JP2016158378A - Switching power supply circuit and switching loss suppression method - Google Patents
Switching power supply circuit and switching loss suppression method Download PDFInfo
- Publication number
- JP2016158378A JP2016158378A JP2015034101A JP2015034101A JP2016158378A JP 2016158378 A JP2016158378 A JP 2016158378A JP 2015034101 A JP2015034101 A JP 2015034101A JP 2015034101 A JP2015034101 A JP 2015034101A JP 2016158378 A JP2016158378 A JP 2016158378A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching
- state
- circuit
- switch element
- switch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
本発明は、直列接続されている2個のスイッチ素子を備えたスイッチング電源回路に係る技術に関する。 The present invention relates to a technology related to a switching power supply circuit including two switch elements connected in series.
特許文献1には、ハーフブリッジ型スイッチング電源回路の一例が開示されている。ハーフブリッジ型スイッチング電源回路は、直列接続されている2個のスイッチ素子を備えている。これらスイッチ素子は、一方がオフ状態となった場合に、他方がオン状態となるようにスイッチング動作が制御される。当該スイッチ素子は、トランスに接続されており、そのようなスイッチング動作によってトランスに発生したエネルギーを出力側に供給している。
なお、特許文献2は、軽負荷から定格負荷、重負荷までの広範囲の負荷に対して、高い効率でもって動作でき、かつ、出力応答性に優れたスイッチング電源回路を開示している。特許文献3は、圧電素子を駆動する回路の電力効率の向上を図る技術が開示されている。
Patent Document 2 discloses a switching power supply circuit that can operate with high efficiency with respect to a wide range of loads from a light load to a rated load and a heavy load and that is excellent in output response.
特許文献1に表されているようなスイッチング電源回路において、スイッチ素子のスイッチング動作を高周波化することによって、回路を構成するコイル類やコンデンサ等の回路部品の小型化が図られている。
In a switching power supply circuit as disclosed in
しかしながら、その一方で、スイッチ素子のスイッチング動作を高周波化することにより、次のようなスイッチング損失の問題が大きくなってきている。すなわち、特許文献1では、スイッチ素子は半導体スイッチ素子であり、寄生容量を持つ。スイッチ素子がオン状態からオフ状態に切り換わることにより、当該スイッチ素子の寄生容量の充電が始まり、これにより、スイッチ素子の電圧が上昇し始める。また、スイッチ素子がオフ状態に切り換わることにより、スイッチ素子の通電電流が減少していく。この状態(つまり、スイッチ素子に電圧が印加し、かつ、電流が通電している状態)のために、電力損失(スイッチング損失)が発生する。高周波化すると、スイッチ素子がオフする回数が増加するので、電力損失(スイッチング損失)が増加する。
However, on the other hand, the problem of the following switching loss has been increased by increasing the switching operation of the switch element. That is, in
本発明は上記課題を解決するために考え出された。すなわち、本発明の主な目的は、スイッチング電源回路のスイッチング損失の抑制を図る技術を提供することにある。 The present invention has been devised to solve the above problems. That is, a main object of the present invention is to provide a technique for suppressing a switching loss of a switching power supply circuit.
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源回路は、
直列接続されている2個のスイッチ素子と、
それらスイッチ素子の一方がオフ状態となった場合に、他方がオン状態となるように、前記スイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、
前記制御回路の制御動作に基づいて、オン状態からオフ状態に切り換え制御された前記スイッチ素子の寄生容量の充電を促進する充電回路と
を備えている。
In order to achieve the above object, the switching power supply circuit of the present invention comprises:
Two switch elements connected in series;
A control circuit for controlling the switching operation of the switch element such that when one of the switch elements is turned off, the other is turned on;
And a charging circuit that promotes charging of the parasitic capacitance of the switch element that is controlled to be switched from the on state to the off state based on the control operation of the control circuit.
