JP2015146699A - Power supply unit - Google Patents
Power supply unit Download PDFInfo
- Publication number
- JP2015146699A JP2015146699A JP2014019063A JP2014019063A JP2015146699A JP 2015146699 A JP2015146699 A JP 2015146699A JP 2014019063 A JP2014019063 A JP 2014019063A JP 2014019063 A JP2014019063 A JP 2014019063A JP 2015146699 A JP2015146699 A JP 2015146699A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- power supply
- converter
- converters
- reactor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 38
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 28
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 6
- 230000001174 ascending effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
この発明は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列接続して備える電源装置に関するものである。 The present invention relates to a power supply device including a plurality of DC / DC converters connected in parallel.
複数のＤＣ／ＤＣコンバータであるコンバータユニットを並列に接続した構成を有する従来の電源装置であるコンバータ装置は、各コンバータユニットに、運転動作モードと待機動作モードの２つの動作モードの間で切り替える動作モード切替回路を設ける。各コンバータユニットごとに異なる運転開始電圧と目標出力電圧を設定し、各コンバータユニットの運転モード切替制御回路は、コンバータ装置の出力電圧の値が運転開始電圧以下であることを検出した場合に運転動作モードに遷移し、電流検出回路で検出された出力電流の値があらかじめ設定された運転停止電流以下であることを検出した場合に待機動作モードに遷移するように、動作モード切替回路を制御する。 A converter device that is a conventional power supply device having a configuration in which converter units that are a plurality of DC / DC converters are connected in parallel is an operation that switches between two operation modes, that is, an operation operation mode and a standby operation mode. A mode switching circuit is provided. A different operation start voltage and target output voltage are set for each converter unit, and the operation mode switching control circuit of each converter unit operates when it detects that the value of the output voltage of the converter device is below the operation start voltage. The operation mode switching circuit is controlled so as to transit to the standby operation mode when it is detected that the value of the output current detected by the current detection circuit is equal to or less than the preset operation stop current.
そして各コンバータユニットごとに異なる運転開始電圧と目標出力電圧とを設定することにより、負荷が増大して現在運転中のコンバータユニットが定格容量の総和を越えるたびに、順次、待機動作中であったコンバータユニットが起動する動作が可能となる。また、コンバータユニットの出力電流が運転停止電流以下となった場合に、そのコンバータユニットを待機動作モードとすることで、運転中の残りのコンバータユニットの負荷率が高まって、効率が向上する。これにより運転中のコンバータユニットを常に高い負荷率で運転することが可能になり、コンバータ装置全体としての効率を高く保ったまま運転することが可能になる（例えば、特許文献１参照）。 By setting a different operation start voltage and target output voltage for each converter unit, each time the converter unit that is currently operating exceeds the sum of the rated capacities, the standby operation was sequentially performed. The operation of starting the converter unit becomes possible. Further, when the output current of the converter unit becomes equal to or less than the operation stop current, the converter unit is set to the standby operation mode, so that the load factor of the remaining converter units during operation is increased and the efficiency is improved. As a result, the converter unit in operation can be always operated at a high load factor, and the converter unit as a whole can be operated with high efficiency (see, for example, Patent Document 1).
上記従来の電源装置では、運転中の各ＤＣ／ＤＣコンバータをできるだけ定格出力に近い高効率状態で運転するように制御するものであるが、電源装置の出力を最大変換効率点に追従させることはできず、さらなる変換効率の向上は困難であった。 In the above-described conventional power supply device, each DC / DC converter in operation is controlled so as to operate in a highly efficient state as close to the rated output as possible, but the output of the power supply device can follow the maximum conversion efficiency point. It was not possible to further improve the conversion efficiency.
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列接続して備え、さらに高い変換効率で動作可能な電源装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and has a configuration in which a plurality of DC / DC converters are connected in parallel, and a power supply device that can operate with higher conversion efficiency is obtained. Objective.
