JP2015216779A - Dc/dc converter and power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、並列接続された複数のDC/DCコンバータを備えた電源装置と、そのような電源装置のためのDC/DCコンバータとに関する。 The present invention relates to a power supply device including a plurality of DC / DC converters connected in parallel, and a DC / DC converter for such a power supply device.
携帯機器は、その高性能化及び高機能化にともない、より小型化することが求められるとともに、より大きな電力が必要とされている。このため、携帯機器に搭載される電源装置は、より小さく、大電力を扱うことができ、高効率であることが求められている。 A portable device is required to be further downsized with higher performance and higher functionality, and more power is required. For this reason, the power supply device mounted in a portable device is smaller, can handle a large amount of power, and is required to be highly efficient.
この課題の解決策の候補として、複数のDC/DCコンバータ(以下、「コンバータ」と略す)を並列接続するマルチフェーズ電源技術を用いた電源装置(マルチフェーズ電源装置)が既に知られている。マルチフェーズ電源装置では、複数のコンバータを並列接続し、これらのコンバータのスイッチング動作に所定の位相差を与えて同期させる。 As a candidate for a solution to this problem, a power supply device (multiphase power supply device) using a multiphase power supply technology in which a plurality of DC / DC converters (hereinafter referred to as “converters”) are connected in parallel is already known. In a multi-phase power supply device, a plurality of converters are connected in parallel, and a predetermined phase difference is given to synchronize the switching operations of these converters.
複数のコンバータの出力電流を合成することによりリップルを低減できるので、電源装置の出力部に設けるフィルタを構成するために大きな受動素子を用いることが不要になるという利点がある。また、各コンバータに流れる電流は電源装置が単一のコンバータのみからなるときよりも減少するので、各コンバータにおいて回路の損失により発生する熱も減少し、個々のコンバータに対する放熱性能の要件が緩和されるという利点がある。これらの利点により、電源装置の小型化が容易になる。 Since the ripple can be reduced by combining the output currents of the plurality of converters, there is an advantage that it is not necessary to use a large passive element to configure a filter provided in the output unit of the power supply device. In addition, since the current flowing through each converter is smaller than when the power supply unit consists of only a single converter, the heat generated by circuit loss in each converter is also reduced, and the requirements for heat dissipation performance for each converter are relaxed. There is an advantage that. These advantages facilitate the miniaturization of the power supply device.
さらに、負荷装置の電力消費量が小さい場合、一部のコンバータを休止させることで、電源装置全体の電力変換効率を向上できるという利点がある。負荷装置の電力消費量が小さい場合から大きい場合まで広範囲で高効率を維持できるという利点がある。 Furthermore, when the power consumption of the load device is small, there is an advantage that the power conversion efficiency of the entire power supply device can be improved by suspending some converters. There is an advantage that high efficiency can be maintained over a wide range from the case where the power consumption of the load device is small to the case where it is large.
マルチフェーズ電源装置の例として、例えば、特許文献1及び2の発明が知られている。
As examples of the multi-phase power supply device, for example, the inventions of
また、近年、コスト削減のため、異なる製品を製造する場合であってもそれらの部品の種類を減らすことが求められている。電源装置は、従来、負荷装置の電力消費量に応じて個別に最適なものを選択することが必要であった。これに対して、マルチフェーズ電源技術を適用し、様々な機器の要求仕様(出力電圧及び出力電流の仕様)に対して、1種類のコンバータのみを使用し、並列接続されたさまざまな個数のコンバータを備えた電源装置を提供することが有望であると期待できる In recent years, in order to reduce costs, there is a demand for reducing the types of parts even when different products are manufactured. Conventionally, it has been necessary to select an optimal power supply device individually according to the power consumption of the load device. On the other hand, by applying multi-phase power supply technology, various types of converters connected in parallel using only one type of converter for the required specifications (output voltage and output current specifications) of various devices. Promising to provide a power supply with
また、一般に、マルチフェーズ電源装置において、安全のため、過剰な逆流電流の発生を防止する機能を実装することが既に知られている。なぜなら、複数のコンバータを並列接続すると、あるコンバータから別のコンバータへ電流が貫通して流れる、(電流が流れ込む側のコンバータにとっては)電流の逆流現象が起きる可能性がある。このような逆流電流が生じると、逆流電流のエネルギーが損失になるだけでなく、過剰な逆流電流がコンバータの破壊をもたらす。このため、マルチフェーズ電源装置のコンバータは、一般に、過剰な逆流電流の発生を防止する機能を備えている。 In general, it is already known that a function for preventing the generation of excessive reverse current is implemented in a multi-phase power supply apparatus for safety. This is because, when a plurality of converters are connected in parallel, a current reverse flow phenomenon may occur (for a converter on the side where current flows) in which current flows through from one converter to another. When such a backflow current occurs, not only is the energy of the backflow current lost, but the excessive backflow current leads to destruction of the converter. For this reason, the converter of a multiphase power supply device generally has a function of preventing the generation of excessive backflow current.
この過剰な逆流電流の発生を防止する機能は、電源装置の破壊に至らない程度の小さな逆流電流に対しては無効になっていてもよい。なぜなら、日常的に起こり得る、重負荷から軽負荷への急な変動が発生した場合、電源装置の出力電圧は過渡的に上昇してしまうが、瞬間的に電流を逆流させることで早期に出力電圧を所望値に戻し、コンバータの制御系を定常状態に戻すことが可能である。このため、応答性の観点からは、電源装置の破壊に至らない程度であれば、逆流電流を許容することはむしろ望ましい。また、過渡的な現象であるので、逆流電流による損失も限定される。 The function of preventing the generation of excessive backflow current may be disabled for a backflow current that is small enough not to destroy the power supply device. This is because when the sudden fluctuation from heavy load to light load that can occur on a daily basis occurs, the output voltage of the power supply device rises transiently, but it is output early by instantaneously reversing the current. It is possible to return the voltage to a desired value and return the converter control system to a steady state. For this reason, from the viewpoint of responsiveness, it is rather desirable to allow the backflow current as long as the power supply device is not destroyed. Moreover, since it is a transient phenomenon, the loss due to the backflow current is also limited.
しかし、今までは、マルチフェーズ電源装置において、電源投入時に、過渡的に各コンバータ間で貫通電流が流れる可能性があるという問題があった。このようにコンバータ間を貫通して流れた電流は全て損失になるので、電源投入する度に損失が発生することになる。特に携帯機器においては、電源を細かくオン・オフしてバッテリーの持続時間を少しでも長くすることが重要であるので、電源をオン・オフするたびにコンバータで損失が発生するのは問題である。 However, until now, there has been a problem that in a multiphase power supply device, a through current may flow transiently between the converters when the power is turned on. Since all the current flowing through the converters is lost as described above, a loss occurs every time the power is turned on. In particular, in a portable device, it is important to make the power source finely turned on and off to make the battery duration as long as possible. Therefore, every time the power source is turned on and off, a loss occurs in the converter.
対策として、電源投入後に、並列接続されたコンバータ間で出力電流を等しくする制御が整定するまでは、並列接続されたコンバータのうちのひとつしか動作させないという手法も考えられる。この手法の意図は、コンバータ間での貫通電流の原因になる装置ばらつきを補正した上で、コンバータを順に起動していくことにある。しかしながら、負荷装置の電力消費量が大きい場合は、電源装置の出力電圧が低下し、電源装置として正常に機能しないという問題があった。もし電源投入直後において負荷装置の電力消費量が大きい場合には、1つのコンバータだけでは所望の出力電力が得られず、電源装置の出力電圧が低下してしまうため、負荷装置は正常に動作しなくなってしまう。 As a countermeasure, a method of operating only one of the converters connected in parallel until the control for equalizing the output current between the converters connected in parallel after the power is turned on can be considered. The intent of this method is to start up the converters in order after correcting device variations that cause through currents between converters. However, when the power consumption of the load device is large, there is a problem that the output voltage of the power supply device decreases and the power supply device does not function normally. If the power consumption of the load device is large immediately after the power is turned on, the desired output power cannot be obtained with only one converter, and the output voltage of the power supply device decreases, so the load device operates normally. It will disappear.
別の対策として、逆流電流防止機能の検出しきい値を低くし、少ない逆流電流であっても許容しないように制御することが考えられる。しかし、この制御方法によれば、電源投入時に過渡的に発生する逆流電流の損失は抑えられるものの、応答性が悪化するという問題があった。すなわち、重負荷から軽負荷への急な変動が発生した場合、逆流電流が許容されていなければ、コンバータの出力電圧が過渡的に上昇し、負荷装置に高電圧が供給されて低下するのに時間がかかってしまう。また、最悪の場合には、電源装置から負荷装置に高電圧を供給することで、負荷装置を破壊してしまう恐れがある。 As another countermeasure, it can be considered that the detection threshold value of the backflow current prevention function is lowered so that even a small backflow current is not allowed. However, according to this control method, although the loss of the backflow current that occurs transiently when the power is turned on can be suppressed, there is a problem that the responsiveness deteriorates. That is, when a sudden change from heavy load to light load occurs, if the reverse current is not allowed, the output voltage of the converter rises transiently, and a high voltage is supplied to the load device to drop it. It takes time. In the worst case, the load device may be destroyed by supplying a high voltage from the power supply device to the load device.
