JP2016134854A - 無線通信装置および無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】ＧＦＤＭ伝送技術において、ＧＦＤＭ伝送パラメータを柔軟に変化させうる適応的なサブキャリア帯域幅を実現する無線通信装置を提供する。【解決手段】要求する通信品質レベルの異なる複数のサブシステムにデータを伝送するマルチキャリア伝送システムの送信のための送信機３０００は、サブシステムに対応する送信データを、それぞれ、送信シンボルに変調する変調処理部１００と、変調された信号を、サブシステムの要求する通信品質レベルに応じて伝送のためのサブキャリアに対応する周波数時間領域のデータブロック構造に変換し、サブキャリアのグループに分配するスケジューラ・マルチプレクサ３２０と、複数のデータブロック構造に対して、パルス整形の後に、対応するサイズの逆フーリエ変換をそれぞれ実行するためのＧＦＤＭパルス整形部３３０．ｊｋおよびＩＦＦＴ部３４０．ｊとを備える。【選択図】図９

Description

本発明は、無線通信装置および無線通信システムの構成に関し、より特定的には、各ユーザに要求される通信品質に個別に適応する多重化伝送技術に関する。

現在では、移動通信は、世界中で人々の日常生活に必須のものとなっている。

将来は、さらに、あらゆる人とモノが無線でインターネットにつながり、移動通信の重要度は、ますます増大するものと予想される。

移動通信技術は、第三世代（３Ｇ）移動通信システムから、スマートフォン等の普及に伴い、より高速な伝送速度を低遅延かつ高効率に提供できるＬＴＥ（Long Term Evolution）のサービスが普及するようになっている。現在では、さらに、急激に増加する無線アクセスの通信量（トラフィック）に対応するために、ＬＴＥをさらに発展させた第４世代（４Ｇ）といえるＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄが、展開されようとしている。

さらに、今後は、大スクリーンの無線装置や革新的なサービスの増加、ならびに、モバイル端末のユーザがますます増加することで、無線周波数スペクトル対する大きな需要はこの不足をより厳しいものにしている。さらに、サービスは、今後、さらに多様化すると予想される。

このような新しい市場傾向は、来る第五世代（５Ｇ）モバイルネットワークの必要性をさらに高めるような先例のない挑戦的な必要条件を課することになる。

５Ｇについての最近公表された白書（たとえば、非特許文献１）によれば、５Ｇに関して最もハイ・レベルなターゲットは、さらなるシステム大容量化、データ伝送速度の高速化、極めて多数の端末の接続性、伝送遅延の低減、そして経済性、エネルギー効率性、ならびに頑強性ということになる。

５Ｇシステムは、今日のネットワークより、桁違いに大きな通信量を管理しなければならない。

５Ｇのネットワークは、ＬＴＥと比較して、均一なユーザの体感品質（ＱｏＥ）を提供するために、今日展開されているシステムよりも、より高いデータ伝送速度を提供しなければならない。より高いデータ伝送速度とは別に、１ミリ秒未満の低遅延時間の実現は将来のクラウドサービスに必要である。これはＬＴＥにおける、現状の５ミリ秒の待ち時間に対して、大きな改善が必要なことを意味する。

次世代ネットワークは、ＩｏＴ（Internet of Things）のために、クラウドサービスおよび機械型デバイスの接続性を支持するネットワークに、膨大な数のデバイスが同時に接続されることを許容しなければならない。

より高い周波数帯の利用は、より広い帯域幅の使用が可能になり、より高いデータ伝送速度を可能にする。

これらの周波数帯の使用は、これらの拡張を達成することができる新しい無線アクセス技術（ＲＡＴ：Radio Access Technology）を要求する。その結果、より高い周波数帯およびＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａのさらなる進化のために、５Ｇ無線アクセスについては、特別に設計した新しい技術の組合せが要求される。

マルチキャリアＲＡＴの設計に対する比較的新しい考え方として、一般化周波数分割多重化(ＧＦＤＭ：Generalized Frequency Division Multiplexing)技術が検討されている（たとえば、特許文献１、非特許文献２、非特許文献３、非特許文献４を参照）。

ＧＦＤＭは、ブロック毎に分割しフィルターバンクを用いるマルチキャリア送信に基づいた方式であり、各ブロックの送信データが時間および周波数領域で分配され、各サブキャリアは、調整可能なパルス整形フィルタで整形されたパルス形状を有する。

欧州特許公開ＥＰ２２００２４４号公報

ドコモ５Ｇホワイトペーパー ２０２０年以降の５Ｇ無線アクセスにおける要求条件と技術コンセプト、株式会社ＮＴＴドコモ、２０１４年９月 G. Fettweis, M. Krondorf and S. Bittner, "GFDM - General Frequency Division Multiplexing", in Proceedings of IEEE 69th Vehicular Technology Conference (VTC Spring’09)， 26-29 April 2009. R. Datta et al., "Interference Cancellation in Generalized Frequency Division Multiplexing", in the proceedings of IEEE VTC Fall 2012. R. Datta et al., "Generalized Frequency Division Multiplexing in Cognitive Radios", in the proceedings of EUSIPCO 2012.

しかしながら、上述したように、多様化するサービスに対応するためには、モバイルネットワーク上の異なるサービスを提供するために、伝送パラメータの柔軟性が強く要請される。

しかしながら、ＧＦＤＭ伝送パラメータを柔軟に変化させうる適応的なサブキャリア帯域幅の技術を、以下にシステムに実装すべきかについては、必ずしも、明確となっていないのが現状である。

本発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、ＧＦＤＭ伝送技術において、ＧＦＤＭ伝送パラメータを柔軟に変化させうる適応的なサブキャリア帯域幅を実現する無線通信装置および無線通信システムを提供することである。