この発明に係る電源装置は、並列接続されたＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータと、該各ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置とを備えて、一定電圧の直流電圧を出力する。上記各ＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子およびリアクトルを有するチョッパ回路部と、該リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段とを備える。上記制御装置は、上記各リアクトル電流の総和である出力電流に応じて、第１制御モードを含む複数の制御モードから１つを選択して、上記各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し、運転要否と運転時の電流指令を決定して制御する。そして、上記第１制御モードは、上記Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内の複数台を運転し、その内の少なくとも１台を、上記半導体スイッチング素子をゼロ電流スイッチングさせるソフトスイッチングコンバータとして運転するものである。 The power supply device according to the present invention includes N DC / DC converters connected in parallel and a control device that controls the DC / DC converters, and outputs a constant DC voltage. Each of the DC / DC converters includes a chopper circuit unit having a semiconductor switching element and a reactor, and current detection means for detecting a reactor current flowing through the reactor. The control device selects one of a plurality of control modes including the first control mode according to the output current that is the sum of the reactor currents, and determines whether or not the DC / DC converter needs to be operated. Determine and control the current command during operation. In the first control mode, a plurality of the N DC / DC converters are operated, and at least one of them is operated as a soft switching converter for zero current switching of the semiconductor switching element. is there.
この発明に係る電源装置は以上のように構成されるため、ゼロ電流スイッチングを用いる制御を可能にしてスイッチング損失の低減が図れ、さらに高い変換効率が実現できる。 Since the power supply apparatus according to the present invention is configured as described above, control using zero current switching can be performed to reduce switching loss, and higher conversion efficiency can be realized.
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電源装置を図に基づいて以下に説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電源装置の構成を、入出力部に接続される各種機器と共に示した回路図である。
電源装置１はハイブリッド車あるいは電気自動車に搭載される降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ等に用いられる。図１に示すように、電源装置１の入力側には高電圧バッテリ２が、出力側には低電圧バッテリ３が接続され、電源装置１は高電圧バッテリ２から低電圧バッテリ３へ降圧動作による電力変換を行い、出力側の電圧を一定に保つように動作する。
A power supply device according to
The
この場合、出力側の低電圧バッテリ３と並列に電気負荷４が接続されており、電源装置１は電気負荷４の電力要求に応じた電力変換を行う。また入力側の高電圧バッテリ２には、電動機として動作すると共に車両減速時には発電機として動作して回生電力を出力する電動発電機１０が、インバータ５を介して接続される。
インバータ５は、電動発電機１０を駆動する際に、すなわち電動発電機１０が電動機として動作する際には、高電圧バッテリ２の直流電力を三相交流電力に変換して電動発電機１０を駆動する。そしてインバータ５は、電動発電機１０を発電機として回生動作させる際には、電動発電機１０で生成された三相交流の回生電力を直流電力に変換して高電圧バッテリ２を充電する。
In this case, the
The
電源装置１は、入力フィルタ部６と、並列接続された２台のＤＣ／ＤＣコンバータである第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８と、出力側の平滑コンデンサ１１とを備えて主回路を構成する。
入力フィルタ部６は２つのコンデンサ６１、６３およびリアクトル６２にて構成される。第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、２直列の半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子）７１、７２と、スイッチング素子７１、７２の接続点に接続された電流平滑用のリアクトル７３と、リアクトル７３に直列接続されリアクトル７３に流れるリアクトル電流ＩＬａを検出する電流検出手段としての電流検出回路７４とを有する。第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７と同じ回路構成であり、２直列のスイッチング素子８１、８２と、電流平滑用のリアクトル８３と、リアクトル８３に流れるリアクトル電流ＩＬｂを検出する電流検出手段としての電流検出回路８４とを有する。
なお、各スイッチング素子７１、７２、８１、８２は、自己消弧型の半導体スイッチング素子、この場合ＭＯＳＦＥＴから成り、それぞれダイオードが逆並列に接続されて構成される。
The
The
Each of the
また、電源装置１は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８を制御する制御装置１４を備え、制御装置１４は、リアクトル電流ＩＬａが連続か不連続かを判定する判定回路としての不連続判定回路１２と、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８への制御信号を生成するコントローラ１３とを備える。さらに電源装置１は、入力電圧Ｖｉｎを検出する電圧センサ１５と、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧センサ１６とを備える。