並列接続されたコンバータのうちのあるコンバータが休止状態から動作状態へ移行する際にも、電源投入時と同様に、コンバータ間の装置ばらつきにより貫通電流が流れるおそれがあり、損失が発生するという問題があった。このため、効率を向上させるために負荷装置の電力消費量の変動に応じてコンバータを休止させて細かに並列動作数を変更すると、かえって損失が増えて効率が低下してしまうおそれがあるという問題があった。 Even when a converter among the converters connected in parallel shifts from a sleep state to an operation state, a through current may flow due to device variations between the converters when power is turned on, resulting in a loss. was there. For this reason, in order to improve the efficiency, if the converter is stopped according to the fluctuation of the power consumption of the load device and the number of parallel operations is finely changed, the loss may increase and the efficiency may be lowered. was there.
例えば特許文献1は、逆流電流防止機能による効率の低下を防ぐ目的で、電源投入時及び故障時のような異常時のみ逆流電流防止機能を有効として、それ以外のときは逆流電流防止機能を無効とする技術を開示している。特許文献1の電源装置は、逆流電流防止素子としてダイオードを含んでいる。小出力電流用の同期整流型スイッチング電源では、ダイオードよりも効率特性の面で有利なMOSFETを使うことが多い。MOSFETは逆流電流防止機能を有しないので、特許文献1の技術は適用できず、コンバータ間の貫通電流により損失が発生するという問題を解消できない。
For example,
このため、同期整流型スイッチング電源であるコンバータにも適用可能な逆流電流防止機能が必要とされる。 For this reason, a reverse current prevention function applicable to a converter that is a synchronous rectification type switching power supply is required.
本発明の目的は、並列接続された複数のDC/DCコンバータを備えた電源装置であって、逆流電流の発生を防止しながら、負荷装置の電力消費量の変動に対する応答性が高い電源装置を提供することにある。 An object of the present invention is a power supply device including a plurality of DC / DC converters connected in parallel, and a power supply device having high responsiveness to fluctuations in power consumption of a load device while preventing the occurrence of backflow current. It is to provide.
本発明の態様に係る電源装置によれば、
並列接続された複数のDC/DCコンバータを備えた電源装置において、
上記複数のDC/DCコンバータのそれぞれは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第1及び第2のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第1のスイッチ及び上記接地端子に接続された第2のスイッチと、
上記第1及び第2のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第1及び第2のスイッチ間のノードに接続された上記DC/DCコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第1及び第2のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記DC/DCコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第1又は第2のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第2のスイッチをオフすることを特徴とする。
According to the power supply device according to the aspect of the present invention,
In a power supply device including a plurality of DC / DC converters connected in parallel,
Each of the plurality of DC / DC converters is
A first switch and a second switch connected in series between a voltage source of the input voltage and a ground terminal, the first switch connected to the voltage source of the input voltage and a second switch connected to the ground terminal. And the switch
A drive circuit for driving the first and second switches;
An output terminal of the DC / DC converter connected to a node between the first and second switches;
A reverse current detection circuit for detecting a reverse current from the output terminal to a node between the first and second switches;
The drive circuit is
When the DC / DC converter is generating a positive output current, the first or second switch is turned on,
The second switch is turned off when a backflow current is detected by the backflow current detection circuit during a predetermined time period after starting the power supply device.
本発明の電源装置によれば、並列接続された複数のDC/DCコンバータを備えた電源装置であって、逆流電流の発生を防止しながら、負荷装置の電力消費量の変動に対する応答性が高い電源装置を提供することができる。 According to the power supply device of the present invention, the power supply device includes a plurality of DC / DC converters connected in parallel, and is highly responsive to fluctuations in the power consumption of the load device while preventing the occurrence of backflow current. A power supply device can be provided.
以下、本発明の実施形態に係る電源装置の特徴について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, features of a power supply device according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第1の実施形態.
[電源装置10の全体構成]
図1は、本発明の第1の実施形態に係る電源装置10の構成を示すブロック図である。図1の電源装置10は、並列接続された複数のDC/DCコンバータ(以下、「コンバータ」と略す)1〜4、インダクタL1〜L4、及びキャパシタC1を備える。
First embodiment.
[Overall Configuration of Power Supply Device 10]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a
コンバータ1〜4は、同様の構成を有するが、そのうちの1つはマスタのコンバータとして動作し、残りはスレーブのコンバータとして動作する。説明する実施形態では、コンバータ1が、電源装置10の動作中において常に出力電流を発生するマスタのコンバータとして動作する。コンバータ2〜4が、電源装置10の動作中において出力電流を発生する動作状態と出力電流を発生しない休止状態とを有するスレーブのコンバータとして動作する。
コンバータ1〜4は、端子1a〜1g、2a〜2g、3a〜3g、4a〜4gをそれぞれ有する。
端子1a〜4aは、入力電圧Vinの電圧源にそれぞれ接続される。端子1b〜4bは互いに接続され、マスタのコンバータ1からスレーブのコンバータ2〜4に、コンバータ1の出力電流の大きさを示す信号(例えば電圧信号)Vsense1を送る。端子1c〜4cは互いに接続され、マスタのコンバータ1からスレーブのコンバータ2〜4に、クロック信号CLKを送る。
The
端子1d〜4dは外部の制御装置(図示せず)に接続され、電源装置10全体を起動(電源投入)するイネーブル信号ENが入力される。
端子1f〜4fは、インダクタL1〜L4を介して、出力電圧Voutのノード(キャパシタC1の一端)にそれぞれ接続される。端子1g〜4gは、出力電圧Voutのノードにそれぞれ接続される。
端子1hは入力電圧Vinの電圧源に接続され、端子4eは接地端子に接続される。端子1e及び2h、端子2e及び3h、端子3e及び4hがそれぞれ互いに接続される。接地端子から端子4eへ入力される電流を、電流Isink4と呼ぶ。端子4hから電流Isrc4が出力され、端子3eへ電流Isink3として入力される。端子3hから電流Isrc3が出力され、端子2eへ電流Isink2として入力される。端子2hから電流Isrc2が出力され、端子1eへ電流Isink1として入力される。端子1hから電流Isrc1が出力される。
The
コンバータ1〜4は、共通の直流電圧源から入力電圧Vinを取得し、各出力電流Iout1〜Iout4をインダクタL1〜L4を介してキャパシタC1に送る。インダクタL1〜L4及びキャパシタC1はフィルタを構成し、このフィルタにより平滑化された電圧が、電源装置の出力電圧Voutとして負荷装置11に供給される。
また、コンバータ1〜4のそれぞれは、その出力電流Iout1〜Iout4の大きさを内部でモニタリングし、さらに、電源装置10の出力電圧Voutをモニタリングする。コンバータ1は、コンバータ1の出力電流の大きさを示す信号(例えば電圧信号)Vsense1を、他のコンバータ2〜4に送る。スレーブのコンバータ2〜4は、その出力電流Iout2〜Iout4がマスタのコンバータ1の出力電流Iout1と等しくなるように動作し、これにより、全てのコンバータ1〜4の出力電流Iout1〜Iout4が等しくなる。
Each of
[コンバータ1〜4の構成]
前述のように、マスタのコンバータ1とスレーブのコンバータ2〜4とは同様の構成を有し、各コンバータは、当該コンバータ自体がマスタであるのかスレーブであるのかを自律的に判定する。以下、マスタのコンバータとして動作するコンバータ1と、スレーブのコンバータとして動作するコンバータ2〜4とについて、別個に説明する。
[Configuration of
As described above, the
図2は、図1のコンバータ1の詳細構成を示すブロック図である。コンバータ1は、基準電圧源E1、誤差検出回路21、三角波発生回路22、比較器23,25、ドライバ回路24、タイマ26、電流センサ27、電圧調整回路28、加算器29、マスタ/スレーブ(M/S)判定回路30、起動回路31、論理積演算回路32、及びスイッチSWa〜SWdを備える。図2は、降圧型DC/DCコンバータであるコンバータ1を示す。
FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of
