JP2017063406A - 導波管、スロットアンテナ及びホーンアンテナ - Google Patents

Abstract

【課題】Ｖ字型の配列を持つアンテナアレーに、単一の導波管で給電することを可能とする。【解決手段】導波管であって、少なくとも３個の部分矩形導波管と、部分矩形導波管を隣接する他の部分矩形導波管と接続する、張り出し壁及び後退壁と、を備え、部分矩形導波管の各々は第２の方向に伸びる筒型を有し、部分矩形導波管の第２の方向における横断面は矩形状であり、部分矩形導波管の各々は第２の方向に並び、部分矩形導波管の各々の内部空間は互いに接続し、第１の方向及び第２の方向の両方に対して垂直な方向の一方を第３の方向と呼ぶとき、張り出し壁は、部分矩形導波管の第３の方向において対向する一対の側面の内の何れか一方から他方に向かって広がり、後退壁は、一対の側面の内の他方から一方とは逆側に向かって広がる。挟まれて配置される部分矩形導波管の内の少なくとも一つは、第２の方向における内部空間の長さが所定の値を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、自動車の走行方向を監視するミリ波を用いた車載レーダ装置において、特にＤＢＦ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ；デジタルビームフォーミング）レーダに用いられる導波管、スロットアンテナ及びホーンアンテナに関する。

ＤＢＦレーダは、走査方向に所定の間隔（一般には等間隔）で並べられた複数の受信アンテナから成る受信アンテナアレーを備え、各受信アンテナからの受信信号をデジタルデータに変換し演算処理により各受信信号に位相を与えて合成することによって等価的に走査ビームを生成するものである。駆動部品や可動機構を要さず高速・高精度で走査を行うことができるため、車載ミリ波レーダでも広く用いられている。但し、ＤＢＦレーダではグレーティングローブによる誤検知を排除する方策が必要である。
特許文献１は、送信アンテナが上下対称に順次ずらしてＶ字型に配列されたパッチアンテナを開示する。このＶ字型配列によるヌル特性を用いることでサイドローブが低減される。しかし、パッチアンテナにマイクロストリップラインで給電する場合、ミリ波の周波数帯域では誘電損失が大きい。導波管で給電する場合は損失は小さいが、Ｖ字型に配列したアンテナアレーに導波管で給電する方法はこれまで知られていなかった。

特開2012-147105

本発明は、少なくとも一部にＶ字型の配列を持つアンテナアレーに単一の導波管で給電する構造を有する、導波管、スロットアンテナ及びホーンアンテナを提供する事を課題とする。

本発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、本願の第一発明は、第１の方向に振動する電界を有する電磁波を該第１の方向に垂直な第２の方向に伝送するために用いられる導波管であって、少なくとも３個の部分矩形導波管と、前記部分矩形導波管を隣接する他の前記部分矩形導波管と接続する、張り出し壁及び後退壁と、を備え、前記部分矩形導波管の各々は前記第２の方向に伸びる筒型を有し、前記部分矩形導波管の前記第２の方向における横断面は矩形状であり、前記部分矩形導波管の各々は前記第２の方向に並び、前記部分矩形導波管の各々の内部空間は互いに接続し、前記第１の方向及び前記第２の方向の両方に対して垂直な方向の一方を第３の方向と呼ぶとき、前記張り出し壁は、前記部分矩形導波管の前記第３の方向において対向する一対の側面の内の何れか一方から他方に向かって広がり、前記後退壁は、前記一対の側面の内の前記他方から前記一方に向かって広がり、前記部分矩形導波管の内、前記第２の方向において他の２つの前記部分矩形導波管に挟まれて配置される前記部分矩形導波管の内の少なくとも一つは、前記第２の方向における内部空間の長さは所定の範囲に収まり、前記所定の範囲は、（λｇ−λｇ／８）／（２ｎ＋Ｍ）以上、（λｇ＋λｇ／８）／（２ｎ＋Ｍ）以下（λｇは前記導波管の管内波長、ｎは２以上の自然数、Ｍは０を含まない自然数）である、導波管に関する。