The
コントローラ１３は、各電流検出回路７４、８４で検出されたリアクトル電流ＩＬａ、ＩＬｂの電流値と、電圧センサ１５、１６で検出された入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値と、不連続判定回路１２の判定結果とが入力され、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の目標電圧となるように、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８をＰＷＭ制御する。これにより電源装置１は、高電圧バッテリ２から低電圧バッテリ３へ降圧動作による電力変換を行う。
The
電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の出力電流であるリアクトル電流ＩＬａと、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電流であるリアクトル電流ＩＬｂとの和である。コントローラ１３は、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の目標電圧となるように出力電流Ｉｏｕｔを制御する。その際、後述する制御モードを切替選択し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ＊と第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の電流指令ＩＬｂ＊とを生成して、リアクトル電流ＩＬａが電流指令ＩＬａ＊に、リアクトル電流ＩＬｂが電流指令ＩＬｂ＊に追従するように、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の各スイッチング素子７１、７２、８１、８２をオンオフする制御信号を生成して出力する。
The output current Iout of the
上述したように、電源装置１は、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の出力電流和で出力電流Ｉｏｕｔを出力するものであるが、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を均等に出力させるように運転する複数台均等モードにて電源装置１が動作した場合と、仮に１台のみ、例えば第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のみ運転する単駆動モードにて電源装置１が動作した場合とでは、変換効率が異なる。複数台均等モードでは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８からそれぞれ出力電流Ｉｏｕｔの１／２ずつ出力させ、単駆動モードでは第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７から出力電流Ｉｏｕｔを出力させ、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８は出力０で待機状態である。
As described above, the
複数台均等モードおよび単駆動モードにおける出力電流Ｉｏｕｔに対する電源装置１の変換効率ηの特性を図２に示す。
図２に示すように、複数台均等モードの変換効率ηを示す効率曲線αおよび単駆動モードの変換効率ηを示す効率曲線βは、それぞれ変換効率ηの極大値を２個有する。効率曲線αでは、Ｉｏｕｔ＝ｉα１の時、変換効率ηは第１極大値αｄｍ（点Ｐ２）となり、Ｉｏｕｔ＝ｉα２（＞ｉα１）の時、変換効率ηは第２極大値である最大値αｍａｘ（点Ｐ３）となる。効率曲線βでは、Ｉｏｕｔ＝ｉβ１の時、変換効率ηは第１極大値βｄｍ（点Ｐ１）となり、Ｉｏｕｔ＝ｉβ２（＞ｉβ１）の時、変換効率ηは第２極大値である最大値βｍａｘ（点Ｑ）となる。
FIG. 2 shows the characteristics of the conversion efficiency η of the
As shown in FIG. 2, the efficiency curve α indicating the conversion efficiency η in the multiple-unit uniform mode and the efficiency curve β indicating the conversion efficiency η in the single drive mode each have two maximum values of the conversion efficiency η. In the efficiency curve α, when Iout = iα1, the conversion efficiency η is the first maximum value αdm (point P2), and when Iout = iα2 (> iα1), the conversion efficiency η is the maximum value αmax (the second maximum value). Point P3). In the efficiency curve β, when Iout = iβ1, the conversion efficiency η is the first maximum value βdm (point P1), and when Iout = iβ2 (> iβ1), the conversion efficiency η is the maximum value βmax (the second maximum value). Point Q).
ＤＣ／ＤＣコンバータで構成される電源装置１における出力電流Ｉｏｕｔに対する変換効率ηは、入出力電圧が一定の場合、電源装置１の全損失Ｐｌｏｓｓを用いて以下の式（１）で計算できる。
η（Ｉｏｕｔ）＝（Ｖｏｕｔ・Ｉｏｕｔ）
／（Ｖｏｕｔ・Ｉｏｕｔ＋Ｐｌｏｓｓ（Ｉｏｕｔ））
・・・式（１）
The conversion efficiency η with respect to the output current Iout in the
η (Iout) = (Vout · Iout)
/ (Vout · Iout + Ploss (Iout))
... Formula (1)
なお、出力電流Ｉｏｕｔに対する電源装置１の全損失Ｐｌｏｓｓ（Ｉｏｕｔ）は、係数ａ、ｂ、ｃを用いて以下の式（２）で示される。
Ｐｌｏｓｓ（Ｉｏｕｔ）＝ａ（Ｉｏｕｔ）２＋ｂ（Ｉｏｕｔ）＋ｃ ・・・式（２）
The total loss Ploss (Iout) of the
Ploss (Iout) = a (Iout) 2 + b (Iout) + c (2)
上記式（１）（２）から、変換効率ηが第２極大値で最大値となるＩｏｕｔは、以下のように求められる。
ｄη（Ｉｏｕｔ）／ｄ（Ｉｏｕｔ）＝０
から、Ｉｏｕｔ＝（ｃ／ａ）１／２ ・・・式（３）
From the above formulas (1) and (2), Iout at which the conversion efficiency η becomes the maximum value at the second maximum value is obtained as follows.
