JP2017073907A - Regulated power supply for driving resonance circuit with frequency variable carrier wave - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は共振回路を利用して出力を発生する安定化電源において、電源の出力の安定化に関するものであり、広い範囲の負荷に対して電源の出力を安定化するものである。 The present invention relates to stabilization of a power supply output in a stabilized power supply that generates an output using a resonance circuit, and stabilizes the power supply output with respect to a wide range of loads.
周波数の固定された搬送波によって共振回路を駆動し、共振回路の出力を整流平滑することにより電源の出力を生成し、この出力を搬送波の振幅に帰還することにより出力を安定化する安定化電源がある。共振回路のQ値が高い場合には、振幅の固定された搬送波によって共振回路を駆動し、共振回路の出力を整流平滑することにより生成された電源の出力を搬送波の周波数に帰還することにより出力を安定化する安定化電源がある。 A stabilized power supply that drives a resonant circuit with a carrier wave having a fixed frequency, generates an output of a power source by rectifying and smoothing the output of the resonant circuit, and stabilizes the output by feeding back this output to the amplitude of the carrier wave. is there. When the Q value of the resonance circuit is high, the resonance circuit is driven by a carrier wave having a fixed amplitude, and the output of the power supply generated by rectifying and smoothing the output of the resonance circuit is fed back to the frequency of the carrier wave. There is a stabilizing power supply that stabilizes.
共振器を利用して電圧を発生する電源として、たとえば圧電トランスを共振器として利用して直流電圧を発生する電源がある。共振の周波数依存性を利用して出力電圧を安定化する場合、出力電圧が共振器を駆動する搬送波の周波数に帰還される。与えられた出力電圧を実現する搬送波の周波数は負荷に依存して広い範囲にわたり、とりわけ共振周波数から離れている周波数に対応する軽い負荷に対する効率は低くなる。 As a power source that generates a voltage using a resonator, for example, there is a power source that generates a DC voltage using a piezoelectric transformer as a resonator. When the output voltage is stabilized using the frequency dependence of resonance, the output voltage is fed back to the frequency of the carrier wave that drives the resonator. The frequency of the carrier that achieves a given output voltage will vary over a wide range depending on the load, especially for light loads that correspond to frequencies that are far from the resonant frequency.
特許文献1は、安定化された高電圧を提供する、効率のよい直流高電圧電源装置の簡単な回路の構成を提供することを課題とし、直流高電圧電源に、通常の電磁トランスではなく、圧電トランスによる高電圧発生手段を採用することにより効率の向上を計り、しかも高電圧を安定化するために圧電トランスの共振特性の周波数依存性を利用することにより、回路の簡素化と部品点数の減少を計ることにより課題を解決する。 Patent Document 1 aims to provide a simple circuit configuration of an efficient direct current high voltage power supply device that provides a stabilized high voltage, and the direct current high voltage power supply is not an ordinary electromagnetic transformer, By adopting high voltage generation means using a piezoelectric transformer, the efficiency is improved, and the frequency dependence of the resonance characteristics of the piezoelectric transformer is used to stabilize the high voltage, thereby simplifying the circuit and reducing the number of parts. Solve the problem by measuring the decrease.
特許文献2は直流高電圧電源装置に関するもので、当該装置の出力電圧を安定化する帰還について、高電圧の発生に伴う遅れの大きい帰還とは独立な遅れの少ない帰還を実装することにより、出力電圧の安定化の精度の向上と応答の高速化を実現する。 Patent Document 2 relates to a DC high-voltage power supply device, and for feedback that stabilizes the output voltage of the device, by implementing feedback with less delay independent of feedback with large delay due to generation of high voltage, Improves voltage stabilization accuracy and speeds up response.
特許文献3は安定化直流電圧電源に関するものであり、共振器における共振の周波数依存性を利用する安定化において、原点の近傍に極の配置された伝達関数により出力電圧を共振器を駆動する搬送波の周波数に帰還する電源の構成とその回路定数を与える。 Patent Document 3 relates to a stabilized DC voltage power source. In stabilization using the frequency dependence of resonance in a resonator, a carrier wave that drives the resonator with an output voltage by a transfer function in which poles are arranged in the vicinity of the origin. The configuration of the power supply that feeds back to the frequency and the circuit constants are given.
特許文献4は安定化直流電圧電源に関するものであり、共振器における共振の周波数依存性を利用する安定化において、原点の近傍に極の配置されていない伝達関数により出力電圧を共振器を駆動する搬送波の周波数に帰還する電源の構成とその回路定数を与える。特許文献9は特許文献3,4を基にしたPCT 国際出願である。 Patent Document 4 relates to a stabilized DC voltage power source. In stabilization using the frequency dependence of resonance in a resonator, the output voltage is driven by a transfer function in which no pole is arranged near the origin. The configuration of the power supply that feeds back to the frequency of the carrier wave and its circuit constant are given. Patent Document 9 is a PCT international application based on Patent Documents 3 and 4.
特許文献6,8は安定化直流電圧電源に関するものであり、共振器における共振の周波数依存性と振幅依存性とを利用する安定化において、出力電圧の誤差の共振器を駆動する搬送波の周波数への帰還と、出力電圧の誤差の共振器を駆動する搬送波の振幅への帰還とを備えた電源の構成とその回路定数を与える。特許文献8は、特許文献10の国内への移行に対応している。 Patent Documents 6 and 8 relate to a stabilized DC voltage power source. In stabilization using the frequency dependence and amplitude dependence of resonance in the resonator, the output voltage error is changed to the frequency of the carrier wave driving the resonator. And a circuit constant are given for the power supply having the feedback of the output voltage and the feedback of the output voltage error to the amplitude of the carrier wave driving the resonator. Patent Document 8 corresponds to the transition of Patent Document 10 to Japan.
特許文献7は,共振器の出力を整流して生成される直流出力を共振器を駆動する搬送波に帰還することにより安定化する電源において、電圧源においては出力電流を搬送波の振幅に帰還することにより、電流源においては出力電圧を搬送波の振幅に帰還することにより、負荷に応じて変化する搬送波の周波数の変化する範囲を共振器の効率が良いある一定の範囲に限定する安定な帰還を実現する。 In Patent Document 7, a power source that stabilizes a DC output generated by rectifying the output of a resonator by feeding it back to a carrier wave that drives the resonator. In a voltage source, the output current is fed back to the amplitude of the carrier wave. Therefore, the feedback of the output voltage to the amplitude of the carrier wave in the current source realizes stable feedback that limits the changing range of the carrier frequency that changes according to the load to a certain range where the efficiency of the resonator is good To do.
共振器の出力を整流平滑して出力とする電源に置いて、共振回路を駆動する搬送波の周波数が固定されている多くの場合、負荷により変化する効率の最適となる周波数を追随できない。効率の最適となる周波数で共振回路を駆動するために、搬送波の周波数と振幅を変調する実用的なパルス幅変調コントローラを導入し、このパルス幅変調コントローラを使った安定化電源の構成と回路定数を示す。 In many cases, the frequency of the carrier wave that drives the resonance circuit is fixed in a power source that rectifies and smoothes the output of the resonator, and the frequency that optimizes the efficiency that changes depending on the load cannot be followed. In order to drive the resonant circuit at a frequency that optimizes efficiency, a practical pulse width modulation controller that modulates the frequency and amplitude of the carrier wave is introduced, and the configuration and circuit constants of the stabilized power supply using this pulse width modulation controller are introduced. Indicates.
VCOは電圧制御周波数発生器である。入力された電圧に応じて出力である周波数が変化する。現実のVCOの実装を見ると、多くの実装では、入力電圧は電流に変換され、キャパシタを充電し、キャパシタが既定の電圧まで充電されると、充電された電荷を強制的に放電することによりキャパシタの電圧をリセットする動作を繰り返す。キャパシタの電圧がリセットされ、次にリセットされるまでを1周期とする周波数が出力となる、この周期は入力電圧によって制御されるので、周波数は入力電圧によって制御することができる。 VCO is a voltage controlled frequency generator. The output frequency changes according to the input voltage. Looking at real-world VCO implementations, in many implementations, the input voltage is converted to current, charging the capacitor, and once the capacitor is charged to a predetermined voltage, by forcing the charged charge to discharge. The operation of resetting the capacitor voltage is repeated. The frequency of the capacitor voltage is reset and the frequency of one cycle until the next reset is output, and this cycle is controlled by the input voltage. Therefore, the frequency can be controlled by the input voltage.
キャパシタの電荷の放電は、キャパシタをグランドに短絡することによって行われるので、短絡されている間の入力電圧はキャパシタを充電することができない。つまりこの間の入力電圧は周波数に反映されない。入力電圧が周波数に反映されない無効期間があり、この無効期間が周期的であることが分る。
パルス幅変調コントローラ
Since the capacitor charge is discharged by shorting the capacitor to ground, the input voltage during the short circuit cannot charge the capacitor. That is, the input voltage during this period is not reflected in the frequency. It can be seen that there is an invalid period in which the input voltage is not reflected in the frequency, and this invalid period is periodic.
Pulse width modulation controller
共振器を駆動する搬送波の生成と、搬送波の振幅の変調に広く使われているのは、搬送波をFETのフルブリッジで生成し、FETのオン・オフのパルス幅を制御することにより、搬送波の振幅を変調する方式である。パルス幅変調コントローラは振幅変調入力を備えている。このコントローラは振幅変調入力に基づき、FETのオン・オフのパルス幅を制御するゲートパルスを生成する。つまりコントローラの出力はゲートパルスであり、このゲートパルスにより搬送波の振幅が変調される。 Widely used to generate the carrier wave that drives the resonator and to modulate the amplitude of the carrier wave, the carrier wave is generated by the full bridge of the FET, and the pulse width of the on / off of the FET is controlled to control the carrier wave. This is a method of modulating the amplitude. The pulse width modulation controller has an amplitude modulation input. This controller generates a gate pulse that controls the on / off pulse width of the FET based on the amplitude modulation input. That is, the output of the controller is a gate pulse, and the amplitude of the carrier wave is modulated by this gate pulse.
