JP2016513421A - コヒーレント検波を用いるｍ−ｐａｍ光学システムのためのレベルスペーシング - Google Patents

Abstract

装置は、Ｍ個の異なるレベルの間で振幅変調される光信号を供給するように構成される光送信機を含む。コンスタレーション制御モジュールは、光信号を制御するために駆動信号を供給するように構成される。フィードバックモジュールは、光信号のシンボルコンスタレーションの振幅ピーク間のスペーシングの量を受信するように構成される。フィードバックモジュールは、スペーシングの量に応じて光信号を調節するためにコンスタレーション制御モジュールを調整するように構成される。

Description

本出願は、２０１３年２月２５日に出願された米国仮出願第６１／７６９，０７８号、および２０１３年３月５日に出願された米国仮出願第６１／７７２，６６４号に対する、米国特許法第１１９条（ｅ）に基づく優先権の利益を主張し、両者の内容は、引用によりその全体が組み込まれている。本出願は、２０１３年６月２７日に出願された米国特許出願第１３／９２９，７５７号の一部継続出願であり、引用によりその全体が本明細書に組み込まれている。

本開示は、概して光通信の分野に関する。

本節では、本発明のより良い理解を容易にすることに役立ち得る態様を紹介する。したがって、本節の陳述は、この観点で読まれるべきであり、従来技術にあるもの、または従来技術にないもの、について認めるものとして理解されるべきではない。

インターネットおよびクラウドコンピューティングアプリケーションの急速な成長は、通信ネットワーク容量に対するますます重要な需要を駆り立てている。偏光分割多重方式４位相偏位変調（ＰＤＭ−ＱＰＳＫ）および光伝送ネットワークにおけるデジタルコヒーレント検波を使用する１００Ｇｂ／ｓ技術の商業化および配備、ならびに４００Ｇｂ／ｓおよび１Ｔｂ／ｓ技術などのより高いビットレートの開発によって、近い将来、メトロネットワークを、１０Ｇｂ／ｓから１００Ｇｂ／ｓ以上にまでアップグレードする緊急の必要性も存在する。デジタルコヒーレント検波は、高いスペクトル効率およびネットワーキングの柔軟性を達成するための１つの方法である。しかしながら、光伝送ネットワークと比較して、メトロネットワークは、コスト、設置面積、および消費電力に対してより敏感である。メトロネットワークの将来の要件を満たす低コスト光送信システムに対する重要な必要性が存在する。

Ａ．Ｓ．Ｋａｒａｒ、Ｊ．Ｃ．Ｃａｒｔｌｅｄｇｅ、他、「Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ａ １１２ Ｇｂ／ｓ Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｄｉｒｅｃｔｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｓｅｒ ａｎｄ Ｈａｌｆ−Ｃｙｃｌｅ１６−ＱＡＭ Ｎｙｑｕｉｓｔ−Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ−Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」、ＥＣＯＣ ２０１２、ｐａｐｅｒ Ｔｈ．３．Ａ．４、２０１２年 Ｃ．Ｘｉｅ、他、「Ｃｏｌｏｒｌｅｓｓ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｕｓｉｎｇ ３ｘ３ ｃｏｕｐｌｅｒ ｈｙｂｒｉｄｓ ａｎｄ ｓｉｎｇｌｅ−ｅｎｄｅｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」、Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ、Ｖｏｌ．２０、Ｎｏ．２、１１６４−１１７１頁、２０１２年

一実施形態は、Ｍ個の異なるレベルの間で振幅変調される光信号を供給するように構成される光送信機を含む装置を提供する。コンスタレーション制御モジュールは、光信号を制御するために駆動信号を供給するように構成される。フィードバックモジュールは、光信号の信号コンスタレーションの振幅ピーク間のスペーシングの量を受信し、シンボルスペーシングの量に応じて光信号を調節するように構成される。

別の実施形態は、たとえば光送信機を形成する方法を提供する。方法は、Ｍ個の異なるレベルの間で振幅変調される光信号を供給する光送信機を構成することを含む。方法は、光信号を制御するために駆動信号を制御するコンスタレーション制御モジュールを構成することをさらに含む。方法は、光信号のシンボルコンスタレーションの振幅ピーク間のスペーシングの量を受信するフィードバックモジュールを構成することをさらに含む。フィードバックモジュールは、スペーシングの量に応じて光信号を調節するようにさらに構成される。

いずれかの実施形態では、コンスタレーション制御モジュールとフィードバックコントローラとは、振幅偏移変調シンボルコンスタレーションのシンボル間のスペーシングを実質的に等しくするように構成され得る。いずれかの実施形態では、光送信機は、駆動信号に応答して光信号を生成するように構成される垂直共振型面発光レーザ（ＶＣＳＥＬ）を含むことができる。いずれかの実施形態では、駆動信号は、振幅と、バイアスレベルと、振幅ピークスペーシングとを示すことができる。いずれかの実施形態では、フィードバックモジュールは、振幅ピークスペーシング調節信号を供給するように構成され得る。いずれかの実施形態では、光送信機は、駆動信号に応答してＭ個の異なるレベルにレーザーからの光を変調するように構成される電界吸収型変調器を含むことができる。いずれかの実施形態では、光送信機は、駆動信号に応答してＭ個の異なるレベルにレーザーからの光を変調するように構成されるマッハツェンダー変調器（ＭＺＭ）を含むことができる。

いずれかの実施形態は、コヒーレント光受信機をさらに含むことができる。受信機は、シンボルコンスタレーションの振幅ピーク間のスペーシングを決定するように構成され得、そこから、シンボルスペーシングの量を生成するようにさらに構成され得る。いずれかの実施形態では、２つのレーザーは、光信号の第１および第２の異なる偏光に偏光多重信号を供給するように構成され得る。

別の実施形態は、たとえば光受信機など、第２の装置を提供する。装置は、光学検波器と、コンスタレーション特性評価モジュールとを含む。光学検波器は、受信光信号を復調し、受信シンボルコンスタレーションをそこから生成するように構成され得る。コンスタレーション特性評価モジュールは、受信シンボルコンスタレーションの振幅ピーク間のスペーシングを決定し、シンボルスペーシングの量を提供するように構成され得る。