この発明の１つの局面に従うと、通信要件の異なる複数のサブシステムにデータを伝送するマルチキャリア伝送システムの送信のための無線通信装置であって、サブシステムに対応する送信データを、それぞれ、送信シンボルに変調する変調手段と、変調された信号を、サブシステムの要求する通信要件に応じて伝送のためのサブキャリアに対応する周波数時間領域のデータブロック構造に変換し、サブキャリアのグループに分配する第１のスケジューラ手段と、複数のデータブロック構造に対して、パルス整形の後に、対応するサイズの逆フーリエ変換をそれぞれ実行するための第１の波形変換手段と、逆フーリエ変換された信号を同時に送出するための送信手段とを備える。

好ましくは、第１の波形変換手段は、一般化周波数分割多重化方式によりサブキャリア毎に波形を整形する第１の波形整形手段と、波形整形後のサブキャリアの信号を逆フーリエ変換するための逆フーリエ変換手段と、逆フーリエ変換後の信号をパラレルシリアル変換するパラレルシリアル変換手段とを含む。

好ましくは、第１のスケジューラ手段による、データブロック構造への変換するための条件を指定するためのシステムパラメータ制御手段をさらに備える。

この発明の他の局面に従うと、通信要件の異なる複数のサブシステムにデータを伝送するマルチキャリア伝送システムの受信のための無線通信装置であって、マルチキャリア伝送により伝送された信号を受信するための受信手段と、サブシステムに対応する受信データを、それぞれ、サブシステムに対応するサブキャリアのグループごとに、フーリエ変換して周波数領域の信号とし、サブキャリアごとにパルス整形するための第２の波形変換手段と、波形整形手段の出力に対して、パラレルシリアル変換を実行して、それぞれ、サブシステムごとのデータ構造に変換する第２のスケジューラ手段と、第２のスケジューラ手段からの出力をそれぞれ復調して、サブシステムに対応するデータを生成する復調手段とを備える。

好ましくは、第２の波形変換手段は、受信手段からの信号をシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換手段と、パラレル変換された信号にフーリエ変換処理を実行するためのフーリエ変換手段と、フーリエ変換された信号に対して、一般化周波数分割多重化方式によりサブキャリア毎に波形を整形する第２の波形整形手段と、を含む。

好ましくは、第２の波形整形手段は、キャリア間干渉をキャンセルするための干渉キャンセル手段を含む。

好ましくは、第２のスケジューラ手段による、データ構造への変換するための条件を指定するためのシステムパラメータ制御手段をさらに備える。

この発明のさらに他の局面に従うと、通信要件の異なる複数のサブシステムにデータを伝送するマルチキャリア伝送システムのための無線通信システムであって、送信機を備え、送信機は、サブシステムに対応する送信データを、それぞれ、送信シンボルに変調する変調手段と、変調された信号を、サブシステムの要求する通信品質レベルに応じて伝送のためのサブキャリアに対応する周波数時間領域のデータブロック構造に変換し、サブキャリアのグループに分配する第１のスケジューラ手段と、複数のデータブロック構造に対して、パルス整形の後に、対応するサイズの逆フーリエ変換をそれぞれ実行するための第１の波形変換手段と、逆フーリエ変換された信号を送出するための送信手段とを含み、受信機をさらに備え、受信機は、マルチキャリア伝送により伝送された信号を受信するための受信手段と、サブシステムに対応する受信データを、それぞれ、サブシステムに対応するサブキャリアのグループごとに、フーリエ変換して周波数領域の信号とし、サブキャリアごとにパルス整形するための第２の波形変換手段と、波形整形手段の出力に対して、パラレルシリアル変換を実行して、それぞれ、サブシステムごとのデータ構造に変換する第２のスケジューラ手段と、第２のスケジューラ手段からの出力をそれぞれ復調して、サブシステムに対応するデータを生成する復調手段とを含む。

本発明によれば、ＧＦＤＭ伝送技術において、適応的にＧＦＤＭ伝送パラメータを柔軟に変化させることが可能となる。

将来のモバイルネットワークにおいて想定される多様なサービスの概念を説明するための図である。 ＧＦＤＭ通信方式の送信機１０００の構成を説明するための機能ブロック図である。 ＧＦＤＭ通信方式の受信機２０００の構成を説明するための機能ブロック図である。 ｋ番目のサブキャリアに対するキャリア間干渉を説明するための概念図である。 干渉キャンセラユニット２６０の構成を説明する図である。 ＧＦＤＭＴｘブロック２６０４の構成を説明する図である。 両側のシリアルな干渉除去によるＧＦＤＭシステムのＢＥＲパフォーマンスを示す図である。 図７で使用したシミューレーション・パラメータを示す図である。 本実施の形態の送信機３０００の構成を説明するための図である。 図９のシステムで使用される送信信号の時間周波数ダイヤグラムを表わす図である。 本実施の形態の受信機４０００の構成を説明するための図である。 適応的なサブキャリア帯域幅を備えたＧＦＤＭ送信のシミュレーション結果を示す図である。

以下、本発明の実施の形態の無線通信システムについて、図に従って説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。

以下に説明するとおり、本実施の形態の無線通信システムは、一般化周波数分割多重化（ＧＦＤＭ）通信方式を採用するものである。

図１は、将来のモバイルネットワークにおいて想定される多様なサービスの概念を説明するための図である。

図１に示されるように、将来のモバイルネットワークでは、低データレートの機器間（Ｍ２Ｍ：machine-to-machine）サービスおよびリアルタイム・リモート・コントロールのような小型パケットサービスから、より豊富なコンテンツサービス（高解像度のビデオ・ストリーミング、拡張現実およびタッチ・インターネット）まで、広範囲にわたるサービスがモバイルネットワーク上で提供されると予想される。

このように、今後、モバイルネットワークでは、総通信量が大きく増加するだけでなく、時間、場所、アプリケーション、デバイスの方に依存して、さらに、通信量の要求には、さらにさまざまなバリエーションが生まれると予想される。

（ＧＦＤＭ通信方式による送信機および受信機の構成とキャリア間干渉除去）
上述した非特許文献３（R. Datta et al., “Interference Cancellation in Generalized Frequency Division Multiplexing“, in the proceedings of IEEE VTC Fall 2012.）には、ＧＦＤＭ通信方式による送信機および受信機の構成とキャリア間干渉除去について詳しく論じられている。

