JP2016076864A - Latch circuit and flip-flop circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、ラッチ回路およびフリップフロップ回路に関する。 Embodiments described herein relate generally to a latch circuit and a flip-flop circuit.
ラッチ回路の構成形態の1つとして、データ信号およびクロック信号が入力される第1のゲート回路と、データ信号の反転信号およびクロック信号が入力される第2のゲート回路とを有し、それぞれの出力を相手側の入力へたすき掛け接続する構成がある。このような構成のCMOS型ラッチ回路の動作時の消費電流は、データの活性率が低い通常の動作ではクロックが入力されるMOSトランジスタの充放電電流の割合が高い。 As one configuration form of the latch circuit, the latch circuit includes a first gate circuit to which a data signal and a clock signal are input, and a second gate circuit to which an inverted signal of the data signal and a clock signal are input. There is a configuration in which the output is connected to the input of the other party. The current consumption during the operation of the CMOS latch circuit having such a configuration is high in the charge / discharge current ratio of the MOS transistor to which the clock is inputted in a normal operation with a low data activation rate.
その対策としては、クロックが入力されるMOSトランジスタの数を少なくすることが有効である。そこで、本出願人は、ラッチ回路を構成する第1のゲート回路と第2のゲート回路との間でクロック信号が入力されるMOSトランジスタを共有する回路を考案し、出願している。 As a countermeasure, it is effective to reduce the number of MOS transistors to which a clock is input. Therefore, the present applicant has devised and filed a circuit sharing a MOS transistor to which a clock signal is input between the first gate circuit and the second gate circuit constituting the latch circuit.
ただし、このクロック信号が入力されるMOSトランジスタを共有するラッチ回路では、データ信号の反転信号を生成するインバータの遅延時間の影響でハザードが発生し、製造プロセスや動作電圧の条件によっては動作が不安定になることがある。 However, in the latch circuit sharing the MOS transistor to which the clock signal is input, a hazard occurs due to the delay time of the inverter that generates the inverted signal of the data signal, and the operation may not be performed depending on the manufacturing process and operating voltage conditions. May become stable.
本発明が解決しようとする課題は、クロック信号が入力されるMOSトランジスタの数を少なくしても安定な動作を行うことのできるラッチ回路およびフリップフロップ回路を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a latch circuit and a flip-flop circuit that can perform a stable operation even if the number of MOS transistors to which a clock signal is input is reduced.
実施形態のラッチ回路は、第1のゲート回路と、第1のインバータと、第2のゲート回路と、第3のPMOSトランジスタとを備えており、第2のインバータと、第4のPMOSトランジスタとを備える。第1のゲート回路は、電源端子へソース端子が接続されゲート端子へデータ信号が入力される第1のPMOSトランジスタを有する。第1のインバータは、前記データ信号を反転させる。第2のゲート回路は、前記第1のゲート回路とたすき掛け接続され、前記電源端子へソース端子が接続されゲート端子へ前記第1のインバータの出力信号が入力される第2のPMOSトランジスタを有する。第3のPMOSトランジスタは、前記第1のPMOSトランジスタのドレイン端子と前記第2のPMOSトランジスタのドレイン端子との間に接続され、ゲート端子へクロック信号が入力される。第2のインバータは、前記第1のインバータの出力信号を反転させる。第4のPMOSトランジスタは、前記第1のPMOSトランジスタと並列に接続され、ゲート端子へ前記第2のインバータの出力信号が入力される。 The latch circuit according to the embodiment includes a first gate circuit, a first inverter, a second gate circuit, and a third PMOS transistor, and the second inverter, the fourth PMOS transistor, Is provided. The first gate circuit includes a first PMOS transistor having a source terminal connected to the power supply terminal and a data signal input to the gate terminal. The first inverter inverts the data signal. The second gate circuit includes a second PMOS transistor that is connected to the first gate circuit, the source terminal is connected to the power supply terminal, and the output signal of the first inverter is input to the gate terminal. . The third PMOS transistor is connected between the drain terminal of the first PMOS transistor and the drain terminal of the second PMOS transistor, and a clock signal is input to the gate terminal. The second inverter inverts the output signal of the first inverter. The fourth PMOS transistor is connected in parallel with the first PMOS transistor, and the output signal of the second inverter is input to the gate terminal.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、図中、同一または相当部分には同一の符号を付して、その説明は繰り返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated.