以下の実施形態は、第２の装置に関連して説明される。いずれかの実施形態では、光受信機は、光信号の同相成分と、直角位相成分とを決定するように構成される、局部発振器と、光ハイブリッドとを含むことができる。いずれかの実施形態では、光受信機は、光信号の同相成分と、直角位相成分とを決定するように構成される光１２０°ハイブリッドを含むことができる。いずれかの実施形態では、シンボルコンスタレーションのそれぞれのシンボルは、同相／直角位相（Ｉ／Ｑ）平面内の閉曲線によって表され得る。そのような実施形態では、振幅検出器は、閉曲線間のスペーシングを決定することができる。

添付の図面と併せて解釈されるとき、本発明のより完全な理解が、以下の発明を実施するための形態の参照によって得られ得る。

単一の光ファイバーに多重化された複数の送信機と、デマルチプレクサと、複数の受信機とを使用する従来技術システムを示す図である。 偏光ビームコンバイナ（ＰＢＣ）を使用して２つの直接変調レーザーの出力を結合する送信機と、送信信号の直接検波を採用する受信機とを含む従来技術システムを示す図である。 光通信システムが、１）Ｍ−ＡＳＫ光信号を生成するために、たとえば４レベルなど、Ｍレベル電気信号で直接変調されるレーザーを含む送信機と、２）搬送波および位相リカバリを採用することなく、データをリカバリするために光信号を復調する光ハイブリッドを採用する受信機とを含む、本開示の一実施形態を示す図である。 たとえば３×３光カプラなど、光１２０°ハイブリッドが、図３の光ハイブリッドのいくつかの機能性を提供する、図３の受信機の代替の実施形態を示す図である。 図３および図４の送信光信号を生成するためにマッハツェンダー変調器が採用される、図３の送信機の代替の実施形態を示す図である。 図３および図４の送信光信号を生成するために電界吸収型変調器が採用される、図３の送信機の代替の実施形態を示す図である。 受信コンスタレーションの態様を示し、コンスタレーションが、連続的な閉曲線を含む実施形態を示す図である。 受信コンスタレーションの態様を示し、コンスタレーションが開弧を含む実施形態を示す図である。 受信コンスタレーションの態様を示し、コンスタレーションが開弧を含む実施形態を示す図である。 図９Ａ／Ｂ、１０、１１、および１２に提示される特性を決定するために使用され得る、送信機と受信機との間の整形フィルタを含む、実験的な構成を示す図である。 整形フィルタなしの図８の実施形態によって送信される信号のＩ／Ｑ特性を示す図である。 整形フィルタありの図８の実施形態によって送信される信号のＩ／Ｑ特性を示す図である。 整形フィルタあり、およびなしの図３の実施形態によって送信される信号のピーク強度特性、および整形フィルタの応答例を示す図である。 バックツーバック動作（たとえば送信機と受信機との間の無視できる光路長）についての図８の実施形態の実験的な性能を示す図である。 たとえば３２０ｋｍ、６４０ｋｍ、および９６０ｋｍなど、３つのスパン長についての出射パワーの関数として、図８の実施形態のビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す図である。 図７Ａのシンボル環など、コンスタレーションシンボル間のスペーシングをおよそ等しくするように構成されるＰＡＭ送信システムの実施形態を示す図である。 シンボルスペーシングを等しくする図１３のシステムを動作させる方法の実施形態を示す図である。 バックツーバック動作（たとえば送信機と受信機との間の無視できる光路長）における４−ＰＡＭ送信システムにおける図１３に示される実施形態を実装するように構成される試験システムの実験的な性能を示す図である。

本開示は、たとえば光通信信号を送信するための装置、システム、および方法などに向けられる。

本明細書に提示される実施形態は、たとえば典型的には１００ｋｍから１０００ｋｍまでの範囲における、メトロネットワーク上のデータの改善された光送信のための費用効果がある解決策を説明する。一非限定的な例の実施形態では、１００Ｇｂ／ｓ信号は、ＡＳＫ変調方式を実装する１．５μｍの直接変調ＶＣＳＥＬを使用して、９６０ｋｍ標準シングルモードファイバー（ＳＳＭＦ）上を送信される。実施形態は、たとえば次世代１００Ｇｂ／ｓメトロネットワークに適用することができる。送信信号の受信は、デジタルコヒーレント検波によって可能にされる。そのような送信距離およびレートは、たとえば直接変調ＶＣＳＥＬを使用して光データを送信するための知られている方法およびシステム上などに、著しい改善を表す。

ＶＣＳＥＬは、その比較的低いコスト、エネルギー効率、および狭い設置面積に因り、短距離および低データレートのアプリケーションで広く使用される。最近の開発は、シングルモード１．５μｍＶＣＳＥＬの４０Ｇｂ／ｓ動作と、１０Ｇｂ／ｓにおける６０ｋｍの最大送信距離とを可能にしている。直接変調によるＶＣＳＥＬを使用する１００Ｇｂ／ｓ短距離リンクも、４レベルパルス振幅変調（ＰＡＭ）、偏光分割多重化（ＰＤＭ）、および直接検波により、最近、実証されている。しかしながら、１００ｍの送信距離しか達成されなかった。このこと、および他の考慮事項のため、直接変調ＶＣＳＥＬは、高データレートにおける１００ｋｍから１０００ｋｍまでの送信距離を有するメトロネットワークに適しているとは、従来、概して考えられなかった。

図１は、複数の送信機および受信機を使用する第１の従来技術実装を示す。たとえば、そのようなシステムは、１０個の１０Ｇｂ／ｓ送信機１１０と、受信機１２０とを、または示されるように、４個の２５Ｇｂ／ｓ送信機１１０ａ−１１０ｄと、受信機１２０ａ−１２０ｄ（４×２５Ｇｂ／ｓ）とを含むことができる。そのような実装の１つの欠陥は、たとえば典型的には、５０ＧＨｚチャネルスペーシングに適合することができないなど、大きな帯域幅を占有するということである。また、そのようなシステムは、典型的には、光分散補償を使用することなく、約数百キロメートルを超える距離を超えて送信することができない。

