JP2016116412A - Insulation type dc-dc converter, primary controller, synchronous rectifier controller, power supply unit having the same, power supply adapter and electronic apparatus - Google Patents

Insulation type dc-dc converter, primary controller, synchronous rectifier controller, power supply unit having the same, power supply adapter and electronic apparatus Download PDF

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To achieve high efficiency while ensuring the stability of a system.SOLUTION: A synchronous rectification controller 300 switching a synchronous rectification transistor M2 is provided. To a VCC terminal, a DC voltage Vobtained from an output voltage Vof a DC-DC converter 200 is supplied. A driver 306 switches the synchronous rectification transistor M2 according to a pulse signal S1 generated by a pulse generator 304. A voltage source 320 includes a first transistor M31 of an N-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) provided between a VCC terminal and a power supply line 308; a gate voltage generation circuit 322 supplying a lower gate voltage Vthan a predetermined voltage to a gate of the first transistor M31. A second transistor M32 of a P-channel MOSFET is provided between the VCC terminal and the power supply line 308 and is ON-OFF controlled by a controller 330.SELECTED DRAWING: Figure 3

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。   The present invention relates to a DC / DC converter.

テレビや冷蔵庫をはじめとするさまざまな家電製品は、外部からの商用交流電力を受けて動作する。ラップトップ型コンピュータ、携帯電話端末やタブレット端末をはじめとする電子機器も、商用交流電力によって動作可能であり、あるいは商用交流電力によって、機器に内蔵の電池を充電可能となっている。こうした家電製品や電子機器（以下、電子機器と総称する）には、商用交流電圧をＡＣ／ＤＣ（交流／直流）変換する電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）が内蔵される。あるいは電子機器の外部の電源アダプタ（ＡＣアダプタ）にＡＣ／ＤＣコンバータが内蔵される場合もある。   Various home appliances such as TVs and refrigerators operate by receiving commercial AC power from the outside. Electronic devices such as laptop computers, mobile phone terminals, and tablet terminals can also be operated with commercial AC power, or a battery built into the device can be charged with commercial AC power. Such home appliances and electronic devices (hereinafter collectively referred to as electronic devices) incorporate a power supply device (AC / DC converter) that converts commercial AC voltage into AC / DC (AC / DC). Alternatively, an AC / DC converter may be built in a power adapter (AC adapter) external to the electronic device.

図１は、本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒの基本構成を示すブロック図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒは主としてフィルタ１０２、整流回路１０４、平滑キャパシタ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒを備える。   FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of an AC / DC converter 100r examined by the present inventors. The AC / DC converter 100r mainly includes a filter 102, a rectifier circuit 104, a smoothing capacitor 106, and a DC / DC converter 200r.

商用交流電圧ＶＡＣは、ヒューズおよび入力キャパシタ（不図示）を介してフィルタ１０２に入力される。フィルタ１０２は、商用交流電圧ＶＡＣのノイズを除去する。整流回路１０４は、商用交流電圧ＶＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路１０４の出力電圧は、平滑キャパシタ１０６によって平滑化され、直流電圧ＶＩＮに変換される。 Commercial AC voltage V AC is input to the filter 102 through a fuse and an input capacitor (not shown). Filter 102 removes the commercial AC voltage V AC noise. Rectifier circuit 104, a diode bridge circuit for full-wave rectifying the commercial AC voltage V AC. The output voltage of the rectifier circuit 104 is smoothed by the smoothing capacitor 106 and converted to the DC voltage VIN .

絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒは、入力端子Ｐ１に直流電圧ＶＩＮを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧ＶＯＵＴを出力端子Ｐ２に接続される負荷（不図示）に供給する。 The insulated DC / DC converter 200r receives a DC voltage VIN at an input terminal P1, steps down the voltage, and connects a load (not shown) to the output terminal P2 with an output voltage VOUT stabilized at a target value. ).

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒは、１次側コントローラ２０２、フォトカプラ２０４、フィードバック回路２０６、出力回路２１０、同期整流コントローラ３００ｒ、およびその他の回路部品を備える。出力回路２１０は、トランスＴ１、ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２を含む。出力回路２１０のトポロジーは、一般的な同期整流型のフライバックコンバータのそれであるため、説明を省略する。   The DC / DC converter 200r includes a primary side controller 202, a photocoupler 204, a feedback circuit 206, an output circuit 210, a synchronous rectification controller 300r, and other circuit components. The output circuit 210 includes a transformer T1, a diode D1, an output capacitor C1, a switching transistor M1, and a synchronous rectification transistor M2. Since the topology of the output circuit 210 is that of a general synchronous rectification type flyback converter, description thereof is omitted.

トランスＴ１の１次巻線Ｗ１と接続されるスイッチングトランジスタＭ１がスイッチングすることにより、入力電圧ＶＩＮが降圧され、出力電圧ＶＯＵＴが生成される。そして１次側コントローラ２０２は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングのデューティ比を調節する。 When the switching transistor M1 connected to the primary winding W1 of the transformer T1 is switched, the input voltage VIN is stepped down to generate the output voltage VOUT . The primary controller 202 adjusts the switching duty ratio of the switching transistor M1.

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの出力電圧ＶＯＵＴは、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧される。フィードバック回路２０６は、たとえばシャントレギュレータあるいは誤差増幅器を含み、分圧された電圧（電圧検出信号）ＶＳと所定の基準電圧ＶＲＥＦ（不図示）の誤差を増幅し、誤差に応じた誤差電流ＩＥＲＲを生成し、フォトカプラ２０４の入力側の発光素子（発光ダイオード）から引き込む（シンク）。 The output voltage VOUT of the DC / DC converter 200r is divided by resistors R1 and R2. The feedback circuit 206 includes, for example, a shunt regulator or an error amplifier, amplifies an error between the divided voltage (voltage detection signal) V S and a predetermined reference voltage V REF (not shown), and an error current I corresponding to the error. ERR is generated and drawn from the light emitting element (light emitting diode) on the input side of the photocoupler 204 (sink).

フォトカプラ２０４の出力側の受光素子（フォトトランジスタ）には、２次側の誤差電流ＩＥＲＲに応じたフィードバック電流ＩＦＢが流れる。このフィードバック電流ＩＦＢが、抵抗およびキャパシタにより平滑化され、１次側コントローラ２０２のフィードバック（ＦＢ）端子に入力される。１次側コントローラ２０２は、ＦＢ端子の電圧（フィードバック電圧）ＶＦＢにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１のデューティ比を調節する。 The output side of the light receiving element of the photocoupler 204 (phototransistor), the feedback current I FB flows in accordance with the error current I ERR on the secondary side. This feedback current I FB is smoothed by a resistor and a capacitor and input to the feedback (FB) terminal of the primary controller 202. The primary-side controller 202 adjusts the duty ratio of the switching transistor M1 based on the voltage (feedback voltage) V FB at the FB terminal.

同期整流コントローラ３００ｒは、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングと同期して、同期整流トランジスタＭ２をスイッチングする。同期整流コントローラ３００ｒは、パルス発生器３０４、ドライバ３０６を含む。   The synchronous rectification controller 300r switches the synchronous rectification transistor M2 in synchronization with the switching of the switching transistor M1. The synchronous rectification controller 300 r includes a pulse generator 304 and a driver 306.

パルス発生器３０４は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングと同期したパルス信号Ｓ１を生成する。たとえばパルス発生器３０４は、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフすると、パルス信号Ｓ１を、同期整流トランジスタＭ２のオンを指示する第１状態（たとえばハイレベル）とする。またパルス発生器３０４は、同期整流トランジスタＭ２のオン期間に２次巻線Ｗ２に流れる電流を監視し、電流が実質的にゼロになると、パルス信号Ｓ１を同期整流トランジスタＭ２のオフを指示する第２状態（ローレベル）とする。ドライバ３０６は、パルス信号Ｓ１に応じて同期整流トランジスタＭ２をスイッチングする。   The pulse generator 304 generates a pulse signal S1 synchronized with the switching of the switching transistor M1. For example, when the switching transistor M1 is turned off, the pulse generator 304 sets the pulse signal S1 to a first state (for example, high level) instructing to turn on the synchronous rectification transistor M2. The pulse generator 304 monitors the current flowing through the secondary winding W2 during the ON period of the synchronous rectification transistor M2. When the current becomes substantially zero, the pulse generator 304 instructs the pulse signal S1 to turn off the synchronous rectification transistor M2. Two states (low level) are set. The driver 306 switches the synchronous rectification transistor M2 according to the pulse signal S1.

以上がＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒの全体構成である。   The above is the overall configuration of the AC / DC converter 100r.

特開２０１０−０７４９５９号公報JP 2010-074959 A

本発明者らは、図１のＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。   As a result of studying the AC / DC converter 100r of FIG. 1, the present inventors have recognized the following problems.

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの同期整流コントローラ３００ｒは、出力端子Ｐ２の出力電圧ＶＯＵＴから得られる直流電圧を、その電源（ＶＣＣ）端子に受ける。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの出力電圧ＶＯＵＴの電圧レベルは、アプリケーションに応じて、あるいは負荷の状態に応じて幅広い範囲で変化しうる。 The synchronous rectification controller 300r of the DC / DC converter 200r receives a DC voltage obtained from the output voltage VOUT at the output terminal P2 at its power supply (VCC) terminal. Here, the voltage level of the output voltage VOUT of the DC / DC converter 200r can vary in a wide range depending on the application or the state of the load.

ここで、ＶＣＣ端子の電圧ＶＯＵＴを、ドライバ３０６の電源電圧として直接使用する構成について考える。この場合、ドライバ３０６の出力電圧、つまり同期整流トランジスタＭ２のゲート電圧は、０Ｖをローレベル、ＶＯＵＴをハイレベルとする２つの電圧レベルの間でスイッチングすることとなる。したがって、出力電圧ＶＯＵＴが高い状態では、同期整流トランジスタＭ２のゲートに高電圧が供給されるおそれがあるため、ゲート耐圧が高い同期整流トランジスタＭ２を用いる必要があり、コスト増の要因となる。 Here, consider a configuration in which the voltage V OUT at the VCC terminal is directly used as the power supply voltage of the driver 306. In this case, the output voltage of the driver 306, that is, the gate voltage of the synchronous rectification transistor M2, is switched between two voltage levels in which 0V is at a low level and VOUT is at a high level. Therefore, when the output voltage VOUT is high, a high voltage may be supplied to the gate of the synchronous rectification transistor M2, so that it is necessary to use the synchronous rectification transistor M2 having a high gate breakdown voltage, which causes an increase in cost.

