JP2017123718A - インバータ制御装置、インバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回転機から発生した回生電力を、当該回転機とは別のモータで当該モータを回転させずに消費し、以て当該モータによる駆動を避けつつ直流リンクに設けるコンデンサの静電容量の低減を可能とする。
【解決手段】回転機７８から直流リンク４０に流れる流入電流ｉｄｆと直流電圧Ｖｄｃとの積を交流モータ２の抵抗値で除した値の平方根に基づいて、ｄ軸電流指令を生成する。交流モータ２の回転角速度ωが第１閾値未満である状態で流入電流ｉｄｆが発生した場合には第２閾値未満の値をｑ軸電流指令として生成する。この場合以外の場合には、回転角速度ωの、その指令値に対する偏差に基づいてｑ軸電流指令を生成する。
【選択図】図１

Description

この発明はインバータを制御する技術に関し、特に交流モータを制御するインバータによって、当該交流モータを回転させることなく電力を消費する技術に関する。

交流／直流変換（以下「ＡＣ／ＤＣ変換」と称す）を行うコンバータと、直流／交流変換（以下「ＤＣ／ＡＣ変換」と称す）を行うインバータとの間に直流リンクを設けた電力変換装置が公知である。そして複数のインバータが直流リンクに対して並列に接続され、それぞれ個別の負荷、例えばモータを駆動する技術も公知である。例えば空気調和機において冷媒圧縮用の圧縮機モータを駆動するインバータと、ファンモータを駆動するインバータとが直流リンクに対して並列に接続される。

このような構成において、一方のモータが外力によって回転し、当該モータが発電機として機能する場合がある。例えば当該モータがファンを駆動する機能を担うファンモータである場合、風力によるファンの回転が、ファンモータを発電機として機能させる場合である。このとき、ファンモータを制御するためのインバータは直流リンクに直流電力を、いわゆる回生電力として供給する。

他方、直流リンクにおいてコンデンサを設ける技術も公知であり、当該コンデンサに平滑機能を担わせるために静電容量を大きくする技術もよく知られている。他方、非特許文献１のように、当該コンデンサには平滑機能を期待せず、専らインバータのスイッチングによる高調波が電源側に影響を与えない機能を担わせる技術も公知である。後者の技術は、「電解コンデンサレスインバータ」と通称されている。電解コンデンサレスインバータは、電力変換装置の小型化の観点で望ましいものの、回生電力を吸収する観点では望ましくない。直流リンクに設けられるコンデンサの静電容量が小さいと、直流リンクの電圧が上昇しやすく、インバータに要求されるデバイスの耐圧が高まるからである。

特許文献１では、このような回生電力を消費するために、ファンモータを制御するためのインバータではなく、直流リンクに接続された他のインバータ及びこれが駆動する負荷（具体的には空気調和機の圧縮機モータ）によって電力を消費する技術が提案されている。

なお、上記特許文献１は直流リンクに設けられるコンデンサに平滑コンデンサを採用しており、電解コンデンサレスインバータについての示唆はない。

特開２００３−２７４６９４号公報

高橋、伊東、「コンデンサレスインバータの制御法」、昭和６３年電気学会全国大会、Ｎｏ．５２７、ｐｐ６２４−６２６

特許文献１で開示されたように圧縮機モータで回生電力を消費すれば、平滑コンデンサの静電容量を小さくすることができるかもしれない。しかしながら外力でファンが回転する場合は、通常、圧縮機は停止しており、従って圧縮機モータによって回生電力を消費する際に圧縮機モータが回転することは望ましくない。例えば台風が発生している状況下で圧縮機を停止しているはずが、風力によってファンモータが回転して圧縮機が動作することは望ましくない。

しかしながら特許文献１には、圧縮機モータを回転させずに回生電力を消費する具体的な技術については全く触れられていない。

そこでこの発明は、回転機から発生した回生電力を、当該回転機とは別のモータで当該モータを回転させずに消費し、以て当該モータによる駆動を避けつつ直流リンクに設けるコンデンサの静電容量を小さくすることができる（つまり電解コンデンサレスインバータにも適用可能な）技術を提供することを目的とする。

このような技術は、電力変換器を構成する素子やコンデンサの過電圧破壊を防止できる観点で望ましい。また，各部品の耐電圧を上げる必要がないため，コストアップを回避する観点でも望ましい。

この発明に係るインバータ制御装置は、直流電力が供給されて駆動される回転機（７８）と共に一対の直流母線（４１，４２）に接続され、前記一対の直流母線間における直流電圧（Ｖｄｃ）をＤＣ／ＡＣ変換して第１交流電圧を交流モータ（２）に出力する第１インバータ（１）を制御する制御装置（６Ａ，６Ｂ，６Ｃ，６Ｄ）である。

そしてその第１の態様は、前記交流モータの界磁軸方向と同相のｄ軸における前記第１交流電圧の成分の指令値たるｄ軸電圧指令（Ｖｄ＊）と、前記第１交流電圧の前記界磁軸方向に対して直交するｑ軸における前記第１交流電圧の成分の指令値たるｑ軸電圧指令（Ｖｑ＊）とに基づいて、前記第１インバータの動作を制御する第１制御信号（Ｇ）を生成する第１制御信号生成器（３８）と、前記ｄ軸における前記第１インバータが出力する電流の成分（ｉｄ）の、その指令値たるｄ軸電流指令（ｉｄ＊）に対する偏差に基づいて、前記ｄ軸電圧指令（Ｖｄ＊）を生成するｄ軸電圧指令生成器（１７）と、前記回転機と前記一対の直流母線との間に流れて前記直流電圧を高める電流たる流入電流（ｉｄｆ）と前記直流電圧との積を前記交流モータの抵抗成分（Ｒ）で除した値の平方根である第１値（ｉｄ＊＊）に基づいて、前記ｄ軸電流指令を生成するｄ軸電流指令生成器（１０１）と、前記ｑ軸における前記第１インバータが出力する電流の成分（ｉｑ）の、その指令値たるｑ軸電流指令（ｉｑ＊）に対する偏差に基づいて前記ｑ軸電圧指令（Ｖｑ＊）を生成するｑ軸電圧指令生成器（２１）と、前記交流モータの回転角速度（ω）が第１閾値未満である状態で前記流入電流が発生した第１の場合には絶対値が第２閾値未満である値を前記ｑ軸電流指令として生成し、それ以外の場合には前記回転角速度の、その指令値たる角速度指令（ω＊）に対する偏差に基づいて前記ｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成器（１０２）とを備える。