基準電圧源E1は、予め決められた基準電圧Vrefaを発生する。加算器29は、電圧調整回路28によって発生された電圧調整値Vadjust(後述)を基準電圧Vrefaに加算して基準電圧Vrefbを発生し、誤差検出回路21に送る。誤差検出回路21は、電源装置の出力電圧Voutと基準電圧Vrefbとの誤差を表す誤差電圧Verraを発生する。三角波発生回路22は、予め決められた周波数及び振幅を有する三角波を発生する。比較器23は、誤差電圧Verraと三角波とを比較し、比較結果を示す信号をドライバ回路24に送る。ドライバ回路24は、PWM(Pulse Width Modulation)信号を発生してスイッチSWa,SWbのオン・オフを制御する。従って、三角波発生回路22、比較器23、及びドライバ回路24は、誤差電圧Verraに基づいてスイッチSWa,SWbを駆動する回路41として動作する。
The reference voltage source E1 generates a predetermined reference voltage Vrefa. The
スイッチSWa,SWbは、入力電圧Vinの電圧源及び接地端子の間に直列接続され、スイッチSWaが入力電圧Vinの電圧源に接続され、スイッチSWbが接地端子に接続される。スイッチSWa,SWb間のノードに、コンバータ1の出力端子である端子1fが接続される。例えば、スイッチSWaはpチャネルMOSFETであり、スイッチSWbはnチャネルMOSFETである。
The switches SWa and SWb are connected in series between the voltage source of the input voltage Vin and the ground terminal, the switch SWa is connected to the voltage source of the input voltage Vin, and the switch SWb is connected to the ground terminal. A terminal 1f which is an output terminal of the
電流センサ27は、コンバータ1の出力電流Iout1の大きさを検出し、出力電流値に比例した電圧を有する信号Vsense1に変換する。信号Vsense1は、マスタのコンバータ1からスレーブのコンバータ2〜4に送られる。
The
比較器25は、端子1fの電位と、接地端子の電位とを比較し、端子1fからスイッチSWa,SWb間のノードへの逆流電流を検出し、検出結果をドライバ回路24に通知する。スイッチSWcは、スイッチSWbが閉じているときのみ、閉じられる。タイマ26は、イネーブル信号ENが入力されてから(すなわち、電源装置10を起動してから)予め決められた時間期間にわたってのみ、比較器25を動作させる。スイッチSWc、比較器25、及びタイマ26は、逆流電流検出回路42として動作する。
The
M/S判定回路30は、端子1eを介して得られた電流値及び端子1hを介して得られた電圧値に基づいて、コンバータ1がマスタであるのかスレーブであるのかを自律的に判定する。
M /
電圧調整回路28は、当該電圧調整回路28を含むコンバータがスレーブのコンバータであるとき、当該コンバータの誤差電圧Verra、当該コンバータの出力電流値、及びマスタのコンバータ1の出力電流値に基づいて、電圧調整値Vadjustを発生する。
When the converter including the
起動回路31は、当該起動回路31を含むコンバータがスレーブのコンバータであるとき、当該コンバータの誤差電圧Verra及びマスタのコンバータ1の出力電流値に基づいて、当該コンバータを動作状態又は休止状態に切り換える起動信号ACTを発生する。
When the converter including the
マスタのコンバータ1のM/S判定回路30は、信号Vsense1をコンバータ1から他のコンバータ2〜4に送るようにスイッチSWdを切り換え、電圧調整回路28及び起動回路31を含む回路43をオフにする。起動回路31がオフのとき、起動回路31は起動信号ACTをハイレベルに固定する。従って、マスタのコンバータ1の電圧調整回路28及び起動回路31は、電圧調整値Vadjust及び起動信号ACTをそれぞれ発生しない。
The M /
論理積演算回路32には、イネーブル信号EN及び起動信号ACTが入力される。マスタのコンバータ1の回路41は、論理積演算回路32の出力信号に応じて(すなわちイネーブル信号ENに応じて)、動作状態になる。スレーブのコンバータの回路41は、論理積演算回路32の出力信号に応じて、動作状態又は休止状態になる。
The AND
図3は、図1のコンバータ2の詳細構成を示すブロック図である。スレーブのコンバータ2のM/S判定回路30は、マスタのコンバータ1から受信した信号Vsense1を電圧調整回路28に送るようにスイッチSWdを切り換え、電圧調整回路28及び起動回路31を含む回路43をオンにする。スレーブのコンバータ2のM/S判定回路30は、さらに、電源装置10内で動作状態にあるコンバータの個数と、当該M/S判定回路30を含むコンバータの順序(マスタのコンバータ1に対する相対的位置)とを含む通知信号を、起動回路31に送る。
FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of
コンバータ3〜4もコンバータ2と同様に構成される。
[誤差検出回路21の構成]
図4は、図2及び図3の誤差検出回路21の詳細構成を示す回路図である。誤差検出回路21は、抵抗R1〜R4、キャパシタC2〜C4、及びオペアンプ51を備えた位相補償回路および積分回路を含む。誤差検出回路21は、電源装置10の出力電圧Voutと基準電圧Vrefbとの誤差を検出し、この誤差を増幅して積分し、誤差電圧Verraを発生する
[Configuration of Error Detection Circuit 21]
FIG. 4 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the
[電圧調整回路28の構成]
図5は、図3の電圧調整回路28の詳細構成を示す回路図である。電圧調整回路28は、目標誤差電圧発生回路61、誤差検出回路65,66、加算器67、積分器68を備える。例えばコンバータ2において、電圧調整値Vadjustは、コンバータ2の出力電流Iout2がコンバータ1の出力電流Iout1に等しくなるように基準電圧Vrefaを調整して基準電圧Vrefbを発生する。
[Configuration of Voltage Adjustment Circuit 28]
FIG. 5 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the
例えばコンバータ2において、目標誤差電圧発生回路61は、誤差検出回路21から出力される第1の誤差電圧Verraの目標値(コンバータ2が動作状態にあるときの理想値)である目標誤差電圧Vaimを発生する。誤差検出回路65は、第1の誤差電圧Verraと目標誤差電圧Vaimとの誤差を表す第2の誤差電圧Verrbを発生する。誤差検出回路66は、マスタのコンバータ1の出力電流Iout1の大きさを示す信号Vsense1と、スレーブのコンバータ2の出力電流Iout2の大きさを示す信号Vsense2との誤差を表す第3の誤差電圧Verrcを発生する。
For example, in the
コンバータ2が動作状態にあるとき、目標誤差電圧発生回路61及び誤差検出回路65のみは機能を停止してもよいが、他の構成要素は動作している。従って、このとき、第3の誤差電圧Verrcが積分器68によって積分されて電圧調整値Vadjustになり、基準電圧Vrefaと電圧調整値Vadjustとの和が基準電圧Vrefbとして誤差検出回路21に入力される。言い換えると、コンバータ2が動作状態にあるとき、誤差検出回路21は、基準電圧Vrefaと積分された第3の誤差電圧Verrcとの和を、誤差検出回路21の基準電圧Vrefbとして使用する。
When the
一方、コンバータ2が休止状態にあるとき、回路41は機能を停止している。従って、このとき、第2の誤差電圧Verrbが積分器68によって積分されて電圧調整値Vadjustになり、基準電圧Vrefaと電圧調整値Vadjustとの和が基準電圧Vrefbとして誤差検出回路21に入力される。言い換えると、コンバータ2が休止状態にあるとき、誤差検出回路21は、基準電圧Vrefaと積分された第2の誤差電圧Verrbとの和を、誤差検出回路21の基準電圧として使用する。
On the other hand, when the
コンバータ2の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaは、本来は、コンバータ1の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaと一致しているはずであるが、製造ばらつきにより誤差を有する可能性がある。従って、コンバータ2が動作状態にあるとき、基準電圧源E1の基準電圧Vrefaは、第3の誤差電圧Verrcに基づき、コンバータ2の出力電流Iout2がコンバータ1の出力電流Iout1に等しくなるように調整される。コンバータ1,2が十分に長い時間にわたって動作して定常状態になると、コンバータ2の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaを調整した基準電圧Vrefbは、コンバータ1の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaに等しくなっている。このとき、コンバータ1,2の各電流センサ27,25によって検出される出力電流Iout1,Iout2の大きさは等しくなる。
The reference voltage Vrefa of the reference voltage source E1 of the
ただし、このように基準電圧源E1の基準電圧Vrefaの誤差を調整する機能は、コンバータ2が動作状態にあり、出力電流Iout2を発生していることが前提である。よって、コンバータ2が休止状態にあるとき、出力電流Iout2はゼロになるので、第3の誤差電圧Verrcに基づき、基準電圧源E1の基準電圧Vrefaの誤差を補正することはできなくなる。このため、コンバータ2が休止状態にあるとき、基準電圧源E1の基準電圧Vrefaは、第3の誤差電圧Verrcに代えて、第2の誤差電圧Verrbに基づいて調整される。
However, the function of adjusting the error of the reference voltage Vrefa of the reference voltage source E1 in this way is based on the premise that the
電源装置10の出力電圧Voutの目標値をVsetと表すとき、誤差検出回路21から出力される誤差電圧Verraは、定常状態においては、Vset/Vinに比例した値になるはずである。このため、目標誤差電圧発生回路61は、Vset/Vinに比例する目標誤差電圧Vaimを発生するように設定される。
When the target value of the output voltage Vout of the
目標誤差電圧発生回路61は、抵抗R11〜R14、比較器62〜64、Nch又はPchの電界効果トランジスタであるトランジスタSW11〜SW16、及び基準電圧源E11,E12を備える。
The target error
基準電圧源E11は、電源装置10の出力電圧Voutの目標値Vsetに等しい基準電圧Vref11を発生する。基準電圧源E12は、予め決められた基準電圧Vref12を発生する。
The reference voltage source E11 generates a reference voltage Vref11 that is equal to the target value Vset of the output voltage Vout of the
目標誤差電圧発生回路61には、図1の電源装置10の入力電圧Vinと同じ入力電圧Vinが供給される。入力電圧Vinを抵抗R11,R12で分圧して誤差検出回路62に入力することで、抵抗R13には、入力電圧Vinに比例した電流が流れる。
The target error
PchトランジスタSW11,SW12は同一条件でバイアスされるので、それぞれに流れる電流は等しい。このため、NchトランジスタSW13にも、入力電圧Vinに比例した電流が流れる。 Since the Pch transistors SW11 and SW12 are biased under the same conditions, the currents flowing through them are equal. For this reason, a current proportional to the input voltage Vin flows through the Nch transistor SW13.