(第1の実施形態)
図1は、第1の実施形態のラッチ回路の構成の例を示す回路図である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating an example of the configuration of the latch circuit according to the first embodiment.
本実施形態のラッチ回路1は、本出願人による既出願(特開2011−171916号公報)のラッチ回路と同様、その基本構成として、電源端子Vccへソース端子が接続されゲート端子へデータ信号Dが入力されるPMOSトランジスタP11を有するゲート回路11と、データ信号Dを反転させるインバータIV11と、ゲート回路11とたすき掛け接続され、電源端子Vccへソース端子が接続されゲート端子へインバータIV11の出力信号DNが入力されるPMOSトランジスタP21を有するゲート回路12と、PMOSトランジスタP11のドレイン端子とPMOSトランジスタP21のドレイン端子との間に接続され、ゲート端子へクロック信号CKが入力されるPMOSトランジスタP3を備えている。PMOSトランジスタP3は、ゲート回路11とゲート回路12に共有される。
The
また、ラッチ回路1は、ゲート回路11の出力を反転させて出力信号Qとして出力するインバータIV13を備える。
The
本実施形態のラッチ回路1は、上述の基本構成に加えて、さらに、インバータIV11の出力信号DNを反転させるインバータIV12と、PMOSトランジスタP11と並列に接続され、ゲート端子へインバータIV12の出力信号DNNが入力されるPMOSトランジスタP13と、を備える。
In addition to the basic configuration described above, the
これにより、ゲート回路11は、ゲート端子へデータ信号Dが入力されるPMOSトランジスタP11と、PMOSトランジスタP11に並列に接続されゲート端子へ信号DNNが入力されるPMOSトランジスタP13と、PMOSトランジスタP11のドレイン端子と出力端子NAとの間に接続されゲート端子へゲート回路12の出力端子NBが接続されるPMOSトランジスタP12とを備えることになる。
As a result, the
また、ゲート回路11は、出力端子NAと接地端子VSSとの間に、ドレイン端子が出力端子NAに接続されゲート端子へデータ信号Dが入力されるNMOSトランジスタN11と、ドレイン端子がNMOSトランジスタN11のソース端子に接続されソース端子が接地端子VSSに接続されゲート端子へクロック信号CKが入力されるNMOSトランジスタN12と、ドレイン端子が出力端子NAに接続されソース端子が接地端子VSSに接続されゲート端子へゲート回路12の出力端子NBが接続されるNMOSトランジスタN13と、を備える。
The
ゲート回路12は、ゲート端子へ信号DNが入力されるPMOSトランジスタP21と、PMOSトランジスタP21のドレイン端子と出力端子NBとの間に接続されゲート端子へゲート回路11の出力端子NAが接続されるPMOSトランジスタP22と、ドレイン端子が出力端子NBに接続されゲート端子へ信号DNが入力されるNMOSトランジスタN21と、ドレイン端子がNMOSトランジスタN21のソース端子に接続されソース端子が接地端子VSSに接続されゲート端子へクロック信号CKが入力されるNMOSトランジスタN22と、ドレイン端子が出力端子NBに接続されソース端子が接地端子VSSに接続されゲート端子へゲート回路11の出力端子NAが接続されるNMOSトランジスタN23と、を備える。
The
図2(a)は、本実施形態のラッチ回路1を論理ゲートレベルで表した回路図である。論理ゲートレベルで表すと、ゲート回路11およびゲート回路12は、ともにAND−NOR型の複合ゲートとなる。
FIG. 2A is a circuit diagram showing the
図2(b)は、本実施形態のラッチ回路1の論理動作波形図である。ラッチ回路1は、クロック信号CKがH(高レベル)の期間はデータ信号Dの変化がそのまま出力信号Qの変化に現れるスルー動作を行い、クロック信号CKがL(低レベル)の期間は出力信号Qの値を保持する保持動作を行う。
FIG. 2B is a logic operation waveform diagram of the
次に、既出願のラッチ回路に対して本実施形態で追加したインバータIV12およびPMOSトランジスタP13の回路動作上の効果について、図3および図4を用いて説明する。 Next, the effect on the circuit operation of the inverter IV12 and the PMOS transistor P13 added in the present embodiment to the latch circuit of the application will be described with reference to FIGS.
