JP2016039419A - 送信装置およびピーク対平均電力比抑制方法 - Google Patents

送信装置およびピーク対平均電力比抑制方法 Download PDF

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Abstract

【課題】複数の異なる変調方式の信号を含む多重化信号のピーク対平均電力比を効果的に抑制する。【解決手段】送信装置は、変調方式ごとに各変調信号に対応する時間領域信号を生成する複数のＩＦＦＴと、各時間領域信号に対して変調方式に対応するクリッピングレベルでクリッピングを行う演算器と、クリッピングされた各時間領域信号に対して変調方式に対応する通過帯域でフィルタリングを行う周波数フィルタと、各周波数フィルタの出力信号を合成して送信信号を生成する合成器を有する。【選択図】図８

Description

本発明は、複数の異なる変調方式の信号を含む多重化信号を送信する送信装置およびピーク対平均電力比を抑制する方法に係わる。
インターネット技術の普及等により、ネットワークを介して伝送される情報量が増大してきており、大容量の伝送方式が求められている。そして、伝送容量を大きくするための技術の１つとしてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が実用化されている。ＯＦＤＭは、互いに直交する多数のサブキャリアを利用して、データを伝送する。よって、ＯＦＤＭは、複数の異なる変調方式の信号を伝送することができる。
ところが、ＯＦＤＭにおいては、複数の変調信号が多重化されるため、大きなピーク電力が発生することがある。すなわち、ＯＦＤＭにおいては、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak-to-Average Power Ratio）が高くなることがある。
ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比が高いときは、送信装置は、広いダイナミックレンジを有する高電力増幅器を必要とする。ところが、広いダイナミックレンジを有する高電力増幅器は、高価であり、また、電力効率が低い。尚、増幅器のダイナミックレンジが狭く、ＯＦＤＭ信号が非線形領域で増幅されると、信号の波形が歪んでしまう。この場合、通信品質が劣化する。
この問題（すなわち、ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比が高いこと）は、例えば、ＯＦＤＭ信号のピークをクリップする機能を設ければ解決し得る。「クリップ」は、所定の閾値よりも大きいピーク電力を除去することにより実現される。ＯＦＤＭ信号のピークをクリップする方式は、例えば、下記の非特許文献１、２に記載されている。また、下記の特許文献１に関連する技術が記載されている。
国際公開２００８／１２９６４５
J. Armstrong, New OFDM Peak-to-Average Power Reduction Scheme, IEEE Vehicular Technology Conference, Amy 2001, Rhodes, Greece. A Saul, Analysis of Peak Reduction in OFDM Systems Based on Recursive Clipping, Proc. of Int. OFDM-Workshop, Vol.1, Hamburg, Germany, September 24-25, 2003.
上述のように、ＯＤＦＭ信号のピークをクリップすることによって、ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比を下げることは可能である。ただし、ＯＤＦＭ信号のピークを抑圧し過ぎると、信号の品質が劣化する。この場合、受信装置において信号を正しく復調できないことがある。このため、ＯＤＦＭ信号のピークをクリップするための閾値（以下、「クリッピングレベル」と呼ぶことがある）は、ＯＦＤＭ信号内に多重化される信号の変調方式に応じて決定されることが好ましい。
ところが、ＯＦＤＭ信号は、複数の異なる変調方式の信号を伝送することができる。ここで、ＯＦＤＭ信号内に複数の異なる変調方式の信号が多重化されている場合、すべての変調方式について品質が保証されなければならない。すなわち、各変調方式について、信号の品質が対応する要求レベルよりも高くなっていることが要求される。
すべての変調方式について信号の品質を保証するためには、品質の要求レベルが最も高い変調方式に対応するクリッピングレベルが使用される。信号の品質がエラーベクトル振幅（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）で表されるときは、許容エラーベクトル振幅が最も小さい変調方式に応じてクリッピングレベルが決定される。例えば、ＯＦＤＭ信号内にＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）信号、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号、６４ＱＡＭ信号が多重化されている場合、６４ＱＡＭの許容エラーベクトル振幅に基づいてクリッピングレベルが決定される。
しかし、許容エラーベクトル振幅が最も小さい変調方式に対応するクリッピングレベルがすべての変調方式に適用される場合、許容エラーベクトル振幅が大きい変調方式は、エラーベクトル振幅についてマージンを有することになる。換言すれば、許容エラーベクトル振幅が大きい変調方式に対しては、より低いクリッピングレベルを使用してピーク対平均電力比をさらに抑制することが可能である。すなわち、従来技術においては、ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比が十分に抑制されていないと考えられる。
本発明の１つの側面に係わる目的は、複数の異なる変調方式の信号を含む多重化信号のピーク対平均電力比を効果的に抑制することである。
本発明の１つの態様の送信装置は、第１の変調方式で生成されて第１の周波数帯に配置された第１の変調信号から第１の時間領域信号を生成する第１の逆フーリエ変換器と、第２の変調方式で生成されて第２の周波数帯に配置された第２の変調信号から第２の時間領域信号を生成する第２の逆フーリエ変換器と、前記第１の時間領域信号および前記第２の時間領域信号の合成信号の電力が所定の閾値を超えている時間領域における前記合成信号の電力と前記閾値との差分を表すクリッピング雑音信号を生成するクリッピング雑音信号生成部と、前記第１の時間領域信号から第１の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引く第１の演算器と、前記第２の時間領域信号から第２の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引く第２の演算器と、前記第１の演算器の出力信号に対してフィルタリングを行う第１の周波数フィルタと、前記第２の演算器の出力信号に対してフィルタリングを行う第２の周波数フィルタと、前記第１の周波数フィルタの出力信号および前記第２の周波数フィルタの出力信号を含む送信信号を生成する合成器を有する。