図２は、２つのレーザー２１０ａ、２１０ｂを４レベル信号で直接変調する第２の従来技術実装を示す。レーザー出力は、偏光ビームコンバイナ（ＰＢＣ）２２０を使用して、たとえば直角になど、異なるように偏光され、結合される。信号は、２つの偏光を分離する偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２３０によって受信される。２つの直接検波受信機２４０ａおよび２４０ｂは、その後、分離された偏光信号を受信する。そのような実装の１つの欠陥は、光偏光追跡が典型的に必要とされ、概して扱いにくいということである。また、数十キロメートルを超える距離については、光分散補償が典型的に必要とされる。

第３の従来技術実装（図示せず）は、副搬送波変調を使用する。偏光分割多重化（ＰＤＭ）は、信号の帯域幅を低減するために、この方式において使用され得る。受信機側では、光偏光追跡が、典型的に必要とされる。加えて、この方式は、偏光モード分散（ＰＭＤ）に敏感である。（たとえば、Ａ．Ｓ．Ｋａｒａｒ、Ｊ．Ｃ．Ｃａｒｔｌｅｄｇｅ、他、「Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ａ １１２ Ｇｂ／ｓ Ｄｕａｌ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｄｉｒｅｃｔｌｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｌａｓｅｒ ａｎｄ Ｈａｌｆ−Ｃｙｃｌｅ１６−ＱＡＭ Ｎｙｑｕｉｓｔ−Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ−Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」、ＥＣＯＣ ２０１２、ｐａｐｅｒ Ｔｈ．３．Ａ．４、２０１２年、参照）。

本開示の範囲内の実施形態は、前述の従来技術実装の欠点のいくつかを克服するものである。本発明は、たとえばレーザーなど、光源は、Ｍ振幅偏移変調（ＡＳＫ）光信号を生成するためにＭレベル電気信号で直接変調され得るということを見出している。以下で説明されるいくつかの実施形態では、限定するものではないが、Ｍは４に等しいとして示される。光送信機の複雑さは、コヒーレント送信機と比較して著しく低減される。偏光分割多重化（ＰＤＭ）は、信号の帯域幅を低減するために、いくつかの実施形態において使用される。たとえば、ＰＤＭ−４ＡＳＫ変調システムは、２５Ｇｂａｕｄシンボルレートを使用して、１００Ｇｂ／ｓ送信レートを実装することができる。受信機側では、受信シンボルストリームは、コヒーレントに検出され得、必要に応じ、デジタル信号処理（ＤＳＰ）により、電気領域における偏光多重分離化および波長分散補償を提供することができる。送信信号は、ＡＳＫ変調されるので、搬送波周波数および位相リカバリは必要とされず、受信機の消費電力および複雑さを著しく低減させる。いくつかの実施形態では、レーザーは、ＶＣＳＥＬであり、さらにコストを低減する。

図３は、非限定的な実施形態におけるシステム３００のブロック図を示す。システム３００は、送信機３１０と、受信機３２０とを含む。送信機３１０は、２つのレーザー３３０ａと、３３０ｂとを含む。レーザー３３０ａと３３０ｂとは、いずれかの特定のレーザーの種類に限定されるものではなく、それぞれが、たとえば端面発光分布帰還型（ＤＦＢ）、分布ブラッグ反射器（ＤＢＲ）もしくはファブリペロー（ＦＰ）レーザー、ＶＣＳＥＬ、または電界吸収型変調器もしくは干渉ベースの変調器などの外部変調器によって続かれるレーザーであってもよい。ＶＣＳＥＬに限定されるものではないが、このレーザーの種類を含む実施形態は、たとえば、ＶＣＳＥＬが、より低いコストとすることができ、同等の端面発光レーザーダイオードよりも高い信頼性を有するなどの点で有利となることがある。

レーザー３３０ａ、３３０ｂのそれぞれは、Ｍレベル電気信号で直接変調され、ここで、限定するものではないが、Ｍは４に等しいとして示される。レーザー３３０ａの出力は、たとえば水平（Ｈ）など、第１の明確な偏光を有する。偏光回転子（ＰＲ）３３５は、偏光回転光が、たとえば垂直（Ｖ）など、第１の偏光と異なる第２の偏光を有するように、レーザー３３０ｂの出力の偏光を回転する。レーザー３３０ａ、３３０ｂの出力は、偏光ビームコンバイナ（ＰＢＣ）３４０で結合され、それによって、たとえばＭ＝４などの、ＰＤＭ−（Ｍ）ＡＳＫ信号３５０を生成する。

受信機３２０を参照すると、送信機３１０の出力における偏光に対して任意に回転され得る、信号３５０の偏光成分は、ＰＢＳ３５５によって分離される。局部発振器（ＬＯ）３６０は、たとえばＨおよびＶなど、ＰＢＳ３６５によって分離される２つの偏光成分を生成する。ＰＢＳ３５５からのそれぞれの偏光成分は、２つの偏光ダイバース９０°光ハイブリッド３７０ａ、３７０ｂのうちの対応する１つにおいて、ＰＢＳ３６５からの対応する偏光成分とうなりを生じる。たとえばシングルエンドまたはバランス光検出器などの参照されない光検出器、ローパスフィルタ、およびアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）は、ハイブリッド３７０ａ、３７０ｂの出力をデジタル電気領域に変換する。ＤＳＰ３８０は、波長分散（ＣＤ）補償と、偏光多重分離化と、シンボル間干渉（ＩＳＩ）等化とを提供する。いくつかの実施形態では、シンボル識別は、等化器の直後に実行され得る。特に、搬送波周波数および位相リカバリは、示される実施形態によって必要とされないか、または示される実施形態において使用されない。