図3は、既出願のラッチ回路の構成の例を示す回路図である。図3に示すラッチ回路では、ゲート回路11Aの電源端子Vccと出力端子NAとの間には、直列に接続されたPMOSトランジスタP11とPMOSトランジスタP12のみが接続されている。
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of the configuration of a latch circuit already filed. In the latch circuit shown in FIG. 3, only the PMOS transistor P11 and the PMOS transistor P12 connected in series are connected between the power supply terminal Vcc and the output terminal NA of the
このラッチ回路において、クロック信号CKがLで、ゲート回路11Aの出力端子NAにH、ゲート回路12の出力端子NBにLが保持されているときに、データ信号DがLからHへ変化したとする。
In this latch circuit, the data signal D changes from L to H when the clock signal CK is L, the output terminal NA of the
データ信号DがLからHへ変化したことにより、PMOSトランジスタP11はオンからオフへ変化し、NMOSトランジスタN11はオフからオンへ変化する。 As the data signal D changes from L to H, the PMOS transistor P11 changes from on to off, and the NMOS transistor N11 changes from off to on.
このとき、インバータIV11の出力信号DNは、インバータIV11の伝搬遅延により、データ信号Dの変化から時間Δt1遅れてHからLへ変化する。そのため、このΔt1の期間は、PMOSトランジスタP21はオフのままである。 At this time, the output signal DN of the inverter IV11 changes from H to L with a delay of time Δt1 from the change of the data signal D due to the propagation delay of the inverter IV11. Therefore, the PMOS transistor P21 remains off during the period of Δt1.
したがって、クロック信号CKが入力されるPMOSトランジスタP3がオンしていても、電源端子Vccとゲート回路11Aの出力端子NAとの電流経路は遮断される。そのため、この期間、ゲート回路11Aの出力端子NAのHレベルは、出力端子NAの寄生容量C1に蓄積された電荷により保持される。その電荷Qは、出力端子NAの電圧をV、寄生容量C1の容量をC1とすると、Q=C1・Vと表される。
Therefore, even if the PMOS transistor P3 to which the clock signal CK is input is turned on, the current path between the power supply terminal Vcc and the output terminal NA of the
ところが、データ信号DのLからHへの変化によりNMOSトランジスタN11がオンすることにより、電荷Qに対して、出力端子NAの寄生容量C1とNMOSトランジスタN11の寄生容量C2との間でチャージシェアリングが発生する。 However, when the NMOS transistor N11 is turned on by the change of the data signal D from L to H, charge sharing is performed between the parasitic capacitance C1 of the output terminal NA and the parasitic capacitance C2 of the NMOS transistor N11 with respect to the charge Q. Will occur.
これにより、寄生容量C1から寄生容量C2への電荷の移動が生じ、電荷Qは、その容量比に応じて寄生容量C1と寄生容量C2とに分配される。 As a result, charge is transferred from the parasitic capacitance C1 to the parasitic capacitance C2, and the charge Q is distributed to the parasitic capacitance C1 and the parasitic capacitance C2 according to the capacitance ratio.
そのため、電荷移動後の出力端子NAの電圧V1は、寄生容量C2の容量をC2とすると、V1=C1/(C1+C2)・Vとなり、当初の電圧Vより低下する。 Therefore, the voltage V1 of the output terminal NA after the charge transfer is V1 = C1 / (C1 + C2) · V, and is lower than the initial voltage V, where the capacitance of the parasitic capacitor C2 is C2.
