JP2015220479A - Low distortion transmitter - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To perform pulse modulation of a constant envelop signal having phase information with no timing deviation.SOLUTION: A low distortion transmitter includes a signal generation unit 1 generating a modulation wave signal 61, a data conversion unit 2 for acquiring a pulse signal based on the phase information and the envelope component from the modulation wave signal 61, a reference signal source 3 generating a reference signal, a ADPLL4 for generating a signal 62 synchronous with the reference signal, and subjected to phase control based on the phase information and 0π modulation based on the pulse signal, a ADPLL5 for generating a signal 63 synchronous with the reference signal, and subjected to phase control based on the phase information, a synthesizer 6 for synthesizing the signals 62, 63, a HPA7 for amplifying a synthesized signal, and a BPF8 for removing unwanted waves from the amplified signal 64.

Description

この発明は、送信機の線形性と高効率を同時に実現する低歪み送信機に関するものである。   The present invention relates to a low distortion transmitter that simultaneously realizes linearity and high efficiency of a transmitter.

一般に、通信に用いられる送信機には、信号を効率よく増幅するために高効率であることが求められ、また、信号精度を維持して送信するために線形性が求められる。しかしながら、送信機に内蔵されている従来の線形電力増幅器は、線形成と効率がトレードオフの関係にあり、両立しない。そのため、従来では、電力増幅器の効率を上げる手法とは別に、線形化技術として歪み補償回路を適用し、送信機の線形性と高効率を両立していた。   In general, a transmitter used for communication is required to have high efficiency in order to efficiently amplify a signal, and linearity is required to transmit while maintaining signal accuracy. However, the conventional linear power amplifier built in the transmitter has a trade-off relationship between line formation and efficiency and is incompatible. Therefore, conventionally, apart from the method of increasing the efficiency of the power amplifier, a distortion compensation circuit is applied as a linearization technique to achieve both linearity and high efficiency of the transmitter.

また、２０００年代ごとから注目を浴びている技術としてポーラ変調がある。この技術は、理論的には送信機の高線形成と高効率を実現するものである。代表的なポーラ変調として、例えば非特許文献１に開示された包絡線除去及び復元方式（ＥＥＲ：Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）がある。この方式では、通信に用いられる変調波信号をポーラ成分（極座標系）に分解して位相成分及び振幅成分を取得し、２つの成分を別々に増幅した後再結合して、増幅した信号精度の劣化のない変調波信号を生成する。この際、定包絡なため、位相成分を増幅する際に非線形増幅器の飽和近傍を使用することができ、高効率に増幅することができる。また、振幅成分を増幅する際には、変調波信号のエンベロープ成分を検出してオーディオの増幅器と同じくＤ級増幅することで、高効率に増幅することができる。そして、この２つの信号を再度変調することで元の変調波信号を得ることができる。この変調波信号は理想的には高効率に増幅され、かつ線形成が保たれる。   Polar modulation is a technology that has been attracting attention since the 2000s. This technology theoretically realizes high line formation and high efficiency of the transmitter. As typical polar modulation, for example, there is an envelope elimination and restoration method (EER) disclosed in Non-Patent Document 1. In this method, a modulated wave signal used for communication is decomposed into polar components (polar coordinate system) to obtain a phase component and an amplitude component, and the two components are amplified separately and then recombined to obtain amplified signal accuracy. A modulated wave signal without deterioration is generated. At this time, because of the constant envelope, when the phase component is amplified, the vicinity of the saturation of the nonlinear amplifier can be used, and the amplification can be performed with high efficiency. Further, when amplifying the amplitude component, the envelope component of the modulated wave signal is detected and amplified in the same manner as the audio amplifier, so that it can be amplified with high efficiency. The original modulated wave signal can be obtained by modulating the two signals again. This modulated wave signal is ideally amplified with high efficiency and line formation is maintained.

しかしながら、非特許文献１に開示されたＥＥＲ方式を理想的に実現することは難しい。そこで、例えば特許文献１〜３に開示されるような工夫がなされている。特許文献１では、Ｄ級増幅器に対して線形成を改善している。また、特許文献２では、振幅変調及び高周波増幅時のトランジスタの制御に対して線形成を改善している。また、特許文献３では、フィードバック信号を元のエンベロープ信号と比較することで線形成を改善している。
また、ＥＥＲ方式の亜流の構成が非特許文献２に開示されている。この構成では、飽和増幅器に直接振幅情報を変調するのではなく、予めスイッチで定包絡の位相信号を変調している。 However, it is difficult to ideally realize the EER method disclosed in Non-Patent Document 1. Thus, for example, the devices disclosed in Patent Documents 1 to 3 have been devised. In Patent Document 1, line formation is improved with respect to a class D amplifier. In Patent Document 2, line formation is improved with respect to transistor control during amplitude modulation and high frequency amplification. In Patent Document 3, line formation is improved by comparing the feedback signal with the original envelope signal.
Further, Non-Patent Document 2 discloses the configuration of the EER substream. In this configuration, amplitude information is not directly modulated to the saturation amplifier, but a constant envelope phase signal is modulated in advance by a switch.

以下では、非特許文献１，２及び特許文献２，３に開示されているＥＥＲ方式の基本原理について説明する。まず、非特許文献１及び特許文献２，３に開示されているＥＥＲ方式の原理を、図９を用いて説明する。
図９に示すように、信号生成部１０１で生成された変調波信号５１のうちエンベロープ成分５２は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）１０２に入力され、パルス変調される。パルス変調された信号５３は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１０３で平滑化され、ＨＰＡ（Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１０５のドレイン（コレクタ）バイアスに入力されて振幅変調される。また、信号生成部１０１で生成された変調波信号５１はリミッター１０４に入力され、位相情報を持った定包絡な信号５５に変換される。この信号５５は、定包絡な信号のため、ＨＰＡ１０５が飽和増幅器であっても歪みは発生しない。そして、ＨＰＡ１０５では、位相情報を持った定包絡な信号５５と、振幅情報を持った信号５４がドレイン（コレクタ）バイアスによって振幅変調された信号とが合成される。その結果、理想的には信号生成部１０１で生成された変調波信号５１がそのまま増幅された信号５６が出力される。 Below, the basic principle of the EER system currently disclosed by the nonpatent literatures 1 and 2 and the patent documents 2 and 3 is demonstrated. First, the principle of the EER method disclosed in Non-Patent Document 1 and Patent Documents 2 and 3 will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 9, the envelope component 52 of the modulated wave signal 51 generated by the signal generation unit 101 is input to a PWM (Pulse Width Modulation) 102 and subjected to pulse modulation. The pulse-modulated signal 53 is smoothed by an LPF (Low-Pass Filter) 103, input to a drain (collector) bias of an HPA (High Power Amplifier) 105, and amplitude-modulated. The modulated wave signal 51 generated by the signal generation unit 101 is input to the limiter 104 and converted into a constant envelope signal 55 having phase information. Since the signal 55 is a constant envelope signal, no distortion occurs even if the HPA 105 is a saturation amplifier. In the HPA 105, a constant envelope signal 55 having phase information and a signal obtained by amplitude-modulating the signal 54 having amplitude information by a drain (collector) bias are synthesized. As a result, ideally, a signal 56 obtained by directly amplifying the modulated wave signal 51 generated by the signal generation unit 101 is output.

