JP2016021789A - Pressure control device and vacuum system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、圧力制御装置および真空システムに関する。 The present invention relates to a pressure control device and a vacuum system.
APCバルブは、真空処理装置の真空チャンバ内の圧力を所定の値にするために、真空処理装置と真空ポンプの間に設けられる。 The APC valve is provided between the vacuum processing apparatus and the vacuum pump in order to set the pressure in the vacuum chamber of the vacuum processing apparatus to a predetermined value.
真空処理装置の真空チャンバの圧力設定指令信号と圧力検出信号が、真空処理装置からAPCバルブに入力される。APCバルブは、これらの信号をADコンバータで受信し、所定のタイミングでサンプリングしてAPCバルブ内に設けられているコントローラに、圧力設定指令信号から得られる圧力設定値のデジタル値、および、圧力検出信号から得られる圧力検出値のデジタル値を送信する。 A pressure setting command signal and a pressure detection signal of the vacuum chamber of the vacuum processing apparatus are input from the vacuum processing apparatus to the APC valve. The APC valve receives these signals by the AD converter, samples them at a predetermined timing, and sends them to the controller provided in the APC valve to the digital value of the pressure setting value obtained from the pressure setting command signal and the pressure detection The digital value of the pressure detection value obtained from the signal is transmitted.
コントローラは、これら二つのデジタル値を比較して、圧力検出値のデジタル値が圧力設定値のデジタル値となるように、APCバルブ内に設けられたAPCバルブのバルブプレートの開度、すなわち、バルブプレートが接続されたモータの回転角度をフィードバック制御する。その結果、APCバルブは、真空処理装置の真空チャンバ内の圧力を制御する。 The controller compares these two digital values and opens the opening of the valve plate of the APC valve provided in the APC valve so that the digital value of the pressure detection value becomes the digital value of the pressure setting value, that is, the valve Feedback control of the rotation angle of the motor to which the plate is connected. As a result, the APC valve controls the pressure in the vacuum chamber of the vacuum processing apparatus.
APCバルブのコントローラは、インバータを介して、上記のモータを制御する。インバータは、スイッチング素子を有し、そのスイッチング素子をオン・オフすることによって、モータに印加する電圧を制御している。 The controller of the APC valve controls the motor through an inverter. The inverter has a switching element, and controls the voltage applied to the motor by turning on and off the switching element.
スイッチング素子をオン状態にしたりオフ状態にしたりする際に、スイッチングノイズが真空チャンバの圧力設定指令信号と圧力検出信号に重畳することがある。このスイッチングノイズは、オン状態またはオフ状態となった時が最も大きく、時間とともに減衰する。 When the switching element is turned on or turned off, switching noise may be superimposed on the pressure setting command signal and the pressure detection signal of the vacuum chamber. This switching noise is greatest when it is in an on state or an off state, and decays with time.
特許文献1には、複数個サンプリングし、そのうちの最大値と最小値を除いた値で平均値を算出し、それをデジタル値として出力する発明が開示されている。しかし、特許文献1に記載の発明では、上述したスイッチングノイズが十分に減衰していない時間にサンプリングすることもある。このようなサンプリングによって得られた値では、平均してもスイッチングノイズが十分に除去できないという問題がある。
(1)本発明の好ましい態様による圧力制御装置は、APCバルブ用のバルブプレートの位置を制御する三相モータを駆動する第1三相インバータと、圧力設定指令信号と圧力検出信号とを少なくとも読み取ってデジタル信号に変換するADコンバータと、デジタル信号に応じて、バルブプレートの位置を制御するために第1三相インバータに送信する第1スイッチング信号を生成する第1コントローラと、を備える。第1コントローラは、第1スイッチング信号を生成する際に、第1三相インバータの三相全てのハイサイドスイッチング素子がオン状態で且つ三相全てのローサイドスイッチング素子がオフ状態にあり第1スイッチングノイズが所定レベル以下である第1低ノイズ時間を含む期間であるか、または、第1三相インバータの三相全てのハイサイドスイッチング素子がオフ状態で且つ三相全てのローサイドスイッチング素子がオン状態にあり第1低ノイズ時間を含む期間である第1期間を検出する。ADコンバータは、第1低ノイズ時間において、圧力設定指令信号と圧力検出信号とをサンプリングする。
(2)本発明の好ましい態様による真空システムは、本発明の好ましい態様による圧力制御装置と、ポンプロータを回転させるモータを駆動させる第2三相インバータに送信する第2スイッチング信号を生成する第2コントローラを有する真空ポンプと、を備える。第2コントローラは、第2三相インバータの三相全てのハイサイドスイッチング素子がオン状態で且つ三相全てのローサイドスイッチング素子がオフ状態にあり第2スイッチングノイズが所定レベル以下である第2低ノイズ時間を含む期間であるか、または、第2三相インバータの三相全てのハイサイドスイッチング素子がオフ状態で且つ三相全てのローサイドスイッチング素子がオン状態にあり第2低ノイズ時間を含む期間である第2期間を検出する。第1コントローラ及び第2コントローラは、第1低ノイズ時間と第2低ノイズ時間とを時間的に重複させる。ADコンバータは、第1低ノイズ時間と第2低ノイズ時間とが重複している期間内において、圧力設定指令信号と圧力検出信号とをサンプリングする。
(1) A pressure control device according to a preferred embodiment of the present invention at least reads a first three-phase inverter that drives a three-phase motor that controls the position of a valve plate for an APC valve, a pressure setting command signal, and a pressure detection signal. An AD converter that converts the signal into a digital signal, and a first controller that generates a first switching signal to be transmitted to the first three-phase inverter in order to control the position of the valve plate according to the digital signal. When the first controller generates the first switching signal, all the three-phase high-side switching elements of the first three-phase inverter are on and all the three-phase low-side switching elements are off. Is a period including a first low noise time that is equal to or lower than a predetermined level, or all three-phase high-side switching elements of the first three-phase inverter are in an off state and all three-phase low-side switching elements are in an on state. A first period that is a period including the first low noise time is detected. The AD converter samples the pressure setting command signal and the pressure detection signal in the first low noise time.
(2) A vacuum system according to a preferred aspect of the present invention generates a second switching signal to be transmitted to a pressure control device according to a preferred aspect of the present invention and a second three-phase inverter that drives a motor that rotates a pump rotor. A vacuum pump having a controller. The second controller has a second low noise in which all the three-phase high-side switching elements of the second three-phase inverter are on and all the three-phase low-side switching elements are off and the second switching noise is below a predetermined level. A period including time, or a period including all of the high-side switching elements of all the three phases of the second three-phase inverter in the off state and all the low-side switching elements of the three phases in the on state and including the second low noise time. A certain second period is detected. The first controller and the second controller cause the first low noise time and the second low noise time to overlap in time. The AD converter samples the pressure setting command signal and the pressure detection signal within a period in which the first low noise time and the second low noise time overlap.
本発明によれば、圧力設定値のデジタル値、および、圧力検出値のデジタル値の信頼性が損なわれることなく、スイッチングノイズの影響を低減することができる。 According to the present invention, the influence of switching noise can be reduced without impairing the reliability of the digital value of the pressure set value and the digital value of the pressure detection value.
