JP2017050927A - 電源装置ならびに電源装置の保護装置および保護方法 - Google Patents

Abstract

【課題】トランス飽和に伴う過大電流の第１および第２のスイッチ１２、１３への流入を効率的に防止することが可能な電源装置ならびに電源装置の保護装置および保護方法を提供する。
【解決手段】電源装置１は、第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３、ならびに第１のコンデンサ１４および第２のコンデンサ１５を備えるハーフブリッジ型の電源装置であって、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈを検出する第１のコンデンサ電圧検出部５０と、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌを検出する第２のコンデンサ電圧検出部４０と、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌを比較する電圧比較部６０と、電圧比較部６０の比較結果に基づいて、第１のスイッチ１２または第２のスイッチ１３のオン時比率の上限値を変更する上限値変更部７０と、を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を変圧する電源装置ならびに電源装置の保護装置および保護方法に関し、特にハーフブリッジ型のスイッチング電源装置ならびにこれの保護装置および保護方法に関する。

従来、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置は、直流電圧を変圧して出力する所謂ＤＣ／ＤＣコンバータとして広く使用されている。近年、このハーフブリッジ型のスイッチング電源装置の制御方式としては、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）モードまたはＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）モードにより高効率化を達成することの可能なＬＬＣ共振制御方式のものが主流となってきているが、動作が安定していることから比較的設計が容易なパルス幅変調（ＰＷＭ；Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式が採用されることも多い。但し、パルス幅変調制御方式を採用する場合、偏磁に起因するトランス飽和、およびこれに伴う過大電流のスイッチング素子への流入をいかに防止するかが課題となる。

図４は、従来のハーフブリッジ型のスイッチング電源装置の構成の一例を示した回路図である。この例の電源装置１００は、直流の入力電圧Ｖｉｎが入力される入力端子１１０と、直流の出力電圧Ｖｏが出力される一対の出力端子１１１と、第１のスイッチ１１２および第２のスイッチ１１３と、第１のコンデンサ１１４および第２のコンデンサ１１５と、トランス１１６と、２つの整流用ダイオード１１７と、平滑用チョークコイル１１８および平滑用コンデンサ１１９と、を備えている。

第１および第２のスイッチ１１２、１１３は、互いに直列に接続されており、一端が入力端子１１０に接続され、他端が接地されている。また、第１および第２のコンデンサ１１４、１１５は、第１および第２のスイッチ１１２、１１３と並列に接続されると共に、互いに直列に接続されている。トランス１１６は、一次コイル１１６ａの両端が第１および第２のスイッチ１１２、１１３の中点、ならびに第１および第２のコンデンサ１１４、１１５の中点にそれぞれ接続されている。また、トランス１１６の二次コイル１１６ｂは、中間タップ１１６ｃを有し、両端が整流用ダイオード１１７および平滑用チョークコイル１１８を介して出力端子１１１の一方に接続され、中間タップ１１６ｃが出力端子１１１の他方に接続されている。平滑用チョークコイル１１８は、一端が２つの整流用ダイオード１１７に接続されると共に他端が出力端子１１１の一方に接続され、平滑用コンデンサ１１９は、一対の出力端子１１１の間に接続されている。

パルス幅変調制御方式では、第１のスイッチ１１２および第２のスイッチ１１３を一定の周波数で交互にオン／オフする。第１のスイッチ１１２がオンしている期間は、トランス１１６の一次コイル１１６ａに電流Ｉ１が破線の矢印で示す方向に流れ、第２のスイッチ１１３がオンしている期間は、電流Ｉ２が一点鎖線の矢印で示す方向に流れる。また、第１のスイッチ１１２のオン期間は、第１のコンデンサ１１４が放電してパワー放出を担い、第２のコンデンサ１１５は入力電圧Ｖｉｎによって充電される。また、第２のスイッチ１１３のオン期間は、第２のコンデンサ１１５が放電してパワー放出を担い、第１のコンデンサ１１４は入力電圧Ｖｉｎによって充電される。

すなわち、一定の周波数で電流Ｉ１、Ｉ２は交互に流れ、第１および第２のコンデンサ１１４、１１５は交互に充放電を繰り返す。そして、トランス１１６の二次コイル１１６ｂには、電流Ｉ１によって電流Ｉ３が破線の矢印で示す方向にながれ、電流Ｉ２によって電流Ｉ４が一点鎖線の矢印で示す方向に流れる。電流Ｉ１、Ｉ２は互いに逆方向に流れるが、電流Ｉ３、Ｉ４は、出力端子１１１に対して同じ方向に流れ、さらに、第１および第２のスイッチ１１２、１１３が両方ともオフの期間には、平滑用チョークコイル１１８が直前のオン期間に蓄えたエネルギーを二次コイル１１６ｂおよび整流用ダイオード１１７を介して放出するため、これにより直流の出力電圧Ｖｏが出力される。

このように、ハーフブリッジ型では、トランス１１６の一次コイル１１６ａに逆方向の電流Ｉ１、Ｉ２を交互に流し、二次コイル１１６ｂに逆方向の電流Ｉ３、Ｉ４を交互に流すようになっている。この一次コイル１１６ａを流れる電流Ｉ１、Ｉ２、および二次コイル１１６ｂを流れる電流Ｉ３、Ｉ４には、負荷伝送分の負荷電流と共に、トランス１１６の磁芯の磁化に作用する励磁電流が含まれるが、このうち主に電流Ｉ１、Ｉ２に含まれる励磁電流が磁芯の磁化を変化させるように作用する。

また、この電流Ｉ１、Ｉ２に含まれる励磁電流のピーク値（または変化量）は、一次コイルに印加される電圧とこの電圧の印加期間の積に比例する。すなわち、電流Ｉ１に含まれる励磁電流のピーク値は、第１のコンデンサ１１４の電圧と第１のスイッチ１１２のオン期間の積に比例し、電流Ｉ２に含まれる励磁電流のピーク値は、第２のコンデンサ１１５の電圧と第２のスイッチ１１３のオン期間の積に比例する。

図５（ａ）および（ｂ）は、トランス１１６の磁芯におけるＢ−Ｈ曲線の例を示した図である。トランス１１６の磁芯における磁束密度Ｂおよび磁界の強さＨは、上述のように主に電流Ｉ１、Ｉ２に含まれる励磁電流の変動により、Ｂ−Ｈ曲線（Ｂ−Ｈループ）に沿って第１象限と第３象限の間で変動する。電流Ｉ１、Ｉ２の励磁電流のピーク値が一致している通常の安定動作状態においては、磁界の強さＨの正負の振幅が同一となる。このため、図５（ａ）に示されるように、Ｂ−Ｈ曲線に沿った磁束密度Ｂの変動（１周期の変化幅ΔＢ）は、原点Ｏ（Ｂ＝０、Ｈ＝０）に対して点対称となり、磁束密度（磁化）の偏り、すなわち偏磁は発生しない。また、この通常の安定動作状態においては、磁束密度Ｂの最大値（動作磁束密度Ｂｏ）は、磁芯の飽和磁束密度Ｂｓに対して適宜のマージンＭを有している。