しかしながら、ドレイン（コレクタ）バイアスで振幅変調された信号は、変調率１００％で変調した場合に歪みを発生させる。また、ドレイン（コレクタ）バイアスを変化させるとＡＭ−ＰＭ特性がダイナミックに変動する。そして、この場合に出力された信号５６ｂは、入力した変調波信号５１と比較して波形が歪む。よって、信号精度の劣化につながるという課題がある。   However, a signal that is amplitude-modulated with a drain (collector) bias generates distortion when modulated with a modulation rate of 100%. Further, when the drain (collector) bias is changed, the AM-PM characteristics dynamically change. The waveform of the signal 56b output in this case is distorted compared to the input modulated wave signal 51. Therefore, there is a problem that the signal accuracy is deteriorated.

次に、非特許文献２に開示されているＥＥＲ方式の原理を、図１０を用いて説明する。
図１０に示すように、信号生成部１０１で生成された変調波信号５１のうちエンベロープ成分５２はＰＷＭ１０２に入力され、パルス変調される。パルス変調された信号５３は、ＳＷ１０６で後述する位相情報を持った定包絡な信号５５をパルス変調する。また、信号生成部１０１で生成された変調波信号５１はリミッター１０４に入力され、位相情報を持った定包絡な信号５５に変換される。そして、ＳＷ１０６によりパルス変調されたバースト信号は、飽和増幅器であるＨＰＡ１０７で増幅される。増幅された信号５７はバースト信号であるため、スプリアスが発生する。発生したスプリアスはＢＰＦ１０８により取り除かれ、理想的には信号生成部１０１で生成された変調波信号５１がそのまま増幅された信号５６が出力される。以上により、図９に示されるドレインバイアスによる歪みの劣化については解決される。 Next, the principle of the EER method disclosed in Non-Patent Document 2 will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 10, the envelope component 52 of the modulated wave signal 51 generated by the signal generation unit 101 is input to the PWM 102 and subjected to pulse modulation. The pulse-modulated signal 53 pulse-modulates a constant envelope signal 55 having phase information, which will be described later, in the SW 106. The modulated wave signal 51 generated by the signal generation unit 101 is input to the limiter 104 and converted into a constant envelope signal 55 having phase information. The burst signal pulse-modulated by the SW 106 is amplified by the HPA 107 which is a saturation amplifier. Since the amplified signal 57 is a burst signal, spurious is generated. The generated spurious is removed by the BPF 108, and ideally, a signal 56 obtained by amplifying the modulated wave signal 51 generated by the signal generation unit 101 is output as it is. As described above, the distortion deterioration due to the drain bias shown in FIG. 9 is solved.

しかしながら、振幅情報を持ったＰＷＭ１０２から出力される信号５３と、位相情報を持ったリミッター１０４から出力される信号５５とのタイミングが合わないと、信号精度の劣化につながる。変調速度が高くなるほど、その精度が求められることになる。また、ＰＷＭ１０２とリミッター１０４の群遅延時間の温度変動は同じ能動デバイスを使用していないため異なる。したがって、温度変動まで含めてタイミングを合わせることが困難であるという課題がある。図９に示されるＥＥＲ方式においても同様のことが言える。   However, if the timing of the signal 53 output from the PWM 102 having amplitude information and the signal 55 output from the limiter 104 having phase information are not matched, signal accuracy is deteriorated. The higher the modulation speed, the higher the accuracy required. Further, the temperature variation of the group delay time of the PWM 102 and the limiter 104 is different because the same active device is not used. Therefore, there is a problem that it is difficult to match the timing including temperature fluctuation. The same can be said for the EER system shown in FIG.

「Single-Sided Transmission by Envelope Elimination and Restoration」、Ｐｒｏｃ. ＩＲＥ、１９５２年７月、ｐｐ.８０３〜８０６“Single-Sided Transmission by Envelope Elimination and Restoration”, Proc. IRE, July 1952, pp. 803-806. 「AN EER TRANSMITTER ARCHITECTURE WITH BURST-WIDTH ENVELOPE MODULATION BASED ON TRIANGLE-WAVE COMPARISON PWM」PIMRC 2007. IEEE 18th International Symposium"AN EER TRANSMITTER ARCHITECTURE WITH BURST-WIDTH ENVELOPE MODULATION BASEUL ON TRIANGLE-WAVE COMPARISON PWM" PIMRC 2007. IEEE 18th International Symposium

特開２００４−３２５３２号公報JP 2004-32532 A 特開２００６−９３８７４号公報JP 2006-93874 A 特開平１０−２５６８４３号公報Japanese Patent Laid-Open No. 10-256843