以下では、本実施の形態の構成および動作を説明する前提として、非特許文献３の記載を参照しつつ、説明する。

（送信機の構成）
図２は、ＧＦＤＭ通信方式の送信機１０００の構成を説明するための機能ブロック図である。

図２を参照して、変調処理部１００は、送信するデータを変調し、ＫＭ個の複素データシンボルのシーケンスに分割する。

個々のそのようなシーケンスｄ［ｌ］（ｌ＝０，…，（ＫＭ−１））は、シリアルパラレル変換部１０２により、送信用のために、Ｋ個のサブキャリアとＭ個のタイムスロットに分配される。

このようにして分配されたデータは、ブロック構造によって、以下のように表わすことができる。

ここで、複素数であるｄ_k［ｍ］は、ｋ番目のサブキャリアで、ｍ番目のタイムスロット中で送信されるデータシンボルである。

したがって、送信機１０００では、各サブキャリアに対応して、Ｋ個の同様の処理系統から構成される。

送信機１０００のこのようなｋ番目の処理系統に注目すると、複素数データシンボルｄ_k［ｍ］（ｍ＝０，…，Ｍ−１）は、アップサンプリング処理部１１０．ｋにより、Ｎ倍にアップサンプリングされて以下の式で表される信号に変換される：

ここでδ[・]はディラック関数である。
従って、以下の式が成り立つ。

続いて、フィルタ処理部１１２．ｋは、フィルタ長さＬ（≦Ｍ）のパルス整形フィルタｇ［ｎ］（ｎ＝０，…，（ＬＮ−１））を、データシーケンスｄ^N _k［ｎ］に適用する。

ここで、フィルタリングによる伝送レートの低下は、以下の公知文献１に記述されるテイルバイティング技術およびそれに続くディジタル・サブキャリアアップコンバートにより回避される。

公知文献１：G. Fettweis, M. Krondorf, and S. Bittner, ”Gfdm - Generalized Frequency Division Multiplexing,” in Vehicular Technology Conference, 2009. VTC Spring 2009 IEEE 69th， april 2009， pp. 1 -4．
したがって、サブキャリアアップコンバータ１１４．ｋから出力されるサブキャリア送信信号ｘ_k[ｎ]は、以下のように表現することができる。

ここで、○内にＸの記号は、巡回畳込を表示し、ｗ^knは、以下のように表される

Ｎは、サブキャリアの各々のパルス波形に必要なアップサンプリングファクタであり、この実施の形態においては、Ｎ＝Ｋとする。

式（１）と同様に、送信信号ｘ_k[ｎ]も、以下のようなブロック構造で表現することができる。

その後、加算器１２０は、サブキャリア信号を全て加算することにより、データ・ブロックＤの送信信号を、以下のように生成する

その後、ＤＡ変換器１３０が、加算器１２０からの送信信号をアナログ信号に変換し、変換後の送信信号が、アンテナ１４０より送信チャネル上に送出される。

以上を参照すると、Ｍ＝１および矩形パルス波形整形が適用される場合、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：orthogonal frequency-division multiplexing）は、ＧＦＤＭの特殊なケースと見なすことができる。

サイクリックプレフィックス（ガードインターバル）が付加されたシングルキャリア送信は、別の特殊なケースである、ここでは、Ｋ＝１であり、また、フィルタに制限はない。

従って、ＯＦＤＭおよび単一の搬送波伝送が送信の２つの特別のモードとして含まれると考えられるので、ＧＦＤＭは、周波数分割多重化を一般化した技術と見なすことができる。
（受信機の構成）
図３は、ＧＦＤＭ通信方式の受信機２０００の構成を説明するための機能ブロック図である。

受信機２０００のアンテナ２００で受信された信号は、ＡＤ変換器２１０でデジタル信号に変換される。ＡＤ変換後の受信信号は、ｙ[n]として表示されるものとする。

送信側の構成に対応して、受信側でも以下のような各サブキャリアに対応した、Ｋ個の同様の処理系統から構成される。ここでは、各系統は、ｋにより区別する。

サブキャリアダウンコンバータ２３０．ｋによりデジタルダウンコンバージョンの後に得られるサブキャリア受信信号は、以下のように表現されるものとする。

フィルタ処理部２３２．ｋが、受信機整合フィルタｇ［ｎ］により畳み込み演算をした後に、信号は以下のように定義されるものとする。

したがって、サブキャリアダウンコンバータ２３０．ｋおよびフィルタ処理部２３２．ｋによる処理は、それぞれ、以下の式（６）および式（７）に示される。

フィルタ処理部２３２．ｋの出力は、上記のとおり、以下の式で表される。

ダウンサンプリング処理部２３４．ｋが、フィルタ処理部２３２．ｋの出力を、ダウンサンプリングすることにより、以下の式で表現されるダウンサンプリング受信データシンボルが得られる。

このダウンサンプリングは、以下のような処理である。

このダウンサンプリング後において、パラレルシリアル変換器２４０によりシリアル系列に変換した後に、復調処理部２５０が復調することで、受信ビット系列が得られる。

図３に示すように、さらに、キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter-Carrier Interferences）を除去するために、干渉キャンセラユニット２６０を設けてもよい。後に説明するように、干渉キャンセラユニット２６０の出力は、反転器２６２で反転されて、加算器２２０において、ＡＤ変換後の受信信号ｙ[n]に加算される。

このようなキャリア間干渉の除去処理は、以下に説明するような複数回のサブキャリア干渉除去反復処理として構成される。

ｉをサブキャリア干渉除去反復処理の回数インデックスとするとき、ｉ回目のサブキャリア干渉除去反復時におけるキャンセル信号z⁽ⁱ⁾[n]がどのような値となるかは、以下に説明するような干渉除去の方式に依存する。

干渉除去の対象とするサブキャリアに対し、隣接したサブキャリアに起因するＩＣＩを除去し検波するのに必要な処理は、以下に説明するような１回の「サブキャリア干渉除去処理」の反復処理として記述される。