一方、第１および第２のスイッチ１１２、１１３ならびに第１および第２のコンデンサ１１４、１１５の有する各種特性値の個体差等により、第１および第２のスイッチ１１２、１１３のオン時比率や、第１および第２のコンデンサ１１４、１１５の電圧Ｖｈ、Ｖｌ等に差が生じている場合、電流Ｉ１、Ｉ２に含まれる励磁電流のピーク値が変化して磁界の強さＨの変動のバランスが崩れることとなる。従って、この場合には、磁束密度Ｂの変動の対称中心が原点Ｏから正側または負側にずれ、トランス１１６の磁芯に偏磁が発生することがある。

但し、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置は、フルブリッジ型やプッシュプル型とは異なり、上述のような偏磁が生じた場合にも、その構成上、本来的に偏磁の進行が抑制されるようになっている。具体的には、例えば第１のスイッチ１１２のオン時比率が第２のスイッチ１１３よりも常に高い場合、電流Ｉ１に含まれる励磁電流のピーク値が次第に上昇すると共に電流Ｉ２に含まれる励磁電流のピーク値が次第に低下し、これにより偏磁が誘発されることとなる。一方、第１のコンデンサ１１４では放電量が増加して充電量が減少し、第２のコンデンサ１１５では充電量が増加して放電量が減少するため、第１のコンデンサ１１４の電圧Ｖｈが低下し、第２のコンデンサ１１５の電圧Ｖｌが上昇することとなる。この第１および第２のコンデンサ１１４、１１５の電圧Ｖｈ、Ｖｌの変化は、偏磁の進行を抑制するように作用する。

すなわち、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置は、第１および第２のコンデンサ１１４、１１５を備えることで、偏磁を抑制する機能を本来的に備えている。また、例えばコンデンサや抵抗を一次コイル１１６ａと直列に接続するといった既知の偏磁防止対策を追加することで、偏磁抑制機能を補完することも可能である。しかしながら、これらの偏磁抑制機能は、通常の安定動作状態における偏磁の防止策としては有効であるが、負荷急変等により急激に発生する偏磁、およびこれに起因するトランス飽和の防止策としては十分なものではなかった。

例えば、通常の安定動作状態から、負荷急変等に対する応答によって第１のスイッチ１１２のオン時比率が急激に拡大した場合、図５（ｂ）に示されるように、磁束密度Ｂの１周期の変化幅ΔＢは急激に拡大され、これにより、磁束密度Ｂの変動は第１象限側に大きく偏ることとなる。すなわち、偏磁が急激に発生、進行する。一方、上述の偏磁抑制機能は、第１のスイッチ１１２のオン時比率の拡大によって充電量が増加した第２のコンデンサ１１５のパワー放出等によって奏されるため、次に第２のスイッチ１１３がオンされた後に偏磁抑制機能が奏されることとなる。すなわち、上述の偏磁抑制機能は、応答に遅れがあるため、負荷急変等による急激な偏磁の発生、進行に対しては効果的ではなかった。

このように、負荷急変等によってトランス１１６の磁芯に偏磁が生じると、図５（ｂ）に示されるように、動作磁束密度Ｂｏの飽和磁束密度Ｂｓに対するマージンＭが減少し、磁束密度Ｂが飽和磁束密度Ｂｓに到達した場合には、トランス飽和が発生する。トランス飽和が発生すると、トランス１１６のインダクタンスが急激に低下するため、第１のスイッチ１１２または第２のスイッチ１１３に過大な電流が流れることとなり、これらのスイッチが破壊される場合がある。

従って、従来のハーフブリッジ型のスイッチング電源装置では、このような負荷急変等による偏磁の発生およびトランス飽和を防止するために、コイルの巻き数を増やす等してトランス１１６の飽和磁束密度Ｂｓを上げるといった対策や、第１および第２のスイッチ１１２、１１３として定格電流の高いスイッチング素子を採用するといった対策が一般に取られている。但し、これらの対策は、トランス１１６における損失の増大やトランス１１６のサイズアップ、および装置全体としての大型化やコストの上昇といった問題を含むものとなっていた。

一方、２つのスイッチのオン時比率を制限することで、偏磁を防止する手法等も提案されている（例えば、特許文献１参照）。オン時比率を制限することで、負荷急変等に対する応答時にも２つのスイッチのオン時比率の差が大きくならないようにすることが可能となる。従って、過渡的に生じる偏磁およびこれによるトランス飽和も防止することができる。

特開２００２−３２５４３６号公報

しかしながら、上記特許文献１の手法では、常時２つのスイッチのオン時比率を制限しているため、入力電圧の範囲が限定されると共に、出力保持時間が減少するといった問題があった。また、負荷急変等の過渡応答時においても、２つのスイッチのオン時比率を上げることができないため、出力電圧または出力電流の応答性が悪化するという問題があった。すなわち、上記特許文献１の手法では、偏磁およびトランス飽和を防止したことによって電源装置の性能や汎用性が低下するという問題があった。

本発明は、斯かる実情に鑑み、トランス飽和に伴う過大電流のスイッチング素子への流入を効率的に防止することが可能な電源装置ならびに電源装置の保護装置および保護方法を提供しようとするものである。

（１）本発明は、交互にオン／オフ駆動される第１のスイッチおよび第２のスイッチ、ならびに前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチとそれぞれ並列に接続される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを備えるハーフブリッジ型の電源装置であって、前記第１のコンデンサの電圧を検出する第１のコンデンサ電圧検出部と、前記第２のコンデンサの電圧を検出する第２のコンデンサ電圧検出部と、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧を比較する電圧比較部と、前記電圧比較部の比較結果に基づいて、前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチのオン時比率の上限値を変更する上限値変更部と、を備えることを特徴とする、電源装置である。

（２）本発明はまた、前記電圧比較部は、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧の比較結果に基づく判定値を前記上限値変更部に出力し、前記上限値変更部は、前記判定値に基づいて、前記上限値を変更することを特徴とする、上記（１）に記載の電源装置である。