上述したように、非特許文献１及び特許文献２，３に開示されたＥＥＲ方式では、ドレイン（コレクタ）バイアスで振幅変調された信号は、変調率１００％で変調した場合に歪みを発生させる。また、ドレイン（コレクタ）バイアスを変化させるとＡＭ−ＰＭ特性がダイナミックに変動する。そして、この場合に出力された信号５６ｂは、入力した変調波信号５１と比較して波形が歪む。よって、信号精度の劣化につながるという課題がある。
また、非特許文献２に開示されたＥＥＲ方式では、上記課題は回避されるが、振幅情報を持ったＰＷＭ１０２から出力される信号５３と、位相情報を持ったリミッター１０４から出力される信号５５とのタイミングが合わないと、信号精度の劣化につながる。また、ＰＷＭ１０２とリミッター１０４の群遅延時間の温度変動は同じ能動デバイスを使用していないため異なる。したがって、温度変動まで含めてタイミングを合わせることが困難であるという課題がある。 As described above, in the EER system disclosed in Non-Patent Document 1 and Patent Documents 2 and 3, a signal amplitude-modulated with a drain (collector) bias generates distortion when modulated with a modulation rate of 100%. Further, when the drain (collector) bias is changed, the AM-PM characteristics dynamically change. The waveform of the signal 56b output in this case is distorted compared to the input modulated wave signal 51. Therefore, there is a problem that the signal accuracy is deteriorated.
In the EER method disclosed in Non-Patent Document 2, the above problem is avoided, but the signal 53 output from the PWM 102 having amplitude information and the signal 55 output from the limiter 104 having phase information If the timing does not match, signal accuracy will be degraded. Further, the temperature variation of the group delay time of the PWM 102 and the limiter 104 is different because the same active device is not used. Therefore, there is a problem that it is difficult to match the timing including temperature fluctuation.

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、位相情報を持った定包絡な信号に対して、タイミングずれのないパルス変調を行うことができる低歪み送信機を提供することを目的としている。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a low-distortion transmitter capable of performing pulse modulation without timing deviation on a constant envelope signal having phase information. The purpose is that.

この発明に係る低歪み送信機は、変調波信号を生成する信号生成部と、信号生成部により生成された変調波信号から、位相情報、及びエンベロープ成分に基づくパルス信号を取得するデータ変換部と、基準信号を生成する基準信号源と、基準信号源により生成された基準信号に同期し、データ変換部により取得された位相情報に基づく位相制御及びパルス信号に基づく０π変調を行った信号を生成する第１の信号源と、基準信号源により生成された基準信号に同期し、データ変換部により取得された位相情報に基づく位相制御を行った信号を生成する第２の信号源と、第１，２の信号源により生成された信号を合成する合成器と、合成器により合成された信号を増幅する増幅器と、増幅器により増幅された信号から不要波を取り除くバンドパスフィルタとを備えたものである。   A low distortion transmitter according to the present invention includes: a signal generation unit that generates a modulated wave signal; a data conversion unit that acquires a pulse signal based on phase information and an envelope component from the modulated wave signal generated by the signal generation unit; A reference signal source that generates a reference signal, and a signal that is synchronized with the reference signal generated by the reference signal source and that performs phase control based on the phase information acquired by the data converter and 0π modulation based on the pulse signal A first signal source that generates a signal that is synchronized with the reference signal generated by the reference signal source and that performs phase control based on the phase information acquired by the data converter, and , 2 for synthesizing the signals generated by the signal sources, an amplifier for amplifying the signals synthesized by the synthesizer, and a bandpass for removing unwanted waves from the signals amplified by the amplifiers. It is obtained by a filter.

この発明によれば、上記のように構成したので、位相情報を持った定包絡な信号に対して、タイミングずれのないパルス変調を行うことができる。   According to the present invention, since it is configured as described above, it is possible to perform pulse modulation without timing deviation on a constant envelope signal having phase information.

この発明の実施の形態１に係る低歪み送信機の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the low distortion transmitter which concerns on Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１に係る低歪み送信機の動作を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows operation | movement of the low distortion transmitter based on Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１におけるＡＤＰＬＬの動作を示す図であり、（ａ）単一のＡＤＰＬＬによる位相制御を示す図であり、（ｂ）２つのＡＤＰＬＬによる振幅制御を示す図であり、（ｃ）ＡＤＰＬＬを用いたＯｎ−Ｏｆｆ−Ｋｅｙｉｎｇ変調を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement of ADPLL in Embodiment 1 of this invention, (a) It is a figure which shows the phase control by a single ADPLL, (b) It is a figure which shows the amplitude control by two ADPLL, (c FIG. 3 is a diagram illustrating On-Off-Keying modulation using ADPLL. この発明の実施の形態２に係る低歪み送信機の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the low distortion transmitter which concerns on Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２におけるＡＤＰＬＬの動作を示す図であり、（ａ）振幅誤差がない場合を示す図であり、（ｂ）振幅誤差がある場合を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement of ADPLL in Embodiment 2 of this invention, (a) It is a figure which shows the case where there is no amplitude error, (b) It is a figure which shows the case where there is an amplitude error. この発明の実施の形態３に係る低歪み送信機の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the low distortion transmitter which concerns on Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態４に係る低歪み送信機の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the low distortion transmitter based on Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態４におけるＡＤＰＬＬの動作を示す図であり、（ａ）振幅制御を示す図であり、（ｂ）（ａ）と同位相で異なる振幅に制御した場合を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement of ADPLL in Embodiment 4 of this invention, (a) It is a figure which shows amplitude control, (b) It is a figure which shows the case where it controls to an amplitude different in the same phase as (a). 従来の低歪み送信機の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the conventional low distortion transmitter. 従来の低歪み送信機の別の構成を示す図である。It is a figure which shows another structure of the conventional low distortion transmitter.

以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係る低歪み送信機の構成を示す図である。
低歪み送信機は、図１に示すように、信号生成部１、データ変換部２、源振（基準信号源）３、２つのＡＤＰＬＬ（Ａｌｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）４，５、合成器６、ＨＰＡ（飽和増幅器）７、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８及びアンテナ９から構成されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
Embodiment 1 FIG.
1 is a diagram showing a configuration of a low distortion transmitter according to Embodiment 1 of the present invention.
As shown in FIG. 1, the low distortion transmitter includes a signal generator 1, a data converter 2, a source oscillation (reference signal source) 3, two ADPLLs (All Digital Phase-Locked Loop) 4, 5, and a synthesizer 6. , HPA (saturation amplifier) 7, BPF (bandpass filter) 8, and antenna 9.

信号生成部１は、変調波信号を生成するものである。
データ変換部２は、信号生成部１により生成された変調波信号から、位相情報、及びエンベロープ成分に基づくパルス信号を取得するものである。
源振３は、ＡＤＰＬＬ４，５により生成される信号を同期させるための基準信号を生成するものである。 The signal generator 1 generates a modulated wave signal.
The data converter 2 acquires a pulse signal based on phase information and an envelope component from the modulated wave signal generated by the signal generator 1.
The source oscillation 3 generates a reference signal for synchronizing the signals generated by the ADPLLs 4 and 5.