また仮にゲート耐圧の問題をクリアしたとしても、同期整流トランジスタＭ２のゲートに供給されるハイレベル電圧が高くなると、そのスイッチングに際して、ゲート容量を充放電するために必要な電力が大きくなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの効率が低下するという問題が生ずる。   Even if the problem of the gate breakdown voltage is cleared, if the high-level voltage supplied to the gate of the synchronous rectification transistor M2 increases, the power required to charge and discharge the gate capacitance at the time of switching increases. There arises a problem that the efficiency of the DC converter 200r is lowered.

図２は、本発明者らが検討した同期整流コントローラ３００ｒの回路図である。なおこの同期整流コントローラ３００ｒを公知技術と認定してはならない。   FIG. 2 is a circuit diagram of the synchronous rectification controller 300r examined by the present inventors. The synchronous rectification controller 300r should not be recognized as a known technology.

ドライバ３０６の電源端子には、電源ライン３０８が接続される。ＶＣＣ端子と電源ライン３０８の間には、リニアレギュレータ３１０が設けられる。リニアレギュレータ３１０は、電源ライン３０８の電圧ＶＲＥＧを、同期整流トランジスタＭ２をターンオンさせることが可能な電圧レベル（＞ＶＧＳ（ＴＨ））に安定化する。ＶＧＳ（ＴＨ）は、同期整流トランジスタＭ２のゲートソース間しきい値電圧である。ＶＧＳ（ＴＨ）＝２．５Ｖであれば、リニアレギュレータ３１０はＶＲＥＧ＝３Ｖ程度に安定化する。 A power supply line 308 is connected to the power supply terminal of the driver 306. A linear regulator 310 is provided between the VCC terminal and the power supply line 308. The linear regulator 310 stabilizes the voltage V REG of the power supply line 308 to a voltage level (> V GS (TH) ) that can turn on the synchronous rectification transistor M2. V GS (TH) is a gate-source threshold voltage of the synchronous rectification transistor M2. If V GS (TH) = 2.5V, the linear regulator 310 stabilizes to about V REG = 3V.

リニアレギュレータ３１０は、一般的な構成であり、トランジスタＭ１１、誤差増幅器３１２、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２を含む。電圧ＶＲＥＧは、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２により分圧される。誤差増幅器３１２は、基準電圧ＶＲＥＦと分圧された電圧ＶＲＥＧ’の誤差を増幅し、それらが一致するように、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるトランジスタＭ１１のゲート電圧ＶＧを調節する。 The linear regulator 310 has a general configuration and includes a transistor M11, an error amplifier 312, and resistors R31 and R32. The voltage V REG is divided by resistors R31 and R32. The error amplifier 312 amplifies an error between the reference voltage V REF and the divided voltage V REG ′, and a gate voltage V of a transistor M11 which is a P-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) so that they match. Adjust G.

この構成によれば、電源電圧ＶＣＣの電圧レベルにかかわらず、電源ライン３０８、ひいては同期整流トランジスタＭ２のゲート電圧のハイレベルが、所定の電圧ＶＲＥＧに安定化されるため、スイッチング損失を低減でき、また同期整流トランジスタＭ２のゲート電圧がその耐圧が超えるのを防止できる。 According to this configuration, regardless of the voltage level of the power supply voltage VCC , the high level of the power supply line 308 and hence the gate voltage of the synchronous rectification transistor M2 is stabilized at the predetermined voltage VREG , thereby reducing the switching loss. In addition, the gate voltage of the synchronous rectification transistor M2 can be prevented from exceeding its breakdown voltage.

ところが、リニアレギュレータ３１０は、トランジスタＭ１１のオープンドレイン形式で構成されるため、フィードバックループの安定性が低く、発振しやすくなるという問題がある。一般的なリニアレギュレータでは、リニアレギュレータ３１０の出力端子に平滑キャパシタが接続され、この平滑キャパシタによりフィードバックループの安定性が高められるところ、同期整流コントローラ３００ｒに平滑キャパシタを追加すると、外付けのキャパシタが必要になり、平滑キャパシタを接続するための追加のピン（端子）が必要となる。   However, since the linear regulator 310 is configured in the open drain form of the transistor M11, there is a problem that the stability of the feedback loop is low and oscillation tends to occur. In a general linear regulator, a smoothing capacitor is connected to the output terminal of the linear regulator 310, and the stability of the feedback loop is enhanced by this smoothing capacitor. When a smoothing capacitor is added to the synchronous rectification controller 300r, an external capacitor is added. It is necessary and an additional pin (terminal) for connecting the smoothing capacitor is required.

同様の問題は、図１の１次側コントローラ２０２においても生じうる。   Similar problems may occur in the primary controller 202 of FIG.

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、系の安定性を確保しつつ、効率を改善したＤＣ／ＤＣコンバータの提供にある。   The present invention has been made in view of such problems, and one of the exemplary purposes of an aspect thereof is to provide a DC / DC converter with improved efficiency while ensuring the stability of the system.

本発明のある態様は、絶縁同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータの２次側に配置される同期整流コントローラに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの２次巻線と接続される同期整流トランジスタと、フォトカプラと、フォトカプラの入力側と接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、フォトカプラの出力側と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、同期整流トランジスタを制御する同期整流コントローラと、を備える。同期整流コントローラは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧から得られる直流電圧を受ける電源端子と、同期整流トランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するパルス発生器と、パルス信号に応じて同期整流トランジスタをスイッチングするドライバと、電源端子とドライバの電源ラインの間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の第１トランジスタと、第１トランジスタのゲートに所定電圧より低いゲート電圧を供給するゲート電圧生成回路と、を含む電圧源と、電源端子と電源ラインの間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第２トランジスタと、電源端子の電圧が所定のしきい値電圧より高いとき第２トランジスタをオフ、電源端子がしきい値電圧より低いとき第２トランジスタをオンする制御部と、を備える。   One embodiment of the present invention relates to a synchronous rectification controller disposed on the secondary side of an isolated synchronous rectification type DC / DC converter. The DC / DC converter includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching transistor connected to the primary winding of the transformer, a synchronous rectification transistor connected to the secondary winding of the transformer, and a photo A coupler is connected to the input side of the photocoupler, and is connected to a feedback circuit that generates an error current according to an error between the output voltage of the DC / DC converter and its target voltage, and to the output side of the photocoupler. A primary-side controller that switches the switching transistor according to the feedback signal; and a synchronous rectification controller that controls the synchronous rectification transistor. The synchronous rectification controller includes a power supply terminal that receives a DC voltage obtained from the output voltage of the DC / DC converter, a pulse generator that generates a pulse signal that instructs on / off of the synchronous rectification transistor, and synchronous rectification according to the pulse signal. A driver for switching the transistor, a first transistor of an N-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) provided between the power supply terminal and the power supply line of the driver, and a gate voltage lower than a predetermined voltage at the gate of the first transistor A voltage source including a gate voltage generation circuit to be supplied; a second transistor of a P-channel MOSFET provided between the power supply terminal and the power supply line; and a second voltage when the voltage at the power supply terminal is higher than a predetermined threshold voltage. When the transistor is off and the power supply terminal is lower than the threshold voltage, the second transistor And a control unit for turning on the star.

電源端子の電圧がしきい値電圧より高い状態では、電圧源により電源ラインの電圧が生成される。ここで電圧源は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いたソースフォロア型であるため、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高い。また、電源電圧がしきい値電圧より低い状態では、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第２トランジスタをオンすることで、電源ラインに、電源端子の電圧と実質的に等しい電圧を供給できる。これにより幅広い電圧範囲において、高効率で同期整流トランジスタを駆動することができる。   When the voltage of the power supply terminal is higher than the threshold voltage, the voltage of the power supply line is generated by the voltage source. Here, since the voltage source is a source follower type using an N-channel MOSFET, the oscillation resistance is higher than that of the open drain type. In the state where the power supply voltage is lower than the threshold voltage, by turning on the second transistor of the P-channel MOSFET, a voltage substantially equal to the voltage of the power supply terminal can be supplied to the power supply line. Thus, the synchronous rectification transistor can be driven with high efficiency in a wide voltage range.

電圧源は、電圧クランパであってもよい。
電圧クランパではフィードバックループが不要であるため、系の安定性を高めることができる。 The voltage source may be a voltage clamper.
Since the voltage clamper does not require a feedback loop, the stability of the system can be improved.

ゲート電圧生成回路は、定電圧を第１トランジスタのゲートに供給する定電圧源を含んでもよい。   The gate voltage generation circuit may include a constant voltage source that supplies a constant voltage to the gate of the first transistor.

ゲート電圧生成回路は、アノードが接地されたツェナーダイオードと、ツェナーダイオードのカソードに接続され、ツェナーダイオードに電流を供給する電流源と、を含み、ツェナーダイオードのカソードの電圧を、第１トランジスタのゲートに供給してもよい。   The gate voltage generation circuit includes a Zener diode whose anode is grounded, and a current source that is connected to the cathode of the Zener diode and supplies current to the Zener diode, and the voltage of the cathode of the Zener diode is used as the gate of the first transistor. May be supplied.

電圧源は、リニアレギュレータであってもよい。
リニアレギュレータによれば、電圧クランパよりも高い精度で、電源ラインの電圧を安定化できる。またＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いたソースフォロア型のリニアレギュレータを用いることで、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高いため、フィードバックループの設計が容易となる。 The voltage source may be a linear regulator.
According to the linear regulator, the voltage of the power supply line can be stabilized with higher accuracy than the voltage clamper. Further, by using a source follower type linear regulator using an N-channel MOSFET, the oscillation resistance is higher than that of the open drain type, so that the design of the feedback loop is facilitated.

ゲート電圧生成回路は、電源ラインの電圧が所定の目標電圧に近づくようにゲート電圧を調節してもよい。   The gate voltage generation circuit may adjust the gate voltage so that the voltage of the power supply line approaches a predetermined target voltage.

ゲート電圧生成回路は、反転入力端子に電源ラインの電圧に応じたフィードバック電圧を受け、非反転入力端子に所定の基準電圧を受け、その出力が第１トランジスタのゲートに接続された誤差増幅器を含んでもよい。   The gate voltage generation circuit includes an error amplifier having an inverting input terminal receiving a feedback voltage corresponding to the voltage of the power supply line, a non-inverting input terminal receiving a predetermined reference voltage, and an output connected to the gate of the first transistor. But you can.

本発明の別の態様は絶縁同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの２次巻線と接続される同期整流トランジスタと、フォトカプラと、フォトカプラの出力側と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、同期整流トランジスタを制御する上述のいずれかに記載の同期整流コントローラと、フォトカプラの入力側と接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、を備えてもよい。   Another aspect of the present invention relates to an isolated synchronous rectification type DC / DC converter. The DC / DC converter includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching transistor connected to the primary winding of the transformer, a synchronous rectification transistor connected to the secondary winding of the transformer, and a photo A primary side controller that is connected to the coupler and the output side of the photocoupler and switches the switching transistor according to a feedback signal from the photocoupler; and the synchronous rectification controller according to any one of the above that controls the synchronous rectification transistor; A feedback circuit connected to the input side of the photocoupler and generating an error current according to the output voltage of the DC / DC converter.