dη (Iout) / d (Iout) = 0
From, Iout = (c / a) 1/2 ... Formula (3)
式（２）で用いる係数ａ、ｂ、ｃを、複数台均等モードの場合は、ａα、ｂα、ｃαとし、単駆動モードの場合は、ａβ、ｂβ、ｃβとする。
また式（２）において、出力電流Ｉｏｕｔに対して固定の損失ｃは、主にリアクトル７３、８３の鉄損である。単駆動モードではリアクトル８３の鉄損が発生しないため、
ｃα≒２（ｃβ） ・・・式（４）
となる。また出力電流Ｉｏｕｔの２次の損失は主に抵抗成分であり、その係数ａについては、
ａβ≒２（ａα） ・・・式（５）
となる。
The coefficients a, b, and c used in Equation (2) are aα, bα, and cα in the case of the multiple unit uniform mode, and aβ, bβ, and cβ in the single drive mode.
In the formula (2), the fixed loss c with respect to the output current Iout is mainly the iron loss of the
cα≈2 (cβ) (4)
It becomes. The secondary loss of the output current Iout is mainly a resistance component, and the coefficient a is
aβ≈2 (aα) (5)
It becomes.
式（３）より、効率曲線αでは、Ｉｏｕｔ＝ｉα２＝（ｃα／ａα）１／２の時、変換効率ηは最大値αｍａｘ（点Ｐ３）となる。また効率曲線βでは、Ｉｏｕｔ＝ｉβ２＝（ｃβ／ａβ）１／２の時、変換効率ηは最大値βｍａｘ（点Ｑ）となる。そして、ｉα２、ｉβ２について、式（４）（５）から以下の式（６）が成立する。 From the equation (3), in the efficiency curve α, when Iout = iα2 = (cα / aα) 1/2 , the conversion efficiency η is the maximum value αmax (point P3). In the efficiency curve β, when Iout = iβ2 = (cβ / aβ) 1/2 , the conversion efficiency η becomes the maximum value βmax (point Q). For iα2 and iβ2, the following equation (6) is established from equations (4) and (5).
一般に、変換効率ηが最大値を満たす出力電流値以下では、急峻に変換効率ηが低下する。これは入力電力が減少して出力電流Ｉｏｕｔの１次と２次の損失が減少し、固定の損失ｃの全損失に占める割合が増大するためである。
効率曲線α、βにおいて、変換効率ηが第１極大値となる点Ｐ２、Ｐ１は、スイッチング素子７１、７２、８１、８２がゼロ電流スイッチングにてスイッチングされ、電源装置１の全損失Ｐｌｏｓｓからスイッチング損失が減少するときである。
リアクトル電流が不連続となるとき、即ち、スイッチング素子７１、７２、８１、８２を流れる電流がスイッチングのタイミングでゼロとなるときゼロ電流スイッチングが成立する。不連続状態のリアクトル電流の波形を、連続状態の波形と共に図３に示す。なお、制御に用いるリアクトル電流や出力電流の電流値は、制御周期の例えば１周期の平均値を用いる。
Generally, when the conversion efficiency η is equal to or less than the output current value that satisfies the maximum value, the conversion efficiency η decreases sharply. This is because the input power is reduced, the primary and secondary losses of the output current Iout are reduced, and the ratio of the fixed loss c to the total loss is increased.
In the efficiency curves α and β, the points P2 and P1 at which the conversion efficiency η becomes the first maximum value are switched from the total loss Ploss of the
When the reactor current becomes discontinuous, that is, when the current flowing through the switching
複数台均等モードの効率曲線αでは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のリアクトル電流ｉＬａ、および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のリアクトル電流ｉＬｂが共に不連続で、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の各スイッチング素子７１、７２、８１、８２のゼロ電流スイッチングが成立する。なお、リアクトル電流ｉＬａとリアクトル電流ｉＬｂとは等しくなるように制御されている。
また単駆動モードの効率曲線βでは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のみ運転しているため、リアクトル電流ｉＬａが不連続で、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の各スイッチング素子７１、７２のゼロ電流スイッチングが成立する。
このため効率曲線α、βにおいて、変換効率ηが第１極大値となる点Ｐ２、Ｐ１の出力電流Ｉｏｕｔであるｉα１、ｉβ１について、以下の式（７）が成立する。
In the efficiency curve α in the multiple-unit uniform mode, the reactor current iLa of the first DC /
Further, in the efficiency curve β of the single drive mode, only the first DC /
Therefore, in the efficiency curves α and β, the following equation (7) is established for iα1 and iβ1 that are the output currents Iout of the points P2 and P1 at which the conversion efficiency η becomes the first maximum value.