ＡＤＰＬＬ（第１の信号源）４は、源振３により生成された基準信号に同期し、データ変換部２により取得された位相情報に基づく位相制御及びパルス信号に基づく０π変調を行った信号を生成するものである。
ＡＤＰＬＬ（第２の信号源）５は、源振３により生成された基準信号に同期し、データ変換部２により取得された位相情報に基づく位相制御を行った信号を生成するものである。 The ADPLL (first signal source) 4 synchronizes with the reference signal generated by the source oscillation 3 and outputs a signal subjected to phase control based on the phase information acquired by the data converter 2 and 0π modulation based on the pulse signal. Is to be generated.
The ADPLL (second signal source) 5 generates a signal in which phase control based on the phase information acquired by the data converter 2 is performed in synchronization with the reference signal generated by the source oscillation 3.

合成器６は、ＡＤＰＬＬ４，５により生成された信号を合成するものである。
ＨＰＡ７は、合成器６により合成された信号を増幅するものである。
ＢＰＦ８は、ＨＰＡ７により増幅された信号から不要波を取り除くものである。
アンテナ９は、ＢＰＦ８により不要波が取り除かれた信号を出力するものである。 The synthesizer 6 synthesizes the signals generated by the ADPLLs 4 and 5.
The HPA 7 amplifies the signal synthesized by the synthesizer 6.
The BPF 8 removes unnecessary waves from the signal amplified by the HPA 7.
The antenna 9 outputs a signal from which unnecessary waves have been removed by the BPF 8.

次に、上記のように構成された低歪み送信機の動作について、図１〜３を参照しながら説明する。
低歪み送信機の動作では、図１，２に示すように、まず、信号生成部１は変調波信号６１を生成し、データ変換部２は当該変調波信号６１から位相情報及びエンベロープ成分に基づくパルス信号を取得する（ステップＳＴ１，２）。そして、データ変換部２は、ＡＤＰＬＬ５にて上記位相情報を持った定包絡な信号６３を出力させるために必要な制御信号をＡＤＰＬＬ５に伝達する。また、データ変換部２は、ＡＤＰＬＬ４にて、ＡＤＰＬＬ５で出力される信号６３に上記パルス信号のＯｎとＯｆｆの時間的なプロファイルで０π変調した信号６２を出力させるために必要な制御信号をＡＤＰＬＬ４に伝達する。 Next, the operation of the low distortion transmitter configured as described above will be described with reference to FIGS.
In the operation of the low distortion transmitter, as shown in FIGS. 1 and 2, first, the signal generator 1 generates a modulated wave signal 61, and the data converter 2 based on the phase information and the envelope component from the modulated wave signal 61. A pulse signal is acquired (steps ST1 and ST2). Then, the data converter 2 transmits to the ADPLL 5 a control signal necessary for causing the ADPLL 5 to output the constant envelope signal 63 having the phase information. Further, the data conversion unit 2 causes the ADPLL 4 to output a control signal necessary for causing the signal 63 output from the ADPLL 5 to output a signal 62 modulated by 0π with the temporal profile of the pulse signal On and Off. introduce.

次いで、ＡＤＰＬＬ４は、源振３により生成された基準信号に同期し、データ変換部２により取得された位相情報に基づく位相制御及びパルス信号に基づく０π変調を行った信号６２を生成する（ステップＳＴ３）。また、ＡＤＰＬＬ５は、源振３により生成された基準信号に同期し、データ変換部２により得られた位相情報に基づく位相制御を行った信号６３を生成する（ステップＳＴ４）。このＡＤＰＬＬ４，５により生成された信号６２，６３は、基準信号をもとに同期がとられている。次いで、合成器６は、ＡＤＰＬＬ４，５により生成された信号６２，６３を合成する（ステップＳＴ５）。   Next, the ADPLL 4 generates a signal 62 that has been subjected to phase control based on the phase information acquired by the data converter 2 and 0π modulation based on the pulse signal in synchronization with the reference signal generated by the source oscillation 3 (step ST3). ). Further, the ADPLL 5 generates a signal 63 in which phase control based on the phase information obtained by the data converter 2 is performed in synchronization with the reference signal generated by the source oscillation 3 (step ST4). The signals 62 and 63 generated by the ADPLLs 4 and 5 are synchronized based on the reference signal. Next, the synthesizer 6 synthesizes the signals 62 and 63 generated by the ADPLLs 4 and 5 (step ST5).

ここで、非特許文献２に開示されたＥＥＲ方式を実現するためには、変調波信号６１の位相情報を持った定包絡な信号６３に対して、変調波信号６１のエンベロープ成分から得られるパルス信号で、Ｏｎ−Ｏｆｆ−Ｋｅｙｉｎｇ変調を行う必要がある。   Here, in order to realize the EER method disclosed in Non-Patent Document 2, a pulse obtained from the envelope component of the modulated wave signal 61 with respect to the constant envelope signal 63 having the phase information of the modulated wave signal 61. It is necessary to perform On-Off-Keying modulation on the signal.

それに対し、図３（ａ）に示すように、ＡＤＰＬＬ４，５では、振幅一定で任意の位相に設定できるという特徴がある。そのため、上記ＥＥＲ方式を実現するための１つの条件である、変調波信号６１の位相情報を持った定包絡な信号６３を簡単に作り出すことができる。   On the other hand, as shown in FIG. 3A, ADPLLs 4 and 5 have a feature that the amplitude can be set to an arbitrary phase with a constant amplitude. Therefore, a constant envelope signal 63 having phase information of the modulated wave signal 61, which is one condition for realizing the EER system, can be easily created.

また、上記ＥＥＲ方式を実現するためのもう１つの条件である、Ｏｎ−Ｏｆｆ−Ｋｅｙｉｎｇ変調を、２つのＡＤＰＬＬ４，５を用いて作り出す。上述したようにＡＤＰＬＬ４，５では振幅一定で任意の位相に設定できる特徴があるため、源振３を同じにして２つのＡＤＰＬＬ４，５から出力される信号を同期させて同じ信号を出力させて足し合わせると、２倍の出力が得られる。また、図３（ｂ）に示すように、一方の信号の位相を１８０度反転させて足し合わせると、信号がキャンセルされ出力がなくなる。   In addition, On-Off-Keying modulation, which is another condition for realizing the EER scheme, is generated using two ADPLLs 4 and 5. As described above, the ADPLL 4 and 5 have the characteristic that the amplitude is constant and can be set to an arbitrary phase, so that the same signal is output by synchronizing the signals output from the two ADPLLs 4 and 5 with the same source oscillation 3. When combined, twice the output is obtained. Further, as shown in FIG. 3B, when the phases of one signal are inverted by 180 degrees and added together, the signal is canceled and there is no output.