上述の態様によれば、複数の異なる変調方式の信号を含む多重化信号のピーク対平均電力比が効果的に抑制される。
ＯＦＤＭ信号を送信する送信装置の一例を示す図である。 ピーク対平均電力比およびクリッピングについて説明する図である。 ピーク対平均電力比を抑制する機能を有する送信装置の構成の一例を示す図である。 ＱＰＳＫの最大許容エラーベクトル振幅を模式的に示す図である。 １６ＱＡＭの最大許容エラーベクトル振幅を模式的に示す図である。 ６４ＱＡＭの最大許容エラーベクトル振幅を模式的に示す図である。 図３に示す構成において得られるクリッピングレベルとエラーベクトル振幅との関係を示す図である。 本発明の実施形態の送信装置の構成の一例を示す図である。 サブキャリアの割当およびクリッピング雑音について示す図である。 フィルタの構成の一例を示す図である。 フィルタの構成の他の例を示す図である。 他の信号配置に対して構成されるフィルタの例を示す図である。 ピーク対平均電力比の抑制についてのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の他の実施形態の送信装置の構成を示す図である。
本発明の実施形態に係わる送信装置は、複数の異なる変調方式の信号を多重化し、その多重化信号を送信することができる。この多重化の一例はＯＦＤＭである。ＯＦＤＭは、複数のサブキャリアを用いて１または複数の変調信号を伝送することができる。以下の記載では、本発明の実施形態に係わる送信装置は、ＯＦＤＭ信号を送信するものとする。
図１は、ＯＦＤＭ信号を送信する送信装置の一例を示す。送信装置１は、図１に示すように、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１１、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）部１２、パラレル／シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）１３、デジタル／アナログ変換器（ＡＤＣ）１４、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５、アップコンバータ１６、増幅器１７を有する。
シリアル／パラレル変換器１１には、入力ビットストリームが与えられる。シリアル／パラレル変換器１１は、シリアル形式の入力ビットストリームをパラレル形式のビットストリームに変換する。このとき、シリアル／パラレル変換器１１から出力されるパラレルビットストリームは、周波数の異なる複数のサブキャリアに割り当てられる。ＩＦＦＴ部１２は、シリアル／パラレル変換器１１から出力されるパラレルビットストリームに対してＩＦＦＴ演算を実行して時間領域信号を生成する。パラレル／シリアル変換器１３は、ＩＦＦＴ部１２から出力される時間領域信号をシリアルデータに変換する。デジタル／アナログ変換器１４は、パラレル／シリアル変換器１３の出力信号をアナログ信号に変換する。ローパスフィルタ１５は、デジタル／アナログ変換器１４の出力信号から高周波成分を除去する。アップコンバータ１６は、ローパスフィルタ１５の出力信号をＲＦ周波数領域の信号に変換する。増幅器１７は、アップコンバータ１６の出力信号を増幅する。このように、送信装置１は、複数のサブキャリアを使用するＯＦＤＭ信号を生成する。
なお、送信装置１は、図示されていない他の機能を有していてもよい。例えば、送信装置１は、パラレル／シリアル変換器１３とデジタル／アナログ変換器１４との間にオーバサンプリング回路を有していてもよい。この場合、オーバサンプリング回路は、補間器として動作する。また、送信装置１は、オーバサンプリング回路を設ける代わりに、ＩＦＦＴ部１２のサイズを大きくすることによって同等の機能を実現してもよい。
ＯＦＤＭにおいては、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が高くなることがある。ピーク対平均電力比が高いときは、送信装置は、広いダイナミックレンジを有する高電力増幅器を必要とする。図１に示す送信装置１においては、増幅器１７は、広いダイナミックレンジが要求される。しかしながら、広いダイナミックレンジを有する高電力増幅器は、高価であり、また、電力効率が低い。よって、ＯＦＤＭ送信装置は、ピーク対平均電力比を抑制する機能を有していることが好ましい。
＜関連技術＞
図２は、ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比およびクリッピングについて説明する図である。ＯＦＤＭ信号の電力（または、振幅）は、図２に示すように、時間領域において変化する。そして、ピーク対平均電力比は、ＯＦＤＭ信号の平均電力に対するＯＦＤＭ信号のピーク電力の比を表す。
図３は、ピーク対平均電力比を抑制する機能を有する送信装置の構成の一例を示す。この送信装置２は、図３に示すように、図１に示す構成に加えて、クリッピング部２１を有する。クリッピング部２１は、ＯＦＤＭ信号から、所定の閾値電力（図２においては、クリッピングレベル）を超えるピーク成分を除去する。この結果、ピーク対平均電力比が抑制される。
ただし、ＯＦＤＭ信号内には、複数の変調信号が多重化され得る。以下の記載では、ＯＦＤＭ信号内にＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号が多重化されているものとする。この場合、送信信号Ｓ(t)は、下式で表される。
S(t)＝SQPSK(t)＋S16QAM(t)＋S64QAM(t)
なお、ＳQPSK(t)、Ｓ16QAM(t)、Ｓ64QAM(t)は、それぞれ、ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号を表す。また、ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号は、時間領域において互いに独立しているものとする。
クリッピング部２１は、この送信信号Ｓ(t)に対してクリッピングを行う。クリッピングは、ＩＦＦＴ部１２から出力される複素数の振幅値に対して適用される。また、送信信号Ｓ(t)は、「ρexp(jψ)」で表されるものとする。さらに、Ａは、クリッピングレベルを表す。この場合、送信信号Ｓ(t)がクリッピング部２１に入力されると、クリッピング部２１の出力Ｓ*(t)は、下式で表される。
S*(t)＝S(t) ・・・ρ≦Ａである場合
S*(t)＝Ａexp(jψ) ・・・ρ＞Ａである場合
このようなクリッピング動作は、送信信号Ｓ(t)の波形を歪ませる。このような歪は、例えば、エラーベクトル振幅（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）で表される。３ＧＰＰ（Third Generation Partnership Project）においては、下記の通り、変調方式ごとに最大許容エラーベクトル振幅が規定されている。
ＱＰＳＫ：-15.1[dB]
１６ＱＡＭ：-18.1[dB]
６４ＱＡＭ：-21.9[dB]