図２に示す効率曲線α、βを比較すると、出力電流Ｉｏｕｔがｉβ１以下の時、単駆動モード（効率曲線β）の変換効率ηがより高く、出力電流Ｉｏｕｔがｉα２以上の時、複数台均等モード（効率曲線α）の変換効率ηがより高い。そして、出力電流Ｉｏｕｔがｉα１の周辺では複数台均等モード（効率曲線α）の変換効率ηがより高いことが分かる。 この実施の形態では、出力電流に応じて、より高い変換効率ηが実現できるように、複数台均等モードと単駆動モードと、さらに後述する不連続モードとの３種の制御モードを切替選択して用いる。この不連続モードが第１制御モードであり、単駆動モードが第２制御モード、複数台均等モードが第３制御モードである。これらの制御モードを切り替えることにより、電源装置１は、例えば図２において出力電流の昇順に点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３を通る効率曲線を描く。
When the efficiency curves α and β shown in FIG. 2 are compared, when the output current Iout is equal to or less than iβ1, the conversion efficiency η in the single drive mode (efficiency curve β) is higher, and when the output current Iout is equal to or greater than iα2, a plurality of units are equal The conversion efficiency η of the mode (efficiency curve α) is higher. And it turns out that the conversion efficiency (eta) of multiple unit equal mode (efficiency curve (alpha)) is higher in the periphery of the output current Iout of i (alpha) 1. In this embodiment, according to the output current, three types of control modes of a multiple unit uniform mode, a single drive mode, and a discontinuous mode described later are switched and selected so that higher conversion efficiency η can be realized. Use. This discontinuous mode is the first control mode, the single drive mode is the second control mode, and the multiple unit equal mode is the third control mode. By switching these control modes, the
次に、不連続モードについて説明する。
不連続モードは、出力電流Ｉｏｕｔがｉβ１以上の電流範囲に適用され、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の各スイッチング素子７１、７２がゼロ電流スイッチングするように制御する、即ち第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７をソフトスイッチングコンバータとして運転する。コントローラ１３は、リアクトル電流ｉＬａが不連続となる電流指令ＩＬａ＊を用いて第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７を制御し、要求されている出力電流Ｉｏｕｔ（出力電流指令Ｉｒｅｆ）から電流指令ＩＬａ＊を差し引いた残りの電流値を電流指令ＩＬｂ＊に用いて第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８を制御する。
この不連続モードの期間では、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７でのスイッチング損失の低減効果が継続され、スイッチング損失分の低減効果が効率に与える影響が大きい出力電流範囲では、複数台均等モードや単駆動モードよりも変換効率ηが高くなる。
Next, the discontinuous mode will be described.
The discontinuous mode is applied to a current range in which the output current Iout is iβ1 or more, and controls the switching
In this discontinuous mode period, the effect of reducing the switching loss in the first DC /
これらの制御モードの切替選択は、電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔに応じて行う。ところで、コントローラ１３は、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の目標電圧となるように出力電流指令Ｉｒｅｆを生成して出力電流Ｉｏｕｔを制御している。このため、出力電流Ｉｏｕｔは出力電流指令Ｉｒｅｆに追従制御されており、制御モードの切替選択は出力電流指令Ｉｒｅｆに基づいて行っても良い。
コントローラ１３は、出力電流Ｉｏｕｔの昇順に、単駆動モード、不連続モード、複数台均等モードの順に切替選択するように、単駆動モードと不連続モードとの切り替えに用いる出力電流Ｉｏｕｔの閾値Ｉｓ、および不連続モードと複数台均等モードとの切り替えに用いる出力電流Ｉｏｕｔの閾値Ｉｄ（＞Ｉｓ）を予め設定して保持している。
These control mode switching selections are performed according to the output current Iout of the
The
この実施の形態では、予め測定した効率曲線α、βの第１、第２極大値の出力電流値ｉα１、ｉα２、ｉβ１、ｉβ２に基づいて、閾値Ｉｓをｉβ１以上ｉα１以下の値、例えばｉβ１に設定し、閾値Ｉｄをｉβ２以上ｉα２以下の値、例えばｉα２に設定する。
電源装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御するものであるが、入力電圧Ｖｉｎは高電圧バッテリ２の状態などによって変化する。このため、コントローラ１３は、入力電圧毎に、閾値Ｉｓ、Ｉｄを閾値電流テーブルとして保持し、電圧センサ１５で検出された入力電圧Ｖｉｎに基づき適切な閾値を選択して用いる。
In this embodiment, based on the output current values iα1, iα2, iβ1, iβ2 of the first and second maximum values of the efficiency curves α, β measured in advance, the threshold Is is set to a value not less than iβ1 and not more than iα1, for example, iβ1. The threshold value Id is set to a value not less than iβ2 and not more than iα2, for example, iα2.