この出力端子NAの電圧の低下がインバータIV13の閾値を超えると、本来保持されるべきラッチ回路の出力Qのレベルも、LからHへ変化する。そのため、出力Qの接続先の回路に誤動作が生じるおそれが発生する。 When the drop in the voltage at the output terminal NA exceeds the threshold value of the inverter IV13, the level of the output Q of the latch circuit that should be originally held also changes from L to H. For this reason, a malfunction may occur in the circuit to which the output Q is connected.
図4には、これに対する本実施形態のラッチ回路1の動作の様子を示す。本実施形態のラッチ回路1の場合、PMOSトランジスタP11と並列にPMOSトランジスタP13が接続され、そのゲート端子へ、インバータIV12によりインバータIV11の出力信号DNを反転させた信号DNNが入力される。
FIG. 4 shows how the
インバータIV12の出力信号DNNは、インバータIV12の伝搬遅延により、インバータIV11の出力信号DNの変化から時間Δt2遅れて変化する。 The output signal DNN of the inverter IV12 changes with a delay of time Δt2 from the change of the output signal DN of the inverter IV11 due to the propagation delay of the inverter IV12.
したがって、データ信号DのLからHへの変化後、インバータIV11の出力信号DNがHであるΔt1の期間、インバータIV12の出力信号DNNは、Lのままである。そのため、このΔt1の期間、PMOSトランジスタP13はオンしたままである。 Therefore, after the data signal D changes from L to H, the output signal DNN of the inverter IV12 remains L during the period of Δt1 in which the output signal DN of the inverter IV11 is H. Therefore, the PMOS transistor P13 remains on during the period of Δt1.
これにより、図3のラッチ回路とは異なり、クロック信号CKがLのときに、データ信号DがLからHへ変化してPMOSトランジスタP11がオフしても、PMOSトランジスタP13により、電源端子Vccとゲート回路11の出力端子NAとの間の電流経路が維持される。
Thus, unlike the latch circuit of FIG. 3, when the clock signal CK is L, even if the data signal D changes from L to H and the PMOS transistor P11 is turned off, the PMOS transistor P13 causes the power supply terminal Vcc to A current path between the output terminal NA of the
したがって、データ信号DのLからHへの変化によりNMOSトランジスタN11がオンしたとき、寄生容量C2は、電源端子Vccから流れる電流により充電される。そのため、本実施形態では、ゲート回路11の出力端子NAのHレベルの電圧が安定している。
Therefore, when the NMOS transistor N11 is turned on by the change of the data signal D from L to H, the parasitic capacitance C2 is charged by the current flowing from the power supply terminal Vcc. Therefore, in this embodiment, the H level voltage of the output terminal NA of the
このような本実施形態によれば、ゲート回路11とゲート回路12でクロック信号CKが入力されるPMOSトランジスタP3を共有する回路構成において、データ信号Dを反転させるインバータIV11に伝搬遅延があっても、ゲート回路11の出力端子NAにチャージシェアリングによるレベル変動が発生せず、出力保持期間の出力信号Qのレベルを安定的に保持することができる。
According to the present embodiment, in the circuit configuration in which the
(第2の実施形態)
図5は、第2の実施形態のフリップフロップ回路の構成の例を示す回路図である。
(Second Embodiment)
FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the flip-flop circuit of the second embodiment.
本実施形態のフリップフロップ回路2は、マスタラッチ21およびスレーブラッチ22に、第1の実施形態のラッチ回路1を使用する。
The flip-flop circuit 2 of the present embodiment uses the
マスタラッチ21は、データ入力にデータ信号Dが入力され、クロック入力にクロック信号CK をインバータIV21で反転させた信号が入力される。 In the master latch 21, the data signal D is input to the data input, and a signal obtained by inverting the clock signal CK by the inverter IV21 is input to the clock input.
スレーブラッチ22は、データ入力にマスタラッチ21の出力が入力され、クロック入力にクロック信号CKが入力される。 In the slave latch 22, the output of the master latch 21 is input to the data input, and the clock signal CK is input to the clock input.
フリップフロップ回路2は、クロック信号CKの立ち上りに同期して出力信号Qが変化する。 In the flip-flop circuit 2, the output signal Q changes in synchronization with the rising edge of the clock signal CK.