図４、図５、図６は、それぞれ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭに対応する最大許容エラーベクトル振幅を模式的に示している。図４〜図６において、各円の半径は、最大許容エラーベクトル振幅を表す。即ち、ＱＰＳＫにおいては、受信シンボルのエラーベクトル振幅は、図４に示すＥ１よりも小さいことが要求される。１６ＱＡＭにおいては、受信シンボルのエラーベクトル振幅は、図５に示すＥ２よりも小さいことが要求される。６４ＱＡＭにおいては、受信シンボルのエラーベクトル振幅は、図６に示すＥ３よりも小さいことが要求される。ここで、１シンボルで伝送されるデータのビット数が多い変調方式においては、最大許容エラーベクトル振幅は小さくなる。したがって、Ｅ１＞Ｅ２＞Ｅ３が得られる。
ところが、図３に示す構成においては、送信信号Ｓ(t)の中に複数の異なる変調方式の信号（例えば、ＳQPSK(t)、Ｓ16QAM(t)、Ｓ64QAM(t)）が多重化されている場合、各変調方式に対して同じクリッピングレベルが適用される。このため、例えば、各変調方式の信号の平均電力が互いに同じであるものとすると、クリッピング部２１から出力されるクリップされた信号のエラーベクトル振幅は、変調方式によらず互いにほぼ同じになる。
図７は、図３に示す構成において得られるクリッピングレベルとエラーベクトル振幅との関係を示す。なお、クリッピングレベルは、ＯＦＤＭ信号の平均電力に対して規定されている。サブキャリア数は１２００である。ＱＰＳＫ信号に対して６００個のサブキャリアが割り当てられ、１６ＱＡＭ信号に対して６００個のサブキャリアが割り当てられている。ＦＦＴのサイズは２０４８である。
図３に示す構成において上述のＯＦＤＭ信号に対してクリッピングが行われると、図７に示すように、ＱＰＳＫ信号および１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅特性はぼほ同じである。ここで、ＱＰＳＫ信号および１６ＱＡＭ信号の双方について指定された品質を保証するためには、各変調信号のエラーベクトル振幅がそれぞれ対応する最大許容エラーベクトル振幅より小さいことが要求される。すなわち、ＱＰＳＫ信号のエラーベクトル振幅が-15.1dBよりも小さく、且つ、１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅が-18.1dBよりも小さいことが要求される。この条件は、ＱＰＳＫ信号および１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅が-18.1dBよりも小さくなるように、クリッピングレベルを決定することにより満たされる。すなわち、クリッピングレベルを約4.8dBよりも高くすれば、ＱＰＳＫ信号および１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅が-18.1dBよりも小さくなり、ＱＰＳＫ信号および１６ＱＡＭ信号の双方について指定された品質が得られる。
しかしながら、１６ＱＡＭと比較して、ＱＰＳＫに対して要求される品質は低い。すなわち、１６ＱＡＭと比較して、ＱＰＳＫに対して規定されている最大許容エラーベクトル振幅は大きい。このため、ＱＰＳＫ信号に対しては、エラーベクトル振幅が-15.1dBよりも小さくなる範囲内で、より強いクリッピングを行うことが可能である。図７に示す例では、ＱＰＳＫ信号に対しては、クリッピングレベルを約3dBにまで低くすることが可能である。なお、クリッピングレベルを低くすると、強いクリッピングが実現され、ピーク対平均電力比がさらに抑制される。
このように、ＯＦＤＭ信号に対して一括してクリッピングを行う構成では、最も高い品質が要求される変調方式（図７では、１６ＱＡＭ）に対応するクリッピングレベルが、そのＯＦＤＭ信号において使用されているすべての変調方式に適用される。このため、要求される品質が低い変調方式（図７では、ＱＰＳＫ）においては、より強いクリッピングを行うことが可能であるにもかかわらず、弱いクリッピングが行われる。すなわち、要求される品質が低い変調方式においては、ピーク対平均電力比をさらに抑制できるにもかかわらず、ピーク対平均電力比が十分に抑制されていない。
この問題は、ＯＦＤＭ信号が３種以上の変調方式の信号を含む場合にも発生する。例えば、ＯＦＤＭ信号がＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号を含む場合は、６４ＱＡＭ信号に対して要求される品質（ここでは、最大許容エラーベクトル振幅）を満足するように、クリッピングレベルが決定される。この場合、ＱＰＳＫ信号および１６ＱＡＭ信号については、要求される品質を確保しながら、ピーク対平均電力比をさらに抑制することが可能である。すなわち、図３に示す構成では、ピーク対平均電力比は効率的に抑制されているとはいえない。
＜本発明の実施形態＞
上述の問題は、変調方式ごとに個々にクリッピングを行うことによって解決される。すなわち、変調方式ごとに適切にクリッピングを行えば、ＯＦＤＭ信号のピーク対平均電力比の抑制を改善できる。
ただし、ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号に対して個々に単純なクリッピングを行い、その後にそれらの信号を合成するだけでは、ピーク対平均電力比は抑制されない。したがって、本発明の実施形態の送信装置は、各変調方式の品質（ここでは、最大許容エラーベクトル振幅）を考慮しながら、送信信号全体のピーク対平均電力比を抑制する。
図８は、本発明の実施形態の送信装置の構成の一例を示す。実施形態の送信装置３は、図８に示すように、マッパ３１、ＩＦＦＴ部３２ａ〜３２ｃ、遅延要素３３ａ〜３３ｃ、合成器３４、クリッピング部３５、差分計算器３６、乗算器３７ａ〜３７ｃ、加算器３８ａ〜３８ｃ、フィルタ３９ａ〜３９ｃ、合成器４０を有する。なお、図８は、ＯＦＤＭ信号を生成して送信する機能の一部を示しており、送信装置３は図示しない他の機能を有していてもよい。例えば、合成器４０の出力側には、図１または図３に示すデジタル／アナログ変換器１４、ローパスフィルタ１５、アップコンバータ１６、増幅器１７が設けられる。また、マッパ３１、ＩＦＦＴ部３２ａ〜３２ｃ、遅延要素３３ａ〜３３ｃ、合成器３４、クリッピング部３５、差分計算器３６、乗算器３７ａ〜３７ｃ、加算器３８ａ〜３８ｃ、フィルタ３９ａ〜３９ｃ、合成器４０は、例えば、プロセッサおよびメモリを含むデジタル信号処理器で実現してもよいし、デジタル信号処理器およびハードウェア回路の組合せで実現してもよい。
マッパ３１は、指定された変調指示に従って、入力ビットストリームから変調信号を生成する。変調指示は、使用すべき変調方式およびＯＦＤＭ信号中の各変調信号のサブキャリア割当てを指示する。この実施例では、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭが使用可能である。すなわち、マッパ３１は、ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号を生成することができる。
