JP2016032373A - ３レベル三相インバータの駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】３レベル式の電力変換装置（インバータ装置）が、同期ＰＷＭモードを用いて少ないスイッチング周波数で駆動することにより、電力変換装置（インバータ装置）のスイッチング損失を低減させると同時に、電流高調波全体（ＯＶＥＲ ＡＬＬ）を低減させて駆動している交流電動機の損失を低減させる。【解決手段】３レベル三相インバータの出力周波数に応じた変調波信号の一周期を１２?ｎ個（ｎは自然数）の区間に等分割し、等分割した各区間内では、三相のうち一相のみがスイッチングを行い他の二相はスイッチングを行わずに出力電位をゼロ、正で一定または負で一定のいずれかに保持し、等分割した各区間の境界でのみ、三相の各相は等分割した各区間の出力電位をゼロ、正で一定または負で一定のいずれかの状態に変化させ保持するために必要なスイッチングを行う。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を三相交流電圧に変換する電力変換装置（インバータ装置）に関し、とくに３レベル式ＰＷＭ制御型の電力変換装置（インバータ装置）に関する。

可変速運転する交流電動機（モータ）を駆動するためには、直流電源の供給する直流電力を任意の周波数と電圧の交流電力に変換する必要がある。一般に、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置（インバータ装置）は、半導体スイッチング素子を用いた主回路および前記半導体スイッチング素子を制御する制御装置から構成され、前記半導体スイッチング素子を任意のスイッチング周波数でパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）することによって任意の周波数と電圧を生成している。

鉄道車両の分野においても半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置（インバータ装置）を用いて交流電動機（モータ）を駆動しているが、高耐圧素子を使用しているため、実現できるスイッチング周波数には上限がある。このため、一般的に、交流電動機（モータ）の駆動周波数に応じて、低速域では駆動周波数（インバータ周波数）とスイッチング周波数が非同期である非同期ＰＷＭモードで駆動し、高速域になると駆動周波数（インバータ周波数）とスイッチング周波数を同期させる同期ＰＷＭモードに切り替える方式を採用している。

また、直流電源電圧が高い場合や、接続する交流電動機（モータ）や交流電源などの交流負荷に与える高調波成分を低減させたい場合には、直流電圧を２組の平滑コンデンサで分圧し、正、負、中間電位の３種類の電位を出力できる３レベル式（中性点クランプ式、ＮＰＣ式とも呼ぶ）の電力変換装置（インバータ装置）が用いられる。

３レベル式の電力変換装置（インバータ装置）の場合、特許文献１に記載されているように、駆動周波数（インバータ周波数）に応じて、低速域では非同期ＰＷＭによるダイポーラ変調モードで駆動し、高速域になると非同期ＰＷＭによるユニポーラ変調モードに切り替え、その後、さらに非同期ＰＷＭの過変調モード、同期１パルスモードに切り替えていく方式が知られている。

３レベル式の電力変換装置（インバータ装置）の低損失化、高効率化のためには、２レベル式のように非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードに切り替えることでスイッチング周波数を落とし、半導体スイッチング素子のスイッチング損失を低減させる手段が考えられる。しかし、単にスイッチング周波数を落とせば、スイッチングリップル（電流高調波）が増加し、駆動している交流電動機の損失（高調波損失）が増えてしまう。

特開２００３−１８００８４号公報 特開平８−２５６４８３号公報 特開２０００−１２５５７０号公報 特開２００２−７８３４６号公報

３レベル式の電力変換装置（インバータ装置）においてスイッチング周波数を上げずに高調波を低減させる技術としては、特許文献２〜４記載の技術が知られている。しかしながら、特許文献２に記載の技術は、特定の電圧高調波を低減させるものであり、電流高調波全体を低減させることを意図したものではない。特許文献３に記載の技術は、いわゆる空間ベクトル変調制御（ＳＶＭ制御）に属するもので、キャリア周波数一定の三角波ＰＷＭ制御と比較すると不要なスイッチングを低減させることが期待されるが、電圧ベクトル誤差を最小とするように動作する原理上、電圧高調波を低減できても電流高調波を低減できるとは限らない。特許文献４に記載の技術は、電流高調波を低減することを意図しているが、肝心のパルスパターンが開示されておらず、電流高調波を低減させる手段の詳細と効果が不明である。
本発明の目的は、３レベル式の電力変換装置（インバータ装置）が、同期ＰＷＭモードを用いて少ないスイッチング周波数で駆動することにより、電力変換装置（インバータ装置）のスイッチング損失を低減させると同時に、電流高調波全体（ＯＶＥＲ ＡＬＬ）を低減させて駆動している交流電動機の損失（高調波損失）を低減させることである。