―第1実施形態―
図1は、第1実施形態の真空システム1の排気系統とブロック図を示している。真空システム1は、真空処理装置2と、APCバルブ3と、真空ポンプ4を備えている。
-First embodiment-
FIG. 1 shows an exhaust system and a block diagram of the
真空処理装置2は、真空チャンバ23と、ダイアフラム22と、コントローラ21とを備えている。真空チャンバ23内では、半導体基板のエッチング等の各種処理が行われる。ダイアフラム22は、真空チャンバ23に設けられ、真空チャンバ23内の圧力を検出し、APCバルブ3に圧力検出信号S2を送信する。コントローラ21は、真空チャンバ23内の圧力(真空度)を所定の値に設定するように、APCバルブ3に圧力設定指令信号S1を送信する。
The
真空ポンプ4は、真空排気系42と、ポンプロータ41と、モータ40と、三相インバータ45と、電流検出器48と、ADコンバータ46と、コントローラ47と、を備えている。
The vacuum pump 4 includes an
真空ポンプ4は、真空排気系42に設けられたポンプロータ41をモータ40により回転させることで、排気経路50を介して、真空処理装置2の真空チャンバ23の真空排気を行う。真空ポンプ4が排気した気体は、真空ポンプ4の真空排気下流側に接続されるバックポンプにより排気される。
The vacuum pump 4 evacuates the
APCバルブ3は、排気経路50において、真空処理装置2と真空ポンプ4の間に設けられている。APCバルブ3は、バルブプレート32と、モータ30と、制御装置3Aと、を備えている。
The
バルブプレート32は、真空処理装置2の真空チャンバ23と真空ポンプ4の真空排気系42を接続する排気経路50に設けられている。制御装置3Aは、モータ30の回転角を制御してバルブプレート32の開度を制御することで、排気経路50の気体の流量を調整して、真空チャンバ23の圧力を所定の値に制御している。
The
制御装置3Aは、三相インバータ35と、電流検出器38と、ADコンバータ36と、コントローラ37を備えている。
The
コントローラ37は、ADコンバータ36からの信号(後述)とモータ30から出力されたバルブプレート32の位置の信号とに基づいて、電圧指令信号を生成し、電圧指令信号Vrefと三角搬送波である搬送波Vcを比較して、三相のPWM信号(スイッチング信号)を生成する。そして、コントローラ37は、三相インバータ35に、スイッチング信号を出力する。コントローラ37は、ADコンバータ36にもスイッチング信号を送信する。これは、ADコンバータ36がサンプリングのタイミングを得るためである。なお、本実施形態においては、コントローラ37と真空ポンプ4のコントローラ47とは通信しなくてもよい。コントローラ37における電圧指令信号Vrefと搬送波Vcを比較して、三相のPWM信号(スイッチング信号)を生成する過程の詳細については、後述する。
The
三相インバータ35は、図11に示すように、U相におけるハイサイドスイッチング素子U+と、U相におけるローサイドスイッチング素子U−と、V相におけるハイサイドスイッチング素子V+と、V相におけるローサイドスイッチング素子V−と、W相におけるハイサイドスイッチング素子W+と、W相におけるローサイドスイッチング素子W−を備える。
As shown in FIG. 11, the three-
図1において、三相インバータ35は、コントローラ37からのスイッチング信号に基づいて、図11に示すスイッチング素子U+、U-、V+、V-、W+、W-をオン・オフすることで、不図示の電源の出力を用いて、負荷であるモータ30に三相交流電流を印加する。
In FIG. 1, a three-
電流検出器38は、三相インバータ35とモータ30の間に設けられ、上述の三相交流電流を検出し、その電流値信号をADコンバータ36に出力する。
The
ADコンバータ36は、コントローラ37から出力された三相PWMスイッチング信号によってサンプリングのタイミングを得て、電流検出器38から出力されたモータ30に流れる三相交流電流を取得及び監視をしながら、図5、6で後述する所定の時点で、真空処理装置2のコントローラ21から出力された圧力設定指令信号S1と、ダイアフラム22から出力された圧力検出信号S2とをサンプリングして、デジタル値に変換する。そして、それらのデジタル値をコントローラ37に出力する。
The
モータ30は、三相インバータ35から印加された三相交流電流に基づいて回動し、バルブプレート32の位置(開度)を制御する。これによって、排気経路50の気体の流量が制御され、真空チャンバ23の圧力(真空度)が制御される。また、モータ30は、バルブプレート32の位置(開度)の情報をコントローラ37に出力する。
The
図2は、コントローラ37で比較される電圧指令信号Vrefと搬送波Vcについて示した図である。電圧指令信号Vrefは、駆動条件に合わせて様々な波形が出力されるので具体的な波形を示さず、電圧指令信号Vrefの波形が示される領域をハッチングで示した。
FIG. 2 is a diagram showing the voltage command signal Vref and the carrier wave Vc compared by the
図2に示されるべき電圧指令信号Vrefの具体的な波形としては、例えば、図3に示す(三相)定電流波形や図4に示す(三相)交流波形などがある。なお、図3に示す定電流波形は、バルブプレート32を所定の位置に維持する場合に用いられる。図4に示す交流波形は、図1に示すAPCバルブ3のバルブプレート32を移動させる場合に用いられる。図3や図4に示すように、U相、V相、W相の電圧指令信号を、それぞれ、Vref_U、Vref_V、Vref_Wとする。
Specific examples of the voltage command signal Vref to be shown in FIG. 2 include (three-phase) constant current waveforms shown in FIG. 3 and (three-phase) AC waveforms shown in FIG. The constant current waveform shown in FIG. 3 is used when the
本実施形態では、搬送波Vcについては、三相(U相、V相、W相)において、共通の搬送波Vc、すなわち、同形状且つ同位相の搬送波Vcを用いる。 In the present embodiment, for the carrier wave Vc, a common carrier wave Vc, that is, a carrier wave Vc having the same shape and the same phase, is used in three phases (U phase, V phase, W phase).
一般的な搬送波Vcの振幅は、図12に示すように、電圧指令信号Vrefの振幅の上限値|Vref|_Maxと等しく設定されている。しかし、本実施形態の搬送波Vcの振幅は、図2に示すように、電圧指令信号Vrefの振幅の上限値|Vref|_Maxよりも大きく設定されている。 As shown in FIG. 12, the amplitude of the general carrier wave Vc is set equal to the upper limit value | Vref | _Max of the amplitude of the voltage command signal Vref. However, the amplitude of the carrier wave Vc in this embodiment is set to be larger than the upper limit value | Vref | _Max of the amplitude of the voltage command signal Vref as shown in FIG.
図5を用いて、図3に示す定電流波形の場合におけるスイッチング信号の生成法、後述する全相ハイオフ−ローオン期間の求め方、ADコンバータ36のサンプリングのタイミングについて説明する。なお、図4に示す三相交流の場合でも同様である。
With reference to FIG. 5, a switching signal generation method in the case of the constant current waveform shown in FIG. 3, a method for obtaining an all-phase high-off-low-on period described later, and sampling timing of the
図5(a)は、図3に示す定電流波形の場合における、電圧指令信号Vref_U、Vref_V、Vref_Wと、搬送波Vcを示している。図5(b)は、それらの比較によって、生成される、各相のハイサイドスイッチング素子(図11参照)のスイッチング信号SUH、SVH、SWHおよびローサイドスイッチング素子のスイッチング信号SUL、SVL、SWLを示している。図5(a)、(b)に示すような信号の生成処理は、APCバルブ3のコントローラ37内で実行される。図5(c)は、後述する全相ハイオフ−ローオン期間でのスイッチングノイズNSを示している。図5(d)は、図1に示すADコンバータ36のサンプリングのタイミングを示している。それぞれのスイッチング信号SUH、SUL、SVH、SVL、SWH、SWLにおいて、図示上側がオン状態を示し、図示下側がオフ状態を示している。
FIG. 5A shows the voltage command signals Vref_U, Vref_V, Vref_W and the carrier wave Vc in the case of the constant current waveform shown in FIG. FIG. 5B shows the switching signals SUH, SVH, SWH of the high-side switching elements (see FIG. 11) of each phase and the switching signals SUL, SVL, SWL of the low-side switching elements, which are generated by comparison between them. ing. The signal generation processing as shown in FIGS. 5A and 5B is executed in the
ここで、説明を簡単にするために、以下に、「ハイオフ−ローオン期間」、「ハイオン−ローオフ期間」、「全相ハイオフ−ローオン期間」、「全相ハイオン−ローオフ期間」を定義する。 Here, in order to simplify the description, “high off-low on period”, “high on-low off period”, “all phase high off—low on period”, and “all phase high on—low off period” are defined below.