ＩＦＦＴ部３２ａ〜３２ｃは、それぞれ、入力信号に対してＩＦＦＴ演算を実行して時間領域信号を生成する。各ＩＦＦＴ部３２ａ〜３２ｃのサイズは、Ｎである。ＩＦＦＴ部３２ａは、マッパ３１により生成されるＱＰＳＫ信号に対してＩＦＦＴ演算を実行して時間領域信号ＳQPSK(t)を生成する。ＩＦＦＴ部３２ｂは、マッパ３１により生成される１６ＱＡＭ信号に対してＩＦＦＴ演算を実行して時間領域信号Ｓ16QAM(t)を生成する。ＩＦＦＴ部３２ｃは、マッパ３１により生成される６４ＱＡＭ信号に対してＩＦＦＴ演算を実行して時間領域信号Ｓ64QAM(t)を生成する。なお、各ＩＦＦＴ部３２ａ〜３２ｃには、必要な数の「ゼロ」が与えられる。例えば、ｘ個のサブキャリアがＱＰＳＫ信号に対して割り当てられているときは、Ｎ−ｘ個の「ゼロ」がＩＦＦＴ部３２ａに与えられる。
遅延要素３３ａ〜３３ｃは、それぞれ、ＩＦＦＴ部３２ａ〜３２ｃの出力信号を一時的に保持する。遅延要素３３ａ〜３３ｃの遅延時間は、合成器３４、クリッピング部３５、差分計算器３６、乗算器３７ａ〜３７ｃの演算時間に相当する。
合成器３４は、ＩＦＦＴ部３２ａ〜３２ｃの出力信号を合成する。すなわち、合成器３４は、下記の送信信号Ｓ(t)を生成する。
S(t)＝SQPSK(t)＋S16QAM(t)＋S64QAM(t)
クリッピング部３５は、送信信号Ｓ(t)から、所定の閾値電力を超えるピーク成分を除去する。図２に示す例では、ＯＦＤＭ信号から、クリッピングレベルを超えるピーク成分が除去される。クリッピングレベルは、シミュレーション等により決定される。例えば、クリップされた送信信号のエラーベクトル振幅が所定の基準値（例えば、６４ＱＡＭに対して規定されている最大許容エラーベクトル振幅：-21.9dB）と一致するようにクリッピングレベルを決定してもよい。ただし、クリッピングレベルは、送信信号Ｓ(t)の平均電力とそのピーク電力との間で任意に決定することができる。そして、クリッピング部３５は、クリップされた送信信号Ｓ*(t)を生成する。
ここで、クリップされた送信信号Ｓ*(t)は、下式で表される。
S*(t)＝S(t)−cn(t) ・・・（１）
ｃｎ(t)は、送信信号Ｓ(t)の電力とクリッピングレベルとの間の差分を表す。ただし、送信信号Ｓ(t)の電力がクリッピングレベル以下であるときは、ｃｎ(t)はゼロであるものとする。すなわち、ｃｎ(t)は、送信信号Ｓ(t)の電力がクリッピングレベルを超えている時間領域における送信信号Ｓ(t)の電力とクリッピングレベルとの差分を表す。以下の記載では、ｃｎ(t)を「クリッピング雑音信号」または、単に「クリッピング雑音」と呼ぶことがある。
差分計算器３６は、送信信号Ｓ(t)とクリップされた送信信号Ｓ*(t)との間の差分を計算する。この差分は、（１）式から明らかなように、クリッピング雑音信号を表す。すなわち、クリッピング部３５および差分計算器３６によりクリッピング雑音信号ｃｎ(t)が生成される。図２において、クリッピング雑音信号ｃｎ(t)の一例を示す。ただし、図８に示す実施例では、信号Ｓ*(t)から信号Ｓ(t)が引き算される構成なので、差分計算器３６から「−ｃｎ(t)」が出力される。
乗算器３７ａは、クリッピング雑音信号に係数αを乗算する。すなわち、乗算器３７ａは、クリッピング雑音信号と係数αとの積を生成する。この結果、乗算器３７ａから−αｃｎ(t)が出力される。そして、加算器３８ａは、ＱＰＳＫ信号ＳQPSK(t)に乗算器３７ａの出力信号を加算する。すなわち、ＱＰＳＫ信号ＳQPSK(t)からクリッピング雑音成分αｃｎ(t)が引き算される。
同様に、乗算器３７ｂはクリッピング雑音信号に係数βを乗算し、加算器３８ｂは１６ＱＡＭ信号Ｓ16QAM(t)に乗算器３７ｂの出力信号を加算する。すなわち、１６ＱＡＭ信号Ｓ16QAM(t)からクリッピング雑音成分βｃｎ(t)が引き算される。乗算器３７ｃはクリッピング雑音信号に係数γを乗算し、加算器３８ｃは６４ＱＡＭ信号Ｓ64QAM(t)に乗算器３７ｃの出力信号を加算する。すなわち、６４ＱＡＭ信号Ｓ64QAM(t)からクリッピング雑音成分γｃｎ(t)が引き算される。
クリッピング部３５、差分計算器３６、乗算器３７ａ〜３７ｃ、加算器３８ａ〜３８ｃの演算は、下記（２）式で表すことができる。
S*(t)＝S(t)−cn(t)
S*(t)＝SQPSK(t)＋S16QAM(t)＋S64QAM(t)−[αcn(t)＋βcn(t)＋γcn(t)]
S*(t)＝[SQPSK(t)−αcn(t)]＋[S16QAM(t)−βcn(t)]＋[S64QAM(t)−γcn(t)]
（α＋β＋γ＝１）
・・・（２）
ただし、クリッピング雑音信号ｃｎ(t)の電力スペクトル密度は、送信信号の帯域全体に渡って周波数に対してほぼ一定である。このため、上述の演算を行うだけでは、送信信号のピーク対平均電力比は適切に抑制されない。
図９は、サブキャリアの割当およびクリッピング雑音について示す。この例では、ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号が、それぞれ周波数帯Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３に配置されている。しかし、クリッピング雑音信号ｃｎ(t)の電力スペクトル密度は、送信信号の帯域全体に渡って周波数に対してほぼ一定である。このため、係数α、β、γを利用してクリッピング雑音信号ｃｎ(t)を「αｃｎ(t)」「βｃｎ(t)」「γｃｎ(t)」に分割しても、加算器３９ａ〜３９ｃの出力信号を合成すると、結局は、「Ｓ*(t)＝Ｓ(t)−ｃｎ(t)」が得られることになる。この場合、α、β、γの比率にかかわらず、送信信号のエラーベクトル振幅は、図３に示す構成と実質的に同じになってしまう。
この問題は、変調方式に応じてクリッピング雑音信号ｃｎ(t)の帯域を制御することにより解決され得る。即ち、変調方式に応じてクリッピング雑音信号ｃｎ(t)の帯域を制御すれば、変調方式ごとにクリッピングを行い、且つ、変調方式ごとに品質（ここでは、エラーベクトル振幅）を制御することが可能である。このため、送信装置３は、図８に示すように、フィルタ３９ａ〜３９ｃを有する。フィルタ３９ａ〜３９ｃは、それぞれ、指定された周波数帯を通過させる周波数選択フィルタである。
図１０は、フィルタ３９ａ〜３９ｃの実施例を示す。この例では、図１０（ａ）に示すように、ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号が、それぞれ周波数帯Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３に配置されている。また、図１０（ｂ）に示すように、クリッピング雑音信号ｃｎ(t)の電力スペクトル密度は、送信信号の帯域全体に渡って周波数に対してほぼ一定である。
フィルタ３９ａには、図１０（ｃ）に示すように、時間領域のＱＰＳＫ信号およびクリッピング雑音成分αｃｎが入力される。フィルタ３９ａは、ＱＰＳＫ信号の周波数帯Ｂ１を通過させ、他の周波数成分を除去する。よって、フィルタ３９ａは、ＱＰＳＫ信号および周波数帯Ｂ１内のクリッピング雑音成分αｃｎを出力する。同様に、フィルタ３９ｂには、図１０（ｄ）に示すように、時間領域の１６ＱＡＭ信号およびクリッピング雑音成分βｃｎが入力される。フィルタ３９ｂは、１６ＱＡＭ信号の周波数帯Ｂ２を通過させ、他の周波数成分を除去する。よって、フィルタ３９ｂは、１６ＱＡＭ信号および周波数帯Ｂ２内のクリッピング雑音成分βｃｎを出力する。フィルタ３９ｃには、図１０（ｅ）に示すように、時間領域の６４ＱＡＭ信号およびクリッピング雑音成分γｃｎが入力される。フィルタ３９ｃは、６４ＱＡＭ信号の周波数帯Ｂ３を通過させ、他の周波数成分を除去する。よって、フィルタ３９ｃは、６４ＱＡＭ信号および周波数帯Ｂ３内のクリッピング雑音成分γｃｎを出力する。