図４は、代替の実施形態例、受信機４００を示し、受信機４１０を含んでいる。この実施形態では、たとえば３×３カプラなど、光１２０°ハイブリッド４２０ａ、４２０ｂが、システム３００の９０°光ハイブリッド３７０ａ、３７０ｂに置き換わる。適切に構成される３×３カプラは、光受信機における光ハイブリッドの代わりに使用され得ることが以前に示されている。たとえば、引用によって本明細書に組み込まれる、Ｃ．Ｘｉｅ、他、「Ｃｏｌｏｒｌｅｓｓ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｕｓｉｎｇ ３ｘ３ ｃｏｕｐｌｅｒ ｈｙｂｒｉｄｓ ａｎｄ ｓｉｎｇｌｅ−ｅｎｄｅｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ」、Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ、Ｖｏｌ．２０、Ｎｏ．２、１１６４−１１７１頁、２０１２年、内を参照されたい。受信機４００によって表される実施形態では、カプラ４２０ａ−ｂは、たとえば受信機３２０など、光ハイブリッドを使用する実施形態と比較して、著しく低いコストを提供することが期待される。３つのシングルエンド検出器４３０は、それぞれの３×３カプラのために使用され、さらなる信号処理が、Ｉ成分およびＱ成分を得るために必要とされ得る。

ＤＳＰ４４０は、それぞれの受信偏光チャネルのＩおよびＱを決定するためにＤＳＰ３８０の機能性と、さらなる機能性とを含むことができる。要約すれば、カプラの入力における光信号場（フィールド）Ｅ_ＳおよびＬＯ場（フィールド）Ｅ_Ｌ、たとえばシングルエンド検出器など、検出器４３０の出力光電流は、式（１）によって記述される。

ここで、φは、ＬＯと信号との間の位相差を表す。式（１）の第１の項は、直接検波の項であり、第２の項は、うなりの項である。局部発振器対信号電力比（ＬＯＳＰＲ）が小さい、かつ／または多数の波長分割多重化（ＷＤＭ）チャネル

が存在する場合、直接検波の項は、うなりの項に比べて比較的大きくなり得る。ここで、Ｍは、ＷＤＭチャネルの数であり、Ｅ_Ｓｉは、チャネルｉの光信号場（フィールド）である。Ｉ成分およびＱ成分は、以下の簡単な演算で得ることができる。

Ｉ_１＝Ｉ_２−０．５Ｉ_１−０．５Ｉ_３＝｜Ｅ_Ｌ｜｜Ｅ_Ｓ｜ｃｏｓφ （２ａ）

図５は、たとえばＭ＝４などの、（Ｍ）ＡＳＫ送信機５１０の代替の実施形態を示す。送信機５１０は、無変調（ＣＷ）レーザー源５２０と、マッハツェンダー変調器（ＭＺＭ）５３０ａ、５３０ｂと、先に参照されたＰＲ３３５と、先に参照されたＰＢＣ３４０とを含む。ＭＺＭ５３０ａは、たとえばＭ＝４などの、Ｍレベル信号源５４０ａによって駆動される。ＭＺＭ５３０ｂは、再度たとえばＭ＝４などの、Ｍレベル信号源５４０ｂによって駆動される。ＭＺＭ５３０ａ／ｂによって受信されるＣＷ光部分は、それぞれ、それによって、たとえばＭ＝４などの、Ｍ値のうちの１つに変調される。ＰＲ３３５は、ＭＺＭ５３０ｂからの変調光の偏光を、ＭＺＭ５３０ａからの光に対して、たとえばπ／２ラジアン回転し、それらの信号が、ＰＢＣ３４０によって再結合される。

図６は、たとえばＭ＝４などの、（Ｍ）ＡＳＫ送信機６１０の別の代替の実施形態を示し、電界吸収型変調器（ＥＡＭ）６２０ａと６２０ｂとが、図５のＭＺＭに置き換わる。光学技術の当業者によって理解されるように、ＥＡＭは、印可電圧に応答して、そこを伝搬する光信号の強度を変調することができ、ここにおいて、電圧は、伝搬媒体のバンドギャップを変調する。ＥＡＭ６２０ａ／ｂは、それによって、レーザー５２０から受信されるＣＷ光の強度を変調するために使用され得る。送信機６１０の残りの要素は、前述のように動作することができる。

図７Ａ−７Ｃは、様々な実施形態における受信信号コンスタレーション７００Ａ、７００Ｂ、および７００Ｃの態様を示す。それぞれの図は、たとえばコンスタレーション７００Ａ−７００Ｃの同相（水平軸）成分と、直角位相（垂直軸）成分とを有する平面など、複素Ｉ−Ｑ空間を示す。

コンスタレーション７００Ａは、たとえば同心の環など、多数の閉曲線７１０と、シンボル点７２０とを含む。このコンスタレーションは、二重偏光送信信号のうちの１つの偏光についての等化後の一実施形態においてシミュレートされたデータを表し、ここにおいて、閉曲線７１０のそれぞれとシンボル点７２０とは、以下でさらに説明されるように、送信シンボルを表す。閉曲線７１０は、２πの角度寸法を有する弧とみなされ得る。シミュレーションでは、送信機レーザー（たとえばレーザー３３０ａ／ｂ）の線幅およびＬＯレーザー（たとえばレーザー３６０）の線幅は、それぞれ、５００ＭＨｚおよび１０ＭＨｚであるが、これに限定するものではない。送信機とＬＯレーザーとの間の周波数オフセットは、ｘ偏光およびｙ偏光について、それぞれ、１ＧＨｚおよび２ＧＨｚであるが、これに限定するものではない。

コンスタレーション７００Ｂは、コンスタレーション７００Ａの同心の環が、たとえば開弧など、完全に閉じていないときの受信信号コンスタレーションの態様を示す。このコンスタレーションは、開弧７３０と、シンボル点７２０とを含む。開弧７３０および点７２０のそれぞれは、送信シンボルを表す。開弧７３０は、それぞれ、２π未満の角度寸法を有し、この例では、約１１π／６である。それぞれの開弧７３０は、閉曲線７１０に類似している閉曲線または環７４０を形成するために、その半径に沿って外挿され得る。

コンスタレーション７００Ｃは、受信信号コンスタレーションの態様を示し、ここにおいて、弧７５０は、たとえば約π／４など、実質的に２π未満の角度寸法を有する。弧７５０はまた、閉曲線７１０に類似している閉曲線または環７６０を形成するために、外挿され得る。