<ハイオフ−ローオン期間>
ある相において、ハイサイドスイッチング素子がオフで、ローサイドスイッチング素子がオンとなる期間をハイオフ−ローオン期間と呼ぶ。
<High off-low on period>
In a certain phase, a period in which the high-side switching element is off and the low-side switching element is on is called a high-off-low-on period.
<ハイオン−ローオフ期間>
ある相において、ハイサイドスイッチング素子がオンで、ローサイドスイッチング素子がオフとなる期間をハイオン−ローオフ期間と呼ぶ。
<High on-low off period>
In a certain phase, a period in which the high side switching element is on and the low side switching element is off is referred to as a high on-low off period.
<全相ハイオフ−ローオン期間>
三相全てにおいて、ハイオフ−ローオン期間となる期間を全相ハイオフ−ローオン期間と呼ぶ。
<All phase high-off to low-on period>
In all three phases, a period that is a high-off-low-on period is referred to as an all-phase high-off-low-on period.
<全相ハイオン−ローオフ期間>
三相全てにおいて、ハイオン−ローオフ期間となる期間を全相ハイオン−ローオフ期間と呼ぶ。
<All-phase high-on-low-off period>
In all three phases, a period that is a high on-low off period is referred to as an all-phase high on-low off period.
図5(a)に示すように、電圧指令信号Vref_Uと搬送波Vcは、交点CR1、CR2で交差する。その結果、図5(b)に示すように、交点CR1で、信号SUHがオン状態からオフ状態に移行するタイミングが決定される。交点CR2で、信号SUHはオフ状態からオン状態に移行するタイミングが決定される。すなわち、交点CR1及び交点CR2によって、信号SUHがオフ状態である期間T4が決定される。信号SULがオン状態である期間T1は、期間T4から、両端のデッドタイムTdを取り除いた期間となる。ここで、U相におけるハイオフ−ローオン期間は期間T1となる。 As shown in FIG. 5A, the voltage command signal Vref_U and the carrier wave Vc intersect at intersections CR1 and CR2. As a result, as shown in FIG. 5B, the timing at which the signal SUH shifts from the on state to the off state is determined at the intersection CR1. At the intersection CR2, the timing at which the signal SUH shifts from the off state to the on state is determined. That is, the period T4 during which the signal SUH is in the off state is determined by the intersection point CR1 and the intersection point CR2. The period T1 in which the signal SUL is in the on state is a period obtained by removing the dead time Td at both ends from the period T4. Here, the high-off-low-on period in the U phase is the period T1.
図5(a)において、電圧指令信号Vref_Vと搬送波Vcは、交点CR3、CR4で交差する。V相とW相は、電圧指令信号が一致するため、電圧指令信号Vref_Wと搬送波Vcも、交点CR3、CR4で交差する。交点CR3、CR4によって、信号SVH、SWHがオフ状態である期間T5、T7が生成される。期間T1の生成のされ方と同様に、信号SVL、SWLがオン状態である期間T6、T8は、生成される。なお、期間T5と期間T7は互いに等しく、期間T6と期間T8は、互いに等しい。ここで、V相におけるハイオフ−ローオン期間は期間T6となり、W相におけるハイオフ−ローオン期間は期間T8となる。 In FIG. 5A, the voltage command signal Vref_V and the carrier wave Vc intersect at intersections CR3 and CR4. Since the voltage command signals of the V phase and the W phase match, the voltage command signal Vref_W and the carrier wave Vc also intersect at the intersections CR3 and CR4. Periods T5 and T7 in which the signals SVH and SWH are in the off state are generated by the intersection points CR3 and CR4. Similarly to the generation of the period T1, the periods T6 and T8 in which the signals SVL and SWL are in the on state are generated. Note that the period T5 and the period T7 are equal to each other, and the period T6 and the period T8 are equal to each other. Here, the high-off-low-on period in the V-phase is a period T6, and the high-off-low-on period in the W-phase is a period T8.
図5(b)において、U相のハイオフ−ローオン期間である期間T1は、V相のハイオフ−ローオン期間である期間T6や、W相のハイオフ−ローオン期間である期間T8に包含されている。ここで、「包含」は「一致」も含める概念とする。一般的な三相PWM制御では、第1相のハイオフ−ローオン期間が第2相のハイオフ−ローオン期間に包含され、さらに第2相のハイオフ−ローオン期間が第3相のハイオフ−ローオン期間に包含される。図5(b)では、第2相であるV相のハイオフ−ローオン期間と第3相であるW相のハイオフ−ローオン期間が一致している場合が示されている。 In FIG. 5B, a period T1 that is a U-phase high-off-low-on period is included in a period T6 that is a V-phase high-off-low-on period and a period T8 that is a W-phase high-off-low-on period. Here, “inclusion” is a concept including “match”. In general three-phase PWM control, the high-off-low-on period of the first phase is included in the high-off-low-on period of the second phase, and the high-off-low-on period of the second phase is included in the high-off-low-on period of the third phase. Is done. FIG. 5B shows a case where the high-off-low-on period of the V phase that is the second phase and the high-off-low-on period of the W phase that is the third phase coincide.
以上のように、三相各相のハイオフ−ローオン期間が求められ、互いの包含関係が分かったところで、全相ハイオフ−ローオン期間を求める。図5に示す例では、他の相に包含されている期間である期間T1が全相ハイオフ−ローオン期間となる。 As described above, the high-off-low-on period of each of the three phases is obtained, and when the inclusive relation is known, the all-phase high-off-low-on period is obtained. In the example shown in FIG. 5, the period T1 which is a period included in another phase is an all-phase high-off-low-on period.