NchトランジスタSW13は、線形領域で動作し、可変抵抗として扱うことが可能である。NchトランジスタSW13のドレイン電圧は、比較器63によって、基準電圧源E12の基準電圧Vref12と等しくなるように制御される。このため、NchトランジスタSW13を可変抵抗とみなすとき、基準電圧源E12の基準電圧Vref12に等しい電圧が印加され、入力電圧Vinに比例した電流が流れる。ここで、「電圧=抵抗×電流」の関係式より、NchトランジスタSW13のドレイン−ソース間抵抗値は、1/Vinに比例することになる。
The Nch transistor SW13 operates in a linear region and can be handled as a variable resistor. The drain voltage of the Nch transistor SW13 is controlled by the
抵抗R14を流れる電流は、比較器64により、基準電圧源E11の基準電圧Vref11(すなわち、電源装置10の出力電圧Voutの目標値Vset)に比例するように制御される。
The current flowing through the resistor R14 is controlled by the
PchトランジスタSW14,SW15は同一条件でバイアスされるので、それぞれに流れる電流はトランジスタサイズに比例する。従って、NchトランジスタSW16にも、基準電圧源E11の基準電圧Vref11(すなわちVset)に比例した電流が流れる。 Since the Pch transistors SW14 and SW15 are biased under the same condition, the current flowing through each is proportional to the transistor size. Therefore, a current proportional to the reference voltage Vref11 (that is, Vset) of the reference voltage source E11 also flows through the Nch transistor SW16.
NchトランジスタSW16のゲート電圧は、NchトランジスタSW13のゲート電圧と同じであり、かつ線形領域で動作する。従って、NchトランジスタSW16は、NchトランジスタSW13と同様に可変抵抗とみなすことができ、NchトランジスタSW13の抵抗値とほぼ同じ抵抗値を有する。このため、NchトランジスタSW16を可変抵抗とみなすときの抵抗値は、1/Vinに比例し、基準電圧源E11の基準電圧Vref11(すなわちVset)に比例した電流が流れる。 The gate voltage of the Nch transistor SW16 is the same as the gate voltage of the Nch transistor SW13, and operates in a linear region. Therefore, the Nch transistor SW16 can be regarded as a variable resistance like the Nch transistor SW13, and has a resistance value almost the same as the resistance value of the Nch transistor SW13. Therefore, the resistance value when the Nch transistor SW16 is regarded as a variable resistor is proportional to 1 / Vin, and a current proportional to the reference voltage Vref11 (that is, Vset) of the reference voltage source E11 flows.
従って、目標誤差電圧Vaimは、「電圧=抵抗×電流」の関係式より、Vset/Vinに比例することになる。これにより、目標誤差電圧Vaimは、誤差検出回路21から出力される誤差電圧Verraの望ましい値に近い値になる。
Therefore, the target error voltage Vaim is proportional to Vset / Vin from the relational expression “voltage = resistance × current”. As a result, the target error voltage Vaim becomes a value close to a desired value of the error voltage Verra output from the
コンバータ2は、動作状態にあるときだけでなく、休止状態にあるときにおいても、コンバータ2の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaと、コンバータ1の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaとの誤差を調整する。コンバータ2が休止状態にあるとき、基準電圧Vrefaと積分された第2の誤差電圧Verrbとの和を誤差検出回路21の基準電圧Vrefbとして用いることにより、基準電圧Vrefbは、コンバータ1の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaと等しくなる。その理由を以下に述べる。
The
スレーブのコンバータ2〜4が休止状態にあるときであっても、マスタのコンバータ1は常に動作状態にあり、電源装置10の出力電圧Voutは目標値Vsetになるように制御され、また、誤差検出回路21は動作している。従って、定常状態では、誤差検出回路21から出力される誤差電圧Verraは、Vset/Vinに比例した値になるはずである。しかし、実際には、コンバータ2〜4の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaは、コンバータ1の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaとは異なるので、誤差電圧Verraは、コンバータ2〜4が動作状態にあるときの理想値とは異なるものになる。実際の誤差電圧Verraとその理想値との誤差は、誤差検出回路21に含まれる積分回路により、時間の経過とともにどんどん大きくなる。
Even when the
そこで、目標誤差電圧発生回路61により誤差電圧Verraの目標値である目標誤差電圧Vaimを発生し、誤差検出回路65により目標誤差電圧Vaimと実際の誤差電圧Verraとを比較し、その誤差が0になるようにフィードバックをかける。これにより、スレーブのコンバータ2の基準電圧Vrefbは、マスタのコンバータ1の基準電圧源E1の基準電圧Vrefaと等しくなることが期待できる。なぜなら、誤差電圧Verraが理想値に等しいということは、コンバータ1とコンバータ2〜4とが同じ動作をし、コンバータ1〜4の誤差検出回路21に入力される基準電圧Vrefbが互いに等しいということを意味するからである。
Therefore, the target error voltage Vaim, which is the target value of the error voltage Verra, is generated by the target error
コンバータ3〜4の電圧調整回路28も、コンバータ2の電圧調整回路28と同様に構成される。
The
[M/S判定回路30の構成]
図6は、図2のM/S判定回路30の詳細構成を示すブロック図である。コンバータ1のM/S判定回路30は、電流/電圧(I/V)変換器71、アナログ/ディジタル(A/D)変換器72、制御回路73、可変電流源74、クロック変調回路75、及びクロック復調回路76を備える。他のコンバータ2〜4のM/S判定回路30も、コンバータ1のM/S判定回路30と同様に構成され、同様に動作する。
[Configuration of M / S Determination Circuit 30]
FIG. 6 is a block diagram showing a detailed configuration of the M /
I/V変換器71は、コンバータ1〜4の端子1e〜4eから取得した電流Isink1〜Isink4の電流値を、当該電流値に対応するアナログ電圧値に変換する。A/D変換器72は、変換されたアナログ電圧値をデジタル電圧値に変換して制御回路73に送る。
The I / V converter 71 converts the current values of the currents I sink 1 to I sink 4 acquired from the
制御回路73は、当該制御回路73を含むコンバータ1〜4の端子1h〜4hの電圧をそれぞれ測定する。制御回路73は、端子1h〜4hに入力電圧Vinの電圧源が接続されているとき、当該制御回路73を含むコンバータがマスタのコンバータであると判断し、そうでないとき、スレーブのコンバータであると判断する。図1の電源装置10では、コンバータ1の端子1hに入力電圧Vinの電圧源が接続されている。従って、コンバータ1の制御回路73は、コンバータ1がマスタのコンバータであると判断し、コンバータ2〜4の制御回路73は、コンバータ2〜4がスレーブのコンバータであるとそれぞれ判断する。
スレーブのコンバータ2〜4の制御回路73は、当該制御回路73を含むコンバータが動作状態にあるか休止状態にあるかを判断する。コンバータが休止状態にある場合、制御回路73は、当該制御回路73を含むコンバータ2〜4の端子2e〜4eから取得した電流Isink2〜Isink4の電流値と同じ電流値を可変電流源74に設定する。一方、コンバータが動作状態にある場合、制御回路73は、当該制御回路73を含むコンバータ2〜4の端子2e〜4eから取得した電流Isink2〜Isink4の電流値に予め決められた電流値(例えば5μA)を加算した電流値を可変電流源74に設定する。設定された電流値を有する電流Isrc2〜Isrc4が、端子2h〜4hからそれぞれ出力される。
The
電源装置10の起動から一定の時間期間にわたって、コンバータ1〜4のすべてが動作状態になる。この時間期間では、上記の電流値の例によれば、電流Isink4の電流値は0μAであり、電流Isink3の電流値は5μAであり、電流Isink2の電流値は10μAであり、電流Isink1の電流値は15μAである。コンバータ1の制御回路73は、電流Isink1の電流値に基づいてコンバータ1〜4の合計個数(4個)を計算し、後述するようにクロック信号CLKを用いて他のコンバータ2〜4に通知する。
All of the
各コンバータ2〜4の制御回路73は、対応する電流Isink2〜Isink4の電流値と、コンバータ1〜4の合計個数とに基づいて、当該制御回路73を含むコンバータの順序(マスタのコンバータ1に対する相対的位置)を計算する。
The
その後、マスタのコンバータ1は動作状態を継続し、スレーブのコンバータ2〜4は動作状態及び休止状態のいずれかになる。スレーブのコンバータ2〜4のうちの少なくとも1つが動作状態にあるとき、スレーブのコンバータ2〜4は、マスタのコンバータ1と、動作状態にあるスレーブのコンバータとの間に、休止状態にあるスレーブのコンバータが存在しないように動作する。マスタのコンバータ1の制御回路73は、電流Isink1を予め決められた電流値(例えば5μA)で除算することにより、動作状態にあるコンバータの個数を計算し、後述するようにクロック信号CLKを用いて他のコンバータ2〜4に通知する。
Thereafter, the
マスタのコンバータ1の制御回路73は、クロック変調回路75を用いてクロック信号CLKをPWM変調することにより、コンバータ1〜4の合計個数及び動作状態にあるコンバータの個数をスレーブのコンバータ2〜4のM/S判定回路30に通知する。スレーブのコンバータ2〜4のクロック復調回路76は、マスタのコンバータ1から受信したクロック信号CLKをPWM復調することにより、コンバータ1〜4の合計個数及び動作状態にあるコンバータの個数を制御回路73に通知する。
The
スレーブのコンバータ2〜4のM/S判定回路30は、電源装置10内で動作状態にあるコンバータの個数と、当該M/S判定回路30を含むコンバータの順序(マスタのコンバータ1に対する相対的位置)とを含む通知信号を、起動回路31に送る。
The M /
[起動回路31の構成]
図7は、図3の起動回路31の詳細構成を示すブロック図である。起動回路31は、基準電圧源E21〜E23、比較器81〜83、非同期起動回路84、同期起動回路87、及び論理和演算回路88を備える。非同期起動回路84は、インバータ85及び論理積演算回路86を含む。
[Configuration of Startup Circuit 31]
FIG. 7 is a block diagram showing a detailed configuration of the
基準電圧源E21は、目標誤差電圧Vaimより高い、予め決められたしきい値電圧Vtherrを発生する。基準電圧源E22は、動作状態にあるコンバータの個数を増やすか否かを判断するためのしきい値電圧Vthuを発生する。基準電圧源E23は、動作状態にあるコンバータの個数を減らすか否かを判断するためのしきい値電圧Vthdを発生する。しきい値電圧Vthuは、しきい値電圧Vthdより大きい。 The reference voltage source E21 generates a predetermined threshold voltage Vtherr that is higher than the target error voltage Vaim. The reference voltage source E22 generates a threshold voltage Vthu for determining whether to increase the number of converters in the operating state. The reference voltage source E23 generates a threshold voltage Vthd for determining whether or not to reduce the number of converters in the operating state. The threshold voltage Vthu is larger than the threshold voltage Vthd.