信号中のすべてのサブキャリア上で干渉除去処理を行なうことは「１回の反復」として定義される。

ｉ回目のサブキャリア干渉除去反復において、受信信号から干渉を除去（減算）する手続きは、以下のように与えられる。

（干渉キャンセラ）
ＧＦＤＭでは、周期的なパルス整形フィルタによりサブキャリア間の直交性が失われる。

従って、ＯＦＤＭと比較すると、ＧＦＤＭでは、ＢＥＲ（ビット誤り率）特性を劣化させる自己干渉が生じる。

ルートレイズドコサイン（ＲＲＣ）フィルタが、送信および受信の際に使用される場合、隣接したサブキャリアが干渉を起こし、その結果ＩＣＩを引き起こす。

図４は、ｋ番目のサブキャリアに対するキャリア間干渉を説明するための概念図である。

図４に示されるように、ｋ番目のサブキャリア上のデータは、周波数領域において、隣接したサブキャリア上のデータによって干渉される。

隣接キャリアによるこの自己干渉は、ＧＦＤＭのＢＥＲ特性が、何ら干渉除去処理を行わない場合、ＯＦＤＭより劣ることの根本的な理由である。

図５は、干渉キャンセラユニット２６０の構成を説明する図である。

ダウンサンプリング処理部２３４．ｋからの各サブキャリアの受信データシンボルｄ⁽ⁱ⁾ _k[ｍ]ハット（以下、変数Ｘの上部に＾が付された場合、これをＸハットと呼ぶ）が、干渉キャンセラユニット２６０に供給される。

サブキャリア干渉除去反復処理における除去すべきサブキャリア信号を制御する干渉除去サブキャリアセレクタの２６０２の処理に依存して、ｉ回目のサブキャリア干渉除去反復におけるキャンセル信号ｚ⁽ⁱ⁾[n]が、ＧＦＤＭ Ｔｘブロック２６０４で、後に説明する手順で算出される。反転器２６２および加算器２２０により、キャンセル信号ｚ⁽ⁱ⁾[ｎ]が受信信号ｙ［ｎ］から減算される。

以下では、基本的なシリアル干渉除去処理と、両側のシリアル干渉除去処理について簡単に説明する
（基本的シリアル干渉除去）
基本的なシリアル干渉除去の処理手順は、以下に説明するように、あるサブキャリアに対するキャリア間干渉を除去するために、２段階の処理を実行する。

すなわち、基本的なシリアル干渉除去の手続きでは、まず第１に、Ｋ回のサブキャリア干渉除去反復が、隣接するサブキャリアから、連続的に干渉を除去するために実行される。

ｉ＝ｋであるサブキャリア干渉除去反復では、（ｋ−１）番目のサブキャリアによるＩＣＩが除去され、ｋ番目のサブキャリアが復調処理部２５０により復調検知される。なお、ここで、サブキャリアは、Ｋを法としてインデックスされているものとする。したがって、ｋ＝１に対して、ｋ−１＝Ｋであり、ｋ＝Ｋに対して、ｋ＋１＝１である。

干渉除去サブキャリアセレクタ２６０２は、干渉キャンセル信号ｚ⁽ⁱ⁾[ｎ]を構築するためにＧＦＤＭ Ｔｘブロック２６０４に、以下の式で表される受信シンボルの部分集合を渡す。

その間に、干渉除去サブキャリアセレクタ２６０２の内部では、上述した受信シンボルの部分集合｛ｄ⁽ⁱ⁾ _k[ｍ]ハット｝_KXMを、コンステレーショングリッド上にマップし、（ｋ−１）番目の行のみが、基本的シリアル干渉除去のスケジュールに対して、非ゼロの要素を有する以下の式で表される信号を取得する。

図６は、ＧＦＤＭ Ｔｘブロック２６０４の構成を説明する図である。

図６に示されたように、干渉除去サブキャリアセレクタ２６０２において、以下に示される信号が得られるとする。

この信号は、ＧＦＤＭ Ｔｘブロック２６０４内において、アップサンプラ２６０４．１によりアップアンプルされ、フィルタ処理部２６０４．２により、サンプリングされたレスポンスｇ［ｎ］を備えたパルス整形フィルタでフィルタリングされ、アップコンバータ２６０４．３によりディジタル・サブキャリア・アップコンバートされる。

そして、生成される干渉キャンセル信号ｚ⁽ⁱ⁾[ｎ]は、以下のようになる。

さらに、反転器２６２および加算器２２０により、ｚ⁽ⁱ⁾[ｎ]は、受信信号ｙ［ｎ］から減算され、信号ｙ⁽ⁱ⁾［ｎ］ハットが得られる。

この処理は、ｋ番目のサブキャリアのデータシンボルから（ｋ−１）番目のサブキャリアの妨げる影響を取り除くことになる。

干渉成分が除去（減算）された信号は、サブキャリアダウンコンバータ２３０．ｋ、フィルタ処理部２３２．ｋおよびダウンサンプリング処理部２３４．ｋによるデジタル処理により、サブキャリアダウンコンバートされ、サンプリングされたレスポンスのパルス整形フィルタでフィルタリングされ、ダウンサンプルされて、ｋ番目のサブキャリアの受信データシンボルが得られる。

この手続きは、以下のように表現される。

ｋ番目のサブキャリア上のキャリア間干渉は除去され、このプロセスはすべてのサブキャリアに対して終了するまで実行される。

このような干渉の除去は、ｋ＝１番目のサブキャリアから開始される。

これに対して、Ｋ番目のサブキャリアが最初に検知される。

その後、第１のサブキャリア干渉除去反復では、Ｋ番目のサブキャリアからのキャリア間干渉ＩＣＩは１番目のサブキャリアから除去され、ｋ＝１番目のサブキャリアが検知される。

次のサブキャリア干渉除去反復では、１番目のサブキャリアによるキャリア間干渉ＩＣＩは、第２のサブキャリアから除去され、次に、検知が実行される。このように、干渉除去の手順は継続する。