上記の課題を解決するために、本発明に係る３レベル式の電力変換装置の駆動制御装置は、３レベル三相インバータの出力周波数に応じた変調波信号の一周期を１２×ｎ個（ｎは自然数）の区間に等分割し、分割した各区間内では、三相のうち一相のみがスイッチングを行い他の二相はイッチングを行わずに出力電位をゼロ、正で一定または負で一定のいずれかに保持し、等分割した各区間の境界でのみ、三相の各相は等分割した各区間の出力電位をゼロ、正で一定または負で一定のいずれかの状態に変化させ保持するために必要なスイッチングを行う。

本発明は、３レベル式の電力変換装置（インバータ装置）を、同期ＰＷＭモードを用いて少ないスイッチング周波数で駆動させることにより、電力変換装置（インバータ装置）のスイッチング損失を低減させると同時に、電流高調波全体（ＯＶＥＲ ＡＬＬ）を低減させる。これによって、駆動している交流電動機の損失（高調波損失）を低減させることができる。

本発明の実施例１（同期８パルス）の相電圧および線間電圧の波形を示す。 本発明の実施例１（同期８パルス）のスイッチング位相を示す。 本発明の実施例２（同期４パルス）の相電圧および線間電圧の波形を示す。 本発明の実施例２（同期４パルス）のスイッチング位相を示す。 本発明の適用対象である３レベル式の電力変換装置（インバータ装置）の構成を示す。 ３レベル式の電力変換装置（インバータ装置）におけるインバータ周波数に対するＰＷＭモードの適用例を示す。 非同期ＰＷＭによるダイポーラ変調モード（従来技術）の相電圧波形を示す。 非同期ＰＷＭによるユニポーラ変調モード（従来技術）の相電圧波形を示す。 同期ＰＷＭ１０パルスモード（従来技術）の相電圧波形を示す。 同期１パルスモード（従来技術）の相電圧波形を示す。 同期ＰＷＭ１０パルスモード（従来技術）の線間電圧波形を示す。 同期ＰＷＭによるユニポーラ変調モード（従来技術）の相電圧波形と線間電圧波形との関係を示す。 本発明の第１の例（１／４周期を３分割した場合）による線間電圧波形の概要を示す。 本発明の第２の例（１／４周期を３分割した場合）による線間電圧波形の概要を示す。 本発明の第３の例（１／４周期を６分割した場合）による線間電圧波形の概要を示す。 本発明の第４の例（１／４周期を６分割した場合）による線間電圧波形の概要を示す。 本発明の実施例１および実施例２において、高調波次数に対する電圧高調波を示す。 本発明の実施例１および実施例２において、高調波次数に対する電流高調波を示す。 本発明の実施例１および実施例２において、変調率に対する電流高調波（ＯＶＥＲ ＡＬＬ）を示す。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

図５は、本発明が適用対象とする３レベル式の三相電力変換装置（インバータ）による交流電動機（モータ）駆動システムの構成例を示す図である。
図５において、直流電圧源の供給する直流電圧を二組の平滑コンデンサ１および２で分圧する。平滑コンデンサ１および２には、Ｕ相インバータ回路３、Ｖ相インバータ回路４およびＷ相インバータ回路５が並列接続される。

Ｕ相インバータ回路３は、４つのスイッチング素子６〜９とクランプダイオード１０、１１から構成される。Ｖ相インバータ回路４は、４つのスイッチング素子１２〜１５とクランプダイオード１６、１７から構成される。Ｗ相インバータ回路５は、４つのスイッチング素子１８〜２１とクランプダイオード２２、２３から構成される。
インバータ駆動制御装置２４は、Ｕ〜Ｗ相インバータ回路３〜５のスイッチング素子を駆動するゲートパルス信号ＧＰＵ１〜４、ＧＰＶ１〜４およびＧＰＷ１〜４を出力する。交流電動機（モータ）２５は、Ｕ〜Ｗ相インバータ回路３〜５の交流出力端子側に接続される。