本発明の別の態様は、絶縁同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータの１次側に配置される１次側コントローラに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの２次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、フォトカプラの入力側と接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、フォトカプラの出力側と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、を備える。１次側コントローラは、トランスの１次側に設けられた補助巻線の電圧から得られる直流電圧を受ける電源端子と、スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するデューティコントローラと、パルス信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングするドライバと、電源端子とドライバの電源ラインの間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの第１トランジスタと、第１トランジスタのゲートに所定電圧より低いゲート電圧を供給するゲート電圧生成回路と、を含む電圧源と、電源端子と電源ラインの間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第２トランジスタと、電源端子の電圧が所定のしきい値電圧より高いとき第２トランジスタをオフ、電源端子がしきい値電圧より低いとき第２トランジスタをオンする制御部と、を備える。   Another aspect of the present invention relates to a primary controller disposed on a primary side of an isolated synchronous rectification type DC / DC converter. A DC / DC converter includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching transistor connected to the primary winding of the transformer, a rectifier element connected to the secondary winding of the transformer, and a photocoupler. And a feedback circuit that is connected to the input side of the photocoupler and generates an error current corresponding to an error between the output voltage of the DC / DC converter and the target voltage, and a feedback circuit that is connected to the output side of the photocoupler. A primary controller that switches the switching transistor in response to the signal. The primary-side controller includes a power supply terminal that receives a DC voltage obtained from the voltage of the auxiliary winding provided on the primary side of the transformer, a duty controller that generates a pulse signal that instructs on / off of the switching transistor, A driver that switches a switching transistor according to a signal, a first transistor of an N-channel MOSFET provided between a power supply terminal and a power supply line of the driver, and a gate that supplies a gate voltage lower than a predetermined voltage to the gate of the first transistor A voltage source including a voltage generation circuit; a second transistor of a P-channel MOSFET provided between the power supply terminal and the power supply line; and turning off the second transistor when the voltage of the power supply terminal is higher than a predetermined threshold voltage When the power supply terminal is lower than the threshold voltage, the second transistor is turned on. And a control unit for, a.

電源端子の電圧がしきい値電圧より高い状態では、電圧源により電源ラインの電圧が安定化される。ここで電圧源は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いたソースフォロア型であるため、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高い。また、電源電圧がしきい値電圧より低い状態では、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第２トランジスタをオンすることで、電源ラインに、電源端子の電圧と実質的に等しい電圧を供給できる。これにより幅広い電圧範囲において、高効率でスイッチングトランジスタを駆動することができる。   In a state where the voltage of the power supply terminal is higher than the threshold voltage, the voltage of the power supply line is stabilized by the voltage source. Here, since the voltage source is a source follower type using an N-channel MOSFET, the oscillation resistance is higher than that of the open drain type. In the state where the power supply voltage is lower than the threshold voltage, by turning on the second transistor of the P-channel MOSFET, a voltage substantially equal to the voltage of the power supply terminal can be supplied to the power supply line. As a result, the switching transistor can be driven with high efficiency in a wide voltage range.

電圧源は、電圧クランパであってもよい。
電圧クランパではフィードバックループが不要であるため、系の安定性を高めることができる。 The voltage source may be a voltage clamper.
Since the voltage clamper does not require a feedback loop, the stability of the system can be improved.

ゲート電圧生成回路は、定電圧を第１トランジスタのゲートに供給する定電圧源を含んでもよい。   The gate voltage generation circuit may include a constant voltage source that supplies a constant voltage to the gate of the first transistor.

ゲート電圧生成回路は、アノードが接地されたツェナーダイオードと、ツェナーダイオードのカソードに接続され、ツェナーダイオードに電流を供給する電流源と、を含み、ツェナーダイオードのカソードの電圧を、第１トランジスタのゲートに供給してもよい。   The gate voltage generation circuit includes a Zener diode whose anode is grounded, and a current source that is connected to the cathode of the Zener diode and supplies current to the Zener diode, and the voltage of the cathode of the Zener diode is used as the gate of the first transistor. May be supplied.

電圧源は、リニアレギュレータであってもよい。
リニアレギュレータによれば、電圧クランパよりも高い精度で、電源ラインの電圧を安定化できる。またＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いたソースフォロア型のリニアレギュレータを用いることで、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高いため、フィードバックループの設計が容易となる。 The voltage source may be a linear regulator.
According to the linear regulator, the voltage of the power supply line can be stabilized with higher accuracy than the voltage clamper. Further, by using a source follower type linear regulator using an N-channel MOSFET, the oscillation resistance is higher than that of the open drain type, so that the design of the feedback loop is facilitated.

ゲート電圧生成回路は、電源ラインの電圧が所定の目標電圧に近づくようにゲート電圧を調節してもよい。   The gate voltage generation circuit may adjust the gate voltage so that the voltage of the power supply line approaches a predetermined target voltage.

ゲート電圧生成回路は、反転入力端子に電源ラインの電圧に応じたフィードバック電圧を受け、非反転入力端子に所定の基準電圧を受け、その出力が第１トランジスタのゲートに接続された誤差増幅器を含んでもよい。   The gate voltage generation circuit includes an error amplifier having an inverting input terminal receiving a feedback voltage corresponding to the voltage of the power supply line, a non-inverting input terminal receiving a predetermined reference voltage, and an output connected to the gate of the first transistor. But you can.

本発明の別の態様は、絶縁同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの２次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、フォトカプラの入力側と接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、フォトカプラの出力側と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングする上述のいずれかの１次側コントローラと、を備えてもよい。   Another aspect of the present invention relates to an isolated synchronous rectification type DC / DC converter. A DC / DC converter includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching transistor connected to the primary winding of the transformer, a rectifier element connected to the secondary winding of the transformer, and a photocoupler. And a feedback circuit that is connected to the input side of the photocoupler and generates an error current corresponding to an error between the output voltage of the DC / DC converter and the target voltage, and a feedback circuit that is connected to the output side of the photocoupler. One of the above-mentioned primary side controllers which switches a switching transistor according to a signal may be provided.

ＤＣ／ＤＣコンバータは、フライバック型であってもよいし、フォワード型であってもよい。   The DC / DC converter may be a flyback type or a forward type.

本発明の別の態様は、電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）に関する。電源装置は、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備える。   Another aspect of the present invention relates to a power supply device (AC / DC converter). The power supply device includes a filter that filters commercial AC voltage, a diode rectifier circuit that full-wave rectifies the output voltage of the filter, a smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the diode rectifier circuit and generates a DC input voltage, and a DC input voltage And the above-described DC / DC converter that supplies the voltage to a load.

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、負荷と、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備える。   Another embodiment of the present invention relates to an electronic device. The electronic device includes a load, a filter that filters commercial AC voltage, a diode rectifier circuit that full-wave rectifies the output voltage of the filter, a smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the diode rectifier circuit and generates a DC input voltage, The above-described DC / DC converter that steps down a DC input voltage and supplies it to a load.

本発明の別の態様は、ＡＣアダプタに関する。ＡＣアダプタは、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、直流出力電圧を生成する上述のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備える。   Another aspect of the present invention relates to an AC adapter. The AC adapter includes a filter for filtering commercial AC voltage, a diode rectifier circuit for full-wave rectification of the output voltage of the filter, a smoothing capacitor for smoothing the output voltage of the diode rectifier circuit and generating a DC input voltage, and a DC input voltage And the above-described DC / DC converter that generates a DC output voltage.

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。   Note that any combination of the above-described constituent elements and the constituent elements and expressions of the present invention replaced with each other among methods, apparatuses, systems, and the like are also effective as an aspect of the present invention.

本発明のある態様によれば、系の安定性を確保しつつ、効率を改善できる。   According to an aspect of the present invention, the efficiency can be improved while ensuring the stability of the system.

本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the basic composition of the AC / DC converter which this inventor examined. 本発明者らが検討した同期整流コントローラの回路図である。It is a circuit diagram of the synchronous rectification controller examined by the present inventors. 第１の実施の形態に係る同期整流コントローラを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの一部の回路図である。It is a circuit diagram of a part of a DC / DC converter including the synchronous rectification controller according to the first embodiment. 第１構成例に係る電圧源の回路図である。It is a circuit diagram of the voltage source which concerns on a 1st structural example. 図４の電圧源を用いた同期整流コントローラの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the synchronous rectification controller using the voltage source of FIG. 第２構成例に係る電圧源の回路図である。It is a circuit diagram of the voltage source which concerns on a 2nd structural example. 図６の電圧源を用いた同期整流コントローラの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the synchronous rectification controller using the voltage source of FIG. 変形例に係るＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of the AC / DC converter which concerns on a modification. 第２の実施の形態に係る１次側コントローラを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。It is a circuit diagram of a DC / DC converter provided with the primary side controller which concerns on 2nd Embodiment. ＡＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣアダプタを示す図である。It is a figure which shows an AC adapter provided with an AC / DC converter. 図１１（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器を示す図である。FIGS. 11A and 11B are diagrams illustrating an electronic device including an AC / DC converter.

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。   The present invention will be described below based on preferred embodiments with reference to the drawings. The same or equivalent components, members, and processes shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted as appropriate. The embodiments do not limit the invention but are exemplifications, and all features and combinations thereof described in the embodiments are not necessarily essential to the invention.

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。 In this specification, “the state in which the member A is connected to the member B” means that the member A and the member B are physically directly connected, or the member A and the member B are electrically connected. The case where it is indirectly connected through another member that does not affect the state is also included.
Similarly, “the state in which the member C is provided between the member A and the member B” refers to the case where the member A and the member C or the member B and the member C are directly connected, as well as an electrical condition. It includes the case of being indirectly connected through another member that does not affect the connection state.

（第１の実施の形態）
図３は、第１の実施の形態に係る同期整流コントローラ３００を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ２００の一部の回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の基本構成は図１のそれと同様であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００のうち、図１と共通する回路素子は省略される。 (First embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram of a part of the DC / DC converter 200 including the synchronous rectification controller 300 according to the first embodiment. The basic configuration of the DC / DC converter 200 is the same as that of FIG. 1, and the circuit elements common to FIG. 1 in the DC / DC converter 200 are omitted.