このような本実施形態によれば、マスタラッチ21およびスレーブラッチ22に第1の実施形態のラッチ回路1を使用するので、クロック信号が入力されるPMOSトランジスタの数を少なくすることができるとともに、出力レベルを安定に保持することができる。
According to the present embodiment, since the
以上説明した少なくとも1つの実施形態のラッチ回路およびフリップフロップ回路によれば、クロック信号が入力されるMOSトランジスタの数を少なくしても安定な動作を行うことができる。 According to the latch circuit and flip-flop circuit of at least one embodiment described above, stable operation can be performed even if the number of MOS transistors to which a clock signal is input is reduced.
また、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Moreover, although some embodiment of this invention was described, these embodiment is shown as an example and is not intending limiting the range of invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
1 ラッチ回路
11、12 ゲート回路
2 フリップフロップ回路
21 マスタラッチ
22 スレーブラッチ
P11〜P13、P21〜P22、P3 PMOSトランジスタ
N11〜N13、N21〜N23 NMOSトランジスタ
IV11〜IV13、IV21 インバータ
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記第1のインバータの出力信号を反転させる第2のインバータと、
前記第1のPMOSトランジスタと並列に接続され、ゲート端子へ前記第2のインバータの出力信号が入力される第4のPMOSトランジスタと
を備えることを特徴とするラッチ回路。 A first gate circuit having a first PMOS transistor having a source terminal connected to a power supply terminal and a data signal input to a gate terminal; a first inverter that inverts the data signal; and the first gate circuit; A second gate circuit having a second PMOS transistor that is connected to each other, has a source terminal connected to the power supply terminal, and an output signal of the first inverter is input to a gate terminal; A third PMOS transistor connected between the drain terminal and the drain terminal of the second PMOS transistor, the clock signal being input to the gate terminal;
A second inverter for inverting the output signal of the first inverter;
A latch circuit, comprising: a fourth PMOS transistor connected in parallel with the first PMOS transistor and having an output signal of the second inverter input to a gate terminal.
前記第1のPMOSトランジスタと第1の出力端子との間に接続され、ゲート端子へ前記第2のゲート回路の第2の出力端子が接続される第5のPMOSトランジスタ
を備え、
前記第2のゲート回路が、
前記第2のPMOSトランジスタと前記第2の出力端子との間に接続され、ゲート端子へ前記第1の出力端子が接続される第6のPMOSトランジスタ
を備えることを特徴とする請求項1に記載のラッチ回路。 The first gate circuit comprises:
A fifth PMOS transistor connected between the first PMOS transistor and the first output terminal and connected to the gate terminal of the second output terminal of the second gate circuit;
The second gate circuit comprises:
2. The sixth PMOS transistor connected between the second PMOS transistor and the second output terminal and having the gate connected to the first output terminal. Latch circuit.
ドレイン端子が前記第1の出力端子に接続され、ゲート端子へ前記データ信号が入力される第1のNMOSトランジスタと、
ドレイン端子が前記第1のNMOSトランジスタのソース端子に接続され、ソース端子が接地端子に接続され、ゲート端子へ前記クロック信号が入力される第2のNMOSトランジスタと、
ドレイン端子が前記第1の出力端子に接続され、ソース端子が前記接地端子に接続され、ゲート端子へ前記第2のゲート回路の出力端子が接続される第3のNMOSトランジスタと
を備えることを特徴とする請求項2に記載のラッチ回路。 The first gate circuit comprises:
A first NMOS transistor having a drain terminal connected to the first output terminal and the data signal being input to a gate terminal;
A second NMOS transistor having a drain terminal connected to a source terminal of the first NMOS transistor, a source terminal connected to a ground terminal, and the clock signal being input to a gate terminal;
And a third NMOS transistor having a drain terminal connected to the first output terminal, a source terminal connected to the ground terminal, and a gate terminal connected to the output terminal of the second gate circuit. The latch circuit according to claim 2.
ことを特徴とするフリップフロップ回路。 A flip-flop circuit using the latch circuit according to any one of claims 1 to 3 as a master latch and a slave latch.
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