この発明に係るインバータ制御装置の第２の態様（６Ａ，６Ｂ，６Ｃ，６Ｄ）は、その第１の態様であって、前記ｑ軸電流指令生成器（１０２）は、前記回転角速度（ω）の前記角速度指令（ω＊）に対する前記偏差を求める減算器（１８）と、前記偏差に基づいて前記ｑ軸電流指令（ｉｑ＊）を求める速度制御器（１９）とを有し、前記第１の場合には、零から前記回転角速度を減じた値を前記偏差として採用する。

この発明に係るインバータ制御装置の第３の態様（６Ｂ，６Ｃ，６Ｄ）は、その第１の態様または第２の態様であって、前記第１値（ｉｄ＊＊）が大きいほど高い値を有する周波数を、前記第１制御信号の基本周波数（ｆｃ＊）として設定する周波数設定部（１０３）を更に備える。

この発明に係るインバータ制御装置の第４の態様（６Ｃ，６Ｄ）は、その第１の態様から第３の態様のいずれかであって、前記回転機（７８）と前記一対の直流母線（４１，４２）との間に接触器（３３）が設けられ、前記インバータ制御装置は、前記第１値（ｉｄ＊＊）が第３閾値を超えれば前記接触器を開放させる第２制御信号（Ｈ０）を生成する第２制御信号生成器（３５）を更に備える。

この発明に係るインバータ制御装置の第５の態様（６Ｄ）は、その第１の態様から第３の態様のいずれかであって、前記回転機（７８）と前記一対の直流母線（４１，４２）との間に接触器（３３）が設けられる。前記回転機は、交流回転機（８）と、前記一対の直流母線（４１，４２）に接続される一対の第１端子（７ａ，７ｂ）と、前記一対の第１端子間に印加される電圧をＤＣ／ＡＣ変換して前記交流回転機に第２交流電圧を出力する複数の第２端子（７ｃ，７ｄ，７ｅ）とを有する電圧形インバータである第２インバータ（７）を有する。前記インバータ制御装置は、前記第１値（ｉｄ＊＊）が第３閾値を超えた第１時点（ｔ３）から所定期間（ΔＴ）が経過した第２時点（ｔ４）において前記接触器を開放させる第２制御信号（Ｈ）と、前記第１時点から前記所定期間よりも長い期間において、前記第２インバータに前記複数の第２端子を全て短絡させる第３制御信号（Ｊ）とを生成する第２制御信号生成器（１０４）を更に備える。

この発明に係るインバータの制御方法は、直流電力が供給されて駆動される回転機（７８）と共に一対の直流母線（４１，４２）に接続され、前記一対の直流母線間における直流電圧（Ｖｄｃ）をＤＣ／ＡＣ変換して第１交流電圧を交流モータ（２）に出力する第１インバータ（１）を制御する方法である。

そしてその第１の態様は、前記回転機と前記一対の直流母線との間に流れて前記直流電圧を高める電流たる流入電流（ｉｄｆ）と前記直流電圧との積たる回生電力を前記交流モータに消費させ、前記回生電力の消費によっても前記交流モータが回転しないように前記第１交流電圧を前記第１インバータに出力させる。

この発明に係るインバータの制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記第１インバータが出力する電流の前記交流モータの界磁軸方向と同相のｄ軸における成分（ｉｄ）の指令値たるｄ軸電流指令（ｉｄ＊）を、前記回生電力を前記交流モータの抵抗成分（Ｒ）で除した値の平方根である第１値（ｉｄ＊＊）に基づいて生成し、前記第１インバータが出力する電流の前記交流モータの前記界磁軸方向に対して直交するｑ軸における成分（ｉｑ）の指令値たるｑ電流指令（ｉｑ＊）を、前記交流モータの回転角速度（ω）が第１閾値未満である状態で前記流入電流が発生した第１の場合には絶対値が第２閾値未満である値で生成し、それ以外の場合には前記回転角速度の、その指令値たる角速度指令（ω＊）に対する偏差に基づいて生成する。

この発明に係るインバータの制御方法の第３の態様は、その第２の態様であって、前記第１の場合には、零から前記回転角速度を減じた値を前記偏差として採用する。

この発明に係るインバータの制御方法の第４の態様は、その第２の態様又は第３の態様であって、前記第１値（ｉｄ＊＊）が大きいほど高い値を有する周波数を、前記第１インバータの動作を制御する第１制御信号（Ｇ）の基本周波数（ｆｃ＊）として設定する。

この発明に係るインバータの制御方法の第５の態様は、その第２の態様から第４の態様のいずれかであって、前記回転機（７８）と前記一対の直流母線（４１，４２）との間に接触器（３３）が設けられる。当該方法は前記第１値（ｉｄ＊＊）が第３閾値を超えれば前記接触器を開放させる。

この発明に係るインバータの制御方法の第６の態様は、その第２の態様から第４の態様のいずれかであって、前記回転機（７８）と前記一対の直流母線（４１，４２）との間に接触器（３３）が設けられ、前記回転機は、交流回転機（８）と、前記一対の直流母線（４１，４２）に接続される一対の第１端子（７ａ，７ｂ）と、前記一対の第１端子間に印加される電圧をＤＣ／ＡＣ変換して前記交流回転機に第２交流電圧を出力する複数の第２端子（７ｃ，７ｄ，７ｅ）とを有する、電圧形インバータである第２インバータ（７）を有する。当該方法は、前記第１値（ｉｄ＊＊）が第３閾値を超えた第１時点（ｔ３）から所定期間（ΔＴ）が経過した第２時点（ｔ４）において前記接触器を開放させ、前記第１時点から前記所定期間よりも長い期間において、前記第２インバータに前記複数の第２端子を全て短絡させる。

この発明に係るインバータ制御装置の第１の態様及び第２の態様並びにこの発明に係るインバータの制御方法の第１乃至第３の態様によれば、回転機から発生した回生電力を、交流モータで当該交流モータを回転させずに消費し、以て交流モータによる駆動を避けつつ直流リンクに設けるコンデンサの静電容量を小さくすることができる。