また、本発明のスイッチング損失抑制方法は、
直列接続されている2個のスイッチ素子の一方がオフ状態となった場合に、他方がオン状態となるように、前記スイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御回路の制御動作を検知し、
前記スイッチ素子の一方がオン状態からオフ状態に切り換え制御されたことを検知した場合に、当該スイッチ素子の寄生容量の充電を促進する。
Further, the switching loss suppressing method of the present invention is
When one of the two switch elements connected in series is turned off, the control operation of the control circuit that controls the switching operation of the switch element is detected so that the other is turned on.
When it is detected that one of the switch elements is controlled to be switched from the on state to the off state, charging of the parasitic capacitance of the switch element is promoted.
本発明によれば、スイッチング電源回路のスイッチング損失の抑制を図ることができる。 According to the present invention, it is possible to suppress the switching loss of the switching power supply circuit.
以下に、本発明に係る実施形態を図面を参照しながら説明する。 Embodiments according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
<第1実施形態>
図1は、本発明に係る第1実施形態のスイッチング電源回路の回路構成を簡略化して表す回路図である。第1実施形態のスイッチング電源回路1は、2個のスイッチ素子3,4と、制御回路5と、充電回路6とを備えている。
<First Embodiment>
FIG. 1 is a circuit diagram showing a simplified circuit configuration of the switching power supply circuit according to the first embodiment of the present invention. The switching
スイッチ素子3,4は、直列に接続されている。これら各スイッチ素子3,4は、例えば半導体スイッチ素子であり、それぞれ、寄生容量(内部容量)7,8を持つ。
The
制御回路5は、それらスイッチ素子3,4の一方がオフ状態となった場合に、他方がオン状態となるようにスイッチ素子3,4のスイッチング動作を制御する機能を備えている。
The
充電回路6は、制御回路5の制御動作に基づいて、オン状態からオフ状態に切り換え制御されたスイッチ素子3(あるいはスイッチ素子4)の寄生容量7(あるいは寄生容量8)の充電を促進する回路構成を備えている。
The charging circuit 6 is a circuit that promotes charging of the parasitic capacitance 7 (or the parasitic capacitance 8) of the switch element 3 (or the switch element 4) that is controlled to be switched from the on state to the off state based on the control operation of the
この第1実施形態のスイッチング電源回路1は、充電回路6を備え、当該充電回路6によって、オン状態からオフ状態に切り換え制御されたスイッチ素子3,4の寄生容量7,寄生容量8の充電を促進できる。これにより、当該スイッチング電源回路1は、スイッチ素子3,4がオン状態からオフ状態に切り換わる際のスイッチング損失を抑制できるという効果を得ることができる。
The switching
この効果を図2を利用して説明する。図2は、スイッチング電源回路1の回路動作を表す信号や電圧等の波形図である。この図2に表されている信号S3は、制御回路5がスイッチ素子3をスイッチング制御するためにスイッチ素子3に供給する信号の一例である。信号S4は、制御回路5がスイッチ素子4をスイッチング制御するためにスイッチ素子4に供給する信号の一例である。
This effect will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a waveform diagram of signals, voltages, and the like representing the circuit operation of the switching