本発明によれば、少なくとも一部にＶ字型の配列を持つアンテナアレーに、単一の導波管で給電することが可能になる。

図１（ａ）は、第１の実施形態の水平変位導波管（laterally shifting waveguide）の斜視図である。 図１（ｂ）は、第１の実施形態の水平変位導波管をＺ方向から見た図である。 図２（ａ）は、第２の実施形態の水平変位導波管の斜視図である。 図２（ｂ）は、第２の実施形態の水平変位導波管をＺ方向から見た図である。 図２（ｃ）は、第２の実施形態の水平変位導波管の電波の進行方向を示す図である。 図３（ａ）は、放射器が接続された第２の実施形態の水平変位導波管の斜視図である。 図３（ｂ）は、放射器が接続された第２の実施形態の水平変位導波管をＺ方向から見た図である。 図３（ｃ）は、スロットが接続された第２の実施形態の水平変位導波管の斜視図である。 図４は、放射器が接続された第２の実施形態の水平変位導波管の電波の進行方向を示す図である。 図５（ａ）は、本発明の変形例である水平変位導波管の斜視図である。 図５（ｂ）は、本発明の変形例である水平変位導波管の部分斜視図である。 図６（ａ）は、本発明の水平変位導波管の反射振幅比を示すグラフである。 図６（ｂ）は、本発明の水平変位導波管の反射波位相遷移および通過波位相遷移を示すグラフである。 図７（ａ）は、放射器（スロット、ホーン）の反射振幅比を示すグラフである。 図７（ｂ）は、放射器（スロット、ホーン）の反射波位相遷移および通過波位相遷移を示すグラフである。 図８は、本発明の部分矩形導波管の配置例を示す図である。 図９（ａ）は、本発明の変形例である水平変位導波管の部分斜視図である。 図９（ｂ）は、本発明の変形例である水平変位導波管をＸ方向から見た図である。 図９（ｃ）は、本発明の変形例である水平変位導波管をＺ方向から見た図である。 図１０は、本発明の水平変位導波管を使用したアンテナアレーをＺ方向から見た図である。 図１１は、本発明の水平変位導波管を使用したアンテナ装置の変形例をＺ方向から見た図である。

図１（ａ）、図１（ｂ）に本発明の第１の実施形態の水平変位導波管を示す。水平変位導波管（導波管）１００は、第１の方向（Ｚ方向）に振動する電界を有する電磁波を第１の方向に垂直な第２の方向（Ｙ方向）に伝送する。直線状に延びる導波管１００が、管軸に垂直な変位面２で区分された形態を有する。区分された各部位を、それぞれ、部分矩形導波管１０、及び部分矩形導波管１１と呼ぶ。部分矩形導波管１０及び１１は、管軸を平行に保ちつつ、Ｙ方向及びＺ方向に対して垂直な第３の方向（Ｘ方向）に、管軸の位置がずれた状態で接続している。

部分矩形導波管１０，１１の内部空間は、第２の方向に伸びる筒型を有しており、第２の方向における横断面は矩形状である。それぞれの部分矩形導波管１０，１１のＸ方向における幅は等しい。部分矩形導波管１０，１１のＸ方向における位置は、部分矩形導波管１０，１１の幅より小さな大きさであるＳだけ異なる。

部分矩形導波管１０，１１は、変位面２を境界にしてＳの横ずれを伴って接続する。部分矩形導波管１０，１１に共通の部分以外は導体壁で塞がれる。共通部分以外の部分を塞ぐ導体壁は、段面である張り出し壁９０及び後退壁９１が含まれる。張り出し壁９０及び後退壁９１は、部分矩形導波管１０と部分矩形導波管１１とを接続する。張り出し壁９０は、部分矩形導波管１１のＸ方向において対向する側面の内−Ｘ方向側の側面の−Ｙ方向側の端から＋Ｘ方向に広がり、部分矩形導波管１０の−Ｘ方向側の側面の＋Ｙ方向側の端に接続する。対して後退壁９１は、部分矩形導波管１１のＸ方向において対向する側面の内＋Ｘ方向側の側面の−Ｙ方向側の端から＋Ｘ方向に広がり、部分矩形導波管１０の＋Ｘ方向側の側面の＋Ｙ方向側の端に接続する。このような導波管構造を本明細書では水平変位導波管と呼ぶ。水平変位導波管を用いれば、導波管の幅方向（Ｘ方向）において異なる位置にあるアンテナに、給電することが可能である。但し、変位面において電波の反射が発生する。この反射を打ち消して反射整合の状況を実現する為には、別途構造上の工夫を加える必要がある。