（３）本発明はまた、前記電圧比較部は、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧のうち、いずれか大きい方に基づく値を前記判定値として前記上限値変更部に出力することを特徴とする、上記（２）に記載の電源装置である。

（４）本発明はまた、前記上限値変更部は、前記判定値が所定の参照値よりも小さい場合は、前記上限値を基準上限値に設定し、前記判定値が前記参照値よりも大きい場合は、前記上限値を前記基準上限値よりも小さい保護上限値に設定することを特徴とする、上記（３）に記載の電源装置である。

（５）本発明はまた、前記上限値変更部は、前記判定値が大きくなる程、前記上限値を連続的または段階的に小さく設定することを特徴とする、上記（３）に記載の電源装置である。

（６）本発明はまた、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチのオン／オフ駆動を制御すると共に、入力端子に入力された電圧に基づいて前記上限値を変更する制御部を備え、前記上限値変更部は、前記判定値に基づいて、前記入力端子に出力する電圧を変更することを特徴とする、上記（２）乃至（５）のいずれかに記載の電源装置である。

（７）本発明はまた、前記電圧比較部は、前記判定値から高周波成分を除去するローパスフィルタを備えることを特徴とする、上記（２）乃至（６）のいずれかに記載の電源装置である。

（８）本発明はまた、前記第１のコンデンサ電圧検出部および前記第２のコンデンサ電圧検出部は、電圧バッファを備えることを特徴とする、上記（１）乃至（７）のいずれかに記載の電源装置である。

（９）本発明はまた、前記第１のコンデンサ電圧検出部および前記第２のコンデンサ電圧検出部は、前記電圧比較部に出力する電圧値から高周波成分を除去するローパスフィルタを備えることを特徴とする、上記（１）乃至（８）のいずれかに記載の電源装置である。

（１０）本発明はまた、交互にオン／オフ駆動される第１のスイッチおよび第２のスイッチ、ならびに前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチとそれぞれ並列に接続される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを備えるハーフブリッジ型の電源装置の保護装置であって、前記第１のコンデンサの電圧を検出する第１のコンデンサ電圧検出部と、前記第２のコンデンサの電圧を検出する第２のコンデンサ電圧検出部と、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧を比較する電圧比較部と、前記電圧比較部の比較結果に基づいて、前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチのオン時比率の上限値を変更する上限値変更部と、を備えることを特徴とする、電源装置の保護装置である。

（１１）本発明はまた、交互にオン／オフ駆動される第１のスイッチおよび第２のスイッチ、ならびに前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチとそれぞれ並列に接続される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを備えるハーフブリッジ型の電源装置の保護方法であって、前記第１のコンデンサの電圧を検出する第１のコンデンサ電圧検出処理と、前記第２のコンデンサの電圧を検出する第２のコンデンサ電圧検出処理と、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧を比較する電圧比較処理と、前記電圧比較処理の比較結果に基づいて、前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチのオン時比率の上限値を変更する上限値変更処理と、を有することを特徴とする、電源装置の保護方法である。

本発明に係る電源装置ならびに電源装置の保護装置および保護方法によれば、トランス飽和に伴う過大電流のスイッチング素子への流入を効率的に防止することが可能という優れた効果を奏し得る。

本発明の実施の形態に係る電源装置の構成を示した回路図である。 同電源装置の制御動作の例を示したタイムチャートである。 同電源装置の制御動作の例を示したタイムチャートである。 従来のハーフブリッジ型のスイッチング電源装置の構成の一例を示した回路図である。 （ａ）および（ｂ）トランスの磁芯におけるＢ−Ｈ曲線の例を示した図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照して説明する。

図１は、本実施形態に係る電源装置１の構成を示した回路図である。本実施形態の電源装置１は、ハーフブリッジ型のスイッチング電源装置であり、直流の入力電圧Ｖｉｎを変圧して直流の出力電圧Ｖｏを出力する所謂ＤＣ／ＤＣコンバータである。図１に示されるように、電源装置１は、基本的な回路構成として、入力電圧Ｖｉｎが入力される入力端子１０と、出力電圧Ｖｏが出力される一対の出力端子１１と、第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３と、第１のコンデンサ１４および第２のコンデンサ１５と、トランス１６と、２つの整流用ダイオード１７と、平滑用チョークコイル１８および平滑用コンデンサ１９と、を備えている。

入力端子１０は、図示を省略した外部の電源に接続され、直流の入力電圧Ｖｉｎが入力される端子である。本実施形態では、負極側を接地することで入力端子１０を正極端子のみとしているが、入力端子１０として正極端子および負極端子を設けるようにしてもよい。出力端子１１は、図示を省略した外部の負荷に接続され、トランス１６によって変圧した直流の出力電圧Ｖｏを負荷に出力するものである。

第１および第２のスイッチ１２、１３は、互いに交互にオン／オフされることにより、トランス１６の一次側の電流の方向を交互に切り替えて交流を発生させるものである。第１および第２のスイッチ１２、１３は、互いに直列に接続され、一端が入力端子１０に接続され、他端が接地されている。なお、本実施形態では、第１のスイッチ１２がハイサイド（入力端子１０側）、第２のスイッチ１３がローサイド（接地側）となっている。また、本実施形態では、第１および第２のスイッチ１２、１３をＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）から構成しているが、その他のスイッチング素子等から第１および第２のスイッチ１２、１３を構成するようにしてもよい。

第１および第２のコンデンサ１４、１５は、第１および第２のスイッチ１２、１３に印加される電圧をＶｉｎの１／２にするものであり、同一容量のものが使用される。第１および第２のコンデンサ１４、１５は、互いに直列に接続されると共に、第１および第２のスイッチ１２、１３とそれぞれ並列に接続されている。従って、第１および第２のコンデンサ１４、１５の一端は入力端子１０に接続され、他端は接地されている。なお、本実施形態では、第１のコンデンサ１４がハイサイド、第２のコンデンサ１５がローサイドとなっている。

トランス１６は、一次側の交流電力を変圧した交流電力を二次側に発生させるものである。トランス１６は、一次コイル１６ａおよび二次コイル１６ｂを有し、二次コイル１６ｂには、中間タップ１６ｃが設けられている。一次コイル１６ａの両端は、第１および第２のスイッチ１２、１３の中点、ならびに第１および第２のコンデンサ１４、１５の中点にそれぞれ接続されている。また、二次コイル１６ｂの両端は、整流用ダイオード１７および平滑用チョークコイル１８を介して出力端子１１の正極側に接続され、中間タップ１６ｃは、出力端子１１の負極側に接続されている。