ここで、充電回路6が設けられていないと仮定する。この場合に、信号S3,S4によってスイッチ素子3,4がスイッチング制御されると、例えば、スイッチ素子3には、図2における実線の波形V2で表されるような電圧が印加し、点線の波形I2で表されるような電流が通電する。
Here, it is assumed that the charging circuit 6 is not provided. In this case, when the
つまり、スイッチ素子3がオン状態からオフ状態に切り換え制御された場合に、スイッチ素子3の寄生容量7の充電が開始され、スイッチ素子3には電圧V2が発生し始める。一方、スイッチ素子3に通電する電流I2は徐々に減少する。このような電圧V2と電流I2によって、スイッチ素子3をオフ状態に切り換えた場合に、図2におけるハッチング領域Mで表されるようなスイッチング損失(電力損失)が発生する。
That is, when the
これに対し、この第1実施形態では、スイッチング電源回路1は充電回路6を備え、スイッチ素子3,4がオフ状態に切り換え制御された場合に、充電回路6によって、スイッチ素子3,4の寄生容量7,8の充電を促進することができる。この充電回路6による寄生容量7,8の充電促進によって、例えば、スイッチ素子3には、図2における実線の波形V1に表されるような電圧が発生する。つまり、スイッチ素子3がオフ状態に切り換え制御された場合に、スイッチ素子3の電圧V1が急激に立ち上がり、これに伴い図2の点線の波形I1に表されるようにスイッチ素子3の通電電流I1が急激に減少する。これにより、スイッチ素子3に電圧V1が発生し、かつ、電流I1が通電している状態となることが抑制され、スイッチング損失が削減される(図2における電圧V2と電流I2に因る領域Mがほぼ無くなる)。スイッチ素子4に関しても同様であり、スイッチ素子4がオフ状態に切り換え制御された場合に、スイッチ素子4に電圧が発生し、かつ、電流が通電している状態となることが抑制され、スイッチング損失が削減される。よって、第1実施形態のスイッチング電源回路1は、スイッチング損失を抑制できる。
On the other hand, in the first embodiment, the switching
<第2実施形態>
以下に、本発明に係る第2実施形態を説明する。
Second Embodiment
The second embodiment according to the present invention will be described below.
図3は、第2実施形態のスイッチング電源回路の主要な回路構成を表す回路図である。第2実施形態のスイッチング電源回路20は、ハーフブリッジ型のスイッチング電源回路である。このスイッチング電源回路20は、トランス21と、入力回路22と、出力回路23と、制御回路24と、充電回路25とを備えている。
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a main circuit configuration of the switching power supply circuit according to the second embodiment. The switching
トランス21の一次側に入力回路22が接続され、トランス21の二次側に出力回路23が接続されている。入力回路22は、2個のスイッチ素子Q1,Q2を有している。これらスイッチ素子Q1,Q2は、FET(Field Effect Transistor(電界効果トランジスタ))である。これにより、スイッチ素子Q1,Q2は、それぞれ、内部構造による寄生容量(内部容量)CQ1,CQ2と寄生ダイオード(内部ダイオード)DQ1,DQ2を持つ。
An
スイッチ素子Q1,Q2は、スイッチ素子Q1のソース側とスイッチ素子Q2のドレイン側とが接続される態様でもって直列に接続されている。これらスイッチ素子Q1,Q2の直列接続回路に並列に入力コンデンサC1が接続されている。さらに、スイッチ素子Q1,Q2の直列接続回路には、コンデンサC2,C3の直列接続回路が並列に接続されている。スイッチ素子Q1,Q2の接続部は、インダクタンスL1を介してトランス21の一次コイルの一端側に接続されている。トランス21の一次コイルの他端側は、コンデンサC2,C3の接続部に接続されている。
The switch elements Q1 and Q2 are connected in series so that the source side of the switch element Q1 and the drain side of the switch element Q2 are connected. An input capacitor C1 is connected in parallel to the series connection circuit of the switch elements Q1 and Q2. Further, a series connection circuit of capacitors C2 and C3 is connected in parallel to the series connection circuit of the switch elements Q1 and Q2. The connection part of the switch elements Q1, Q2 is connected to one end side of the primary coil of the
