させ、周波数特性を急峻にすれば可能である。しかし、急峻な周波数特性を実現する場合、アナログフィルタの次数の大幅な増加につながる。その結果、回路規模、容量および重量が増加するため、実現性が厳しい。
例えば、急峻な周波数特性は、ＤＡ変換器２４２が上限の速度でサンプリングを行っても、オーバーサンプル数が３〜４倍程度と低くなるような広帯域なＩＦ信号が出力される場合に要求される。オーバーサンプル数は、サンプリング速度をシンボルレートで除算して得られる値である。
When it is difficult for the
The elimination of unnecessary components and the flatness of the overall characteristic T (f) can be achieved by reducing the transition region of the overall characteristic T (f) and making the frequency characteristic steep. However, when realizing a steep frequency characteristic, the order of the analog filter is significantly increased. As a result, the circuit scale, capacity, and weight increase, and the feasibility is severe.
For example, steep frequency characteristics are required when a wide-band IF signal is output in which the number of oversamples is reduced to about 3 to 4 times even when the
図８の（Ｃ）では、オーバーサンプル数が低くなった結果、送信したい信号成分（周波数補償信号）に対して、イメージ成分（第１不要成分）およびクロックリーク成分（第２不要成分）が周波数軸上で近い位置に発生している。
従来は、総合特性を急峻にすることで、これらの不要成分を除去し、周波数平坦性を保持しながら、観測信号が抽出されていた。しかし、実現性において課題が発生するため、観測信号送信機２２０では、不要成分の除去を主眼とし、平坦性を犠牲にして総合特性Ｔ（ｆ）が設計される。具体的には、観測信号送信機２２０では、周波数補償信号の両端が傾斜してしまう。このような設計とすることで、アナログフィルタの次数を小さくすることができる。その結果、アナログ回路の小型化および軽量化を実現することができる。
In FIG. 8C, as a result of the decrease in the number of oversamples, the image component (first unnecessary component) and the clock leak component (second unnecessary component) have a frequency relative to the signal component (frequency compensation signal) to be transmitted. It occurs at a position close to the axis.
Conventionally, by making the overall characteristics steep, these unnecessary components are removed, and the observation signal is extracted while maintaining frequency flatness. However, since a problem arises in the feasibility, the
さらに、観測信号送信機２２０では、総合特性Ｔ（ｆ）による非平坦性を補償するために、周波数補償回路２２２で逆特性Ｘ（ｆ）が与えられる。
周波数補償回路２２２は、図８の（Ａ）（Ｂ）に示すように、歪み補償信号に対して、両端の特性を持ち上げるような逆特性Ｘ（ｆ）を与える。そして、逆特性Ｘ（ｆ）と総合特性Ｔ（ｆ）とが互いの非平坦性を打ち消し合い、図８の（Ｄ）に示すように、観測信号が平坦化される。さらに、図８の（Ｄ）に示すように、総合特性Ｔ（ｆ）によって、不要成分が除去される。
このような設計により、観測信号送信機２２０は、広帯域な信号を送信する場合でも、アナログ回路の小型化および軽量化と、送信信号の高性能化とを両立することができる。送信信号の高性能化は、高い平坦性と不要成分の抑制とを意味する。
なお、総合特性Ｔ（ｆ）は、衛星局２００が打上げられた後、経年変化および温度変化に応じて変化する可能性がある。総合特性Ｔ（ｆ）が変化する場合、総合特性Ｔ（ｆ）の変化に応じて逆特性Ｘ（ｆ）を更新する必要がある。逆特性Ｘ（ｆ）が更新されない場合、運用初期では、観測信号の平坦性が保たれる。その結果、非線形歪み補償の効果も得られる。しかし、運用途中から徐々に平坦性が崩れ、非線形歪み補償の効果が低減する。その結果、送信信号の品質が劣化していくことになる。
Further, in the
As shown in FIGS. 8A and 8B, the
With such a design, the
Note that the overall characteristic T (f) may change according to aging and temperature change after the
一方で、総合特性Ｔ（ｆ）の変化を補償する機能を観測信号送信機２２０に加えることは、衛星局２００の回路規模および消費電力の増加につながり、好ましくない。回路規模は、重量および容積を意味する
On the other hand, adding a function for compensating for the change in the overall characteristic T (f) to the
そこで、地上局３００は、衛星局２００から受信した受信信号を元に総合特性Ｔ（ｆ）の変化の有無を検出する。そして、総合特性Ｔ（ｆ）の変化がある場合、地上局３００は、周波数補償回路２２２で用いる逆特性Ｘ（ｆ）を更新するための制御を行う。
Therefore, the
図９に基づいて、観測信号受信方法を説明する。
観測信号受信方法は、地上局３００が受信信号を処理する方法である。受信信号は、受信アンテナ３０１に到達した信号である。受信信号には観測信号１１２の成分が含まれる。
Based on FIG. 9, the observation signal receiving method will be described.
The observation signal reception method is a method in which the
ステップＳ３０１はダウンコンバート処理である。
ステップＳ３０１において、受信信号がダウンコンバータ３３０に入力される。
ダウンコンバータ３３０は、受信信号に対してダウンコンバートを行う。
Step S301 is a down-conversion process.
In step S <b> 301, the received signal is input to the
The down
具体的には、ダウンコンバータ３３０の各要素が、以下のように動作する。
周波数変換部３３１は、受信信号に対して周波数変換を行う。具体的には、周波数変換部３３１は、観測信号送信機２２０の周波数変換部２４３と同様に、アナログフィルタとミキサとを備える。そして、周波数変換部３３１は、観測信号送信機２２０の周波数変換部２４３と同様に、信号抽出処理と乗算処理とを繰り返すことによって、周波数変換を行う。周波数変換により、受信信号はアナログＩＦ信号に変換される。
Specifically, each element of the
The
ＡＤ変換部３３２は、アナログＩＦ信号に対してアナログデジタル変換を行う。アナログデジタル変換により、アナログＩＦ信号がデジタルＩＦ信号に変換される。
The
直交検波部３３３は、デジタルＩＦ信号に対して直交検波を行う。直交検波により、デジタルＩＦ信号からベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号とが得られる。ベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号とを総称してベースバンド信号という。ベースバンド信号は、ベースバンド帯の信号であり、ベースバンドは、基底帯域である。
The
受信フィルタ３３４は、ベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号とを通過させ、不要成分を除去する。具体的には、受信フィルタ３３４は、高周波成分を除去するデジタルフィルタであり、高周波成分を除去してベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号とを通過させる。
The
ダウンコンバータ３３０の出力は、ベースバンド信号である。
The output of the
ステップＳ３０２は復調処理である。
ステップＳ３０２において、ベースバンド信号が復調器３４０に入力される。
復調器３４０は、ベースバンド信号を復調する。
Step S302 is a demodulation process.
In step S <b> 302, the baseband signal is input to the demodulator 340.
The demodulator 340 demodulates the baseband signal.
具体的には、復調器３４０の各要素が、以下のように動作する。
等化器３４１は、ベースバンド信号の信号スペクトラムＲｘ（ｆ）に対して周波数等化を行う。
Specifically, each element of the demodulator 340 operates as follows.
The
信号スペクトラムＲｘ（ｆ）は、線形歪み成分Δ（ｆ）を用いて、以下の式（１）で表すことができる。信号スペクトラムＲｘ（ｆ）には雑音成分が含まれるが、式（１）では雑音成分を省略する。
Ｒｘ（ｆ）＝Ｔｘ（ｆ）＊Δ（ｆ） 式（１）
Δ（ｆ）＝Ｕ（ｆ）＊Ｐ（ｆ）＊Ｄ（ｆ）
The signal spectrum Rx (f) can be expressed by the following equation (1) using the linear distortion component Δ (f). The signal spectrum Rx (f) includes a noise component, but the noise component is omitted in Equation (1).
Rx (f) = Tx (f) * Δ (f) Equation (1)
Δ (f) = U (f) * P (f) * D (f)
Ｔｘ（ｆ）は、受信信号の理想的な信号スペクトラムである。つまり、Ｔｘ（ｆ）は、観測信号１１２の信号スペクトラムである。具体的には、Ｔｘ（ｆ）は、受信信号の信号スペクトラムから衛星通信路とダウンコンバータ３３０とのそれぞれの周波数特性を除いて得られる信号スペクトラムである。信号スペクトラムは、信号の周波数成分である。
衛星通信路は、衛星通信の伝送路である。衛星通信は、衛星局２００と地上局３００との間で行われる通信である。
Tx (f) is an ideal signal spectrum of the received signal. That is, Tx (f) is the signal spectrum of the
The satellite communication path is a transmission path for satellite communication. Satellite communication is communication performed between the
Ｐ（ｆ）は、衛星通信路の周波数特性である。
一般的には、衛星通信路は、ガウス雑音伝送路である。ガウス雑音伝送路は、フェージングによる周波数変動が無い伝送路である。
そのため、衛星通信路が、観測信号１１２に対して周波数特性を与えることはほとんどない。但し、信号の無線周波数が高いほど、信号の減衰量が高くなる。そのため、観測信号１１２の周波数帯が広帯域である場合、観測信号１１２の信号スペクトラムに多少の傾斜が生じることになる。この傾斜は、信号スペクトラムの左端（最も低い周波数）から右端（最も高い周波数）にかけて信号スペクトラムが下がる周波数特性である。また、信号の無線周波数が高いほど、降雨による信号の減衰量が高くなる。そのため、降雨の発生によっても、観測信号１１２の信号スペクトラムに多少の傾斜が生じる。
P (f) is the frequency characteristic of the satellite communication path.
In general, the satellite communication path is a Gaussian noise transmission path. The Gaussian noise transmission line is a transmission line that does not have frequency fluctuations due to fading.
Therefore, the satellite communication path hardly gives frequency characteristics to the
Ｄ（ｆ）は、ダウンコンバータ３３０の周波数特性である。具体的には、Ｄ（ｆ）は、周波数変換部３３１に備わるアナログフィルタとミキサとのそれぞれの周波数特性を合成して得られる周波数特性である。
ダウンコンバータ３３０は、周波数特性を有するため、観測信号１１２の信号スペクトラムの平坦性を崩してしまう。
D (f) is the frequency characteristic of the
Since the
Ｕ（ｆ）は、総合特性Ｔ（ｆ）の変化に伴う周波数特性である。
総合特性Ｔ（ｆ）が変化した場合、周波数補償回路２２２による周波数補償が不完全になり、周波数特性が発生する。
U (f) is a frequency characteristic associated with a change in the overall characteristic T (f).
When the total characteristic T (f) changes, the frequency compensation by the
周波数等化は、線形歪み成分Δ（ｆ）を信号スペクトラムＲｘ（ｆ）から除去する処理である。線形歪み成分Δ（ｆ）は、ＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）またはＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いて検出される。 Frequency equalization is a process of removing the linear distortion component Δ (f) from the signal spectrum Rx (f). The linear distortion component Δ (f) is detected by using a CMA (Constant Modulus Algorithm) or LMS (Least Mean Square) algorithm.
線形歪み成分Δ（ｆ）が除去された後の信号スペクトラムＲｘ’（ｆ）は、以下の式（２）で表される。
Ｒｘ’（ｆ）＝Ｒｘ（ｆ）／Δ（ｆ）＝Ｔｘ（ｆ） 式（２）
The signal spectrum Rx ′ (f) after the linear distortion component Δ (f) is removed is expressed by the following equation (2).
Rx ′ (f) = Rx (f) / Δ (f) = Tx (f) Equation (2)
検波器３４２は、信号スペクトラムＲｘ’（ｆ）に対して同期検波を行う。
この同期検波により、ＩデータおよびＱデータが得られる。
The
By this synchronous detection, I data and Q data are obtained.
デマッピング部３４３は、ＩデータとＱデータとに対してデマッピングを行う。
このデマッピングによって得られるデータを復調データという。
The
Data obtained by this demapping is called demodulated data.
復調器３４０の出力は復調データである。 The output of the demodulator 340 is demodulated data.