閉曲線７１０ならびに弧７３０および７５０など、コンスタレーション弧の角度寸法は、レーザー３３０の線幅によって少なくとも部分的に決定されると考えられる。より小さい線幅を有するレーザー３３０は、より小さい角度寸法を有するコンスタレーション弧を生成し、一方、より大きい線幅を有するレーザー３３０は、より大きい角度寸法を有するコンスタレーション弧を生成することが期待される。たとえば、レーザー３３０の線幅が、十分大きいとき、コンスタレーションは、図７Ａ内のような閉曲線を含む。非常に小さい線幅の極限では、コンスタレーションは、たとえば非常に小さな角度寸法を有する弧など、点を含むことができる。コンスタレーション７００Ｂおよび７００Ｃは、これらの両極端の間の例を示し、弧は開弧である。

コンスタレーション７００Ｂおよび７００Ｃにおけるシンボル弧のうちの１つの角度位置は、シンボル弧の他の角度位置に対して不定となり得る。これは、たとえば、それぞれのシンボル弧に分解される送信光の偏光回転に制約がないときなどに生じることがある。それぞれの閉曲線７１０は、「シンボル環」と呼ばれることがある。また、環７４０または７６０のうちの１つなど、閉曲線上へのそれぞれの弧の外挿によって、弧が、たとえば開弧であるなど、２π未満の角度寸法を有する場合でも、それぞれの弧７３０、７５０は、シンボル環と呼ばれることがある。

本明細書および特許請求の範囲において、「同心の」という用語は、２つ以上のシンボル環、閉曲線または弧に適用されるとき、１つのシンボル環、閉曲線または弧が、他のシンボル環、閉曲線または弧内に配置されることを意味する。第１の弧が、第２の弧が外挿する閉曲線より小さい半径を有する閉曲線を外挿するとき、第１の弧は、第２の弧内に配置される。したがって、コンスタレーション７００Ａ−７００Ｃは、それぞれ、３つの同心のシンボル環、ならびにおよそ原点に配置されるシンボルを含む。２つのシンボル環については、より小さい半径を有するシンボル環は、本明細書において、低次シンボル環と呼ばれ、より大きい半径を有するシンボル環は、本明細書において、高次シンボル環と呼ばれる。複素平面内の点によって表される従来のＭ−ＱＡＭまたはＭ−ＰＳＫコンスタレーションとは対照的に、シンボルは、ここで全体の環によって表され、すなわち、これらのコンスタレーションにおけるシンボルの意味は、環上の光場（フィールド）値とは独立している。

「同心の」のいくつかの通例の意味とは対照的に、本明細書で使用されるとき、この用語は、シンボル環が原点を共有する実施形態を含むが、同心のシンボル環は、厳密に原点を共有する必要はない。また、シンボル環７１０は、およそ円形であるが、実施形態は、限定されるものではないが、たとえば楕円のような閉路など、円形でないシンボル環を含む。加えて、いくつかの実施形態では、１つのシンボル環は、そのシンボル環が、他のシンボル環の原点の周りにおいて、事実上シンボル点であるように、小さな半径を有することができる。たとえばシンボル点７２０など、そのようなンボル点は、１つまたは複数の他のシンボル環内に包含されるとき、同心のシンボル環とみなされ得る。したがって、コンスタレーション７００は、４つの受信シンボルを表す。

図８は、別の実施形態の実験的な構成例、システム８００を示す。システム８００は、レーザー８１０と、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）８２０と、偏光マルチプレクサ８３０と、増幅器８４０と、整形フィルタ８５０と、光路８５５と、増幅器ＬＯ８６０と、コヒーレント受信機８７０と、デジタルサンプリングオシロスコープ８８０と、オフライン処理８９０とを含む。本明細書において、光路８５５の長さが無視できるとき、実施形態は、「バックツーバック」と呼ばれ得る。他の実施形態では、光路８５５の長さは、数百キロメートル（ｋｍ）のオーダーとすることができる。非限定的な例では、ドライバ８２０は、レーザー８１０の３５Ｇｂａｕｄ ３レベル振幅直接変調を提供して、たとえば５２．８６Ｇｂ／ｓを達成し、偏光マルチプレクサ８３０によって、同じ波長チャネルにおいて１０５．７０Ｇｂ／ｓを送信する２つのＶＣＳＥＬをエミュレートする。様々な実施形態では、光フィルタ８５０は、複数の同心のシンボル環の真部分集合の強度を低減するように構成される。この態様は、以下でさらに説明される。

レーザー８１０が、ＶＣＳＥＬである場合、たとえば＞５００ＭＨｚなど、大きな線幅を有することができる。しかしながら、これは、システム性能には、ほとんど影響を与えず、処理８９０において、搬送周波数および位相リカバリは必要とされず、コヒーレント受信機の消費電力および複雑さをさらに低減する。

限定するものではないが、図９Ａおよび９Ｂは、システム８００を使用して測定される、実験的に決定されるシンボルコンスタレーションを提示する。実験的実施形態は、整形フィルタ８５０の存在を伴わない（９Ａ）および伴う（９Ｂ）、１０５．７０Ｇｂ／ｓのＰＤＭ−３ＡＳＫ信号の動作およびバックツーバック構成を含んでいた。これらの図は、増幅器８４０ａによる信号出力のＩ／Ｑコンスタレーションを示す。図３を参照すると、整形フィルタ８５０は、たとえば光学素子によって、物理的に実装され得、または、送信機３１０または受信機３２０においてＤＳＰによって実装され得る。実施形態は、フィルタ８５０のすべての機能的側面が、ＤＳＰまたは光学素子によって実装され得ることを認識しつつ、詳細なしに、フィルタ８５０を含むシステム８００を概して参照して説明され得る。示される実施形態では、フィルタ８５０は、限定するものではないが、たとえばＪＤＳ Ｕｎｉｐｈａｓｅ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ、Ｍｉｌｐｉｔａｓ、ＣＡ、ＵＳＡによって製造された０．６７ｎｍフィルタによって実現された。