電源の出力は共振器の出力を整流して得られる直流電圧であり、参照電圧はこの出力電圧のあるべき電圧である。パルス幅変調コントローラには電源の出力電圧と参照電圧の電圧の誤差が振幅変調入力に供給される。コントローラはこの電圧誤差が小さくなるようにゲートパルスの制御を行う。
同期したリセットパルスとノコギリ波
The output of the power source is a DC voltage obtained by rectifying the output of the resonator, and the reference voltage is a voltage that should be the output voltage. An error between the output voltage of the power supply and the voltage of the reference voltage is supplied to the amplitude modulation input to the pulse width modulation controller. The controller controls the gate pulse so that this voltage error is reduced.
Synchronized reset pulse and sawtooth wave
多くのパルス幅変調コントローラでは搬送波の周波数は固定されている。コントローラには定電流源とこの定電流源で充電されるキャパシタがある。キャパシタは、既定の電圧まで充電されると、強制的に放電されキャパシタの電圧のリセットされる動作を繰り返す。リセットパルスは固定された周波数をもつ。このときキャパシタの両端に、リセットパルスと同期して発生するノコギリ波の電圧はゲートパルスの生成に利用される。つまりこのノコギリ波とコントローラの振幅変調入力が比較され、ゲートパルスのオン・オフが制御される。 In many pulse width modulation controllers, the frequency of the carrier wave is fixed. The controller includes a constant current source and a capacitor charged by the constant current source. When the capacitor is charged to a predetermined voltage, the capacitor is forcibly discharged and the operation of resetting the voltage of the capacitor is repeated. The reset pulse has a fixed frequency. At this time, the sawtooth voltage generated at both ends of the capacitor in synchronization with the reset pulse is used to generate a gate pulse. That is, the sawtooth wave is compared with the amplitude modulation input of the controller, and the on / off of the gate pulse is controlled.
ノコギリ波と振幅変調入力が比較されてゲートパルスのオン・オフすなわちFETのオン・オフが決まるので、ノコギリ波には優れた直線性が要求される。周波数が固定されている場合には定電流源でキャパシタを充電することにより直線性に優れたノコギリ波をリセットパルスと同期して生成することができる。
可変周波数のパルス幅変調コントローラ
Since the sawtooth wave and the amplitude modulation input are compared to determine on / off of the gate pulse, that is, on / off of the FET, the sawtooth wave is required to have excellent linearity. When the frequency is fixed, a sawtooth wave having excellent linearity can be generated in synchronization with the reset pulse by charging the capacitor with a constant current source.
Variable frequency pulse width modulation controller
搬送波の周波数が固定されている場合について考えると、電圧誤差が少なくなるようにゲートパルスを制御するために、それぞれの周期の中でノコギリ波と振幅変調入力を比較してゲートパルスのオン・オフを制御している。この事情は搬送波の周波数が可変の場合についても同様である。すなわち、それぞれの周期の中でノコギリ波と振幅変調入力を比較してゲートパルスのオン・オフを制御する。 Considering the case where the frequency of the carrier wave is fixed, in order to control the gate pulse so that the voltage error is reduced, the sawtooth wave is compared with the amplitude modulation input in each period and the gate pulse is turned on / off. Is controlling. This situation is the same when the frequency of the carrier wave is variable. That is, the on / off state of the gate pulse is controlled by comparing the sawtooth wave with the amplitude modulation input in each period.
周期が変化するなかで、それぞれの周期においてノコギリ波と振幅変調入力を比較してゲートパルスを生成する場合、振幅変調入力が一定に保たれていても搬送波の周波数を変化させると出力電圧が変化する可能性がある。周波数に依存しない共振回路を考え、ドライバー回路と平滑整流回路が理想的な場合には出力電圧は搬送波の周波数に依存しないと考えられる。実際にはドライバー回路も平滑整流回路も共振回路も周波数に依存する。共振回路の共振周波数より高い範囲を搬送波の周波数に選ぶことにより、より広い範囲の周波数に対して出力電圧の振幅変調入力と周波数変調入力に対する応答の単調性を確保できると思われる。
可変周波数のパルス幅変調コントローラの実装
When the gate pulse is generated by comparing the sawtooth wave with the amplitude modulation input in each cycle while the cycle changes, the output voltage changes when the carrier frequency is changed even if the amplitude modulation input is kept constant. there's a possibility that. Considering a resonant circuit that does not depend on frequency, when the driver circuit and the smoothing rectifier circuit are ideal, the output voltage is considered not to depend on the frequency of the carrier wave. In practice, the driver circuit, the smoothing rectifier circuit, and the resonant circuit all depend on the frequency. By selecting a range higher than the resonance frequency of the resonance circuit as the frequency of the carrier wave, it seems that monotonicity of the amplitude modulation input of the output voltage and the response to the frequency modulation input can be secured for a wider range of frequencies.
Implementation of variable frequency pulse width modulation controller
周波数が固定されている場合には、キャパシタを定電流源で充電することにより、互いに同期したリセットパルスとノコギリ波を同時に生成することができる。しかし搬送波の周波数が可変の場合には、搬送波の周波数を変調する信号があり、したがって周波数が可変なパルス幅変調コントローラには、周波数変調入力が備えられている。この周波数を変調する信号をそのまま電流に変換してキャパシタを充電したのでは、リセットパルスを生成することはできるが、リセットパルスに同期した、直線性の優れたノコギリ波を生成することはできない。つまり周波数変調入力の変化がそのままノコギリ波の直線性に反映されるためである。 When the frequency is fixed, a reset pulse and a sawtooth wave synchronized with each other can be generated simultaneously by charging the capacitor with a constant current source. However, when the frequency of the carrier wave is variable, there is a signal for modulating the frequency of the carrier wave, and therefore the pulse width modulation controller having a variable frequency is provided with a frequency modulation input. If the signal that modulates the frequency is directly converted into current and the capacitor is charged, a reset pulse can be generated, but a sawtooth wave having excellent linearity synchronized with the reset pulse cannot be generated. That is, the change in the frequency modulation input is directly reflected in the linearity of the sawtooth wave.
そこで、互いに同期したリセットパルスと直線性に優れたノコギリ波を生成するためには、パルス変調のそれぞれの周期においてキャパシタを充電する電流を一定に保つことが必要となる。具体的にはリセットパルスにより周波数変調入力をサンプルし、次のリセットパルスまでその出力をホールドし、このホールドされた電圧を電流に変換してキャパシタを充電することにより、それぞれの周期においてキャパシタを充電する電流は一定となり、リセットパルスと同期した直線性に優れたノコギリ波を生成することができる。
制御入力信号の無効期間
Therefore, in order to generate a reset pulse synchronized with each other and a sawtooth wave having excellent linearity, it is necessary to keep the current charging the capacitor constant in each period of pulse modulation. Specifically, the frequency modulation input is sampled by a reset pulse, the output is held until the next reset pulse, and the capacitor is charged in each cycle by converting the held voltage into a current and charging the capacitor. The current to be generated is constant, and a sawtooth wave having excellent linearity synchronized with the reset pulse can be generated.
Invalid period of control input signal
可変周波数のパルス幅変調コントローラの場合には、サンプルされた周波数変調入力だけが、このコントローラの周期に影響を与える。つまりリセットパルスによりサンプルされる期間から外れた周波数変調入力は無効となる。VCOあるいはパルス幅変調コントローラの実装例からもわかるように、繰り返し行う動作が外部の信号によって制御されている回路の実装では、多くの場合制御の入力信号が無効になる期間を伴う。 In the case of a variable frequency pulse width modulation controller, only the sampled frequency modulation input affects the period of this controller. That is, the frequency modulation input outside the period sampled by the reset pulse becomes invalid. As can be seen from the implementation example of the VCO or the pulse width modulation controller, the implementation of the circuit in which the repetitive operation is controlled by an external signal often involves a period during which the control input signal becomes invalid.
搬送波の振幅と周波数を変調する実用的なパルス幅変調コントローラの実装では、搬送波の周波数は連続的に変化するのではなく、離散時刻において変化すると考えることができる。たとえばサンプル直後の周波数変調入力の変化は次のサンプルにより出力に反映される。つまり出力は入力に遅れて追随する。
理想的な可変周波数のパルス幅変調コントローラ
In the implementation of a practical pulse width modulation controller that modulates the amplitude and frequency of the carrier, it can be assumed that the frequency of the carrier does not change continuously but changes at discrete times. For example, a change in frequency modulation input immediately after a sample is reflected in the output by the next sample. In other words, the output follows the input with a delay.
Ideal variable frequency pulse width modulation controller
可変周波数のパルス幅変調コントローラの出力はゲートをオン・オフするゲートパルスであり、実用的な可変周波数のパルス幅変調コントローラではゲートパルスの周波数とその幅が、特定のタイミングの入力の値に依存する。理想的なパルス幅変調コントローラではゲートパルスの周波数とその幅が、入力に連続的に遅れなく追随すると考えられる。つまりゲートパルスの周波数とその幅が入力に追随する遅れが小さいほど理想に近いと考えることができる。 The output of the variable frequency pulse width modulation controller is a gate pulse that turns the gate on and off. In a practical variable frequency pulse width modulation controller, the frequency of the gate pulse and its width depend on the input value at a specific timing To do. In an ideal pulse width modulation controller, the frequency and width of the gate pulse are considered to follow the input continuously without delay. That is, it can be considered that the smaller the delay of the frequency and width of the gate pulse following the input, the closer it is to ideal.