The
コントローラ１３による制御モード決定動作を、図４に示すフローチャートに基づいて以下に説明する。
まず、電流検出回路７４、８４で検出したリアクトル電流の和から出力電流Ｉｏｕｔを検出する（Ｓ１）。次に、出力電流Ｉｏｕｔを閾値Ｉｄと比較して（Ｓ２）、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｄより低い時は、さらに出力電流Ｉｏｕｔを閾値Ｉｓと比較する（Ｓ３）。出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓ以下の時は単駆動モードを選択し（Ｓ４）、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓより高い時は不連続モードを選択する（Ｓ５）。また、ステップＳ２において、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｄ以上の時は、複数台均等モードを選択する（Ｓ６）。
The control mode determination operation by the
First, the output current Iout is detected from the sum of the reactor currents detected by the
なお、制御モード決定動作のステップＳ１〜Ｓ６は、所定の繰り返し周期で繰り返し行う。
また、僅かな電流差で頻繁に制御モードが切り替わり電源装置１の動作が不安定になるのを防止するため、各閾値Ｉｓ、Ｉｄにはヒステリシス幅を設けても良い。
Note that steps S1 to S6 of the control mode determination operation are repeated at a predetermined repetition cycle.
Further, in order to prevent the control mode from being frequently switched with a slight current difference and the operation of the
次に、コントローラ１３による制御の詳細を図５に基づいて説明する。
コントローラ１３による第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の制御は、電圧コントローラ２０を用いた電圧フィードバック制御と、電流コントローラ２１、２２を用いた電流フィードバック制御とで構成される。即ち、コントローラ１３は、電圧センサ１６で検出した出力電圧Ｖｏｕｔによる電圧フィードバック制御と、電流検出回路７４、８４で検出されたリアクトル電流ＩＬａ、ＩＬｂによる電流フィードバック制御とによりＤｕｔｙ比を決定して制御信号を生成し、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８をＰＷＭ制御する。
Next, details of the control by the
The control of the first and second DC /
また、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のＰＷＭ制御に用いられるキャリア波との間には１８０度の位相差が設けられる。これにより、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の出力電流（ＩＬａ）と第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の出力電流（ＩＬｂ）とが合成された出力電流Ｉｏｕｔの波形は、ＰＷＭ駆動周波数の倍の周波数で、電流リプルは１／２に低減できる。
A phase difference of 180 degrees is provided between the carrier wave used for PWM control of the first DC /
図５（ａ）に示すように、単駆動モードの場合は、電圧センサ１６で検出した出力電圧Ｖｏｕｔを一定の電圧指令Ｖｒｅｆから減算した偏差が電圧コントローラ２０に入力され、電圧コントローラ２０は、入力された偏差が０となるように出力電流指令Ｉｒｅｆを演算する。そして、この出力電流指令Ｉｒｅｆを第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ＊とし、電流検出回路７４で検出されたリアクトル電流ＩＬａを電流指令ＩＬａ＊から減算した偏差を電流コントローラ２１に入力する。電流コントローラ２１は、入力された偏差が０となるように第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のＤｕｔｙ比Ｄａを生成する。
一方、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の電流指令ＩＬｂ＊は０に設定され、電流コントローラ２２は第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のＤｕｔｙ比Ｄｂ（＝０）を生成する。
そして、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７では、スイッチング素子７１、７２がＤｕｔｙ比Ｄａに応じたオン時間で駆動され、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８では、スイッチング素子８１、８２がオフ状態に固定される。
As shown in FIG. 5A, in the single drive mode, the deviation obtained by subtracting the output voltage Vout detected by the voltage sensor 16 from the constant voltage command Vref is input to the
On the other hand, the current command ILb * of the second DC / DC converter 8 is set to 0, and the
In the first DC /
図５（ｂ）に示すように、不連続モードの場合は、単駆動モードの場合と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔを電圧指令Ｖｒｅｆから減算した偏差が０となるように出力電流指令Ｉｒｅｆが演算される。また、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のリアクトル電流ｉＬａが不連続となる電流値（不連続電流値Ｉｄｉｓ）を取得し、この不連続電流値Ｉｄｉｓを第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ＊とする。なお、不連続電流値Ｉｄｉｓの取得についての詳細は後述する。