フィルタ８５０は、同心のシンボル環の真部分集合の強度を低減するように動作することができる。たとえば、図９Ａおよび９Ｂを見ると、Ｉ−Ｑ平面の原点の周りに配置される低次シンボル環９１０（最低次シンボル環）の強度が、フィルタ８５０の存在によって低減されることが示され、それによって、セットのシンボル環の間のコントラストが向上される。フィルタされない（図９Ａ）特性およびフィルタされた（図９Ｂ）特性をさらに比較すると、フィルタリングは、コンスタレーションの同心のシンボル環９２０および９３０の著しいコントラスト向上をもたらし、検出された信号の性能を改善することが期待される。別の態様では、フィルタ８５０は、より低いレベルの振幅を抑制し、Ｉ／Ｑ空間における異なる信号間の振幅差を増大させる。以下にさらに示されるように、フィルタ８５０の存在は、信号コントラストを向上させることによって、いくつかの実施形態においてシステム性能を著しく改善することが期待される。

フィルタ８５０の存在の効果は、図１０によってさらに示され、これは、前述の０．６７ｎｍフィルタを使用する、フィルタあり（１０２０）およびフィルタなし（１０１０）で、図８の実施形態において増幅器８４０ａによって出力される信号の波長の関数としての強度を示している。重なっているフィルタ応答１０３０は、約１５２６ｎｍの上の波長および下の波長において光信号の強度を低減するフィルタ８５０の動作を示す。低減は、たとえば前述の、最低次シンボル環など、シンボル環の真部分集合の強度低減の効果を有する。フィルタされる特性は、図９Ｂに示される改善されたコンスタレーション特性と矛盾しない、オフピーク光ノイズフロアの著しい低減も示す。

たとえばレーザー３３０ａおよび３３０ｂなど、直接変調レーザーでは、高強度のシンボルは、低強度のシンボルと比較して典型的に青にシフトされる。フィルタ８５０の動作の別の態様では、フィルタ８５０が、図１０の例示的な実施形態に示される方式で信号波長と整合されるとき、赤にシフトされる信号部分（たとえば低強度のシンボル）は、青にシフトされる信号部分（たとえば高強度のシンボル）よりも大きな減衰を受ける。たとえば、示される実施形態の一態様では、信号のスペクトルは、フィルタ応答が、たとえば波長の増大とともに減衰が増大する、負の勾配を有する波長に配置される。別の態様では、ピークフィルタ応答は、約１５２６．１ｎｍに配置され、一方、ピーク信号強度、または信号中心周波数は、約１５２６．７ｎｍに配置される。言い換えれば、フィルタ応答は、たとえば青方向など、短波長方向に、信号中心波長に対して、約０．５ｎｍシフトされ得る。別の見方では、ピークフィルタ応答と信号中心波長との間の波長差Δλが約０．５ｎｍである。別の見方では、ピークフィルタ応答波長と信号中心波長との間のこの関係は、周波数変調（ＦＭ）から振幅変調（ＡＭ）への変換という結果になる。この変換は、信号についてのアイの開きを増大させ、したがってシステムの性能を増大させることが期待される。様々な実施形態では、Δλは、たとえば、全体の信号スペクトルの波長が、フィルタの中心波長よりも大きいなど、全体の信号スペクトルが、負の勾配を有するフィルタ応答の領域内に配置されるように選択される。たとえば、図１０では、信号スペクトル１０１０は、１５２６ｎｍを超える波長に実質的に配置され、したがって、負の勾配を有するフィルタ応答１０３０の部分と一致する。

ここで図１１について考えると、バックツーバック動作におけるシステム８００のビット誤り率（ＢＥＲ）が、光信号対ノイズ比（ＯＳＮＲ）に対して示されている。この特性は、この特定の実施形態では、約２．０×１０^−３のＢＥＲにエラーフロアがあることを示す。７％オーバーヘッドの硬判定前方誤り訂正（ＦＥＣ）コードでは、約９８．８０Ｇｂ／ｓの正味のビットレートという結果となり、約２６ｄＢを超えるＯＳＮＲで実質的にエラーフリーの動作が期待され得る。別の態様では、２０％オーバーヘッドの硬判定ＦＥＣコードが使用され、約８８．１０Ｇｂ／ｓの正味のビットレートの場合、２０．３ｄＢを超えるＯＳＮＲで実質的にエラーフリーの動作が期待される。

図１２は、１０５．７Ｇｂ／ｓのビットレートにおける３２０ｋｍ、６４０ｋｍ、および９６０ｋｍの３つのスパン長についての光路８５０への信号の出射パワーの関数としてのＢＥＲ特性を示す。それぞれの特性は、約２ｄＢｍから約３ｄＢｍまでの出射パワーについて最小のＢＥＲを有する。７％ＦＥＣオーバーヘッドでは、３２０ｋｍの送信距離が達成され得、一方、２０％ＦＥＣオーバーヘッドでは、９６０ｋｍの送信距離が達成され得る。ＡＳＫ信号についてのこの送信能力は、これまで知られておらず、説明される実施形態の予想外に有益な側面である。たとえば、前述のＰＤＭおよび直接検波による４レベルＰＡＭの最大の送信距離は、約１００ｍであった。したがって、図１２に示される結果は、以前の送信距離限界に対して少なくとも約１０００倍の改善であり、少なくとも約１０，０００倍の改善を表すことさえ可能である。そのような結果は、メトロネットワークにおける費用効果がある光送信のための潜在的な利益を明らかに提供する。

代わって図１３では、光送信機１３０５と、光受信機１３１０とを含む、光送信システム例の、１３００と付される実施形態が示される。送信機１３０５は、光路を介して受信機１３１０に変調光信号１３１５を送信するように構成される。光路は、いずれかの特定の種類に限定されるものではないが、いくつかの実施形態では、光ファイバーを含むことができる。レーザー３３０ａおよび３３０ｂに対して説明されたように、レーザー１３３０は、Ｍ個の異なるレベルの間で振幅変調される光信号を供給するように構成される。変調は、コンスタレーション７００Ａ、７００Ｂ、および７００Ｃによって例示されるような信号コンスタレーションを生成する。コンスタレーション制御モジュール１３４０は、たとえば信号コンスタレーションを生成するために光信号１３１５の振幅変調を提供するなど、振幅および／またはレーザー１３３０のレーザー駆動信号のバイアスを制御するように構成される。