ミリ波帯の周波数帯の電波を使用する小型アンテナでは、金属平板に矩形の溝を彫りこみ、金属プレートをかぶせて中空の導波管を成す製法が多く用いられる。図１（ｂ）はこのような製法を想定した導波管溝の平面図で、白抜き部分が導波管内部である。

図６に、本発明の第１の実施形態である水平変位導波管の応答特性を示す。図６（ａ）の実線５１は、部分矩形導波管の水平方向のずれ量Ｓと反射振幅比（入力電界に対する反射電界の大きさの比）の関係を示す。ずれ量Ｓは、自由空間波長λで規格化されている。図６（ｂ）は入力波に対する位相変化と、規格化されたずれ量Ｓとの関係を示す。点線５２は反射波の位相の遷移、破線５３は通過波の位相の遷移である。部分矩形導波管の寸法は長辺をＷａ、短辺をＷｂとして、通常λ／２＞Ｗａ＞λ、Ｗｂ＜λ／２の範囲から選択される。ここでは設計周波数は７６．５ＧＨｚ、λ＝３．９２ｍｍに対してＷａ＝３．７８ｍｍとしている。また計算上はＷｂ＝１ｍｍを選んでいるが、これらの応答特性はＷｂによっては変化しない。反射波には約９０°の位相の遷移が生じるが、通過波の位相は入力波とほぼ同位相で、水平変位導波管を経ても伝送位相の変化は小さい。

図２（ａ）、図２（ｂ）に、本発明の第２の実施形態の水平変位導波管１０１を示す。図２（ａ）は２箇所に変位面を有するので、２段の水平変位導波管と称する。図２（ｂ）は平面図である。第１の実施形態の水平変位導波管１００の第２の方向に、部分矩形導波管１２が追加された構成を有する。変位面も２１と２２の２つを備える。また、２つの張り出し壁９０１、９０２、及び２つの後退壁９１１，９１２を備える。
部分矩形導波管１０と部分矩形導波管１１、及び、部分矩形導波管１１と部分矩形導波管１２との間のずれ量は各々Ｓ１、Ｓ２である。部分矩形導波管１１の第２の方向における内部空間の長さである軸方向長さはＬである。この例では、各部分矩形導波管のＸ方向における幅である長辺寸法Ｗａは各部分矩形導波管１０，１１，１２について同一である。しかし、Ｗａは設計に応じて各部分矩形導波管に対して異ならせてもよい。２段の水平変位導波管１０１では、単体で反射整合を実現できる。

以下に反射整合の数式を示す。図２（ｃ）は水平変位導波管１０１の電波の流れを模式的に表す。図２（ｃ）で、実線矢印は電波の内の進行波を、破線は反射波を表す。変位面２１，２２においては導波管幅方向に不連続があるため、それぞれ反射波Γ_１、Γ_２が生じる。以降では反射波を以下の数式で表す。

ここで、Γは複素反射係数、γは反射振幅比、ψは反射波の位相の遷移、ρは伝搬路長
による位相差を示し、適宜部位等を表わす添え字で識別する。

厳密には多重反射の影響や、変位面で反射せずに通過する通過波の位相の遷移も考慮する必要があるが、近似としてこれらを省く。また反射波の位相の遷移は、ほぼ９０°（π／２）に等しいとする。部分矩形導波管１１の中点Ｃでの位相を基準として、変位面２１，２２における反射波Γ_１、Γ_２は以下の式で表される。

ここで、導波管の管内波長をλｇとし、ｋｇ＝２π／λｇである。斜字ｊは虚数単位を表わす。この系全体の反射係数、即ち部分矩形導波管１０への反射係数をΓ_０とすると、Γ_０は次の式で表現される。