この発明に係るインバータ制御装置の第３の態様及びこの発明に係るインバータの制御方法の第４の態様によれば、第１インバータを構成する素子や直流リンクに設けるコンデンサの過電圧破壊を防止する効果が高まる。

この発明に係るインバータ制御装置の第４の態様及びこの発明に係るインバータの制御方法の第５の態様によれば、回生電力を遮断することにより、この発明に係るインバータ制御装置の第２の態様の効果及びこの発明に係るインバータの制御方法の第３の態様の効果が高められる。

この発明に係るインバータ制御装置の第５の態様及びこの発明に係るインバータの制御方法の第６の態様によれば、この発明に係るインバータ制御装置の第４の態様及びこの発明に係るインバータの制御方法の第５の態様と比較して安価な接触器を採用できる。

実施の形態１における電力変換装置の構成を例示するブロック図である。 実施の形態１における制御装置の構成を例示するブロック図である。 実施の形態２における制御装置の構成を例示するブロック図である。 実施の形態２の動作を例示するタイミングチャートである。 実施の形態３における電力変換装置の構成を例示するブロック図である。 実施の形態３における制御装置の構成を例示するブロック図である。 実施の形態３の動作を例示するタイミングチャートである。 実施の形態４における電力変換装置の構成を例示するブロック図である。 実施の形態４における制御装置の構成を例示するブロック図である。 実施の形態４の動作を例示するタイミングチャートである。

実施の形態１．
図１は実施の形態１における電力変換装置を例示するブロック図である。当該電力変換装置は直流リンク４０に接続される第１インバータ１を備える。制御装置６は第１インバータ１を制御するインバータ制御装置として機能する。

直流リンク４０は一対の直流母線、具体的には高電位線４１と低電位線４２とを有しており、これらには直流電力が供給されて駆動される回転機７８と、コンデンサ３と、第１インバータ１の入力側とが並列に接続される。

コンデンサ３は必ずしも平滑機能が要求されず、当該電力変換装置が電解コンデンサレスインバータとして機能できる程度、例えば数十μＦ程度のフィルムコンデンサやセラミックコンデンサを採用してもよい。

回転機７８は第２インバータ７とファンモータ８とを有しており、第２インバータ７の入力側は直流リンク４０に、その出力側はファンモータ８に、それぞれ接続されている。ファンモータ８は例えば三相の交流回転機であり、ファン（不図示）を駆動する。通常運転時には、直流リンク４０から第２インバータ７へ直流電力が供給され、回転機７８が駆動される。

第２インバータ７は、それぞれ高電位線４１と低電位線４２に接続される一対の端子７ａ，７ｂと、ファンモータ８に交流電圧（ここでは三相交流）を出力する複数の端子７ｃ，７ｄ，７ｅとを有する。第２インバータ７は、端子７ａ，７ｂ間に印加される電圧をＤＣ／ＡＣ変換して端子７ｃ，７ｄ，７ｅに出力する。第２インバータ７は電圧形インバータである。

第１インバータ１は、高電位線４１と低電位線４２との間における直流電圧ＶｄｃをＤＣ／ＡＣ変換して交流電圧を交流モータ２に出力する。通常運転時には、直流リンク４０から第１インバータ１へ直流電力が供給され、交流モータ２が駆動される。ここでは交流モータ２は三相の交流モータであり、第１インバータ１は三相交流電力を出力する。

交流モータ２は例えば空気調和機の圧縮機（不図示）を機械負荷として駆動する。交流モータ２は誘導機や同期機のどちらであっても下記の本実施の形態の効果が期待できる。

整流回路４は、三相交流電源５の交流電圧を直流電圧に変換する。整流回路４は、図１ではダイオードブリッジで構成される場合が例示されるが、ダイオード整流回路に限定されない。整流回路４は、例えばブリッジ整流回路を用いる他励式整流回路、もしくはＰＷＭ（Pulse width modulation：パルス幅変調）制御を行うコンバータを用いた自励式整流回路でもよい。本実施の形態は三相交流電源を用いた場合を例にとって説明するが、単相交流電源を用いた場合にも本実施の形態を適用し、同様の効果を得られることは明白である。

直流電圧検出器９ｃは直流電圧Ｖｄｃを検出する。速度検出器１０は交流モータの回転角速度ωを検出する。これらは公知の技術を用いて実現できる。

電流検出器９ａ，９ｂは、第１インバータ１と交流モータ２の間に流れるＵ相電流ｉｕ、Ｗ相電流ｉｗを検出する。Ｕ相電流ｉｕ、Ｗ相電流ｉｗからＶ相電流ｉｖを、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係から求めることができる。なお、当然ながらＷ相電流ｉｗ及びＶ相電流ｉｖからＵ相電流ｉｕを求めてもよい。

電流検出器９ａ、９ｂにはカレントトランスを採用することができる。あるいは他の公知の手法を用いて、直流リンク４０に流れる電流など第１インバータ１の内部に流れる電流を用いて相電流を検出してもよい。

電流検出器１１は第２インバータ７に入力する電流ｉｄｆを検出する。但し本実施の形態では第２インバータ７からの回生電流について説明を行うので、電流ｉｄｆは端子７ａから高電位線４１に向かう向きを正に採る。つまり電流ｉｄｆが正のとき、回転機７８と直流リンク４０との間に流れて直流電圧Ｖｄｃを高める電流である。よって以下、電流ｉｄｆが正のときには、電流ｉｄｆを流入電流ｉｄｆと称することがある。

図２は本実施の形態における制御装置６Ａの構成を例示するブロック図である。制御装置６Ａは図１に示された制御装置６として採用される。制御装置６Ａは制御信号生成器３８、ｄ軸電流指令生成器１０１、ｑ軸電流指令生成器１０２、積分器２２、ｄｑ変換器２３、減算器１６，２０、ｄ軸電流制御器１７、ｑ軸電流制御器２１を備えている。

制御信号生成器３８は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とに基づいて、第１インバータ１の動作を制御する制御信号Ｇを生成する。ここでは例えば第１インバータ１として、一対のスイッチが直列に接続されたレグが、直流リンク４０に対して並列に３つ接続された構成を考える。第１インバータ１はスイッチを６個有するので、制御信号Ｇは６個のスイッチ制御信号を含むことになる。

ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊は第１インバータ１が出力する交流電圧のｄ軸成分の指令値であり、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は当該交流電圧のｑ軸成分の指令値である。ここでｄ軸とは交流モータ２の界磁軸方向と同相の座標軸であり、ｑ軸とはｄ軸に対して９０度で進相して直交する座標軸である。

ｄ軸電流制御器１７は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を生成するｄ軸電圧指令生成器として機能する。ｑ軸電流制御器２１は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を生成するｑ軸電圧指令生成器として機能する。これらの具体的な構成は公知であるので詳細な説明は省略するが、それぞれ後述するｄ軸電流の偏差及びｑ軸電流の偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を生成する。

ｄ軸電流の偏差は減算器１６によって、ｄ軸電流ｉｄを、その指令値たるｄ軸電流指令ｉｄ＊から減じた値として得られる。ここでｄ軸電流ｉｄとは三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのｄ軸成分である。

ｑ軸電流の偏差は減算器２０によって、ｑ軸電流ｉｑを、その指令値たるｑ軸電流指令ｉｑ＊から減じた値として得られる。ここでｑ軸電流ｉｑとは三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのｑ軸成分である。

ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、ｄｑ変換器２３によってｄ軸及びｑ軸で構成される回転座標系に則って、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから求められる。実際には上述の様に三相電流の内の一相分は他の二相分から求められるので、図２ではＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖとが、回転角θと共にｄｑ変換器２３に入力する。

回転角θは、速度検出器１０から得られた回転角速度ωを積分器２２で積分することによって得られる。回転角θを用いたｄｑ変換器２３の動作及びその動作を実現するための構成は公知であるので、ここではその説明を省略する。

ｑ軸電流指令生成器１０２は、減算器１８及び速度制御器１９を有する。減算器１８は回転角速度ωをその指令値たる角速度指令ω＊から減じて回転角速度の偏差を得る。速度制御器１９は当該偏差及び回転角速度ω並びに電流ｉｄｆに基づいてｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。電流ｉｄｆが非正であればｑ軸電流指令ｉｑ＊は、回転角速度ωに拘わらず、当該偏差に基づいてｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。このような場合のｑ軸電流指令ｉｑ＊の生成は通常の動作であり、公知の技術でもあるので、その詳細な説明は省略する。

他方、本実施の形態で特有の動作として、電流ｉｄｆが正であり、かつ回転角速度ωが零であれば、ｑ軸電流指令ｉｑ＊は小さな値を採る。このような回転角速度ωの値及び電流ｉｄｆの正／非正によるｑ軸電流指令ｉｑ＊の生成の切り分けは、公知の技術によって容易に実現できるため、その詳細な説明は省略する。

電流ｉｄｆが正である場合とは、回転機７８から直流リンク４０へと回生電力が与えられる場合である。空気調和機を稼働せず、交流モータ２及びファンモータ８を駆動させない状況で、交流モータ２を回転させないためには、そのトルクを零にすべくｑ軸電流ｉｑを零にすることが望まれる。よって上述の様に、電流ｉｄｆが正であれば、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の値を小さくする。

実際は、例えば以下のように制御する。交流モータ２が駆動されない状況における回転機７８からの回生電力を取り扱うのであるから、回転角速度ωが所定の閾値未満である状態で流入電流ｉｄｆ（＞０）が発生している場合（「第１の場合」と仮称）において、上記特有の動作を行う。具体的にはこのような場合においてｑ軸電流指令ｉｑ＊は、絶対値が所定の閾値未満となる値を採る。これに対して第１の場合以外の場合には、回転角速度の偏差に基づいて、通常通りｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。

第１の場合におけるｑ軸電流指令ｉｑ＊として、所定の閾値未満の固定値を採用することができる。あるいは速度制御器１９が採用する偏差として、零から回転角速度ωを差し引いた値を採用してもよい。第１の場合においては角速度指令ω＊は実質的には零であり、回転角速度ωも（制御への追従性によっては若干の変動はあるものの）小さな値を採るからである。このような小さな回転角速度ωも、その後の制御によりインバータが出力するトルクが零となるので、このような小さな回転角速度ωも零となる。

以上のようにしてｑ軸電流指令生成器１０２は、交流モータ２が駆動されない状況において回転機７８からの回生電力が発生したときに、交流モータ２を回転させない機能を担う。これに対し、ｄ軸電流指令生成器１０１は、このような回生電力を交流モータ２におおいて消費させる機能を担う。

ｄ軸電流指令生成器１０１は、流入電流ｉｄｆと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を生成する。具体的には、ｄ軸電流指令生成器１０１は乗算器１２、除算器１３、平方根演算器１４、及びリミッタ１５を有している。乗算器１２は流入電流ｉｄｆと直流電圧Ｖｄｃとの積を求め、除算器１３は当該積を交流モータ２の抵抗成分Ｒで除した値（商）を求め、平方根演算器１４は当該商の平方根を求めてｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊を求める。

なお、直流リンク４０から回転機７８に電力が供給されている場合、電流ｉｄｆが負となる。直流電圧Ｖｄｃは正であるので、電流ｉｄｆが負となれば上記商も負となり、数学的には当該商の平方根を実数として求めることができない。よって電流ｉｄｆが負の場合（あるいは更に零の場合）には、乗算器１２、除算器１３，平方根演算器１４のいずれかが値零を出力すればよい。

リミッタ１５はｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が所定の上限を超えた場合にｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊を当該上限値でクリップしたｄ軸電流指令ｉｄ＊を生成する。これは，回生電力を交流モータ２で消費させる際に、交流モータ２の磁石が減磁したり，巻線を損傷させたりすることがないようにするためである。

なお、ｄ軸電流ｉｄが負になることはないので、ｄ軸電流指令ｉｄ＊も非負の値を採る。上述の様に電流ｉｄｆが負の場合にはｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が零となるので、リミッタ１５は下限を設定する必要はない。

ｄ軸電流指令生成器１０１が上記の処理を行う理由を以下に説明する。交流モータ２のインダクタンスのｄ軸成分Ｌｄ及びｑ軸成分Ｌｑ、抵抗成分Ｒ、第１インバータ１が出力する三相電圧のｄ軸成分ｖｄ及びｑ軸成分ｖｑ、及び交流モータ２の回転トルクＴを導入して、式（１）が成立する。