この意味では図1に示されたパルス幅変調コントローラの構成は、実用的であるかどうかはともかくとして理想に近いと言える。このコントローラでは、周波数変調入力を周波数とするサイン波と、このサイン波に対して振幅変調入力に比例した位相の移動したサイン波を生成し、この二つのサイン波の出力をあらかじめ定められて閾値と比較することによりゲートパルスを生成している。より理想に近いパルス幅変調コントローラの構成の可能性もあると思われるが、ここでは図1に示されたパルス幅変調コントローラの構成を理想的なパルス幅変調コントローラと呼ぶ。
シミュレーション
In this sense, it can be said that the configuration of the pulse width modulation controller shown in FIG. 1 is close to ideal regardless of whether it is practical or not. This controller generates a sine wave whose frequency modulation input is a frequency and a sine wave whose phase is proportional to the amplitude modulation input with respect to this sine wave, and outputs the two sine waves to a predetermined threshold value. A gate pulse is generated by comparing with. Although it seems that there is a possibility of a configuration of a pulse width modulation controller that is closer to the ideal, here, the configuration of the pulse width modulation controller shown in FIG. 1 is referred to as an ideal pulse width modulation controller.
simulation
図1からわかるように理想的なパルス幅変調コントローラの構成する素子はSPICEモデルとして定式化されており、この理想的なパルス幅変調コントローラはシミュレーションに組み込むことができる。また製品化されているパルス幅変調コントローラの動作を忠実に再現するSPICEモデルも製造メーカーから提供されている。 As can be seen from FIG. 1, the elements constituting an ideal pulse width modulation controller are formulated as a SPICE model, and this ideal pulse width modulation controller can be incorporated into a simulation. Manufacturers also offer SPICE models that faithfully reproduce the operation of the commercial pulse width modulation controller.
これらのSPICEモデルを利用できるので、それぞれのコントローラを使った電源のシミュレーションを行うことができる。理想的なコントローラは、実装された実用的なコントローラに比べて簡潔であり、高速のシミュレーションが可能である。また理論的な考察との関係が分りやす。さらに理想的なコントローラを使って、無効期間を伴う実用的なコントローラのシミュレーションを行うことができる。理想的なコントローラを使って電源のシミュレーションを行う利点は大きい。
帰還の安定性の考察
Since these SPICE models can be used, power supply simulation using each controller can be performed. An ideal controller is simpler than a practical controller that is implemented, and enables high-speed simulation. The relationship with theoretical considerations is easy to understand. Furthermore, a practical controller simulation with an invalid period can be performed using an ideal controller. The advantage of using an ideal controller to simulate the power supply is great.
Feedback stability considerations
電源における帰還の安定性に関する理論的考察を、理想的なパルス幅変調コントローラを使ったシミュレーションにより確かめることを繰り返しながら進めてきた。理想的なパルス幅変調コントローラは、振幅変調入力と周波数変調入力を備えている。誤差電圧の搬送波の周波数への伝達関数として
誤差電圧が搬送波の周波数だけに帰還され、誤差電圧も出力電流も搬送波の振幅に帰還されていないときには、誤差関数の周波数への帰還が積分項だけである場合には、出力電圧の応答が遅くなり、誤差関数の周波数への帰還に比例項あるいは微分項を追加することが必要になると思われる。しかし誤差電圧が搬送波の振幅に帰還されている場合には、誤差電圧の周波数への帰還に積分項以外に、さらに比例項あるいは微分項が必要性であるかどうかについては明瞭ではない。つまり、誤差電圧の振幅へ帰還は、特許文献8及び10に示されているように誤差電圧の周波数への帰還における比例項と微分項とを固有の係数で実現しているからである。 When the error voltage is fed back only to the carrier frequency and neither the error voltage nor the output current is fed back to the carrier amplitude, the output voltage response is slow if the feedback to the frequency of the error function is only the integral term. Therefore, it seems necessary to add a proportional or derivative term to the feedback of the error function to the frequency. However, when the error voltage is fed back to the amplitude of the carrier wave, it is not clear whether a proportional term or a differential term is necessary in addition to the integral term for feedback to the frequency of the error voltage. That is, the feedback to the amplitude of the error voltage is realized by the inherent coefficient and the differential term in the feedback to the frequency of the error voltage as shown in Patent Documents 8 and 10.
近似的には出力電流の積分が出力電圧と考えることができる。つまり出力電流の振幅への帰還は、第一近似では出力電圧の微分項による帰還と考えることができる。また、誤差電圧あるいは出力電流の振幅への帰還は、誤差電圧の周波数への帰還における積分項を実現することはできない。 Approximately, the integral of the output current can be considered as the output voltage. In other words, the feedback to the amplitude of the output current can be considered as feedback based on the differential term of the output voltage in the first approximation. Also, the feedback to the error voltage or the amplitude of the output current cannot realize the integral term in the feedback to the frequency of the error voltage.
これらのことを考え合わせると、誤差増幅器の出力である誤差電圧の積分項を搬送波の周波数へ帰還し、比例項を搬送波の振幅へし帰還し、さらに微分項にあたる出力電流の搬送波を振幅へ帰還することは、PID制御を実現する一つの方式と考えることが出来る。
出力に重畳するリップル
Considering these things, the error voltage output integral term is fed back to the carrier frequency, the proportional term is fed back to the carrier amplitude, and the output current carrier corresponding to the differential term is fed back to the amplitude. Doing this can be considered as one method for realizing PID control.
Ripple superimposed on output
理論的考察を実際の回路に適応するにあたり、現実の回路の素子の特性は理論的考察において仮定されている特性と異なることがある。帰還の安定性からは、素子の特性の違いは周波数に対する振幅特性と位相特性の違いに帰着する。実用的な可変周波数のパルス幅変調コントローラの周波数変調入力は、ほぼ周期的にサンプルされた値をその入力とするので、変調入力がサンプル周波数より高い周波数では周波数特性と位相特性とが理想的なコントローラとは大幅に異なる。理想的なコントローラに近い出力が期待されるのは、周波数変調入力と振幅変調入力の周波数帯域がサンプル周波数より十分に狭い範囲に限定される。 In applying the theoretical consideration to an actual circuit, the characteristics of the elements of the actual circuit may differ from those assumed in the theoretical consideration. From the feedback stability, the difference in element characteristics results in a difference in amplitude characteristic and phase characteristic with respect to frequency. Since the frequency modulation input of a practical variable frequency pulse width modulation controller uses the value sampled almost periodically, the frequency and phase characteristics are ideal when the modulation input is higher than the sample frequency. It is very different from the controller. The output expected to be close to an ideal controller is limited to a range where the frequency band of the frequency modulation input and the amplitude modulation input is sufficiently narrower than the sample frequency.
実際の回路では、電源の出力にサンプル周波数に同期したリップルが重畳するのは避けがたい。数式1に示した理想的な可変周波数のパルス幅変調コントローラにおける誤差電圧の周波数変調入力への伝達関数は、実用的な可変周波数のパルス幅変調コントローラにおいては A = 0, B =0 と選ぶことにより周波数変調入力の周波数帯域をサンプル周波数より狭い範囲に限定することができる。 In an actual circuit, it is unavoidable that a ripple synchronized with the sample frequency is superimposed on the output of the power supply. The transfer function of the error voltage to the frequency modulation input in the ideal variable frequency pulse width modulation controller shown in Equation 1 should be selected as A = 0 and B = 0 in the practical variable frequency pulse width modulation controller. Thus, the frequency band of the frequency modulation input can be limited to a range narrower than the sample frequency.
特許文献6,8,10において、誤差電圧の搬送波の振幅への伝達関数として、つまり理想的な可変周波数のパルス幅変調コントローラにおける誤差電圧の振幅変調入力への伝達関数として
特許文献7において、出力電流の搬送波の振幅への帰還について、その安定性を考察した。出力電流を適切に振幅に帰還することにより、搬送波の周波数を負荷に依らず一定の範囲に限定することができる。周波数の変化する範囲を限定することは、それぞれの負荷すなわち出力電流に対して搬送波の振幅をほとんど一意的に決めることになるため、出力電流の振幅変調入力への変換に残された自由度はすくなく、変換はほとんど一意的に決まる。
パルス幅変調コントローラの振幅変調入力
In Patent Document 7, the stability of feedback of the output current to the amplitude of the carrier wave was considered. By appropriately feeding back the output current to the amplitude, the frequency of the carrier wave can be limited to a certain range regardless of the load. Limiting the frequency variation range almost uniquely determines the carrier amplitude for each load or output current, so the degree of freedom left to convert the output current to an amplitude-modulated input is There is little, and the transformation is almost uniquely determined.
Pulse width modulation controller amplitude modulation input
パルス幅変調コントローラの振幅変調入には、誤差電圧の振幅への帰還と出力電流の振幅への帰還の和が入力される。誤差電圧の帰還と出力電流の帰還が反対方向に働く場合と、同じ方向に働く場合がある。同じ方向に働く場合には、誤差電圧の帰還が出力電流の帰還より優勢であることが、帰還の安定には必要であることは容易に理解できる。つまり誤差電圧の振幅変調入力への伝達関数における G は、出力電流の帰還より常に優勢となるように選ばれる必要がある。
搬送波の振幅の出力電流による制御
The sum of the feedback to the amplitude of the error voltage and the feedback to the amplitude of the output current is input to the amplitude modulation input of the pulse width modulation controller. Error voltage feedback and output current feedback may work in opposite directions or in the same direction. When working in the same direction, it can be easily understood that the feedback of the error voltage dominates the feedback of the output current, which is necessary for the stability of the feedback. In other words, the G in the transfer function of the error voltage to the amplitude modulation input must be chosen to always dominate the feedback of the output current.
Control of carrier wave amplitude by output current
出力電流は振幅変調回路に入力される。振幅変調回路は出力電流をパルス幅変調コントローラの振幅変調入力に変換する。この変換により、搬送波の周波数は出力電流によらず近似的に一定に保たれる。近似的に一定に保たれる搬送波の周波数を fr、出力電流を I0、また電源の規定の出力電圧を Vn と表す。 The output current is input to the amplitude modulation circuit. The amplitude modulation circuit converts the output current into an amplitude modulation input of the pulse width modulation controller. By this conversion, the frequency of the carrier wave is kept approximately constant regardless of the output current. The frequency of the carrier wave that is kept approximately constant is expressed as f r , the output current is expressed as I 0 , and the specified output voltage of the power supply is expressed as V n .