本発明では、上記特性を利用して、図３（ｃ）に示すように、０変調の区間では同位相の信号を足し合わせ、π変調の区間では逆位相の信号を足し合わせる。このように、変調波信号６１のエンベロープ成分から得られるパルス信号のＯｎとＯｆｆの時間的なプロファイルがわかることで、ＡＤＰＬＬ４をそのプロファイルをもとに０π変調することができ、Ｏｎ−Ｏｆｆ−Ｋｅｙｉｎｇ変調を実現できる。   In the present invention, by using the above characteristics, as shown in FIG. 3C, in-phase signals are added in the zero modulation section, and anti-phase signals are added in the π modulation section. Thus, by knowing the temporal profile of On and Off of the pulse signal obtained from the envelope component of the modulated wave signal 61, ADPLL4 can be modulated by 0π based on the profile, and On-Off-Keying. Modulation can be realized.

次いで、ＨＰＡ７は、合成器６により合成された信号を増幅する（ステップＳＴ６）。このＨＰＡ７により増幅された信号６４は、π変調がかかっている時間帯は信号が無いバースト信号になる。   Next, the HPA 7 amplifies the signal synthesized by the synthesizer 6 (step ST6). The signal 64 amplified by the HPA 7 becomes a burst signal with no signal in the time zone in which π modulation is applied.

次いで、ＢＰＦ８はＨＰＡ７により増幅された信号６４から不要波を取り除き、アンテナ９はその信号６５を出力する（ステップＳＴ７，８）。このように、ＨＰＡ７による増幅後、ＢＰＦ８を通すことで、信号生成部１で生成された変調波信号６１がそのまま増幅された信号６５が出力される。   Next, the BPF 8 removes unnecessary waves from the signal 64 amplified by the HPA 7, and the antenna 9 outputs the signal 65 (steps ST7, 8). Thus, after amplification by the HPA 7, the signal 65 obtained by directly amplifying the modulated wave signal 61 generated by the signal generation unit 1 is output by passing the BPF 8.

以上のように、この実施の形態１によれば、基準信号が共通である２つのＡＤＰＬＬ４，５を用い、一方を０π変調するように構成したので、位相情報を持った定包絡な信号に対して、タイミングずれのないパルス変調を行うことができる。すなわち、２つのＡＤＰＬＬ４，５が源振３により同期させられており、経路差も生じないため、タイミングずれが生じない。また、２つのＡＤＰＬＬ４，５は同一ディジタル基板上に存在し、同一プロセスであることから、環境温度の変動によるずれは同じであり、温度によるタイミングずれは生じない。その結果、入力された変調波信号を高効率に増幅しかつ高い線形を保つことが可能となる。   As described above, according to the first embodiment, since two ADPLLs 4 and 5 having a common reference signal are used and one is modulated by 0π, a constant envelope signal having phase information can be obtained. Thus, pulse modulation without timing deviation can be performed. That is, since the two ADPLLs 4 and 5 are synchronized by the source oscillation 3 and no path difference occurs, no timing shift occurs. Further, since the two ADPLLs 4 and 5 exist on the same digital substrate and are in the same process, the deviation due to the fluctuation of the environmental temperature is the same, and the timing deviation due to the temperature does not occur. As a result, it is possible to amplify the input modulated wave signal with high efficiency and maintain high linearity.

なお上記では、２つのＡＤＰＬＬ４，５を用いた場合を示したが、２つ以上のＡＤＰＬＬを用いてもよい。これは以下の実施の形態についても同様である。   In the above description, two ADPLLs 4 and 5 are used. However, two or more ADPLLs may be used. The same applies to the following embodiments.

実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２に係る低歪み送信機の構成を示す図である。図４に示す実施の形態２に係る低歪み送信機は、図１に示す実施の形態１に係る低歪み送信機に、可変利得増幅器（可変利得器）１０，１１、信号検出器１２及び制御部１３を追加したものである。そのほかの構成は同様であり、同一の符号を付して異なる部分についてのみ説明を行う。 Embodiment 2. FIG.
4 is a diagram showing a configuration of a low distortion transmitter according to Embodiment 2 of the present invention. The low distortion transmitter according to the second embodiment shown in FIG. 4 is different from the low distortion transmitter according to the first embodiment shown in FIG. 1 in that variable gain amplifiers (variable gain devices) 10 and 11, a signal detector 12 and a control are provided. A part 13 is added. The rest of the configuration is the same, and only the different parts will be described with the same reference numerals.

可変利得増幅器１０は、合成器６の前段に設けられ、ＡＤＰＬＬ４により生成された信号を増幅するものである。
可変利得増幅器１１は、合成器６の前段に設けられ、ＡＤＰＬＬ５により生成された信号を増幅するものである。 The variable gain amplifier 10 is provided before the synthesizer 6 and amplifies the signal generated by the ADPLL 4.
The variable gain amplifier 11 is provided before the synthesizer 6 and amplifies the signal generated by the ADPLL 5.

信号検出器１２は、合成器６により合成された信号を検出するものである。
制御部１３は、信号検出器１２により検出された信号に基づいて、可変利得増幅器１０，１１を制御することで、当該可変利得増幅器１０，１１から出力される両信号の振幅を一定にするものである。この制御部１３は、ソフトウェアに基づくＣＰＵを用いたプログラム処理によって実行される。 The signal detector 12 detects the signal synthesized by the synthesizer 6.
The control unit 13 controls the variable gain amplifiers 10 and 11 based on the signal detected by the signal detector 12, thereby making the amplitudes of both signals output from the variable gain amplifiers 10 and 11 constant. It is. The control unit 13 is executed by program processing using a CPU based on software.

次に、上記のように構成された低歪み送信機の実施の形態１との差異について述べる。なお、実施の形態２に係る低歪み送信機の基本的な動作は実施の形態１と同じである。
実施の形態１において、ＡＤＰＬＬ４，５により生成された信号の振幅は理想的には一定である。しかしながら、実際には、部品のバラツキや寸法の誤差により振幅誤差が発生することがある。 Next, differences from the first embodiment of the low distortion transmitter configured as described above will be described. The basic operation of the low distortion transmitter according to the second embodiment is the same as that of the first embodiment.
In the first embodiment, the amplitude of the signal generated by the ADPLLs 4 and 5 is ideally constant. However, in practice, an amplitude error may occur due to component variations and dimensional errors.