上記のような手続きは、先行するサブキャリアのキャリア間干渉の影響を緩和する。

次に、第２に、後続するサブキャリアによるキャリア間干渉を除去するために、別のＫ回のサブキャリア干渉除去反復が、ｉ＝Ｋ＋１，…，２Ｋおよびｋ＝２Ｋ−ｉについて、実行される。

今回は、キャンセル信号ｚ⁽ⁱ⁾[ｎ]は、（ｋ＋１）番目のサブキャリアから構成される。

これは次の方程式によって説明される。

この場合もキャンセル信号ｚ⁽ⁱ⁾[ｎ]は、合成受信信号ｙ［ｎ］から減算され、先行するｋ番目のサブキャリア上のデータシンボルは、式（１０）〜（１２）と同様の手続きによりデコードされる。

ただし、このような基本的シリアル干渉除去方法では、シミュレーションの結果、ＩＣＩを完全に相殺することはできず、ＢＥＲ特性では、ＧＤＦＭパフォーマンスは、理論的なＯＦＤＭカーブに比べて、約１ｄＢ悪い。

（両サイドシリアル干渉キャンセル）
次に、両隣のサブキャリアからの干渉が同時に除去される技術について説明する。

ここで、ｋ番目のサブキャリアが干渉除去の対象であるとするとき、（ｋ−１）番目のサブキャリアのデータおよび（ｋ−１）番目のサブキャリアのデータは、以下の式で表される。

上述した「基本的シリアル干渉除去」と同様にして、データｄ⁽ⁱ⁾ _k-1[ｍ]ハットと、データｄ⁽ⁱ⁾ _k+1[ｍ]は、干渉除去サブキャリアセレクタ２６０２中の検知部によりコンステレーショングリッドにマップされ、以下の信号が得られる。

干渉キャンセラユニットにおいて、データ行列｛ｄ^(i),e _k[ｍ]ハット｝_KXMは、（ｋ−１）番目および（ｋ＋１）番目の行がゼロでない要素を有する。

その後、これはＧＦＤＭ Ｔｘブロック２６０４に送られる。

ＧＦＤＭ Ｔｘブロック２６０４では、干渉キャンセル信号ｚ⁽ⁱ⁾[ｎ]は以下のように得られる。

その後、信号ｚ⁽ⁱ⁾[ｎ]は、合成受信信号ｙ［ｎ］から減算され、 式（８）に示されるように、信号ｙ⁽ⁱ⁾［ｎ］ハットが得られる。

このような手続きにより、（ｋ−１）番目および（ｋ＋１）番目のサブキャリアからのキャリア間干渉を緩和する。

干渉が除去された信号ｙ⁽ⁱ⁾［ｎ］ハットは、図６に示した、サブキャリアダウンコンバータ２３０．ｋ、フィルタ処理部２３２．ｋおよびダウンサンプリング処理部２３４．ｋによるデジタル処理により、サブキャリアダウンコンバートされ、サンプリングされたレスポンスのパルス整形フィルタでフィルタリングされ、ダウンサンプルされて、ｋ番目のサブキャリアの受信データシンボルが得られる。

このプロセスは以下のように表現することができる。

（ｋ＋１）番目のサブキャリアからの干渉を除去するために、最も最近のサブキャリア干渉除去反復からのデータシンボルが使用される。

この手続きでは、最初に、Ｋ個のサブキャリアは、検知部によりすべて復調検知される。

その後、ｉ＝１番目のサブキャリア干渉除去反復では、両方の隣接したＫ番目と２番目のサブキャリアの双方によるキャリア間干渉（ＩＣＩ）は、サブキャリアは１番目のサブキャリアから除去される。ＩＣＩが除去された１番目のサブキャリアは、復調検知される。

次のサブキャリア干渉除去反復では、干渉が除去された１番目のサブキャリアおよび干渉の影響のある３番目のサブキャリアが、２番目のサブキャリアのＩＣＩを除去するために使用される。

このようにして、干渉除去処理手順は、同様にして、すべてのサブキャリアに対して継続される。

図７は、両側のシリアルな干渉除去によるＧＦＤＭシステムのＢＥＲ特性を示す図である。

図８は、図７で使用したシミューレーション・パラメータを示す図である。

図７に示されるＢＥＲ特性に明らかなように、両サイドシリアル干渉除去の方式は、近隣のサブキャリアからのキャリア間干渉を緩和し、ＢＥＲ特性は理論的なＯＦＤＭのＢＥＲ特性に漸近する。

図８では、１６ＱＡＭのスキームの場合には、両サイドシリアル干渉キャンセラが、完全にＩＣＩを取り消すために３回の反復処理を行った場合、理論的な白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）環境下でのＢＥＲ曲線とほぼ同等の特性を実現することを示している。

両サイドシリアル干渉除去方式では、２つの隣接したサブキャリアだけが検知され、続いて、干渉キャンセル信号が構成されて、これらの隣接した２つのサブキャリアによって導入されるキャリア間干渉をすべて除去する。

両サイドシリアル干渉除去方式では、干渉が除去されたｋ番目のサブキャリアは、次のサブキャリア上の干渉を評価するために使用され、このような手続きが連続的に行われる。
（実施の形態）
以下、以上説明したようなＧＦＤＭ通信方式による送信機および受信機の構成とキャリア間干渉除去の技術を前提として、本実施の形態について、説明する。
（ロバストな無線アクセスのためのアプローチ）
従来から使用されているＯＦＤＭ技術は、効率的な等化が可能であり、周波数選択性のある通信路に対して非常にロバストであるが、それは、次世代の柔軟な波形設計に適していない。

これは、キャリア周波数オフセットがある状態では、ＯＦＤＭのサブキャリアの直交性が崩れ干渉が生じ、ＯＦＤＭシステムの全体を非常に脆弱なものにしてしまうことが一因である。

したがって、ＯＦＤＭは、キャリア・オフセットのような周波数同期誤差、（ユーザの移動による）ドップラー周波数広がりなどに高度に敏感である。

送信機と受信機の間の局部発振器周波数の差によって生ずるキャリア周波数オフセットは、受信機において周波数同期アルゴリズムによって補正される。ドップラー周波数広がりは、ユーザの移動等により生じる。