ステップＳ３０３は復号処理である。
ステップＳ３０３において、復調データが復号部３５０に入力される。
復号部３５０は、復調データに対して復号を行う。具体的には、復号部３５０は、誤り訂正復号を行う。この復号により、観測データ１１１が得られる。
復号部３５０の出力は、観測データ１１１である。
Step S303 is a decoding process.
In step S <b> 303, the demodulated data is input to the
The
The output of the
図１０に基づいて、補償制御方法を説明する。
補償制御方法は、周波数特性を補償するためのフィルタ係数を観測信号送信機２２０に設定する方法である。
The compensation control method will be described with reference to FIG.
The compensation control method is a method of setting the filter coefficient for compensating the frequency characteristic in the
ステップＳ４０１は特性推定処理である。
ステップＳ４０１において、特性推定部３９３は、周波数特性Ｕ（ｆ）の推定値Ｕ’（ｆ）を算出する。
具体的には、特性推定部３９３は、線形歪み成分Δ（ｆ）に対して周波数特性Ｐ（ｆ）と周波数特性Ｄ（ｆ）とを除算することによって、推定値Ｕ’（ｆ）を算出する。
線形歪み成分Δ（ｆ）は、図９のステップＳ３０２で等化器３４１によって算出されて、特性推定部３９３に入力される。
衛星通信路がガウス雑音伝送路であれば、周波数特性Ｐ（ｆ）は信号の減衰量の差異だけによって変化するため、周波数特性Ｐ（ｆ）は予め、この減衰特性と観測信号の無線周波数（中心周波数および信号帯域幅）の各情報を用いて、計算で求めることが可能である。
周波数特性Ｄ（ｆ）は、観測信号１１２が受信されない時間帯にキャリブレーション処理を行って検出することが可能である。具体的には、信号発生器３２９が、キャリブレーション信号を生成する。キャリブレーション信号は、調整用の広帯域変調波であり、ダウンコンバータ３３０を介して等化器３４１に入力される。そして、等化器３４１は、キャリブレーション信号に対して周波数等化を行うことによって、周波数特性Ｄ（ｆ）を検出する。周波数特性Ｄ（ｆ）は、等化器３４１から特性推定部３９３に入力される。
特性推定部３９３の出力は、推定値Ｕ’（ｆ）である。
Step S401 is a characteristic estimation process.
In step S401, the
Specifically, the
The linear distortion component Δ (f) is calculated by the
If the satellite communication channel is a Gaussian noise transmission channel, the frequency characteristic P (f) changes only due to the difference in the attenuation of the signal, so the frequency characteristic P (f) is determined in advance from the attenuation characteristic and the radio frequency ( It is possible to obtain by calculation using each information of the center frequency and the signal bandwidth.
The frequency characteristic D (f) can be detected by performing a calibration process in a time zone when the
The output of the
ステップＳ４０２は信頼度算出処理である。
ステップＳ４０２において、信頼度算出部３９２は、推定値Ｕ’（ｆ）の信頼度を算出する。
具体的には、信頼度算出部３９２は、受信信号のＳ／Ｎ比を推定値Ｕ’（ｆ）の信頼度として算出する。Ｓ／Ｎ比は信号雑音比を意味する。具体的には、Ｓ／Ｎ比は、雑音干渉電力（Ｎ＋Ｉ）に対する信号電力Ｓの比である。雑音干渉電力（Ｎ＋Ｉ）は、雑音電力Ｎと干渉電力Ｉとの合計である。
Step S402 is a reliability calculation process.
In step S402, the
Specifically, the
受信信号のＳ／Ｎ比は以下のように算出される。
再変調部３９１は、復号部３５０から出力された観測データ１１１に対して符号化および変調を行う。符号化および変調の方法は、観測信号送信機２２０で用いられる方法と同じである。これにより、ＩデータのレプリカとＱデータのレプリカとが得られる。Ｉデータのレプリカの信号点をＩレプリカ信号点Ｉｒといい、Ｑデータのレプリカの信号点をＱレプリカ信号点Ｑｒという。また、Ｉレプリカ信号点ＩｒとＱレプリカ信号点Ｑｒとを総称して信号点（Ｉｒ，Ｑｒ）という。
再変調部３９１の出力は、信号点（Ｉｒ，Ｑｒ）である。
The S / N ratio of the received signal is calculated as follows.
The
The output of the
信頼度算出部３９２には、再変調部３９１から出力される信号点（Ｉｒ，Ｑｒ）と検波器３４２から出力される信号点（Ｉｄ，Ｑｄ）とが入力される。信号点（Ｉｄ，Ｑｄ）は、Ｉデータ信号点とＱデータ信号点との総称である。Ｉデータ信号点およびＱデータ信号点は、検波器３４２によって得られるＩデータとＱデータとのそれぞれの信号点である。
まず、信頼度算出部３９２は、信号点（Ｉｒ，Ｑｒ）と信号点（Ｉｄ，Ｑｄ）との距離の二乗値Ｄ＾２を算出する。距離の二乗値Ｄ＾２は、Ｄ＾２＝（Ｉｒ−Ｉｄ）＾２＋（Ｑｒ−Ｑｄ）＾２で表すことができる。「＾２」は二乗を意味する。
次に、信号発生器３２９は、距離の二乗値Ｄ＾２の平均を算出することによって、雑音干渉電力を求める。
実際には、信頼度算出部３９２は、信号点（Ｉｄ，Ｑｄ）をメモリに蓄積し、遅延時間τが経過した後に雑音干渉電力（Ｎ＋Ｉ）を求める。遅延時間τは、デマッピング処理と復号処理と再変調処理とのそれぞれの処理時間の合計である。デマッピング処理はデマッピング部３４３の処理であり、復号処理は復号部３５０の処理であり、再変調処理は再変調部３９１の処理である。
To the
First, the
Next, the
Actually, the
また、信頼度算出部３９２は、信号点（Ｉｒ，Ｑｒ）を用いて、信号点（Ｉｄ，Ｑｄ）に対して無変調化処理を行う。無変調化処理は、全ての信号点を同一のベクトル角に揃える処理である。
次に、信頼度算出部３９２は、無変調化処理後の信号点（Ｉｄ，Ｑｄ）のベクトルを合成し、合成後のベクトルを二乗することによって信号電力Ｓを求める。
具体的には、信頼度算出部３９２は、信号点（Ｉｄ，Ｑｄ）に信号点（Ｉｒ，Ｑｒ）の複素共役を乗算する。次に、信頼度算出部３９２は、乗算して得られるベクトル信号を信号点（Ｉｒ，Ｑｒ）のベクトル長で除算することによって、無変調化処理を行う。次に、信頼度算出部３９２は、無変調化処理後の信号点（Ｉｄ，Ｑｄ）のベクトルを合成し、合成して得られるベクトルに対してベクトル平均化を行う。ベクトル平均化は、合成して得られるベクトルを合成されたベクトルの数で除算する処理である。そして、信頼度算出部３９２は、ベクトル平均化後のベクトルを二乗して、信号電力Ｓを求める。
Further, the
Next, the
Specifically, the
そして、信頼度算出部３９２は、信号電力Ｓと雑音干渉電力（Ｎ＋Ｉ）とを用いて、Ｓ／Ｎ比（＝Ｓ／（Ｎ＋Ｉ））を求める。
Then, the
ステップＳ４０３は係数算出処理である。
ステップＳ４０３において、係数算出部３９４には、特性推定部３９３から出力される推定値Ｕ’（ｆ）と信頼度算出部３９２から出力される信頼度とが入力される。
係数算出部３９４は、推定値Ｕ’（ｆ）と信頼度とを用いて、フィルタ係数を算出する。算出されるフィルタ係数は、周波数補償回路２２２を構成するデジタルフィルタ用の係数である。
Step S403 is a coefficient calculation process.
In step S <b> 403, the
The
具体的には、係数算出部３９４は、以下のようにフィルタ係数を算出する。
まず、係数算出部３９４は、信頼度閾値以上の信頼度に対応する推定値Ｕ’（ｆ）を選択し、選択された推定値Ｕ’（ｆ）の平均を求める。この平均を高精度推定値Ｕ’’（ｆ）という。高精度推定値Ｕ’’（ｆ）は、誤差が少ない高精度な推定値Ｕ’（ｆ）である。
Specifically, the
First, the
次に、係数算出部３９４は、高精度推定値Ｕ’’（ｆ）の平坦度を検出する。平坦度は、周波数軸におけるフラットネスを意味する。具体的には、係数算出部３９４は、高精度推定値Ｕ’’（ｆ）のリップルの値を平坦度として算出する。
観測信号送信機２２０の周波数補償回路２２２が理想的に動作していれば、高精度推定値Ｕ’’（ｆ）の平坦度は高い。
一方、アップコンバータ２４０と増幅器２２３とバンドパスフィルタ２２４との総合特性は、衛星局２００の打上げ後に経年および温度変動などの影響を受けて徐々に変化する。その結果、周波数補償回路２２２が正常に動作しなくなると、高精度推定値Ｕ’’（ｆ）の平坦度は低下する。前述の通り、周波数補償回路２２２は、総合特性Ｔ（ｆ）を打ち消すために、観測データ１１１に対して周波数特性Ｘ（ｆ）を与えている。しかし、衛星局２００の打上げ後に総合特性Ｔ（ｆ）が変化してしまうと、周波数特性Ｘ（ｆ）を更新しない限り、総合特性Ｔ（ｆ）を打ち消すことができない。その結果、観測信号送信機２２０の周波数特性は、線形歪みが発生する劣化状態となる。
Next, the
If the
On the other hand, the overall characteristics of the up-
次に、係数算出部３９４は、高精度推定値Ｕ’’（ｆ）の平坦度を平坦度閾値と比較する。平坦度閾値は基準となる平坦度を示す値である。
高精度推定値Ｕ’’（ｆ）の平坦度が平坦度閾値より大きい場合（高精度推定値Ｕ’’（ｆ）の平坦度が低い場合）、係数算出部３９４は、高精度推定値Ｕ’’（ｆ）を用いて、新たな周波数特性Ｘ（ｆ）を算出する。
ｉ番目の周波数特性Ｘｉ（ｆ）は、ｉ番目の高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）を用いて、以下の式（３）で表すことができる。なお、周波数特性の初期値Ｘ０（ｆ）は、予めメモリに記憶されている。ｉは１以上の整数である。
Next, the
When the flatness of the high accuracy estimated value U ″ (f) is larger than the flatness threshold (when the flatness of the high accuracy estimated value U ″ (f) is low), the
The i-th frequency characteristic Xi (f) can be expressed by the following equation (3) using the i-th high-precision estimated value U ″ i (f). The initial value X0 (f) of the frequency characteristic is stored in advance in the memory. i is an integer of 1 or more.
Ｘｉ（ｆ）＝Ｘ（ｉ−１）（ｆ）／Ｕ’’ｉ（ｆ） 式（３） Xi (f) = X (i−1) (f) / U ″ i (f) Equation (3)
そして、係数算出部３９４は、周波数特性Ｘｉ（ｆ）に対して逆フーリエ変換を行う。逆フーリエ変換は、周波数領域を時間領域に変換する処理である。
この逆フーリエ変換により、フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）が算出される。ｋは、１からＮまでの整数である。Ｎは、周波数補償回路２２２を構成する複素ＦＩＲフィルタの段数である。
係数算出部３９４の出力は、フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）である。
Then, the
The filter coefficient C (i, k) is calculated by the inverse Fourier transform. k is an integer from 1 to N. N is the number of stages of the complex FIR filter constituting the
The output of the
ステップＳ４０４は仮設定処理である。
ステップＳ４０４において、フィルタ係数データ１２１であるフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）がコマンド送信機３１１に入力される。
コマンド送信機３１１は、フィルタ係数データ１２１を含んだコマンド信号１２２を生成し、コマンド信号１２２を衛星局２００に送信する。コマンド信号１２２の通信にはコマンド回線が用いられる。
Step S404 is a temporary setting process.