直流電圧源の供給する直流電圧は、二組の平滑コンデンサ１および２によってコンデンサ電圧ＥｄｐおよびＥｄｎに分圧される。中性点電位をゼロとすると、Ｕ〜Ｗ相インバータ回路３〜５の出力電位Ｅｕ、ＥｖおよびＥｗは、正電位Ｅｄｐ、負電位（−Ｅｄｎ）、中性点電位ゼロの３種類の値を取り得る。ここで、中性点電圧制御が適切に行われているものと仮定して、平滑コンデンサ１および２の電圧は等しい（Ｅｄｐ＝Ｅｄｎ）とする。そして、以下の議論を簡単にするため、インバータの相電圧は、±１、０の３種類の値を取るものとする。

図６は、３レベル式の三相電力変換装置（インバータ）におけるインバータ周波数に対するＰＷＭモードの適用例を示す図である。
低速域では、非同期ＰＷＭによるダイポーラ変調モードを用い、インバータ周波数が高くなると非同期ＰＷＭによるユニポーラ変調モードに移行する。さらにインバータ周波数が高くなると、同期ＰＷＭによるユニポーラ変調モードに移行し、最終的には同期１パルスモードに移行する。非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭの切り替え前後では、非同期ＰＷＭのスイッチング周波数に比べて同期ＰＷＭのスイッチング周波数のほうが低い。
本発明は、同期ＰＷＭによるユニポーラ変調モードにおいて、少ないスイッチング周波数で電流高調波を低減し、駆動するモータの損失を低減することを目的とする。

図７は、３レベル式の三相電力変換装置（インバータ）における非同期ＰＷＭによるダイポーラ変調モードの相電圧波形を示す図である。
ダイポーラ変調モードにおいては、スイッチング素子の最小オンパルス幅の制約を受けないように、＋１の電位と−１の電位を交互に出力する（差し引く）ことによって、ゼロ電圧を含む微小電圧を高精度に出力する。変調波振幅Ａ、基本波位相θとすると、変調波ｙｍ＝Ａ・ｓｉｎθを、バイアスＢを用いて上下２つの変調波ｙｍ１、ｙｍ２に分割する。２つの変調波ｙｍ１、ｙｍ２は以下の式で表される。
ｙｍ１＝（Ａ／２）ｓｉｎθ＋Ｂ
ｙｍ２＝（Ａ／２）ｓｉｎθ−Ｂ
上下２つの変調波ｙｍ１、ｙｍ２をそれぞれ上下の三角波のキャリア波形と比較することにより得られるパルス幅で、＋１の電位側および−１の電位側をスイッチングしてＰＷＭ制御を行う。

図８は、３レベル式の三相電力変換装置（インバータ）における非同期ＰＷＭによるユニポーラ変調モードの相電圧波形を示す図である。
ユニポーラ変調モードにおいては、変調波振幅Ａ、基本波位相θとすると、変調波ｙｍ＝Ａ・ｓｉｎθと上下の三角波のキャリア波形とを比較することでＰＷＭ制御を行う。ｙｍ≧０の領域では、上側のキャリア波形と比較することで電位＋１、０のみでスイッチングを行う。ｙｍ＜０の領域では、下側のキャリア波形と比較することで電位−１、０のみでスイッチングを行う。同じインバータ周波数、同じキャリア周波数の場合、ユニポーラ変調モードのスイッチング回数は、ダイポーラ変調モードの１／２であることが分かる。このことから、ユニポーラ変調モードは、ダイポーラ変調モードよりもスイッチング周波数を高くとることができる。

図９は、従来の同期ＰＷＭ（同期１０パルス）によるユニポーラ変調モードの相電圧波形を示す図である。
非同期ＰＷＭでは、図８に示すキャリア波形のままスイッチング回数を減らしていくと出力電圧波形の上下非対称が目立つようになり、出力電圧に含まれる直流成分および偶数次高調波が無視できなくなる。同期ＰＷＭでは、出力電圧に直流成分および偶数次高調波が含まれないようにするため、相電圧波形が上下対称となるように上下のキャリア波形を反転させている。

図１０は、３レベル式の三相電力変換装置（インバータ）における同期１パルスモードの相電圧波形を示す図である。同期１パルスモードにおいては、変調波と三角波のキャリア波形との比較はせず、基本波位相に応じてパルスを出力している。