比較器81は、誤差電圧Verraとしきい値電圧Vtherrとを比較し、誤差電圧Verraがしきい値電圧Vtherrを越えると、出力信号f_activeをハイレベルにする。すなわち、比較器81は、出力電圧Voutが負荷装置11の電力消費量の急増によって大きく低下したとき、出力信号f_activeをハイレベルにする。比較器82は、信号Vsense1としきい値Vthuとを比較し、信号Vsense1がしきい値Vthuを超えたとき、出力信号is_upをハイレベルにする。比較器83は、信号Vsense1としきい値Vthdとを比較し、信号Vsense1がしきい値Vthd未満になったとき、出力信号is_downをハイレベルする。
The
[同期起動回路87の構成]
同期起動回路87は、デジタル論理回路で構成される。同期起動回路87は、比較器82及び83の出力信号is_up,is_downに基づいて、コンバータ2〜4を動作状態または休止状態に切り換える起動信号ACTaを発生する。
[Configuration of Synchronous Activation Circuit 87]
The
同期起動回路87は、当該同期起動回路87を含むコンバータが動作状態にあるとき、信号Vsense1がしきい値Vthd未満になると、負荷装置11の電力消費量が減少したと判断し、当該コンバータを休止状態に切り換える。すなわち、同期起動回路87は、比較器83の出力信号is_downがハイレベルになると、起動信号ACTaをローレベルにする。
When the signal Vsense1 becomes less than the threshold value Vthd when the converter including the
同期起動回路87は、当該同期起動回路87を含むコンバータ2が休止状態にあるとき、信号Vsense1がしきい値Vthuを越えると、負荷装置11の電力消費量が増大したと判断し、当該コンバータを動作状態に切り換える。すなわち、同期起動回路87は、比較器82の出力信号is_upがハイレベルになると、起動信号ACTaをハイレベルにする。また、同期起動回路87は、起動信号ACTaをローレベルからハイレベルに変更してから予め決められた時間T1にわたって、ハイレベルのホールド信号を出力し、その後、ホールド信号をローレベルにする。同期起動回路87は、時間T1を計時するために、図示しない内部カウンタに設定した数値をクロックごとに減算してもよい。
When the
図8は、図7の同期起動回路87によって実行される同期起動処理を示すフローチャートである。
FIG. 8 is a flowchart showing the synchronous activation process executed by the
ステップS1において、同期起動回路87は、起動信号ACTaをハイレベルにする。ステップS2において、同期起動回路87は、ホールド信号をハイレベルに設定する。ステップS3において、同期起動回路87は、予め決められた時間T1が経過したか否かを判断し、YESのときはステップS4に進み、NOのときはステップS3を繰り返す。ステップS4において、同期起動回路87は、ホールド信号をローレベルに設定する。
In step S1, the
ステップS5において、同期起動回路87は、is_downはハイレベルであるか否かを判断し、YESのときはステップS6に進み、NOのときはステップS5を繰り返す。ステップS6において、同期起動回路87は、当該同期起動回路87を含むコンバータの順序は、動作状態にあるコンバータの個数に等しいか否かを判断し、YESのときはステップS7に進み、NOのときはステップS5に戻る。
In step S5, the
ステップS7において、同期起動回路87は、起動信号ACTaをローレベルにする。ステップS8において、同期起動回路87は、ホールド信号をハイレベルに設定する。ステップS9において、同期起動回路87は、予め決められた時間T1が経過したか否かを判断し、YESのときはステップS10に進み、NOのときはステップS9を繰り返す。ステップS10において、同期起動回路87は、ホールド信号をローレベルに設定する。
In step S7, the
ステップS11において、同期起動回路87は、is_upはハイレベルであるか否かを判断し、YESのときはステップS12に進み、NOのときはステップS11を繰り返す。ステップS12において、同期起動回路87は、当該同期起動回路87を含むコンバータの順序は、動作状態にあるコンバータの個数+1であるか否かを判断し、YESのときはステップS1に戻り、NOのときはステップS11に戻る。
In step S11, the
同期起動回路87は、図8の同期起動処理を行なうことにより、負荷装置11の電力消費量の大きさに応じた個数のコンバータ2〜4を駆動させるまでに、比較的長い時間(例えば数十マイクロ秒)かかる。しかし、負荷装置11の電力消費量の大きさに対応した適正な個数のコンバータ2〜4を動作状態にすることができる。
The
[非同期起動回路84の構成]
非同期起動回路84は、デジタル論理回路で構成される。インバータ85は、同期起動回路87から送られたホールド信号を反転する。論理積演算回路86は、インバータ85の出力信号と、比較器81の出力信号f_activeとの論理積を、コンバータ2〜4を動作状態または休止状態に切り換える起動信号ACTbとして発生する。
[Configuration of Asynchronous Activation Circuit 84]
The
非同期起動回路84は、ホールド信号がローレベルのとき、インバータ85の出力信号がハイレベルになるので、比較器81の出力信号f_activeがハイレベルになると、起動信号ACTbをハイレベルにする。
Since the output signal of the
非同期起動回路84は、図8の同期起動処理のように予め決められた時間にわたって待機することはないので、比較器81の出力信号f_activeがハイレベルになると、比較的短い時間(例えば数ナノ秒以内)で起動信号ACTbをハイレベルにする。すなわち、非同期起動回路84は、比較器81の出力信号f_activeがハイレベルになるとほぼ同時に、起動信号ACTbをハイレベルにする。
Since the
起動信号ACTa及びACTbは、論理和演算回路88に入力され、論理和演算回路88の出力信号が起動信号ACTとして論理積演算回路32に送られる。
The activation signals ACTa and ACTb are input to the
[逆流電流検出回路42の構成]
逆流電流検出回路42は、電源装置10全体の起動(電源投入)の直後から、コンバータ間の貫通電流による損失を発生することなく、負荷装置11に電力を早期に安定供給することを目的としている。電源投入後は、コンバータ間の貫通電流による損失を防ぐと同時に、高速な応答性を実現することを目的とする。すなわち、負荷装置11の電力消費量が急激に変動しても、出力電圧Voutを一定に保つことを目的とする。さらに、あるスレーブのコンバータが休止状態から動作状態へ移行しても、コンバータ間の貫通電流による損失を防ぐことを目的とする。
[Configuration of Backflow Current Detection Circuit 42]
The backflow current detection circuit 42 is intended to stably supply power to the
まず、コンバータ1〜4の基本的な電圧変換動作について説明する。例えばコンバータ1において、ドライバ回路24がスイッチSWaをオンにして、スイッチSWbをオフにしたとき、コンバータ1は、入力電圧Vinからの電力をインダクタL1に蓄積しつつ、負荷装置11に電力を供給する。また、ドライバ回路24がスイッチSWaをオフにし、スイッチSWbをオンにしたとき、コンバータ1は、インダクタL1に蓄積した電力を負荷装置11に供給する。これらを交互に繰り返し、キャパシタC1で平滑化することにより、コンバータ1は、負荷装置11に対して一定の出力電圧Voutを供給する。
First, the basic voltage conversion operation of the
次いで、逆流電流について説明する。コンバータ1にとって、図2の矢印の向きに電流Iout1が流れると、負荷装置11に電力を供給できる。つまり、スイッチSWbをオンしたとき、スイッチSWbのソースからドレインに流れる電流が、順方向の電流である。本明細書で問題としている逆流電流とは、図2の出力端子1fからスイッチSWa,SWb間のノードへ流れる電流、すなわち、スイッチSWbをオンしたときに、スイッチSWbのドレインからソースに流れる電流を意味する。
Next, the reverse current will be described. For the
ここで、逆流電流検出回路42の動作について説明する。 Here, the operation of the reverse current detection circuit 42 will be described.