In step S <b> 404, the filter coefficient C (i, k) that is the
The
衛星局２００において、コマンド受信機２１１は、コマンド信号１２２を受信し、コマンド信号１２２からフィルタ係数データ１２１を取得し、フィルタ係数データ１２１を出力する。出力されたフィルタ係数データ１２１は、周波数補償回路２２２に入力される。
周波数補償回路２２２は、フィルタ係数データ１２１であるフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）を仮設定する。具体的には、周波数補償回路２２２は、フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）をレジスタに設定するが、フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）を使用せず、現在のフィルタ係数Ｃ（ｉ−１，ｋ）を使用する。
In the
The
ステップＳ４０５は本設定処理である。
ステップＳ４０５において、周波数補償回路２２２は、仮設定されたフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）を出力する。出力されたフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）は、リードバックデータ１３１として、テレメトリ送信機２１２に入力される。
テレメトリ送信機２１２は、リードバックデータ１３１を含んだテレメトリ信号１３２を生成し、テレメトリ信号１３２を地上局３００に送信する。テレメトリ信号１３２の通信にはテレメトリ回線が用いられる。
Step S405 is the setting process.
In step S405, the
The
地上局３００において、テレメトリ受信機３１２は、テレメトリ信号１３２を受信し、テレメトリ信号１３２からリードバックデータ１３１を取得し、リードバックデータ１３１を出力する。出力されたリードバックデータ１３１は、係数比較部３９５に入力される。
係数比較部３９５は、リードバックデータ１３１であるフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）をフィルタ係数データ１２１であるフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）と比較する。
両方のフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）が異なる場合、仮設定処理（Ｓ４０４）からやり直しとなる。
In the
The
If the two filter coefficients C (i, k) are different, the provisional setting process (S404) is repeated.
両方のフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）が同じである場合、係数比較部３９５は、本設定コマンドを出力する。出力された本設定コマンドはコマンド送信機３１１に入力される。
コマンド送信機３１１は、本設定コマンドを含んだコマンド信号１２２を生成し、コマンド信号１２２を衛星局２００に送信する。
When both filter coefficients C (i, k) are the same, the
The
衛星局２００において、コマンド受信機２１１は、コマンド信号１２２を受信し、コマンド信号１２２から本設定コマンドを取得し、本設定コマンドを出力する。出力された本設定コマンドは、周波数補償回路２２２に入力される。
周波数補償回路２２２は、本設定コマンドに従って、フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）を本設定する。具体的には、周波数補償回路２２２は、現在のフィルタ係数Ｃ（ｉ−１，ｋ）を削除し、フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）の使用を開始する。
In the
The
＊＊＊実施の形態１の効果＊＊＊
衛星局２００と地上局３００とが連携した一連の処理により、観測信号送信機２２０は、図２に示すようなオープンループ型の小型構成であっても、アナログ回路の周波数特性を誤りなく確実に補償し続けることができる。そのため、観測信号送信機２２０の小型化および低消費電力化と、高い送信性能の維持との両立を実現することができる。詳細には、一連の処理によって、歪み補償回路２２１と増幅器２２３との間の周波数特性（線形歪み）が経年とともに劣化することなく、常に小さな値に抑えられる。そのため、非線形歪み補償を高い効果で維持することができる。その結果、観測信号送信機２２０の良好な送信性能が実現される。
*** Effects of
Through a series of processing in which the
観測信号送信機２２０では、隣接する不要波を除去することを主眼に、信号通過帯域の平坦性を犠牲にして、アナログ回路の周波数特性が設計される。信号通過帯域の非平坦性は、周波数補償回路２２２で補償される。そのため、広帯域な信号が送信される場合でも、観測信号送信機２２０において、アナログ回路の小型化および軽量化と、送信信号の高性能化（高い平坦性、不要成分の抑制）とを両立することができる。
In the
＊＊＊他の構成＊＊＊
衛星局２００は、中継衛星であってもよい。中継衛星である衛星局２００は、周回衛星から観測信号を受信し、観測信号から観測データを復調し、観測データを観測信号に再変調し、観測信号を地上局０２に中継する。
*** Other configurations ***
The
高いＳ／Ｎ比が常に維持されるようなシステムでは、誤り訂正が必要とならない。誤り訂正が必要とならない場合、符号化器２３１は必ずしも必要ではない。但し、直列並列変換は必要である。
In a system where a high S / N ratio is always maintained, error correction is not required. If error correction is not required, the
帯域外に不要成分が発生することが無いのであれば、バンドパスフィルタ２２４は必ずしも必要ではない。帯域外に不要成分（スプリアス等）が発生する可能性があることを前提に、観測信号送信機２２０はバンドパスフィルタ２２４を備える。
If no unnecessary component is generated outside the band, the
ダウンコンバータ３３０の周波数特性Ｄ（ｆ）は、以下のように検出されてもよい。
信号発生器３２９は、ネットワークアナライザのように、無変調波ＣＷをダウンコンバータ３３０に入力する。そして、特性推定部３９３は、ダウンコンバータ３３０に入力される無変調波ＣＷと、ダウンコンバータ３３０を介して出力される無変調波ＣＷとの時間差（位相差）およびレベル差を、入力周波数を変えながら検出する。検出される時間差およびレベル差は、ダウンコンバータ３３０の周波数特性Ｄ（ｆ）に相当する。
The frequency characteristic D (f) of the
The
受信信号にユニークワード等の既知のパターンを含める場合、信頼度算出部３９２は、復調および復号して得られたデータから既知のパターンを検出し、既知のパターンを用いてＳ／Ｎ比を推定することも可能である。この場合、既知のパターンの区間だけがＳ／Ｎ比の推定に使える区間となるが、再変調部３９１が不要となるため、回路規模を低減することができる。
When a known pattern such as a unique word is included in the received signal, the
信頼度は、受信信号の受信レベルであってもよい。その場合、係数算出部３９４は、自動利得制御（ＡＧＣ）から得られる受信レベルＰをしきい値Ｐｔｈと比較する。受信レベルＰがしきい値Ｐｔｈを下回る場合、係数算出部３９４は、推定値Ｕ’（ｆ）の信頼度が低いと判定する。受信レベルが用いられる場合、干渉電力も受信レベルに含まれてしまうため、Ｓ／Ｎ比を求めることができない。観測信号受信機３２０で発生する雑音電力Ｎが予め測定されるとしても、Ｓ／Ｎ比から信号品質を求めることになる。よって、受信信号にどの程度の干渉電力Ｉが含まれているかを評価することはできなくなる。しかし、再変調部３９１が不要となるため、回路規模を低減する効果が得られる。
The reliability may be the reception level of the received signal. In this case, the
係数算出部３９４は、一部の推定値Ｕ’（ｆ）を用いずに高精度推定値Ｕ’’（ｆ）を求めてもよい。
具体的には、係数算出部３９４は、推定値Ｕ’（ｆ）と前回の高精度推定値Ｕ’’（ｆ）との差分を算出する。差分が差分閾値より大きい場合、係数算出部３９４は、その推定値Ｕ’（ｆ）を用いずに、今回の高精度推定値Ｕ’’（ｆ）を求める。
また、前述の係数算出部３９４は、信頼度閾値以上の信頼度に対応する推定値Ｕ’（ｆ）を選択し、選択された推定値Ｕ’（ｆ）の平均を求める。しかし、信頼度情報を用いて推定値Ｕ’（ｆ）を選択する機能は必須ではなく、伝搬路において常に高いＣ／Ｎ比が保持されるような好条件下では、全ての推定値Ｕ’（ｆ）をそのまま平均化して高精度推定値Ｕ’’（ｆ）を求めても良い。同様に、好条件下では、上記平均化処理も必須ではない。Ｃ／Ｎ比は、搬送波対雑音比である。
また、衛星局２００が周回するような場合、信頼度情報として、地表に対する衛星局２００の仰角を示す情報を用いても良い。一般に仰角が低いほど、衛星局２００と地上局３００との通信距離が長くなり、受信Ｃ／Ｎ比および受信レベルが低下する。よって、仰角が低い場合は、無条件に推定値Ｕ’（ｆ）を選択せず、仰角が高い場合に得られた推定値Ｕ’（ｆ）を用いるようにしても良い。または、仰角を示す情報と、前記Ｓ／Ｎ比の推定値との両方を用いて、推定値Ｕ’（ｆ）の選択の可否を判断しても良い。
更に、推定値Ｕ’（ｆ）を選択する又は選択しないの２者択一ではなく、信頼度情報が示す信頼度を０．０〜１．０の範囲で表現し、それをＵ’（ｆ）に重み付けしても良い。
The
Specifically, the
In addition, the
When the
Furthermore, instead of selecting or not selecting the estimated value U ′ (f), the reliability indicated by the reliability information is expressed in the range of 0.0 to 1.0, and this is expressed as U ′ (f ) May be weighted.
衛星局２００が地上局３００に送信するデータは、観測データ以外のデータであってもよい。
Data transmitted from the
衛星局２００は、人工衛星ではなく航空機であってもよい。
衛星通信システム１００は、航空機と地上局３００との間で通信が行われる無線通信システムであってもよい。
無線端末と地上局３００との伝送路が、フェージング等による周波数特性の変動がないガウス雑音伝送路であれば、実施の形態を適用することができる。
The
The satellite communication system 100 may be a wireless communication system in which communication is performed between the aircraft and the
The embodiment can be applied if the transmission path between the wireless terminal and the
実施の形態２．
観測信号送信機２２０が周波数補償回路２２２を備えない形態について、図１１から図１３に基づいて説明する。但し、実施の形態１と重複する説明は省略または簡略する。
A mode in which the
＊＊＊構成の説明＊＊＊
衛星通信システム１００の構成は実施の形態１と同じである。
衛星局２００の通信機２１０の構成は実施の形態１と同じである。
但し、観測信号送信機２２０の構成は実施の形態１と一部異なる。
*** Explanation of configuration ***
The configuration of the satellite communication system 100 is the same as that of the first embodiment.
The configuration of the communication device 210 of the
However, the configuration of the
図１１に基づいて、観測信号送信機２２０の構成を説明する。
観測信号送信機２２０は、実施の形態１で説明した周波数補償回路２２２を備えない。
フィルタ係数データ１２１は、コマンド受信機２１１から符号化／変調部２３０のデジタル変調器２３９に入力される。
リードバックデータ１３１は、符号化／変調部２３０のデジタル変調器２３９からテレメトリ送信機２１２に入力される。
デジタル変調器２３９は、周波数補償回路２２２の代わりに、周波数補償を行う。
観測信号送信機２２０は周波数補償回路２２２を備えないため、観測信号送信機２２０の回路規模が小さくなる。
Based on FIG. 11, the configuration of the
The
The
The
The
Since the
地上局３００の通信機３１０の構成は実施の形態１と同じである。
但し、地上局３００から衛星局２００に送信されるフィルタ係数は、波形整形フィルタ２３３用の係数である。
The configuration of communication device 310 of
However, the filter coefficient transmitted from the
図１２に基づいて、デジタル変調器２３９の構成を説明する。
デジタル変調器２３９は、ゼロ補間部２３４とＦＩＲフィルタ２３５といった要素を備える。
ＦＩＲフィルタ２３５は、波形整形フィルタ２３３に相当するデジタルフィルタであり、レジスタ２３６とマッピング乗算部２３７との組をＮ組備える。マッピング乗算部２３７は、マッピング部２３７１と複素乗算器２３７２とを備える。
さらに、ＦＩＲフィルタ２３５は加算器２３８を備える。
また、ＦＩＲフィルタ２３５はフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）をｋ番目のマッピング乗算部２３７に入力するためのインタフェースを備えるが、そのインタフェースの図示は省略する。
ＦＩＲフィルタ２３５の各要素の動作については後述する。
The configuration of the
The
The FIR filter 235 is a digital filter corresponding to the
Further, the FIR filter 235 includes an
The FIR filter 235 includes an interface for inputting the filter coefficient C (i, k) to the k-th
The operation of each element of the FIR filter 235 will be described later.