送信機１３０５は、フィードバックモジュール１３５０も含む。フィードバックモジュール１３５０は、光信号１３１５の信号コンスタレーションのシンボルスペーシングの量を受信し、シンボルスペーシングの量に応じてレーザー１３３０の駆動信号を調節するために制御モジュール１３４０を調整するように構成される。示される実施形態では、フィードバックモジュール１３５０は、第１の電気信号を制御モジュール１３４０に、第２の電気信号をデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１３６０に供給する。オプションの増幅器１３７０は、ＤＡＣ１３６０の出力を適切なレベルに調整することができる。第１の信号は、たとえばレーザー１３３０の駆動信号に印可されるＤＣバイアスおよび／または信号振幅を変更するために制御モジュール１３４０に指示することができる、バイアス調節および／または振幅信号とすることができる。第２の信号は、たとえばコンスタレーションシンボル間の１つまたは複数のピーク振幅間隔を変更するためにＤＡＣ１３６０に指示することができる、ピーク振幅スペーシング調節信号とすることができる。バイアス／振幅調節信号およびシンボルスペーシング調節信号は、信号コンスタレーションの振幅ピーク間のスペーシングが制御され得るように、たとえば光信号１３１５によって搬送される個々のシンボルの時間スケールで、動的に印可され得る。

いくつかの実施形態では、コンスタレーション振幅ピーク間のスペーシングは、コンスタレーション特性評価モジュール１３３５によって受信機１３１０において決定される。モジュール１３３５は、たとえばコンスタレーション７００Ａの環の間など、少なくとも２つの受信コンスタレーションの振幅ピークの間のスペーシングを決定することができる。図７Ａを参照すると、たとえば、モジュール１３３５は、閉曲線７１０の隣接する対の振幅ピーク間のスペーシング７３０を決定することができる。シンボルコンスタレーションが、図７Ｃに例示されるようなシンボル弧を含む実施形態については、モジュール１３３５は、環７６０などの外挿された閉曲線間のスペーシング７３０を決定することができる。モジュール１３３５は、振幅ピークスペーシング情報をフィードバックモジュール１３５０に通信することができ、その振幅ピークスペーシング情報からフィードバックモジュール１３５０は、制御モジュール１３４０を介するレーザー制御信号の振幅および／またはＤＣバイアスの変更、および／またはＤＡＣ１３６０を介するシンボルスペーシングの変更を指令することができる。そのような実施形態では、シンボルスペーシングは、たとえば光ファイバーなど、信号１３１５が伝搬する送信媒体のいずれかの効果を含むことができる。

たとえばコンスタレーションシンボル間など、振幅ピーク間のスペーシングは、隣接するシンボル間で実質的に等しいことが好ましい。様々な実施形態では、「実質的に等しい」は、シンボルコンスタレーションにおけるピーク振幅間のスペーシングの差異が約１０％未満であることを意味する。いくつかの事例では、スペーシングの差異が約５％以下であることが好ましい場合がある。さらに他の事例では、スペーシングの差異が、約１％以下であることが好ましい場合がある。また、図９Ｂのコンスタレーションにおいて例示されるように、場合によっては、コンスタレーションシンボル、または環は、円形の対称性から実質的に逸脱してもよい。そのような事例では、モジュール１３３５は、たとえば平均スペーシングなど、隣接するシンボル対のピーク振幅間の任意の好適なスペーシングの量を決定するか、または、たとえば楕円など、コンスタレーションシンボルの最良に適合する幾何学モデル間のスペーシングを決定することができる。

図１３の実施形態は、駆動モジュール１３４０の出力に応答して信号１３１５を生成するためにレーザー１３３０を制御する非限定的な例について説明されることに留意されたい。いくつかの他の実施形態では、信号１３１５は、たとえば送信機５１０（図５）または送信機６１０（図６）によって生成され得る。そのような実施形態では、制御モジュール１３４０は、特定の実施形態に適切なように電界吸収型変調器またはＭＺＭを制御することができる。

図１４は、たとえばパルス振幅変調コンスタレーションなど、たとえば受信コンスタレーションのシンボル間の振幅における差を少なくとも部分的に等しくするために、信号１３１５の振幅および／またはＤＣバイアスを調節するための方法１４００の一実施形態を提示する。方法１４００は、たとえば制御モジュール１３４０およびＤＡＣ１３６０によって実行され得る。以下に、示される実施形態に限定するものではないが、図１３に示される機能的エンティティを参照して、方法１４００が説明される。さらに、関連技術の当業者は、示される方法１４００が、本開示の範囲内に留まりつつ、所望の振幅特性をもたらす、さらなるステップを含むことができる、または異なるステップを含むことができることを理解するであろう。

ステップ１４１０では、レーザー制御信号は、たとえば制御モジュール１３４０およびＤＡＣ１３６０によって、レーザーが等間隔のダイビング信号および初期バイアスで駆動されるように、設定される。「等間隔のダイビング信号」によって、レーザー駆動信号が、Ｍ個の異なるレベルを有し、それぞれが、その隣接するレベルからおよそ等間隔であることが意味される。したがって、たとえば、コンスタレーション７００Ａを生成するために、レーザー駆動信号は、たとえばＶ_Ｏ、２Ｖ_Ｏ、３Ｖ_Ｏ、および４Ｖ_Ｏなど、初期レベルＶ_Ｏのおよそ整数倍である４つのレベルを有し得る。初期バイアスは、たとえば約ゼロボルトＤＣなど、任意の値とすることができる。スペーシングは、たとえば（２Ｖ_Ｏ−Ｖ_Ｏ）＝Ｖ_Ｏなど、２つの隣接するシンボル環の間で計算され得る。