出力電流から振幅変調入力への変換の説明のために、振幅変調入力が任意に設定できる電圧源に接続されたパルス幅変調コントローラと、このコントローラによって振幅の変調される一定の周波数 fr で駆動される搬送波と、この搬送波を整流して得られる出力に負荷として抵抗あるいは電流の設定できる電流源の接続された測定回路を考える。 For the output current of the description of the conversion to an amplitude modulation input, and pulse width modulation controller connected to a voltage source amplitude modulation input can be arbitrarily set, driven at a constant frequency f r which is modulated in amplitude by the controller Consider a measurement circuit in which a carrier wave and a current source capable of setting a resistance or a current as a load are connected to an output obtained by rectifying the carrier wave.
測定回路において出力に負荷の接続された状態で、搬送波の振幅を変化させると、これを整流して得られる出力の電圧も変化する。この電圧が Vn に一致する電圧になる振幅が存在する。この振幅を実現する振幅変調入力が、この負荷の出力電流 I0 に対応する振幅変調入力である。負荷を変化させることにより、出力電流に対応した変調入力を求めることができる。 When the amplitude of the carrier wave is changed while the load is connected to the output in the measurement circuit, the output voltage obtained by rectifying the carrier wave also changes. There is an amplitude that makes this voltage equal to V n . The amplitude modulation input that realizes this amplitude is the amplitude modulation input corresponding to the output current I 0 of this load. A modulation input corresponding to the output current can be obtained by changing the load.
測定回路では搬送波の周波数は固定されている。電源では誤差電圧が周波数に帰還される。帰還によって出力電圧 Vnを実現する搬送波の周波数は搬送波の振幅と出力電流に依存する。測定回路の測定から分かるように、出力電流 I0 に対応した振幅が実現された搬送波では、帰還は周波数を fr に近づける。搬送波の振幅が常に出力電流に対応した振幅であれば周波数は frの近傍に留まる。 In the measurement circuit, the frequency of the carrier wave is fixed. In the power supply, the error voltage is fed back to the frequency. The frequency of the carrier wave that realizes the output voltage V n by feedback depends on the carrier wave amplitude and the output current. As can be seen from the measurement of the measurement circuit, the feedback brings the frequency closer to f r for the carrier wave with an amplitude corresponding to the output current I 0 . If the amplitude which the amplitude of the carrier wave is always corresponds to an output current frequency remains in the vicinity of f r.
実施例1で使用されているパルス幅変調コントローラを使った測定回路において、出力に接続された負荷が 1Ωの時の振幅変調入力に対する出力の電圧のプロットを図2に示す。このプロットから Vnが3Vであるときの振幅変調入力は -160mV であることが分かる。これから出力電流が 3 A に対する変調入力は-160mV であることが従う。実施例では、離散的な出力電流に対応する振幅変調入力を測定回路で測定し、出力電流に対する振幅変調入力を線形補間によって求めている。 FIG. 2 shows a plot of the output voltage against the amplitude modulation input when the load connected to the output is 1Ω in the measurement circuit using the pulse width modulation controller used in the first embodiment. From this plot, it can be seen that the amplitude modulation input when V n is 3V is -160mV. It follows that the modulation input for an output current of 3 A is -160 mV. In the embodiment, the amplitude modulation input corresponding to the discrete output current is measured by the measurement circuit, and the amplitude modulation input corresponding to the output current is obtained by linear interpolation.
測定回路において搬送波の周波数を固定するのではなく、出力電流に応じて周波数を変化させることが出来る。すなわち、出力電流 i に対応した振幅変調入力を求める際に、搬送波の周波数を fi に設定して出力電流に対応した振幅変調入力を求めると、電源の出力電流が i のとき搬送波の周波数は fi の近傍に留まる。つまり出力電流に最適な周波数で搬送波を駆動することが出来る。例えば共振回路の共振周波数が負荷によって変化するとき、負荷に応じて最適の周波数を選ぶことが必要になる。
複数の共振と電源投入時の動作
Instead of fixing the frequency of the carrier wave in the measurement circuit, the frequency can be changed according to the output current. That is, when obtaining the amplitude modulation input corresponding to the output current i, if the carrier wave frequency is set to f i and the amplitude modulation input corresponding to the output current is obtained, the carrier frequency when the output current of the power source is i is Stay near f i . That is, the carrier wave can be driven at a frequency optimal for the output current. For example, when the resonance frequency of the resonance circuit changes depending on the load, it is necessary to select an optimum frequency according to the load.
Multiple resonances and power-up behavior
共振回路は狭帯域フィルターと考えることが出来るので、周波数変調された一定の振幅を持つ搬送波が共振回路に入力されると、その搬送波は振幅変調されて出力される。共振回路の出力に負荷抵抗を接続し、入力された搬送波と出力された搬送波の振幅電圧の比である昇圧比を駆動周波数の関数として見ると、共振回路は共振周波数の付近で大きな昇圧比を示す。共振回路を用いた電源はこの昇圧比を利用して電圧を生成する。また昇圧比が搬送波の周波数に依存することを利用して出力電圧を安定化する。 Since the resonance circuit can be considered as a narrow band filter, when a carrier wave having a constant amplitude subjected to frequency modulation is input to the resonance circuit, the carrier wave is amplitude-modulated and output. When a load resistor is connected to the output of the resonant circuit and the boost ratio, which is the ratio of the amplitude voltage of the input carrier and the output carrier, is viewed as a function of the drive frequency, the resonant circuit has a large boost ratio near the resonant frequency. Show. A power supply using a resonance circuit generates a voltage using this boost ratio. Further, the output voltage is stabilized by utilizing the fact that the step-up ratio depends on the frequency of the carrier wave.
共振回路を駆動する搬送波の周波数が、たとえば図3に示すように共振回路の共振周波数より高く選ばれている場合、出力電圧が参照電圧より低いときには周波数を下げて共振周波数に近づき、また出力電圧が参照電圧より高いときには周波数を上げて共振周波数より遠ざかることにより電圧を安定化する。搬送波の周波数が共振周波数より低くなるように選ばれている場合には、出力電圧が低いときには周波数を上げ、また出力電圧が高いときには周波数を下げる。
複数の共振
When the frequency of the carrier wave that drives the resonance circuit is selected to be higher than the resonance frequency of the resonance circuit, for example, as shown in FIG. 3, when the output voltage is lower than the reference voltage, the frequency is lowered to approach the resonance frequency, and the output voltage Is higher than the reference voltage, the voltage is stabilized by increasing the frequency and moving away from the resonance frequency. When the carrier frequency is selected to be lower than the resonance frequency, the frequency is increased when the output voltage is low, and the frequency is decreased when the output voltage is high.
Multiple resonances
共振回路は複数の共振を持つ場合がある。議論を具体的にするために、実施例に使用されている共振回路の共振を図4に示す。この共振回路は 100kHz から200kHz まで A と B の二つの共振を持つ。電圧の安定化にはAの共振の右側のスロープを使用する。つまりAの右側のスロープを登ることにより電圧の上昇を、またスロープを下ることにより電圧の下降を実現する。 A resonant circuit may have multiple resonances. For concrete discussion, FIG. 4 shows the resonance of the resonance circuit used in the embodiment. This resonant circuit has two resonances, A and B, from 100kHz to 200kHz. Use the slope on the right side of the A resonance to stabilize the voltage. That is, the voltage rises by climbing the slope on the right side of A, and the voltage falls by descending the slope.
帰還がないときの搬送波の周波数をSであらわす。Sは 150kHz の近辺にあるので、ここでは便宜的に S = 150kHz と仮定する。周波数変調回路の出力を vf とすると、搬送波の周波数は (150 - 20 vf ) kHz となる。出力電圧が参照電圧より低い時には誤差電圧は正となり、搬送波の周波数は低くなりスロープを登る。出力電圧が参照電圧より高い時には、誤差電圧は負となり、周波数は高くなりスロープを下る。搬送波の周波数がAの共振の右側のスロープにある時には、出力電圧が参照電圧より低い時にはスロープを登り、逆に出力電圧が参照電圧より高い時にはスロープを下るので、誤差電圧は。出力電圧と参照電圧と一致するように周波数に帰還されることがわかる。 The frequency of the carrier wave when there is no feedback is represented by S. Since S is in the vicinity of 150kHz, here we assume S = 150kHz for convenience. When the output of the frequency modulation circuit is v f , the carrier frequency is (150-20 v f ) kHz. When the output voltage is lower than the reference voltage, the error voltage becomes positive and the frequency of the carrier wave becomes lower and climbs the slope. When the output voltage is higher than the reference voltage, the error voltage becomes negative and the frequency becomes higher and goes down the slope. When the frequency of the carrier wave is on the slope on the right side of the resonance of A, the error voltage is ascending the slope when the output voltage is lower than the reference voltage, and conversely when the output voltage is higher than the reference voltage. It can be seen that the output voltage is fed back to the frequency to match the reference voltage.
図5に示すように、偶発的な事情により出力電圧が参照電圧より高い状態で搬送波の周波数がBの共振の左側のスロープ P にあると、帰還により搬送波の周波数は高くなるのでこのスロープを登ることになるが、登ると出力電圧はますます高くなるので、周波数はBの共振周波数 F を超えてBの右側のスロープに移り、出力電圧と参照電圧が一致する周波数 E に移動することになる。このため電源のスイッチが入れられた瞬間に、偶発的な事情により出力電圧が参照電圧より高くなると、搬送波の周波数は高くなる方向に変化するので、Bの左側のスロープを登り始める。
電源投入時の動作
As shown in Figure 5, if the carrier voltage is in the slope P on the left side of the resonance of B when the output voltage is higher than the reference voltage due to an accidental situation, the carrier frequency increases due to feedback, so this slope is climbed. However, as the output voltage becomes higher as you climb, the frequency will exceed the resonant frequency F of B and move to the slope on the right side of B, and will move to frequency E where the output voltage matches the reference voltage. . For this reason, at the moment when the power supply is switched on, if the output voltage becomes higher than the reference voltage due to an accidental situation, the frequency of the carrier wave changes in the direction of increasing, so it starts to climb the slope on the left side of B.