＊＊＊動作の説明＊＊＊
まず、地上局３００の係数算出部３９４による係数算出処理（Ｓ４０３）を説明する。
ステップＳ４０３において、係数算出部３９４は、デジタル変調器２３９のＦＩＲフィルタ２３５用のフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）を算出する。
*** Explanation of operation ***
First, the coefficient calculation process (S403) by the
In step S <b> 403, the
具体的には、係数算出部３９４は、フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）を以下のように算出する。
係数算出部３９４は、周波数特性Ｘｉ（ｆ）に周波数特性Ｔｘ（ｆ）を乗算する。周波数特性Ｘｉ（ｆ）は、実施の形態１の式（３）で求まる周波数特性である。周波数特性Ｔｘ（ｆ）は、波形整形フィルタ２３３が有する理想的な周波数特性である。理想的な周波数特性の一例は、ルートロールオフフィルタ特性である。乗算により得られる周波数特性を乗算特性という。
係数算出部３９４は、乗算特性に対して逆フーリエ変換を行う。この逆フーリエ変換により、フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）が得られる。
フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）は、衛星局２００に送信されて、デジタル変調器２３９のレジスタ２３６に設定される。つまり、フィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）は、デジタル変調器２３９のレジスタ２３６に仮設定および本設定される。
Specifically, the
The
The
The filter coefficient C (i, k) is transmitted to the
図１２に基づいて、観測信号送信機２２０の動作を説明する。
ゼロ補間部２３４には、符号化器２３１から出力される符号化データが入力される。
変調方式が１６ＱＡＭまたは１６ＡＰＳＫである場合、これらの変調方式では１シンボル当たり４ビットの伝送が行われるため、符号化データのビット数は４ビットである。すなわち、符号化器２３１では１入力４出力の処理が行われる。
変調方式がＱＰＳＫである場合、この変調方式では１シンボル当たり２ビットの伝送が行われるため、符号化データのビット数は２ビットである。
ゼロ補間部２３４は、符号化データに対してゼロ補間処理を行う。具体的には、ゼロ補間部２３４は、符号化データ｛Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，・・・｝のデータ間にゼロを（Ｍ−１）個挿入する。Ｍは、シンボルレートに対するオーバーサンプル数である。オーバーサンプル数が２である場合、ゼロ補間処理後の符号化データは｛Ｄ１，０，Ｄ２，０，Ｄ３，０，・・・｝となる。
ゼロ補間部２３４の出力は、ゼロ補間処理後の符号化データである。
Based on FIG. 12, the operation of the
The zero interpolation unit 234 receives encoded data output from the
When the modulation scheme is 16QAM or 16APSK, since 4 bits are transmitted per symbol in these modulation schemes, the number of bits of encoded data is 4 bits. That is, the
When the modulation method is QPSK, since 2 bits are transmitted per symbol in this modulation method, the number of bits of encoded data is 2 bits.
The zero interpolation unit 234 performs zero interpolation processing on the encoded data. Specifically, the zero interpolation unit 234 inserts (M−1) zeros between the encoded data {D1, D2, D3,. M is the number of oversamples with respect to the symbol rate. When the number of oversamples is 2, the encoded data after the zero interpolation process is {D1, 0, D2, 0, D3, 0,.
The output of the zero interpolation unit 234 is encoded data after the zero interpolation process.
Ｎ個のレジスタ２３６は、Ｎ段のシフトレジスタを構成し、ゼロ補間部２３４からＦＩＲフィルタ２３５に入力される符号化データのデータ系列を、入力速度に従って、１サンプル毎にシフトする。 The N registers 236 constitute an N-stage shift register, and shift the data series of encoded data input from the zero interpolation unit 234 to the FIR filter 235 for each sample according to the input speed.
ｎ番目のマッピング部２３７１は、ｎ番目のレジスタ２３６から出力される符号化データに対してマッピング処理を行う。具体的には、マッピング部２３７１は、符号化データをＩデータとＱデータとに変換する。
マッピング部２３７１の出力は、ＩデータおよびＱデータである。
The
The output of the
ｎ番目の複素乗算器２３７２は、ｎ番目のマッピング部２３７１の出力にフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｎ）を複素乗算する。
複素乗算器２３７２の出力は、複素乗算後のＩデータおよびＱデータである。
The nth
The output of the
加算器２３８は、Ｎ個の複素乗算器２３７２のそれぞれの出力を加算する。
加算器２３８の出力は、Ｎ個のＩデータを加算して得られるＩデータと、Ｎ個のＱデータを加算して得られるＱデータとである。
The
The output of the
＊＊＊実施の形態２の効果＊＊＊
周波数補償回路２２２が不要であるため、観測信号送信機２２０の回路規模を小さくすることができる。
*** Effects of
Since the
＊＊＊他の構成＊＊＊
データレートの高速化に伴い、１シンボル当たり２サンプルの動作が、デバイス性能上、厳しくなる場合、図１３に示すように、ゼロ補間部２３４を削除して、加算器を２並列に構成してもよい。
図１３において、デジタル変調器２３９は、ＦＩＲフィルタ２３５を備える。
ＦＩＲフィルタ２３５は、偶数用加算器２３８Ａと奇数用加算器２３８Ｂとを備える。
偶数用加算器２３８Ａには偶数番目のマッピング乗算部２３７が接続され、奇数用加算器２３８Ｂには奇数番目のマッピング乗算部２３７が接続される。
これにより、ＦＩＲフィルタ２３５を１シンボル当たり１サンプルで動作させることができる。この場合、符号化データ｛Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，・・・｝がそのまま、後段のレジスタ２３６に入力される。そのため、レジスタ２３６の入力速度は、１シンボル当たり２サンプルから１シンボル当たり１サンプルに半減する。これに伴い、レジスタ２３６の個数はＮ個からＮ／２個に半減する。そして、Ｎ／２個のレジスタ２３６はＮ／２段のシフトレジスタを構成する。なお、レジスタ２３６の出力速度は、１系列（１シンボル当たり２サンプル）から、２系列（１シンボル当たり１サンプル）に増加する。
*** Other configurations ***
If the operation of 2 samples per symbol becomes severe in terms of device performance as the data rate increases, as shown in FIG. 13, the zero interpolation unit 234 is deleted and two adders are configured in parallel. Also good.
In FIG. 13, the
The FIR filter 235 includes an
An even-numbered
As a result, the FIR filter 235 can be operated with one sample per symbol. In this case, the encoded data {
ＦＩＲフィルタ２３５がゼロ補間部２３４を備える場合、ゼロ補間処理により、偶数サンプル時刻では、偶数番目のレジスタ出力がゼロとなる。その結果、偶数番目（♯２，♯４，…）の複素乗算器２３７２の出力もゼロとなる。同様に、奇数サンプル時刻では、奇数番目（♯１，♯３，…）の複素乗算器２３７２の出力がゼロとなる。
この性質を利用した場合、図１３に示すように、ｐ番目のレジスタ出力が、２ｐ番目と（２ｐ−１）番目との２つのマッピング乗算部２３７に同時に入力される。偶数用加算器２３８Ａは、偶数番目のマッピング乗算部２３７の出力を全て加算し、その結果を偶数時刻の変調データ（Ｉデータ、Ｑデータ）として出力する。奇数用加算器２３８Ｂは、奇数番目のマッピング乗算部２３７の出力を全て加算し、その結果を奇数時刻の変調データとして出力する。
When the FIR filter 235 includes the zero interpolation unit 234, the even-numbered register output becomes zero at the even sample time by the zero interpolation process. As a result, the output of the even-numbered (# 2, # 4,...)
When this property is used, as shown in FIG. 13, the p-th register output is simultaneously input to two
マッピング乗算部２３７はメモリで構成してもよい。具体的なメモリはＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）である。
マッピング乗算部２３７に入力される符号化データのビット数が４ビットである場合、４ビットアドレスの規模のメモリでマッピング乗算部２３７が構成される。
The
When the number of bits of encoded data input to the
ＦＩＲフィルタ２３５には周波数補償機能が組み込まれるため、マッピング乗算部２３７での複素乗算処理は、４個の乗算器と、２個の加算器とで構成される。そのため、ＦＩＲフィルタ２３５に周波数補償機能が組み込まれない場合と比較すると、回路規模は大きくなる。
これに対して、マッピング乗算部２３７がメモリで構成されれば、乗算器および加算器が不要となり、メモリのアドレスも変調指数分の僅かなビット数で済むため、回路規模が大幅に小さくなる。
Since the frequency compensation function is incorporated in the FIR filter 235, the complex multiplication processing in the
On the other hand, if the
メモリの内容を生成する方法について示す。はじめに、複素ＦＩＲフィルタの係数Ｃ（ｉ，ｋ）をソフトウエア上のマッピング乗算部２３７に予め設定する。その後、入力アドレスに相当する４ビット分の入力データ｛０，１，２，…１５｝を変えながら、それぞれの入力データに対する複素乗算によって得られる結果（Ｉ振幅、Ｑ振幅）を、メモリに書き込むデータとする。このようにして、地上局３００の係数算出部３９４は、マッピング乗算部２３７に対応したメモリに書き込むデータを生成する。生成されたデータは、コマンド回線を用いて衛星局２００に送信され、マッピング乗算部２３７を構成するメモリに書き込まれる。これにより、ＦＩＲフィルタ２３５の係数Ｃ（ｉ，ｋ）をマッピング乗算部２３７に設定する場合と、同様の動作を実現することができる。
A method for generating the contents of the memory will be described. First, the coefficient C (i, k) of the complex FIR filter is preset in the
このように、マッピング乗算部２３７をメモリで構成することで、ＦＩＲフィルタ２３５のフィルタ係数Ｃ（ｉ，ｋ）を更新する動作を実現しつつ、乗算器および加算器の数を大幅に減らすことができる。そのため、観測信号送信機２２０の回路規模を更に小さくすることができる。
Thus, by configuring the
実施の形態３．
観測信号送信機２２０が２つの周波数補償回路を備える形態について、図１４に基づいて説明する。但し、実施の形態１と重複する説明は省略または簡略する。
An embodiment in which the
＊＊＊構成の説明＊＊＊
衛星通信システム１００の構成は実施の形態１と同じである。
衛星局２００の通信機２１０の構成は実施の形態１と同じである。
但し、観測信号送信機２２０の構成は実施の形態１と一部異なる。
*** Explanation of configuration ***
The configuration of the satellite communication system 100 is the same as that of the first embodiment.
The configuration of the communication device 210 of the
However, the configuration of the
図１４に基づいて、観測信号送信機２２０の構成を説明する。
観測信号送信機２２０は、２つの周波数補償回路（２２２Ａ，２２２Ｂ）を備える。
周波数補償回路２２２Ａは、符号化／変調部２３０と歪み補償回路２２１との間に接続され、バンドパスフィルタ２２４の周波数特性を補償する。
周波数補償回路２２２Ｂは、歪み補償回路２２１とアップコンバータ２４０との間に接続され、アップコンバータ２４０の周波数特性を補償する。
これにより、歪み補償回路２２１と増幅器２２３との間で発生するアナログの周波数特性（線形歪み）だけを、正確に補償することが可能となる。その結果、観測信号送信機２２０は、非線形歪み補償の効果を高め、良好な送信性能を実現することができる。
Based on FIG. 14, the structure of the
The
The
The
As a result, only the analog frequency characteristic (linear distortion) generated between the
地上局３００の通信機３１０の構成は実施の形態１と同じである。
但し、係数算出部３９４の出力は２種類のフィルタ係数であり、係数比較部３９５の入力は２種類のフィルタ係数である。
２種類のフィルタ係数は、フィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）とフィルタ係数Ｃｂ（ｉ，ｑ）と記す。フィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）は周波数補償回路２２２Ａに与えられるフィルタ係数であり、フィルタ係数Ｃｂ（ｉ，ｑ）は周波数補償回路２２２Ｂに与えられるフィルタ係数である。
The configuration of communication device 310 of
However, the output of the
The two types of filter coefficients are denoted as filter coefficient Ca (i, k) and filter coefficient Cb (i, q). The filter coefficient Ca (i, k) is a filter coefficient given to the
＊＊＊動作の説明＊＊＊
図１４に基づいて、２つのフィルタ係数（Ｃａ、Ｃｂ）の設定を説明する。
地上局３００において、係数算出部３９４はフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）を算出し、フィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）をフィルタ係数データとして出力する。
コマンド送信機３１１は、フィルタ係数データを含んだコマンド信号１２２を衛星局２００に送信する。
*** Explanation of operation ***
Based on FIG. 14, the setting of the two filter coefficients (Ca, Cb) will be described.