図1に示すコントローラ37は、全相ハイオフ−ローオン期間である期間T1を求めた後、スイッチングノイズがほぼ重畳されていない低ノイズ時間T3を以下のように求める。図5(c)は、全相ハイオフ−ローオン期間である期間T1でのスイッチングノイズNSを示している。スイッチングノイズは、オン状態とオフ状態を切り替えることによって発生し時間とともに減衰するノイズである。そのため、図5(b)に示されているそれぞれのスイッチング素子のオン状態とオフ状態を切り替えに伴って、スイッチングノイズは生じている。しかし、全相ハイオフ−ローオン期間である期間T1において、最も問題となるのは、直近、すなわち、期間T1の開始時点ts1に発生したスイッチングノイズNSであるので、それのみに注目すればよい。図5(c)に示すように、スイッチングノイズNSは、時間とともに減衰する。コントローラ37は、ADコンバータ36がサンプリングするのに問題ない所定の閾値LTHを予め定め、スイッチングノイズNSのノイズレベルが閾値LTHよりも下回った時点ts2を境界として、期間T1の開始時点ts1から時点ts2までを高ノイズ時間T2とし、時点ts2から期間T1の終了時点ts3までを低ノイズ時間T3とする。
The
コントローラ37は、図1に示すように、スイッチング信号SUH,SUL,SVH,SVL,SWH,SWLを三相インバータ35のみならず、ADコンバータ36にも送信する。その際、コントローラ37は、上述の低ノイズ時間T3のタイミング信号もADコンバータ36に送信する。
As shown in FIG. 1, the
ADコンバータ36は、コントローラ37からの情報に基づいて、図1に示す電流検出器38の電流値を取得及び監視し、図5(d)に示すように、期間T3に入るタイミング信号を受信したら、圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングする。なお、電流検出器38からの電流値信号も併せてサンプリングしてもよい。
The
上述したようにスイッチングノイズNSは、時間とともに減衰するので、低ノイズ時間T3の中でもさらに、終了時点ts3近傍で、最もノイズレベルが低減する。よって、ADコンバータ36は、低ノイズ時間T3内の終了時点ts3近傍で、圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングするのが好ましい。
As described above, since the switching noise NS attenuates with time, the noise level is reduced most in the vicinity of the end time ts3 in the low noise time T3. Therefore, the
なお、図5では、図3に示すような定電流波形の場合で説明した。しかし、それに限定されず、図6に示すように、図4に示す三相交流波形でも本実施形態の発明は適用できる。三相交流波形の場合では、当然のことながら、120度の位相差をもって、三相それぞれの電圧指令信号の値が変化する。これによって、三相のスイッチングのタイミングが互いに異なるため、ハイサイドのスイッチがオフでローサイドのスイッチがオンである期間が三相で互いに異なる。その結果、図6に示すように、例えば、U相でのハイオフ−ローオン期間T1がV相でのハイオフ−ローオン期間T6に包含され、さらに、そのV相でのハイオフ−ローオン期間T6がW相でのハイオフ−ローオン期間T8に包含されるという状態が生成される。図6の図5との違いは、V相でのハイオフ−ローオン期間T6がW相でのハイオフ−ローオン期間T8と一致していないことと、時間が経過するにつれて、U相、V相、W相の関係性が入れ替わることである。 In FIG. 5, the case of the constant current waveform as shown in FIG. 3 has been described. However, the present invention is not limited to this, and as shown in FIG. 6, the invention of the present embodiment can also be applied to the three-phase AC waveform shown in FIG. 4. In the case of a three-phase AC waveform, as a matter of course, the value of the voltage command signal for each of the three phases changes with a phase difference of 120 degrees. As a result, the three-phase switching timings are different from each other, so that the periods during which the high-side switch is off and the low-side switch is on are different from each other for the three phases. As a result, as shown in FIG. 6, for example, a high-off-low-on period T1 in the U-phase is included in a high-off-low-on period T6 in the V-phase, and further, a high-off-low-on period T6 in the V-phase is included in the W phase. A state is generated that is included in the high-off-low-on period T8. The difference between FIG. 6 and FIG. 5 is that the high-off-low-on period T6 in the V-phase does not coincide with the high-off-low-on period T8 in the W phase and that the U phase, V phase, W The relationship of the phases is changed.
第1実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
(1)制御装置3Aは、APCバルブ3のバルブプレート32の位置(回転角、開度)を制御する三相のモータ30を駆動する三相インバータ35と、圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2を読み取ってデジタル信号に変換するADコンバータ36と、ADコンバータ36から出力されたデジタル信号に応じて、バルブプレート32の位置を制御するために三相インバータ35に送信するスイッチング信号SUH,SUL,SVH,SVL,SWH,SWLを生成するコントローラ37とを備える。
コントローラ37は、スイッチング信号SUH,SUL,SVH,SVL,SWH,SWLを生成する際に、三相インバータ35の三相全てのハイサイドスイッチング素子U+、V+、W+がオフ状態で且つ三相全てのローサイドスイッチング素子U-、V-、W-がオン状態にあり低ノイズ時間T3を含む期間、すなわち、全相ハイオフ−ローオン期間である期間T1を検出する。
ADコンバータ36は、低ノイズ時間T3において、圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングする。
これによって、ノイズの少ない圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2を得ることができる。その結果、精度よく圧力制御を行うことができる。
According to the first embodiment, the following operational effects can be obtained.
(1) The
When the
The
Thereby, the pressure setting command signal S1 and the pressure detection signal S2 with less noise can be obtained. As a result, pressure control can be performed with high accuracy.
従来では、ADコンバータのサンプリングタイミングがスイッチング信号と同期しておらず、ADコンバータは、スイッチングノイズが減衰していない時点でもサンプリングしていた。その結果、ADコンバータがサンプリングした信号のS/N比が小さかったため、多くのサンプリングを行って、それらを平均演算して信号を得ていた。1種類の信号(例えば、圧力設定指令信号)に対して多くのサンプリングを行う必要があるため、複数の種類の信号をサンプリングするには、複数の種類の信号のサンプリングを同時に行うことができる高価な同期型のADコンバータを用いる必要があった。 Conventionally, the sampling timing of the AD converter is not synchronized with the switching signal, and the AD converter samples even when the switching noise is not attenuated. As a result, since the S / N ratio of the signal sampled by the AD converter was small, a large number of samplings were performed and the signals were averaged to obtain a signal. Since it is necessary to perform many samplings for one type of signal (for example, pressure setting command signal), in order to sample a plurality of types of signals, it is possible to simultaneously sample a plurality of types of signals. It was necessary to use a simple synchronous AD converter.
しかし、本実施形態で得られるサンプリングした信号は、それぞれのS/N比が高いため、多くのサンプリングやそれらの平均演算などの処理をする必要がない。また、安価な非同期型のADコンバータを用いれば済むので、システムの低コスト化を図ることができる。 However, since the sampled signal obtained in this embodiment has a high S / N ratio, it is not necessary to perform a lot of processing such as sampling and averaging thereof. Further, since it is sufficient to use an inexpensive asynchronous AD converter, the cost of the system can be reduced.
(2)なお、ADコンバータ36は、圧力設定指令信号S1や圧力検出信号S2をサンプリングするのに併せて、電流検出器38からの電流値信号もサンプリングするようにしてもよい。これによってモータ30の制御の精度が向上する。
(2) The
(3)ADコンバータ36は、低ノイズ時間T3の終了時点ts3近傍において、圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングするのが好ましい。
これによって、スイッチングノイズが十分に減衰した時点でサンプリングするので、さらにノイズの少ない圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2を得ることができる。その結果、さらに精度よく圧力制御を行うことができる。
(3) The
Thus, since sampling is performed when the switching noise is sufficiently attenuated, the pressure setting command signal S1 and the pressure detection signal S2 with less noise can be obtained. As a result, pressure control can be performed with higher accuracy.
(4)コントローラ37は、搬送波Vcと電圧指令信号Vrefとを比較することで、スイッチング信号SUH,SUL,SVH,SVL,SWH,SWLを生成し、搬送波Vcが三相全ての電圧指令信号Vrefよりも大きい期間を全相ハイオフ−ローオン期間として検出する。
これによって、スイッチング信号が搬送波と電圧指令信号の比較で生成される際に、全相ハイオフ−ローオン期間を検出することができる。
(4) The
Thereby, when the switching signal is generated by comparing the carrier wave and the voltage command signal, the all-phase high-off-low-on period can be detected.
(5)コントローラ37は、搬送波Vcの振幅を、電圧指令信号Vrefの振幅の上限値|Vref|_Maxよりも大きくする。
これによって、搬送波Vcと電圧指令信号Vrefとを比較することで、スイッチング信号SUH,SUL,SVH,SVL,SWH,SWLを生成する方法において、あらゆる電圧指令信号Vrefに対しても、全相ハイオフ−ローオン期間や全相ハイオン−ローオフ期間を生成することができる。
(5) The
Thus, in the method of generating the switching signals SUH, SUL, SVH, SVL, SWH, SWL by comparing the carrier wave Vc and the voltage command signal Vref, all-phase high-off for any voltage command signal Vref− A low-on period or an all-phase high-on-low-off period can be generated.