そして、電流検出回路７４で検出されたリアクトル電流ＩＬａを電流指令ＩＬａ＊から減算した偏差を電流コントローラ２１に入力する。電流コントローラ２１は、入力された偏差が０となるように第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のＤｕｔｙ比Ｄａを生成する。
As shown in FIG. 5B, in the discontinuous mode, the output current command Iref is calculated so that the deviation obtained by subtracting the output voltage Vout from the voltage command Vref becomes 0, as in the single drive mode. The Further, a current value (discontinuous current value Idis) at which the reactor current iLa of the first DC /
Then, a deviation obtained by subtracting the reactor current ILa detected by the
また、出力電流指令Ｉｒｅｆから第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ＊を差し引いた残りの電流値を電流指令ＩＬｂ＊とする。そして、電流検出回路８４で検出されたリアクトル電流ＩＬｂを電流指令ＩＬｂ＊から減算した偏差を電流コントローラ２２に入力する。電流コントローラ２２は、入力された偏差が０となるように第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のＤｕｔｙ比Ｄｂを生成する。
そして、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７では、スイッチング素子７１、７２がＤｕｔｙ比Ｄａに応じたオン時間で駆動され、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８では、スイッチング素子８１、８２がＤｕｔｙ比Ｄｂに応じたオン時間で駆動される。
The remaining current value obtained by subtracting the current command ILa * of the first DC /
In the first DC /
図５（ｃ）に示すように、複数台均等モードの場合は、単駆動モードの場合と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔを電圧指令Ｖｒｅｆから減算した偏差が０となるように出力電流指令Ｉｒｅｆが演算される。また、出力電流指令Ｉｒｅｆの１／２を第１、２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の各電流指令ＩＬａ＊、ＩＬｂ＊にそれぞれ設定する。
そして、電流検出回路７４で検出されたリアクトル電流ＩＬａを電流指令ＩＬａ＊から減算した偏差を電流コントローラ２１に入力し、電流コントローラ２１は、入力された偏差が０となるように第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のＤｕｔｙ比Ｄａを生成する。また、電流検出回路８４で検出されたリアクトル電流ＩＬｂを電流指令ＩＬｂ＊から減算した偏差を電流コントローラ２２に入力し、電流コントローラ２２は、入力された偏差が０となるように第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のＤｕｔｙ比Ｄｂを生成する。
そして、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７では、スイッチング素子７１、７２がＤｕｔｙ比Ｄａに応じたオン時間で駆動され、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８では、スイッチング素子８１、８２がＤｕｔｙ比Ｄｂに応じたオン時間で駆動される。
As shown in FIG. 5C, the output current command Iref is calculated so that the deviation obtained by subtracting the output voltage Vout from the voltage command Vref is zero in the multiple unit equal mode, as in the single drive mode. Is done. Further, 1/2 of the output current command Iref is set to each of the current commands ILa * and ILb * of the first and second DC /
Then, a deviation obtained by subtracting the reactor current ILa detected by the
In the first DC /
不連続モードにおける不連続電流値Ｉｄｉｓの取得は、制御装置１４内の不連続判定回路１２を用いて行う。不連続判定回路１２は、リアクトル電流ＩＬａの瞬時値およびその時間微分値が共に０である不連続状態を検出してリアクトル電流ＩＬａが不連続と判定する論理回路から成る。この場合、検出されたリアクトル電流ＩＬａを電圧変換した電圧値Ｖ（ＩＬ）を用いて判定するものを示す。
図６は不連続判定回路１２の論理回路図であり、図７は不連続判定回路１２の各部の出力波形図である。
図６に示すように、不連続判定回路１２は、電圧値Ｖ（ＩＬ）を微分する微分回路２５と、電圧値Ｖ（ＩＬ）が０であることを判断する論理回路２６ａと、微分回路２５からの微分値２５ａが０であることを判断する論理回路２６ｂと、ＡＮＤ回路３１とを備える。
また、リアクトル電流ＩＬａを電圧変換した電圧値Ｖ（ＩＬ）の波形を図７（ａ）に、電圧値Ｖ（ＩＬ）を時間微分した微分値（ｄＶ（ＩＬ）／ｄｔ）２５ａの波形を図７（ｂ）に、論理回路２６ｂの出力３０ｂの波形を図７（ｃ）に、それぞれ示す。