数式４より、Γ_０＝０となるのはγ_１＝γ_２かつcos(kg・L)がゼロになる時である。
γ_１及びγ_２は、何れも後退壁９１１、及び９１２の幅に比例する。従ってγ_１＝γ_２となる為には、Ｓ１＝Ｓ２である必要がある。cos(kg・L)はＬ＝λｇ／４、あるいはその奇数倍でゼロになる。よって、これら二つが反射整合の実現に必要な条件である。

更に多段の水平変位導波管でも反射整合が実現可能である。水平変位接続の数に応じてｎ箇所の場合はｎ段と称する。部分矩形導波管１１〜１（ｎ−１）の軸方向長さが全て同じ（＝Ｌ）で、各水平変位接続箇所２１〜２ｎのずれ量も全て同じ（＝Ｓ）である場合、各後退壁における反射振幅比をγｓとするとき、系全体の反射係数は以下で表される：

このΓ_０は、Ｌ＝λｇ／（２ｎ）で０となり、反射整合が実現される。すなわち、２個以上である水平変位接続がｎ個設けられている時、反射整合が実現されるＬの条件は、Ｌ＝λｇ／（２ｎ＋Ｍ）（Ｍは０を含む自然数）である。但し、Lはλg/（2n+M）と厳密に一致している必要はない。（λg＋λg/8）/（2n+M）以下であり、かつ（λg−λg/8）/（2n+M）以上の所定の範囲に収まっていれば、反射整合の効果は得られる。

矩形導波管では長辺幅がλ／２以下では遮断状態となり伝送できない。このため変位面２において両導波管が接する部分の横幅（Ｗａ−Ｓ）はλ／２より大きい必要がある。よって、ずれ量Ｓについて以下の式が導かれる。

なお、２段で反射整合を実現できない場合はｎ＞３の構成が有用である。但し整合の原理は２段構成と同じである。よって、以下は２段水平変位導波管を用いたアンテナの反射整合について述べる。

図３（ｃ）は、スロットアンテナを示す。スロットアンテナは、水平変位導波管１０２と、部分矩形導波管１２のＺ方向の壁面を貫通する孔である矩形のスロット３と、を有する。なお、少なくとも遮断波長の電波を伝達することができる形状であれば、スロット３は必ずしも矩形でなくても良い。

図３（ａ）は、ホーンアンテナを示す。ホーンアンテナは、水平変位導波管１０２と、水平変位導波管１０２に接続される矩形ホーン４を有する。水平変位導波管１０２は、部分矩形導波管１２のＺ方向の壁面を貫通する孔である矩形のスロット３を有する。スロット３はＸ方向に伸びる長辺を有する矩形の形状を有する。また、スロット３は、矩形ホーン４の基部に開口し、矩形ホーン４の長辺とスロット３の長辺は同じ方向に伸びる。部分矩形導波管１０、１１、１２はＸ方向に変位しつつ接続される。この構成を一単位として、図示しない他の複数のホーンアンテナがＹ方向に並ぶ。なお、少なくとも遮断波長の電波を伝達することができる形状であれば、スロット３は必ずしも矩形でなくても良い。

図３（ｂ）は矩形ホーンを省いた平面図で、Ｙ方向において隣接する２つのスロット及び３つの部分矩形導波管を併せて示している。部分矩形導波管１０には隣接する部分矩形導波管１１が接続する。これは、図１（ａ）における部分矩形導波管１１、１０の組み合わせに相当する。部分矩形導波管１１には、さらに部分矩形導波管１２が接続される。なお、部分矩形導波管１０にもスロット３が設けられている。部分矩形導波管１１の軸方向長さをＬ、部分矩形導波管１１の中点Ｃからスロット３の中点までの軸方向の長さをＤとする。なお、ここで、軸方向の長さという言葉は、Ｙ方向の長さという言葉と同じ意味で用いている。
また、矩形ホーン４は、スロット３の短辺から矩形ホーン４の基部まで矩形ホーン４の軸から離れる方向に拡がる平面部４０を有する。すなわち、ホーンアンテナは、平面部４０を有する。この例では、平面部４０は、矩形ホーン４の軸に対して垂直である。平面部４０は、高次モードであるＴＥ３０モードの電界を発生させる。ＴＥ３０モードの電界と基本モードであるＴＥ１０モードの電界とが足しあわされることで、所定の方位についてアンテナの利得を増やすことができる。