―第2実施形態―
図7は、第2実施形態の真空システム1の排気系統とブロック図を示している。第2実施形態の真空システム1においては、符号100で示すように、コントローラ37と真空ポンプ4のコントローラ47とが通信する。これが、第1実施形態との主な相違点である。以下、当該相違点に関することを中心に説明し、第1実施形態と構成が同様の箇所については説明を省略する。
-Second embodiment-
FIG. 7 shows an exhaust system and a block diagram of the
真空ポンプ4のモータ40は、ポンプロータ41を回転駆動する。そのため、コントローラ47が出力するスイッチング信号は、三相交流波形がモータ40に流れるような信号となっている。三相インバータ45の構造は、図11に示すように、三相インバータ35と同様である。三相インバータ45は、上記のスイッチング信号に基づいて、モータ40に三相交流電流を印加する。電流検出器48は、その三相交流電流を検出し、ADコンバータ46に出力する。ADコンバータ46は、サンプリングタイミングを知得するために、コントローラ47からスイッチング信号と、全相ハイオフ−ローオン期間や全相ハイオン−ローオフ期間のタイミングの情報を得る。それらの情報に基づいて、ADコンバータ36の動作と同様に、全相ハイオフ−ローオン期間や全相ハイオン−ローオフ期間内の低ノイズ時間において、電流検出器からの電流値信号のサンプリングを行う。なお、上記低ノイズ時間の終了時点近傍でサンプリングすることがより好ましい。
The
図7において、コントローラ37とコントローラ47とが両端矢印で結ばれていることが示すように、本実施形態のAPCバルブ3の制御装置3Aのコントローラ37は、真空ポンプ4のコントローラ47と通信する。これは、以下に示すように、制御装置3Aの三相インバータ35の全相ハイオフ−ローオン期間や全相ハイオン−ローオフ期間の低ノイズ時間(以下、第1低ノイズ時間と呼ぶ)と、真空ポンプ4の三相インバータ45の全相ハイオフ−ローオン期間や全相ハイオン−ローオフ期間の低ノイズ時間(以下、第2低ノイズ時間と呼ぶ)とを互いに重複させるためである。
In FIG. 7, the
図7及び図13を用いて具体的に説明する。説明のため、本実施形態では、コントローラ37が生成する搬送波Vcを搬送波Vc1と呼ぶことにする。コントローラ47が生成する搬送波Vcを搬送波Vc2と呼ぶことにする。図13(a)は、のコントローラ37における搬送波Vc1と各相の電圧指令信号Vrefを示している。図13(b)は、図13(a)に示した搬送波Vc1と各相の電圧指令信号Vrefを比較して得られるスイッチング信号を示している。ただし、図が煩雑になるのを避けるため、図13(b)には、全相ハイオフ−ローオン期間に最も関係する相(図では、U相)のスイッチング信号のみを示している。図13(d)は、のコントローラ47における搬送波Vc2と各相の電圧指令信号Vrefを示している。図13(c)は、図13(d)に示した搬送波Vc2と各相の電圧指令信号Vrefを比較して得られるスイッチング信号を示している。ただし、図が煩雑になるのを避けるため、図13(c)には、全相ハイオフ−ローオン期間に最も関係する相(図では、U相)のスイッチング信号のみを示している。
This will be specifically described with reference to FIGS. For the sake of explanation, in the present embodiment, the carrier wave Vc generated by the
本実施形態では、図7の符号100で示すように、APCバルブ3の制御装置3Aのコントローラ37が、真空ポンプ4のコントローラ47に、コントローラ37自身が用いる搬送波Vc1の情報を送信する。コントローラ37は、図13(a)で示すように搬送波Vc1を各相の電圧指令信号Vrefと比較して、図13(b)で示すように全相ハイオフ−ローオン期間TN3を生成する。一方、コントローラ47は、コントローラ37から受信した搬送波Vc1をもとに搬送波Vc1と同周期で同位相の搬送波Vc2を生成する。ここで、同位相とは、図13(a)に示す搬送波Vc1の頂点71と、図13(d)に示す搬送波Vc1と同周期の搬送波Vc2の頂点72とが時間的に一致することを意味する。そして、コントローラ47は、図13(d)で示すように各相の電圧指令信号Vrefと比較して、図13(c)で示すように全相ハイオフ−ローオン期間TN6を生成する。なお、搬送波Vc2の振幅は、コントローラ47で用いる各相の電圧指令信号Vrefの振幅よりも大きく設定されている。
In the present embodiment, as indicated by
このように、コントローラ37及びコントローラ47は、搬送波Vc1の頂点71、Vc2の頂点72を時間的に一致させているので、図13(b)及び図13(c)に示すように、コントローラ37で生成された全相ハイオフ−ローオン期間TN3と、コントローラ47で生成された全相ハイオフ−ローオン期間TN6とを時間的に重複できる。また、搬送波Vc1、Vc2の振幅の大小や周期の長短を変化させることでコントローラ37及びコントローラ47それぞれの全相ハイオフ−ローオン期間TN3、TN6の長短を変化させることが可能なので、搬送波Vc1、Vc2の振幅や周期を適切に調整すれば、図13(b)及び図13(c)に示すように、第1低ノイズ時間TN2と第2低ノイズ時間TN5を重複させることも可能である。なお、本実施形態では、コントローラ37からコントローラ47に搬送波Vc1の情報を送信したが、コントローラ47からコントローラ37に搬送波Vc2の情報を送信し、コントローラ37が搬送波Vc2の情報をもとに搬送波Vc1を生成するようにしてもよい。
Thus, since the
ここで、図8(a)を用いて、第1低ノイズ時間と第2低ノイズ時間の重複についてさらに説明する。簡単のため、全相ハイオフ−ローオン期間のみで考える。なお、本実施形態でも搬送波Vcと電圧指令信号Vrefの比較でスイッチング信号を生成するが、スイッチング信号の生成方法はこれに限定されない。 Here, the overlap of the first low noise time and the second low noise time will be further described with reference to FIG. For simplicity, consider only the high-off-low-on period for all phases. In this embodiment, the switching signal is generated by comparing the carrier wave Vc and the voltage command signal Vref. However, the method of generating the switching signal is not limited to this.