整流用ダイオード１７は、トランス１６の二次側に発生した交流電力を整流し、直流電力に変換するものである。２つの整流用ダイオード１７は、アノードがトランス１６の二次コイル１６ｂの両端にそれぞれ接続され、カソードが平滑用チョークコイル１８を介して出力端子１１の正極側に接続されている。

平滑用チョークコイル１８および平滑用コンデンサ１９は、整流用ダイオード１７によって整流された直流電力を平滑化するものである。平滑用チョークコイル１８は、一端が２つの整流用ダイオード１７に接続され、他端が出力端子１１の正極側に接続されている。また、平滑用コンデンサ１９は、両端が出力端子１１の正極側および負極側にそれぞれ接続されている。

電源装置１はまた、制御用の構成として、制御部２０と、出力電圧検出部３０と、ローサイドコンデンサ電圧検出部４０と、ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０と、電圧比較部６０と、上限値変更部７０と、を備えている。

制御部２０は、適宜のＭＣＵ（マイクロコントローラ）等から構成され、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式によって第１および第２のスイッチ１２、１３のオン／オフを制御するものである。具体的に制御部２０は、出力電圧検出部３０の検出した出力電圧Ｖｏに基づいて、パルス幅を変調した一定周波数の駆動パルスＰを第１および第２のスイッチ１２、１３のドライバ１２ａ、１３ａに交互に送信する。ドライバ１２ａ、１３ａは、受信した駆動パルスＰに基づいて第１および第２のスイッチ１２、１３にゲート電圧を印加し、駆動パルスＰのパルス幅に対応したオン時比率（Ｄｕｔｙ）で第１および第２のスイッチ１２、１３をオンする。

第１および第２のスイッチ１２、１３が交互にオンされることで、トランス１６の一次側には、破線の矢印で示す電流Ｉ１および一点鎖線の矢印で示す電流Ｉ２が交互に流れ、二次側には、破線の矢印で示す電流Ｉ３および一点鎖線の矢印で示す電流Ｉ４が交互に流れる。これにより、入力電圧Ｖｉｎを変圧した出力電圧Ｖｏが出力される。また、出力電圧Ｖｏの大きさは、駆動パルスＰのパルス幅によって制御される。

制御部２０はまた、デッドタイム設定端子２２を備えており、このデッドタイム設定端子２２に入力されるデッドタイム設定電圧Ｖｄに応じて駆動パルスＰのパルス幅の上限値、すなわち第１および第２のスイッチ１２、１３のオン時比率の上限値（Ｍａｘ Ｄｕｔｙ）が設定されるようになっている。具体的に制御部２０は、デッドタイム設定電圧Ｖｄが大きい程、駆動パルスＰのパルス幅の上限値を小さく設定する。

出力電圧検出部３０は、既知の構成により出力電圧Ｖｏを検出し、出力電圧Ｖｏに応じた信号を制御部２０に出力するものである。制御部２０は、出力電圧検出部３０から入力された信号に基づき、出力電圧Ｖｏが目標電圧に近づくように駆動パルスＰのパルス幅を変更する。

ローサイドコンデンサ電圧検出部４０、ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０、電圧比較部６０および上限値変更部７０は、トランス１６の飽和およびこれに伴う過大電流の第１および第２のスイッチ１２、１３への流入を防止する保護装置として機能するものであり、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌに基づき、制御部２０のデッドタイム設定端子２２に入力するデッドタイム設定電圧Ｖｄを変更することで、第１および第２のスイッチ１２、１３のオン時比率の上限値を変更するように構成されている。すなわち、電源装置１は、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌに基づいて第１および第２のスイッチ１２、１３のオン時比率の上限値を変更することで、トランス１６の飽和およびこれに伴う過大電流の第１および第２のスイッチ１２、１３への流入を防止するように構成されている。

ローサイドコンデンサ電圧検出部４０は、第１および第２のコンデンサ１４、１５の中点の電位に基づいて、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌを検出するものである。ローサイドコンデンサ電圧検出部４０は、第１および第２のコンデンサ１４、１５の中点に入力端子が接続される抵抗分割回路４１と、検出を安定させる電圧バッファとしてのボルテージフォロワ４２と、から構成されている。ボルテージフォロワ４２は、オペアンプ４２ａから構成されており、オペアンプ４２ａの−端子にはオペアンプ４２ａ自身の出力端子が直結され、＋端子には抵抗分割回路４１の出力端子が接続されている。

従って、オペアンプ４２ａは、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌに比例した電圧Ｖｌａを出力する。オペアンプ４２ａの出力端子は、ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０および電圧比較部６０に接続されており、オペアンプ４２ａの出力する電圧Ｖｌａは、ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０および電圧比較部６０に入力される。なお、ローサイドコンデンサ電圧検出部４０に積分回路やＲＣ回路等のローパスフィルタを設け、第１および第２のスイッチ１２、１３の高周波スイッチングに起因する高周波成分を除去した電圧Ｖｌａを出力するようにしてもよい。

ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０は、第１のコンデンサ１４の高電位端子側の電位（すなわち、入力電圧Ｖｉｎ）、およびローサイドコンデンサ電圧検出部４０から入力された電圧Ｖｌａに基づいて、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈを検出するものである。ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０は、第１のコンデンサ１４の高電位端子側に入力端子が接続される抵抗分割回路５１と、電圧バッファおよび演算回路としての差動増幅回路５２と、から構成されている。差動増幅回路５２は、オペアンプ５２ａおよび抵抗５２ｂ、５２ｃから構成されており、オペアンプ５２ａの−端子には抵抗５２ｂを介して出力端子が接続されると共に、抵抗５２ｃを介してローサイドコンデンサ電圧検出部４０のオペアンプ４２ａの出力端子が接続されている。また、オペアンプ５２ａの＋端子には抵抗分割回路５１の出力端子が接続されている。

従って、オペアンプ５２ａの出力する電圧Ｖｈａは、入力電圧Ｖｉｎと第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌの差分、すなわち第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈに比例したものとなる。オペアンプ５２ａの出力端子は、電圧比較部６０に接続されており、オペアンプ５２ａの出力する電圧Ｖｈａは、電圧比較部６０に入力される。なお、ローサイドコンデンサ電圧検出部４０と同様に、ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０に積分回路やＲＣ回路等のローパスフィルタを設けるようにしてもよい。

電圧比較部６０は、ローサイドコンデンサ電圧検出部４０から入力された電圧Ｖｌａと、ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０から入力された電圧Ｖｈａとを比較し、いずれか大きい方を偏磁の程度を示す判定電圧Ｖｊとして上限値変更部７０に出力するものである。電圧比較部６０は、ダイオードＯＲ回路６１およびフィルタ回路６２から構成されている。