合成器４０は、図１０（ｆ）に示すように、フィルタ３９ａ〜３９ｃの出力信号を合成して送信信号Ｓout(t)を出力する。ここで、ＱＰＳＫ信号は、クリッピング雑音成分αｃｎによってクリッピングが行われている。同様に、１６ＱＡＭ信号は、クリッピング雑音成分βｃｎによってクリッピングが行われている。また、６４ＱＡＭ信号は、クリッピング雑音成分γｃｎによってクリッピングが行われている。即ち、変調方式に応じたクリッピングが行われる。
ただし、図１０に示す構成では、フィルタリングされた信号のピーク再成長に起因する問題が発生し得る。ここで、フィルタの通過帯域幅が狭いときは、大きなピーク再成長が発生する。すなわち、フィルタ３９ａの通過帯域幅が狭いときは、フィルタ３９ａの出力信号において大きなピーク再成長が生じる。同様に、フィルタ３９ｂの通過帯域幅が狭いときは、フィルタ３９ｂの出力信号において大きなピーク再成長が生じ、フィルタ３９ｃの通過帯域幅が狭いときは、フィルタ３９ｃの出力信号において大きなピーク再成長が生じる。そして、ピーク再成長が大きいときは、ピーク対平均電力比が十分に抑制されないことになる。
図１１は、フィルタ３９ａ〜３９ｃの他の例を示す。この例でも、図１１（ａ）に示すように、ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号が、それぞれ周波数帯Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３に配置されている。また、図１１（ｂ）に示すように、クリッピング雑音信号ｃｎ(t)の電力スペクトル密度は、送信信号の帯域全体に渡って周波数に対してほぼ一定である。
フィルタ３９ａには、図１１（ｃ）に示すように、ＱＰＳＫ信号およびクリッピング雑音成分αｃｎが入力される。ここで、フィルタ３９ａは、図１０に示す例と同様に、周波数帯Ｂ１を通過させ、他の周波数成分を除去する。よって、フィルタ３９ａは、ＱＰＳＫ信号および周波数帯Ｂ１内のクリッピング雑音成分αｃｎを出力する。
フィルタ３９ｂには、図１１（ｄ）に示すように、１６ＱＡＭ信号およびクリッピング雑音成分βｃｎが入力される。ここで、図１０に示す例とは異なり、フィルタ３９ｂは、周波数帯Ｂ１〜Ｂ２を通過させる。よって、フィルタ３９ｂは、１６ＱＡＭ信号および周波数帯Ｂ１〜Ｂ２内のクリッピング雑音成分βｃｎを出力する。すなわち、フィルタ３９ｂは、周波数帯Ｂ２だけでなく、周波数帯Ｂ１内のクリッピング雑音成分βｃｎも出力する。このため、クリッピング雑音成分βｃｎは、周波数帯Ｂ１に配置されているＱＰＳＫ信号に対して影響を及ぼす。ただし、フィルタ３９ａと比較して、フィルタ３９ｂの通過帯域幅は広い。よって、フィルタ３９ａと比較して、フィルタ３９ｂによりフィルタリングされた信号のピーク再成長は小さい。
フィルタ３９ｃには、図１１（ｅ）に示すように、６４ＱＡＭ信号およびクリッピング雑音成分γｃｎが入力される。ここで、図１０に示す例とは異なり、フィルタ３９ｃは、周波数帯Ｂ１〜Ｂ３を通過させる。よって、フィルタ３９ｂは、６４ＱＡＭ信号および周波数帯Ｂ１〜Ｂ３内のクリッピング雑音成分γｃｎを出力する。すなわち、フィルタ３９ｃは、周波数帯Ｂ３だけでなく、周波数帯Ｂ１〜Ｂ２内のクリッピング雑音成分γｃｎも出力する。このため、クリッピング雑音成分γｃｎは、周波数帯Ｂ１に配置されているＱＰＳＫ信号および周波数帯Ｂ２に配置されている１６ＱＡＭ信号に対して影響を及ぼす。ただし、フィルタ３９ｂと比較して、フィルタ３９ｃの通過帯域幅はさらに広い。このため、フィルタ３９ｂと比較して、フィルタ３９ｃによりフィルタリングされた信号のピーク再成長はさらに小さい。
このように、図１１に示す実施例では、高い品質（ここでは、小さい最大許容エラーベクトル振幅）が要求される変調方式（すなわち、６４ＱＡＭ）に対して、広い通過帯域幅の周波数フィルタが設けられる。このため、高い品質が要求される変調方式に対応するピーク再成長は小さい。
また、図１１（ｆ）に示すように、６４ＱＡＭ信号に影響を及ぼすクリッピング雑音成分は「γｃｎ」のみである。よって、クリッピング雑音信号による６４ＱＡＭ信号の品質の劣化は小さい。
１６ＱＡＭ信号は、クリッピング雑音成分βｃｎ、γｃｎの影響を受ける。すなわち、６４ＱＡＭ信号と比較すると、１６ＱＡＭ信号は、クリッピング雑音信号による影響が大きい。ところが、６４ＱＡＭ信号と比較すると、１６ＱＡＭ信号の最大許容エラーベクトル振幅は大きい。したがって、クリッピング雑音成分βｃｎ、γｃｎの影響を受けても、１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅を１６ＱＡＭの最大許容エラーベクトル振幅よりも小さくすることは容易または可能である。
ＱＰＳＫ信号は、クリッピング雑音成分αｃｎ、βｃｎ、γｃｎの影響を受ける。すなわち、１６ＱＡＭ信号または６４ＱＡＭ信号と比較すると、ＱＰＳＫ信号は、クリッピング雑音信号による影響がさらに大きい。ところが、１６ＱＡＭ信号および６４ＱＡＭ信号と比較すると、ＱＰＳＫ信号の最大許容エラーベクトル振幅はさらに大きい。このため、クリッピング雑音成分αｃｎ、βｃｎ、γｃｎの影響を受けても、ＱＰＳＫ信号のエラーベクトル振幅をＱＰＳＫの最大許容エラーベクトル振幅よりも小さくすることは容易または可能である。
フィルタ３９ａ〜３９ｃおよび合成器４０の演算は、（３）式で表すことができる。
Sout(t)＝
FQPSK[SQPSK(t)−αcn(t)]＋
F16QAM[S16QAM(t)−βcn(t)]＋
F64QAM[S64QAM(t)−γcn(t)] ・・・（３）
FQPSK、F16QAM、F64QAMは、それぞれ、フィルタ３９ａ、３９ｂ、３９ｃによるフィルタ演算を表す。
クリッピング雑音信号に乗算される係数α、β、γは、各変調方式の目標エラーベクトル振幅に基づいて決定される。このとき、各変調方式のクリッピングレベルＣＬは、下式で表される。
ＣＬQPSK＝αｃｎ(t)
ＣＬ16QAM＝βｃｎ(t)
ＣＬ64QAM＝γｃｎ(t)
係数α、β、γは、たとえば、α＋β＋γ＝１を満足するように決定される。ここで、仮に、各フィルタ３９ａ〜３９ｃが全てのＯＦＤＭサブキャリアを通過させるものとすると、上述の（２）式および（３）式は互いに同じになる。ところが、図８に示す送信装置３においては、フィルタ３９ａ〜３９ｃの通過帯は、変調方式ごとに個々に設定される。例えば、ＱＰＳＫに対して設けられているフィルタ３９ａは、周波数帯Ｂ１のみを通過させる。すなわち、クリッピング雑音成分αｃｎは、他の変調方式の信号に影響を及ぼさない。よって、係数αは、α＋β＋γ＝１を満足するように決定される期待値よりも大きな値を使用することができる。この結果、各変調方式について最大許容エラーベクトル振幅に係わる要件を満足しながら、α＋β＋γ＞１を実現することができる。なお、α＋β＋γ＞１は、図３に示す構成と比較してより強いクリッピングを意味する。すなわち、本発明の実施形態の構成によれば、各変調方式について最大許容エラーベクトル振幅に係わる要件を満足しながら、ピーク対平均電力比をさらに抑制することができる。