トランス21の二次コイルに接続されている出力回路23は、トランス21の二次コイルから出力されたエネルギーを整流平滑し、当該整流平滑した電圧を出力部OUTから負荷(図示せず)に出力する機能を備えている。この第2実施形態では、出力回路23は、そのような機能を実現できれば、その回路構成は限定されず、適宜な回路構成を採用してよい。ここでは、出力回路23の回路構成の説明は省略する。
The
充電回路25はスイッチ素子Q3を有している。このスイッチ素子Q3もスイッチ素子Q1,Q2と同様にFET素子であり、当該スイッチ素子Q3のドレイン側には、ダイオードD1,D2のカソード側がそれぞれ接続されている。ダイオードD1のアノード側にはダイオードD3のカソード側が接続され、ダイオードD2のアノード側にはダイオードD4のカソード側が接続されている。ダイオードD3,D4のアノード側はスイッチ素子Q3のソース側に接続されている。ダイオードD2,D4の接続部は、トランス21の一次コイルの一端側に接続され、ダイオードD1,D3の接続部は、トランス21の一次コイルの他端側に接続されている。
The charging
制御回路24は、スイッチ素子Q1,Q2,Q3のゲート側に接続されており、スイッチ素子Q1,Q2,Q3のスイッチング動作を制御する回路構成を備えている。図4は、スイッチング電源回路20の回路動作を表すタイムチャートである。この図4に表される波形Q1は制御回路24からスイッチ素子Q1のゲートに印加される信号波形の一例を表している。波形Q2は制御回路24からスイッチ素子Q2のゲートに印加される信号波形の一例を表している。波形Q3は制御回路24からスイッチ素子Q3のゲートに印加される信号波形の一例を表している。
The
制御回路24は、例えば、次に述べるようにスイッチング動作するようにスイッチ素子Q1,Q2を制御する。すなわち、スイッチ素子Q1,Q2は、図4における波形Q1,Q2に表されるように、一方がオフ状態であるとき、他方がオン状態となる。また、スイッチ素子Q1,Q2は予め設定された周期でもってオフ状態からオン状態に切り換わる。さらに、スイッチ素子Q1,Q2は、出力回路23から負荷に供給される出力電圧Voutと予め定められた設定電圧Vsとの差分に応じて、出力電圧Voutが設定電圧Vsに安定化するように、オン状態である期間(オン期間)の長さが変動する。
For example, the
さらに、図4における波形Q3に表されるように、制御回路24は、スイッチ素子Q1,Q2がそれぞれオン状態からオフ状態に切り換わるタイミングでもって、オフ状態からオン状態に切り換わるようにスイッチ素子Q3をスイッチング制御する。さらにまた、この第2実施形態では、制御回路24は、スイッチ素子Q1,Q2がオン状態に切り換わるタイミングでもってオン状態からオフ状態に切り換わるようにスイッチ素子Q3をスイッチング制御する。
Further, as represented by a waveform Q3 in FIG. 4, the
なお、スイッチ素子Q1,Q2,Q3を上記のようにスイッチング制御する回路構成には様々な回路構成が有り、ここでは、制御回路24は、何れの回路構成を採用してもよく、その説明は省略する。
There are various circuit configurations for switching control of the switching elements Q1, Q2, and Q3 as described above. Here, the
この第2実施形態のスイッチング電源回路20は上記のように構成されている。次に、このスイッチング電源回路20における入力回路22と充電回路25の回路動作を図4〜図6を利用して説明する。
The switching
例えば、スイッチ素子Q1がオン状態であり、スイッチ素子Q2がオフ状態である場合に、スイッチ素子Q1がオフ状態に切り換えられると(図4における時間t1)、スイッチ素子Q1,Q2が両方共にオフ状態となる。また、スイッチ素子Q1がオフ状態に切り換えられると共に、スイッチ素子Q3がオン状態に切り換えられる。この時、スイッチ素子Q1の寄生容量CQ1には電荷が蓄積されていない状態であり、スイッチ素子Q2の寄生容量CQ2は電荷が蓄積されている充電状態である。 For example, when the switch element Q1 is on and the switch element Q2 is off, when the switch element Q1 is switched to the off state (time t1 in FIG. 4), both the switch elements Q1 and Q2 are off. It becomes. Further, the switch element Q1 is switched to the off state, and the switch element Q3 is switched to the on state. At this time, the parasitic capacitance C Q1 of the switching element Q1 is a state where no charge is accumulated, the parasitic capacitance C Q2 of the switching element Q2 is a state of charge charge is accumulated.