Operation at power-on
Aの右側のスロープを登るためには、電源投入時に出力電圧の立ち上がりより早く参照電圧の立ち上がることが必要である。参照電圧が出力電圧より高い状態を強制的に実現することは可能であるが、出力電圧が参照電圧を追随できない時間が長くなると、誤差電圧の積分が積み上がり、帰還が正常に働かなくなるので、強制できる時間は限られる。たとえば、電源のスイッチの投入時に、投入後一定時間は搬送波の振幅を低く抑えることにより、出力電圧を強制的に低くする方法が考えられる。 In order to climb the slope on the right side of A, it is necessary that the reference voltage rises earlier than the rise of the output voltage when the power is turned on. Although it is possible to forcibly realize the state where the reference voltage is higher than the output voltage, if the time during which the output voltage cannot follow the reference voltage becomes long, the error voltage integration increases and feedback does not work normally. The time that can be enforced is limited. For example, a method of forcibly lowering the output voltage by suppressing the amplitude of the carrier wave for a certain time after the power is turned on can be considered.
周波数変調回路の出力 vf が負の場合、すなわち周波数がBのスロープにあるときに搬送波の振幅を低く抑えると、参照電圧の上昇とともに周波数はBの右側のスロープを登り、やがてBの共振周波数を越えてAの右側のスロープに移る。Aの右側のスロープに移り周波数変調回路の出力 vf が正となり搬送波の振幅がおおきくなるので、再び出力電圧が参照電圧より高くなる可能性があり、この意味で周波数変調回路の出力 vf が負のあいだ搬送波の振幅を低く抑える方法は振動的であるが、振動は参照電圧の上昇に伴い終息する。 When the output of the frequency modulation circuit v f is negative, that is, when the frequency is on the slope of B, if the carrier wave amplitude is kept low, the frequency will rise along the slope on the right side of B as the reference voltage increases, and eventually the resonance frequency of B Go over to the slope on the right side of A. Moving to the slope on the right side of A, the output v f of the frequency modulation circuit becomes positive and the amplitude of the carrier wave becomes large, so the output voltage may be higher than the reference voltage again. In this sense, the output v f of the frequency modulation circuit is While the method of keeping the carrier wave amplitude low during the negative is oscillating, the oscillation ceases as the reference voltage increases.
つまり周波数変調回路の出力 vf が正となり、振幅変調回路の入力が搬送波の振幅に反映されるまでの遅れは、出力電圧が参照電圧より高くなり周波数変調入力が負に変化するまでの遅れに較べて大幅に小さいので、参照電圧が高くなると出力電圧が参照電圧より高くなっても周波数変調入力は正に保たれる。 In other words, the delay until the output v f of the frequency modulation circuit becomes positive and the input of the amplitude modulation circuit is reflected in the amplitude of the carrier wave is the delay until the output voltage becomes higher than the reference voltage and the frequency modulation input changes to negative. The frequency modulation input is kept positive even if the output voltage is higher than the reference voltage when the reference voltage is higher because it is much smaller than the reference voltage.
図6は共振回路を利用した直流安定化電圧源の模式図である。この電圧源は電圧発生回路と帰還回路とから構成される。電圧発生回路はドライバー回路、共振回路、整流平滑回路から構成される。帰還回路は誤差増幅器、電流検出器、周波数変調回路と振幅変調回路とから構成される。ドライバー回路は外部の電源よりドライバー回路に供給される直流電圧を、周波数変調回路の出力に対応した周波数を持つ高周波交流に変換する。振幅変調回路はこの高周波交流の振幅を変調する。周波数と振幅の変調された高周波交流が搬送波であり、この搬送波が共振回路を駆動する。 FIG. 6 is a schematic diagram of a DC stabilized voltage source using a resonance circuit. This voltage source includes a voltage generation circuit and a feedback circuit. The voltage generation circuit includes a driver circuit, a resonance circuit, and a rectifying / smoothing circuit. The feedback circuit includes an error amplifier, a current detector, a frequency modulation circuit, and an amplitude modulation circuit. The driver circuit converts a DC voltage supplied to the driver circuit from an external power source into a high-frequency AC having a frequency corresponding to the output of the frequency modulation circuit. The amplitude modulation circuit modulates the amplitude of this high frequency alternating current. A high frequency alternating current whose frequency and amplitude are modulated is a carrier wave, and this carrier wave drives a resonance circuit.
共振回路は共振を示す。共振回路から出力される高周波交流の振幅は、搬送波の周波数と振幅に依存して変化する。整流平滑回路は、共振回路から出力される高周波交流を直流電圧に変換し、これを電圧源の出力として負荷に供給するとともに誤差増幅器と電流検出器に入力する。 The resonant circuit exhibits resonance. The amplitude of the high-frequency alternating current output from the resonance circuit varies depending on the frequency and amplitude of the carrier wave. The rectifying / smoothing circuit converts the high-frequency alternating current output from the resonance circuit into a direct current voltage, supplies this to the load as the output of the voltage source, and inputs it to the error amplifier and the current detector.
誤差増幅器は帰還回路に入力された出力電圧と、出力電圧を設定するために外部から供給される参照電圧とを比較することにより誤差を検出し、誤差電圧を出力する。誤差電圧は周波数変調回路と振幅変調回路に入力される。電流検出器は電圧発生回路から出力される電流を検出し、出力電流を出力する。出力電流は振幅変調回路に入力される。このようにして誤差電圧と出力電流とは共振回路を駆動する搬送波の周波数と振幅に帰還される。
誤差増幅器
The error amplifier detects an error by comparing an output voltage input to the feedback circuit with a reference voltage supplied from the outside in order to set the output voltage, and outputs an error voltage. The error voltage is input to the frequency modulation circuit and the amplitude modulation circuit. The current detector detects a current output from the voltage generation circuit and outputs an output current. The output current is input to the amplitude modulation circuit. In this way, the error voltage and the output current are fed back to the frequency and amplitude of the carrier wave that drives the resonant circuit.
Error amplifier
誤差増幅器は、出力電圧と参照電圧を比較することにより誤差を検出し、誤差電圧を出力する。誤差電圧は周波数変調回路と振幅変調回路とに入力される。
周波数変調回路
The error amplifier detects an error by comparing the output voltage with a reference voltage, and outputs an error voltage. The error voltage is input to the frequency modulation circuit and the amplitude modulation circuit.
Frequency modulation circuit
周波数変調回路に入力された誤差電圧は変換されてパルス幅変調コントローラの周波数変調入力に印加される。 誤差電圧を搬送波の周波数へ帰還する場合、特許文献1および3により、周波数変調回路が原点の近傍に極の配置されている伝達関数を備えていることが安定化に貢献する。このため周波数変調回路は原点に位置する極を備えた伝達関数を通して誤差電圧を変換する.
振幅変調回路
The error voltage input to the frequency modulation circuit is converted and applied to the frequency modulation input of the pulse width modulation controller. When the error voltage is fed back to the frequency of the carrier wave, according to Patent Documents 1 and 3, it is contributed to stabilization that the frequency modulation circuit has a transfer function in which poles are arranged in the vicinity of the origin. For this reason, the frequency modulation circuit converts the error voltage through a transfer function with a pole located at the origin.
Amplitude modulation circuit
振幅変調回路に入力された誤差電圧と出力電流は変換されてパルス幅変調コントローラの振幅変調入力に供給される。 振幅変調回路は、誤差電圧と出力電流を搬送波の振幅に帰還することにより出力電圧を安定化する。振幅変調回路は、周波数変調回路の伝達関数が含む遅れの大きい績分を含まないので、振幅への帰還は周波数への帰還にくらべて遅れの小さな帰還となる。
ドライバー回路
The error voltage and output current input to the amplitude modulation circuit are converted and supplied to the amplitude modulation input of the pulse width modulation controller. The amplitude modulation circuit stabilizes the output voltage by feeding back the error voltage and the output current to the amplitude of the carrier wave. Since the amplitude modulation circuit does not include the result with a large delay included in the transfer function of the frequency modulation circuit, the feedback to the amplitude is a feedback with a small delay compared to the feedback to the frequency.
Driver circuit
ドライバー回路は、フェイズシフトモードで動作するFETのフルブリッジと、フルブリッジを構成する4個のスイッチをオン・オフするゲートパルスを生成するパルス幅変調コントローラとから構成される。互いに近似的にコンプリメンタリなゲートパルスによってオン・オフされる2個のスイッチを直列に接続したハーフブリッジを2組並列に接続することによりフルブリッジが構成される。フェイズシフトモードの動作では、フルブリッジを構成する2組のハーフブリッジのゲートパルス間の位相の差が制御される。 The driver circuit includes a full bridge of the FET that operates in the phase shift mode, and a pulse width modulation controller that generates a gate pulse for turning on and off the four switches constituting the full bridge. A full bridge is configured by connecting two sets of half bridges in which two switches that are turned on and off in series by mutually complementary gate pulses are connected in series. In the operation in the phase shift mode, the phase difference between the gate pulses of the two half bridges constituting the full bridge is controlled.