図１１は、従来の同期ＰＷＭ（同期１０パルス）によるユニポーラ変調モードの相電圧波形および線間電圧波形を示す図である。図１１のＵ相、Ｖ相各相の電圧波形のみを見る限りにおいて、電圧高調波が多く含まれているようには見えない。しかし、両者の差電圧であるＵ−Ｖ線間電圧の波形を見ると、多くの電圧高調波が含まれていることが理解できる。特に、図１に示す本発明の実施例１（同期８パルス）の波形と比べると、電圧高調波が多いことは明らかである。

図１２は、従来の同期ＰＷＭによるユニポーラ変調モードにおいて、電圧高調波が多い原理を説明する概要図である。ユニポーラ変調モードの場合、変調波が正の半周期では＋１、０の２種類の電位をとり、変調波が負の半周期では−１、０の２種類の電位をとる。図１２では、電位の取りうる範囲をハッチングで示した。

Ｕ相とＶ相が互いに独立してスイッチングを行った場合、Ｕ−Ｖ線間電圧は、確率的に位相０〜１２０°の範囲では＋２、＋１および０の３種類の電位、位相１２０〜１８０°の範囲では±１および０の３種類の電位、位相１８０〜３００°の範囲では−２、−１および０の３種類の電位、位相３００〜３６０°の範囲では±１および０の３種類の電位を取りうることが理解できる。すなわち、各相が互いに独立してスイッチングを行った場合、線間電圧は常に３種類の電位を取りうることになる。

特に、Ｕ相出力電位が上がる（−１→０または０→＋１）タイミングとＶ相出力電位が下がる（＋１→０または０→−１）タイミングが近接した場合、あるいはその逆で、Ｕ相出力電位が下がる（＋１→０または０→−１）タイミングとＶ相出力電位が上がる（−１→０または０→＋１）タイミングが近接した場合、Ｕ−Ｖ線間電圧は短時間のうちに２段階に電位が変わることになる。これでは２レベル式のＰＷＭと大差なく、これが電圧高調波の多い理由である。

図１３は、本発明が電圧高調波を低減できる原理を説明する第１の例の概要図である。従来の同期ＰＷＭによるユニポーラ変調モードにおいて電圧高調波が多い理由は、前記のとおり、各相が互いに独立してスイッチングを行った結果として、二相のスイッチングタイミングが近接する場合があるためである。そうすると、電圧高調波を低減するためには、二相のスイッチングタイミングが重ならないようにすればよい。

一例として、基本波周期の１／４の範囲（位相０〜９０°）を３分割し、３分割した区間を、図１３に示すように順に（１）〜（３）と番号付けする。Ｕ相は、３つの区間の内、区間（３）の範囲内でのみスイッチングを行い、区間（１）は電位０に固定、区間（２）は電位＋１に固定とする。残りの３／４周期（位相９０〜３６０°）は、相電圧波形が上下対称、前後対称となるように出力電位を定める。Ｖ相の電圧波形は、Ｕ相に対して１２０°遅れの対称波形とする。Ｗ相の電圧波形は図示していないが、Ｖ相に対してさらに１２０°遅れの対称波形とする。この結果、分割した区間内でスイッチングを行っているのは三相のうち一相のみとなる。これにより、Ｕ−Ｖ線間電圧は、どの位相においても最大で２種類の電位しか取りえない。

図１４は、本発明が電圧高調波を低減できる原理を説明する第２の例の概要図である。図１３と同様に、基本波周期の１／４（位相０〜９０°）の範囲を３分割し、３分割した区間を、図１４に示すように順に（１）〜（３）と番号付けする。図１３と異なり、Ｕ相は、区間（２）の範囲内でのみスイッチングを行い、区間（１）は電位０に固定、区間（３）は電位＋１に固定とする。残りの３／４周期（位相９０〜３６０°）は、相電圧波形が上下対称、前後対称となるように出力電位を定める。Ｖ相の電圧波形は、Ｕ相に対して１２０°遅れの対称波形とする。Ｗ相の電圧波形は図示していないが、Ｖ相に対してさらに１２０°遅れの対称波形とする。この結果、第１の例と同様に、分割した区間内でスイッチングを行っているのは三相のうち一相のみとなる。これにより、Ｕ−Ｖ線間電圧は、どの位相においても最大で２種類の電位しか取りえない。