空気調和機を稼働せず、交流モータ２及びファンモータ８を駆動させない場合、三相交流電源５からの電力供給を無視することにより、インバータから出力する電力、即ち交流モータ２が消費する電力と、回生電力とを一致させることができる。即ち式（２）が成立すればよい。式（２）において左辺はインバータが出力する電力を、右辺は回生電力を、それぞれ示す。

式（１），（２）から、式（３）が成り立つ。

このような状況において交流モータ２を回転させないためには、回転トルクＴを零にすべく、上述の様にｑ軸電流ｉｑを零にするので、式（４）が成り立つ。

式（４）の右辺第２項については，瞬時電力としては考慮する必要があるが，ファンモータ８の回生電力を消費するためには，瞬時的でなく時間が長いと考えられる。よって当該第２項を無視して、式（５）が得られる。

式（５）から式（６）が得られる。よってｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊として式（６）の右辺を採用すればよい。

よって上述の様にしてｄ軸電流指令生成器１０１は、回生電力を交流モータ２の抵抗成分Ｒにおいて消費させるようにｄ軸電流指令ｉｄ＊を生成する。また上述の様に、ｑ軸電流指令生成器１０２は、回転機７８からの回生電力が発生したときに交流モータ２を回転させないようにｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。

従って、本実施の形態によれば、回転機７８から発生した回生電力を、別の交流モータ２でこれを回転させずに消費し、以て交流モータ２による駆動を避けつつ直流リンク４０に設けるコンデンサ３の静電容量を小さくすることができる。このような技術は電解コンデンサレスインバータにも適用可能である。

このような技術により、電力変換器を構成する素子やコンデンサの過電圧破壊を防止できる。また，各部品の耐電圧を上げる必要がないため，コストアップを回避できる。

実施の形態２.
図３は本実施の形態における制御装置６Ｂの構成を例示するブロック図である。制御装置６Ｂは図１に示された制御装置６として採用される。制御装置６Ｂは実施の形態１で示された制御装置６Ａに対して、周波数設定部１０３が追加された構成を有している。

周波数設定部１０３はｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊を入力し周波数指令ｆｃ＊を設定する。周波数指令ｆｃ＊は制御信号生成器３８に入力し、制御信号Ｇの基本周波数として採用される。外部から与えられた周波数指令ｆｃ＊を基本周波数として制御信号Ｇを生成する技術それ自体は公知であるので、ここではそれを実現するための制御信号生成器３８の具体的な構成の説明を省略する。

回転機７８からの回生電力と交流モータ２の特性によっては、交流モータ２で回生電力を消費できない可能性もある。よって流入電流ｉｄｆが大きいほど、第１インバータ１のスイッチング損失を高め、以て回生電力の消費を促進する。

具体的にはｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が大きいほど、周波数指令ｆｃ＊を高め、第１インバータ１のスイッチング周波数を高める。流入電流ｉｄｆが大きいほどｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が大きく、周波数指令ｆｃ＊が高いほど制御信号Ｇの基本周波数が高まるからである。

図３での例示では、周波数設定部１０３は、大小判断器２７，２８、乗算器２９，３０、切替器３１，３２を備えている。

大小判断器２７は、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊と第１閾値ｉｔ１との大小関係を判断して、切替信号２７ａを出力する。大小判断器２８は、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊と第２閾値ｉｔ２（但しｉｔ２＞ｉｔ１）との大小関係を判断して、切替信号２８ａを出力する。ここではｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第１閾値ｉｔ１より大きいか否かに応じて、切替信号２７ａはそれぞれ活性／非活性になる場合を考える。またｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第２閾値ｉｔ２より大きいか否かに応じて、切替信号２８ａはそれぞれ活性／非活性になる場合を考える。

切替器３１は一対の入力端と一つの出力端とを有する。一方の入力端には予め設定された周波数原指令ｆｃが入力する。他方の入力端には周波数２ｆｃが入力する。周波数２ｆｃは、乗算器２９が周波数原指令ｆｃと乗数２との積を求めることによって得られる。

切替器３２は一対の入力端と一つの出力端とを有する。一方の入力端には切替器３１の出漁端が接続される。他方の入力端には周波数１０ｆｃが入力する。周波数１０ｆｃは、乗算器３０が周波数２ｆｃと乗数５との積を求めることによって得られる。切替器３２の出力端からは周波数指令ｆｃ＊が出力する。

切替器３１は切替信号２７ａによって制御される。具体的には切替器３１の出力端には、切替信号２７ａの非活性／活性によって、それぞれ一方の入力端／他方の入力端が接続される。つまり、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第１閾値ｉｔ１より大きい場合には切替器３１の出力端から周波数２ｆｃが出力され、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第１閾値ｉｔ１以下である場合には切替器３１の出力端から周波数原指令ｆｃが出力される。

切替器３２は切替信号２８ａによって制御される。具体的には切替器３２の出力端には、切替信号２８ａの非活性／活性によって、それぞれ一方の入力端／他方の入力端が接続される。つまり、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第２閾値ｉｔ２より大きい場合には切替器３２の出力端から周波数１０ｆｃが出力され、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第２閾値ｉｔ２以下である場合には切替器３１の出力端から得られる周波数が切替器３２の出力から出力される。

以上の構成から、周波数設定部１０３は、下記の機能を有することになる：ｉｄ＊＊≦ｉｔ１のときｆｃ＊＝ｆｃ；ｉｔ１＜ｉｄ＊＊≦ｉｔ２のときｆｃ＊＝２ｆｃ；ｉｔ２＜ｉｄ＊＊のときｆｃ＊＝１０ｆｃ。このようにしてｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が大きいほど、周波数指令ｆｃ＊が高くなり、第１インバータ１のスイッチング周波数を高め、以て第１インバータ１でのスイッチング損失による回生電力の消費を促進する。

図４は実施の形態２の動作を示すタイミングチャートであり、横軸には時間を採っている。図４は流入電流ｉｄｆ（＞０）の他、回生電力Ｖｄｃ・ｉｄｆ、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊及びｄ軸電流指令ｉｄ＊、切替信号２７ａ，２８ａ、周波数指令ｆｃ＊を示す。但し切替信号２７ａ，２８ａはいずれもハイレベルが活性していることを、ローレベルが非活性となっていることを、それぞれ示す。