上記のようなスイッチ素子Q1,Q3の切り換えによって、入力回路22と充電回路25には、図5に表されるような電流IMが通電する。つまり、電流IMは、入力コンデンサC1からスイッチ素子Q1の寄生容量CQ1→インダクタンスL1→ダイオードD2→スイッチ素子Q3→ダイオードD3→コンデンサC3を通って入力コンデンサC1に戻る経路でもって通電する。この電流IMの通電によって、スイッチ素子Q1の寄生容量CQ1に電荷が蓄積されていき、当該寄生容量CQ1が充電される。
By switching the switching elements Q1, Q3 as mentioned above, the
図4に表される波形VQ1は、スイッチ素子Q1のドレイン−ソース間電圧VQ1を表している。上記のようなスイッチ素子Q1の寄生容量CQ1の充電によって、図4における時間t1から時間t2までの期間における波形VQ1のように、スイッチ素子Q1のドレイン−ソース間電圧VQ1は上昇する。これに伴い、図4における波形IQ1で表されるドレイン−ソース間を通電する電流IQ1は減少する。 A waveform V Q1 shown in FIG. 4 represents the drain-source voltage V Q1 of the switch element Q1. By charging the parasitic capacitance C Q1 of the switch element Q1 as described above, the drain-source voltage V Q1 of the switch element Q1 rises like a waveform V Q1 in the period from time t1 to time t2 in FIG. Along with this, the current IQ1 that flows between the drain and source represented by the waveform IQ1 in FIG. 4 decreases.
また、電流IMがコンデンサC3から入力コンデンサC1に通電する途中で、電流IMの一部Imが分流し、当該電流Imは、スイッチ素子Q2の寄生ダイオードDQ2を通ってインダクタンスL1に流れる経路でもって通電する。この電流Imの通電によって、スイッチ素子Q2の寄生容量CQ2の電荷が放電する。これにより、図4において波形VQ2で表されるように、スイッチ素子Q2のドレイン−ソース間電圧VQ2は低下する。なお、図4における波形IQ2はドレイン−ソース間を通電する電流IQ2の波形を表している。 Further, while the current I M is energized from the capacitor C3 to the input capacitor C1, a part I m of the current I M is shunted, and the current I m passes through the parasitic diode D Q2 of the switch element Q2 to the inductance L1. It is energized by the flowing path. By energization of the current I m, the charge of the parasitic capacitance C Q2 of the switching element Q2 discharges. As a result, the drain-source voltage V Q2 of the switch element Q2 decreases as represented by the waveform V Q2 in FIG. Note that a waveform IQ2 in FIG. 4 represents the waveform of the current IQ2 that flows between the drain and the source.
その後、制御回路24からスイッチ素子Q2に、当該スイッチ素子Q2をオン状態にする信号Q2が加えられると(時間t3)、スイッチ素子Q2の寄生ダイオードDQ2に僅かに電流が通電する。そして、スイッチ素子Q2のドレイン−ソース間電圧VQ2がゼロボルトの状態で、スイッチ素子Q2がオン状態になる。このように、スイッチ素子Q2がオン状態に切り換えられると共に、スイッチ素子Q3がオン状態からオフ状態に切り換えられる。
Thereafter, the switching element Q2 from the
然る後に、スイッチ素子Q2がオン状態からオフ状態に切り換えられると(時間t4)、スイッチ素子Q1,Q2が両方共にオフ状態となる。また、スイッチ素子Q2がオフ状態に切り換えられると共に、スイッチ素子Q3がオン状態に切り換えられる。この時、スイッチ素子Q1の寄生容量CQ1には電荷が蓄積されている充電状態であり、スイッチ素子Q2の寄生容量CQ2は電荷が蓄積されていない状態である。 Thereafter, when the switch element Q2 is switched from the on state to the off state (time t4), both the switch elements Q1 and Q2 are turned off. Further, the switch element Q2 is switched to the off state, and the switch element Q3 is switched to the on state. At this time, the parasitic capacitance C Q1 of the switching element Q1 is a state of charge electric charges are accumulated, the parasitic capacitance C Q2 of the switching element Q2 is a state where no charge is stored.