キャリア同期アルゴリズムは、１つのキャリア・オフセットに同期しようとするので、それがドップラー周波数広がりの影響をも同時に除去するのは非常に難しい。

サブキャリア間の直交性は、これらの周波数オフセットの障害によって破壊され、またキャリア間干渉をもたらしてしまう。

以下に説明するようにＧＦＤＭ伝送方式を適応的に使用することで、このような問題を回避できる。
（適応的なサブキャリア帯域幅の実装）
図９は、本実施の形態の送信機３０００の構成を説明するための図である。

図９においては、送信機３０００は、異なるサブキャリアにわたって、複数ユーザを同時にサポートするものとする。

また、図１０は、図９のシステムで使用される送信信号の時間周波数ダイヤグラムを表す図である。

図１０では、例示として、サブキャリアが３つのサブシステムに対する３つのグループに分割されている。

サブシステム１、サブシステム２およびサブシステム３は、たとえば、それぞれ、異なる種類のサービスに対応しているものとする。サブシステム１〜３のいずれの時間周波数ダイヤグラムにおいても、最初のＴgiの期間は、サイクリックプレフィックス（ガードインターバル）期間である。

それに引き続いて、各サービスで必要となるデータ伝送速度等に応じて、それぞれのサブシステムに対応して、異なるフレーム期間が設定され、データ区間の長さＴfi（ｉ＝１，２，３）、および、サブキャリアの周波数間隔Δｆsci（ｉ＝１，２，３）も異なっている。

このように、対応するサブシステムごとに異なる送信信号の時間周波数ダイヤグラム（伝送パラメータ）を設定することで、各サービスに対応して、適応的に、ＧＦＤＭ伝送パラメータを柔軟に変化させることができる。

ここで、図１０に示されるような時間周波数ダイヤグラムで表される信号を送信する場合、サブキャリア間の非直交性は、シンボル時間が均一でないことから容易に読み取れる。したがって、このような送信信号をＯＦＤＭ通信方式で送信することは困難である。

これに対して、上述したようなＧＦＤＭ通信方式を利用すると、以下の説明するように、このような通信を実現することが可能である。

もっとも、図１０のような構成でも、必ずしも、すべてのサブキャリアが非直交になるとは限らない。その周波数が他のサブキャリアの整数倍であるいくつかのサブキャリアは、互いに直交する。

（送信機の構成）
図９に戻って、送信機３０００では、異なるサブキャリア帯域幅を有する（上述した各サブシステムに対応する）サブキャリアの異なるグループを送信の対象とすることになる。

ここでは、サブシステムがＳ個であるものとする。

図９を参照して、各サブシステムに対応して、変調処理部１００に相当する機能を有し、データを変調するためのシンボルマッパ３００．１〜３００．Ｓが設けられる。特に限定されないが、たとえば、変調方式としては、ＱＡＭを用いることができる。

シンボルマッパ３００．１〜３００．Ｓからの出力は、各サブシステムに対応するデータごとに、スケジューラ・マルチプレクサ３２０において、シリアルパラレル変換されて、式（１）に相当するデータブロック構造へと変換される。

ここで、スケジューラ・マルチプレクサ３２０は、システムパラメータ制御部３１０からの指示に基づいて、システムに要求されるサービスの種類等に応じて、図１０に示すような時間周波数ダイヤグラムとなるように、データブロック構造への変換を制御する。

システムパラメータ制御部３１０は、たとえば、予めシステム内で利用されるサービスとそれに必要なデータブロック構造の情報とを対応付けて記憶するテーブルを有していてもよいし、あるいは、上位レイヤからの指示により、データブロック構造への変換を制御する構成であってもよい。

スケジューラ・マルチプレクサ３２０から出力された第ｊ番目（ｊ＝１〜Ｓ）のデータブロックは、第ｊ番目のサブシステムに対応しており、ＧＦＤＭパルス整形部３３０．ｊｋによりＧＦＤＭ通信方式の波形整形処理が行われる。

すなわち、第ｊ番目のデータブロックは、Ｋj個のサブキャリアに対応しているものとする。そして、第ｊ番目のデータブロックはＭ個のタイムスロットに対応するものとする。

第ｊ番目のデータブロックのｋ番目のサブキャリアに対応するＧＦＤＭパルス整形部３３０．ｊｋ（ｋ＝１〜Ｋj）では、図２のアップサンプリング処理部１１０．ｋおよびフィルタ処理部１１２．ｋに相当する処理が実行され、Ｎ倍にアップサンプリングされた後に、パルス整形フィルタｇ［ｎ］によるフィルタ処理が実行される。

ＧＦＤＭパルス整形部３３０．ｊｋからの出力は、サブシステムに対応して設けられる逆フーリエ変換部（以下、ＩＦＦＴ部）３４０．ｊに入力され、逆フーリエ変換された後に、パラレルシリアル変換部３５０．ｊによりシリアル信号に変換される。すなわち、ＩＦＦＴのサイズは、サブシステムで要求される条件により変化することになる。ここで、図２におけるサブキャリアアップコンバータ１１４．ｋのセットおよび加算器１２０の組み合わせが、ＩＦＦＴ部３４０．ｊおよびＰ／Ｓ変換部３５０の組み合わせに相当することになる。

したがって、この条件により、ＩＦＦＴ処理で有効となる活性なサブキャリアの個数を変更できるように構成されているものとする。また、以上のようにＩＦＦＴ部３４０．ｊ等が、サブシステムごとに設けられる構成となっており、サブシステム毎に帯域幅が可変で設定でき、サブシステム毎にサブキャリア間隔を可変に設定でき、あるいは、サブシステム毎に異なるフレーム期間を同期させることも可能となる。

各逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）処理は、同じサンプリング周期の使用して、全システムの帯域幅を処理する。各ＩＦＦＴ処理の中で、サブキャリアの数は、Ｋ₁、Ｋ₂、Ｋ₃…などとして表示され、特に限定されないが、より大きい番号は、より狭いサブキャリア帯域幅を生成するものとする。