図４において、矢印を用いて、電波の内の進行波及び反射波を模式的に示す。部分矩形導波管１０側から入力された電波は部分矩形導波管１１を経て部分矩形導波管１２に伝送され、電力の一部はスロット３において結合して分岐し、矩形ホーン４から放射される。残りの電力は次の矩形ホーンに導かれ、同様に繰り返してアンテナの全矩形ホーンから電波が放射される。この際、変位面２１、２２からの反射波Γ_１、Γ_２、及び矩形ホーン／スロットからの反射波Γ_ｈが生じる。この系において、水平変位導波管による反射波を相殺波として用いることで整合が得られる。

以下に整合設計の例を数式により導く。図７は放射器（スロットおよび矩形ホーン）の応答特性の計算例を示す。直線状に延びる部分矩形導波管の長辺面にスロットを介してホーンが結合された場合について、図７（ａ）の鎖線７０は放射振幅比（入力電界に対する放射電界の大きさの比）、実線７１は反射振幅比である。部分矩形導波管の長辺寸法Ｗａは同じで短辺寸法Ｗｂによる変化を示す。横軸はＷｂ／λで規格化している。この例では、概ねＷｂ／λが概ね０．２以下の範囲では短辺寸法が小さいほど放射振幅比は大きくなる。図７（ｂ）は入力波に対する位相変化を示す。実線７２は反射波の位相遷移、破線７３は通過波の位相遷移である。図６（ｂ）の実線５２と比較して、水平変位導波管の反射波は約９０°の位相遷移を持つが、放射器による反射波は特にＷｂ／λが０．２以下では入力波とほぼ同相である。従って、近似として位相の遷移は、ψ_ｓ＝π／２、ψ_ｈ＝０と置く。水平変位導波管による反射波の合成をΓ_ｗとし、数式４からΓ_０をΓ_ｗに置換えて得られる。なお、２段水平変位導波管単独での整合の場合はＳ１＝Ｓ２が必要条件であるが、整合素子として用いる場合はその制約はない。但しここでは、式を簡単にするため、Ｓ１＝Ｓ２の場合を示す。これによってのΓ_ｗは下記通り表記できる。

放射器からの反射波は、以下の式で表現される。

先ずΓ_ｗとΓ_ｈの等振幅条件について、Γ_ｗの大きさはＬによって可変であり、以下の式を用いてＬを選定する。

なお、ここでγｈは、放射器における反射振幅比である。
左辺は、Ｌ＜λｇ／４の場合は正値、λｇ／４＜Ｌ＜λｇ／２の場合は負値になる。
放射器からの反射波において整合が得られるためには、Ｌ＜λｇ／４の場合は、以下の式が満足される必要がある。

ここでｍは奇数である。
水平変位導波管が放射器の上下方向間隔λｇ内に収容できる条件は、以下の式で表される。
Ｄ＝λｇ／８、または５λｇ／８
また、λｇ／４＜Ｌ＜λｇ／２の場合は同様に、次の式が成り立つ。

この場合は、Ｄ＝３λｇ／８となる。

図８に、部分矩形導波管をＺ方向から見通した場合の、平面配置の例を示す。
複数の部分矩形導波管（１０，１１，１２，１１‘、１２’・・・）がＹ方向に並びつつ、水平変位導波管１０４が全体として−Ｘ方向に向けて広がるＶ字型を成している。この形状は、部分矩形導波管が少なくとも３つあれば構成可能である。

以上、２段水平変位導波管を用いることで反射整合に有効であることを述べてきたが、上記は所定の条件における近似解析である。一般的な設計手法としては、３次元シミュレータ等を用いる直接解析が適している。これによって、各々の反射振幅比や位相遷移などを個別に解析する必要もなく、多重反射の影響なども全て包含して正確な設計寸法を得ることができる。また横方向のずれだけでなく、部分矩形導波管の短辺Ｗｂの寸法（溝の深さ）を変えるような構造も選択可能である。