ダイオードＯＲ回路６１は、２つの比較用ダイオード６１ａ、６１ｂから構成されており、２つの比較用ダイオード６１ａ、６１ｂのアノードは、ローサイドコンデンサ電圧検出部４０のオペアンプ４２ａの出力端子およびハイサイドコンデンサ電圧検出部５０のオペアンプ５２ａの出力端子にそれぞれ接続されている。また、２つの比較用ダイオード６１ａ、６１ｂのカソードは互いに接続されている。従って、ダイオードＯＲ回路６１は、ローサイドコンデンサ電圧検出部４０から入力された電圧Ｖｌａおよびハイサイドコンデンサ電圧検出部５０から入力された電圧Ｖｈａのうち、いずれか大きい方をフィルタ回路６２に出力する。

フィルタ回路６２は、抵抗６２ａおよびコンデンサ６２ｂからなるＲＣ回路から構成されており、ダイオードＯＲ回路６１から入力された信号の高周波成分を除去して上限値変更部７０に出力するローパスフィルタとして機能する。従って、電圧Ｖｌａまたは電圧Ｖｈａは、第１および第２のスイッチ１２、１３の高周波スイッチングに起因する高周波成分が除去された上で、判定電圧Ｖｊとして上限値変更部７０に入力されることとなる。

なお、フィルタ回路６２は、例えば積分回路等のその他の回路から構成されるものであってもよい。また、ローサイドコンデンサ電圧検出部４０およびハイサイドコンデンサ電圧検出部５０にローパスフィルタを設ける場合には、フィルタ回路６２を省略するようにしてもよい。

上限値変更部７０は、電圧比較部６０から入力された判定電圧Ｖｊと参照電圧Ｖｒを比較し、いずれが大きいかに基づいて制御部２０のデッドタイム設定端子２２に入力するデッドタイム設定電圧Ｖｄを変更することで、第１および第２のスイッチ１２、１３のオン時比率の上限値を変更するものである。上限値変更部７０は、比較回路７１およびトランジスタスイッチング回路７２から構成されている。

比較回路７１は、コンパレータ７１ａと、補助電源電圧Ｖｃｃが入力される抵抗分割回路７１ｂと、から構成されている。コンパレータ７１ａの−端子には、電圧比較部６０のフィルタ回路６２の出力端子が接続され、判定電圧Ｖｊが入力される。また、コンパレータ７１ａの＋端子には、抵抗分割回路７１ｂの出力端子が接続され、補助電源電圧Ｖｃｃに比例した参照電圧Ｖｒが入力される。

トランジスタスイッチング回路７２は、Ｐ−ｃｈ（Ｐチャネル）のトランジスタ７２ａと、トランジスタ７２ａのコレクタに入力端子が接続される抵抗分割回路７２ｂと、トランジスタ７２ａのエミッタと抵抗分割回路７２ｂの出力端子の間に接続される抵抗７２ｃと、から構成されている。トランジスタ７２ａのエミッタには、補助電源電圧Ｖｃｃが入力され、トランジスタ７２ａのベースには、抵抗７２ｄを介してコンパレータ７１ａの出力端子が接続されている。また、抵抗分割回路７２ｂの出力端子は、制御部２０のデッドタイム設定端子２２に接続され、デッドタイム設定電圧Ｖｄを出力する。

コンパレータ７１ａは、入力された判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒよりも小さい場合は、トランジスタ７２ａにベース電圧を出力し、これによりトランジスタ７２ａのエミッタ−コレクタ間が導通されるようになっている。また、判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒよりも大きい場合は、コンパレータ７１ａはベース電圧を出力しないため、トランジスタ７２ａのエミッタ−コレクタ間が遮断される。また、トランジスタ７２ａは抵抗７２ｃと並列に接続されているため、抵抗分割回路７２ｂの出力端子の電圧、すなわちデッドタイム設定電圧Ｖｄは、トランジスタ７２ａのエミッタ−コレクタ間が導通している場合は低くなり、遮断している場合は高くなる。

このような構成により、上限値変更部７０は、判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒよりも小さい場合には、基準デッドタイム電圧Ｖｓをデッドタイム設定電圧Ｖｄとしてデッドタイム設定端子２２に出力し、判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒよりも大きい場合には、基準デッドタイム電圧Ｖｓよりも電圧値の大きい保護デッドタイム電圧Ｖｐをデッドタイム設定電圧Ｖｄとしてデッドタイム設定端子２２に出力する。

上述のように、トランス１６の磁芯に偏磁が生じている場合、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌのいずれか一方が上昇し、他方が低下することとなる。また、偏磁の程度が大きい程、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌの変化も大きくなる。すなわち、偏磁の程度が大きい程、判定電圧Ｖｊは大きくなる。

本実施形態では、許容可能な偏磁の程度に基づいて第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌに上限の閾値を設定し、この閾値に基づいて参照電圧Ｖｒを設定している。従って、上限値変更部７０は、判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒよりも大きくなった場合、すなわち偏磁の程度が許容範囲を超えた場合に、デッドタイム設定電圧Ｖｄを基準デッドタイム電圧Ｖｓから保護デッドタイム電圧Ｖｐに変更する。

制御部２０は、上述のようにデッドタイム設定電圧Ｖｄが大きい程、駆動パルスＰのパルス幅の上限値を小さく設定するため、デッドタイム設定電圧Ｖｄが基準デッドタイム電圧Ｖｓから保護デッドタイム電圧Ｖｐに変更された場合、パルス幅の上限値をそれまでよりも小さい値に変更する。これにより、第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３のオン期間は、負荷変動に関わらず強制的に短縮されることとなる。この結果、トランス１６に流れる電流が減少し、トランス１６の磁芯における磁束の増加が抑えられるため、トランス飽和の発生を防止することができる。

次に、電源装置１の制御動作について詳細に説明する。図２および３は、電源装置１の制御動作の例を示したタイムチャートであり、横軸に時間ｔをとっている。なお、図２および３における各電圧の変化は、理解を容易にするために必ずしも正確なものとはなっていない。

まず、図２に基づいて説明する。図２に示されるように、制御部２０は、発振器から出力されたランプ波電圧Ｖｒａｍと、目標電圧に対する出力電圧Ｖｏの誤差を示す誤差電圧Ｖｅとの比較から駆動パルスＰのパルス幅Ｗを決定し、この駆動パルスＰに基づいて第１および第２のスイッチ１２、１３が交互にオン／オフされる。なお、第１および第２のスイッチ１２、１３のオン時比率は、駆動パルスＰの周期をＴとすると、Ｗ／２Ｔとなる。