時点ｔ０は、交流モータ２を駆動させる第１インバータ１が停止中に、逆風でファンが回転して回生電力が発生した時点である。流入電流ｉｄｆが流れることにより、交流モータ２でファンの回生電力を消費させるべくｄ軸電流指令ｉｄ＊が増大する。この時点ではまだｄ軸電流指令ｉｄ＊はｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊と一致する。

しかし，時点ｔ０以降、回生電力が増え続けており、ｄ軸電流指令ｉｄ＊が増加しても回生電力を消費できない可能性がある。よってｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第１閾値ｉｔ１を超えた時点ｔ１において、周波数指令ｆｃ＊を周波数原指令ｆｃからその二倍の値２ｆｃに増大させる。

更に回生電力は増え続け、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第２閾値ｉｔ２を超えた時点ｔ２において、周波数指令ｆｃ＊を周波数２ｆｃから周波数１０ｆｃに増大させる。その後もｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊は増加する（図４において破線で示す）が、リミッタ１５の機能により、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は時間に対して平坦となる波形を示す（図４において実線で示す）。

なお、図４において流入電流ｉｄｆが時間に対して平坦となってからも，回生電力Ｖｄｃ・ｉｄｆは増大する。これは直流電圧Ｖｄｃの増大に起因する。

このように実施の形態２では実施の形態１と同様の効果が得られる上に、電力変換器を構成する素子やコンデンサの過電圧破壊を防止する効果が高まる。

実施の形態３.
図５は実施の形態３における電力変換装置を例示するブロック図である。当該電力変換装置は実施の形態１において図１で示された構成に対して、接触器３３を追加した構成を有している。

具体的には接触器３３は、回転機７８と直流リンク４０との間に設けられる。接触器３３が接触状態を採ることにより、端子７ａは高電位線４１に、端子７ｂは低電位線４２に、それぞれ接続される。この場合、図５に示された構成は，図１に示された構成と等価になる。また接触器３３が開放状態を採ることにより、回転機７８と直流リンク４０との間は遮断される。

接触器３３が開放状態を採るか、接触状態を採るかは、接触器３３に入力する制御信号Ｈ０で制御される。ここでは制御信号Ｈ０の活性／非活性に対応して接触器３３がそれぞれ開放状態／接触状態を採る場合を考える。制御信号Ｈ０は制御装置６によって生成される。

図６は本実施の形態における制御装置６Ｃの構成を例示するブロック図である。制御装置６Ｃは図５に示された制御装置６として採用される。制御装置６Ｃは実施の形態２で示された制御装置６Ｂに対して、大小判断器３５が追加された構成を有している。大小判断器３５は、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊と第３閾値ｉｔ３（＞ｉｔ２）との大小関係を判断して、制御信号Ｈ０を出力する。大小判断器３５は、制御信号Ｈ０を生成する制御信号生成器として機能する。

ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第３閾値ｉｔ３よりも大きい場合には制御信号Ｈ０は活性であり、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第３閾値ｉｔ３以下であれば制御信号Ｈ０は非活性である。但し、制御信号Ｈ０は一旦活性化すると、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊のその後の値に依らずに活性を維持する。このような制御信号Ｈ０は例えばマルチバイブレータを利用することで容易に実現できる。

回転機７８からの回生電力が大きいほど、交流モータ２や第１インバータ１に流す電流が大きくなるが、これらを構成する素子やコンデンサ３等の過電圧破壊や交流モータ２の減磁を防止することが望ましい。

よって流入電流ｉｄｆが第２閾値ｉｔ２を超えて更に第３閾値ｉｔ３よりも大きくなった場合、制御信号Ｈ０を活性化させて接触器３３を遮断状態とし、以て回転機７８からの回生電力を遮断する。これにより、実施の形態３では実施の形態２の効果が高められる。

図７は、実施の形態３の動作を示すタイミングチャートである。実施の形態２の図４と同様、横軸には時間を採り、流入電流ｉｄｆ、回生電力Ｖｄｃ・ｉｄｆ、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊及びｄ軸電流指令ｉｄ＊、切替信号２７ａ，２８ａ、周波数指令ｆｃ＊を示す。但し図７では更に、制御信号Ｈ０をも示す。但し制御信号Ｈ０も切替信号２７ａ，２８ａと同様、ハイレベルが活性していることを、ローレベルが非活性となっていることを、それぞれ示す。

初期的にはｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊は第３閾値ｉｔ３よりも小さく、制御信号Ｈ０は非活性であり、接触器３３は導通状態を採る。よって時点ｔ０，ｔ１，ｔ２において、本実施の形態の動作は実施の形態２の動作と同様であり、説明は繰り返さない。

但し時点ｔ２以降、更に流入電流ｉｄｆが増え続けることにより、交流モータ２でファンの回生電力を消費させるべくｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が増大し、時点ｔ３において第３閾値ｉｔ３を超えた場合が示される。

これにより制御信号Ｈ０は時点ｔ３において活性化し、接触器３３が接触状態から開放状態へと遷移し、回転機７８は直流リンク４０から切り離されるので、流入電流ｉｄｆは零となる。従って、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊、ひいてはｄ軸電流指令ｉｄ＊も零となり、ｄ軸電流ｉｄが過大となることが回避される。

なお、このような接触器３３の動作に鑑みて、本実施の形態では制御装置６Ｃからリミッタ１５を省略し、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊をｄ軸電流指令ｉｄ＊として採用してもよい。

実施の形態４.
図８は実施の形態４における電力変換装置を例示するブロック図である。当該電力変換装置は実施の形態４において図５で示された構成に対して、ファンモータ制御装置３７を追加した構成を有している。

実施の形態１〜３では第２インバータ７を動作させない状況を説明するために省略されていたが、ファンモータ制御装置３７は第２インバータ７のスイッチング動作を制御するスイッチング信号Ｓを出力するために、通常設けられている要素である。よってその具体的な構成はここでは説明を省略する。

但し、本実施の形態においてファンモータ制御装置３７は制御装置６から制御信号Ｊを入力する。そして制御信号Ｊが活性である場合のスイッチング信号Ｓは、第２インバータ７にいわゆる零電圧ベクトルによる動作を行わせる。この零電圧ベクトルによる動作それ自体は公知の技術であるが、本実施の形態では、制御信号Ｊの活性時においてこのような動作が採用される。