同期整流コントローラ３００は、電源（ＶＣＣ）端子、スイッチング出力（ＯＵＴ）端子、ドレイン電圧（ＶＤ）端子、接地（ＧＮＤ）端子を有する。ＶＣＣ端子には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧ＶＯＵＴから得られる直流電圧ＶＣＣが供給される。この直流電圧ＶＣＣは、出力端子Ｐ２から直接供給されてもよいし、図示しないダイオードや抵抗を介して供給されてもよい。 The synchronous rectification controller 300 has a power supply (VCC) terminal, a switching output (OUT) terminal, a drain voltage (VD) terminal, and a ground (GND) terminal. The VCC terminal, a DC voltage V CC derived from the output voltage V OUT of the DC / DC converter 200 is supplied. The DC voltage VCC may be supplied directly from the output terminal P2, or may be supplied via a diode or a resistor (not shown).

ＯＵＴ端子には、同期整流トランジスタＭ２のゲートが接続される。ＧＮＤ端子は接地される。ＶＤ端子は、同期整流トランジスタＭ２のオン期間において２次巻線Ｗ２に流れる電流ＩＳを監視するための端子であり、同期整流トランジスタＭ２のドレイン電圧（ドレインソース間電圧）ＶＤが入力される。 The OUT terminal is connected to the gate of the synchronous rectification transistor M2. The GND terminal is grounded. VD terminal is a terminal for monitoring the current I S flowing through the secondary winding W2 in the on period of the synchronous rectifier transistors M2, the drain voltage of the synchronous rectification transistor M2 (drain-source voltage) V D is input .

同期整流コントローラ３００は、パルス発生器３０４、ドライバ３０６、電圧源３２０、第２トランジスタＭ３２、制御部３３０を備える。   The synchronous rectification controller 300 includes a pulse generator 304, a driver 306, a voltage source 320, a second transistor M32, and a control unit 330.

パルス発生器３０４は、同期整流トランジスタのオン、オフを指示するパルス信号Ｓ１を生成する。たとえばパルス発生器３０４は、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフすると、パルス信号Ｓ１を、同期整流トランジスタＭ２のオンを指示する第１状態（たとえばハイレベル）とする。またパルス発生器３０４は、同期整流トランジスタＭ２のオン期間に２次巻線Ｗ２に流れる電流を監視し、電流が実質的にゼロになると、パルス信号Ｓ１を同期整流トランジスタＭ２のオフを指示する第２状態（ローレベル）とする。   The pulse generator 304 generates a pulse signal S1 that instructs on / off of the synchronous rectification transistor. For example, when the switching transistor M1 is turned off, the pulse generator 304 sets the pulse signal S1 to a first state (for example, high level) instructing to turn on the synchronous rectification transistor M2. The pulse generator 304 monitors the current flowing through the secondary winding W2 during the ON period of the synchronous rectification transistor M2. When the current becomes substantially zero, the pulse generator 304 instructs the pulse signal S1 to turn off the synchronous rectification transistor M2. Two states (low level) are set.

パルス発生器３０４は、公知技術を用いればよく、それによる同期整流トランジスタＭ２の制御方式や、構成は限定されない。たとえばパルス発生器３０４は、同期整流トランジスタＭ２のドレイン電圧ＶＤを、（i）スイッチングトランジスタＭ１のターンオフ検出用の第１しきい値電圧と比較する第１電圧コンパレータと、（ii）２次巻線Ｗ２の電流がゼロになったことを検出するための第２しきい値電圧と比較する第２電圧コンパレータと、で構成してもよい。あるいはパルス発生器３０４は、同期整流トランジスタＭ２のオン時間を固定する制御方式であってもよく、この場合、パルス発生器３０４はタイマー回路を含みうる。 A known technique may be used for the pulse generator 304, and the control method and configuration of the synchronous rectification transistor M2 are not limited. For example, the pulse generator 304 includes (i) a first voltage comparator that compares the drain voltage V D of the synchronous rectification transistor M2 with a first threshold voltage for detecting turn-off of the switching transistor M1, and (ii) a secondary winding. You may comprise by the 2nd voltage comparator compared with the 2nd threshold voltage for detecting that the electric current of the line W2 became zero. Alternatively, the pulse generator 304 may be a control system that fixes the on-time of the synchronous rectification transistor M2. In this case, the pulse generator 304 may include a timer circuit.

ドライバ３０６は、パルス信号Ｓ１に応じて同期整流トランジスタＭ２をスイッチングする。ドライバ３０６は、プッシュプル形式の出力段３０６Ａと、出力段３０６Ａを駆動するプリドライバ３０６Ｂを含んでもよい。   The driver 306 switches the synchronous rectification transistor M2 according to the pulse signal S1. The driver 306 may include a push-pull type output stage 306A and a pre-driver 306B that drives the output stage 306A.

プリドライバ３０６Ｂは、パルス信号Ｓ１に応じて出力段３０６ＡのハイサイドトランジスタＭＨとローサイドトランジスタＭＬを相補的にオン、オフさせる。具体的にはパルス信号Ｓ１が同期整流トランジスタＭ２のオンを指示するとき、ハイサイドトランジスタＭＨをオン、ローサイドトランジスタＭＬをオフし、同期整流トランジスタＭ２のゲートに電源ライン３０８の電圧（ハイレベル電圧）ＶＨを供給し、パルス信号Ｓ１が同期整流トランジスタＭ２のオフを指示するとき、ハイサイドトランジスタＭＨをオフ、ローサイドトランジスタＭＬをオンし、ゲートにローレベル電圧ＶＬ（接地電圧）を供給する。 The pre-driver 306B complementarily turns on and off the high-side transistor MH and the low-side transistor ML of the output stage 306A according to the pulse signal S1. Specifically, when the pulse signal S1 instructs to turn on the synchronous rectification transistor M2, the high side transistor MH is turned on, the low side transistor ML is turned off, and the voltage of the power line 308 (high level voltage) is applied to the gate of the synchronous rectification transistor M2. When VH is supplied and the pulse signal S1 instructs the synchronous rectification transistor M2 to be turned off, the high side transistor MH is turned off, the low side transistor ML is turned on, and the low level voltage V L (ground voltage) is supplied to the gate.

電圧源３２０は、第１トランジスタＭ３１とゲート電圧生成回路３２２を備える。第１トランジスタＭ３１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＣ端子とドライバ３０６の電源ライン３０８の間に設けられる。ゲート電圧生成回路３２２は、第１トランジスタＭ３１のゲートに、所定電圧より低いゲート電圧ＶＧを供給する。 The voltage source 320 includes a first transistor M31 and a gate voltage generation circuit 322. The first transistor M31 is an N-channel MOSFET, and is provided between the VCC terminal and the power supply line 308 of the driver 306. The gate voltage generation circuit 322, the gate of the first transistor M31, and supplies a low gate voltage V G than the predetermined voltage.

第２トランジスタＭ３２は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、ＶＣＣ端子と電源ライン３０８の間に設けられる。電圧源３２０は、ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣが所定のしきい値電圧ＶＴＨより高いとき、第２トランジスタＭ３２をオフ、ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣがしきい値電圧ＶＴＨより低いとき、第２トランジスタＭ３２をオンする。 The second transistor M32 is a P-channel MOSFET, and is provided between the VCC terminal and the power supply line 308. When the voltage source 320, when the voltage V CC of the VCC terminal is higher than the predetermined threshold voltage V TH, the second transistor M32 off, the voltage V CC of the VCC terminal is lower than the threshold voltage V TH, the second The transistor M32 is turned on.

たとえば制御部３３０は、ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣを分圧する抵抗Ｒ４１，Ｒ４２と、分圧された電圧ＶＣＣ’を所定のしきい値電圧ＶＴＨ’と比較する電圧コンパレータ３３２を含む。しきい値電圧ＶＴＨ’はヒステリシスを有することが好ましく、したがって電圧コンパレータ３３２は、ヒステリシスコンパレータであることが好ましい。電圧コンパレータ３３２に代えて、ＭＯＳＦＥＴあるいはバイポーラトランジスタを用いてもよい。 For example, the control unit 330 includes a voltage comparator 332 to be compared with the resistance R41, R42 for dividing a voltage V CC of the VCC terminal, 'the predetermined threshold voltage V TH' the voltage V CC which is divided with. The threshold voltage V TH ′ preferably has hysteresis, and therefore the voltage comparator 332 is preferably a hysteresis comparator. Instead of the voltage comparator 332, a MOSFET or a bipolar transistor may be used.

しきい値電圧ＶＴＨについて説明する。第２トランジスタＭ３２がオフの状態では、電圧源３２０により電源ライン３０８のハイレベル電圧ＶＨが生成される。ここで第１トランジスタＭ３１のゲートソース間電圧をＶＧＳ（ＴＨ）とするとき、電源ライン３０８の電圧ＶＨ（もしくはその上限電圧）は式（１）で与えられる。
ＶＨ＝ＶＧ−ＶＧＳ（ＴＨ） …（１） The threshold voltage V TH will be described. In the second transistor M32 is off, the high-level voltage V H of the power supply line 308 by a voltage source 320 is generated. Here, when the gate-source voltage of the first transistor M31 is V GS (TH) , the voltage V H (or the upper limit voltage) of the power supply line 308 is given by the equation (1).
V H = V G −V GS (TH) (1)

ここでゲート電圧ＶＧが取り得る最大は、ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣであるから、電圧源３２０が発生可能なハイレベル電圧ＶＨの上限ＶＨ＿ＵＰＰＥＲは、式（１ａ）となる。
ＶＨ＿ＵＰＰＥＲ＝ＶＣＣ−ＶＧＳ（ＴＨ） …（１ａ） Up to here can take the gate voltage V G, since the voltage V CC of the VCC terminal, the upper limit V H_UPPER voltage source 320 is capable of generating high-level voltage V H is a formula (1a).
V H — UPPER = V CC −V GS (TH) (1a)

したがって同期整流トランジスタＭ２をスイッチングするために許容されるハイレベル電圧ＶＨの最低電圧をＶＭＩＮとするとき、式（２）を満たす必要がある。
ＶＣＣ＞ＶＧＳ（ＴＨ）＋ＶＭＩＮ …（２）
たとえばＶＧＳ（ＴＨ）＝１Ｖ、ＶＭＩＮ＝３Ｖとすると、ＶＣＣ＞４Ｖの範囲では、電圧源３２０は、最低電圧ＶＭＩＮより高いハイレベル電圧ＶＨを生成可能であるが、ＶＣＣ＜４Ｖでは、ハイレベル電圧ＶＨが最低電圧ＶＭＩＮを下回る。 Therefore, when the minimum voltage of the high level voltage V H allowed for switching the synchronous rectification transistor M2 is V MIN , the expression (2) needs to be satisfied.
V CC > V GS (TH) + V MIN (2)
For example, if V GS (TH) = 1V and V MIN = 3V, the voltage source 320 can generate a high level voltage V H higher than the lowest voltage V MIN in the range of V CC > 4V, but V CC < At 4V, the high level voltage VH is below the minimum voltage VMIN .