誤差電圧Ｖｅは負荷や入力電圧Ｖｉｎの変動等に応じて変化するため、これに応じてパルス幅Ｗは基本的に毎回変更されることとなる。但し、パルス幅Ｗは、上限値Ｗｍａｘ以下に制限される。このパルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘは、ランプ波電圧Ｖｒａｍとデッドタイム設定電圧Ｖｄとの比較から決定される。また、これにより、第１および第２のスイッチ１２、１３がいずれもオフとなるデッドタイムＤの下限値Ｄｍｉｎも決定されることとなる。

図２では、定常動作状態において第２のスイッチ１３のオン時比率が第１のスイッチ１２よりも長くなる傾向を示す場合の例を示している。この場合、トランス１６の磁芯は、電流Ｉ２（図１参照）の方向に偏磁し、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈが上昇する。従って、判定電圧Ｖｊは、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈに基づく電圧となる。偏磁が生じていない場合の第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌは、入力電圧Ｖｉｎの１／２の値となるため、判定電圧Ｖｊは、常に入力電圧Ｖｉｎの１／２に基づく中間電圧Ｖｍ以上の値となる。

判定電圧Ｖｊが、参照電圧Ｖｒよりも低い場合、デッドタイム設定電圧Ｖｄは、基準デッドタイム電圧Ｖｓに維持されるため、パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘは、基準デッドタイム電圧Ｖｓに基づいて設定される基準上限値Ｗｓに維持される。そして、誤差電圧Ｖｅが基準デッドタイム電圧Ｖｓよりも高い場合には、誤差電圧Ｖｅに応じたパルス幅Ｗが設定され、これにより出力電圧Ｖｏが目標電圧に近づくように制御されることとなる。

ここで、例えば第２のスイッチ１３のオフ後の時刻ｔ０から負荷急変等が発生し、誤差電圧Ｖｅが上昇すると、その後の第１のスイッチ１２のオン時比率が小さくなり、偏磁がさらに進行して判定電圧Ｖｊが上昇することとなる。その後、時刻ｔ１において判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒを超えると、上限値変更部７０は、デッドタイム設定電圧Ｖｄを基準デッドタイム電圧Ｖｓから保護デッドタイム電圧Ｖｐに変更する。これにより、パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘは、保護デッドタイム電圧Ｖｐに基づき、基準上限値Ｗｓよりも小さい保護上限値Ｗｐに変更されることとなる。

パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘを保護上限値Ｗｐに変更することで、図２に示されるように、誤差電圧Ｖｅが一旦上昇した後に下降したとしても、第２のスイッチ１３のオン時比率を大きくさせないようにすることができる。すなわち、本実施形態では、誤差電圧Ｖｅが、第１のスイッチ１２のオン時比率と第２のスイッチのオン時比率の差を急激に拡大し、トランス飽和を引き起こすまで偏磁を進行させるような変化を示した場合にも、偏磁の進行を抑えることが可能となっている。

さらに、第２のスイッチ１３のオン時比率を保護上限値Ｗｐに制限した結果、偏磁が逆方向に進行し、例えば時刻ｔ２において判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒ以下に戻ったならば、次の第１のスイッチ１２のオン時比率は、基準上限値Ｗｓによって制限されることとなる。これにより、第１のスイッチ１２のオン時比率が第２のスイッチ１３のオン時比率よりも長くなり、定常動作状態とは逆の傾向となるため、さらに偏磁を逆方向に進行、すなわち低減させることができる。特に、図２に示されるように、誤差電圧Ｖｅが基準デッドタイム電圧Ｖｓ以下となっているような場合には、次の第１のスイッチ１２のオン時比率は基準上限値Ｗｓまで最大限に拡大されるため、定常動作状態において発生していた偏磁を一気に解消するといったことも可能となっている。

図３は、図２と同様に定常動作状態において第２のスイッチ１３のオン時比率が第１のスイッチ１２よりも長くなる傾向を示す場合において、第１のスイッチ１２のオフ後の時刻ｔ０において負荷急変等が発生し、誤差電圧Ｖｅが下降した場合を示している。この場合、その後の第２のスイッチ１３のオン時比率が大きくなり、偏磁がさらに進行して判定電圧Ｖｊが上昇することとなる。そして、時刻ｔ１において判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒを超えると、上限値変更部７０がデッドタイム設定電圧Ｖｄを基準デッドタイム電圧Ｖｓから保護デッドタイム電圧Ｖｐに変更し、パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘは、保護上限値Ｗｐに変更される。

すると、次の第１のスイッチ１２のオン時比率が保護上限値Ｗｐによって制限されることとなるため、オン時比率の傾向はそれまでも定常動作状態と同じ傾向に維持されることとなり、偏磁はさらに進行することとなる。但し、第１のスイッチ１２は、早期にオフされるため、偏磁の進行は少なく、また、少なくともトランス飽和の発生前もしくはトランス飽和による過大電流が第１のスイッチ１２に流入する前に第１のスイッチ１２がオフされることとなる。

この結果、パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘは保護上限値Ｗｐに維持され、次の第２のスイッチ１３のオン時比率が小さくなることで、偏磁が逆方向に進行することとなる。そして、例えば時刻ｔ２において判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒ以下に戻ったならば、デッドタイム設定電圧Ｖｄが基準デッドタイム電圧Ｖｓに変更されることにより、次の第１のスイッチ１２のオン時比率が拡大され、偏磁はさらに低減されることとなる。

このように、本実施形態では、負荷急変等の発生タイミングによらず、これに起因する急激な偏磁の進行を抑制し、トランス飽和の発生およびこれに伴う過大電流の第１および第２のスイッチ１２、１３への流入を効果的に防止することが可能であり、さらに、負荷急変等を有効に活用することで、定常動作状態において発生していた偏磁を低減することも可能となっている。

また、本実施形態では、パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘは、判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒを超えている場合にのみ保護上限値Ｗｐに設定されるため、偏磁の程度が小さい定常動作状態においてパルス幅Ｗが必要以上に制限されないようになっている。すなわち、本実施形態では、電源装置１の本来の性能や汎用性を低下させることなく、効率的にトランス飽和の発生およびこれに伴う過大電流の第１および第２のスイッチ１２、１３への流入を防止することが可能となっている。

なお、参照電圧Ｖｒ、ならびにパルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘの基準上限値Ｗｓおよび保護上限値Ｗｐの値は、特に限定されるものではなく、トランス１６の仕様や負荷の状態等に応じて適宜に設定すればよい。