上記のようなスイッチ素子Q2,Q3の切り換えによって、入力回路22と充電回路25には、図6に表されるような電流INが通電する。つまり、電流INは、入力コンデンサC1からコンデンサC2→ダイオードD1→スイッチ素子Q3→ダイオードD4→インダクタンスL1→スイッチ素子Q2の寄生容量CQ2を通って入力コンデンサC1に戻る経路でもって通電する。この電流INの通電によって、スイッチ素子Q2の寄生容量CQ2に電荷が蓄積されていき、当該寄生容量CQ2が充電される。これにより、図4における時間t4から時間t5までの期間における波形VQ2に表されるように、スイッチ素子Q2のドレイン−ソース間電圧VQ2は上昇する。これに伴い、図4における波形IQ2で表されるドレイン−ソース間を通電する電流IQ2は減少する。
By switching the switching elements Q2, Q3 as mentioned above, the
また、電流INがインダクタンスL1からスイッチ素子Q2の寄生容量CQ2に通電する途中で、電流INの一部Inが分流し、当該電流Inは、スイッチ素子Q1の寄生ダイオードDQ1を通ってコンデンサC2に向う経路でもって通電する。この電流Inの通電によって、スイッチ素子Q1の寄生容量CQ1の電荷が放電する。これにより、図4における時間t4から時間t5までの期間に表されるように、スイッチ素子Q1のドレイン−ソース間電圧VQ1は低下する。 Further, in the course of current I N is energized inductance L1 in the parasitic capacitance C Q2 of the switching element Q2, flow part I n of the current I N min, the current I n is the parasitic diode D Q1 of the switching element Q1 It is energized through a path through to the capacitor C2. By energization of the current I n, the charge of the parasitic capacitance C Q1 of the switching element Q1 is discharged. As a result, the drain-source voltage V Q1 of the switch element Q1 decreases as shown in the period from time t4 to time t5 in FIG.
その後、制御回路24からスイッチ素子Q1に、当該スイッチ素子Q1をオン状態にする信号Q1が加えられると(時間t6)、スイッチ素子Q1の寄生ダイオードDQ1に僅かに電流が通電する。そして、スイッチ素子Q1のドレイン−ソース間電圧VQ1がゼロボルトの状態で、スイッチ素子Q1がオン状態になる。このように、スイッチ素子Q1がオン状態に切り換えられると共に、スイッチ素子Q3がオン状態からオフ状態に切り換えらえる。
Thereafter, the switching element Q1 from the
この第2実施形態のスイッチング電源回路20は、充電回路25を備え、当該充電回路25によって、オン状態からオフ状態に切り換え制御されたスイッチ素子Q1,Q2の寄生容量CQ1,CQ2の充電を促進できる。すなわち、図7には、スイッチ素子Q1の寄生容量CQ1の充電電圧に応じたドレイン−ソース間電圧VQ1と、ドレイン−ソース間に通電する電流IQ1との波形例が表されている。また、図7には、比較例として、充電回路25が設けられていない場合におけるスイッチ素子Q1のドレイン−ソース間電圧Vq1と、ドレイン−ソース間に通電する電流Iq1との波形例も表されている。図7における波形VQ1,Vq1の比較によっても分かるように、スイッチ素子Q1がオン状態からオフ状態に切り換えられた場合に(時間t1)、充電回路25によって、スイッチ素子Q1の寄生容量CQ1は、充電回路25が無い場合に比べて、急激に充電される。また、これにより、スイッチ素子Q1がオン状態からオフ状態に切り換えられた場合にスイッチ素子Q1のドレイン−ソース間の通電電流IQ1が急激に減少する。これにより、スイッチング電源回路20は、スイッチ素子Q1がオン状態からオフ状態に切り換えられた場合に、スイッチング素子Q1において、電圧VQ1が印加し、かつ、電流IQ1が通電している状態が発生することを抑制できる(図7における領域Pを参照)。このため、第2実施形態のスイッチング電源回路20は、図7におけるハッチング領域Mにて表されるような電圧Vq1と電流Iq1に因るスイッチング損失を非常に小さく抑制することができる。