各係数α、β、γは、例えば、所定のクリッピングレベルで送信信号Ｓ(t)に対してクリッピングを行ったときの各変調方式のエラーベクトル振幅のシミュレーションに基づいて決定される。所定のクリッピングレベルは、送信信号Ｓ(t)の平均電力とピーク電力との間で任意に決定することができる。
係数αは、ＱＰＳＫ信号のエラーベクトル振幅がＱＰＳＫに対して規定されている最大許容エラーベクトル振幅（-15.1dB）よりも所定量だけ小さくなるように、決定される。同様に、係数βは、１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅が１６ＱＡＭに対して規定されている最大許容エラーベクトル振幅（-18.1dB）よりも所定量だけ小さくなるように、決定される。また、係数γは、６４ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅が６４ＱＡＭに対して規定されている最大許容エラーベクトル振幅（-21.9dB）よりも所定量だけ小さくなるように、決定される。
「所定量」は、例えば、0dBよりも大きく0.5dBよりも小さい範囲の中で決定してもよい。この場合、各変調方式のエラーベクトル振幅と各変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅との差分が、それぞれ所定の閾値（この例では、0.5dB）よりも小さくなるように、係数α、β、γが決定されることになる。このようにして係数α、β、γが決定されると、各変調方式の信号がそれぞれ３ＧＰＰで規定されている最大許容エラーベクトル振幅を満足するので、受信装置は特別な回路または機能を有する必要はない。
この結果、図３に示す構成と比較して、要求される品質が低い変調方式（ここでは、最大許容エラーベクトル振幅が大きい変調方式）に対して、より強いクリッピングを行うことができる。したがって、各変調方式について最大許容エラーベクトル振幅に係わる要件を満足しながら、ピーク対平均電力比をさらに抑制することができる。
なお、図１０〜図１１に示す実施例では、ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号が低周波数側から順番に配置されているが、本発明はこのような配置に限定されるものではない。すなわち、ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号は、ＯＦＤＭの信号帯内の任意のサブキャリアに割り当てることが可能である。図１２に示す例では、周波数帯Ｂ１およびＢ４に１６ＱＡＭ信号が配置され、周波数帯Ｂ２にＱＰＳＫ信号が配置され、周波数帯Ｂ３に６４ＱＡＭ信号が配置されている。
ここで、図１１に示す例と同様のポリシでフィルタ３９ａ〜３９ｃの通過帯域を決定するものとする。そうすると、フィルタ３９ａは、ＱＰＳＫ信号が配置されている周波数帯Ｂ２を通過させ、他の周波数成分をカットするように構成される。フィルタ３９ｂは、ＱＰＳＫ信号が配置されている周波数帯Ｂ２および１６ＱＡＭ信号が配置されている周波数帯Ｂ１、Ｂ４を通過させ、他の周波数成分をカットするように構成される。フィルタ３９ｃは、ＱＰＳＫ信号が配置されている周波数帯Ｂ２、１６ＱＡＭ信号が配置されている周波数帯Ｂ１、Ｂ４、および６４ＱＡＭ信号が配置されている周波数帯Ｂ３を通過させ、他の周波数成分をカットするように構成される。
＜シミュレーション＞
図１３は、ピーク対平均電力比の抑制についてのシミュレーション結果を示す。このシミュレーションは、以下の条件で行われたものである。
サブキャリア数：１２００
周波数：２０ＭＨｚ
変調方式：ＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭ
サブキャリア割当（図１３（ａ））：６００個のサブキャリアに対してＱＰＳＫ信号が割り当てられ、他の６００個のサブキャリアに対して１６ＱＡＭ信号が割り当てられる
サブキャリア割当（図１３（ｂ））：１０００個のサブキャリアに対してＱＰＳＫ信号が割り当てられ、他の２００個のサブキャリアに対して１６ＱＡＭ信号が割り当てられる
係数：α＝０．４、β＝１−α
グラフの横軸は、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を表す。また、縦軸は、相補累積分布関数（ＣＣＤＦ：Complementary Cumulative Distribution Function）を表す。そして、「クリッピングなし」「関連技術」「実施形態」の特性が比較されている。「クリッピングなし」は、クリッピングが行われていない送信信号のピーク対平均電力比特性を表す。「関連技術」は、図３に示す送信装置２により送信信号に対して一括してクリッピングが行われたときのピーク対平均電力比特性を表す。「実施形態」は、図８に示す送信装置３によりクリッピングが行われた送信信号のピーク対平均電力比特性を表す。
関連技術によるクリッピングであっても、ピーク対平均電力比は抑制される。即ち、図１３（ａ）および図１３（ｂ）に示すシミュレーションでは、CCDF=10-4において、ピーク対平均電力比が約9.7dBから約6.5dBへ抑制されている。ただし、関連技術では、ＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭに対して同じクリッピングレベルが適用される。このため、ＱＰＳＫ信号および１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅は、ほぼ同じになる。このとき、関連技術では、ＱＰＳＫ信号および１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅がいずれも１６ＱＡＭの最大許容エラーベクトル振幅（-18.1dB）よりも小さくなるように、クリッピングレベルが決定される。この結果、ＱＰＳＫ信号および１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅は、図１３（ｃ）に示すように、それぞれ-18.3dBおよび-18.5dBである。ただし、関連技術では、ＱＰＳＫ信号のエラーベクトル振幅がＱＰＳＫの最大許容エラーベクトル振幅（-15.1dB）に対して3dB以上のマージンを有している。
実施形態のクリッピングによれば、関連技術と比較してさらにピーク対平均電力比が抑制される。例えば、図１３（ａ）に示すシミュレーションでは、CCDF=10-4において、ピーク対平均電力比は約6.0dBである。すなわち、関連技術と比較して、ピーク対平均電力比が約0.5dB改善している。図１３（ｂ）に示すシミュレーションでは、CCDF=10-4において、ピーク対平均電力比は約5.5dBである。すなわち、関連技術と比較して、ピーク対平均電力比が約1.0dB改善している。
実施形態の構成でクリッピングが行われた場合、１６ＱＡＭ信号のエラーベクトル振幅は-18.17dB、-18.23dBであり、１６ＱＡＭの最大許容エラーベクトル振幅（-18.1dB）よりも小さい。ＱＰＳＫ信号のエラーベクトル振幅は-15.16dB、-15.51dBであり、ＱＰＳＫの最大許容エラーベクトル振幅（-15.1dB）よりも小さい。ここで、関連技術と異なり、実施形態のクリッピングによれば、ＱＰＳＫの最大許容エラーベクトル振幅に対するＱＰＳＫ信号のエラーベクトル振幅のマージンは小さい。すなわち、実施形態の構成によれば、各変調方式について指定された品質を満足しながら、ピーク対平均電力比が効率的に抑制される。