In the
The
衛星局２００において、コマンド受信機２１１はコマンド信号１２２を受信し、コマンド信号１２２に含まれるフィルタ係数データであるフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）を出力する。
周波数補償回路２２２Ａは、フィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）を仮設定し、仮設定されたフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）を読み出し、読み出したフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）をリードバックデータとして出力する。
テレメトリ送信機２１２は、リードバックデータを含んだテレメトリ信号１３２を地上局３００に送信する。
In the
The
地上局３００において、テレメトリ受信機３１２はテレメトリ信号１３２を受信し、テレメトリ信号１３２に含まれるリードバックデータであるフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）を出力する。
係数比較部３９５は、リードバックデータであるフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）をフィルタ係数データであるフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）と比較する。
両方のフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）が同じである場合、コマンド送信機３１１は、本設定コマンドを含んだコマンド信号１２２を衛星局２００に送信する。
In the
The
When both filter coefficients Ca (i, k) are the same, the
衛星局２００において、コマンド受信機２１１はコマンド信号１２２を受信し、コマンド信号１２２に含まれる本設定コマンドを出力する。
周波数補償回路２２２Ａは、本設定コマンドに従って、仮設定したフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）を本設定する。
In the
The
フィルタ係数Ｃｂ（ｉ，ｑ）は、フィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）と同様に、周波数補償回路２２２Ｂに仮設定および本設定される。
The filter coefficient Cb (i, q) is provisionally set and permanently set in the
次に、地上局３００の係数算出部３９４の動作について説明する。
係数算出部３９４は、高精度推定値Ｕ’’（ｆ）を算出する。高精度推定値Ｕ’’（ｆ）を算出する方法は、実施の形態１と同じである。
そして、係数算出部３９４は、観測信号送信機２２０に備わるバンドパスフィルタ２２４の周波数特性を複数用いて、２種類のフィルタ係数を生成する。
環境温度によってバンドパスフィルタ２２４の特性が変わる場合、バンドパスフィルタ２２４の複数の周波数特性Ｂｋ（ｆ）は、衛星局２００の打ち上げ前に、温度を変えながら測定することによって得られる。ｋは１以上Ｒ以下の整数である。Ｒはバンドパスフィルタ２２４の周波数特性の数である。
Next, the operation of the
The
Then, the
When the characteristics of the
係数算出部３９４は、観測信号送信機２２０の温度に対応する周波数特性Ｂｉ（ｆ）を、バンドパスフィルタ２２４の複数の周波数特性Ｂｋ（ｆ）から選択する。観測信号送信機２２０の温度は、テレメトリ信号１３２に含まれるデータの１つである。
そして、係数算出部３９４は、選択された周波数特性Ｂｉ（ｆ）で高精度推定値Ｕ’’（ｆ）を除算することによって、アップコンバータ２４０の周波数特性Ｙｉ（ｆ）を求める。
The
Then, the
経年変化によってバンドパスフィルタ２２４の特性が変わる場合、経年変化に伴う特性変化を予想することによって、バンドパスフィルタ２２４の複数の周波数特性Ｂｋ（ｆ）が得られる。
When the characteristics of the
次に、係数算出部３９４は、周波数特性Ｂｉ（ｆ）に対する逆フーリエ変換によって、フィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）を求める。
また、係数算出部３９４は、周波数特性Ｙｉ（ｆ）に対する逆フーリエ変換によって、フィルタ係数Ｃｂ（ｉ，ｑ）を求める。
Next, the
In addition, the
＊＊＊実施の形態３の効果＊＊＊
観測信号送信機２２０は、２つの周波数補償回路（２２２Ａ，２２２Ｂ）を備える。１つ目の周波数補償回路２２２Ａは、バンドパスフィルタ２２４の周波数特性を補償する。２つ目の周波数補償回路２２２Ｂは、アップコンバータ２４０の周波数特性を補償する。補償に用いる各推定値の精度を高める処理が施されているため、歪み補償回路２２１と増幅器２２３との間で発生するアナログの周波数特性（線形歪み）を正確に補償することができる。その結果、観測信号送信機２２０は、非線形歪み補償の高い効果を奏する。また、観測信号送信機２２０は、オープンループ型の小型な構成でありながら、良好な送信性能を実現する。
*** Effects of
The
＊＊＊他の構成＊＊＊
バンドパスフィルタ２２４の周波数特性Ｂｉ（ｆ）を求めるため、事前に、アップコンバータ２４０の周波数特性Ｙｋ（ｆ）を温度を変えながらＲ’個測定してもよい。その後、温度情報を用いて、Ｒ’個の周波数特性Ｙｋ（ｆ）から周波数特性Ｙｉ（ｆ）が選択される。そして、選択された周波数特性Ｙｉ（ｆ）で高精度推定値Ｕ’’（ｆ）が除算されることによって、バンドパスフィルタ２２４の周波数特性Ｂｉ（ｆ）が求められる。
*** Other configurations ***
In order to obtain the frequency characteristic Bi (f) of the
推定精度を高めたい場合、衛星局２００の打ち上げ前に、バンドパスフィルタ２２４のＲ個の温度対周波数特性と、アップコンバータ２４０のＲ’個の温度対周波数特性とを測定し、バンドパスフィルタ２２４の周波数特性Ｂｉ（ｆ）とアップコンバータ２４０の周波数特性Ｙｉ（ｆ）とを求めてもよい。
例えば、係数算出部３９４は、観測信号送信機２２０の温度情報と、バンドパスフィルタ２２４の温度毎の周波数特性Ｂｋ（ｆ）とをもとに、バンドパスフィルタ２２４の現在の周波数特性Ｂｉ’（ｆ）を選択する。同時に、係数算出部３９４は、観測信号送信機２２０の温度情報と、アップコンバータ２４０の温度毎の周波数特性Ｙｋ（ｆ）とをもとに、アップコンバータ２４０の周波数特性Ｙｉ’（ｆ）を選択する。
When it is desired to increase the estimation accuracy, R temperature-frequency characteristics of the band-
For example, the
さらに、係数算出部３９４は、周波数特性Ｙｉ’（ｆ）を周波数特性Ｂｉ’（ｆ）と乗算し、乗算結果を高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）と比較する。測定誤差およびアナログ回路の経年変化がなければ、両者は一致する。一方、測定誤差またはアナログ回路の経年変化があれば、両者は一致しない。
Further, the
この性質を利用し、係数算出部３９４は、両者を比較する意味で、乗算結果を高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）で除算する。除算結果が周波数軸上で一定の値を示す場合、係数算出部３９４は、周波数特性Ｙｉ’（ｆ）と周波数特性Ｂｉ’（ｆ）とを採用する。
一方、除算結果が周波数軸上で一定の値を示さない場合、乗算結果と高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）との少なくともいずれかに誤差が加わっている。そのため、係数算出部３９４は、周波数特性Ｙｉ’（ｆ）と周波数特性Ｂｉ’（ｆ）とを採用しない。
このような検証が行われることで、衛星通信システム１００は、確からしい周波数特性Ｙｉ’（ｆ）と周波数特性Ｂｉ’（ｆ）とを用いて周波数補償を実現することができる。そのため、観測信号送信機２２０の高い性能を安定して得ることができる。
Using this property, the
On the other hand, if the division result does not show a constant value on the frequency axis, an error is added to at least one of the multiplication result and the high-precision estimated value U ″ i (f). Therefore, the
By performing such verification, the satellite communication system 100 can realize frequency compensation using the probable frequency characteristic Yi ′ (f) and the frequency characteristic Bi ′ (f). Therefore, the high performance of the
また、平均化処理によって、周波数特性Ｙｉ’（ｆ）と周波数特性Ｂｉ’（ｆ）との推定精度を高めても良い。
例えば、係数算出部３９４は、Ｙｉ’（ｆ）とＵ’’ｉ（ｆ）／Ｂｉ’（ｆ）とを平均して得られる特性から、フィルタ係数Ｃｂ（ｉ，ｑ）を求める。また、係数算出部３９４は、Ｂｉ’（ｆ）とＵ’’ｉ（ｆ）／Ｙｉ’（ｆ）とを平均して得られる特性から、フィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）を求める。
Further, the estimation accuracy of the frequency characteristic Yi ′ (f) and the frequency characteristic Bi ′ (f) may be increased by averaging processing.
For example, the
推定精度を更に高める場合、係数算出部３９４は、測定誤差等の要因も考慮して、周波数特性Ｙｉ’（ｆ）、Ｂｉ’（ｆ）、Ｕ’’ｉ（ｆ）毎に複数の候補を求めてもよい。そして、係数算出部３９４は、最も高い信号品質（Ｓ／Ｎ比）を実現する特性の組合せを選択する。
例えば、周波数特性Ｙｉ’（ｆ）の候補は｛Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４｝の４つであり、周波数特性Ｂｉ’（ｆ）の候補は｛Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３｝の３つである。この場合、特性の組合せの数は１２（＝３×４）である。
この場合、地上局３００は、一旦、試行期間に入り、観測信号送信機２２０の周波数補償回路２２２Ａと周波数補償回路２２２Ｂとに対して、特性の組み合わせを設定する。その際、信頼度算出部３９２はＳ／Ｎ比を信頼度として記録する。
このような処理が特性の組み合わせ毎に試行される。その後、係数算出部３９４は、１２個のＳ／Ｎ比の中で最も高いＳ／Ｎ比に対応する特性の組み合わせを選択する。そして、係数算出部３９４は、選択された組み合わせを用いてフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）とフィルタ係数Ｃｂ（ｉ，ｑ）とを生成する。そして、フィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）は観測信号送信機２２０の周波数補償回路２２２Ａに設定され、フィルタ係数Ｃｂ（ｉ，ｑ）は観測信号送信機２２０の周波数補償回路２２２Ｂに設定される。
When the estimation accuracy is further increased, the
For example, the frequency characteristic Yi ′ (f) has four candidates {Y1, Y2, Y3, Y4}, and the frequency characteristic Bi ′ (f) has three candidates {B1, B2, B3}. In this case, the number of characteristic combinations is 12 (= 3 × 4).
In this case, the
Such processing is tried for each combination of characteristics. Thereafter, the
高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）を用いた検証により、試行回数を減らし、設定までの一連の試行時間（＝調整時間）を減らしても良い。
例えば、係数算出部３９４は、特性の組み合わせ毎に乗算処理を行う（Ｙ１＊Ｂ１，Ｙ１＊Ｂ２，Ｙ１＊Ｂ３，Ｙ２＊Ｂ１，…）。そして、係数算出部３９４は、乗算結果を高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）と比較する。乗算結果が高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）と一致しない場合、係数算出部３９４は、その組み合わせを試行対象から外す。これにより、試行回数を減らすことができる。
By the verification using the high accuracy estimated value U ″ i (f), the number of trials may be reduced, and a series of trial times (= adjustment time) until setting may be reduced.
For example, the
なお、高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）は１つに限定されるものではない。想定される測定誤差も考慮して高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）の複数の候補が求められてもよい。それぞれの候補に対して乗算結果が比較されることにより、判定精度が高められる
例えば、３つの候補｛Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３｝のいずれにも乗算結果が一致しない場合に限り、係数算出部３９４は、当該組み合わせを試対象から外す。
なお、周波数特性Ｙｉ’（ｆ）、Ｂｉ’（ｆ）、Ｕ’’ｉ（ｆ）のそれぞれの候補の数は、２つ以上であれば幾つでも構わない。
The high-precision estimated value U ″ i (f) is not limited to one. A plurality of candidates for the high-precision estimated value U ″ i (f) may be obtained in consideration of the assumed measurement error. By comparing the multiplication results for each candidate, the determination accuracy is improved. For example, the
Note that the number of candidates for each of the frequency characteristics Yi ′ (f), Bi ′ (f), and U ″ i (f) may be any number as long as it is two or more.