そこでしきい値電圧ＶＴＨは、式（３）を満たすように定めることが望ましい。
ＶＴＨ＞ＶＧＳ（ＴＨ）＋ＶＭＩＮ …（３） Therefore, it is desirable to determine the threshold voltage V TH so as to satisfy the expression (3).
V TH > V GS (TH) + V MIN (3)

以上が同期整流コントローラ３００の基本構成である。続いてその動作を説明する。   The above is the basic configuration of the synchronous rectification controller 300. Next, the operation will be described.

（１） ＶＣＣ＞ＶＴＨ
ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣがしきい値電圧ＶＴＨより高い状態では、第２トランジスタＭ３２がオフであり、電圧源３２０により電源ライン３０８の電圧ＶＨが安定化される。 (1) V CC > V TH
In the state the voltage V CC higher than the threshold voltage V TH of the VCC terminal, a second transistor M32 is turned off, the voltage V H of the power supply line 308 is stabilized by the voltage source 320.

（２） ＶＣＣ＜ＶＴＨ
ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣがしきい値電圧ＶＴＨより低い状態では、第２トランジスタＭ３２がオンとなる。このとき電源ライン３０８に発生するハイレベル電圧ＶＨは、式（４）で与えられる。
ＶＨ＝ＶＣＣ−ＶＤＳ …（４）
ここでＶＤＳは、第２トランジスタＭ３２のドレインソース間電圧であり、実質的にゼロ（＜０．２Ｖ）とすることができる。第２トランジスタＭ３２のサイズを大きく設計することで、ＶＤＳ＜０．１Ｖとすることも可能であり、したがって第２トランジスタＭ３２がオンの状態では、ＶＨ≒ＶＣＣとすることができる。つまり、第２トランジスタＭ３２がオンの状態では、ＶＭＩＮ≦ＶＣＣの範囲において、最低電圧ＶＭＩＮより高いハイレベル電圧ＶＨが電源ライン３０８に発生する。 (2) V CC <V TH
In the state the voltage V CC is lower than the threshold voltage V TH of the VCC terminal, a second transistor M32 is turned on. At this time, the high level voltage V H generated in the power supply line 308 is given by Expression (4).
V H = V CC −V DS (4)
Here, V DS is the drain-source voltage of the second transistor M32 and can be substantially zero (<0.2 V). By designing the size of the second transistor M32 to be large, it is possible to satisfy V DS <0.1 V. Therefore, when the second transistor M32 is on, V H ≈V CC . That is, when the second transistor M32 is on, a high level voltage V H higher than the lowest voltage V MIN is generated in the power supply line 308 in the range of V MIN ≦ V CC .

以上が同期整流コントローラ３００の動作である。
この同期整流コントローラ３００によれば、ＶＴＨ＜ＶＣＣの範囲において、電圧源３２０により最低電圧ＶＭＩＮより高いハイレベル電圧ＶＨを生成できる。またハイレベル電圧ＶＨは、ゲート電圧生成回路３２２が生成するゲート電圧ＶＧで規定される電圧（ＶＧ−ＶＧＳ（ＴＨ））より低く抑えることができるため、電源電圧ＶＣＣをそのままハイレベル電圧ＶＨとして使用した場合に比べて、同期整流トランジスタＭ２として耐圧の低い素子を選択可能であり、また、同期整流トランジスタＭ２のスイッチング損失を低減することができる。 The above is the operation of the synchronous rectification controller 300.
According to the synchronous rectification controller 300, in the range of V TH <V CC, it can generate a minimum voltage V MIN higher than the high level voltage V H by the voltage source 320. The high-level voltage V H is, it is possible to suppress lower than the voltage defined by the gate voltage V G of the gate voltage generating circuit 322 generates (V G -V GS (TH) ), as the high power supply voltage V CC As compared with the case where the level voltage V H is used, an element having a low withstand voltage can be selected as the synchronous rectification transistor M2, and the switching loss of the synchronous rectification transistor M2 can be reduced.

ここで電圧源３２０は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いたソースフォロア型であるため、図１のオープンドレイン形式のリニアレギュレータ３１０に比べて耐発振性が高い。したがって電源ライン３０８に大容量の平滑キャパシタを接続しなくても系の安定性を確保でき、回路面積、部品点数を小さくできる。   Here, since the voltage source 320 is a source follower type using an N-channel MOSFET, the oscillation resistance is higher than that of the open drain type linear regulator 310 of FIG. Therefore, the stability of the system can be secured without connecting a large-capacity smoothing capacitor to the power supply line 308, and the circuit area and the number of parts can be reduced.

上述のように、図３の電圧源３２０が発生可能なハイレベル電圧ＶＨの上限は、ＶＨ＿ＵＰＰＥＲ＝ＶＣＣ−ＶＧＳ（ＴＨ）である。一方、図１のリニアレギュレータ３１０が発生可能なハイレベル電圧ＶＨの上限は、図３の第２トランジスタＭ３２と同様にＶＣＣ−ＶＤＳである。ＶＧＳ（ＴＨ）＞ＶＤＳであるため、図１のリニアレギュレータ３１０の方が図３の電圧源３２０よりも高いハイレベル電圧ＶＨを生成可能である。言い換えれば図３の電圧源３２０は、電圧発生能力の低下と引きかえに、高い耐発振性を獲得しているものと理解できる。 As described above, the upper limit of the high-level voltage V H that can be generated by the voltage source 320 of FIG. 3 is V H — UPPER = V CC −V GS (TH) . On the other hand, the upper limit of the high level voltage V H that can be generated by the linear regulator 310 of FIG. 1 is V CC −V DS like the second transistor M32 of FIG. Since V GS (TH) > V DS , the linear regulator 310 of FIG. 1 can generate a higher level voltage V H than the voltage source 320 of FIG. In other words, it can be understood that the voltage source 320 in FIG. 3 obtains high oscillation resistance in exchange for a decrease in voltage generation capability.

図３の同期整流コントローラ３００によれば、ＶＭＩＮ≦ＶＣＣ＜ＶＴＨの範囲において、第２トランジスタＭ３２をオンすることにより、最低電圧ＶＭＩＮより高いハイレベル電圧ＶＨを生成できる。つまり電圧源３２０の低い電圧発生能力を、第２トランジスタＭ３２により補うことができる。 According to the synchronous rectification controller 300 of FIG. 3, by turning on the second transistor M32 in the range of V MIN ≦ V CC <V TH , it is possible to generate a high level voltage V H higher than the lowest voltage V MIN . That is, the low voltage generation capability of the voltage source 320 can be supplemented by the second transistor M32.

かくして同期整流コントローラ３００によれば、高い耐発振性、広い動作電圧範囲、小さい回路サイズを満たすことができる。   Thus, the synchronous rectification controller 300 can satisfy high oscillation resistance, a wide operating voltage range, and a small circuit size.

本発明は、図３のブロック図、回路図から把握されるさまざまな構成に及ぶが、以下ではその具体的な構成例を説明する。   The present invention extends to various configurations ascertained from the block diagram and circuit diagram of FIG. 3, but a specific configuration example will be described below.

図４は、第１構成例に係る電圧源３２０ａの回路図である。この電圧源３２０ａは、電圧クランパであり、電源ライン３０８の電圧ＶＨを、所定電圧より低くクランプする。ゲート電圧生成回路３２２ａは定電圧源を含み、第１トランジスタＭ３１のゲートに、定電圧ＶＧを供給する。電源ライン３０８の電圧ＶＨは、ＶＧ−ＶＧＳ（ＴＨ）より低くクランプされる。 FIG. 4 is a circuit diagram of the voltage source 320a according to the first configuration example. The voltage source 320a is a voltage clamper, the voltage V H of the power supply line 308, to clamp lower than the predetermined voltage. The gate voltage generation circuit 322a includes a constant voltage source, the gate of the first transistor M31, and supplies the constant voltage V G. The voltage V H of the power supply line 308 is clamped lower than V G −V GS (TH) .

具体的にはゲート電圧生成回路３２２ａは、アノードが接地されたツェナーダイオード（定電圧ダイオード）３４２と、ツェナーダイオード３４２のカソードに接続され、ツェナーダイオード３４２に電流を供給する電流源３４０と、を含み、ツェナーダイオード３４２のカソードの電圧を、第１トランジスタＭ３１のゲートに供給する。この構成では、ハイレベル電圧ＶＨは、ＶＺ−ＶＧＳ（ＴＨ）より低くクランプされる。ＶＺはツェナーダイオード３４２の降伏電圧である。たとえばＶＺは、１２Ｖあるいはそれより低く設計してもよい。電流源３４０は定電流源であってもよいし、抵抗であってもよい。 Specifically, the gate voltage generation circuit 322a includes a Zener diode (constant voltage diode) 342 whose anode is grounded, and a current source 340 that is connected to the cathode of the Zener diode 342 and supplies current to the Zener diode 342. The voltage at the cathode of the Zener diode 342 is supplied to the gate of the first transistor M31. In this configuration, the high level voltage V H is clamped lower than V Z −V GS (TH) . V Z is the breakdown voltage of the Zener diode 342. For example V Z may be designed 12V or even lower than. The current source 340 may be a constant current source or a resistor.

図５は、図４の電圧源３２０ａを用いた同期整流コントローラ３００の動作を説明する図である。制御部３３０のしきい値電圧ＶＴＨはヒステリシスを有し、６．５Ｖと７．５Ｖの２値で遷移する。 FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the synchronous rectification controller 300 using the voltage source 320a of FIG. The threshold voltage V TH of the control unit 330 has hysteresis and transitions between two values of 6.5V and 7.5V.

ＶＴＨ＜ＶＣＣの電圧領域Ｉにおいては、電圧源３２０によりハイレベル電圧ＶＨが生成される。ＶＺ＜ＶＣＣの領域では、ツェナーダイオード３４２が降伏し、ゲート電圧ＶＧはツェナー電圧ＶＺにクランプされ、ハイレベル電圧ＶＨは、ＶＺ−ＶＧＳ（ＴＨ）にてクランプされる。 In the voltage region I where V TH <V CC, the high-level voltage V H is generated by the voltage source 320. In the region of V Z <V CC , the Zener diode 342 breaks down, the gate voltage V G is clamped at the Zener voltage V Z , and the high level voltage V H is clamped at V Z −V GS (TH) .

ＶＣＣ＜ＶＺの範囲では、ＶＧ＝ＶＣＣとなり、ハイレベル電圧ＶＨ＝ＶＣＣ−ＶＧＳ（ＴＨ）にしたがって変化する。 In the range of V CC <V Z , V G = V CC and changes according to the high level voltage V H = V CC −V GS (TH) .