また、上限値変更部７０は、判定電圧Ｖｊが参照電圧Ｖｒよりも大きいか否かによってデッドタイム設定電圧Ｖｄを基準デッドタイム電圧Ｖｓおよび保護デッドタイム電圧Ｖｐの２つの電圧の間で切り替えるものに限定されず、既知の回路構成により、判定電圧Ｖｊが大きくなる程、連続的または段階的にデッドタイム設定電圧Ｖｄを大きくするように構成されるものであってもよい。この場合、判定電圧Ｖｊが大きくなる程、第１および第２のスイッチ１２、１３のオン時比率の上限値が小さく設定されることとなるため、偏磁の程度に合わせてオン時比率を制限することが可能となる。これにより、負荷急変時等においてもパルス幅Ｗが必要以上に制限されないようにすることができるため、出力電圧Ｖｏの応答性を高めることが可能となる。また、比較的早い段階から徐々に第１および第２のスイッチ１２、１３のオン時比率を制限していくことができるため、偏磁の進行をより確実に抑制することが可能となる。

また、電圧比較部６０は、既知の回路構成により、電圧Ｖｌａおよび電圧Ｖｈａのうちのいずれか小さい方を判定電圧Ｖｊとして出力するように構成されるものであってもよいし、電圧Ｖｌａと電圧Ｖｈａの差分を判定電圧Ｖｊとして出力するように構成されるものであってもよい。すなわち、判定電圧Ｖｊは偏磁の程度を示すものであればよく、上限値変更部７０は、判定電圧Ｖｊの示す偏磁の程度に基づいてデッドタイム設定電圧Ｖｄを変更するように構成されるものであればよい。

また、制御部２０は、出力電圧検出部３０の検出した出力電圧Ｖｏに基づいて定電圧制御を行うものに限定されず、検出した出力電流に基づいて定電流制御を行うものであってもよいし、定電圧定電流制御を行うものであってもよい。また、ローサイドコンデンサ電圧検出部４０、ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０、電圧比較部６０および上限値変更部７０は、同様の機能を奏するその他の既知のアナログ回路またはデジタル回路から構成されるものであってもよい。

以上説明したように、本実施形態に係る電源装置１は、交互にオン／オフ駆動される第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３、ならびに第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３とそれぞれ並列に接続される第１のコンデンサ１４および第２のコンデンサ１５を備えるハーフブリッジ型の電源装置であって、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈを検出する第１のコンデンサ電圧検出部（ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０）と、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌを検出する第２のコンデンサ電圧検出部（ローサイドコンデンサ電圧検出部４０）と、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌを比較する電圧比較部６０と、電圧比較部６０の比較結果に基づいて、第１のスイッチ１２または第２のスイッチ１３のオン時比率の上限値（パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘ）を変更する上限値変更部７０と、を備えている。

また、本実施形態に係る電源装置１の保護装置は、交互にオン／オフ駆動される第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３、ならびに第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３とそれぞれ並列に接続される第１のコンデンサ１４および第２のコンデンサ１５を備えるハーフブリッジ型の電源装置の保護装置であって、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈを検出する第１のコンデンサ電圧検出部（ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０）と、第２のコンデンサ１５の電圧を検出する第２のコンデンサ電圧検出部（ローサイドコンデンサ電圧検出部４０）と、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌを比較する電圧比較部６０と、電圧比較部６０の比較結果に基づいて、第１のスイッチ１２または第２のスイッチ１３のオン時比率の上限値（パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘ）を変更する上限値変更部７０と、を備えている。

また、本実施形態に係る電源装置１の保護方法は、交互にオン／オフ駆動される第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３、ならびに第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３とそれぞれ並列に接続される第１のコンデンサ１４および第２のコンデンサ１５を備えるハーフブリッジ型の電源装置の保護方法であって、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈを検出する第１のコンデンサ電圧検出処理と、第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌを検出する第２のコンデンサ電圧検出処理と、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌを比較する電圧比較処理と、電圧比較処理の比較結果に基づいて、第１のスイッチ１２または第２のスイッチ１３のオン時比率の上限値を変更する上限値変更処理と、を有している。

このような構成とすることで、偏磁の程度に基づいて第１のスイッチ１２または第２のスイッチ１３のオン時比率を制限し、偏磁の進行を抑制してトランス飽和を防止すると共に、偏磁を低減することが可能となる。また、偏磁の程度が小さい定常動作状態においてパルス幅Ｗが必要以上に制限されないようにすることが可能となるため、トランス飽和に伴う過大電流の第１および第２のスイッチ１２、１３への流入を効率的に防止することができる。

また、電圧比較部６０は、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌの比較結果に基づく判定値（判定電圧Ｖｊ）を上限値変更部７０に出力し、上限値変更部７０は、判定値に基づいて、上限値（パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘ）を変更する。このようにすることで、偏磁の程度を的確に判定して第１のスイッチ１２または第２のスイッチ１３のオン時比率を制限することができる。

また、電圧比較部６０は、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌのうち、いずれか大きい方に基づく値（電圧Ｖｈａ、電圧Ｖｌａ）を判定値（判定電圧Ｖｊ）として上限値変更部７０に出力する。このようにすることで、偏磁の程度を簡便且つ的確に判定することができる。

また、上限値変更部７０は、判定値（判定電圧Ｖｊ）が所定の参照値（参照電圧Ｖｒ）よりも小さい場合は、上限値（パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘ）を基準上限値Ｗｓに設定し、判定値が参照値よりも大きい場合は、上限値を基準上限値Ｗｓよりも小さい保護上限値Ｗｐに設定する。このようにすることで、偏磁の程度が小さい定常動作状態においてパルス幅Ｗが必要以上に制限されないようにすることができるため、電源装置１の本来の性能や汎用性を低下させることなく、効率的にトランス飽和の発生およびこれに伴う過大電流の第１および第２のスイッチ１２、１３への流入を防止することができる。

また、上限値変更部７０は、判定値（判定電圧Ｖｊ）が大きくなる程、上限値（パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘ）を連続的または段階的に小さく設定するものであってもよい。このようにすることで、負荷急変時等においてもパルス幅Ｗが必要以上に制限されないようにすることが可能となるため、出力電圧Ｖｏの応答性を高めることができる。また、比較的早い段階から徐々に第１のスイッチ１２または第２のスイッチ１３のオン時比率を制限していくことが可能となるため、偏磁の進行をより確実に抑制することができる。