図１３の第１の例と図１４の第２の例を比べると、図１４の方が線間電圧のゼロクロス付近でスイッチングできるため、より電圧高調波を少なくできる。

図１５は、本発明が電圧高調波を低減できる原理を説明する第３の例の概要図である。第１および第２の例と異なり、基本波周期の１／４（位相０〜９０°）の範囲を６分割し、６分割した区間を、図１５に示すように順に（１）〜（６）と番号付けする。さらに、図１５の下部に示すように、分割区間（１）、（４）および（５）をグループＡ、分割区間（２）、（３）および（６）をグループＢとする。

Ｕ相は、グループＡのうち分割区間（５）、グループＢのうち分割区間（６）の範囲内のみでスイッチングを行い、区間（１）は電位０に固定、区間（２）〜（４）は電位＋１に固定とする。残りの３／４周期（位相９０〜３６０°）は、相電圧波形が上下対称、前後対称となるように出力電位を定める。Ｖ相の電圧波形は、Ｕ相に対して１２０°遅れの対称波形とする。Ｗ相の電圧波形は図示していないが、Ｖ相に対してさらに１２０°遅れの対称波形とする。この結果、分割した区間内でスイッチングを行っているのは三相のうち一相のみとなる。これにより、Ｕ−Ｖ線間電圧は、どの位相においても最大で２種類の電位しか取りえない。

図１６は、本発明が電圧高調波を低減できる原理を説明する第４の例の概要図である。第３の例と同様に、基本波周期の１／４（位相０〜９０°）の範囲を６分割し、６分割した区間を、図１６に示すように順に（１）〜（６）と番号付けする。さらに、図１６の下部に示すように、分割区間（１）、（４）および（５）をグループＡ、分割区間（２）、（３）および（６）をグループＢとする。

Ｕ相は、グループＡのうち分割区間（４）、グループＢのうち分割区間（６）の範囲内のみでスイッチングを行い、区間（１）は電位０に固定、区間（２）（３）（５）は電位＋１に固定とする。残りの３／４周期（位相９０〜３６０°）は、相電圧波形が上下対称、前後対称となるように出力電位を定める。Ｖ相の電圧波形は、Ｕ相に対して１２０°遅れの対称波形とする。Ｗ相の電圧波形は図示していないが、Ｖ相に対してさらに１２０°遅れの対称波形とする。この結果、分割した区間内でスイッチングを行っているのは三相のうち一相のみとなる。これにより、Ｕ−Ｖ線間電圧は、どの位相においても最大で２種類の電位しか取りえない。

図１５の第３の例と図１６の第４の例を比べると、図１６のほうが線間電圧のゼロクロス付近でスイッチングできるため、より電圧高調波を少なくできる。

ここにおいて、線間電圧がどの位相においても最大で２種類の電位しか取らないようにするため、すなわち分割した区間内で三相のうち一相のみスイッチングするための一般的な手法を説明する。基本波周期の１／４（位相０〜９０°）の範囲を３×ｎ個（ｎは自然数）に等分割する。３×ｎ個に等分割した区間を、順に（１）〜（３×ｎ）と番号付けする。そこで、自然数ｉ（１≦ｉ≦ｎ）につき、分割区間（ｉ）、（２×ｎ＋１−ｉ）および（２×ｎ＋ｉ）を同一グループとしてｎ個のグループを構成する。その上で、各グループの中から一つの分割区間の範囲内でのみスイッチングを行うようにすればよい。残りの二つの分割区間は、出力電位を固定にするためにスイッチングは行わない。ただし、分割区間の境界では、出力電位固定のためのオンまたはオフ変化（オン時：０→＋１または０→−１、オフ時：＋１→０または−１→０）に応じたスイッチングのみを行う。

図１は、本発明の実施例１（同期８パルス）による電圧波形を示す図である。図１６に示す本発明の第４の例の概要図を具体化したものである。
例えば、Ｕ相の電圧波形は、位相０〜１５°まで（分割区間（１））は電位０、位相１５〜４５°まで（分割区間（２）（３））は電位＋１、位相４５〜４５＋δ°まで（分割区間（４）の前半部）は電位０、位相４５＋δ〜９０−δ°まで（分割区間（４）の後半部〜分割区間（６）の前半部）は電位＋１、位相９０−δ〜９０°まで（分割区間（６）の後半部）は電位０とする。位相１５°および４５°でのスイッチングは、変調率によらず固定されるため、図１では目印としてパルスエッジに○をつける。位相４５＋δ°、９０−δ°でのスイッチングは、変調率に応じて変動するため、図１ではパルスエッジに矢印（→または←）をつけた。なお矢印の方向は、変調率が増加するにつれてスイッチング位相のずれる方向を示す。