具体的には、第２インバータ７は電圧形インバータであるので、一対のスイッチが直列に接続されたレグが、端子７ａ，７ｂ間で並列に３つ接続された構成を備える。そして零電圧ベクトルによる動作では、これらのスイッチを制御することにより、端子７ｃ，７ｄ，７ｅの全てが端子７ａ，７ｂの少なくともいずれか一方に接続される。

本実施の形態でも実施の形態３の制御信号Ｈ０と同様に、接触器３３の動作を制御する制御信号Ｈを採用する。接触器３３は制御信号Ｈの活性／非活性によってそれぞれ開放状態／接触状態を採る。但し、制御信号Ｈの活性／非活性は実施の形態３の制御信号Ｈ０とは異なる。

図９は本実施の形態における制御装置６Ｄの構成を例示するブロック図である。制御装置６Ｄは図８に示された制御装置６として採用される。制御装置６Ｄは実施の形態３で示された制御装置６Ｃに対して、遅延器３６及びパルス発生器３４が追加された構成を有している。

パルス発生器３４、大小判断器３５、遅延器３６は制御信号生成器１０４を構成し、制御信号Ｈ，Ｊを生成する。具体的には、大小判断器３５は実施の形態３で説明されたようにして制御信号Ｈ０を生成する。遅延器３６は制御信号Ｈ０を所定の遅延時間で遅延させて制御信号Ｈを生成する。パルス発生器３４は制御信号Ｈ０から制御信号Ｊを生成する。制御信号Ｊは、制御信号Ｈ０が非活性状態から活性化した時点から、遅延時間よりも長い所定時間において活性化するパルス状の信号である。

図１０は、実施の形態４の動作を示すタイミングチャートである。実施の形態３の図４と同様、横軸には時間を採り、流入電流ｉｄｆ、回生電力Ｖｄｃ・ｉｄｆ、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊及びｄ軸電流指令ｉｄ＊、切替信号２７ａ，２８ａ、周波数指令ｆｃ＊を示す。但し図１０では更に、制御信号Ｈ，Ｊをも示す。但し制御信号Ｈ，Ｊも切替信号２７ａ，２８ａと同様、ハイレベルが活性していることを、ローレベルが非活性となっていることを、それぞれ示す。

時点ｔ３よりも前の動作は実施の形態３のそれと同じであるので説明を省略する。本実施の形態では時点ｔ３においてｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊が第３閾値ｉｔ３を超えると、制御信号Ｊが活性化し、第２インバータ７の端子７ｃ，７ｄ，７ｅを全て短絡させる。これにより、ファンモータ８の回転による電流はファンモータ８内を環流することになる。これにより、流入電流ｉｄｆは零となり、回生電力Ｖｄｃ・ｉｄｆ及びｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊も零となる。但しこの時点では制御信号Ｈは非活性のままであり、接触器３３は接触状態を保ったまま、流入電流ｉｄｆは零となる。よって実施の形態３の効果が得られる。

そして時点ｔ３から遅延時間ΔＴが経過した時点ｔ４において制御信号Ｈが活性化し、接触器３３は開放状態に移行する。このように、接触器３３が接触状態から開放状態へと遷移する際に、接触器３３に電流が流れていないことは、接触器３３のコストを低減する観点で望ましい。接触器３３に電流が流れていない場合の方が、流れている場合と比較して、これを接触状態から開放状態へと遷移させるために必要な仕事量が小さくて済むからである。

時点ｔ４の後、時点ｔ５において制御信号Ｊは非活性となり、第２インバータ７において端子７ｃ，７ｄ，７ｅ同士の短絡は解除される。これによりファンモータ８では電流が環流せず、その損傷が回避される。また時点ｔ５においても接触器３３は開放状態にあるので、流入電流ｉｄｆは流れない。

このように本実施の形態では、実施の形態３の効果に加え、安価な接触器３３を採用できるという効果がある。

なお、実施の形態３と同様に、接触器３３の動作に鑑みて、本実施の形態でも制御装置６Ｃからリミッタ１５を省略し、ｄ軸電流原指令ｉｄ＊＊をｄ軸電流指令ｉｄ＊として採用してもよい。

１ 第１インバータ
２ 交流モータ
６，６Ａ，６Ｂ，６Ｃ，６Ｄ 制御装置
７ 第２インバータ
７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ 端子
８ ファンモータ
１７ ｄ軸電流制御器
１８ 減算器
１９ 速度制御器
２１ ｑ軸電流制御器
３３ 接触器
３５ 大小判断器
３８ 制御信号生成器
４１ 高電位線
４２ 低電位線
７８ 回転機
１０１ ｄ軸電流指令生成器
１０２ ｑ軸電流指令生成器
１０３ 周波数設定部
１０４ 制御信号生成器

Claims (11)