The switching
スイッチ素子Q2がオン状態からオフ状態に切り換えられた場合においても上記同様であり、スイッチング電源回路20は、スイッチ素子Q2でのスイッチング損失をも非常に小さく抑制できる。
The same applies to the case where the switch element Q2 is switched from the on state to the off state, and the switching
よって、スイッチング電源回路20は、スイッチ素子Q1,Q2のスイッチング損失を抑制でき、回路効率の向上を図ることができる。また、充電回路25の回路構成は簡素であることから、スイッチング電源回路20は、部品点数の大幅な増加を抑えつつ、上記のようなスイッチング損失を抑制できるという効果を得ることができる。さらに、充電回路25を設けても、スイッチング電源回路20は、スイッチ素子Q1,Q2のゼロボルトスイッチングを実現している。
Therefore, the switching
<その他の実施形態>
なお、この発明は第1や第2の実施形態に限定されず、様々な実施形態を採り得る。例えば、第2実施形態では、充電回路25は、スイッチ素子Q3とダイオードD1〜D4とを有して構成されている。これに代えて、充電回路25は、図8に表されるように、スイッチ素子Q4,Q5により構成されてもよい。
<Other embodiments>
In addition, this invention is not limited to 1st or 2nd embodiment, Various embodiment can be taken. For example, in the second embodiment, the charging
この図8に表される充電回路25では、スイッチ素子Q4,Q5は、FET素子である。スイッチ素子Q4のソース側がトランス21の一次コイルの一端側に接続され、スイッチ素子Q5のソース側がトランス21の一次コイルの他端側に接続されている。また、スイッチ素子Q4,Q5のドレイン側同士が接続されている。これらスイッチ素子Q4,Q5のゲートは、それぞれ、制御回路24に接続されており、スイッチ素子Q4,Q5は、制御回路24によって、スイッチング動作が制御される。例えば、制御回路24は、第2実施形態における充電回路25のスイッチ素子Q3がオンするタイミングと同様なタイミングでもってオンするようにスイッチ素子Q4,Q5を制御する。また、制御回路24は、第2実施形態における充電回路25のスイッチ素子Q3がオフするタイミングと同様なタイミングでもってオフするようにスイッチ素子Q4,Q5を制御する。
In the charging
図8における充電回路25を採用することは、充電回路25を構成する素子の数を削減できる。また、ダイオードではなく、FET素子により構成するので、充電回路25は、第2実施形態における充電回路25よりも導通損失を小さくすることができる。
Adopting the charging
1,20 スイッチング電源回路
3,4,Q1,Q2,Q3,Q4,Q5 スイッチ素子
5,24 制御回路
6,25 充電回路
7,8,CQ1,CQ2 寄生容量
1,20 switching
Claims (5)
それらスイッチ素子の一方がオフ状態となった場合に、他方がオン状態となるように、前記スイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、
前記制御回路の制御動作に基づいて、オン状態からオフ状態に切り換え制御された前記スイッチ素子の寄生容量の充電を促進する充電回路と
を備えているスイッチング電源回路。 Two switch elements connected in series;
A control circuit for controlling the switching operation of the switch element such that when one of the switch elements is turned off, the other is turned on;
A switching power supply circuit comprising: a charging circuit that promotes charging of a parasitic capacitance of the switch element that is controlled to be switched from an on state to an off state based on a control operation of the control circuit.