以上のように、位相０〜９０°までを６分割し、Ｕ相は、分割区間（４）（６）の範囲内でのみスイッチングを行っている。位相９０〜３６０°は、Ｕ相の電圧波形が上下対称、前後対称となるように定める。Ｖ相の電圧波形は、Ｕ相に対して１２０°遅れの対称波形とする。この結果、Ｕ、Ｖ相のスイッチングタイミングが近接することを避けることができ、Ｕ−Ｖ線間電圧に含まれる電圧高調波を大幅に低減することができる。

本発明の同期８パルスは、Ｕ−Ｖ線間電圧波形が図１１に示す従来技術の同期１０パルスに比べてパルス数が少ないことから、主回路のスイッチング損失を低減できる。その上、出力電圧に含まれる電圧高調波を大幅に低減できることから、駆動する交流電動機の損失（高調波損失）の低減も実現できる。

図２は、本発明の実施例１（同期８パルス）のスイッチング位相を示す図である。同期ＰＷＭ波形は、その対称性から位相０〜９０°内における４回のスイッチング位相θ１、θ２、θ３およびθ４で定義できる。スイッチング位相θ１〜θ４を、パルス幅δを用いて以下に示す。
θ１＝１５°
θ２＝４５°
θ３＝４５°＋δ
θ４＝９０°−δ
変調率Ｙｍに対して、パルス幅δを算出すると以下のようになる（パルス波形をｓｉｎθでフーリエ積分したものから算出。なお、その算出過程については省略。）。
δ＝２２．５°−ａｒｃｓｉｎ（（Ｙｍ−ｃｏｓ１５°＋ｃｏｓ４５°）／（２・ｓｉｎ６７．５°））

本発明の実施例１（同期８パルス）における変調率Ｙｍの定義域（上限値）は、パルス幅δ≧０という条件より、以下となる。
Ｙｍ≦９６．６％
また、スイッチング位相が区間（４）および区間（６）の範囲内で行う、すなわち位相４５〜６０°および位相７５〜９０°の範囲内に収まるためには、パルス幅δ≦１５°という条件より、変調率Ｙｍの定義域（下限値）は以下となる。
Ｙｍ≧５０％
ただし、パルス幅δ＞１５°となっても、スイッチング位相が区間（４）（６）から区間（５）に移動するだけなので、本発明の条件（三相のうち一相のみがスイッチングすること）が成立していることには変わりない。

図３は、本発明の実施例２（同期４パルス）による電圧波形を示す図である。図１６に示す本発明の概要図を具体化したものである。
例えば、Ｕ相の電圧波形は、位相０〜１５°まで（分割区間（１））は電位０、位相１５〜９０−δ°まで（分割区間（２）〜分割区間（５）の前半部または分割区間（６）の前半部）は電位＋１、位相９０−δ〜９０°まで（分割区間（５）の後半部〜分割区間（６）、または分割区間（６）の後半部）は電位０とする。位相１５°でのスイッチングは、変調率によらず固定されるため、目印としてパルスエッジに○をつける。位相９０−δ°でのスイッチングは、変調率に応じて変動するため、パルスエッジに矢印（→または←）をつけた。なお矢印の方向は、変調率が増加するにつれてスイッチング位相のずれる方向を示す。

以上のように、位相０〜９０°までを６分割し、Ｕ相の波形は分割区間（５）（６）の範囲内でのみスイッチングを行っている。位相９０〜３６０°は、Ｕ相の電圧波形が上下対称、前後対称となるように定める。Ｖ相の電圧波形はＵ相に対して１２０°遅れの対称波形とする。この結果、Ｕ、Ｖ相のスイッチングタイミングが近接することを避けることができ、Ｕ−Ｖ線間電圧に含まれる電圧高調波を低減することができる。

本発明の同期４パルスは、Ｕ−Ｖ線間電圧波形は、図１１に示す従来技術の同期１０パルスに比べてパルス数が少ないことから主回路のスイッチング損失を低減できる。その上、出力電圧に含まれる電圧高調波を低減できることから、駆動する交流電動機の損失（高調波損失）の低減も実現できる。