2組のハーフブリッジをオン・オフするゲートパルスは同一の周波数を持ち、これが搬送波の周波数の2倍となる。パルス幅変調コントローラの周波数変調入力はこのゲートパルスの周波数を制御する。フェイズシフトモードでは、一方のハーフブリッジをオン・オフするコンプリメンタリなゲートパルスと他方のハーフブリッジをオン・オフするコンプリメンタリなゲートパルスの間の位相差が搬送波の振幅を制御する。パルス幅変調コントローラの振幅変調入力はこのゲートパルス間の位相の差を制御する。パルス幅変調コントローラは、周波数変調回路が出力する周波数と、振幅変調回路は出力するゲートパルス間の位相差とを備えた4個のゲートパルスを生成する。
共振回路
The gate pulses that turn on and off the two half bridges have the same frequency, which is twice the frequency of the carrier. The frequency modulation input of the pulse width modulation controller controls the frequency of this gate pulse. In the phase shift mode, the phase difference between the complementary gate pulse for turning on / off one half bridge and the complementary gate pulse for turning on / off the other half bridge controls the amplitude of the carrier wave. The amplitude modulation input of the pulse width modulation controller controls the phase difference between the gate pulses. The pulse width modulation controller generates four gate pulses each having a frequency output from the frequency modulation circuit and a phase difference between the gate pulses output from the amplitude modulation circuit.
Resonant circuit
共振回路は共振を示す。このため共振回路の出力は共振に伴う周波数特性や負荷依存性を示す。共振回路の入力電圧と出力電圧の比を昇圧比と定義すると、共振回路は共振周波数の付近で大きな昇圧比を示す。共振回路を入力端子から見るとキャパシタンスが見える。この入力キャパシタンスによるエネルギーの散逸を避けるために、共振インダクタンスが入力端子に直列に接続されている。このインダクタンスとキャパシタンスの共振周波数は、搬送波の周波数より高くなるように選ばれている。 The resonant circuit exhibits resonance. For this reason, the output of the resonance circuit shows frequency characteristics and load dependence accompanying resonance. When the ratio of the input voltage and the output voltage of the resonant circuit is defined as a boost ratio, the resonant circuit exhibits a large boost ratio near the resonance frequency. The capacitance is visible when the resonant circuit is viewed from the input terminal. In order to avoid energy dissipation due to this input capacitance, a resonant inductance is connected in series with the input terminal. The resonance frequency of the inductance and capacitance is selected to be higher than the frequency of the carrier wave.
共振回路にはその電気的な等価回路で表すことのできない制約があり、このため共振回路を駆動する搬送波の周波数は、共振回路の共振周波数より高くなるように選ばれている。したがって出力電圧が参照電圧より高い場合には、周波数を上げて共振周波数から遠ざかり、また逆の場合には周波数を下げて共振周波数に近づく。
整流平滑回路
The resonance circuit has restrictions that cannot be expressed by its electrical equivalent circuit, and therefore, the frequency of the carrier wave that drives the resonance circuit is selected to be higher than the resonance frequency of the resonance circuit. Therefore, when the output voltage is higher than the reference voltage, the frequency is increased to move away from the resonance frequency, and in the opposite case, the frequency is decreased to approach the resonance frequency.
Rectifier smoothing circuit
共振回路から出力される高周波交流の振幅は、共振回路に入力された搬送波の周波数と振幅に依存して変化する。整流平滑回路は、共振回路から出力される高周波交流を直流電圧に変換し、これを電圧源の出力として帰還回路すなわち誤差増幅器と電流検出器に入力するとともに負荷に供給する。整流平滑回路は整流を行うダイオードブリッジとリップルの低減を目的とする出力キャパシタから構成される。
電流検出器
The amplitude of the high-frequency alternating current output from the resonance circuit changes depending on the frequency and amplitude of the carrier wave input to the resonance circuit. The rectifying / smoothing circuit converts the high-frequency alternating current output from the resonance circuit into a direct-current voltage, which is input to a feedback circuit, that is, an error amplifier and a current detector, as an output of a voltage source and supplied to a load. The rectifying / smoothing circuit includes a diode bridge for rectification and an output capacitor for the purpose of reducing ripples.
Current detector
電流検出器は出力電流を検出し、出力電流を振幅変調回路に入力する。
The current detector detects the output current and inputs the output current to the amplitude modulation circuit.
図1に理想的なパルス幅変調コントローラのシミュレーション回路を示す。この回路で周波数変調入力はFM、また振幅変調入力はAMである。また出力は4個のゲートパルスGA, GB, GCとGDである。パルス幅変調コントローラはビヘービアモデルを組み合わせてシミュレーションされる。周波数変調入力に比例した周波数を備えた矩形波の生成は、2個のビヘービアモデル ABM26、ABM13と矩形波生成回路のABM14とABM15を組み合わせて実現される。 ABM26は周波数変調入力FMの積分を出力する。ABM13には数式
FET M3とM4とからなるハーフブリッジを駆動する2個のゲートパルスは、ビヘービアモデルABM19と矩形波を生成するABM17とABM18とからなる回路によって生成される。振幅変調入力はABM19に入力される。ABM19は2入力と1出力とを備え、次の数式
この直流安定化電圧源のシミュレーション回路を図7に示す。この回路では理想的なパルス幅変調コントローラを用いて実用的なパルス幅変調コントローラをシミュレートしている。すなわち周波数変調回路の出力はまずサンプル・ホールド回路に入力される。サンプルパルスはビヘービアモデルABM13が出力するサイン波から生成される。サンプル・ホールド回路の出力はパルス幅変調コントローラの周波数変調入力に入力される。 FIG. 7 shows a simulation circuit of this DC stabilized voltage source. This circuit simulates a practical pulse width modulation controller using an ideal pulse width modulation controller. That is, the output of the frequency modulation circuit is first input to the sample and hold circuit. The sample pulse is generated from the sine wave output from the behavior model ABM13. The output of the sample and hold circuit is input to the frequency modulation input of the pulse width modulation controller.
シミュレーション回路における電圧発生回路は実際の回路を忠実に再現してる。シミュレーション回路における帰還回路は基本的には線形な回路である。このため帰還回路の入力と出力の関係を再現する簡単な回路が採用されている。入力と出力の関係を数学的関係式を用いて指定できるビヘービアモデルと呼ばれる回路素子をシミュレーションに使用することができるので、多数のビヘービアモデルが帰還回路に使われている。図7は帰還回路を構成する誤差増幅器、周波数変調回路、振幅変調回路、電流検出器とドライバー回路のシミュレーション回路を示す。
誤差増幅器のシミュレーション回路
The voltage generation circuit in the simulation circuit faithfully reproduces the actual circuit. The feedback circuit in the simulation circuit is basically a linear circuit. For this reason, a simple circuit that reproduces the relationship between the input and output of the feedback circuit is employed. Since circuit elements called behavior models that can specify the relationship between input and output using mathematical relational expressions can be used for simulation, a large number of behavior models are used in feedback circuits. FIG. 7 shows a simulation circuit of an error amplifier, a frequency modulation circuit, an amplitude modulation circuit, a current detector, and a driver circuit constituting the feedback circuit.
Error amplifier simulation circuit
誤差増幅器は2入力1出力ビヘービアモデルABM23によってシミュレートされる。ABM23の入力は出力電圧と参照電圧である。ABM23の出力は誤差電圧である。
周波数変調回路のシミュレーション用回路
The error amplifier is simulated by the 2-input 1-output behavior model ABM23. The input of ABM23 is an output voltage and a reference voltage. The output of ABM23 is an error voltage.
Frequency modulation circuit simulation circuit
周波数変調回路のシミュレーション回路はビヘービアモデルABM24と増幅器GAIN17とGAIN19とによって構成される。ABM24には関数 SDT(x) に設定されているので、入力の時間積分が出力される。ABM24からの出力はGAIN19に入力され、この出力が周波数変調回路の出力となる。GAIN19のゲインをEとするとき、周波数変調回路の伝達関数は
電流検出器のシミュレーション回路
The simulation circuit of the frequency modulation circuit includes a behavior model ABM24 and amplifiers GAIN17 and GAIN19. Since ABM24 is set to function SDT (x), the input time integral is output. The output from ABM24 is input to GAIN19, and this output becomes the output of the frequency modulation circuit. When the gain of GAIN19 is E, the transfer function of the frequency modulation circuit is
Current detector simulation circuit
電流検出器のシミュレーション回路は電圧源V6とビヘービアモデルABM27とによって構成される。出力電流は出力電圧 0 Vに設定されている電圧源V6によって検出される。ビヘービアモデルABM29は検出された出力電流を電圧に変換して出力する。
振幅変調回路のシミュレーション回路
The simulation circuit of the current detector includes a voltage source V6 and a behavior model ABM27. The output current is detected by a voltage source V6 set to an output voltage of 0 V. The behavior model ABM29 converts the detected output current into a voltage and outputs it.
Amplitude modulation circuit simulation circuit
振幅変調回路のシミュレーション回路はETABLEのE1、ビヘービアモデルABM31, GAIN21, SUM4、LIMIT1とから構成される。振幅変調回路の入力はGAIN21の入力とE1のIN+である。誤差電圧はGAIN21の入力に入力され、出力電流はE1のIN+に入力される。振幅変調回路の出力はLIMIT1の出力であり、この出力がパルス幅変調コントローラの振幅変調入力に供給される。 ビヘービアモデルABM31は電源投入時の誤動作を防止する回路であり、電源投入時以外ではE1の出力がABM31の出力となる。 The simulation circuit of the amplitude modulation circuit is composed of ETABLE E1, behavior models ABM31, GAIN21, SUM4, and LIMIT1. The input of the amplitude modulation circuit is the input of GAIN21 and IN + of E1. The error voltage is input to the input of GAIN21, and the output current is input to IN + of E1. The output of the amplitude modulation circuit is the output of LIMIT1, and this output is supplied to the amplitude modulation input of the pulse width modulation controller. The behavior model ABM31 is a circuit that prevents a malfunction when the power is turned on, and the output of E1 becomes the output of the ABM31 except when the power is turned on.