ＶＣＣ＜ＶＴＨの電圧領域IIにおいては、第２トランジスタＭ３２がオンする。この領域では、ハイレベル電圧ＶＨは、ＶＨ≒ＶＣＣにしたがって変化する。 In the voltage region II where V CC <V TH , the second transistor M32 is turned on. In this region, the high level voltage V H changes according to V H ≈V CC .

以上が図４の電圧源３２０ａの動作である。このように電圧源３２０ａによれば、ハイレベル電圧ＶＨをＶＺ−ＶＧＳ（ＴＨ）より低く制限することで、同期整流トランジスタＭ２のゲート耐圧を下げることができ、また消費電力を低減できる。また、電源電圧ＶＣＣが低くなるほど、ハイレベル電圧ＶＨが低くなるため、出力電圧ＶＯＵＴが低い場合にさらにスイッチング損失を低減できる。また、ＶＣＣ≒ＶＭＩＮ付近まで動作可能であり、したがって同期整流コントローラ３００は、幅広い電圧範囲でＤＣ／ＤＣコンバータ２００を動作させることができる。 The above is the operation of the voltage source 320a in FIG. According to the voltage source 320a, a high-level voltage V H to limit V Z -V GS (TH) than low, it is possible to reduce the gate breakdown voltage of the synchronous rectifier transistors M2, also the power consumption can be reduced . Further, as the power supply voltage V CC is lower, since the high-level voltage V H is lowered further the switching loss can be reduced when the output voltage V OUT is low. Further, V CC ≈V MIN is operable, and thus the synchronous rectification controller 300 can operate the DC / DC converter 200 in a wide voltage range.

図６は、第２構成例に係る電圧源３２０ｂの回路図である。この電圧源３２０ｂは、リニアレギュレータであり、電源ライン３０８の電圧ＶＨを、所定電圧にレギュレートする。 FIG. 6 is a circuit diagram of the voltage source 320b according to the second configuration example. The voltage source 320b is a linear regulator, the voltage V H of the power supply line 308 is regulated to a predetermined voltage.

すなわちゲート電圧生成回路３２２ｂは、電源ライン３０８のハイレベル電圧ＶＨが所定の目標電圧ＶＲＥＦに近づくようにゲート電圧ＶＧを調節してもよい。ゲート電圧生成回路３２２ｂは、誤差増幅器３４４および抵抗Ｒ５１，Ｒ５２を含む。誤差増幅器３４４は、その反転入力端子（−）にはハイレベル電圧ＶＨに応じたフィードバック電圧ＶＨ’を受け、その非反転入力端子（＋）に所定の基準電圧ＶＲＥＦ’を受け、その出力が第１トランジスタＭ３１のゲートに接続される。 That is, the gate voltage generation circuit 322b may adjust the gate voltage V G so that the high level voltage V H of the power supply line 308 approaches the predetermined target voltage V REF . Gate voltage generation circuit 322b includes an error amplifier 344 and resistors R51 and R52. The error amplifier 344 receives a feedback voltage V H ′ corresponding to the high level voltage V H at its inverting input terminal (−) and a predetermined reference voltage V REF ′ at its non-inverting input terminal (+). The output is connected to the gate of the first transistor M31.

図７は、図６の電圧源３２０ｂを用いた同期整流コントローラ３００の動作を説明する図である。制御部３３０のしきい値電圧ＶＴＨはヒステリシスを有し、６Ｖと７Ｖの２値で遷移する。また電圧源３２０ｂの目標電圧ＶＲＥＦは５Ｖである。 FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of the synchronous rectification controller 300 using the voltage source 320b of FIG. The threshold voltage V TH of the control unit 330 has hysteresis and transitions between two values of 6V and 7V. The target voltage V REF of the voltage source 320b is 5V.

ＶＴＨ＜ＶＣＣの電圧領域Ｉにおいては、電圧源３２０によりハイレベル電圧ＶＨが生成される。この領域Ｉでは、ハイレベル電圧ＶＨは、ＶＲＥＦ＝５Ｖに安定化される。 In the voltage region I where V TH <V CC, the high-level voltage V H is generated by the voltage source 320. In this region I, the high level voltage V H is stabilized at V REF = 5V.

ＶＣＣ＜ＶＴＨの電圧領域IIにおいては、第２トランジスタＭ３２がオンする。この領域では、ハイレベル電圧ＶＨは、ＶＨ≒ＶＣＣにしたがって変化する。 In the voltage region II where V CC <V TH , the second transistor M32 is turned on. In this region, the high level voltage V H changes according to V H ≈V CC .

以上が図６の電圧源３２０ｂの動作である。このように電圧源３２０ｂによれば、ハイレベル電圧ＶＨをＶＲＥＦより低く制限することができ、同期整流トランジスタＭ２のゲート耐圧を下げることができ、また消費電力を低減できる。リニアレギュレータによれば、電圧クランパよりも高い精度で、電源ラインの電圧を安定化できるという利点もある。またＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いたソースフォロア型のリニアレギュレータを用いることで、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高いため、フィードバックループの設計が容易となる。 The above is the operation of the voltage source 320b in FIG. According to the voltage source 320b, a high-level voltage V H can be limited to less than V REF, it is possible to reduce the gate breakdown voltage of the synchronous rectifier transistors M2, also the power consumption can be reduced. According to the linear regulator, there is an advantage that the voltage of the power supply line can be stabilized with higher accuracy than the voltage clamper. Further, by using a source follower type linear regulator using an N-channel MOSFET, the oscillation resistance is higher than that of the open drain type, so that the design of the feedback loop is facilitated.

また、電圧源３２０ｂはＶＣＣ≒ＶＭＩＮ付近まで動作可能であり、したがって同期整流コントローラ３００は、幅広い電圧範囲でＤＣ／ＤＣコンバータ２００を動作させることができる。 Further, the voltage source 320b can operate up to near V CC ≈V MIN , and thus the synchronous rectification controller 300 can operate the DC / DC converter 200 in a wide voltage range.

また電圧領域Ｉにおいては、図５の電圧源３２０ａと比べてハイレベル電圧ＶＨをさらに低くできるため、さらにスイッチング損失を低減できる。 Also in the voltage region I, since it is possible to further reduce the high level voltage V H as compared to the voltage source 320a of FIG. 5, it is possible to further reduce the switching loss.

図８は、変形例に係るＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｃの回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｃの出力回路２１０ｃのトポロジーが図１のそれと異なっている。図８の出力回路２１０ｃでは、同期整流トランジスタＭ２が２次巻線Ｗ２よりも出力端子Ｐ２側に配置される。   FIG. 8 is a circuit diagram of an AC / DC converter 100c according to a modification. The topology of the output circuit 210c of the DC / DC converter 200c is different from that of FIG. In the output circuit 210c of FIG. 8, the synchronous rectification transistor M2 is disposed closer to the output terminal P2 than the secondary winding W2.

同期整流コントローラ３００のＧＮＤ端子は、２次巻線Ｗ２と同期整流トランジスタＭ２の接続点（ソース）と接続され、同期整流コントローラ３００のＶＤ端子は、出力端子Ｐ２、つまり同期整流トランジスタＭ２のドレインと接続される。トランスＴ１の２次側には、補助巻線Ｗ４が設けられる。この補助巻線Ｗ４、ダイオードＤ４およびキャパシタＣ４は、補助コンバータを形成し、出力電圧ＶＯＵＴを正側にシフトした直流電圧ＶＣＣ１が生成される。直流電圧ＶＣＣ１は、出力電圧ＶＯＵＴから得られる直流電圧である。 The GND terminal of the synchronous rectification controller 300 is connected to the connection point (source) of the secondary winding W2 and the synchronous rectification transistor M2. The VD terminal of the synchronous rectification controller 300 is connected to the output terminal P2, that is, the drain of the synchronous rectification transistor M2. Connected. An auxiliary winding W4 is provided on the secondary side of the transformer T1. The auxiliary winding W4, the diode D4, and the capacitor C4 form an auxiliary converter, and a DC voltage VCC1 is generated by shifting the output voltage VOUT to the positive side. The DC voltage V CC1 is a DC voltage obtained from the output voltage V OUT .

その他は図１と同様である。この変形例においても、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００と同様の効果を得ることができる。   Others are the same as in FIG. Also in this modification, the same effect as that of the DC / DC converter 200 of FIG. 1 can be obtained.

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態は、ＤＣ／ＤＣコンバータの１次側に設けられ、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする１次側コントローラ２０２ｄに関する。図９は、第２の実施の形態に係る１次側コントローラ２０２ｄを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｄの回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｄの２次側は省略しているが、第１の実施の形態で説明したように構成してもよいし、ダイオード整流型の出力回路のトポロジーを採用してもよい。 (Second Embodiment)
The second embodiment relates to a primary controller 202d that is provided on the primary side of the DC / DC converter and switches the switching transistor M1. FIG. 9 is a circuit diagram of a DC / DC converter 200d including a primary-side controller 202d according to the second embodiment. Although the secondary side of the DC / DC converter 200d is omitted, it may be configured as described in the first embodiment, or a diode rectification type output circuit topology may be employed.

１次側コントローラ２０２ｄは、ＶＣＣ端子、ＧＮＤ端子、ＯＵＴ端子、電流検出（ＣＳ）端子、ＦＢ端子、を備える。トランスＴ１の１次側には、補助巻線Ｗ３が設けられる。補助巻線Ｗ３、ダイオードＤ３、キャパシタＣ３は、補助コンバータを形成しており、出力電圧ＶＯＵＴに比例した直流電圧ＶＣＣ２を発生する。１次側コントローラ２０２ｄのＶＣＣ端子には、直流電圧ＶＣＣ２が供給される。ＧＮＤ端子は接地され、ＦＢ端子には、フォトカプラ２０４からのフィードバック電圧ＶＦＢが入力される。電流センス抵抗ＲＳは、スイッチングトランジスタＭ１のソースと接地間に設けられる。電流センス抵抗ＲＳには、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間に１次巻線Ｗ１に流れる電流ＩＰに比例した電圧降下（検出電圧）ＶＣＳが発生する。検出電圧ＶＣＳはＣＳ端子に入力される。ＯＵＴ端子は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートと接続される。 The primary side controller 202d includes a VCC terminal, a GND terminal, an OUT terminal, a current detection (CS) terminal, and an FB terminal. An auxiliary winding W3 is provided on the primary side of the transformer T1. The auxiliary winding W3, the diode D3, and the capacitor C3 form an auxiliary converter, and generate a DC voltage VCC2 that is proportional to the output voltage VOUT . The DC voltage VCC2 is supplied to the VCC terminal of the primary controller 202d. The GND terminal is grounded, and the feedback voltage V FB from the photocoupler 204 is input to the FB terminal. The current sense resistor RS is provided between the source of the switching transistor M1 and the ground. The current sense resistor R S, a voltage drop proportional to the current I P flowing through the primary winding W1 during the on period of the switching transistor M1 (the detection voltage) V CS is generated. The detection voltage V CS is input to the CS terminal. The OUT terminal is connected to the gate of the switching transistor M1.