ステップ１４２０では、たとえば受信機１３２０による検出後、モジュール１３３５によって、信号コンスタレーションの振幅レベルがおよそ等間隔であるかが決定され得る。振幅がおよそ等間隔であると決定されない場合、その後、方法は、ステップ１４３０に進み、レーザー制御信号の振幅および／またはＤＣバイアスが調節され、かつ／またはＤＡＣのレベルスペーシングが調節される。そのような調節は、たとえばシンボル環の間の一様なスペーシングなど、受信コンスタレーションと所望の振幅特性との間の差を特徴付ける１つまたは複数の信号を、フィードバックモジュール１３５０にモジュール１３３５によって送ることを含むことができる。フィードバックモジュール１３５０は、その後、前述のようにレーザー制御信号の変化をもたらすように動作することができる。方法１４００は、その後、ステップ１４２０に戻り、受信コンスタレーションのシンボル振幅を再度試験する。シンボルコンスタレーションが、所望の方式で、レーザー制御信号の振幅および／またはＤＣバイアスならびにＤＡＣのレベルスペーシングの変化に応答した場合、モジュール１３３５およびフィードバックモジュールは、コンスタレーションシンボルスペーシングの差を漸次およそ等しくするように動作することができる。代わりに、シンボルコンスタレーションが、コンスタレーションシンボルスペーシングにおける差がより大きくなるように応答した場合、モジュール１３３５およびフィードバックモジュール１３５０は、コンスタレーションシンボルスペーシングの差という方式で、レーザー制御信号の振幅および／またはＤＣバイアスを変化させるように動作することができる。

コンスタレーションシンボル間のスペーシングが、たとえば受信機１３２０によって受信されるシンボルストリームのＢＥＲの低減をもたらすレベルなどの、ある閾値に達するとき、方法１４００は、終了状態１４４０に進むことができる。もちろん、モジュール１３３５およびフィードバックモジュール１３５０は、ＢＥＲの所望のレベルを維持することが必要とされるとき、受信シンボルコンスタレーションの監視を継続し、レーザー制御信号の振幅および／またはＤＣバイアスならびにレベルスペーシングを変更するように動作することができる。

図１５は、ＥＡＭによって生成される３２Ｇｂａｕｄの４−ＰＡＭ信号を送信する試験システムの２つの事例についてのＯＳＮＲの関数としてのＢＥＲを示す。第１のＢＥＲ特性１５１０については、たとえばレーザー１３３０など、レーザーは、たとえばコンスタレーション７００Ａの環など、コンスタレーションシンボルの強度を等しくするように制御された。この事例は、図８に示されるＢＥＲ特性と類似している。第２のＢＥＲ特性１５２０については、レーザーは、コンスタレーションシンボル間のスペーシングを等しくするように制御された。これら２つの事例についてのＢＥＲ特性間の比較は、３０ｄＢのＯＳＮＲにおける１０倍のＢＥＲの改善の要因について示しており、送信忠実度を著しく改善し、および／またはより長い送信範囲を可能にすることが期待される。図１１において議論された既に非常に良好な結果を超えてさらに改善する、この結果もまた、これまで知られておらず、説明される実施形態のさらなる予想外に有益な側面を提供する。図１３および１４の実施形態によって提供されるさらなる改善は、ＰＡＭ送信の交信におけるシンボルスペーシングの均等化は、従来の光学技術の範囲外であり、メトロ送信システムにおける最新技術の著しい進歩を表すことを明らかに示している。

本発明の複数の実施形態が、添付の図面において示され、前述の発明を実施するための形態において説明されてきたが、本発明は、開示された実施形態に限定されるものではなく、以下の特許請求の範囲によって記載され定義される本発明から逸脱することなく、多数の再構成、修正、および置換が可能であることが理解されるべきである。

Claims (10)

1. Ｍ個の異なるレベルの間で振幅変調される光信号を供給するように構成される光送信機と、
   光信号を制御するために駆動信号を供給するように構成されるコンスタレーション制御モジュールと、
   光信号のシンボルコンスタレーションの振幅ピーク間のスペーシングの量を受信し、スペーシングの量に応じて光信号を調節するためにコンスタレーション制御モジュールを調整するように構成されるフィードバックモジュールと
   を備える、装置。
2. 光送信機が、駆動信号に応答して光信号を生成するように構成される垂直共振型面発光レーザ（ＶＣＳＥＬ）を備える、請求項１に記載の装置。
3. コンスタレーション制御モジュールとフィードバックコントローラとが、振幅偏移変調シンボルコンスタレーションのシンボル間のスペーシングを実質的に等しくするように構成される、請求項１に記載の装置。
4. 駆動信号が、振幅と、バイアスレベルと、振幅ピークスペーシングとを示す、請求項１に記載の装置。
5. 受信光信号を復調し、そこからシンボルコンスタレーションを生成するように構成される光受信機と、
   シンボルコンスタレーションの振幅ピーク間のスペーシングを決定し、スペーシングの量を提供するように構成されるコンスタレーション特性評価モジュールと
   を備える、装置。
6. 光受信機が、光信号の同相成分と、直角位相成分とを決定するように構成される光ハイブリッドと、局部発振器とを含む、請求項５に記載の装置。
7. シンボルコンスタレーションのそれぞれのシンボルが、同相／直角位相（Ｉ／Ｑ）平面内の閉曲線によって表され、振幅検出器が、閉曲線間のスペーシングを決定する、請求項５に記載の装置。
8. Ｍ個の異なるレベルの間で振幅変調される光信号を供給する光送信機を構成することと、
   光信号を制御するために駆動信号を制御するコンスタレーション制御モジュールを構成することと、
   光信号のシンボルコンスタレーションの振幅ピーク間のスペーシングの量を受信し、スペーシングの量に応じて光信号を調節するためにコンスタレーション制御モジュールを調整するフィードバックモジュールを構成することと
   を備える、方法。
9. コンスタレーション制御モジュールとフィードバックコントローラとが、振幅偏移変調シンボルコンスタレーションのシンボル間のスペーシングを実質的に等しくするように構成される、請求項８に記載の方法。
10. フィードバックモジュールが、コヒーレント光受信機からスペーシングの量を受信するように構成される、請求項８に記載の方法。

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