＜他の実施形態＞
図１４は、本発明の他の実施形態の送信装置の構成を示す。図８に示す送信装置３および図１４に示す送信装置４は、乗算器３７ａ〜３７ｃ、加算器３８ａ〜３８ｃ、フィルタ３９ａ〜３９ｃの配置が異なっている。なお、フィルタ３９ａ〜３９ｃの通過帯域は、図８に示す構成と同じである。
送信装置４において、ＱＰＳＫ信号は、乗算器３７ａ、加算器３８ａ、フィルタ３９ａによりクリッピングされる。乗算器３７ａは、クリッピング雑音信号ｃｎ(t)に係数αを乗算する。フィルタ３９ａは、乗算器３７ａの出力信号「−αｃｎ」をフィルタリングする。そして、加算器３８ａは、ＱＰＳＫ信号にフィルタ３９ａの出力信号を加算する。この構成により、ＱＰＳＫ信号は、時間領域において、ＱＰＳＫに対応する係数およびフィルタ帯域に基づいてクリッピングが行われる。他の変調方式（１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）についても同様である。なお、図１４に示す構成による演算は、（４）式で表すことができる。
Sout(t)＝
[SQPSK(t)−FQPSK{αcn(t)}]＋
[S16QAM(t)−F16QAM{βcn(t)}]＋
[S64QAM(t)−F64QAM{γcn(t)}] ・・・（４）
図１４に示す送信装置４においては、データ信号（ＱＰＳＫ信号、１６ＱＡＭ信号、６４ＱＡＭ信号）に対してフィルタリングが行われていない。このため、これらのデータ信号のout-of-band電力を削減するためには、それぞれそのための専用のフィルタを設けることが好ましい。
以上記載した各実施例を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
第１の変調方式で生成されて第１の周波数帯に配置された第１の変調信号から第１の時間領域信号を生成する第１の逆フーリエ変換器と、
第２の変調方式で生成されて第２の周波数帯に配置された第２の変調信号から第２の時間領域信号を生成する第２の逆フーリエ変換器と、
前記第１の時間領域信号および前記第２の時間領域信号の合成信号の電力が所定の閾値を超えている時間領域における前記合成信号の電力と前記閾値との差分を表すクリッピング雑音信号を生成するクリッピング雑音信号生成部と、
前記第１の時間領域信号から第１の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引く第１の演算器と、
前記第２の時間領域信号から第２の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引く第２の演算器と、
前記第１の演算器の出力信号に対してフィルタリングを行う第１の周波数フィルタと、
前記第２の演算器の出力信号に対してフィルタリングを行う第２の周波数フィルタと、
前記第１の周波数フィルタの出力信号および前記第２の周波数フィルタの出力信号を含む送信信号を生成する合成器と、
を有する送信装置。
（付記２）
前記第１の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅が前記第２の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅よりも大きいときに、
前記第１の周波数フィルタは、前記第１の周波数帯を通過させ、他の周波数成分をカットし、
前記第２の周波数フィルタは、前記第１の周波数帯および前記第２の周波数帯を通過させ、他の周波数成分をカットする
ことを特徴とする付記１に記載の送信装置。
（付記３）
前記合成器から出力される送信信号に含まれている第１の変調信号のエラーベクトル振幅が、前記第１の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅よりも小さくなるように、前記第１の係数が決定され、
前記合成器から出力される送信信号に含まれている第２の変調信号のエラーベクトル振幅が、前記第２の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅よりも小さくなるように、前記第２の係数が決定される
ことを特徴とする付記１に記載の送信装置。
（付記４）
前記合成器から出力される送信信号に含まれている第１の変調信号のエラーベクトル振幅と、前記第１の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅との差分が所定の閾値よりも小さくなるように、前記第１の係数が決定され、
前記合成器から出力される送信信号に含まれている第２の変調信号のエラーベクトル振幅と、前記第２の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅との差分が所定の閾値よりも小さくなるように、前記第２の係数が決定される
ことを特徴とする付記３に記載の送信装置。
（付記５）
前記第１の周波数フィルタは、前記第１の周波数帯を通過させ、他の周波数成分をカットし、
前記第２の周波数フィルタは、前記第２の周波数帯を通過させ、他の周波数成分をカットする
ことを特徴とする付記１に記載の送信装置。
（付記６）
前記第１の係数と前記第２の係数との和は１である
ことを特徴とする付記１に記載の送信装置。
（付記７）
前記第１の係数と前記第２の係数との和は１よりも大きい
ことを特徴とする付記１に記載の送信装置。
（付記８）
第１の変調方式で生成されて第１の周波数帯に配置された第１の変調信号から第１の時間領域信号を生成する第１の逆フーリエ変換器と、
第２の変調方式で生成されて第２の周波数帯に配置された第２の変調信号から第２の時間領域信号を生成する第２の逆フーリエ変換器と、
前記第１の時間領域信号および前記第２の時間領域信号の合成信号の電力が所定の閾値を超えている時間領域における前記合成信号の電力と前記閾値との差分を表すクリッピング雑音信号を生成するクリッピング雑音信号生成部と、
第１の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号に対してフィルタリングを行う第１の周波数フィルタと、
第２の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号に対してフィルタリングを行う第２の周波数フィルタと、
前記第１の時間領域信号から前記第１の周波数フィルタの出力信号を差し引く第１の演算器と、
前記第２の時間領域信号から前記第２の周波数フィルタの出力信号を差し引く第２の演算器と、
前記第１の演算器の出力信号および前記第２の演算器の出力信号を含む送信信号を生成する合成器と、
を有する送信装置。
（付記９）
第１の変調方式で生成されて第１の周波数帯に配置された第１の変調信号から第１の時間領域信号を生成し、
第２の変調方式で生成されて第２の周波数帯に配置された第２の変調信号から第２の時間領域信号を生成し、
前記第１の時間領域信号および前記第２の時間領域信号の合成信号の電力が所定の閾値を超えている時間領域における前記合成信号の電力と前記閾値との差分を表すクリッピング雑音信号を生成し、