図４は、本発明の実施例２（同期４パルス）のスイッチング位相を示す。同期ＰＷＭ波形はその対称性から位相０〜９０°内における２回のスイッチング位相θ１およびθ２で定義できる。スイッチング位相θ１およびθ２を、パルス幅δを用いて以下に示す。
θ１＝１５°
θ２＝９０°−δ
変調率Ｙｍに対して、パルス幅δを算出すると以下のようになる（パルス波形をｓｉｎθでフーリエ積分したものから算出。なお、その算出過程については省略。）。
δ＝ａｒｃｓｉｎ（ｃｏｓ１５°−Ｙｍ）

本発明の実施例２（同期４パルス）における変調率Ｙｍの定義域（上限値）は、パルス幅δ≧０という条件より、以下となる。
Ｙｍ≦９６．６％
また、スイッチング位相が区間（５）（６）の範囲内で行う、すなわち位相６０〜９０°の範囲内に収まるためには、パルス幅δ≦３０°という条件より、変調率Ｙｍの定義域（下限値）は以下となる。
Ｙｍ≧４６．６％
ただし、パルス幅δ＞３０°となってもスイッチング位相が区間（５）から区間（４）に移動するだけなので、本発明の条件（三相のうち一相のみがスイッチングすること）が成立していることには変わりない。

図１７は、従来の同期１０パルス（点線のグラフ）、実施例１（同期８パルス：実線のグラフ）および実施例２（同期４パルス：破線のグラフ）において、高調波次数に対する線間電圧の電圧高調波を比較したものである。従来の同期１０パルスは１１次の電圧高調波が大きいところ、実施例１の同期８パルスおよび実施例２の同期４パルスはほぼ全領域にわたって電圧高調波を低減できることが分かる。

図１８は、従来の同期１０パルス（点線のグラフ）、実施例１（同期８パルス：実線のグラフ）および実施例２（同期４パルス：破線のグラフ）において、高調波次数に対する電流高調波を比較したものである。従来の同期１０パルスは１１次の電流高調波が大きいところ、実施例１の同期８パルスおよび実施例２の同期４パルスはほぼ全領域にわたって電流高調波を低減できることが分かる。

図１９は、従来の同期１０パルス（点線のグラフ）、実施例１（同期８パルス：実線のグラフ）および実施例２（同期４パルス：破線のグラフ）において、変調率に対する電流高調波のＯＶＥＲ ＡＬＬを比較したものである。従来の同期１０パルスに対して、実施例２の同期４パルスは全領域にわたって電流高調波（ＯＶＥＲ ＡＬＬ）を低減できる。実施例２の同期４パルスは、従来の同期１０パルスに比べてパルス数が少ないことから主回路のスイッチング損失を大幅に低減できる。その上、電流高調波（ＯＶＥＲ ＡＬＬ）も同等以下に低減できることから、駆動する交流電動機の損失（高調波損失）の低減も実現できる。

また、従来の同期１０パルスに対して、実施例１の同期８パルスの場合は、全領域にわたって電流高調波（ＯＶＥＲ ＡＬＬ）をほぼ１／２に低減している。交流電動機（モータ）の高調波損失は電流高調波（ＯＶＥＲ ＡＬＬ）の二乗に比例すると仮定すると、駆動する交流電動機（モータ）の高調波損失は１／４程度に低減していると考えられる。実施例１の同期８パルスは、従来の同期１０パルスに比べてパルス数が少ないことから、主回路のスイッチング損失を低減できる。その上、電流高調波（ＯＶＥＲ ＡＬＬ）を大幅に低減できることから、駆動する交流電動機の損失（高調波損失）の低減も実現できる。

なお、上記の実施例１および実施例２を始めとして、本発明に係るスイッチング位相について、特に固定期間、電位を＋１、−１または０のいずれかに保持するためのオンまたはオフのスイッチング位相（例として、Ｕ相の位相０〜９０°までを取り上げると、実施例１では、１５°および４５°、実施例２では、１５°）に関しては、厳密に各位相角度に沿うことを求められるものではなく、１ないし２°程度ずれたとしても本発明の効果が失効するものではない。