ここで、ＡＤＰＬＬ４，５により生成された信号の振幅が一定の場合には、図５（ａ）に示すように、信号検出器１２により検出される信号にはπ変調の区間に振幅は現れない。一方、部品のバラツキや寸法の誤差により振幅誤差が発生した場合には、図５（ｂ）に示すように、信号検出器１２により検出される信号にはπ変調の区間に微弱な信号が発生する。この微弱な信号は、信号精度が劣化する原因となる。そこで、π変調の区間における微弱な信号がなくなるように、制御部１３にて可変利得増幅器１０，１１を制御する。   Here, when the amplitudes of the signals generated by the ADPLLs 4 and 5 are constant, the amplitude detected in the signal detected by the signal detector 12 does not appear in the interval of π modulation as shown in FIG. . On the other hand, when an amplitude error occurs due to component variations or dimensional errors, a weak signal is generated in the π modulation section of the signal detected by the signal detector 12, as shown in FIG. 5B. To do. This weak signal causes signal accuracy to deteriorate. Therefore, the variable gain amplifiers 10 and 11 are controlled by the control unit 13 so that the weak signal in the interval of π modulation disappears.

なお上記の信号検出器１２では、信号のエンベロープ成分を検出することを想定しているが、π変調の区間の信号をモニタできる検出方法であればどのような方法を用いてもよい。
また上記では、可変利得器として、信号を増幅する可変利得増幅器１０，１１を用いた場合を示したが、信号を減衰する可変減衰器を用いてもよい。
また、制御部１３は、信号をモニタしながら動的に制御を行ってもよいし、予めπ変調の区間の信号を校正信号として出力し、静的に制御を行ってもよい。 The signal detector 12 is assumed to detect the envelope component of the signal, but any detection method may be used as long as it can monitor the signal in the π modulation section.
In the above description, the variable gain amplifiers 10 and 11 that amplify the signal are used as the variable gain device. However, a variable attenuator that attenuates the signal may be used.
In addition, the control unit 13 may perform the control dynamically while monitoring the signal, or may output the signal in the π modulation section in advance as a calibration signal and perform the control statically.

以上のように、この実施の形態２によれば、ＡＤＰＬＬ４，５の出力信号の振幅誤差を検出し、可変利得増幅器１０，１１により振幅補正を行うように構成したので、実施の形態１の効果に加え、ＡＤＰＬＬ４，５の出力信号に振幅誤差が発生しても、信号精度を劣化させずに線形増幅できる。   As described above, according to the second embodiment, the configuration is such that the amplitude error of the output signals of the ADPLLs 4 and 5 is detected and the amplitude correction is performed by the variable gain amplifiers 10 and 11, so that the effect of the first embodiment is achieved. In addition, even if an amplitude error occurs in the output signals of ADPLLs 4 and 5, linear amplification can be performed without degrading signal accuracy.

実施の形態３．
図６はこの発明の実施の形態３に係る低歪み送信機の構成を示す図である。図１に示す実施の形態１に係る低歪み送信機に、可変利得増幅器（可変利得器）１０，１１、ＡＤ変換器１４、比較器１５及び制御部１６を追加したものである。その他の構成は同様であり、同一の符号を付して異なる部分についてのみ説明を行う。なお可変利得増幅器１０，１１は、実施の形態２に示す構成と同様であり、その説明を省略する。 Embodiment 3 FIG.
FIG. 6 is a diagram showing the configuration of a low distortion transmitter according to Embodiment 3 of the present invention. 1, a variable gain amplifier (variable gain device) 10, 11, an AD converter 14, a comparator 15, and a control unit 16 are added to the low distortion transmitter according to the first embodiment shown in FIG. Other configurations are the same, and only the different parts are described with the same reference numerals. The variable gain amplifiers 10 and 11 have the same configuration as that shown in the second embodiment, and a description thereof is omitted.

ＡＤ変換器１４は、ＢＰＳ８により不要波が取り除かれた信号をＡＤ変換するものである。
比較器１５は、信号生成部１により生成された変調波信号と、ＡＤ変換器１４によりＡＤ変換された信号とを比較するものである。 The AD converter 14 performs AD conversion on the signal from which unnecessary waves have been removed by the BPS 8.
The comparator 15 compares the modulated wave signal generated by the signal generator 1 and the signal AD-converted by the AD converter 14.

制御部１６は、比較器１５による比較結果に基づいて位相誤差及び振幅誤差を検出し、データ変換部２及び可変利得増幅器１０，１１を制御するものである。この制御部１６は、ソフトウェアに基づくＣＰＵを用いたプログラム処理によって実行される。   The control unit 16 detects a phase error and an amplitude error based on the comparison result by the comparator 15 and controls the data conversion unit 2 and the variable gain amplifiers 10 and 11. The control unit 16 is executed by program processing using a CPU based on software.

次に、上記のように構成された低歪み送信機の実施の形態１との差異について述べる。なお、実施の形態３に係る低歪み送信機の基本的な動作は実施の形態１と同じである。
実施の形態１において、ＡＤＰＬＬ４，５により生成された信号の振幅は理想的には一定であり、位相は、０変調の区間では同位相で、π変調の区間では１８０度の位相差が発生する。しかしながら、実際には、部品のバラツキや寸法の誤差により位相誤差及び振幅誤差が発生することがある。 Next, differences from the first embodiment of the low distortion transmitter configured as described above will be described. The basic operation of the low distortion transmitter according to the third embodiment is the same as that of the first embodiment.
In the first embodiment, the amplitude of the signal generated by ADPLLs 4 and 5 is ideally constant, and the phase is the same in the 0 modulation section, and a phase difference of 180 degrees is generated in the π modulation section. . In practice, however, phase errors and amplitude errors may occur due to component variations and dimensional errors.