１次側コントローラ２０２ｄは、デューティコントローラ２２０、ドライバ２２２、電源ライン３０８、電圧源３２０、制御部３３０を備える。デューティコントローラ２２０は、フィードバック電圧ＶＦＢに応じたデューティ比を有するパルス信号ＳＰＷＭを生成する。デューティコントローラ２２０は、電圧モード、あるいは電流モードの変調器で構成することができ、特に限定されない。ドライバ２２２は、パルス信号ＳＰＷＭにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。ドライバ２２２は、出力段２２２Ａとプリドライバ２２２Ｂを含む。 The primary-side controller 202d includes a duty controller 220, a driver 222, a power supply line 308, a voltage source 320, and a control unit 330. The duty controller 220 generates a pulse signal S PWM having a duty ratio corresponding to the feedback voltage V FB . The duty controller 220 can be configured by a voltage mode or current mode modulator, and is not particularly limited. The driver 222 switches the switching transistor M1 based on the pulse signal SPWM . The driver 222 includes an output stage 222A and a pre-driver 222B.

電源ライン３０８は、ドライバ２２２の電源端子と接続される。電圧源３２０、第２トランジスタＭ３２およびおよび制御部３３０については、第１の実施の形態と同様である。電圧源３２０は、図４、図６に示すように構成できる。   The power line 308 is connected to the power terminal of the driver 222. The voltage source 320, the second transistor M32, and the control unit 330 are the same as in the first embodiment. The voltage source 320 can be configured as shown in FIGS.

１次側コントローラ２０２ｄにおいても、出力電圧ＶＯＵＴが変化すると、電源電圧ＶＣＣが変化する。したがって電源電圧ＶＣＣをそのままスイッチングトランジスタＭ１のゲート信号のハイレベル電圧ＶＨとして使用した場合には、出力電圧ＶＯＵＴが高い領域で、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング損失が大きくなるという問題がある。 Also in the primary side controller 202d, when the output voltage VOUT changes, the power supply voltage VCC changes. When the power supply voltage V CC was used as a high-level voltage V H of the gate signal of the switching transistor M1 is therefore output voltage V OUT is high region, there is a problem that the switching loss of the switching transistor M1 is increased.

そこで１次側コントローラ２０２ｄに、電圧源３２０、第２トランジスタＭ３２、制御部３３０を設けることで、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。   Therefore, by providing the primary controller 202d with the voltage source 320, the second transistor M32, and the control unit 330, the same effects as those of the first embodiment can be obtained.

（用途）
続いて、第１あるいは第２の実施の形態で説明したＤＣ／ＤＣコンバータ２００の用途を説明する。
図１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備えるＡＣアダプタ８００を示す図である。ＡＣアダプタ８００は、プラグ８０２、筐体８０４、コネクタ８０６を備える。プラグ８０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体８０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、コネクタ８０６から電子機器８１０に供給される。電子機器８１０は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。 (Use)
Next, the application of the DC / DC converter 200 described in the first or second embodiment will be described.
FIG. 10 is a diagram illustrating an AC adapter 800 including the AC / DC converter 100. The AC adapter 800 includes a plug 802, a housing 804, and a connector 806. Plug 802 is subjected to a commercial AC voltage V AC from the wall outlet (not shown). The AC / DC converter 100 is mounted in the housing 804. The DC output voltage V OUT generated by the AC / DC converter 100 is supplied from the connector 806 to the electronic device 810. Examples of the electronic device 810 include a notebook PC, a digital camera, a digital video camera, a mobile phone, and a mobile audio player.

図１１（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備える電子機器９００を示す図である。図１１（ａ）、（ｂ）の電子機器９００はディスプレイ装置であるが、電子機器９００の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、電源装置を内蔵する機器であればよい。
プラグ９０２、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体８０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、同じ筐体９０４内に搭載される、マイコン、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。 FIGS. 11A and 11B are diagrams illustrating an electronic device 900 including the AC / DC converter 100. FIG. Although the electronic device 900 in FIGS. 11A and 11B is a display device, the type of the electronic device 900 is not particularly limited, and is a device including a power supply device such as an audio device, a refrigerator, a washing machine, or a vacuum cleaner. I just need it.
Plug 902, receives a commercial AC voltage V AC from the wall outlet (not shown). The AC / DC converter 100 is mounted in the housing 804. The DC output voltage V OUT generated by the AC / DC converter 100 is applied to a load such as a microcomputer, a DSP (Digital Signal Processor), a power supply circuit, a lighting device, an analog circuit, or a digital circuit mounted in the same housing 904. Supplied.

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。   The present invention has been described based on the embodiments. This embodiment is an exemplification, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to combinations of the respective constituent elements and processing processes, and such modifications are within the scope of the present invention. is there. Hereinafter, such modifications will be described.

（第１変形例）
実施の形態では、フライバックコンバータを説明したが、本発明はフォワードコンバータにも適用可能である。この場合にはトランスＴ１の２次側に、複数の同期整流用のトランジスタが配置されることとなる。同期整流コントローラは、複数の同期整流トランジスタをスイッチングするよう構成されてもよい。またコンバータは疑似共振型であってもよい。 (First modification)
Although the flyback converter has been described in the embodiment, the present invention can also be applied to a forward converter. In this case, a plurality of synchronous rectification transistors are disposed on the secondary side of the transformer T1. The synchronous rectification controller may be configured to switch a plurality of synchronous rectification transistors. The converter may be a quasi-resonant type.

（第２変形例）
スイッチングトランジスタや同期整流トランジスタの少なくとも一方は、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴであってもよい。 (Second modification)
At least one of the switching transistor and the synchronous rectification transistor may be a bipolar transistor or an IGBT.

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。   Although the present invention has been described using specific terms based on the embodiments, the embodiments only illustrate the principles and applications of the present invention, and the embodiments are defined in the claims. Many variations and modifications of the arrangement are permitted without departing from the spirit of the present invention.

１００…ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０２…フィルタ、１０４…整流回路、１０６…平滑キャパシタ、２００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２０２…１次側コントローラ、２０４…フォトカプラ、２０６…フィードバック回路、２１０…出力回路、２２０…デューティコントローラ、２２２…ドライバ、Ｐ１…入力端子、Ｐ２…出力端子、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…同期整流トランジスタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｔ１…トランス、Ｗ１…１次巻線、Ｗ２…２次巻線、３００…同期整流コントローラ、３０４…パルス発生器、３０６…ドライバ、３０６Ａ…出力段、３０６Ｂ…プリドライバ、３０８…電源ライン、３１０…リニアレギュレータ、Ｍ３１…第１トランジスタ、Ｍ３２…第２トランジスタ、３２０…電圧源、３２２…ゲート電圧生成回路、３３０…制御部、３３２…電圧コンパレータ、３４０…電流源、３４２…ツェナーダイオード、Ｓ１…パルス信号、８００…ＡＣアダプタ、８０２…プラグ、８０４…筐体、８０６…コネクタ、８１０，９００…電子機器、９０２…プラグ、９０４…筐体。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ... AC / DC converter, 102 ... Filter, 104 ... Rectifier circuit, 106 ... Smoothing capacitor, 200 ... DC / DC converter, 202 ... Primary side controller, 204 ... Photocoupler, 206 ... Feedback circuit, 210 ... Output circuit, 220 ... Duty controller, 222 ... Driver, P1 ... Input terminal, P2 ... Output terminal, M1 ... Switching transistor, M2 ... Synchronous rectification transistor, C1 ... Output capacitor, T1 ... Transformer, W1 ... Primary winding, W2 ... Secondary Winding, 300 ... Synchronous rectification controller, 304 ... Pulse generator, 306 ... Driver, 306A ... Output stage, 306B ... Pre-driver, 308 ... Power supply line, 310 ... Linear regulator, M31 ... First transistor, M32 ... Second transistor 320 ... Voltage source, 322 ... Voltage generating circuit, 330 ... control unit, 332 ... voltage comparator, 340 ... current source, 342 ... Zener diode, S1 ... pulse signal, 800 ... AC adapter, 802 ... plug, 804 ... housing, 806 ... connector, 810, 900 ... electronic device, 902 ... plug, 904 ... housing.

Claims (21)