図8(a)では、三相インバータ35における全相ハイオフ−ローオン期間を示すスイッチング信号S35(図示上側)と、三相インバータ45における全相ハイオフ−ローオン期間を示すスイッチング信号S45(図示下側)とを示して、第1低ノイズ時間と第2低ノイズ時間との重複を説明する。なお、「全相ハイオフ−ローオン期間を示すスイッチング信号」とは、例えば、図5(b)の場合の信号SULなどがそれに相当する。パルス幅は、駆動条件によって様々であるので、図は一例である。
In FIG. 8A, a switching signal S35 (upper side in the figure) indicating the all-phase high off-low on period in the three-
三相インバータ35における全相ハイオフ−ローオン期間は、信号S35で示される期間TN3である。期間TN3は、第1高ノイズ時間TN1と、第1高ノイズ時間TN1の後に続く第1低ノイズ時間TN2とを含む。第1高ノイズ時間TN1と第1低ノイズ時間TN2の時間的な区切りである時点ts2は、スイッチングノイズが図5(c)や図6(c)で示されるような閾値LTH以下かどうかで決定される。
The all-phase high-off-low-on period in the three-
同様に、三相インバータ45における全相ハイオフ−ローオン期間は、信号S45で示される期間TN6である。期間TN6は、第2高ノイズ時間TN4と、第2高ノイズ時間TN4の後に続く第2低ノイズ時間TN5とを含む。第2高ノイズ時間TN4と第2低ノイズ時間TN5の時間的な区切りである時点ts5は、スイッチングノイズが図5(c)や図6(c)で示されるような閾値LTH以下かどうかで決定される。
Similarly, the all-phase high-off-low-on period in the three-
APCバルブ3の制御装置3AのADコンバータ36は、信号S35のみを考慮するならば、第1低ノイズ時間TN2でサンプリングをすればよい。しかし、本実施形態では、信号S35のみならず、信号S45をも考慮する必要がある。よって、ADコンバータ36は、信号S35および信号S45を考慮すると、第1低ノイズ時間TN2と第2低ノイズ時間TN5が重複した期間TOLでサンプリングする必要がある。
If only the signal S35 is considered, the
第2実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
(1)真空システム1は、APCバルブ3の制御装置3Aと、ポンプロータ41を回転させるモータ40を駆動させる三相インバータ45に送信するスイッチング信号を生成するコントローラ47を有する真空ポンプ4と、を備える。
コントローラ47は、三相インバータ45の三相全てのハイサイドスイッチング素子U+、V+、W+がオフ状態で且つ三相全てのローサイドスイッチング素子U-、V-、W-がオン状態にあり第2低ノイズ時間TN5を含む期間である期間TN6を検出する。
APCバルブ3の制御装置3Aのコントローラ37と真空ポンプ4のコントローラ47は、第1低ノイズ時間TN2と第2低ノイズ時間TN5を時間的に重複させる。
APCバルブ3の制御装置3AのADコンバータ36は、第1低ノイズ時間TN2と第2低ノイズ時間TN5が重複している期間TOL内において、圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングする。
これによって、APCバルブ3内のスイッチングノイズのみならず、真空ポンプ4のスイッチングノイズの影響をも受けにくくなり、APCバルブ3の制御装置3AのADコンバータ36がサンプリングする信号のS/N比が向上する。その結果、APCバルブ3の圧力制御の精度が向上する。
According to the second embodiment, the following operational effects can be obtained.
(1) The
The
The
The
As a result, not only the switching noise in the
(2)APCバルブ3の制御装置3AのADコンバータ36は、期間TOL内の終了時点ts3、ts6近傍で、サンプリングをすることが好ましい。
これによって、更なるS/N比の向上が期待できる。
(2) It is preferable that the
As a result, further improvement in the S / N ratio can be expected.
(3)なお、真空ポンプ4のADコンバータ46も、APCバルブ3の制御装置3AのADコンバータ36と同様に、第1低ノイズ時間TN2と第2低ノイズ時間TN5が重複している期間TOL内において、電流値信号をサンプリングすることが好ましい。
これによって、電流値信号のS/N比が向上する。その結果、モータ40の駆動制御の精度が向上する。
(3) The
This improves the S / N ratio of the current value signal. As a result, the accuracy of drive control of the
―第2実施形態の変形例―
図8(b)は、図8(a)に示した第2実施形態のさらに好ましい例を示している。図8(b)における特徴は、第1低ノイズ時間TN2の終了時点ts3と第2低ノイズ時間TN5の終了時点ts6が一致しているということである。具体的には搬送波Vc1と搬送波Vc2の位相をずらすこと、例えば、図13(a)に示す搬送波Vc1を図13(d)に示す搬送波Vc2よりも時間的に早める(図示左方に移動させる)ことで、第1低ノイズ時間TN2の終了時点ts3と第2低ノイズ時間TN5の終了時点ts6を一致させることができる。その他、図13(a)に示す搬送波Vc1の振幅を小さくして期間TN3を縮めることでも、第1低ノイズ時間TN2の終了時点ts3と第2低ノイズ時間TN5の終了時点ts6を一致させることができる。
-Modification of the second embodiment-
FIG. 8B shows a more preferable example of the second embodiment shown in FIG. The feature in FIG. 8B is that the end time ts3 of the first low noise time TN2 and the end time ts6 of the second low noise time TN5 coincide. Specifically, the phases of the carrier waves Vc1 and Vc2 are shifted, for example, the carrier wave Vc1 shown in FIG. 13A is advanced in time with respect to the carrier wave Vc2 shown in FIG. Thus, the end time ts3 of the first low noise time TN2 and the end time ts6 of the second low noise time TN5 can be matched. In addition, the end time ts3 of the first low noise time TN2 and the end time ts6 of the second low noise time TN5 can be matched by reducing the amplitude of the carrier wave Vc1 shown in FIG. it can.
制御装置3Aの実施形態で説明したように、スイッチングノイズは、時間経過とともに減衰する。すなわち、第1低ノイズ時間TN2内において終了時点ts3近傍が最もノイズレベルが低い。また、第2低ノイズ時間TN5内において終了時点ts6近傍が最もノイズレベルが低い。よって、第1低ノイズ時間TN2と第2低ノイズ時間TN5を時間的に重複させるにあたり、終了時点ts3と終了時点ts6を一致させるように重複させることがノイズレベルを下げるためには好ましい方法である。このように重複させて得られる期間TOLで、APCバルブ3の制御装置3AのADコンバータ36が圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングすることで、APCバルブ3の制御装置3AのADコンバータ36がサンプリングする信号のS/N比がさらに向上する。その結果、APCバルブ3の圧力制御の精度がさらに向上する。
As described in the embodiment of the
本変形例において、さらに、APCバルブ3の制御装置3AのADコンバータ36が、期間TOL内の時点ts3、ts6近傍で、圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングすることで、APCバルブ3の制御装置3AのADコンバータ36がサンプリングする信号のS/N比がより一層向上する。その結果、APCバルブ3の圧力制御の精度がより一層向上する。
In this modification, the
なお、本変形例では、第2実施形態で示したような搬送波Vcと電圧指令信号Vrefの比較によってスイッチング信号を生成する方法を採用するよりも、後述する変形例4に記載したPWM制御プログラムによってスイッチング信号を生成する方法を採用するほうがより容易に実現できる。なぜなら、PWM制御プログラムによる生成方法は、PWM周期内でスイッチング信号の生成タイミングを比較的自由に設定できるからである。 In this modification, rather than adopting a method of generating a switching signal by comparing the carrier wave Vc and the voltage command signal Vref as shown in the second embodiment, the PWM control program described in Modification 4 described later is used. It is easier to adopt a method for generating a switching signal. This is because the generation method using the PWM control program can relatively freely set the generation timing of the switching signal within the PWM cycle.
第1及び第2実施形態において、以下のような変形をすることができる。 In the first and second embodiments, the following modifications can be made.
―APCバルブ3の制御装置3Aの変形例1―
以上では、全相ハイオフ−ローオン期間の低ノイズ時間T3でADコンバータ36が圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングしているが、全相ハイオン−ローオフ期間でADコンバータ36が圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングしてもよい。
—
In the above description, the
―APCバルブ3の制御装置3Aの変形例2―
図9は、変形例2における電圧指令信号Vrefと、搬送波Vcとを示している。定電流制御の場合、三相モータの構造上、三相の電圧指令信号の内の二相の値は、符号が残り一相の値と逆で、絶対値が残り一相の値の半分という関係となる。例えば、図9に示す場合では、V相の電圧指令信号Vref_VやW相の電圧指令信号Vref_Wは、符号がU相の電圧指令信号Vref_Uと逆で、絶対値が電圧指令信号Vref_Uの半分となっている。そのため、U相の電圧指令信号Vref_Uが振幅の上限値の一方+|Vref|_Maxに位置していても、電圧指令信号Vref_Vや電圧指令信号Vref_Wは、振幅の上限値の他方−|Vref|_Maxに位置しない。
—
FIG. 9 shows a voltage command signal Vref and a carrier wave Vc in the second modification. In the case of constant current control, due to the structure of the three-phase motor, the two-phase value of the three-phase voltage command signal is the opposite of the remaining one-phase value and the absolute value is half of the remaining one-phase value. It becomes a relationship. For example, in the case shown in FIG. 9, the V-phase voltage command signal Vref_V and the W-phase voltage command signal Vref_W are opposite in sign to the U-phase voltage command signal Vref_U and have an absolute value half that of the voltage command signal Vref_U. ing. Therefore, even if the U-phase voltage command signal Vref_U is located at one of the upper limit values + | Vref | _Max of the amplitude, the voltage command signal Vref_V and the voltage command signal Vref_W are the other of the upper limit values of amplitude − | Vref | _Max. Not located.