電流検出器の出力は、E1によってあらかじめ定義されたルックアップテーブルにより変換されSUM4に入力される。またGAIN22の出力もSUM4に入力される。これにより振幅変調回路の入力である誤差電圧と電流検出器の出力が統合され、これが振幅変調回路の出力となる。出力に当たり、LIMIT1によりその出力の上限HIと下限LOを指定することにより、振幅変調回路の出力をパルス幅変調コントローラの振幅変調入力に適合させる。
ドライバー回路のシミュレーション用回路
The output of the current detector is converted by a lookup table predefined by E1 and input to SUM4. The output of GAIN22 is also input to SUM4. As a result, the error voltage that is the input of the amplitude modulation circuit and the output of the current detector are integrated, and this becomes the output of the amplitude modulation circuit. At the time of output, the upper limit HI and the lower limit LO of the output are designated by LIMIT1, and the output of the amplitude modulation circuit is adapted to the amplitude modulation input of the pulse width modulation controller.
Driver circuit simulation circuit
ドライバー回路のシミュレーション用回路はFETのブリッジを構成する M1, M2, M3, M4と、ビヘービアモデルで構成されたゲートレベル変換器ABM33, ABM34と、パルス幅変調コントローラから構成される。
シミュレーション例
The driver circuit simulation circuit consists of M1, M2, M3, and M4 that form a bridge of FETs, gate level converters ABM33 and ABM34 that are configured by behavior models, and a pulse width modulation controller.
Simulation example
このように構成された電源の帰還が安定であることを、図7のシミュレーション用回路を用いて示す。負荷抵抗が50Ω, 5Ω, 1Ωの場合について、シミュレーションの結果を図8, 図9, 図10と示す。これらの図には横軸を時間軸として、縦軸1を出力電圧すなわち誤差増幅器の入力(ABM21:IN1)、縦軸2を搬送波の周波数を制御する電圧制御発振器の入力(ABM26:IN)、縦軸3を搬送波の振幅を制御するゲートパルス間の位相差を制御する入力(ABM19:IN1)としてそれぞれの時間的経過が示されている。 The use of the simulation circuit of FIG. 7 shows that the feedback of the power supply configured as described above is stable. Figures 8, 9, and 10 show the simulation results for load resistances of 50Ω, 5Ω, and 1Ω. In these figures, the horizontal axis is the time axis, the vertical axis 1 is the output voltage, that is, the input of the error amplifier (ABM21: IN1), the vertical axis 2 is the input of the voltage controlled oscillator that controls the frequency of the carrier wave (ABM26: IN), Each time course is shown with the vertical axis 3 as an input (ABM19: IN1) for controlling the phase difference between the gate pulses for controlling the amplitude of the carrier wave.
TEXAS INSTRUMENTS社のUCC3895は搬送波の周波数の固定されたパルス幅変調コントローラである。UCC3895は外部からのリセットパルスにより外部同期を実現できる。そこで外部から同期したリセットパルスとノコギリ波を供給することにより、UCC3895を搬送波の周波数が可変なパルス幅コントローラとして動作させることができる。 TEXAS INSTRUMENTS UCC3895 is a pulse width modulation controller with a fixed carrier frequency. UCC3895 can realize external synchronization by external reset pulse. Therefore, by supplying a reset pulse and a sawtooth wave synchronized from the outside, the UCC3895 can be operated as a pulse width controller with a variable carrier frequency.
UCC3895のシミュレーションを可能にするSPICE MODELはTEXAS INSTRUMENTS社から提供されている。このSPICE MODELは暗号化されているため詳細は不明である。このSPICE MODELを利用して、UCC3895を周波数可変のパルス幅コントローラとして使用する直流安定化電圧源のシミュレーション回路を図11に示す。 SPICE MODEL that enables simulation of UCC3895 is provided by TEXAS INSTRUMENTS. Since this SPICE MODEL is encrypted, details are unknown. FIG. 11 shows a DC stabilized voltage source simulation circuit using the UCC3895 as a variable frequency pulse width controller using the SPICE MODEL.
理想的パル幅変調コントローラを使った図7のシミュレーション回路と比較すると、パルス幅コントローラがUCC3895とリセットパルス・ノコギリ波生成回路に置き換わり、これに伴う変更が振幅変調回路に加えられている。振幅変調回路の出力はUCC3895のEAP端子に入力される。周波数変調回路の出力はリセットパルス・ノコギリ波生成回路の周波数変調入力に供給される。
リセットパルス・ノコギリ波生成回路
Compared to the simulation circuit of FIG. 7 using an ideal pulse width modulation controller, the pulse width controller has been replaced with a UCC3895 and a reset pulse / sawtooth wave generation circuit, and the accompanying changes have been made to the amplitude modulation circuit. The output of the amplitude modulation circuit is input to the EAP terminal of UCC3895. The output of the frequency modulation circuit is supplied to the frequency modulation input of the reset pulse / sawtooth wave generation circuit.
Reset pulse and sawtooth wave generation circuit
リセットパルス・ノコギリ波生成回路はリセットパルスとノコギリ波生成回路を生成する。リセットパルス・ノコギリ波生成回路は図11に示されているように周波数変調入力とサンプル・ホールド回路を備えている。サンプル・ホールド回路はリセットパルスにより周波数変調入力をサンプルし、次のリセットパルスまでサンプル・ホールド回路はその出力をホールドし、このホールドされた電圧が電流に変換されてキャパシタを充電する。それぞれの周期においてキャパシタを充電する電流は一定となる。キャパシタは既定の電圧まで充電されると、リセットパルスが生成され、これにより強制的に放電される。リセットパルスとこれに同期したノコギリ波が生成される。リセットパルスとノコギリ波はUCC3895のSYNC端子とRAMP端子に入力される。
シミュレーション例
The reset pulse / sawtooth wave generation circuit generates a reset pulse and a sawtooth wave generation circuit. The reset pulse / sawtooth wave generation circuit includes a frequency modulation input and a sample / hold circuit as shown in FIG. The sample and hold circuit samples the frequency modulation input with a reset pulse, and the sample and hold circuit holds its output until the next reset pulse, and the held voltage is converted into a current to charge the capacitor. In each period, the current for charging the capacitor is constant. When the capacitor is charged to a predetermined voltage, a reset pulse is generated, thereby forcibly discharging it. A reset pulse and a sawtooth wave synchronized with the reset pulse are generated. The reset pulse and sawtooth wave are input to the SYNC terminal and RAMP terminal of UCC3895.
Simulation example
このように構成された電源の帰還が安定であることを、図11のシミュレーション用回路を用いて示す。負荷抵抗が50Ω, 5Ω, 1Ωの場合について、シミュレーションの結果を図12, 図13, 図14に示す。これらの図には横軸を時間軸として、縦軸1を出力電圧すなわち誤差増幅器の入力(ABM31:IN1)、縦軸2を搬送波の周波数を制御する電圧制御発振器の入力(GAIN21:OUT)、縦軸3を搬送波の振幅を制御するEAP端子への入力(LIMIT1:IN)としてそれぞれの時間的経過が示されている。 The use of the simulation circuit of FIG. 11 shows that the feedback of the power supply configured as described above is stable. The simulation results are shown in FIGS. 12, 13, and 14 when the load resistance is 50Ω, 5Ω, and 1Ω. In these figures, the horizontal axis is the time axis, the vertical axis 1 is the output voltage, that is, the input of the error amplifier (ABM31: IN1), the vertical axis 2 is the input of the voltage controlled oscillator that controls the frequency of the carrier wave (GAIN21: OUT), Each time course is shown with the vertical axis 3 as an input (LIMIT1: IN) to the EAP terminal for controlling the amplitude of the carrier wave.
National Semiconductor社のLM5046は搬送波の周波数の固定されたパルス幅変調コントローラである。LM5046は外部からのパルスによる外部同期の機能を備えている。そこで外部から同期したリセットパルスとノコギリ波を供給することにより、LM5046を搬送波の周波数が可変なパルス幅コントローラとして動作させることができる。 The LM5046 from National Semiconductor is a pulse width modulation controller with a fixed carrier frequency. The LM5046 has a function of external synchronization by an external pulse. Therefore, by supplying a reset pulse and a sawtooth wave synchronized from the outside, the LM5046 can be operated as a pulse width controller with a variable carrier frequency.
LM5046のシミュレーションを可能にするSPICE MODELはNational Semiconductor社から提供されている。しかしこのSPICE MODELには外部同期の機能が実装されていないので、コードを一部変更して外部同期の機能を実現した。SPICE MODELのバージョンと変更箇所を示す。バージョンは
* Model Number :LM5046 Phase-Shift Full Bridge PWM Controller with Integrated MOSFET Drivers
* Last Revision Date : February 25, 2011
* Revision Number : 1.1
である。
SPICE MODEL that enables simulation of the LM5046 is available from National Semiconductor. However, since this SPICE MODEL does not have an external synchronization function, some code changes were made to achieve the external synchronization function. The SPICE MODEL version and changes are shown. Version is
* Model Number: LM5046 Phase-Shift Full Bridge PWM Controller with Integrated MOSFET Drivers
* Last Revision Date: February 25, 2011
* Revision Number: 1.1
It is.