そこで、ＢＰＦ８を通過後の信号の一部をフィードバックし、ＡＤ変換器１４によるＡＤ変換後、元の変調波信号と比較することで位相誤差及び振幅誤差を検出し、制御部１６にてデータ変換部２及び可変利得増幅器１０，１１に対して制御信号を送って信号精度の劣化を取り除く。ここでは、フィードバック信号と元の変調波信号とを比較する場合を示したが、歪み成分を抽出し、その成分が小さくなるように制御する等の同様の方法を用いてもよい。   Therefore, a part of the signal after passing through the BPF 8 is fed back, and after AD conversion by the AD converter 14, the phase error and the amplitude error are detected by comparing with the original modulated wave signal, and the control unit 16 performs data conversion. A control signal is sent to the unit 2 and the variable gain amplifiers 10 and 11 to remove signal accuracy degradation. Although the case where the feedback signal and the original modulated wave signal are compared is shown here, a similar method such as extracting a distortion component and controlling the component to be small may be used.

以上のように、この実施の形態３によれば、フィードバック信号と変調波信号とを比較して位相誤差及び振幅誤差を検出し、データ変換部２及び可変利得増幅器１０，１１を制御することで位相補正及び振幅補正を行うように構成したので、実施の形態１の効果に加え、ＡＤＰＬＬ４，５の出力信号に位相誤差及び振幅誤差が発生しても、信号精度を劣化させずに線形増幅できる。   As described above, according to the third embodiment, the phase error and the amplitude error are detected by comparing the feedback signal and the modulated wave signal, and the data converter 2 and the variable gain amplifiers 10 and 11 are controlled. Since the phase correction and the amplitude correction are performed, in addition to the effects of the first embodiment, even if a phase error and an amplitude error occur in the output signals of the ADPLLs 4 and 5, linear amplification can be performed without deteriorating the signal accuracy. .

実施の形態４．
図７はこの発明の実施の形態４に係る低歪み送信機の構成を示す図である。図７に示す実施の形態１に係る低歪み送信機は、図６に示す実施の形態３に係る低歪み送信機から可変利得増幅器１０，１１を削除し、ＡＤＰＬＬ（第３，４の信号源）１７，１８及び合成器（第２，３の合成器）１９，２０を追加したものである。そのほかの構成は同様であり、同一の符号を付して異なる部分についてのみ説明を行う。 Embodiment 4 FIG.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a low distortion transmitter according to Embodiment 4 of the present invention. In the low distortion transmitter according to the first embodiment shown in FIG. 7, the variable gain amplifiers 10 and 11 are deleted from the low distortion transmitter according to the third embodiment shown in FIG. ) 17, 18 and combiners (second and third combiners) 19, 20 are added. The rest of the configuration is the same, and only the different parts will be described with the same reference numerals.

ＡＤＰＬＬ１７は、ＡＤＰＬＬ４に並列接続され、源振３により生成された基準信号に同期し、データ変換部２により取得された位相信号に基づく位相制御及びパルス信号に基づく０π変調を行った信号を生成するものである。
ＡＤＰＬＬ１８は、ＡＤＰＬＬ５に並列接続され、源振３により生成された基準信号に同期し、データ変換部２により取得された位相信号に基づく位相制御を行った信号を生成するものである。 The ADPLL 17 is connected in parallel to the ADPLL 4 and generates a signal in which the phase control based on the phase signal acquired by the data converter 2 and the 0π modulation based on the pulse signal are performed in synchronization with the reference signal generated by the source oscillation 3. Is.
The ADPLL 18 is connected in parallel to the ADPLL 5 and generates a signal in which phase control based on the phase signal acquired by the data converter 2 is performed in synchronization with the reference signal generated by the source oscillation 3.

合成器１９は、ＡＤＰＬＬ４，１７により生成された信号を合成するものである。
合成器２０は、ＡＤＰＬＬ５，１８により生成された信号を合成するものである。
なお、合成器６は、合成器１９，２０により合成された信号を合成する。
また、制御部１６は、比較器１５による比較結果に基づいて位相誤差及び振幅誤差を検出し、データ変換部２のみを制御する。 The synthesizer 19 synthesizes the signals generated by the ADPLLs 4 and 17.
The synthesizer 20 synthesizes the signals generated by the ADPLLs 5 and 18.
The synthesizer 6 synthesizes the signals synthesized by the synthesizers 19 and 20.
The control unit 16 detects a phase error and an amplitude error based on the comparison result by the comparator 15 and controls only the data conversion unit 2.

次に、上記のように構成された低歪み送信機の実施の形態３との差異について述べる。なお、実施の形態４に係る低歪み送信機の基本的な動作は実施の形態３と同じである。
実施の形態３ではデータ変換部２の制御に伴うＡＤＰＬＬ４，５により位相補正を行い、可変利得増幅器１０，１１により振幅補正を行う場合について示した。それに対し、実施の形態４ではＡＤＰＬＬ４，１７とＡＤＰＬＬ５，１８により位相補正及び振幅補正を行う。すなわち、図８に示すように、２つのＡＤＰＬＬ４，１７（又はＡＤＰＬＬ５，１８）を用いることで振幅及び位相を自在に変化することができる。なお図８（ａ），（ｂ）は同位相で異なる振幅となる場合を示している。したがって、実施の形態４の構成では、制御部１６は、データ変換部２のみを制御することで、ＡＤＰＬＬ４，１７とＡＤＰＬＬ５，１８により位相補正及び振幅補正を行うことができる。 Next, differences from the third embodiment of the low distortion transmitter configured as described above will be described. The basic operation of the low distortion transmitter according to the fourth embodiment is the same as that of the third embodiment.
In the third embodiment, the case where the phase correction is performed by the ADPLLs 4 and 5 accompanying the control of the data conversion unit 2 and the amplitude correction is performed by the variable gain amplifiers 10 and 11 is shown. On the other hand, in the fourth embodiment, phase correction and amplitude correction are performed by ADPLLs 4 and 17 and ADPLLs 5 and 18. That is, as shown in FIG. 8, the amplitude and phase can be freely changed by using two ADPLLs 4 and 17 (or ADPLLs 5 and 18). FIGS. 8A and 8B show the case where the amplitude is different in the same phase. Therefore, in the configuration of the fourth embodiment, the control unit 16 can perform phase correction and amplitude correction by the ADPLLs 4 and 17 and the ADPLLs 5 and 18 by controlling only the data conversion unit 2.