1. 直流電力が供給されて駆動される回転機（７８）と共に一対の直流母線（４１，４２）に接続され、前記一対の直流母線間における直流電圧（Ｖｄｃ）をＤＣ／ＡＣ変換して第１交流電圧を交流モータ（２）に出力する第１インバータ（１）を制御する制御装置（６Ａ，６Ｂ，６Ｃ，６Ｄ）であって、
   前記交流モータの界磁軸方向と同相のｄ軸における前記第１交流電圧の成分の指令値たるｄ軸電圧指令（Ｖｄ＊）と、前記第１交流電圧の前記界磁軸方向に対して直交するｑ軸における前記第１交流電圧の成分の指令値たるｑ軸電圧指令（Ｖｑ＊）とに基づいて、前記第１インバータの動作を制御する第１制御信号（Ｇ）を生成する第１制御信号生成器（３８）と、
   前記ｄ軸における前記第１インバータが出力する電流の成分（ｉｄ）の、その指令値たるｄ軸電流指令（ｉｄ＊）に対する偏差に基づいて、前記ｄ軸電圧指令（Ｖｄ＊）を生成するｄ軸電圧指令生成器（１７）と、
   前記回転機と前記一対の直流母線との間に流れて前記直流電圧を高める電流たる流入電流（ｉｄｆ）と前記直流電圧との積を前記交流モータの抵抗成分（Ｒ）で除した値の平方根である第１値（ｉｄ＊＊）に基づいて、前記ｄ軸電流指令を生成するｄ軸電流指令生成器（１０１）と、
   前記ｑ軸における前記第１インバータが出力する電流の成分（ｉｑ）の、その指令値たるｑ軸電流指令（ｉｑ＊）に対する偏差に基づいて前記ｑ軸電圧指令（Ｖｑ＊）を生成するｑ軸電圧指令生成器（２１）と、
   前記交流モータの回転角速度（ω）が第１閾値未満である状態で前記流入電流が発生した第１の場合には絶対値が第２閾値未満である値を前記ｑ軸電流指令として生成し、それ以外の場合には前記回転角速度の、その指令値たる角速度指令（ω＊）に対する偏差に基づいて前記ｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成器（１０２）と
   を備えるインバータ制御装置。
2. 前記ｑ軸電流指令生成器（１０２）は、
   前記回転角速度（ω）の前記角速度指令（ω＊）に対する前記偏差を求める減算器（１８）と、
   前記偏差に基づいて前記ｑ軸電流指令（ｉｑ＊）を求める速度制御器（１９）と
   を有し、
   前記第１の場合には、零から前記回転角速度を減じた値を前記偏差として採用する、請求項１記載のインバータ制御装置（６Ａ，６Ｂ，６Ｃ，６Ｄ）。
3. 前記第１値（ｉｄ＊＊）が大きいほど高い値を有する周波数を、前記第１制御信号の基本周波数（ｆｃ＊）として設定する周波数設定部（１０３）
   を更に備える、請求項１または請求項２記載のインバータ制御装置（６Ｂ，６Ｃ，６Ｄ）。
4. 前記回転機（７８）と前記一対の直流母線（４１，４２）との間に接触器（３３）が設けられ、
   前記第１値（ｉｄ＊＊）が第３閾値を超えれば前記接触器を開放させる第２制御信号（Ｈ０）を生成する第２制御信号生成器（３５）
   を更に備える、請求項１から請求項３のいずれか一つに記載のインバータ制御装置（６Ｃ，６Ｄ）。
5. 前記回転機（７８）と前記一対の直流母線（４１，４２）との間に接触器（３３）が設けられ、
   前記回転機は、
   交流回転機（８）と、
   前記一対の直流母線（４１，４２）に接続される一対の第１端子（７ａ，７ｂ）と、前記一対の第１端子間に印加される電圧をＤＣ／ＡＣ変換して前記交流回転機に第２交流電圧を出力する複数の第２端子（７ｃ，７ｄ，７ｅ）とを有する、電圧形インバータである第２インバータ（７）
   を有し、
   前記第１値（ｉｄ＊＊）が第３閾値を超えた第１時点（ｔ３）から所定期間（ΔＴ）が経過した第２時点（ｔ４）において前記接触器を開放させる第２制御信号（Ｈ）と、前記第１時点から前記所定期間よりも長い期間において、前記第２インバータに前記複数の第２端子を全て短絡させる第３制御信号（Ｊ）とを生成する第２制御信号生成器（１０４）
   を更に備える、請求項１から請求項３のいずれか一つに記載のインバータ制御装置（６Ｄ）。
6. 直流電力が供給されて駆動される回転機（７８）と共に一対の直流母線（４１，４２）に接続され、前記一対の直流母線間における直流電圧（Ｖｄｃ）をＤＣ／ＡＣ変換して第１交流電圧を交流モータ（２）に出力する第１インバータ（１）を制御する方法であって、
   前記回転機と前記一対の直流母線との間に流れて前記直流電圧を高める電流たる流入電流（ｉｄｆ）と前記直流電圧との積たる回生電力を前記交流モータに消費させ、
   前記回生電力の消費によっても前記交流モータが回転しないように前記第１交流電圧を前記第１インバータに出力させる、インバータの制御方法。
7. 前記第１インバータが出力する電流の前記交流モータの界磁軸方向と同相のｄ軸における成分（ｉｄ）の指令値たるｄ軸電流指令（ｉｄ＊）を、前記回生電力を前記交流モータの抵抗成分（Ｒ）で除した値の平方根である第１値（ｉｄ＊＊）に基づいて生成し、
   前記第１インバータが出力する電流の前記交流モータの前記界磁軸方向に対して直交するｑ軸における成分（ｉｑ）の指令値たるｑ電流指令（ｉｑ＊）を、前記交流モータの回転角速度（ω）が第１閾値未満である状態で前記流入電流が発生した第１の場合には絶対値が第２閾値未満である値で生成し、それ以外の場合には前記回転角速度の、その指令値たる角速度指令（ω＊）に対する偏差に基づいて生成する、請求項６記載のインバータの制御方法。
8. 前記第１の場合には、零から前記回転角速度を減じた値を前記偏差として採用する、請求項７記載のインバータの制御方法。
9. 前記第１値（ｉｄ＊＊）が大きいほど高い値を有する周波数を、前記第１インバータの動作を制御する第１制御信号（Ｇ）の基本周波数（ｆｃ＊）として設定する、請求項７又は請求項８記載のインバータの制御方法。
10. 前記回転機（７８）と前記一対の直流母線（４１，４２）との間に接触器（３３）が設けられ、
    前記第１値（ｉｄ＊＊）が第３閾値を超えれば前記接触器を開放させる、請求項７から請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
11. 前記回転機（７８）と前記一対の直流母線（４１，４２）との間に接触器（３３）が設けられ、
    前記回転機は、
    交流回転機（８）と、
    前記一対の直流母線（４１，４２）に接続される一対の第１端子（７ａ，７ｂ）と、前記一対の第１端子間に印加される電圧をＤＣ／ＡＣ変換して前記交流回転機に第２交流電圧を出力する複数の第２端子（７ｃ，７ｄ，７ｅ）とを有する、電圧形インバータである第２インバータ（７）
    を有し、
    前記第１値（ｉｄ＊＊）が第３閾値を超えた第１時点（ｔ３）から所定期間（ΔＴ）が経過した第２時点（ｔ４）において前記接触器を開放させ、前記第１時点から前記所定期間よりも長い期間において、前記第２インバータに前記複数の第２端子を全て短絡させる、請求項７から請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。

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