各サブキャリアのグループの周波数帯がオーバーラップしないように、異なるグループにおいて活性なサブキャリアの選択が行われる。

パラレルシリアル変換部３５０．ｊから出力された信号には、対応するＣＰ付加部３６０．ｊにより、サイクリックプレフィックスＣＰ（ガードインターバル）の付加が行われ、デジタルサブキャリアアップコンバージョン部３７０．ｊにより、アップコンバージョン処理が実行される。

ＣＰが付加された時間領域の信号は、全てのデータブロックについて、加算器３８０で加算される。これにより、フレキシブルなベースバンド信号の生成が可能となる。

加算器３８０からの信号は、ＤＡ変換された後、必要であれば、所望の周波数帯にさらにアップコンバートされて、送信アンテナ（図示せず）から送出される。

（受信機の構成）
図１１は、本実施の形態の受信機４０００の構成を説明するための図である。

受信アンテナ（図示せず）から受信された信号は、ＡＤ変換された後、分配器４００により、各サブシステムに対応した第ｊ番目（ｊ＝１〜Ｓ）の系統に送られる。

たとえば、第ｊ番目の系統では、デジタルサブキャリアダウンコンバージョン部４１０．ｊにより、ダウンコンバージョン処理が実行される。

デジタルサブキャリアダウンコンバージョン部４１０．ｊの出力は、対応するＣＰ除去部４２０．ｊにより、サイクリックプレフィックスＣＰ（ガードインターバル）の除去が行われる。

続いて、対応するシリアルパラレル変換部４３０．ｊによりパラレル信号に変換された後に、ＦＦＴ部４４０．ｊによりフーリエ変換処理が行われて、時間領域から周波数領域への変換が行われる。図３において、加算器２２０とサブキャリアダウンコンバータ２３０．ｋとの間に存在する分岐、およびの組み合わせが、シリアルパラレル変換部４３０．ｊおよびＦＦＴ部４４０．ｊの組み合わせに相当する。

フーリエ変換後の信号は、各サブキャリア毎に、ＧＦＤＭパルス整形部４５０．ｊｋ（ｋ＝１〜Ｋj）では、図３のフィルタ処理部２３２．ｋおよびダウンサンプリング処理部２３４．ｋに相当する処理が実行され、パルス整形フィルタｇ［ｎ］によるフィルタ処理がされた後に、Ｎ倍のダウンサンプリング処理が実行される。図３におけるフィルタ処理部２３２．ｋとダウンサンプリング処理部２３４．ｋとが、ＧＦＤＭパルス整形部４５０．ｊｋに相当する。

ダウンサンプリングされた信号は、スケジューラ・デマルチプレクサ４７０において、サブシステムごとに対応するデータ構造に基づき、パラレルシリアル変換され、スケジューラ・デマルチプレクサ４７０から出力された第ｊ番目（ｊ＝１〜Ｓ）のデータブロックは、シンボルマッパ４８０．１〜４８０．Ｓのうちのシンボルマッパ４８０．ｊにより復調処理がされて、対応するサブシステムの受信信号に変換される。

ここで、スケジューラ・デマルチプレクサ４７００は、システムパラメータ制御部４６０からの指示に基づいて、システムに要求されるサービスの種類等に応じて、図１０に示すような時間周波数ダイヤグラムとなるように、データブロック構造への変換を制御する。システムパラメータ制御部４６０についても、その制御のための構成は、システムパラメータ制御部３１０と同様であるものとする。また、送信側のシステムパラメータ制御部３１０と受信側のシステムパラメータ制御部４６０は、互いに協調するか、若しくは予め設定するなどして、同一のシステムパラメータ情報を有するものとする。

また、各ｊ番目の系統のＧＦＤＭパルス整形部４５０．ｊｋ（ｋ＝１〜Ｋj）においては、図示しない干渉キャンセラユニットにより、キャリア間干渉の除去処理が実行されるものとする。このような干渉除去処理の手順は、図３を用いて説明した概念を適用してもよい。干渉キャンセラユニットには、ＧＦＤＭパルス整形部４５０．ｊｋ（ｋ＝１〜Ｋj）より出力された各サブキャリア信号が入力され、干渉除去サブキャリアセレクタにより干渉除去対象のサブキャリアに応じた選択がなされた後、ＧＦＤＭ Ｔｘにより干渉サブキャリアのレプリカが生成され、これが干渉キャンセラユニット出力となる。この干渉サブキャリアレプリカ信号は、対応する系統（ｊ番目）のＣＰ除去部４２０．ｊからの出力信号より除去（減算）され、対応する系統（ｊ番目）のＳ／Ｐ変換部４３０．ｊに再び入力される。上記の処理を、同様に反復処理してもよい。
（性能評価）
図１２は、適応的なサブキャリア帯域幅を備えたＧＦＤＭ送信のシミュレーション結果を示す図である。また、本発明の技術によるＩＣＩ除去の効果も併せて評価した。

適応的なサブキャリア帯域幅を備えたＧＦＤＭを実装すると、受信側で干渉キャンセラユニットによって緩和すべきキャリア間干渉が生じる。

図１２には、基本的なＧＦＤＭ送信方式のＢＥＲが示されている。

適応的なサブキャリア帯域幅を備えたＧＦＤＭは、干渉キャンセラを有するGFDMと比較すると、BER特性の劣化（赤線で示す）が見られる。

本発明によるサブキャリアを適応的に変化させたＧＦＤＭ方式（ＡＳＣ−ＧＦＤＭ）では、受信機側で干渉除去処理を行うと（ＡＳＣ−ＧＦＤＭ with ＩＣと表示）、ＢＥＲの性能は著しく改善しているのがわかる。

ＢＥＲ特性は、ＡＷＧＮチャネルの従来のＯＦＤＭよりまだわずかに劣るものの、システムがサブキャリア帯域幅の選択でより柔軟になったことを考慮すると、ＢＥＲの性能の劣化は許容することができる程度であると考えられる。