例えば、進行波アレーアンテナでは、電波が放射素子を経る毎に給電路内の電力が減ってゆくので、給電端側から終端に進むに従って順次放射振幅比を増すように設計するのが一般的である。そのためにはスロットやホーンの寸法を変える方法も有り得るが、放射指向特性が逐一異なってくるため設計が煩雑になる。これに対して部分矩形導波管の短辺寸法を変える方法が有用である。図７（ａ）の鎖線７０に示されるように、この例ではＷｂ／λが０．２以下では短辺寸法が小さいほど放射振幅比は増すので、この範囲で短辺寸法を順次狭めてゆくことにより調節できる。構造としては、図５（ａ）に示すように水平変位導波管１０３には横方向のずれに加え短辺Ｗｂの寸法の違いを持たせることが考えられる。短辺Ｗｂの寸法の不連続による反射成分も加わるため反射振幅比は一般には増加するが、上述した整合実現の原理は全く同等に適用できる。また数式９において、２γ_ｓ＜γ_ｈであると等振幅の条件は得られないこともありうるが、図５（ｂ）のように例えば部分矩形導波管１１の短辺Ｗｂの寸法を変えてγ_ｓを大きくするような手法も考えられる。

図９は、本発明の水平変位導波管の変形例を示す。図９（ａ）は、水平変位導波管１０５の部分斜視図であり、図９（ｂ）は、水平変位導波管１０５をＸ方向から見た図である。図９（ｃ）は、水平変位導波管１０５をＺ方向から見た図である。部分矩形導波管１０および１１の短辺寸法をＷｂ０、部分矩形導波管１２および１３の短辺寸法をＷｂ１、部分矩形導波管１４および１５の短辺寸法をＷｂ２とすると、Ｗｂ０＞Ｗｂ１＞Ｗｂ２である。図９（ａ）および図９（ｂ）のように、給電端側から終端に進むにつれて、部分矩形導波管の短辺寸法が小さくなるように変化させ、階段状に部分矩形導波管を配置する。

部分矩形導波管はさらに１０”、１１”、１２”、１３”、１４”、１５”が−Ｙ方向に接続される。部分矩形導波管１０と部分矩形導波管１０”の間には、給電用孔６が配置される。図９（ｃ）のように全体として−Ｘ方向に向けて広がるＶ字型を成している。部分矩形導波管１０”および１１”の短辺寸法がＷｂ０、部分矩形導波管１２”および１３”の短辺寸法がＷｂ１、部分矩形導波管１４”および１５”の短辺寸法がＷｂ２である時、Ｗｂ０＞Ｗｂ１＞Ｗｂ２である。部分矩形導波管１０”、１１”、１２”、１３”、１４”、１５”も給電端側から終端に進むにつれて、部分矩形導波管の短辺寸法が小さくなるように変化させる。

図１０は、水平変位導波管１０５を使用したアンテナ装置２００である。図１０（ａ）は、アンテナ装置２００をＺ方向から見た図である。アンテナ装置２００は、電波を送信する送信部８と、電波を受信する受信部７とを有する。送信部は一つの送信アンテナアレー８０からなり、送信アンテナアレー８０は導波管として図９（ｃ）の水平変位導波管１０５を使用し、１４個の送信用ホーンを有する。ここで、水平変位導波管１０５は、送信用ホーンの裏面に配置されているため図１０には図示されない。送信アンテナアレー８０は、全体として−Ｘ方向に向けて広がるＶ字型をなしている。
なお、１４個の送信用ホーンの内、Ｙ方向における両端の送信用ホーン８０１を除く１２個の送信用ホーン８０２は、Ｙ方向に等間隔に配置される。Ｙ方向における両端の送信用ホーン８０１と、隣接する送信用ホーン８０２とのＹ方向における隔たりＢ１は、内側の１２個の送信用ホーン間の配置間隔Ｂ２よりも小さい。また、両端の送信用ホーン８０１のＹ方向の大きさＣ１は、内側の１２個の送信用ホーン８０２のＹ方向の大きさＣ２よりも小さい。