スイッチSWbをオンする場合について説明する。スイッチSWbのオン抵抗は理想的にはゼロが望ましいが、実際はわずかに抵抗がある。スイッチSWbのソースからドレインに電流が流れている場合、スイッチSWbのオン抵抗の電圧降下によって、スイッチSWa,SWb間のノードの電圧は接地端子の電位よりも低下する。一方、スイッチSWbのドレインからソースに電流が流れている場合、同じくスイッチSWbのオン抵抗の電圧降下によって、スイッチSWa,SWb間のノードの電圧は接地端子の電位よりも高くなる。従って、比較器25を用いてスイッチSWa,SWb間のノードの電圧と接地端子の電位とを比較することにより、逆流電流を検出することができる。
A case where the switch SWb is turned on will be described. Ideally, the on-resistance of the switch SWb is preferably zero, but there is actually a slight resistance. When current flows from the source to the drain of the switch SWb, the voltage at the node between the switches SWa and SWb is lower than the potential of the ground terminal due to the voltage drop of the on-resistance of the switch SWb. On the other hand, when a current flows from the drain to the source of the switch SWb, the voltage at the node between the switches SWa and SWb becomes higher than the potential of the ground terminal due to the voltage drop of the on-resistance of the switch SWb. Therefore, the backflow current can be detected by comparing the voltage of the node between the switches SWa and SWb with the potential of the ground terminal using the
比較器25の非反転入力端子は、スイッチSWcを介して、スイッチSWa,SWb間のノードに接続され、反転入力端子は、接地端子に接続される。比較器25は、電源装置10を起動してから予め決められた時間期間にわたってのみ、逆流電流の検出結果をドライバ回路24に通知する。ドライバ回路24は、電源装置10を起動してから予め決められた時間期間中に、逆流電流検出回路42により逆流電流を検出したとき、スイッチSWbをオフする。
The non-inverting input terminal of the
スイッチSWa,SWb間のノードの電圧は、スイッチSWaをオンしている間は、入力電圧Vinにほぼ一致し、スイッチSWbのオン抵抗による電圧降下は観測できない。従って、スイッチSWcは、スイッチSWbをオンする場合にのみ、スイッチSWa,SWb間のノードの電圧を比較器25の非反転入力端子に入力する(マスク機能)。
The voltage of the node between the switches SWa and SWb substantially matches the input voltage Vin while the switch SWa is turned on, and a voltage drop due to the on-resistance of the switch SWb cannot be observed. Therefore, the switch SWc inputs the voltage of the node between the switches SWa and SWb to the non-inverting input terminal of the
ドライバ回路24は、逆流電流が発生したときにスイッチSWbをオフにして、逆流電流による損失を防止することができる。
The
比較器25の反転入力端子に入力される電圧は、接地端子の電位でなくてもよく、任意の電圧値にすることで、検出する逆流電流の値にオフセットを与えることが可能である。
The voltage input to the inverting input terminal of the
電源装置10の電源投入時は、並列接続された全てのコンバータ1〜4を動作状態で起動することにより、負荷装置11の電力消費量が大きい場合でも、電源投入の直後から早期に電力を安定供給できる。コンバータ1〜4のそれぞれは、逆流電流を防止する手段を有し、電源投入時のみ、逆流電流を防止する手段を有効化する。従って、コンバータ1〜4の出力電流を等しくする制御が整定するまでの不安定な期間においても、あるコンバータから別のコンバータへ電流が貫通することはない。このため、電源投入時に損失は発生しない。
When the
[電圧調整回路28による逆流電流の防止]
複数のコンバータを並列接続したとき、コンバータ間のばらつき(製造過程で生じる微小な回路の誤差、デバイスの特性ばらつき)により、出力電圧及び出力電流はばらつき、あるコンバータから別のコンバータへ電流が貫通するような状態が起き得る。しかしながら、電圧調整回路28によって、動作状態にあるコンバータの出力電流が互いに等しくなるように制御しているので、定常状態では、あるコンバータから別のコンバータへ電流が貫通するような不均衡な状態は起こらず、損失も発生しない。
[Prevention of Backflow Current by Voltage Adjustment Circuit 28]
When multiple converters are connected in parallel, the output voltage and output current vary due to variations between the converters (small circuit errors and device characteristics variations that occur during the manufacturing process), and current passes from one converter to another. Such a situation can occur. However, since the output currents of the converters in the operating state are controlled to be equal to each other by the
前述のように、電源投入時以外は、逆流電流検出回路42を無効化するが、動作状態にあるコンバータの出力電流を互いに等しくすることにより、コンバータ間で電流が貫通して損失が発生することはない。また、逆流電流を防止する機能を働かせるのに必要な電力も必要ないので、全体として電力変換効率を向上することができる。 As described above, the reverse current detection circuit 42 is invalidated except when the power is turned on. However, when the output currents of the converters in the operating state are made equal to each other, the current passes between the converters and loss occurs. There is no. In addition, the power conversion efficiency can be improved as a whole because the power necessary to operate the function of preventing the reverse current is not required.
また、一般に、重負荷から軽負荷へ急激な変動があると出力電圧Voutが上昇してしまう。しかしながら、図1の電源装置10では、電源装置10の起動から予め決められた時間が経過した後、コンバータで過渡的な逆流電流の発生が意図的に許容されているので、出力電圧Voutを早期に所望の電圧に戻すことができ、高速な応答性を実現できる。
In general, when there is a sudden change from a heavy load to a light load, the output voltage Vout increases. However, in the
電圧調整回路28は、休止状態のコンバータにおいても、その基準電圧をマスタのコンバータ1の基準電圧に等しくなるように調整する。これにより、あるコンバータが休止状態から動作状態へ移行した直後でも、出力電圧及び出力電流が他のコンバータと著しく異なることはない。従って、そのコンバータから他の前から動作していたコンバータへ電流が貫通したり、他の前から動作していたコンバータからそのコンバータへ電流が貫通したりすることは起きず、損失は発生しない。
The
以上説明したように、図1の電源装置10によれば、並列接続された複数のコンバータの出力電流が等しくなるように制御することで、貫通電流による損失が発生することを防ぐことができる。また、電源投入時は全てのコンバータを起動させることで、電源投入直後から早期に電力を安定供給でき、かつ逆流電流検出回路42により電源投入時でも貫通電流による損失は発生しない。また、電源投入後は前記逆流電流検出回路42を無効化することで高速応答性を実現することができる。また、休止状態においてもコンバータ間のばらつきを補正することで、休止状態から動作状態への移行にあたっても貫通電流による損失が生じない。
As described above, according to the
第2の実施形態.
従来のDC/DCコンバータには、出力電圧を発生するための2つのスイッチを駆動するために、PWM(Pulse Width Modulation)制御及びPFM(Pulse Frequency Modulation)制御を併用するものがある。PWM制御では、スイッチング周波数は一定であり、第1のスイッチがオンする時間と第2のスイッチがオンする時間との比を変える。PFM制御では、第1のスイッチがオンする時間及び第2のスイッチがオンする時間は一定であり、スイッチング周波数を変化させる。
Second embodiment.
Some conventional DC / DC converters use both PWM (Pulse Width Modulation) control and PFM (Pulse Frequency Modulation) control in order to drive two switches for generating an output voltage. In PWM control, the switching frequency is constant, and the ratio between the time when the first switch is turned on and the time when the second switch is turned on is changed. In the PFM control, the time when the first switch is turned on and the time when the second switch is turned on are constant, and the switching frequency is changed.
軽負荷時にはPWM制御よりもPFM制御のほうが高効率であり、重負荷時にはPFM制御よりもPWM制御のほうが高効率である。負荷装置の電力消費量に応じてPFM制御及びPWM制御を切り換えることで、DC/DCコンバータの効率を向上させることができる。 At light loads, the PFM control is more efficient than the PWM control, and at heavy loads, the PWM control is more efficient than the PFM control. By switching between PFM control and PWM control according to the power consumption of the load device, the efficiency of the DC / DC converter can be improved.
PWM制御自体は、逆流電流の発生を防止することができない。従って、第1の実施形態では、電源装置10の電源投入時に逆流電流検出回路42が逆流電流を検出したとき、スイッチSWa,SWbをオフすることで逆流電流を強制的に遮断している。一方、PFM制御は、逆流電流の発生を防止することが制御自体に組み込まれている。第2の実施形態では、PFM制御を用いた逆流電流の防止について説明する。
The PWM control itself cannot prevent the generation of a reverse current. Therefore, in the first embodiment, when the backflow current detection circuit 42 detects a backflow current when the
[ドライバ回路24による逆流電流の防止]
図9は、図2及び図3のスイッチSWa、SWbの動作を示すタイミングチャートである。図10は、比較例のスイッチSWa、SWbの動作を示すタイミングチャートである。コンバータを「不連続モード」で動作させることにより、逆流電流を防止する方法について説明する。
[Prevention of reverse current by driver circuit 24]
FIG. 9 is a timing chart showing the operation of the switches SWa and SWb in FIGS. FIG. 10 is a timing chart showing the operation of the switches SWa and SWb of the comparative example. A method for preventing reverse current by operating the converter in “discontinuous mode” will be described.