以上説明したように、送信信号を、複数のサブキャリアをグループに分けて使用するＧＦＤＭ方式に従ってパルス整形した信号を逆フーリエ変換して送信することで、サービス（サブシステム）ごとに柔軟に伝送パラメータを変化させた通信を実現することが可能となる。

受信側で、キャリア間干渉除去処理を実行することで、ＢＥＲの劣化を最小限としつつ、上記のような伝送パラメータを柔軟に変化させうる適応的な通信を実現することが可能である。

なお、以上の説明では、パルス整形は、ＧＦＤＭ通信方式に対応して実行されるものとしたが、たとえば、ＦＢＭＣ（Filter Bank based Multicarrier）方式によるパルス整形処理を実行してもよい。ＦＢＭＣ方式については、たとえば、以下の文件に開示がある。

公知文献：特開２０１１−１７２０１３号公報
今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。

３００．１〜３００．Ｓ シンボルマッパ、３１０ システムパラメータ制御部、３２０ スケジューラ・マルチプレクサ、３３０．１１〜３３０．ＳＫs ＧＦＤＭパルス整形部、３４０．１〜３４０．Ｓ ＩＦＦＴ部、３５０．１〜３５０．Ｓ パラレルシリアル変換部、３６０．１〜３６０．Ｓ ＣＰ付加部、３７０．１〜３７０．Ｓ デジタルサブキャリアアップコンバージョン部、３８０ 加算器、４００ 分配器、４１０．１〜４１０．Ｓ デジタルサブキャリアダウンコンバージョン部、４２０．１〜４２０．Ｓ ＣＰ除去部、４３０．１〜４３０．Ｓ シリアルパラレル変換部、４４０．１〜４４０．Ｓ ＦＦＴ部、４５０．１１〜４５０．ＳＫs ＧＦＤＭパルス整形部、４６０ システムパラメータ制御部、４７０ スケジューラ・デマルチプレクサ、４８０．１〜４８０．Ｓ シンボルマッパ。

Claims (8)

1. 通信要件の異なる複数のサブシステムにデータを伝送するマルチキャリア伝送システムの送信のための無線通信装置であって、
   前記サブシステムに対応する送信データを、それぞれ、送信シンボルに変調する変調手段と、
   変調された前記信号を、前記サブシステムの要求する通信要件に応じて伝送のためのサブキャリアに対応する周波数時間領域のデータブロック構造に変換し、サブキャリアのグループに分配する第１のスケジューラ手段と、
   前記複数のデータブロック構造に対して、パルス整形の後に、対応するサイズの逆フーリエ変換をそれぞれ実行するための第１の波形変換手段と、
   逆フーリエ変換された信号を同時に送出するための送信手段とを備える、無線通信装置。
2. 前記第１の波形変換手段は、
   一般化周波数分割多重化方式によりサブキャリア毎に波形を整形する第１の波形整形手段と、
   波形整形後のサブキャリアの信号を逆フーリエ変換するための逆フーリエ変換手段と、
   逆フーリエ変換後の信号をパラレルシリアル変換するパラレルシリアル変換手段とを含む、請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記第１のスケジューラ手段による、前記データブロック構造への変換するための条件を指定するためのシステムパラメータ制御手段をさらに備える、請求項１または２記載の無線通信装置。
4. 通信要件の異なる複数のサブシステムにデータを伝送するマルチキャリア伝送システムの受信のための無線通信装置であって、
   前記マルチキャリア伝送により伝送された信号を受信するための受信手段と、
   前記サブシステムに対応する受信データを、それぞれ、前記サブシステムに対応するサブキャリアのグループごとに、フーリエ変換して周波数領域の信号とし、サブキャリアごとにパルス整形するための第２の波形変換手段と、
   前記波形整形手段の出力に対して、パラレルシリアル変換を実行して、それぞれ、前記サブシステムごとのデータ構造に変換する第２のスケジューラ手段と、
   前記第２のスケジューラ手段からの出力をそれぞれ復調して、前記サブシステムに対応するデータを生成する復調手段とを備える、無線通信装置。
5. 前記第２の波形変換手段は、
   受信手段からの信号をシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換手段と、
   パラレル変換された信号にフーリエ変換処理を実行するためのフーリエ変換手段と、
   フーリエ変換された信号に対して、一般化周波数分割多重化方式によりサブキャリア毎に波形を整形する第２の波形整形手段と、を含む、請求項４記載の無線通信装置。
6. 前記第２の波形整形手段は、キャリア間干渉をキャンセルするための干渉キャンセル手段を含む、請求項５記載の無線通信装置。
7. 前記第２のスケジューラ手段による、前記データ構造への変換するための条件を指定するためのシステムパラメータ制御手段をさらに備える、請求項４〜６のいずれか１項に記載の無線通信装置。
8. 通信要件の異なる複数のサブシステムにデータを伝送するマルチキャリア伝送システムのための無線通信システムであって、
   送信機を備え、前記送信機は、
   前記サブシステムに対応する送信データを、それぞれ、送信シンボルに変調する変調手段と、
   変調された前記信号を、前記サブシステムの要求する通信品質レベルに応じて伝送のためのサブキャリアに対応する周波数時間領域のデータブロック構造に変換し、サブキャリアのグループに分配する第１のスケジューラ手段と、
   前記複数のデータブロック構造に対して、パルス整形の後に、対応するサイズの逆フーリエ変換をそれぞれ実行するための第１の波形変換手段と、
   逆フーリエ変換された信号を送出するための送信手段とを含み、
   受信機をさらに備え、前記受信機は、
   前記マルチキャリア伝送により伝送された信号を受信するための受信手段と、
   前記サブシステムに対応する受信データを、それぞれ、前記サブシステムに対応するサブキャリアのグループごとに、フーリエ変換して周波数領域の信号とし、サブキャリアごとにパルス整形するための第２の波形変換手段と、
   前記波形整形手段の出力に対して、パラレルシリアル変換を実行して、それぞれ、前記サブシステムごとのデータ構造に変換する第２のスケジューラ手段と、
   前記第２のスケジューラ手段からの出力をそれぞれ復調して、前記サブシステムに対応するデータを生成する復調手段とを含む、無線通信システム。