このような場合は、搬送波Vcは、電圧指令信号Vrefの振幅よりも大きくせずとも、すなわち、図9に示すような一般的な設定と同様に、搬送波Vcの振幅を電圧指令信号Vrefの振幅と等しく設定したとしても、全相ハイオン−ローオフ期間が生成される。よって、この全相ハイオン−ローオフ期間の低ノイズ時間でADコンバータ36が圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングすればよい。
In such a case, the carrier wave Vc does not become larger than the amplitude of the voltage command signal Vref, that is, the amplitude of the carrier wave Vc is changed to the amplitude of the voltage command signal Vref as in the general setting shown in FIG. Is set equal to, an all-phase high on-low off period is generated. Therefore, the
―APCバルブ3の制御装置3Aの変形例3―
図10は、変形例3における電圧指令信号Vrefと搬送波Vcを示している。本変形例では、搬送波Vcの振幅と電圧指令信号Vrefの振幅の上限値|Vref|_Maxは等しく設定されている。
—
FIG. 10 shows the voltage command signal Vref and the carrier wave Vc in the third modification. In this modification, the upper limit value | Vref | _Max of the amplitude of the carrier wave Vc and the amplitude of the voltage command signal Vref is set to be equal.
出力をあまり必要としない駆動を行っている本変形例のような場合には、図10のハッチング領域で示すように、電圧指令信号Vrefが振幅の上限まで到達しないこともある。 In the case of this modification in which driving is performed that does not require much output, the voltage command signal Vref may not reach the upper limit of the amplitude, as indicated by the hatched area in FIG.
本変形例のような場合では、搬送波Vcの振幅と電圧指令信号Vrefの振幅の上限値|Vref|_Maxは等しく設定されていても、三相全てにおいて搬送波Vcが電圧指令信号Vrefよりも値が大きい期間、または、三相全てにおいて搬送波Vcが電圧指令信号Vrefよりも値が小さい期間が生じる。よって、図5や図6に示すように、全相ハイオフ−ローオン期間や全相ハイオン−ローオフ期間が生成されるので、これらの期間の低ノイズ時間において、ADコンバータ36が圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングすればよい。
In the case of this modification, even when the amplitude of the carrier wave Vc and the upper limit value | Vref | _Max of the amplitude of the voltage command signal Vref are set equal, the carrier wave Vc has a value higher than the voltage command signal Vref in all three phases. A large period or a period where the value of the carrier wave Vc is smaller than the voltage command signal Vref occurs in all three phases. Therefore, as shown in FIG. 5 and FIG. 6, since the all-phase high-off-low-on period and the all-phase high-on-low-off period are generated, the
―APCバルブ3の制御装置3Aの変形例4―
以上の実施形態では、搬送波Vcと電圧指令信号Vrefの比較でスイッチング信号SUH,SUL,SVH,SVL,SWH,SWLを生成していたが、スイッチング信号SUH,SUL,SVH,SVL,SWH,SWLは、PWM制御プログラムによって生成することもできる。本変形例では、全相ハイオフ−ローオン期間や全相ハイオン−ローオフ期間が生成されるように、プログラムすれば、ADコンバータ36が、ノイズの少ない圧力設定指令信号S1と圧力検出信号S2をサンプリングできる。
—Modification 4 of the
In the above embodiment, the switching signals SUH, SUL, SVH, SVL, SWH, SWL are generated by comparing the carrier wave Vc and the voltage command signal Vref. However, the switching signals SUH, SUL, SVH, SVL, SWH, SWL are It can also be generated by a PWM control program. In this modified example, if programmed so that the all-phase high-off-low-on period and the all-phase high-on-low-off period are generated, the
その他、以下のような変形をすることができる。 In addition, the following modifications can be made.
本発明は、APCバルブ3の制御装置3Aのコントローラ37においても、真空ポンプ4のコントローラ47においても、全相ハイオフ−ローオン期間に、限定されない。変形例1でも示したように、全相ハイオン−ローオフ期間に本発明を適用することも可能である。さらに、真空システム1においては、APCバルブ3のコントローラ37が全相ハイオフ−ローオン期間で、真空ポンプ4のコントローラ47が全相ハイオン−ローオフ期間で本発明を適用することなどもできる。
The present invention is not limited to the all-phase high-off-low-on period in both the
以上では、コントローラ37とコントローラ47で用いたPWM搬送波である搬送波Vcは三角搬送波であったが、鋸搬送波を用いてもよい。
In the above description, the carrier wave Vc, which is the PWM carrier wave used by the
上記では、種々の実施形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。以上の実施形態および変形例の組み合わせや、本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。 While various embodiments and modifications have been described above, the present invention is not limited to these contents. Combinations of the above-described embodiments and modifications, and other modes conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention.
1:真空システム
2:真空処理装置
3:APCバルブ
3A:制御装置
4:真空ポンプ
21:コントローラ
22:ダイアフラム
23:真空チャンバ
30:モータ
32:バルブプレート
35:三相インバータ
36:ADコンバータ
37:コントローラ
38:電流検出器
40:モータ
41:ポンプロータ
42:真空排気系
45:三相インバータ
46:ADコンバータ
47:コントローラ
48:電流検出器
50:排気経路
NS:スイッチングノイズ
S1:圧力設定指令信号
S2:圧力検出信号
T1〜T8:期間(時間)
Td:デッドタイム
Vc:搬送波
LTH:閾値
SUH、SUL、SVH、SVL、SWH、SWL:スイッチング信号
S35、S45:スイッチング信号
U+、V+、W+:ハイサイドスイッチング素子
U−、V−、W−:ローサイドスイッチング素子
TN1:第1高ノイズ時間
TN2:第1低ノイズ時間
TN4:第2高ノイズ時間
TN5:第2低ノイズ時間
TOL:期間
ts3:終了時点
ts6:終了時点
Vref:電圧指令信号
1: Vacuum system 2: Vacuum processing device 3:
Td: Dead time Vc: Carrier wave LTH: Threshold value SUH, SUL, SVH, SVL, SWH, SWL: Switching signal S35, S45: Switching signal U +, V +, W +: High side switching elements U-, V-, W-: Low side Switching element TN1: First high noise time TN2: First low noise time TN4: Second high noise time TN5: Second low noise time TOL: Period ts3: End time ts6: End time Vref: Voltage command signal
Claims (8)
少なくとも圧力設定指令信号と圧力検出信号とを読み取ってデジタル信号に変換するADコンバータと、
前記デジタル信号に応じて、前記バルブプレートの位置を制御するために前記第1三相インバータに送信する第1スイッチング信号を生成する第1コントローラと、を備え、
前記第1コントローラは、前記第1スイッチング信号を生成する際に、前記第1三相インバータの三相全てのハイサイドスイッチング素子がオン状態で且つ三相全てのローサイドスイッチング素子がオフ状態にあり第1スイッチングノイズが所定レベル以下である第1低ノイズ時間を含む期間であるか、または、前記第1三相インバータの三相全ての前記ハイサイドスイッチング素子がオフ状態で且つ三相全ての前記ローサイドスイッチング素子がオン状態にあり前記第1低ノイズ時間を含む期間である第1期間を検出し、
前記ADコンバータは、前記第1低ノイズ時間において、前記圧力設定指令信号と前記圧力検出信号とをサンプリングする圧力制御装置。 A first three-phase inverter that drives a three-phase motor that controls the position of the valve plate for the APC valve;
An AD converter that reads at least a pressure setting command signal and a pressure detection signal and converts them into a digital signal;
A first controller that generates a first switching signal to be sent to the first three-phase inverter to control the position of the valve plate in response to the digital signal;
When the first controller generates the first switching signal, all the three-phase high-side switching elements of the first three-phase inverter are on and all the three-phase low-side switching elements are off. A period including a first low noise time in which one switching noise is equal to or lower than a predetermined level, or the high-side switching elements of all three phases of the first three-phase inverter are in an off state and all the low-sides of all three phases Detecting a first period in which the switching element is in an ON state and includes the first low noise time;
The AD converter samples the pressure setting command signal and the pressure detection signal in the first low noise time.