以上のように、この実施の形態４によれば、可変利得増幅器１０，１１に代えて、ＡＤＰＬＬ１７，１８を用いるようにしても、実施の形態３と同様の効果を得ることができる。   As described above, according to the fourth embodiment, even if the ADPLLs 17 and 18 are used instead of the variable gain amplifiers 10 and 11, the same effects as those of the third embodiment can be obtained.

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。   In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .

１ 信号生成部、２ データ変換部、３ 源振（基準信号源）、４，５，１７，１８ ＡＤＰＬＬ（第１〜４の信号源）、６，１９，２０ 合成器、７ ＨＰＡ（飽和増幅器）、８ ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、９ アンテナ、１０，１１ 可変利得増幅器（可変利得器）、１２ 信号検出器、１３，１６ 制御部、１４ ＡＤ変換器、１５ 比較器。   1 signal generator, 2 data converter, 3 source oscillation (reference signal source), 4, 5, 17, 18 ADPLL (first to fourth signal sources), 6, 19, 20 synthesizer, 7 HPA (saturation amplifier) ), 8 BPF (band pass filter), 9 antenna, 10, 11 variable gain amplifier (variable gain device), 12 signal detector, 13, 16 control unit, 14 AD converter, 15 comparator.

Claims (5)

変調波信号を生成する信号生成部と、
前記信号生成部により生成された変調波信号から、位相情報、及びエンベロープ成分に基づくパルス信号を取得するデータ変換部と、
基準信号を生成する基準信号源と、
前記基準信号源により生成された基準信号に同期し、前記データ変換部により取得された位相情報に基づく位相制御及び前記パルス信号に基づく０π変調を行った信号を生成する第１の信号源と、
前記基準信号源により生成された基準信号に同期し、前記データ変換部により取得された位相情報に基づく位相制御を行った信号を生成する第２の信号源と、
前記第１，２の信号源により生成された信号を合成する合成器と、
前記合成器により合成された信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器により増幅された信号から不要波を取り除くバンドパスフィルタと
を備えた低歪み送信機。 A signal generator for generating a modulated wave signal;
A data converter that acquires a pulse signal based on phase information and an envelope component from the modulated wave signal generated by the signal generator;
A reference signal source for generating a reference signal;
A first signal source that generates a signal that has been subjected to phase control based on phase information acquired by the data converter and 0π modulation based on the pulse signal in synchronization with the reference signal generated by the reference signal source;
A second signal source that generates a signal that is phase-controlled based on the phase information acquired by the data converter in synchronization with the reference signal generated by the reference signal source;
A combiner that combines the signals generated by the first and second signal sources;
An amplifier for amplifying the signal synthesized by the synthesizer;
A low distortion transmitter comprising: a bandpass filter that removes unwanted waves from the signal amplified by the amplifier. 前記第１，２の信号源はＡＤＰＬＬである
ことを特徴とする請求項１記載の低歪み送信機。 The low distortion transmitter according to claim 1, wherein the first and second signal sources are ADPLLs. 前記合成器の前段に設けられ、前記第１，２の信号源により生成された信号を増幅又は減衰する可変利得器と、
前記合成器により合成された信号を検出する信号検出器と、
前記信号検出器により検出された信号に基づいて、前記可変利得器を制御することで、当該可変利得器から出力される両信号の振幅を一定にする制御部とを備えた
ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の低歪み送信機。 A variable gain device provided before the synthesizer, for amplifying or attenuating the signals generated by the first and second signal sources;
A signal detector for detecting a signal synthesized by the synthesizer;
And a control unit that controls the variable gain device based on the signal detected by the signal detector, thereby making the amplitudes of both signals output from the variable gain device constant. The low distortion transmitter according to claim 1 or 2. 前記合成器の前段に設けられ、前記第１，２の信号源により生成された信号を増幅又は減衰する可変利得器と、
前記バンドパスフィルタにより不要波が取り除かれた信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、
前記信号生成部により生成された変調波信号と、前記ＡＤ変換器によりＡＤ変換された信号とを比較する比較器と、
前記比較器による比較結果に基づいて位相誤差及び振幅誤差を検出し、前記データ変換部及び前記可変利得器を制御する制御部とを備えた
ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の低歪み送信機。 A variable gain device provided before the synthesizer, for amplifying or attenuating the signals generated by the first and second signal sources;
An AD converter that AD converts the signal from which unnecessary waves have been removed by the bandpass filter;
A comparator that compares the modulated wave signal generated by the signal generation unit and the signal AD-converted by the AD converter;
The control unit for detecting a phase error and an amplitude error based on a comparison result by the comparator and controlling the data conversion unit and the variable gain unit. Low distortion transmitter. 前記第１の信号源に並列接続され、前記基準信号源により生成された基準信号に同期し、前記データ変換部により取得された位相情報に基づく位相制御及び前記パルス信号に基づく０π変調を行った信号を生成する第３の信号源と、
前記第２の信号源に並列接続され、前記基準信号源により生成された基準信号に同期し、前記データ変換部により取得された位相信号に基づく位相制御を行った信号を生成する第４の信号源と、
前記第１，３の信号源により生成された信号を合成する第２の合成器と、
前記第２，４の信号源により生成された信号を合成する第３の合成器と、
前記バンドパスフィルタにより不要波が取り除かれた信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、
前記信号生成部により生成された変調波信号と、前記ＡＤ変換器により変換された信号とを比較する比較器と、
前記比較器による比較結果に基づいて位相誤差及び振幅誤差を検出し、前記データ変換部を制御する制御部とを備え、
前記合成器は、前記第１，２の合成器により合成された信号を合成する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の低歪み送信機。 The phase control based on the phase information acquired by the data converter and the 0π modulation based on the pulse signal are performed in parallel with the first signal source, synchronized with the reference signal generated by the reference signal source. A third signal source for generating a signal;
A fourth signal that is connected in parallel to the second signal source and that generates a signal that is synchronized with the reference signal generated by the reference signal source and that performs phase control based on the phase signal acquired by the data converter. The source,
A second synthesizer that synthesizes the signals generated by the first and third signal sources;
A third synthesizer that synthesizes the signals generated by the second and fourth signal sources;
An AD converter that AD converts the signal from which unnecessary waves have been removed by the bandpass filter;
A comparator that compares the modulated wave signal generated by the signal generation unit with the signal converted by the AD converter;
A control unit that detects a phase error and an amplitude error based on a comparison result by the comparator and controls the data conversion unit;
The low distortion transmitter according to claim 1, wherein the combiner combines the signals combined by the first and second combiners.
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