１ Ｐ側平滑コンデンサ
２ Ｎ側平滑コンデンサ
３ Ｕ相インバータ回路
４ Ｖ相インバータ回路
５ Ｗ相インバータ回路
６〜９ Ｕ相インバータスイッチング素子
１０、１１ Ｕ相クランプダイオード
１２〜１５ Ｖ相インバータスイッチング素子
１６、１７ Ｖ相クランプダイオード
１８〜２１ Ｗ相インバータスイッチング素子
２２、２３ Ｗ相クランプダイオード
２４ インバータ駆動制御装置
２５ 交流電動機（モータ）
Ｅｄｐ Ｐ側平滑コンデンサ電圧
Ｅｄｎ Ｎ側平滑コンデンサ電圧
Ｅｕ Ｕ相インバータ電圧
Ｅｖ Ｖ相インバータ電圧
Ｅｗ Ｗ相インバータ電圧
ＧＰＵ１〜４ Ｕ相インバータゲートパルス
ＧＰＶ１〜４ Ｖ相インバータゲートパルス
ＧＰＷ１〜４ Ｗ相インバータゲートパルス

Claims (5)

1. ３レベル三相インバータの出力周波数に応じた変調波信号の一周期を１２×ｎ個（ｎは自然数）の区間に等分割し、
   前記等分割した各区間内では、三相のうち一相のみがスイッチングを行い他の二相はスイッチングを行わずに出力電位をゼロ、正で一定または負で一定のいずれかに保持し、
   前記等分割した各区間の境界でのみ、三相の各相は前記等分割した各区間の出力電位をゼロ、正で一定または負で一定のいずれかの状態に変化させ保持するために必要なスイッチングを行う
   ことを特徴とする３レベル三相インバータの駆動制御装置。
2. ３レベル三相インバータの出力周波数に応じた変調波信号の１／４周期（０〜９０°）を３×ｎ個（ｎは自然数）の区間に等分割し、
   位相０〜９０°までを順に番号付けした前記区間１〜３×ｎに対して、自然数ｉ（１≦ｉ≦ｎ）につき区間ｉ、区間２×ｎ＋１−ｉおよび区間２×ｎ＋ｉを同一グループとしてｎ個のグループを構成し、
   三相のうちの一相は、前記ｎ個のグループそれぞれが、当該グループに属する前記３つの区間のうち１つの区間内のみのスイッチングを行い他の２つの区間内ではスイッチングを行わずに出力電位をゼロ、正で一定または負で一定のいずれかに保持し、前記区間の境界でのみ、各区間の出力電位をゼロ、正で一定または負で一定のいずれかの状態に変化させ保持するために必要なスイッチングを行い、
   前記変調波信号の残りの３／４周期（９０〜３６０°）は、各１／４周期毎に前記位相０〜９０°の出力波形と上下対称および前後対称の少なくともいずれかの波形となるようにスイッチングを行い、
   三相の他の二相は、前記一相とはそれぞれ１２０°および２４０°位相のずれた対称波形となるようにスイッチングを行う
   ことを特徴とする３レベル三相インバータの駆動制御装置。
3. 請求項２記載の３レベル三相インバータの駆動制御装置であって、
   ｎ＝２の時、三相のうち一相は、前記変調波信号の１／４周期（０〜９０°）の内、位相０〜１５°までは出力電位ゼロとし、少なくとも位相１５〜６０°までは正で一定の出力電位とし、位相６０〜９０°の区間内ではスイッチングを行う
   ことを特徴とする３レベル三相インバータの駆動制御装置。
4. 請求項２記載の３レベル三相インバータの駆動制御装置であって、
   ｎ＝２の時、三相のうち一相は、前記変調波信号の１／４周期（０〜９０°）の内、位相０〜１５°までは出力電位ゼロとし、少なくとも位相１５〜４５°までは正で一定の出力電位とし、位相４５〜６０°の区間内ではスイッチングを行い、少なくとも位相６０〜７５°までは正で一定の出力電位とし、位相７５〜９０°の区間内ではスイッチングを行う
   ことを特徴とする３レベル三相インバータの駆動制御装置。
5. 請求項１から４のいずれかに記載の３レベル三相インバータの駆動制御装置であって、
   当該駆動制御装置の同期ＰＷＭモードをユニポーラ変調とする
   ことを特徴とする３レベル三相インバータの駆動制御装置。

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