周波数補償回路の数は、２つでなくてもよい。
例えば、観測信号送信機２２０は、周波数補償回路２２２Ａを備えずに、周波数補償回路２２２Ｂを備えてもよい。周波数特性Ｙｉ’（ｆ）の候補が｛Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４｝の４つである場合、試行期間において、周波数補償回路２２２Ｂに対して、各候補｛Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４｝に対応するフィルタ係数Ｃｂ（ｉ，ｑ）が順次設定される。そして、４回の試行の後、最も高いＳ／Ｎ比に対応するフィルタ係数が正式に採用される。
このように、Ｓ／Ｎ比をモニタしながら、最も確からしい周波数特性の組み合わせが選択されることで、観測信号送信機２２０の送信性能を高めることができる。
The number of frequency compensation circuits may not be two.
For example, the
As described above, the most probable combination of frequency characteristics is selected while monitoring the S / N ratio, whereby the transmission performance of the
周波数特性を切り替える試行処理は、出来るだけ同じ伝搬路を用いて、Ｓ／Ｎ比が高い条件下（例えば、晴天時）で行うことが望ましい。そのため、衛星通信システム１００は、Ｓ／Ｎ比が高い時間帯に、速やかに（数秒程度）で本試行処理を行うように動作する。また、Ｓ／Ｎ比が高い条件下であれば、実データを伝送する運用中に、このような試行が行われても、周波数特性のずれによる影響でビットエラーが発生することはないため、運用計画に支障を与えることはない。 The trial process for switching the frequency characteristics is desirably performed under the condition where the S / N ratio is high (for example, in fine weather) using the same propagation path as much as possible. Therefore, the satellite communication system 100 operates so as to perform the trial process promptly (about several seconds) in a time zone with a high S / N ratio. In addition, under conditions where the S / N ratio is high, even if such a trial is performed during operation of transmitting actual data, a bit error does not occur due to the influence of the shift in frequency characteristics. There will be no hindrance to the operation plan.
実施の形態４．
歪み補償回路２２１が増幅器２２３の非線形特性と周波数特性とを前置補償する形態について、図１５に基づいて説明する。但し、実施の形態１から実施の形態３と重複する説明は省略または簡略する。
A form in which the
＊＊＊構成の説明＊＊＊
衛星通信システム１００の構成は実施の形態１と同じである。
衛星局２００の通信機２１０の構成は実施の形態１と同じである。
但し、観測信号送信機２２０の構成は実施の形態１と一部異なる。
*** Explanation of configuration ***
The configuration of the satellite communication system 100 is the same as that of the first embodiment.
The configuration of the communication device 210 of the
However, the configuration of the
図１５に基づいて、観測信号送信機２２０の構成を説明する。
歪み補償回路２２１は、増幅器２２３の非線形特性と周波数特性とを前置補償する高度な歪み補償方式を採用する。高度な歪み補償方式の一例はＭＰ方式である。ＭＰは、Ｍｅｍｏｒｙ Ｐｏｌｙｎｏｉａｌの略称である。
歪み補償回路２２１に対して、周波数補償回路２２２Ａおよび周波数補償回路２２２Ｂと同様に、フィルタ係数Ｃｄ（ｉ，ｗ）が入出力される。
フィルタ係数Ｃｄ（ｉ，ｗ）は、増幅器２２３の非線形特性と周波数特性とを補償するデジタルフィルタ用の係数である。
Based on FIG. 15, the configuration of the
The
The filter coefficient Cd (i, w) is input / output to / from the
The filter coefficient Cd (i, w) is a coefficient for a digital filter that compensates for the nonlinear characteristic and frequency characteristic of the
＊＊＊動作の説明＊＊＊
周波数補償回路２２２Ａは、バンドパスフィルタ２２４の周波数特性を前置補償する。
歪み補償回路２２１は、増幅器２２３の周波数特性と非線形特性とを前置補償する。
周波数補償回路２２２Ｂは、アップコンバータ２４０の周波数特性を前置補償する。
周波数補償回路２２２Ａと歪み補償回路２２１と周波数補償回路２２２Ｂとのそれぞれで用いられるデジタルフィルタ用のフィルタ係数は、地上局３００から送信されて、適宜更新される。
*** Explanation of operation ***
The
The
The
The filter coefficients for the digital filter used in each of the
したがって、地上局３００の係数算出部３９４は、周波数補償回路２２２Ａ用のフィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ）と、周波数補償回路２２２Ｂ用のフィルタ係数Ｃｂ（ｉ，ｑ）と、歪み補償回路２２１用のフィルタ係数Ｃｄ（ｉ，ｗ）とを算出する。
つまり、係数算出部３９４は３通りのフィルタ係数を算出する。各フィルタ係数を算出するために、実施の形態３で説明した方法を適用することができる。
Therefore, the
That is, the
例えば、温度をパラメータにして、増幅器２２３の複数の周波数特性が予め測定される。衛星局２００の打ち上げ後、係数算出部３９４は、テレメトリとして得られる観測信号送信機２２０の温度をもとに、増幅器２２３の周波数特性を選択する。そして、係数算出部３９４は、選択された周波数特性を用いてフィルタ係数Ｃｄ（ｉ，ｗ）を生成する。
For example, a plurality of frequency characteristics of the
なお、増幅器２２３の周波数特性は、増幅器２２３の入力レベルによっても変わる場合がある。そのため、係数算出部３９４は、増幅器２２３の入力レベルをテレメトリとして入手し、入手した入力レベルに対応する周波数特性を選択しても良い。
この場合、入力レベルをパラメータにして、増幅器２２３の複数の周波数特性が予め測定される必要がある。
Note that the frequency characteristics of the
In this case, a plurality of frequency characteristics of the
増幅器２２３の入力レベルが得られず、観測信号送信機２２０の送信出力レベルが得られる場合、係数算出部３９４は、観測信号送信機２２０の送信出力レベルを用いて、増幅器２２３の入力レベルを算出してもよい。
When the input level of the
係数算出部３９４は、測定誤差等の要因も考慮に入れて、観測信号送信機２２０の温度をもとに、増幅器２２３の周波数特性の候補と他のアナログ回路の周波数特性の候補との組み合わせから、最も高い信号品質（Ｓ／Ｎ比）に対応する組み合わせを選択してもよい。
増幅器２２３の周波数特性の候補が｛Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５｝の５つであり、周波数特性Ｙｉ’（ｆ）の候補が｛Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４｝の４つであり、周波数特性Ｂｉ’（ｆ）の候補が｛Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３｝の３つである場合、周波数特性の組み合わせの数は６０（＝５×４×３）である。
衛星通信システム１００は、この６０通りの組み合わせに対する試行を実施の形態３と同じく実施し、最も高いＳ／Ｎ比に対応する組み合わせを選択する。更に、衛星通信システム１００は、選択された組み合わせを用いて、各フィルタ係数Ｃａ（ｉ，ｋ），Ｃｂ（ｉ，ｑ），Ｃｄ（ｉ，ｗ）を算出する。そして、衛星通信システム１００は、観測信号送信機２２０の周波数補償回路２２２Ａと周波数補償回路２２２Ｂと歪み補償回路２２１とにフィルタ係数を設定する。
The
There are five frequency characteristic candidates of the amplifier 223: {D1, D2, D3, D4, D5}, and four frequency characteristic Yi ′ (f) candidates are {Y1, Y2, Y3, Y4}. When there are three candidates for frequency characteristics Bi ′ (f) {B1, B2, B3}, the number of combinations of frequency characteristics is 60 (= 5 × 4 × 3).
The satellite communication system 100 performs trials for these 60 combinations in the same manner as in the third embodiment, and selects a combination corresponding to the highest S / N ratio. Further, the satellite communication system 100 calculates each filter coefficient Ca (i, k), Cb (i, q), Cd (i, w) using the selected combination. Then, the satellite communication system 100 sets filter coefficients in the
高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）を用いた検証により、試行回数を減らし、設定までの一連の試行時間（＝調整時間）を減らしても良い。
また、周波数特性の候補の数は、２以上であれば、幾つでも構わない。
衛星通信システム１００は、信号のＳ／Ｎ比をモニタしながら適切なフィルタ係数を求めることで、温度情報だけを用いてフィルタ係数を求める場合よりも、観測信号送信機２２０の送信性能を上げることができる。
By the verification using the high accuracy estimated value U ″ i (f), the number of trials may be reduced, and a series of trial times (= adjustment time) until setting may be reduced.
Further, the number of frequency characteristic candidates is not limited as long as it is two or more.
The satellite communication system 100 increases the transmission performance of the
＊＊＊実施の形態４の効果＊＊＊
観測信号送信機２２０は、増幅器２２３の非線形歪みと周波数特性とを、同時に補償するような高度な歪み補償方式にも対応する。そのため、増幅器２２３の周波数特性が生じる場合でも、非線形歪み補償の効果を損なうことなく、高性能な送信特性を維持することが可能となる。
*** Effects of
The
実施の形態５．
地上局３００の演算処理および回路規模を減らす形態について説明する。但し、実施の形態１から実施の形態４と重複する説明は省略または簡略する。
A mode for reducing the arithmetic processing and circuit scale of the
＊＊＊構成の説明＊＊＊
衛星通信システム１００の構成は、実施の形態１と同じである。
*** Explanation of configuration ***
The configuration of the satellite communication system 100 is the same as that of the first embodiment.
＊＊＊動作の説明＊＊＊
衛星局２００の打ち上げ前に、温度をパラメータにして、補償対象となるアナログ回路の単体の周波数特性が複数測定される。具体的なアナログ回路は、バンドパスフィルタ２２４およびアップコンバータ２４０である。
*** Explanation of operation ***
Before the
衛星局２００が打ち上げられた後の運用時において、地上局３００の係数算出部３９４は、テレメトリとして得られる観測信号送信機２２０の温度情報を元に、観測信号送信機２２０の温度に対応する周波数特性を選択する。更に、係数算出部３９４は、選択された周波数特性を用いて、フィルタ係数を算出する。係数比較部３９５は、算出されたフィルタ係数を、観測信号送信機２２０に設定されているフィルタ係数と比較する。観測信号送信機２２０に設定されているフィルタ係数は、係数算出部３９４によって算出された際にメモリに記憶される。両方のフィルタ係数が異なる場合、観測信号送信機２２０に設定されているフィルタ係数は、現在の温度に対して適切ではない。そのため、観測信号送信機２２０に設定されているフィルタ係数が更新されなければ、周波数補償および歪み補償が機能しなくなり、観測信号送信機２２０の通信性能に悪影響を与える状態になると予測される。
During operation after the
そこで、両方のフィルタ係数が異なる場合、コマンド送信機３１１は、新たに算出されたフィルタ係数を衛星局２００に送信する。そして、観測信号送信機２２０は、新たに算出されたフィルタ係数を設定する。
Therefore, when both filter coefficients are different, the
この場合、係数算出部３９４は、温度情報をモニタして、選択動作を行えばよい。そのため、高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）を導くまでの一連の演算等が不要となる。それに伴い、特性推定部３９３および信頼度算出部３９２が不要となる。更に、等化器３４１の出力が不要になるため、復調器３４０は、等化器３４１の機能を省いた簡易な構成で実現することができる。
In this case, the
＊＊＊実施の形態５の効果＊＊＊
実施の形態５では、高精度推定値Ｕ’’ｉ（ｆ）を用いないため、実施の形態１から実施の形態４と比較すると、周波数補償の性能が劣る。しかし、実施の形態５では、地上局３００の回路規模を大幅に減らすことができる。
*** Effect of
In the fifth embodiment, since the high-precision estimated value U ″ i (f) is not used, the frequency compensation performance is inferior as compared with the first to fourth embodiments. However, in the fifth embodiment, the circuit scale of the
なお、温度変動が速く、リアルタイムな制御が必要となる場合、テレメトリ回線およびコマンド回線の伝搬遅延の影響を受けて、適切な制御が行われなくなる。この場合、地上局３００の係数算出部３９４は、現時点までに得られた温度の平均的な推移を元に伝搬遅延を見越して未来の温度を予測し、予測した未来の温度を元に周波数特性を選択すればよい。また、温度の平均化処理が行われるため、温度情報に誤差が乗じる場合も、その影響を軽減することができる。そのため、観測信号送信機２２０の周波数補償の性能が向上する。
このような温度情報の予測処理は、温度情報を用いる他の実施の形態にも適用することができる。そのため、温度変動が速く、リアルタイムな制御が必要となる場合でも、観測信号送信機２２０の良好な周波数補償を実現することができる。
When the temperature variation is fast and real-time control is required, appropriate control cannot be performed due to the influence of propagation delay of the telemetry line and the command line. In this case, the
Such temperature information prediction processing can also be applied to other embodiments using temperature information. Therefore, good frequency compensation of the
＊＊＊実施の形態の特徴＊＊＊
実施の形態は、以下のような特徴を有する。括弧内には、実施の形態で使用した符号または名称を記す。
通信機（３１０）は、アナログ回路とアナログ回路の周波数特性をフィルタ係数を用いて前置補償するデジタルフィルタとを備える通信相手（２１０）と通信する。
通信機は、係数制御部（３９０）と送信部（３１１）とを備える。
係数制御部は、デジタルフィルタに使用させる新たなフィルタ係数を算出する。
送信部は、算出された新たなフィルタ係数を通信相手に送信する。
*** Features of the embodiment ***
The embodiment has the following features. Reference numerals or names used in the embodiments are described in parentheses.