変更箇所のオリジナルは
Eleb2 LEB5 0 LEB6 0 1
Emsk1 MSK4 0 VALUE { if(V(CLK)<=2.5 &V(PWM)<=2.5,5,0) }
Emsk2 MSK5 0 VALUE { if(V(PWM)>2.5 & V(CLK)<=2.5,5,0) }
Eosc1 OSC1 0 VALUE { if(V(OSC2)>cos(2*3.14*50E-9/(2/ (6.25E9*I(VRT))+110E-9)),5,0) }
Eosc2 OSC3 0 VALUE { if(V(VREFuv)<=2.5 & V(VCCuv)<=2.5
&V(FAULT)<=2.5,sin(2*3.141592*TIME*I(VRT)/100E-12/2),0) }
Eosc3 NCLK 0 VALUE {{ 5-V(CLK) }}
であり、これが
Eleb2 LEB5 0 LEB6 0 1
Emsk1 MSK4 0 VALUE { if(V(CLK)<=2.5 & V(PWM)<=2.5,5,0) }
Emsk2 MSK5 0 VALUE { if(V(PWM)>2.5 &V(CLK)<=2.5,5,0) }
*******************************************************************
*Eosc1 OSC1 0 VALUE { if(V(OSC2)>cos(2*3.14*50E-9/(2/ (6.25E9*I(VRT))+110E-9)),5,0) }
*Eosc2 OSC3 0 VALUE { if(V(VREFuv)<=2.5 &V(VCCuv)<=2.5
&V(FAULT)<=2.5,sin(2*3.141592*TIME*I(VRT)/100E-12/2),0) }
*******************************************************************
Eosc1 OSC1 0 VALUE {if(I(VRT)>5e-3V&V(OSC3)>=2.5,5,0) }
Eosc2 OSC3 0 VALUE { if(V(VREFuv)<=2.5 &V(VCCuv)<=2.5
V(FAULT)<=2.5,5,0) }
Eosc3 NCLK 0 VALUE {{ 5-V(CLK) }}
と変更された。
The original change is
Eleb2 LEB5 0 LEB6 0 1
Emsk1 MSK4 0 VALUE {if (V (CLK) <= 2.5 & V (PWM) <= 2.5,5,0)}
Emsk2 MSK5 0 VALUE {if (V (PWM)> 2.5 & V (CLK) <= 2.5,5,0)}
Eosc1 OSC1 0 VALUE {if (V (OSC2)> cos (2 * 3.14 * 50E-9 / (2 / (6.25E9 * I (VRT)) + 110E-9)), 5,0)}
Eosc2 OSC3 0 VALUE {if (V (VREFuv) <= 2.5 & V (VCCuv) <= 2.5
& V (FAULT) <= 2.5, sin (2 * 3.141592 * TIME * I (VRT) / 100E-12 / 2), 0)}
Eosc3 NCLK 0 VALUE {{5-V (CLK)}}
And this is
Eleb2 LEB5 0 LEB6 0 1
Emsk1 MSK4 0 VALUE {if (V (CLK) <= 2.5 & V (PWM) <= 2.5,5,0)}
Emsk2 MSK5 0 VALUE {if (V (PWM)> 2.5 & V (CLK) <= 2.5,5,0)}
************************************************** *****************
* Eosc1 OSC1 0 VALUE {if (V (OSC2)> cos (2 * 3.14 * 50E-9 / (2 / (6.25E9 * I (VRT)) + 110E-9)), 5,0)}
* Eosc2 OSC3 0 VALUE {if (V (VREFuv) <= 2.5 & V (VCCuv) <= 2.5
& V (FAULT) <= 2.5, sin (2 * 3.141592 * TIME * I (VRT) / 100E-12 / 2), 0)}
************************************************** *****************
Eosc1 OSC1 0 VALUE {if (I (VRT)> 5e-3V & V (OSC3)> = 2.5,5,0)}
Eosc2 OSC3 0 VALUE {if (V (VREFuv) <= 2.5 & V (VCCuv) <= 2.5
V (FAULT) <= 2.5,5,0)}
Eosc3 NCLK 0 VALUE {{5-V (CLK)}}
And changed.
このようにして外部同期を実現したLM5046を、周波数可変のパルス幅コントローラとして使用した直流安定化電圧源のシミュレーション回路を図15に示す。このシミュレーション回路の振幅変調回路では、以下のように定義されているルックアップテーブル IMOETABLEが使用されている。
*
.SUBCKT imoEtable IN+ IN- OUT+ OUT-
E1 OUT+ OUT- TABLE {V(IN+,IN-)}=(
+(7.5m,660m)
+(30m,650m)
+(60m,645m)
+(150m,610m)
+(300m,600m)
+(600m,550m)
+(750m,520m)
*(1.0,490m)
+(1.5,400m)
*(3.0,130m)
*(3.333,95m)
*(3.75,10m)
*(4.28,-90m)
+(5.0,-230m)
+(6.0,-450m)
*(7.5,-930m) +)
.ENDS imoEtable
*
FIG. 15 shows a simulation circuit of a stabilized DC voltage source using the LM5046 that realizes external synchronization in this manner as a variable frequency pulse width controller. In the amplitude modulation circuit of this simulation circuit, a lookup table IMOETABLE defined as follows is used.
*
.SUBCKT imoEtable IN + IN- OUT + OUT-
E1 OUT + OUT- TABLE {V (IN +, IN-)} = (
+ (7.5m, 660m)
+ (30m, 650m)
+ (60m, 645m)
+ (150m, 610m)
+ (300m, 600m)
+ (600m, 550m)
+ (750m, 520m)
* (1.0,490m)
+ (1.5,400m)
* (3.0,130m)
* (3.333,95m)
* (3.75,10m)
* (4.28, -90m)
+ (5.0, -230m)
+ (6.0, -450m)
* (7.5, -930m) +)
.ENDS imoEtable
*
理想的パル幅変調コントローラを使った図7のシミュレーション回路と比較すると、パルス幅コントローラがLM5046とリセットパルス・ノコギリ波生成回路に置き換わり、これに伴う変更が振幅変調回路に加えられている。振幅変調回路の出力はLM5046のCOMP端子に入力される。周波数変調回路の出力はリセットパルス・ノコギリ波生成回路の周波数変調入力に供給される。
リセットパルス・ノコギリ波生成回路
Compared to the simulation circuit of FIG. 7 using an ideal pulse width modulation controller, the pulse width controller has been replaced with an LM5046 and a reset pulse / sawtooth wave generation circuit, and the accompanying changes have been made to the amplitude modulation circuit. The output of the amplitude modulation circuit is input to the COMP terminal of the LM5046. The output of the frequency modulation circuit is supplied to the frequency modulation input of the reset pulse / sawtooth wave generation circuit.
Reset pulse and sawtooth wave generation circuit
リセットパルス・ノコギリ波生成回路は図11のリセットパルスとノコギリ波生成回路と同一である。
シミュレーション例
The reset pulse / sawtooth wave generation circuit is the same as the reset pulse / sawtooth wave generation circuit of FIG.
Simulation example
このように構成された電源の帰還が安定であることを、図15のシミュレーション用回路を用いて示す。負荷抵抗が50Ω, 5Ω, 1Ωの場合について、シミュレーションの結果を図16, 図17, 図18に示す。これらの図には横軸を時間軸として、縦軸1を出力電圧すなわち誤差増幅器の入力(ABM31:IN1)、縦軸2を搬送波の周波数を制御する電圧制御発振器の入力(GAIN21:OUT)、縦軸3を搬送波の振幅を制御するCOMP端子への入力(LIMIT1:IN)としてそれぞれの時間的経過が示されている。 The use of the simulation circuit in FIG. 15 shows that the feedback of the power supply configured as described above is stable. The simulation results are shown in FIGS. 16, 17, and 18 when the load resistance is 50Ω, 5Ω, and 1Ω. In these figures, the horizontal axis is the time axis, the vertical axis 1 is the output voltage, that is, the input of the error amplifier (ABM31: IN1), the vertical axis 2 is the input of the voltage controlled oscillator that controls the frequency of the carrier wave (GAIN21: OUT), Each time course is shown with the vertical axis 3 as an input (LIMIT1: IN) to the COMP terminal for controlling the amplitude of the carrier wave.
共振回路の出力を整流平滑して出力を生成する電源において、共振回路を駆動する搬送波の振幅と周波数を変調することにより、出力電流に応じたすなわち負荷に応じた最適の周波数をもつ搬送波で共振回路を駆動することが可能となり、広く使われている低いQ値の共振回路から、たとえば負荷により共振周波数の変化するQ値の高い共振回路まで、Q値に依ることなく広い範囲の共振回路を使って効率の良い電源を実現することができる。
In a power supply that generates output by rectifying and smoothing the output of the resonant circuit, it modulates the amplitude and frequency of the carrier wave that drives the resonant circuit, thereby resonating with the carrier wave having the optimum frequency according to the output current, that is, according to the load. A circuit can be driven, and a wide range of resonance circuits can be used without depending on the Q value, from a widely used resonance circuit having a low Q value to a resonance circuit having a high Q value whose resonance frequency changes depending on a load, for example. An efficient power supply can be realized.
Claims (5)
Equals linear voltage V H to the control voltage V T is applied slope of the line begins to rise is the frequency modulation input which is sampled by sampling pulses from the voltage V L provided in synchronism with the sample pulses especially above sample pulse in synchronization is generated, with a sawtooth wave becomes voltage V T and the comparison products frequency modulation input and an amplitude modulation input the output from the count pulses and the sample pulses generated by the amplitude modulation input Pul width modulation controller with variable frequency.
8. A driver circuit including the pulse width modulation controller according to claim 1, a resonant circuit driven by a carrier wave generated by the driver circuit, and a rectifying / smoothing circuit that rectifies an output of the resonant circuit to generate a direct current of a power supply output. An error amplifier that detects a voltage error between the power supply output and the reference voltage, a frequency modulation circuit that generates an output from the error amplifier output to the frequency modulation input of the pulse width modulation controller, and a current of the power supply output to the amplitude modulation circuit In a power supply including a current detector for output and an amplitude modulation circuit for generating an output from the current detector output and the error amplifier output to the amplitude modulation input of the pulse width modulation controller, an integral term having a pole at the origin A power supply characterized by a frequency modulation circuit comprising:
3. The power supply according to claim 2, wherein the current detector outputs a value corresponding to the output current, thereby realizing the output current by a carrier wave having a frequency in the vicinity of a frequency given in advance to the output current. Featured power supply
4. The power supply according to claim 3, further comprising: an amplitude modulation circuit that outputs a sum of a constant multiple of a voltage error input from an error amplifier and a value input from a current detector to an amplitude modulation input of a pulse width modulation controller. Power supply
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