絶縁同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータの２次側に配置される同期整流コントローラであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
前記トランスの２次巻線と接続される同期整流トランジスタと、
フォトカプラと、
前記フォトカプラの入力側と接続され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、
前記フォトカプラの出力側と接続され、前記フォトカプラからのフィードバック信号に応じて前記スイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、
前記同期整流トランジスタを制御する前記同期整流コントローラと、
を備え、
前記同期整流コントローラは、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧から得られる直流電圧を受ける電源端子と、
前記同期整流トランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するパルス発生器と、
前記パルス信号に応じて前記同期整流トランジスタをスイッチングするドライバと、
前記電源端子と前記ドライバの電源ラインの間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の第１トランジスタと、前記第１トランジスタのゲートに、所定電圧より低いゲート電圧を供給するゲート電圧生成回路と、を含む電圧源と、
前記電源端子と前記電源ラインの間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第２トランジスタと、
前記電源端子の電圧が所定のしきい値電圧より高いとき前記第２トランジスタをオフ、前記電源端子の電圧が前記しきい値電圧より低いとき前記第２トランジスタをオンする制御部と、
を備えることを特徴とする同期整流コントローラ。 A synchronous rectification controller disposed on the secondary side of an isolated synchronous rectification type DC / DC converter,
The DC / DC converter is
A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A switching transistor connected to the primary winding of the transformer;
A synchronous rectification transistor connected to the secondary winding of the transformer;
A photocoupler,
A feedback circuit that is connected to the input side of the photocoupler and generates an error current according to an error between the output voltage of the DC / DC converter and the target voltage;
A primary-side controller connected to the output side of the photocoupler and switching the switching transistor in response to a feedback signal from the photocoupler;
The synchronous rectification controller for controlling the synchronous rectification transistor;
With
The synchronous rectification controller is
A power supply terminal for receiving a DC voltage obtained from the output voltage of the DC / DC converter;
A pulse generator for generating a pulse signal for instructing on and off of the synchronous rectification transistor;
A driver that switches the synchronous rectification transistor in response to the pulse signal;
A first transistor of an N-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) provided between the power supply terminal and the power supply line of the driver, and a gate for supplying a gate voltage lower than a predetermined voltage to the gate of the first transistor A voltage source including a voltage generation circuit;
A second transistor of a P-channel MOSFET provided between the power supply terminal and the power supply line;
A controller that turns off the second transistor when the voltage of the power supply terminal is higher than a predetermined threshold voltage, and turns on the second transistor when the voltage of the power supply terminal is lower than the threshold voltage;
A synchronous rectification controller comprising: 前記電圧源は、電圧クランパであることを特徴とする請求項１に記載の同期整流コントローラ。   The synchronous rectification controller according to claim 1, wherein the voltage source is a voltage clamper. 前記ゲート電圧生成回路は、定電圧を前記第１トランジスタのゲートに供給する定電圧源を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の同期整流コントローラ。   The synchronous rectification controller according to claim 1, wherein the gate voltage generation circuit includes a constant voltage source that supplies a constant voltage to a gate of the first transistor. 前記ゲート電圧生成回路は、
アノードが接地されたツェナーダイオードと、
前記ツェナーダイオードのカソードに接続され、前記ツェナーダイオードに電流を供給する電流源と、
を含み、前記ツェナーダイオードの前記カソードの電圧を、前記第２トランジスタのゲートに供給することを特徴とする請求項１または２に記載の同期整流コントローラ。 The gate voltage generation circuit includes:
A Zener diode with the anode grounded;
A current source connected to the cathode of the Zener diode and supplying a current to the Zener diode;
The synchronous rectification controller according to claim 1, wherein a voltage of the cathode of the Zener diode is supplied to a gate of the second transistor. 前記電圧源は、リニアレギュレータであることを特徴とする請求項１に記載の同期整流コントローラ。   The synchronous rectification controller according to claim 1, wherein the voltage source is a linear regulator. 前記ゲート電圧生成回路は、前記電源ラインの電圧が所定の目標電圧に近づくように前記ゲート電圧を調節することを特徴とする請求項１または５に記載の同期整流コントローラ。   6. The synchronous rectification controller according to claim 1, wherein the gate voltage generation circuit adjusts the gate voltage so that the voltage of the power supply line approaches a predetermined target voltage. 前記ゲート電圧生成回路は、反転入力端子に前記電源ラインの電圧に応じたフィードバック電圧を受け、非反転入力端子に所定の基準電圧を受け、その出力が前記第１トランジスタのゲートに接続された誤差増幅器を含むことを特徴とする請求項１、５、６のいずれかに記載の同期整流コントローラ。   The gate voltage generation circuit receives a feedback voltage corresponding to the voltage of the power supply line at an inverting input terminal, a predetermined reference voltage at a non-inverting input terminal, and an error that is output to the gate of the first transistor. The synchronous rectification controller according to claim 1, further comprising an amplifier. 前記制御部は、ヒステリシスコンパレータを含むことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の同期整流コントローラ。   The synchronous rectification controller according to claim 1, wherein the control unit includes a hysteresis comparator. 絶縁同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
前記トランスの２次巻線と接続される同期整流トランジスタと、
フォトカプラと、
前記フォトカプラの出力側と接続され、前記フォトカプラからのフィードバック信号に応じて前記スイッチングトランジスタをスイッチングする１次側コントローラと、
前記同期整流トランジスタを制御する請求項１から８のいずれかに記載の同期整流コントローラと、
前記フォトカプラの入力側と接続され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、
を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 An insulated synchronous rectification type DC / DC converter,
A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A switching transistor connected to the primary winding of the transformer;
A synchronous rectification transistor connected to the secondary winding of the transformer;
A photocoupler,
A primary-side controller connected to the output side of the photocoupler and switching the switching transistor in response to a feedback signal from the photocoupler;
The synchronous rectification controller according to any one of claims 1 to 8, which controls the synchronous rectification transistor;
A feedback circuit connected to the input side of the photocoupler and generating an error current according to the output voltage of the DC / DC converter;
A DC / DC converter comprising: 絶縁同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータの１次側に配置される１次側コントローラであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
前記トランスの２次巻線と接続される整流素子と、
フォトカプラと、
前記フォトカプラの入力側と接続され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、
前記フォトカプラの出力側と接続され、前記フォトカプラからのフィードバック信号に応じて前記スイッチングトランジスタをスイッチングする前記１次側コントローラと、
を備え、
前記１次側コントローラは、
前記トランスの１次側に設けられた補助巻線の電圧から得られる直流電圧を受ける電源端子と、
前記スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するデューティコントローラと、
前記パルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタをスイッチングするドライバと、
前記電源端子と前記ドライバの電源ラインの間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴの第１トランジスタと、前記第１トランジスタのゲートに所定電圧より低いゲート電圧を供給するゲート電圧生成回路と、を含む電圧源と、
前記電源端子と前記電源ラインの間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第２トランジスタと、
前記電源端子の電圧が所定のしきい値電圧より高いとき前記第２トランジスタをオフ、前記電源端子の電圧が前記しきい値電圧より低いとき前記第２トランジスタをオンする制御部と、
を備えることを特徴とする１次側コントローラ。 A primary side controller disposed on a primary side of an isolated synchronous rectification type DC / DC converter,
The DC / DC converter is
A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A switching transistor connected to the primary winding of the transformer;
A rectifying element connected to the secondary winding of the transformer;
A photocoupler,
A feedback circuit that is connected to the input side of the photocoupler and generates an error current according to an error between the output voltage of the DC / DC converter and the target voltage;
The primary side controller connected to the output side of the photocoupler and switching the switching transistor in response to a feedback signal from the photocoupler;
With
The primary controller is:
A power supply terminal for receiving a DC voltage obtained from the voltage of the auxiliary winding provided on the primary side of the transformer;
A duty controller that generates a pulse signal instructing on and off of the switching transistor;
A driver for switching the switching transistor in response to the pulse signal;
A voltage source including a first transistor of an N-channel MOSFET provided between the power supply terminal and the power supply line of the driver, and a gate voltage generation circuit for supplying a gate voltage lower than a predetermined voltage to the gate of the first transistor When,
A second transistor of a P-channel MOSFET provided between the power supply terminal and the power supply line;
A controller that turns off the second transistor when the voltage of the power supply terminal is higher than a predetermined threshold voltage, and turns on the second transistor when the voltage of the power supply terminal is lower than the threshold voltage;
A primary-side controller comprising: 前記電圧源は、電圧クランパであることを特徴とする請求項１０に記載の１次側コントローラ。   The primary side controller according to claim 10, wherein the voltage source is a voltage clamper. 前記ゲート電圧生成回路は、定電圧を前記第１トランジスタのゲートに供給する定電圧源を含むことを特徴とする請求項１０または１１に記載の１次側コントローラ。   The primary side controller according to claim 10, wherein the gate voltage generation circuit includes a constant voltage source that supplies a constant voltage to a gate of the first transistor. 前記ゲート電圧生成回路は、
アノードが接地されたツェナーダイオードと、
前記ツェナーダイオードのカソードに接続され、前記ツェナーダイオードに電流を供給する電流源と、
を含み、前記ツェナーダイオードの前記カソードの電圧を、前記第２トランジスタのゲートに供給することを特徴とする請求項１０または１１に記載の１次側コントローラ。 The gate voltage generation circuit includes:
A Zener diode with the anode grounded;
A current source connected to the cathode of the Zener diode and supplying a current to the Zener diode;
The primary side controller according to claim 10, wherein a voltage of the cathode of the Zener diode is supplied to a gate of the second transistor. 前記電圧源は、リニアレギュレータであることを特徴とする請求項１０に記載の１次側コントローラ。   The primary side controller according to claim 10, wherein the voltage source is a linear regulator. 前記ゲート電圧生成回路は、前記電源ラインの電圧が所定の目標電圧に近づくように前記ゲート電圧を調節することを特徴とする請求項１０または１４に記載の１次側コントローラ。   The primary controller according to claim 10 or 14, wherein the gate voltage generation circuit adjusts the gate voltage so that a voltage of the power supply line approaches a predetermined target voltage. 前記ゲート電圧生成回路は、反転入力端子に前記電源ラインの電圧に応じたフィードバック電圧を受け、非反転入力端子に所定の基準電圧を受け、その出力が前記第１トランジスタのゲートに接続された誤差増幅器を含むことを特徴とする請求項１０、１４、１５のいずれかに記載の１次側コントローラ。   The gate voltage generation circuit receives a feedback voltage corresponding to the voltage of the power supply line at an inverting input terminal, a predetermined reference voltage at a non-inverting input terminal, and an error that is output to the gate of the first transistor. The primary side controller according to claim 10, further comprising an amplifier. 前記制御部は、ヒステリシスコンパレータを含むことを特徴とする請求項１０から１６のいずれかに記載の１次側コントローラ。   The primary controller according to claim 10, wherein the control unit includes a hysteresis comparator. 絶縁同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記トランスの１次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
前記トランスの２次巻線と接続される整流素子と、
フォトカプラと、
前記フォトカプラの入力側と接続され、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、
前記フォトカプラの出力側と接続され、前記フォトカプラからのフィードバック信号に応じて前記スイッチングトランジスタをスイッチングする請求項１０から１７のいずれかに記載の１次側コントローラと、
を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 An insulated synchronous rectification type DC / DC converter,
A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A switching transistor connected to the primary winding of the transformer;
A rectifying element connected to the secondary winding of the transformer;
A photocoupler,
A feedback circuit that is connected to the input side of the photocoupler and generates an error current according to an error between the output voltage of the DC / DC converter and the target voltage;
The primary side controller according to any one of claims 10 to 17, which is connected to an output side of the photocoupler and switches the switching transistor according to a feedback signal from the photocoupler.
A DC / DC converter comprising: 商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、
前記フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項９または１８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
を備えることを特徴とする電源装置。 A filter for filtering commercial AC voltage;
A diode rectifier circuit for full-wave rectification of the output voltage of the filter;
A smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the diode rectifier circuit and generates a DC input voltage;
The DC / DC converter according to claim 9 or 18, wherein the DC input voltage is stepped down and supplied to a load.
A power supply apparatus comprising: 負荷と、
商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、
前記フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項９または１８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
を備えることを特徴とする電子機器。 Load,
A filter for filtering commercial AC voltage;
A diode rectifier circuit for full-wave rectification of the output voltage of the filter;
A smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the diode rectifier circuit and generates a DC input voltage;
The DC / DC converter according to claim 9 or 18, wherein the DC input voltage is stepped down and supplied to a load.
An electronic device comprising: 商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、
前記フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項９または１８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
を備えることを特徴とする電源アダプタ。 A filter for filtering commercial AC voltage;
A diode rectifier circuit for full-wave rectification of the output voltage of the filter;
A smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the diode rectifier circuit and generates a DC input voltage;
The DC / DC converter according to claim 9 or 18, wherein the DC input voltage is stepped down and supplied to a load.
A power adapter comprising:
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