前記各スイッチ素子は、前記トランスの一次コイル側に設けられ、
前記充電回路は、当該充電回路と、オン状態からオフ状態に切り換え制御された前記スイッチ素子の寄生容量と、前記トランスの一次コイル側に設けられている入力コンデンサとを通る経路でもって電流を通電させ、前記入力コンデンサに蓄積されているエネルギーを利用して、オフ状態に切り換え制御された前記スイッチ素子の寄生容量の充電を促進する請求項1に記載のスイッチング電源回路。 A transformer,
Each of the switch elements is provided on the primary coil side of the transformer,
The charging circuit energizes a current through a path that passes through the charging circuit, the parasitic capacitance of the switch element that is controlled to be switched from an on state to an off state, and an input capacitor provided on the primary coil side of the transformer. 2. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein charging of the parasitic capacitance of the switch element controlled to be switched to an off state is promoted using energy stored in the input capacitor.
前記スイッチ素子の一方がオン状態からオフ状態に切り換え制御されたことを検知した場合に、当該スイッチ素子の寄生容量の充電を促進するスイッチング損失抑制方法。 When one of the two switch elements connected in series is turned off, the control operation of the control circuit that controls the switching operation of the switch element is detected so that the other is turned on.
A switching loss suppression method for promoting charging of a parasitic capacitance of a switch element when it is detected that one of the switch elements is controlled to be switched from an on state to an off state.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015034101A JP2016158378A (en) | 2015-02-24 | 2015-02-24 | Switching power supply circuit and switching loss suppression method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015034101A JP2016158378A (en) | 2015-02-24 | 2015-02-24 | Switching power supply circuit and switching loss suppression method |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016158378A true JP2016158378A (en) | 2016-09-01 |
Family
ID=56826857
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015034101A Pending JP2016158378A (en) | 2015-02-24 | 2015-02-24 | Switching power supply circuit and switching loss suppression method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2016158378A (en) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000262070A (en) * | 1999-03-10 | 2000-09-22 | Sanken Electric Co Ltd | Power converter |
-
2015
- 2015-02-24 JP JP2015034101A patent/JP2016158378A/en active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000262070A (en) * | 1999-03-10 | 2000-09-22 | Sanken Electric Co Ltd | Power converter |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6586912B2 (en) | Bidirectional DC / DC converter | |
US10581318B2 (en) | Resonant converter including capacitance addition circuits | |
US7535733B2 (en) | Method of controlling DC-to-DC converter whereby switching control sequence applied to switching elements suppresses voltage surges at timings of switch-off of switching elements | |
JP5991078B2 (en) | Switching power supply | |
JP2007215259A (en) | Drive circuit and switching regulator using the same | |
JP6340299B2 (en) | Switch driving circuit and switching power supply device using the same | |
JP6883489B2 (en) | converter | |
JP6559081B2 (en) | Power converter | |
JP2013169057A (en) | Switching power-supply circuit | |
KR102005881B1 (en) | DC to DC Converting System | |
JP5866920B2 (en) | Switching device and control method thereof | |
JP6902963B2 (en) | converter | |
JP2007043852A (en) | Method, program, and circuit for controlling dc-dc converter | |
WO2019039488A1 (en) | Converter | |
JP2007295709A (en) | Switching power supply | |
US11258441B2 (en) | Drive circuit | |
CN111183574A (en) | Switch driving circuit | |
KR20190064962A (en) | DC to DC Converting System | |
CN110326200B (en) | Switch control device | |
JP6461043B2 (en) | Double-end insulated switching power supply device and control method thereof | |
JP2016158378A (en) | Switching power supply circuit and switching loss suppression method | |
JP2018085873A (en) | Switching power supply device of zero-volt switching system | |
KR102077825B1 (en) | Boost converter | |
JP3761558B2 (en) | Switching power supply circuit and control method used for the switching power supply circuit | |
JP6366558B2 (en) | Switching power supply |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20180115 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20181030 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20181031 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20181226 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20190514 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20200107 |