図１０（ｂ）は、アンテナ装置２００を−Ｙ方向から見た図である。図１０（ｃ）は、図１０（ａ）における符号Ａ−Ａでの断面図である。図１０（ｂ）および図１０（ｃ）において、導波管の記載は省略している。送信アンテナアレー８０を構成する個々の送信ホーン８０２は、個々の受信用ホーン７１よりもＸ方向における幅が大きい。このため、図１０（ｂ）、図１０（ｃ）からも分かるように、送信アンテナアレー８０は、受信部７よりもＺ方向の高さ寸法が大きい。また、各送信用ホーンおよび各受信用ホーンは、その基部に平面部４０を持つ。

受信部７は、送信アンテナアレー８０が描くＶ字型のＶの字が広がる側に配置される。受信部７は、５つの受信アンテナサブアレー７０ａ、７０ｂ、７０ｃ、７０ｄ、７０ｅからなるアンテナアレーである。それぞれの受信アンテナサブアレーは、部分矩形導波管および１４個の受信用ホーン７１を有する。部分矩形導波管は、受信用ホーン７１の裏側に配置されているため図示されない。受信アンテナサブアレーはそれぞれＹ方向に向かって延びており、受信用ホーン７１もＹ方向に等間隔に配置される。また、５つの受信アンテナサブアレーもＸ方向に等間隔に配置される。５つの受信アンテナサブアレーは、少なくとも３種類の異なるＹ方向位置に配置される。より具体的には、５つの受信アンテナサブアレーは、中央の受信アンテナサブアレー７０ｃを基準とすると、受信アンテナサブアレー７０ｃに隣接する受信アンテナサブアレー７０ｂおよび受信アンテナサブアレー７０ｄは−Ｙ方向に３．１５ｍｍだけ移動した位置に配置される。また、受信アンテナサブアレー７０ｂおよび受信アンテナサブアレー７０ｄに対して、受信部７のＸ方向に置ける外側に位置する受信アンテナサブアレー７０ａおよび受信アンテナサブアレー７０ｅは中央の受信アンテナサブアレー７０ｃに対して−Ｙ方向に１．３５ｍｍだけ移動した位置に配置される。

なお、５つの受信アンテナサブアレー７０ａ、７０ｂ、７０ｃ、７０ｄ、７０ｅのそれぞれが有する１４個の受信用ホーンの内、Ｙ方向における両端の受信用ホーン７０１を除く１２個の受信用ホーン７０２は、Ｙ方向に等間隔に配置される。Ｙ方向における両端の受信用ホーン７０１と、隣接する受信用ホーン７０２とのＹ方向における隔たりＤ１は、内側の１２個の受信用ホーン間の配置間隔Ｄ２よりも小さい。また、両端の受信用ホーン７０１のＹ方向の大きさＥ１は、内側の１２個の受信用ホーン７０２のＹ方向の大きさＥ２よりも小さい。

図１１は、水平変位導波管１０５を使用したアンテナ装置の変形例である。アンテナ装置２０１は、受信部７が、送信アンテナアレー８０が描くＶ字型のＶの字が狭くなる側に配置される点が、アンテナ装置２００とは異なる。その他の寸法関係は、アンテナ装置２００と同一である。

１ 給電導波管
２、２１、２２ 変位面
３ 矩形スロット
４ 矩形ホーン
５ 整合素子
６ 給電用孔
１０、１１、１２ 部分矩形導波管
４０ 平面部
９０、９０１、９０２ 張り出し部
９１、９１１、９１２ 後退部
１００、１０１、１０２、１０３、１０４、１０５ 水平変位導波管
２００、２０１ アンテナ装置
７ 受信部
８ 送信部
７０ａ、７０ｂ、７０ｃ、７０ｄ、７０ｅ 受信アンテナサブアレー
８０ 送信アンテナアレー
７１ 受信用ホーン
８１ 送信用ホーン