まず、「不連続モード」及び「連続モード」について説明する。図9は不連続モードで動作するコンバータ1について、図10は連続モードで動作するコンバータ1について、インダクタL1に流れる電流Iout1と、スイッチSWa及びSWbのオン/オフとを示す。
First, “discontinuous mode” and “continuous mode” will be described. FIG. 9 shows the current Iout1 flowing through the inductor L1 and on / off of the switches SWa and SWb for the
不連続モード(図9)では、スイッチSWaをオンすると電流Iout1が増加し、スイッチSWaをオフしてスイッチSWbをオンすると電流Iout1が減少し、電流Iout1がゼロになったとき、スイッチSWa及びSWbをともにオフする。従って、ドライバ回路24は、コンバータが正の出力電流を発生しているとき、スイッチSWa又はSWbをオンし、コンバータが正の出力電流を発生していないとき、スイッチSWa及びSWbの両方をオフする。
In the discontinuous mode (FIG. 9), when the switch SWa is turned on, the current Iout1 increases. When the switch SWa is turned off and the switch SWb is turned on, the current Iout1 decreases. When the current Iout1 becomes zero, the switches SWa and SWb Both off. Therefore, the
一方、連続モード(図10)では、スイッチSWaをオンすると電流Iout1が増加し、スイッチSWbをオンすると電流Iout1が減少するのは不連続モードと同じである。ただし、連続モードでは、スイッチSWa及びSWbがともにオフする期間はなく、常にどちらかをオンしており、電流Iout1がゼロになることはない(瞬間的にゼロになることはある)。 On the other hand, in the continuous mode (FIG. 10), the current Iout1 increases when the switch SWa is turned on, and the current Iout1 decreases when the switch SWb is turned on, as in the discontinuous mode. However, in the continuous mode, there is no period in which both the switches SWa and SWb are off, and either one is always on, and the current Iout1 does not become zero (it may become zero instantaneously).
コンバータを不連続モードで動作させるためには、電流Iout1がゼロもしくは負になったことを検出してスイッチSWbをオフする必要がある。電流Iout1がゼロもしくは負になったことを検出する方法は、逆流電流検出回路42を用いるか、タイマを用いる。すなわち、スイッチSWaをオンする時間と、スイッチSWbをオンする時間との比は、入力電圧Vinと出力電圧Voutとで決まるので、スイッチSWaのオン時間とスイッチSWbのオン時間を制御することで、不連続モードでの動作を実現可能である。 In order to operate the converter in the discontinuous mode, it is necessary to turn off the switch SWb by detecting that the current Iout1 becomes zero or negative. As a method for detecting that the current Iout1 becomes zero or negative, the backflow current detection circuit 42 is used or a timer is used. That is, since the ratio of the time to turn on the switch SWa and the time to turn on the switch SWb is determined by the input voltage Vin and the output voltage Vout, by controlling the on time of the switch SWa and the on time of the switch SWb, Operation in discontinuous mode can be realized.
スイッチSWa,SWbをPFM制御で駆動することは、スイッチSWa,SWbを不連続モードで動作させることと実質的に等しい。不連続モードで動作する限りは、逆流電流が発生しない。従って、本来は軽負荷時に使用されるPFM制御(不連続モード)を、電源装置10の電源投入時に強制的に適用することによって、逆流電流の発生を防止することができる。
Driving the switches SWa and SWb by PFM control is substantially equivalent to operating the switches SWa and SWb in the discontinuous mode. As long as it operates in the discontinuous mode, no reverse current is generated. Therefore, by forcibly applying the PFM control (discontinuous mode) that is originally used at the time of light load when the
[まとめ]
電源装置10は、電源投入と同時に、並列接続された全てのコンバータ1〜4を起動し、動作状態に移行する。このとき、逆流電流検出回路42を予め決められた時間期間にわたってのみ動作させ、その後、逆流電流検出回路42をオフする。負荷装置11の電力消費量に応じて効率を最適化するために、出力電流Ioutに応じて動作状態にあるコンバータの個数を変化させる。スレーブのコンバータが休止状態と動作状態との間で移行する際には、逆流電流検出回路42はオフにされたままである。
[Summary]
At the same time as the power is turned on, the
電源装置10によれば、負荷装置11の電力消費量が増大したとき、休止したコンバータ2〜4を短い整定時間で復帰させることができる。
According to the
電源装置10は、2つ、3つ、又は5つ以上のコンバータを備えてもよい。
The
本発明の態様に係る電源装置は、以下の構成を備えたことを特徴とする。 A power supply device according to an aspect of the present invention includes the following configuration.
本発明の第1の態様に係る電源装置によれば、
並列接続された複数のDC/DCコンバータを備えた電源装置において、
上記複数のDC/DCコンバータのそれぞれは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第1及び第2のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第1のスイッチ及び上記接地端子に接続された第2のスイッチと、
上記第1及び第2のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第1及び第2のスイッチ間のノードに接続された上記DC/DCコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第1及び第2のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記DC/DCコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第1又は第2のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第2のスイッチをオフすることを特徴とする。
According to the power supply device of the first aspect of the present invention,
In a power supply device including a plurality of DC / DC converters connected in parallel,
Each of the plurality of DC / DC converters is
A first switch and a second switch connected in series between a voltage source of the input voltage and a ground terminal, the first switch connected to the voltage source of the input voltage and a second switch connected to the ground terminal. And the switch
A drive circuit for driving the first and second switches;
An output terminal of the DC / DC converter connected to a node between the first and second switches;
A reverse current detection circuit for detecting a reverse current from the output terminal to a node between the first and second switches;
The drive circuit is
When the DC / DC converter is generating a positive output current, the first or second switch is turned on,
The second switch is turned off when a backflow current is detected by the backflow current detection circuit during a predetermined time period after starting the power supply device.
本発明の第2の態様に係る電源装置によれば、第1の態様に係る電源装置において、
上記複数のDC/DCコンバータのそれぞれは、
上記電源装置の出力電圧と基準電圧との誤差を表す第1の誤差電圧を発生する第1の誤差検出回路と、
上記DC/DCコンバータの出力電流値を検出する電流センサとをさらに備え、
上記駆動回路は、上記第1の誤差電圧に基づいて上記第1及び第2のスイッチを駆動し、
上記複数のDC/DCコンバータは、
上記電源装置の動作中において出力電流を発生する1つのマスタDC/DCコンバータと、
上記電源装置の動作中において出力電流を発生する動作状態と出力電流を発生しない休止状態とを有する少なくとも1つのスレーブDC/DCコンバータとを含み、
上記各スレーブDC/DCコンバータは、
予め決められた第1の基準電圧を発生する基準電圧源と、
上記第1の誤差電圧の目標値である目標誤差電圧を発生する目標誤差電圧発生回路と、
上記第1の誤差電圧と上記目標誤差電圧との誤差を表す第2の誤差電圧を発生する第2の誤差検出回路と、
上記マスタDC/DCコンバータの出力電流値と当該スレーブDC/DCコンバータの出力電流値との誤差を表す第3の誤差電圧を発生する第3の誤差検出回路とをさらに備え、
上記各スレーブDC/DCコンバータの第1の誤差検出回路は、当該スレーブDC/DCコンバータが動作状態にあるとき、上記第1の基準電圧と上記第2の誤差電圧との和に基づく電圧を上記第1の誤差検出回路の基準電圧として使用し、当該スレーブDC/DCコンバータが休止状態にあるとき、上記第1の基準電圧と上記第3の誤差電圧との和に基づく電圧を上記第1の誤差検出回路の基準電圧として使用することを特徴とする。
According to the power supply device according to the second aspect of the present invention, in the power supply device according to the first aspect,
Each of the plurality of DC / DC converters is
A first error detection circuit for generating a first error voltage representing an error between the output voltage of the power supply device and a reference voltage;
A current sensor for detecting an output current value of the DC / DC converter,
The drive circuit drives the first and second switches based on the first error voltage,
The plurality of DC / DC converters are:
One master DC / DC converter that generates an output current during operation of the power supply device;
Including at least one slave DC / DC converter having an operation state in which an output current is generated during operation of the power supply device and a sleep state in which no output current is generated;
Each of the slave DC / DC converters
A reference voltage source for generating a predetermined first reference voltage;
A target error voltage generating circuit for generating a target error voltage which is a target value of the first error voltage;
A second error detection circuit for generating a second error voltage representing an error between the first error voltage and the target error voltage;
A third error detection circuit for generating a third error voltage representing an error between the output current value of the master DC / DC converter and the output current value of the slave DC / DC converter;
The first error detection circuit of each of the slave DC / DC converters outputs a voltage based on a sum of the first reference voltage and the second error voltage when the slave DC / DC converter is in an operating state. A voltage based on the sum of the first reference voltage and the third error voltage is used as the reference voltage of the first error detection circuit and when the slave DC / DC converter is in a quiescent state. It is used as a reference voltage for an error detection circuit.
本発明の第3の態様に係る電源装置によれば、第2の態様に係る電源装置において、
上記目標誤差電圧は、上記電源装置の入力電圧に対する上記電源装置の出力電圧の目標値の比に比例するように設定されることを特徴とする。
According to the power supply device according to the third aspect of the present invention, in the power supply device according to the second aspect,
The target error voltage is set to be proportional to a ratio of a target value of an output voltage of the power supply device to an input voltage of the power supply device.