また、電源装置１は、第１のスイッチ１２および第２のスイッチ１３のオン／オフ駆動を制御すると共に、入力端子（デッドタイム設定端子２２）に入力された電圧（デッドタイム設定電圧Ｖｄ）に基づいて上限値（パルス幅Ｗの上限値Ｗｍａｘ）を変更する制御部２０を備え、上限値変更部７０は、判定値（判定電圧Ｖｊ）に基づいて、入力端子に出力する電圧を変更する。このようにすることで、トランス飽和に伴う過大電流の第１および第２のスイッチ１２、１３への流入を効率的に防止することが可能な電源装置１を、既存の電源装置を活用して容易且つ安価に実現することができる。

また、電圧比較部６０は、判定値（判定電圧Ｖｊ）から高周波成分を除去するローパスフィルタ（フィルタ回路６２）を備えている。このようにすることで、高周波スイッチングに起因する高周波成分を判定電圧Ｖｊから除去することが可能となるため、偏磁の程度の判定を安定的に行うことができる。

また、第１のコンデンサ電圧検出部（ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０）および第２のコンデンサ電圧検出部（ローサイドコンデンサ電圧検出部４０）は、電圧バッファ（ボルテージフォロワ４２、差動増幅回路５２）を備えている。このようにすることで、高周波スイッチングの行われるトランス１６の一次側において、第１のコンデンサ１４の電圧Ｖｈおよび第２のコンデンサ１５の電圧Ｖｌを安定的に検出することができる。

また、第１のコンデンサ電圧検出部（ハイサイドコンデンサ電圧検出部５０）および第２のコンデンサ電圧検出部（ローサイドコンデンサ電圧検出部４０）は、電圧比較部６０に出力する電圧値（電圧Ｖｈａ、Ｖｌａ）から高周波成分を除去するローパスフィルタを備えるものであってもよい。この場合にも、高周波スイッチングに起因する高周波成分を判定電圧Ｖｊから除去することが可能となるため、偏磁の程度の判定を安定的に行うことができる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明に係る電源装置ならびに電源装置の保護装置および保護方法は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。また、上記実施形態において示した作用および効果は、本発明から生じる最も好適な作用および効果を列挙したものに過ぎず、本発明による作用および効果は、これらに限定されるものではない。

本発明に係る電源装置ならびに電源装置の保護装置および保護方法は、各種電気・電子機器の分野において利用することができる。

１ 電源装置
１２ 第１のスイッチ
１３ 第２のスイッチ
１４ 第１のコンデンサ
１５ 第２のコンデンサ
２０ 制御部
２２ デッドタイム設定端子
４０ ハイサイドコンデンサ電圧検出部
４２ ボルテージフォロワ
５０ ローサイドコンデンサ電圧検出部
５２ 差動増幅回路
６０ 電圧比較部
６２ フィルタ回路
７０ 上限値変更部
Ｖｈ 第１のコンデンサの電圧
Ｖｌ 第２のコンデンサの電圧
Ｖｄ デッドタイム設定電圧
Ｖｊ 判定電圧
Ｗ パルス幅
Ｗｍａｘ パルス幅の上限値
Ｗｓ パルス幅の基準上限値
Ｗｐ パルス幅の保護上限値

Claims (11)

1. 交互にオン／オフ駆動される第１のスイッチおよび第２のスイッチ、ならびに前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチとそれぞれ並列に接続される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを備えるハーフブリッジ型の電源装置であって、
   前記第１のコンデンサの電圧を検出する第１のコンデンサ電圧検出部と、
   前記第２のコンデンサの電圧を検出する第２のコンデンサ電圧検出部と、
   前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧を比較する電圧比較部と、
   前記電圧比較部の比較結果に基づいて、前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチのオン時比率の上限値を変更する上限値変更部と、を備えることを特徴とする、
   電源装置。
2. 前記電圧比較部は、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧の比較結果に基づく判定値を前記上限値変更部に出力し、
   前記上限値変更部は、前記判定値に基づいて、前記上限値を変更することを特徴とする、
   請求項１に記載の電源装置。
3. 前記電圧比較部は、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧のうち、いずれか大きい方に基づく値を前記判定値として前記上限値変更部に出力することを特徴とする、
   請求項２に記載の電源装置。
4. 前記上限値変更部は、前記判定値が所定の参照値よりも小さい場合は、前記上限値を基準上限値に設定し、前記判定値が前記参照値よりも大きい場合は、前記上限値を前記基準上限値よりも小さい保護上限値に設定することを特徴とする、
   請求項３に記載の電源装置。
5. 前記上限値変更部は、前記判定値が大きくなる程、前記上限値を連続的または段階的に小さく設定することを特徴とする、
   請求項３に記載の電源装置。
6. 前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチのオン／オフ駆動を制御すると共に、入力端子に入力された電圧に基づいて前記上限値を変更する制御部を備え、
   前記上限値変更部は、前記判定値に基づいて、前記入力端子に出力する電圧を変更することを特徴とする、
   請求項２乃至５のいずれかに記載の電源装置。
7. 前記電圧比較部は、前記判定値から高周波成分を除去するローパスフィルタを備えることを特徴とする、
   請求項２乃至６のいずれかに記載の電源装置。
8. 前記第１のコンデンサ電圧検出部および前記第２のコンデンサ電圧検出部は、電圧バッファを備えることを特徴とする、
   請求項１乃至７のいずれかに記載の電源装置。
9. 前記第１のコンデンサ電圧検出部および前記第２のコンデンサ電圧検出部は、前記電圧比較部に出力する電圧値から高周波成分を除去するローパスフィルタを備えることを特徴とする、
   請求項１乃至８のいずれかに記載の電源装置。
10. 交互にオン／オフ駆動される第１のスイッチおよび第２のスイッチ、ならびに前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチとそれぞれ並列に接続される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを備えるハーフブリッジ型の電源装置の保護装置であって、
    前記第１のコンデンサの電圧を検出する第１のコンデンサ電圧検出部と、
    前記第２のコンデンサの電圧を検出する第２のコンデンサ電圧検出部と、
    前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧を比較する電圧比較部と、
    前記電圧比較部の比較結果に基づいて、前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチのオン時比率の上限値を変更する上限値変更部と、を備えることを特徴とする、
    電源装置の保護装置。
11. 交互にオン／オフ駆動される第１のスイッチおよび第２のスイッチ、ならびに前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチとそれぞれ並列に接続される第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを備えるハーフブリッジ型の電源装置の保護方法であって、
    前記第１のコンデンサの電圧を検出する第１のコンデンサ電圧検出処理と、
    前記第２のコンデンサの電圧を検出する第２のコンデンサ電圧検出処理と、
    前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧を比較する電圧比較処理と、
    前記電圧比較処理の比較結果に基づいて、前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチのオン時比率の上限値を変更する上限値変更処理と、を有することを特徴とする、
    電源装置の保護方法。

Images