本発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、本願の第一発明は、第１の方向に振動する電界を有する電磁波を該第１の方向に垂直な第２の方向に伝送するために用いられる導波管であって、少なくとも３個の部分矩形導波管と、前記部分矩形導波管を隣接する他の前記部分矩形導波管と接続する、張り出し壁及び後退壁と、を備え、前記部分矩形導波管の各々は前記第２の方向に伸びる筒型を有し、前記部分矩形導波管の前記第２の方向における横断面は矩形状であり、前記部分矩形導波管の各々は前記第２の方向に並び、前記部分矩形導波管の各々の内部空間は互いに接続し、前記第１の方向及び前記第２の方向の両方に対して垂直な方向の一方を第３の方向と呼ぶとき、前記張り出し壁は、前記部分矩形導波管の前記第３の方向において対向する一対の側面の内の何れか一方から他方に向かって広がり、前記後退壁は、前記一対の側面の内の前記他方から前記一方とは逆側に向かって広がり、前記部分矩形導波管の内、前記第２の方向において他の２つの前記部分矩形導波管に挟まれて配置される前記部分矩形導波管の内の少なくとも一つは、前記第２の方向における内部空間の長さは所定の範囲に収まり、前記所定の範囲は、（λｇ−λｇ／８）／（２ｎ＋Ｍ）以上、（λｇ＋λｇ／８）／（２ｎ＋Ｍ）以下（λｇは前記導波管の管内波長、ｎは２以上の自然数、Ｍは０を含まない自然数）である、導波管に関する。

Claims (5)

1. 第１の方向に振動する電界を有する電磁波を該第１の方向に垂直な第２の方向に伝送するために用いられる導波管であって、
   少なくとも３個の部分矩形導波管と、
   前記部分矩形導波管を隣接する他の前記部分矩形導波管と接続する、張り出し壁及び後退壁と、
   を備え、
   前記部分矩形導波管の各々は前記第２の方向に伸びる筒型を有し、
   前記部分矩形導波管の前記第２の方向における横断面は矩形状であり、
   前記部分矩形導波管の各々は前記第２の方向に並び、
   前記部分矩形導波管の各々の内部空間は互いに接続し、
   前記第１の方向及び前記第２の方向の両方に対して垂直な方向の一方を第３の方向と呼ぶとき、
   前記張り出し壁は、前記部分矩形導波管の前記第３の方向において対向する一対の側面の内の何れか一方から他方に向かって広がり、前記後退壁は、前記一対の側面の内の前記他方から前記一方に向かって広がり、
   前記部分矩形導波管の内、前記第２の方向において他の２つの前記部分矩形導波管に挟まれて配置される前記部分矩形導波管の内の少なくとも一つは、前記第２の方向における内部空間の長さは所定の範囲に収まり、前記所定の範囲は、（λｇ−λｇ／８）／（２ｎ＋Ｍ）以上、（λｇ＋λｇ／８）／（２ｎ＋Ｍ）以下（λｇは前記導波管の管内波長、ｎは２以上の自然数、Ｍは０を含まない自然数）である、
   導波管。
2. 前記導波管が全体としては、前記第３の方向の逆方向に向けて広がるV字型を成している、
   請求項１の導波管。
3. 請求項１または２の導波管を有し、
   前記部分矩形導波管の内少なくとも１つは、前記第１の方向の壁面を貫通する孔である矩形スロットを有する、
   スロットアンテナ。
4. 請求項１または２の導波管と、
   前記導波管に接続された複数の矩形ホーンと、
   を有し、
   前記部分矩形導波管の内少なくとも１つは、前記第１の方向の壁面を貫通する孔である矩形スロットを有し、
   前記スロットの各々は、前記複数の矩形ホーンの各々の基部に開口し、
   前記矩形ホーンの長辺と前記矩形スロットの長辺は同じ方向に伸びる、
   ホーンアンテナ。
5. 前記矩形スロットの短辺から前記矩形ホーンの基部まで前記矩形ホーンの軸から離れる方向に拡がる平面部を有し、
   前記平面部は前記矩形ホーンの軸に対して垂直である、
   請求項４のホーンアンテナ。
   

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