前記第１の時間領域信号から第１の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引いてクリップされた第１の時間領域信号を生成し、
前記第２の時間領域信号から第２の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引いてクリップされた第２の時間領域信号を生成し、
第１の周波数フィルタを用いて前記クリップされた第１の時間領域信号に対してフィルタリングを行い、
第２の周波数フィルタを用いて前記クリップされた第２の時間領域信号に対してフィルタリングを行い、
前記第１の周波数フィルタの出力信号および前記第２の周波数フィルタの出力信号を含む送信信号を生成する
ことを特徴とするピーク対平均電力比抑制方法。
３、４ 送信装置
３１ マッパ
３２ａ〜３２ｃ ＩＦＦＴ部
３５ クリッピング部
３６ 差分計算器
３７ａ〜３７ｃ 乗算器
３８ａ〜３８ｃ 加算器
３９ａ〜３９ｃ フィルタ
４０ 合成器

Claims (6)

  1. 第１の変調方式で生成されて第１の周波数帯に配置された第１の変調信号から第１の時間領域信号を生成する第１の逆フーリエ変換器と、
    第２の変調方式で生成されて第２の周波数帯に配置された第２の変調信号から第２の時間領域信号を生成する第２の逆フーリエ変換器と、
    前記第１の時間領域信号および前記第２の時間領域信号の合成信号の電力が所定の閾値を超えている時間領域における前記合成信号の電力と前記閾値との差分を表すクリッピング雑音信号を生成するクリッピング雑音信号生成部と、
    前記第１の時間領域信号から第１の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引く第１の演算器と、
    前記第２の時間領域信号から第２の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引く第２の演算器と、
    前記第１の演算器の出力信号に対してフィルタリングを行う第１の周波数フィルタと、
    前記第２の演算器の出力信号に対してフィルタリングを行う第２の周波数フィルタと、
    前記第１の周波数フィルタの出力信号および前記第２の周波数フィルタの出力信号を含む送信信号を生成する合成器と、
    を有する送信装置。
  2. 前記第１の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅が前記第２の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅よりも大きいときに、
    前記第１の周波数フィルタは、前記第１の周波数帯を通過させ、他の周波数成分をカットし、
    前記第２の周波数フィルタは、前記第１の周波数帯および前記第２の周波数帯を通過させ、他の周波数成分をカットする
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
  3. 前記合成器から出力される合成信号に含まれている第１の変調信号のエラーベクトル振幅が、前記第１の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅よりも小さくなるように、前記第１の係数が決定され、
    前記合成器から出力される合成信号に含まれている第２の変調信号のエラーベクトル振幅が、前記第２の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅よりも小さくなるように、前記第２の係数が決定される
    ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
  4. 前記合成器から出力される合成信号に含まれている第１の変調信号のエラーベクトル振幅と、前記第１の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅との差分が所定の閾値よりも小さくなるように、前記第１の係数が決定され、
    前記合成器から出力される合成信号に含まれている第２の変調信号のエラーベクトル振幅と、前記第２の変調方式に対して指定されている最大許容エラーベクトル振幅との差分が所定の閾値よりも小さくなるように、前記第２の係数が決定される
    ことを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
  5. 第１の変調方式で生成されて第１の周波数帯に配置された第１の変調信号から第１の時間領域信号を生成する第１の逆フーリエ変換器と、
    第２の変調方式で生成されて第２の周波数帯に配置された第２の変調信号から第２の時間領域信号を生成する第２の逆フーリエ変換器と、
    前記第１の時間領域信号および前記第２の時間領域信号の合成信号の電力が所定の閾値を超えている時間領域における前記合成信号の電力と前記閾値との差分を表すクリッピング雑音信号を生成するクリッピング雑音信号生成部と、
    第１の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号に対してフィルタリングを行う第１の周波数フィルタと、
    第２の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号に対してフィルタリングを行う第２の周波数フィルタと、
    前記第１の時間領域信号から前記第１の周波数フィルタの出力信号を差し引く第１の演算器と、
    前記第２の時間領域信号から前記第２の周波数フィルタの出力信号を差し引く第２の演算器と、
    前記第１の演算器の出力信号および前記第２の演算器の出力信号を含む送信信号を生成する合成器と、
    を有する送信装置。
  6. 第１の変調方式で生成されて第１の周波数帯に配置された第１の変調信号から第１の時間領域信号を生成し、
    第２の変調方式で生成されて第２の周波数帯に配置された第２の変調信号から第２の時間領域信号を生成し、
    前記第１の時間領域信号および前記第２の時間領域信号の合成信号の電力が所定の閾値を超えている時間領域における前記合成信号の電力と前記閾値との差分を表すクリッピング雑音信号を生成し、
    前記第１の時間領域信号から第１の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引いてクリップされた第１の時間領域信号を生成し、
    前記第２の時間領域信号から第２の係数が乗算された前記クリッピング雑音信号を差し引いてクリップされた第２の時間領域信号を生成し、
    第１の周波数フィルタを用いて前記クリップされた第１の時間領域信号に対してフィルタリングを行い、
    第２の周波数フィルタを用いて前記クリップされた第２の時間領域信号に対してフィルタリングを行い、
    前記第１の周波数フィルタの出力信号および前記第２の周波数フィルタの出力信号を含む送信信号を生成する
    ことを特徴とするピーク対平均電力比抑制方法。
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