前記ADコンバータは、前記第1低ノイズ時間の終了時点近傍において、前記圧力設定指令信号と前記圧力検出信号とをサンプリングする圧力制御装置。 The pressure control device according to claim 1,
The AD converter is a pressure control device that samples the pressure setting command signal and the pressure detection signal in the vicinity of an end point of the first low noise time.
前記第1コントローラは、
第1搬送波と第1電圧指令信号とを比較することで、前記第1スイッチング信号を生成し、
前記第1搬送波が三相全ての前記第1電圧指令信号よりも大きい期間または前記第1搬送波が三相全ての前記第1電圧指令信号よりも小さい期間を前記第1期間として検出する圧力制御装置。 The pressure control device according to claim 1 or 2,
The first controller includes:
The first switching signal is generated by comparing the first carrier wave and the first voltage command signal,
A pressure control device that detects a period in which the first carrier wave is larger than the first voltage command signal for all three phases or a period in which the first carrier wave is smaller than the first voltage command signal for all three phases as the first period. .
前記第1コントローラは、前記第1搬送波の振幅を前記第1電圧指令信号の振幅の上限値よりも大きくする圧力制御装置。 The pressure control device according to claim 3.
The first controller is a pressure control device that makes an amplitude of the first carrier wave larger than an upper limit value of an amplitude of the first voltage command signal.
ポンプロータを回転させるモータを駆動させる第2三相インバータに送信する第2スイッチング信号を生成する第2コントローラを有する真空ポンプと、を備え、
前記第2コントローラは、前記第2三相インバータの三相全てのハイサイドスイッチング素子がオン状態で且つ三相全てのローサイドスイッチング素子がオフ状態にあり第2スイッチングノイズが所定レベル以下である第2低ノイズ時間を含む期間であるか、または、前記第2三相インバータの三相全ての前記ハイサイドスイッチング素子がオフ状態で且つ三相全ての前記ローサイドスイッチング素子がオン状態にあり前記第2低ノイズ時間を含む期間である第2期間を検出し、
前記第1コントローラ及び前記第2コントローラは、前記第1低ノイズ時間と前記第2低ノイズ時間とを時間的に重複させ、
前記ADコンバータは、前記第1低ノイズ時間と前記第2低ノイズ時間とが重複している期間内において、前記圧力設定指令信号と前記圧力検出信号とをサンプリングする真空システム。 The pressure control device according to any one of claims 1 to 4,
A vacuum pump having a second controller that generates a second switching signal to be transmitted to a second three-phase inverter that drives a motor that rotates a pump rotor;
In the second controller, all the three-phase high-side switching elements of the second three-phase inverter are in an on state and all the three-phase low-side switching elements are in an off state, and the second switching noise is less than a predetermined level. A period including a low noise time, or the high-side switching elements of all three phases of the second three-phase inverter are in the off state and all the low-side switching elements of the three phases are in the on state, Detecting a second period which is a period including a noise time;
The first controller and the second controller overlap the first low noise time and the second low noise time in time,
The AD converter is a vacuum system that samples the pressure setting command signal and the pressure detection signal within a period in which the first low noise time and the second low noise time overlap.
前記第1コントローラ及び前記第2コントローラは、前記第1低ノイズ時間の終了時点と前記第2低ノイズ時間の終了時点とを時間的に一致させて、前記第1低ノイズ時間と前記第2低ノイズ時間を時間的に重複させる真空システム。 The vacuum system according to claim 5,
The first controller and the second controller may match the first low noise time and the second low noise time by causing the end time of the first low noise time and the end time of the second low noise time to coincide with each other in time. Vacuum system that overlaps noise time in time.
前記第2コントローラは、
第2搬送波と第2電圧指令信号とを比較することで、前記第2スイッチング信号を生成し、
前記第2搬送波が三相全ての前記第2電圧指令信号よりも大きい期間または前記第2搬送波が三相全ての前記第2電圧指令信号よりも小さい期間を前記第2期間として検出する真空システム。 The vacuum system according to claim 5 or 6,
The second controller is
The second switching signal is generated by comparing the second carrier wave and the second voltage command signal,
A vacuum system for detecting, as the second period, a period in which the second carrier wave is larger than the second voltage command signal for all three phases or a period in which the second carrier wave is smaller than the second voltage command signal for all three phases.
前記第2コントローラは、前記第2搬送波の振幅を前記第2電圧指令信号の振幅の上限値よりも大きくする真空システム。 The vacuum system according to claim 7,
The second controller is a vacuum system in which an amplitude of the second carrier wave is made larger than an upper limit value of an amplitude of the second voltage command signal.
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---|---|---|---|---|
CN111819783A (en) * | 2018-03-07 | 2020-10-23 | 日产自动车株式会社 | Power conversion control method and power conversion control device |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11119839A (en) * | 1997-10-20 | 1999-04-30 | Kokusai Electric Co Ltd | Pressure control abnormality detection device for semiconductor production device |
JP2004248377A (en) * | 2003-02-12 | 2004-09-02 | Toyoda Mach Works Ltd | Drive voltage output device and control method thereof |
JP2006081294A (en) * | 2004-09-09 | 2006-03-23 | Rohm Co Ltd | Pulse width modulation drive circuit and motor driving device |
JP2009131064A (en) * | 2007-11-26 | 2009-06-11 | Omron Corp | Controller for multi-phase electric motor |
JP2010029023A (en) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Denso Corp | Power conversion apparatus |
-
2014
- 2014-07-11 JP JP2014143448A patent/JP6424500B2/en active Active
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11119839A (en) * | 1997-10-20 | 1999-04-30 | Kokusai Electric Co Ltd | Pressure control abnormality detection device for semiconductor production device |
JP2004248377A (en) * | 2003-02-12 | 2004-09-02 | Toyoda Mach Works Ltd | Drive voltage output device and control method thereof |
JP2006081294A (en) * | 2004-09-09 | 2006-03-23 | Rohm Co Ltd | Pulse width modulation drive circuit and motor driving device |
JP2009131064A (en) * | 2007-11-26 | 2009-06-11 | Omron Corp | Controller for multi-phase electric motor |
JP2010029023A (en) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Denso Corp | Power conversion apparatus |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN111819783A (en) * | 2018-03-07 | 2020-10-23 | 日产自动车株式会社 | Power conversion control method and power conversion control device |
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