The communication device (310) communicates with a communication partner (210) including an analog circuit and a digital filter that pre-compensates the frequency characteristic of the analog circuit using a filter coefficient.
The communication device includes a coefficient control unit (390) and a transmission unit (311).
The coefficient control unit calculates new filter coefficients to be used for the digital filter.
The transmission unit transmits the calculated new filter coefficient to the communication partner.
通信機は、新たなフィルタ係数が送信された後に通信相手から送信されるフィルタ係数である仮設定のフィルタ係数を受信する受信部（３１２）を備える。
係数制御部は、受信された仮設定のフィルタ係数を前記新たなフィルタ係数と比較する。
送信部は、仮設定のフィルタ係数が前記新たなフィルタ係数と同じである場合、仮設定のフィルタ係数を本設定させるための本設定コマンドを前記通信相手に送信する。
The communication device includes a reception unit (312) that receives a temporarily set filter coefficient that is a filter coefficient transmitted from a communication partner after a new filter coefficient is transmitted.
The coefficient control unit compares the received temporarily set filter coefficient with the new filter coefficient.
When the temporarily set filter coefficient is the same as the new filter coefficient, the transmitting unit transmits a final setting command for causing the temporary setting filter coefficient to be permanently set to the communication partner.
係数制御部は、アナログ回路の周波数特性の変化に伴う周波数特性の推定値を算出し、算出された推定値を用いて新たなフィルタ係数を算出する。アナログ回路の周波数特性の変化に伴う周波数特性は、変化前の周波数特性と変化後の周波数特性との差分である。 The coefficient control unit calculates an estimated value of the frequency characteristic accompanying a change in the frequency characteristic of the analog circuit, and calculates a new filter coefficient using the calculated estimated value. The frequency characteristic accompanying the change in the frequency characteristic of the analog circuit is a difference between the frequency characteristic before the change and the frequency characteristic after the change.
係数制御部は、今回以前に算出された推定値の平坦度を算出し、算出された平坦度を平坦度閾値と比較し、平坦度閾値が示す平坦度よりも算出された平坦度が低い場合に新たなフィルタ係数を算出する。 The coefficient control unit calculates the flatness of the estimated value calculated before this time, compares the calculated flatness with the flatness threshold, and the calculated flatness is lower than the flatness indicated by the flatness threshold A new filter coefficient is calculated.
係数制御部は、前回の新たなフィルタ係数と今回の推定値とを用いて、今回の新たなフィルタ係数を算出する。 The coefficient control unit calculates the current new filter coefficient using the previous new filter coefficient and the current estimated value.
係数制御部は、算出された推定値の信頼度を算出し、信頼度閾値が示す信頼度よりも高い信頼度に対応する推定値を今回以前に算出された推定値から選択し、選択された推定値を用いて新たなフィルタ係数を算出する。 The coefficient control unit calculates the reliability of the calculated estimated value, selects the estimated value corresponding to the reliability higher than the reliability indicated by the reliability threshold value from the previously calculated estimated values, and is selected A new filter coefficient is calculated using the estimated value.
係数制御部は、通信相手の温度を示す温度情報を用いて、それぞれに異なる温度に対応付けられた複数の周波数特性から、通信相手の温度に対応する周波数特性を選択し、選択された周波数特性を用いて新たなフィルタ係数を算出する。 The coefficient control unit uses the temperature information indicating the temperature of the communication partner to select a frequency characteristic corresponding to the temperature of the communication partner from a plurality of frequency characteristics associated with different temperatures, and selects the selected frequency characteristic. Is used to calculate a new filter coefficient.
係数制御部は、複数の温度情報が示す通信相手の温度の推移から通信相手の温度を予測し、予測された温度に対応する周波数特性を通信相手の温度に対応する周波数特性として選択する。 The coefficient control unit predicts the temperature of the communication partner from the transition of the temperature of the communication partner indicated by the plurality of temperature information, and selects the frequency characteristic corresponding to the predicted temperature as the frequency characteristic corresponding to the temperature of the communication partner.
通信機は、受信機（３２０）を備える。
係数制御部は、周波数特性毎にフィルタ係数を算出する。
送信部は、周波数特性毎にフィルタ係数を通信相手に送信する。
受信機は、周波数特性毎に周波数特性に対応するフィルタ係数が通信相手に送信された後に通信相手から送信される信号を受信信号として受信する。
係数制御部は、周波数特性毎に周波数特性に対応する受信信号の信号雑音比を信頼度として算出し、周波数特性毎の信頼度に基づいて周波数特性毎のフィルタ係数から新たなフィルタ係数を選択する。
The communicator includes a receiver (320).
The coefficient control unit calculates a filter coefficient for each frequency characteristic.
A transmission part transmits a filter coefficient to a communicating party for every frequency characteristic.
The receiver receives, as a reception signal, a signal transmitted from the communication partner after the filter coefficient corresponding to the frequency characteristic is transmitted to the communication partner for each frequency characteristic.
The coefficient control unit calculates the signal-to-noise ratio of the received signal corresponding to the frequency characteristic as the reliability for each frequency characteristic, and selects a new filter coefficient from the filter coefficient for each frequency characteristic based on the reliability for each frequency characteristic. .
衛星通信システム（１００）は、衛星局通信機（２１０）と地上局通信機（３１０）とを備える。 The satellite communication system (100) includes a satellite station communication device (210) and a ground station communication device (310).
衛星局通信機は、アップコンバータ（２４０）と増幅器（２２３）とバンドパスフィルタ（２２４）とをアナログ回路として備える。 The satellite station communication device includes an up converter (240), an amplifier (223), and a band pass filter (224) as analog circuits.
衛星局通信機は、デジタルフィルタとして機能する周波数補償回路（２２２）を備える。 The satellite station communication device includes a frequency compensation circuit (222) that functions as a digital filter.
衛星局通信機は、周波数補償回路として、アップコンバータの周波数特性を前置補償する第１の周波数補償回路（２２２Ａ）と、バンドパスフィルタの周波数特性を前置補償する第２の周波数補償回路（２２２Ｂ）とを備える。
係数制御部は、新たなフィルタ係数として、第１の周波数補償回路用の新たなフィルタ係数と、第２の周波数補償回路用の新たなフィルタ係数とを算出する。
The satellite station communicator includes, as frequency compensation circuits, a first frequency compensation circuit (222A) that pre-compensates the frequency characteristics of the upconverter and a second frequency compensation circuit (pre-compensation of the frequency characteristics of the bandpass filter). 222B).
The coefficient control unit calculates a new filter coefficient for the first frequency compensation circuit and a new filter coefficient for the second frequency compensation circuit as new filter coefficients.
衛星局通信機は、さらに、デジタルフィルタとして機能して増幅器の周波数特性を前置補償する歪み補償回路（２２１）を備える。
係数制御部は、さらに、新たなフィルタ係数として、歪み補償回路用の新たなフィルタ係数を算出する。
The satellite station communication device further includes a distortion compensation circuit (221) that functions as a digital filter to pre-compensate the frequency characteristics of the amplifier.
The coefficient control unit further calculates a new filter coefficient for the distortion compensation circuit as a new filter coefficient.
衛星局通信機は、デジタルフィルタとして機能するデジタル変調器（２３９）を備える。 The satellite station communication device includes a digital modulator (239) that functions as a digital filter.
デジタル変調器は、シフトレジスタを構成する複数のレジスタ（２３６）と、複数のレジスタに対応する複数の複素乗算器（２３７２）と、複数の複素乗算器それぞれの出力を加算する加算器（２３８）とを備える。
係数制御部は、新たなフィルタ係数として、複数の複素乗算器に対応する複数のフィルタ係数を算出する。
The digital modulator includes a plurality of registers (236) constituting a shift register, a plurality of complex multipliers (2372) corresponding to the plurality of registers, and an adder (238) for adding outputs of the plurality of complex multipliers. With.
The coefficient control unit calculates a plurality of filter coefficients corresponding to the plurality of complex multipliers as new filter coefficients.
＊＊＊実施の形態の補足＊＊＊
観測信号送信機２２０、観測信号受信機３２０および係数制御部３９０の要素は、ハードウエア、ソフトウエアまたはハードウエアとソフトウエアとの組み合わせとのいずれで実現されてもよい。具体的なハードウエアは電子回路である。具体的なソフトウエアはプログラムである。プログラムはプロセッサによって実行される。
*** Supplement to the embodiment ***
The elements of the
実施の形態は、好ましい形態の例示であり、本発明の技術的範囲を制限することを意図するものではない。実施の形態は、部分的に実施してもよいし、他の形態と組み合わせて実施してもよい。フローチャート等を用いて説明した手順は、適宜に変更してもよい。 The embodiments are exemplifications of preferred forms and are not intended to limit the technical scope of the present invention. The embodiment may be implemented partially or in combination with other embodiments. The procedure described using the flowchart and the like may be changed as appropriate.
１００ 衛星通信システム、１１１ 観測データ、１１２ 観測信号、１２１ フィルタ係数データ、１２２ コマンド信号、１３１ リードバックデータ、１３２ テレメトリ信号、２００ 衛星局、２０１ 送信アンテナ、２０２ 通信アンテナ、２１０ 通信機、２１１ コマンド受信機、２１２ テレメトリ送信機、２２０ 観測信号送信機、２２１ 歪み補償回路、２２２ 周波数補償回路、２２３ 増幅器、２２４ バンドパスフィルタ、２３０ 符号化／変調部、２３１ 符号化器、２３２ マッピング部、２３３ 波形整形フィルタ、２３４ ゼロ補間部、２３５ ＦＩＲフィルタ、２３６ レジスタ、２３７ マッピング乗算部、２３７１ マッピング部、２３７２ 複素乗算器、２３８ 加算器、２３８Ａ 偶数用加算器、２３８Ｂ 奇数用加算器、２３９ デジタル変調器、２４０ アップコンバータ、２４１ 直交変調部、２４２ ＤＡ変換器、２４３ 周波数変換部、３００ 地上局、３０１ 受信アンテナ、３０２ 通信アンテナ、３１０ 通信機、３１１ コマンド送信機、３１２ テレメトリ受信機、３２０ 観測信号受信機、３２９ 信号発生器、３３０ ダウンコンバータ、３３１ 周波数変換部、３３２ ＡＤ変換部、３３３ 直交検波部、３３４ 受信フィルタ、３４０ 復調器、３４１ 等化器、３４２ 検波器、３４３ デマッピング部、３５０ 復号部、３９０ 係数制御部、３９１ 再変調部、３９２ 信頼度算出部、３９３ 特性推定部、３９４ 係数算出部、３９５ 係数比較部。 100 satellite communication system, 111 observation data, 112 observation signal, 121 filter coefficient data, 122 command signal, 131 readback data, 132 telemetry signal, 200 satellite station, 201 transmission antenna, 202 communication antenna, 210 communication device, 211 command reception , 212 telemetry transmitter, 220 observation signal transmitter, 221 distortion compensation circuit, 222 frequency compensation circuit, 223 amplifier, 224 bandpass filter, 230 encoding / modulation unit, 231 encoder, 232 mapping unit, 233 waveform shaping Filter, 234 zero interpolation unit, 235 FIR filter, 236 register, 237 mapping multiplication unit, 2371 mapping unit, 2372 complex multiplier, 238 adder, 238A adder for even number, 238B for odd number Calculator, 239 Digital modulator, 240 Up converter, 241 Quadrature modulation unit, 242 DA converter, 243 Frequency conversion unit, 300 Ground station, 301 Reception antenna, 302 Communication antenna, 310 Communication device, 311 Command transmitter, 312 Telemetry Receiver, 320 observation signal receiver, 329 signal generator, 330 down converter, 331 frequency converter, 332 AD converter, 333 quadrature detector, 334 reception filter, 340 demodulator, 341 equalizer, 342 detector, 343 Demapping unit, 350 decoding unit, 390 coefficient control unit, 391 remodulation unit, 392 reliability calculation unit, 393 characteristic estimation unit, 394 coefficient calculation unit, 395 coefficient comparison unit.