本発明の第4の態様に係るDC/DCコンバータによれば、
並列接続された複数のDC/DCコンバータを備えた電源装置に含まれるDC/DCコンバータにおいて、
上記DC/DCコンバータは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第1及び第2のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第1のスイッチ及び上記接地端子に接続された第2のスイッチと、
上記第1及び第2のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第1及び第2のスイッチ間のノードに接続された上記DC/DCコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第1及び第2のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記DC/DCコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第1又は第2のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第2のスイッチをオフすることを特徴とする。
According to the DC / DC converter according to the fourth aspect of the present invention,
In a DC / DC converter included in a power supply device including a plurality of DC / DC converters connected in parallel,
The DC / DC converter is
A first switch and a second switch connected in series between a voltage source of the input voltage and a ground terminal, the first switch connected to the voltage source of the input voltage and a second switch connected to the ground terminal. And the switch
A drive circuit for driving the first and second switches;
An output terminal of the DC / DC converter connected to a node between the first and second switches;
A reverse current detection circuit for detecting a reverse current from the output terminal to a node between the first and second switches;
The drive circuit is
When the DC / DC converter is generating a positive output current, the first or second switch is turned on,
The second switch is turned off when a backflow current is detected by the backflow current detection circuit during a predetermined time period after starting the power supply device.
本発明の態様、説明した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲で特定される発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。 The embodiments of the present invention are not limited to the described embodiments, and design changes and additions are permitted without departing from the spirit of the invention specified in the scope of claims.
1〜4…DC/DCコンバータ、
10…電源装置、
11…負荷装置、
21…誤差検出回路、
22…三角波発生回路、
23…比較器、
24…ドライバ回路、
25…比較器、
26…タイマ、
27…電流センサ、
28…電圧調整回路、
29…加算器、
30…M/S判定回路、
31…起動回路、
32…論理積演算回路、
61…目標誤差電圧発生回路、
62〜64…比較器、
65〜66…誤差検出回路、
67…加算器、
68…積分器、
51…オペアンプ、
71…I/V変換器、
72…A/D変換器、
73…制御回路、
74…可変電流源、
75…クロック変調回路、
76…クロック復調回路、
81〜83…比較器、
84…非同期起動回路、
85…インバータ、
86…論理積演算回路、
87…同期起動回路、
88…論理和演算回路、
C1〜C4…キャパシタ、
E1,E11,E12,E21〜E23…基準電圧源、
L1〜L4…インダクタ、
R1〜R4,R11〜R14…抵抗、
SWa〜SWd…スイッチ。
SW11,SW12,SW14,SW15…Pchトランジスタ、
SW13,SW16…Nchトランジスタ。
1-4 DC / DC converter,
10 ... power supply,
11 ... load device,
21: Error detection circuit,
22 ... Triangular wave generation circuit,
23 ... comparator,
24 ... Driver circuit,
25 ... comparator,
26: Timer,
27 ... Current sensor,
28 ... Voltage adjustment circuit,
29 ... adder,
30 ... M / S determination circuit,
31 ... Start-up circuit,
32 ... AND operation circuit,
61 ... Target error voltage generation circuit,
62-64 ... comparator,
65-66 ... error detection circuit,
67 ... adder,
68 ... integrator,
51. Operational amplifier,
71 ... I / V converter,
72 ... A / D converter,
73. Control circuit,
74: Variable current source,
75: Clock modulation circuit,
76: Clock demodulation circuit,
81-83 ... comparator,
84: asynchronous start circuit,
85: Inverter,
86: AND operation circuit,
87 ... Synchronous start-up circuit,
88. OR operation circuit,
C1 to C4 capacitors,
E1, E11, E12, E21 to E23 ... reference voltage source,
L1 to L4 ... inductors,
R1 to R4, R11 to R14 ... resistors,
SWa to SWd: switches.
SW11, SW12, SW14, SW15... Pch transistor,
SW13, SW16... Nch transistor.
Claims (4)
上記複数のDC/DCコンバータのそれぞれは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第1及び第2のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第1のスイッチ及び上記接地端子に接続された第2のスイッチと、
上記第1及び第2のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第1及び第2のスイッチ間のノードに接続された上記DC/DCコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第1及び第2のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記DC/DCコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第1又は第2のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第2のスイッチをオフすることを特徴とする電源装置。 In a power supply device including a plurality of DC / DC converters connected in parallel,
Each of the plurality of DC / DC converters is
A first switch and a second switch connected in series between a voltage source of the input voltage and a ground terminal, the first switch connected to the voltage source of the input voltage and a second switch connected to the ground terminal. And the switch
A drive circuit for driving the first and second switches;
An output terminal of the DC / DC converter connected to a node between the first and second switches;
A reverse current detection circuit for detecting a reverse current from the output terminal to a node between the first and second switches;
The drive circuit is
When the DC / DC converter is generating a positive output current, the first or second switch is turned on,
The power supply device, wherein the second switch is turned off when a reverse current is detected by the reverse current detection circuit during a predetermined time period after the power supply device is activated.
上記電源装置の出力電圧と基準電圧との誤差を表す第1の誤差電圧を発生する第1の誤差検出回路と、
上記DC/DCコンバータの出力電流値を検出する電流センサとをさらに備え、
上記駆動回路は、上記第1の誤差電圧に基づいて上記第1及び第2のスイッチを駆動し、
上記複数のDC/DCコンバータは、
上記電源装置の動作中において出力電流を発生する1つのマスタDC/DCコンバータと、
上記電源装置の動作中において出力電流を発生する動作状態と出力電流を発生しない休止状態とを有する少なくとも1つのスレーブDC/DCコンバータとを含み、
上記各スレーブDC/DCコンバータは、
予め決められた第1の基準電圧を発生する基準電圧源と、
上記第1の誤差電圧の目標値である目標誤差電圧を発生する目標誤差電圧発生回路と、
上記第1の誤差電圧と上記目標誤差電圧との誤差を表す第2の誤差電圧を発生する第2の誤差検出回路と、
上記マスタDC/DCコンバータの出力電流値と当該スレーブDC/DCコンバータの出力電流値との誤差を表す第3の誤差電圧を発生する第3の誤差検出回路とをさらに備え、
上記各スレーブDC/DCコンバータの第1の誤差検出回路は、当該スレーブDC/DCコンバータが動作状態にあるとき、上記第1の基準電圧と上記第2の誤差電圧との和に基づく電圧を上記第1の誤差検出回路の基準電圧として使用し、当該スレーブDC/DCコンバータが休止状態にあるとき、上記第1の基準電圧と上記第3の誤差電圧との和に基づく電圧を上記第1の誤差検出回路の基準電圧として使用することを特徴とする請求項1記載の電源装置。 Each of the plurality of DC / DC converters is
A first error detection circuit for generating a first error voltage representing an error between the output voltage of the power supply device and a reference voltage;
A current sensor for detecting an output current value of the DC / DC converter,
The drive circuit drives the first and second switches based on the first error voltage,
The plurality of DC / DC converters are:
One master DC / DC converter that generates an output current during operation of the power supply device;
Including at least one slave DC / DC converter having an operation state in which an output current is generated during operation of the power supply device and a sleep state in which no output current is generated;
Each of the slave DC / DC converters
A reference voltage source for generating a predetermined first reference voltage;
A target error voltage generating circuit for generating a target error voltage which is a target value of the first error voltage;
A second error detection circuit for generating a second error voltage representing an error between the first error voltage and the target error voltage;
A third error detection circuit for generating a third error voltage representing an error between the output current value of the master DC / DC converter and the output current value of the slave DC / DC converter;
The first error detection circuit of each of the slave DC / DC converters outputs a voltage based on a sum of the first reference voltage and the second error voltage when the slave DC / DC converter is in an operating state. A voltage based on the sum of the first reference voltage and the third error voltage is used as the reference voltage of the first error detection circuit and when the slave DC / DC converter is in a quiescent state. 2. The power supply apparatus according to claim 1, wherein the power supply apparatus is used as a reference voltage for an error detection circuit.
上記DC/DCコンバータは、
入力電圧の電圧源及び接地端子の間に直列接続された第1及び第2のスイッチであって、上記入力電圧の電圧源に接続された第1のスイッチ及び上記接地端子に接続された第2のスイッチと、
上記第1及び第2のスイッチを駆動する駆動回路と、
上記第1及び第2のスイッチ間のノードに接続された上記DC/DCコンバータの出力端子と、
上記出力端子から上記第1及び第2のスイッチ間のノードへの逆流電流を検出する逆流電流検出回路とを備え、
上記駆動回路は、
上記DC/DCコンバータが正の出力電流を発生しているとき、上記第1又は第2のスイッチをオンし、
上記電源装置を起動してから予め決められた時間期間中に、上記逆流電流検出回路により逆流電流を検出したとき、上記第2のスイッチをオフすることを特徴とするDC/DCコンバータ。 In a DC / DC converter included in a power supply device including a plurality of DC / DC converters connected in parallel,
The DC / DC converter is
A first switch and a second switch connected in series between a voltage source of the input voltage and a ground terminal, the first switch connected to the voltage source of the input voltage and a second switch connected to the ground terminal. And the switch
A drive circuit for driving the first and second switches;
An output terminal of the DC / DC converter connected to a node between the first and second switches;
A reverse current detection circuit for detecting a reverse current from the output terminal to a node between the first and second switches;
The drive circuit is
When the DC / DC converter is generating a positive output current, the first or second switch is turned on,
A DC / DC converter characterized in that the second switch is turned off when a backflow current is detected by the backflow current detection circuit during a predetermined time period after starting the power supply device.
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