Claims (16)
前記デジタルフィルタに使用させる新たなフィルタ係数を算出する係数制御部と、
算出された新たなフィルタ係数を前記通信相手に送信する送信部と
を備える通信機。 A communication device that communicates with a communication partner including an analog circuit and a digital filter that pre-compensates the frequency characteristics of the analog circuit using a filter coefficient,
A coefficient control unit for calculating a new filter coefficient to be used in the digital filter;
A communication apparatus comprising: a transmission unit that transmits the calculated new filter coefficient to the communication partner.
前記係数制御部は、受信された仮設定のフィルタ係数を前記新たなフィルタ係数と比較し、
前記送信部は、前記仮設定のフィルタ係数が前記新たなフィルタ係数と同じである場合、前記仮設定のフィルタ係数を本設定させるための本設定コマンドを前記通信相手に送信する
請求項１に記載の通信機。 The communication device includes a reception unit that receives a temporarily set filter coefficient that is a filter coefficient transmitted from the communication partner after the new filter coefficient is transmitted,
The coefficient control unit compares the received temporarily set filter coefficient with the new filter coefficient,
2. The transmission unit according to claim 1, wherein when the temporarily set filter coefficient is the same as the new filter coefficient, the transmission unit transmits a main setting command for causing the communication partner to set the temporary filter coefficient. Communication equipment.
請求項１または請求項２に記載の通信機。 The coefficient control unit calculates an estimated value of a frequency characteristic accompanying a change in the frequency characteristic of the analog circuit, and calculates the new filter coefficient using the calculated estimated value. Communication equipment.
請求項３に記載の通信機。 The coefficient control unit calculates the flatness of the estimated value calculated before this time, compares the calculated flatness with the flatness threshold, and the calculated flatness is higher than the flatness indicated by the flatness threshold. The communication device according to claim 3, wherein the new filter coefficient is calculated when it is low.
請求項３または請求項４に記載の通信機。 5. The communication device according to claim 3, wherein the coefficient control unit calculates a new filter coefficient for the current time using the previous new filter coefficient and the estimated value for the current time.
請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の通信機。 The coefficient control unit calculates the reliability of the calculated estimated value, selects an estimated value corresponding to a reliability higher than the reliability indicated by the reliability threshold from the estimated values calculated before this time, and is selected. The communication device according to any one of claims 3 to 5, wherein the new filter coefficient is calculated using the estimated value.
請求項１または請求項２に記載の通信機。 The coefficient control unit selects and selects a frequency characteristic corresponding to the temperature of the communication partner from a plurality of frequency characteristics respectively associated with different temperatures using temperature information indicating the temperature of the communication partner. The communication device according to claim 1, wherein the new filter coefficient is calculated using the determined frequency characteristic.
請求項７に記載の通信機。 The coefficient control unit predicts the temperature of the communication partner from the transition of the temperature of the communication partner indicated by a plurality of temperature information, and sets the frequency characteristic corresponding to the predicted temperature to the frequency characteristic corresponding to the temperature of the communication partner. The communication device according to claim 7, which is selected as:
前記係数制御部は、周波数特性毎にフィルタ係数を算出し、
前記送信部は、周波数特性毎にフィルタ係数を前記通信相手に送信し、
前記受信機は、周波数特性毎に周波数特性に対応するフィルタ係数が前記通信相手に送信された後に前記通信相手から送信される信号を受信信号として受信し、
前記係数制御部は、周波数特性毎に周波数特性に対応する受信信号の信号雑音比を信頼度として算出し、周波数特性毎の信頼度に基づいて周波数特性毎のフィルタ係数から前記新たなフィルタ係数を選択する
請求項１に記載の通信機。 The communication device includes a receiver,
The coefficient control unit calculates a filter coefficient for each frequency characteristic,
The transmission unit transmits a filter coefficient for each frequency characteristic to the communication partner,
The receiver receives, as a received signal, a signal transmitted from the communication partner after a filter coefficient corresponding to the frequency characteristic is transmitted to the communication partner for each frequency characteristic;
The coefficient control unit calculates the signal-to-noise ratio of the received signal corresponding to the frequency characteristic for each frequency characteristic as reliability, and calculates the new filter coefficient from the filter coefficient for each frequency characteristic based on the reliability for each frequency characteristic. The communication device according to claim 1 to be selected.
請求項１に記載の通信機である地上局通信機と
を備える衛星通信システム。 A satellite station communication device which is a communication partner communicating with the communication device according to claim 1;
A satellite communication system comprising a ground station communication device which is the communication device according to claim 1.
請求項１０に記載の衛星通信システム。 The satellite communication system according to claim 10, wherein the satellite station communication device includes an up converter, an amplifier, and a band pass filter as the analog circuit.
請求項１１に記載の衛星通信システム。 The satellite communication system according to claim 11, wherein the satellite station communication device includes a frequency compensation circuit functioning as the digital filter.
前記係数制御部は、前記新たなフィルタ係数として、前記第１の周波数補償回路用の新たなフィルタ係数と、前記第２の周波数補償回路用の新たなフィルタ係数とを算出する
請求項１２に記載の衛星通信システム。 In the satellite station communication device, as the frequency compensation circuit, a first frequency compensation circuit that pre-compensates the frequency characteristic of the up-converter, and a second frequency compensation circuit that pre-compensates the frequency characteristic of the band-pass filter. And
The coefficient control unit calculates a new filter coefficient for the first frequency compensation circuit and a new filter coefficient for the second frequency compensation circuit as the new filter coefficient. Satellite communication system.
前記係数制御部は、さらに、前記新たなフィルタ係数として、前記歪み補償回路用の新たなフィルタ係数を算出する
請求項１３に記載の衛星通信システム。 The satellite station communication device further includes a distortion compensation circuit that functions as the digital filter to pre-compensate the frequency characteristics of the amplifier,
The satellite communication system according to claim 13, wherein the coefficient control unit further calculates a new filter coefficient for the distortion compensation circuit as the new filter coefficient.
請求項１１に記載の衛星通信システム。 The satellite communication system according to claim 11, wherein the satellite station communication device includes a digital modulator that functions as the digital filter.
シフトレジスタを構成する複数のレジスタと、
前記複数のレジスタに対応する複数の複素乗算器と、
前記複数の複素乗算器それぞれの出力を加算する加算器とを備え、
前記係数制御部は、前記新たなフィルタ係数として、前記複数の複素乗算器に対応する複数のフィルタ係数を算出する
請求項１５に記載の衛星通信システム。 The digital modulator is:
A plurality of registers constituting a shift register;
A plurality of complex multipliers corresponding to the plurality of registers;
An adder for adding outputs of each of the plurality of complex multipliers;
The satellite communication system according to claim 15, wherein the coefficient control unit calculates a plurality of filter coefficients corresponding to the plurality of complex multipliers as the new filter coefficient.
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019071594A (en) * | 2017-10-11 | 2019-05-09 | 日本放送協会 | Amplifier characteristic estimation device, compensator, transmitting device, and program |
| JP2019083400A (en) * | 2017-10-30 | 2019-05-30 | アンリツ株式会社 | Filter coefficient calculation device, signal generation device provided with the same, filter coefficient calculation method, and signal generation method |
| WO2019155952A1 (en) * | 2018-02-09 | 2019-08-15 | 三菱電機株式会社 | Satellite receiver and satellite communication system |
| JPWO2021152660A1 (en) * | 2020-01-27 | 2021-08-05 | ||
| JP7466388B2 (en) | 2020-06-23 | 2024-04-12 | 三菱電機株式会社 | Observation systems and satellites |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01157112A (en) * | 1987-12-14 | 1989-06-20 | Fujitsu Ltd | Automatic equalization system |
| US20030202615A1 (en) * | 2002-04-29 | 2003-10-30 | Boeing Company | Predistorted modulation system for bandwidth efficient satellite links |
| US20070153884A1 (en) * | 2005-10-13 | 2007-07-05 | Viasat, Inc. | Closed-loop receiver feedback pre-distortion |
| JP2010130071A (en) * | 2008-11-25 | 2010-06-10 | Fujitsu Ltd | Nonlinear distortion compensation apparatus and nonlinear distortion compensation method |
| JP2010193266A (en) * | 2009-02-19 | 2010-09-02 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Transmitting device for digital transmission system, receiving device, and transmission-reception device |
| WO2014125600A1 (en) * | 2013-02-14 | 2014-08-21 | 三菱電機株式会社 | Demultiplexing device, multiplexing device, and relay device |
-
2016
- 2016-03-31 JP JP2016070650A patent/JP6559088B2/en active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01157112A (en) * | 1987-12-14 | 1989-06-20 | Fujitsu Ltd | Automatic equalization system |
| US20030202615A1 (en) * | 2002-04-29 | 2003-10-30 | Boeing Company | Predistorted modulation system for bandwidth efficient satellite links |
| US20070153884A1 (en) * | 2005-10-13 | 2007-07-05 | Viasat, Inc. | Closed-loop receiver feedback pre-distortion |
| JP2010130071A (en) * | 2008-11-25 | 2010-06-10 | Fujitsu Ltd | Nonlinear distortion compensation apparatus and nonlinear distortion compensation method |
| JP2010193266A (en) * | 2009-02-19 | 2010-09-02 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | Transmitting device for digital transmission system, receiving device, and transmission-reception device |
| WO2014125600A1 (en) * | 2013-02-14 | 2014-08-21 | 三菱電機株式会社 | Demultiplexing device, multiplexing device, and relay device |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019071594A (en) * | 2017-10-11 | 2019-05-09 | 日本放送協会 | Amplifier characteristic estimation device, compensator, transmitting device, and program |
| JP2019083400A (en) * | 2017-10-30 | 2019-05-30 | アンリツ株式会社 | Filter coefficient calculation device, signal generation device provided with the same, filter coefficient calculation method, and signal generation method |
| US10778192B2 (en) | 2017-10-30 | 2020-09-15 | Anritsu Corporation | Filter coefficient calculation device, signal generation device including the same, filter coefficient calculation method, and signal generation method |
| WO2019155952A1 (en) * | 2018-02-09 | 2019-08-15 | 三菱電機株式会社 | Satellite receiver and satellite communication system |
| JPWO2019155952A1 (en) * | 2018-02-09 | 2020-02-27 | 三菱電機株式会社 | Satellite receiver and satellite communication system |
| JPWO2021152660A1 (en) * | 2020-01-27 | 2021-08-05 | ||
| JP7292438B2 (en) | 2020-01-27 | 2023-06-16 | 三菱電機株式会社 | Satellite receivers and satellite communication systems |
| JP7466388B2 (en) | 2020-06-23 | 2024-04-12 | 三菱電機株式会社 | Observation systems and satellites |
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