Acquisition of the discontinuous current value Idis in the discontinuous mode is performed using the
FIG. 6 is a logic circuit diagram of the
As shown in FIG. 6, the
FIG. 7A shows the waveform of the voltage value V (IL) obtained by voltage conversion of the reactor current ILa, and FIG. 7B shows the waveform of the differential value (dV (IL) / dt) 25a obtained by time differentiation of the voltage value V (IL). 7 (b) shows the waveform of the
図６、図７に示すように、論理回路２６ａでは、０に相当する電圧値に微少な電圧差を加算した値Ｖ１と、減算した値Ｖ２とを用い、コンパレータ２７ａは電圧値Ｖ（ＩＬ）とＶ２とを比較し、コンパレータ２８ａは電圧値Ｖ（ＩＬ）とＶ１とを比較する。そして、ＡＮＤ回路２９ａの出力３０ａは、電圧値Ｖ（ＩＬ）が、Ｖ２＜Ｖ（ＩＬ）≦Ｖ１のときにＨｉとなる。
また、微分回路２５は、電圧値Ｖ（ＩＬ）を時間微分した微分値２５ａを出力する。論理回路２６ｂでは、論理回路２６ａと同様に、コンパレータ２７ｂは微分値２５ａとＶ２とを比較し、コンパレータ２８ｂは微分値２５ａとＶ１とを比較する。そして、ＡＮＤ回路２９ｂの出力３０ｂは、微分値２５ａが、Ｖ２＜微分値２５ａ≦Ｖ１のときにＨｉとなる。
As shown in FIGS. 6 and 7, the
The
ＡＮＤ回路３１は、出力３０ａ、３０ｂが共にＨｉである時、Ｈｉ信号を出力して不連続状態を検出する。この不連続状態の期間は、出力３０ｂのＨｉ期間の内、矢印３２にて示される期間である（図７（ｃ）参照）。
コントローラ１３は、不連続判定回路１２により不連続状態と判定された場合に、その時のリアクトル電流ＩＬａの電流平均値を、不連続電流値Ｉｄｉｓとして取得する。
The AND
When it is determined by the
このように、不連続モードでの制御において、不連続判定回路１２を用いて取得された不連続電流値Ｉｄｉｓを第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の電流指令ＩＬａ＊とするため、リアクトル７３のインダクタンス値のばらつき等に拘わらず、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の各スイッチング素子７１、７２のゼロ電流スイッチングが確実に成立して、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７をソフトスイッチングコンバータとして運転することができる。
なお、不連続判定回路１２は、リアクトル電流が不連続か否かを判定するものであれば良く、上記構成に限るものではない。
Thus, in the control in the discontinuous mode, the discontinuous current value Idis acquired using the
The
以上のように、この実施の形態では、出力電流Ｉｏｕｔに応じて、複数の制御モードである単駆動モード、不連続モード、複数台均等モードから１つを選択して第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を制御するため、電源装置１は高い変換効率を実現できる。また不連続モードでは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７をソフトスイッチングコンバータとして運転し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８から残りの出力電流を得るように運転することで、効果的にスイッチング損失の低減が図れる。
さらに、各制御モードの切り替えは、予め設定された閾値にて行い、高い変換効率を実現できる制御モードを容易に切替選択して第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を信頼性良く制御できる。
As described above, in this embodiment, according to the output current Iout, one of the plurality of control modes, that is, the single drive mode, the discontinuous mode, and the multiple unit equal mode is selected, and the first and second DC / DC Since the
Furthermore, each control mode is switched at a preset threshold value, and the first and second DC /
実施の形態２．
上記実施の形態１では、制御装置１４は、不連続判定回路１２を備えて不連続電流値Ｉｄｉｓを取得したが、不連続電流値Ｉｄｉｓは演算により取得しても良い。
降圧動作を行う第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７では、リアクトル電流ＩＬａの電流リプルΔＩＬは、ＰＷＭ制御のスイッチング周波数ｆｓｗと、リアクトル７３のインダクタンス値Ｌとを用いて、以下の式（８）で演算できる。
ΔＩＬ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）・（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）／（ｆｓｗ・Ｌ）
・・・式（８）
In the first embodiment, the
In the first DC /
ΔIL = (Vin−Vout) · (Vout / Vin) / (fsw · L)
... Formula (8)
演算されたΔＩＬの１／２の値を不連続電流値Ｉｄｉｓとする。
これにより電源装置１は、不連続判定回路１２を不要にして簡易な構成で高い変換効率を実現できる。
The calculated half value of ΔIL is defined as a discontinuous current value Idis.
As a result, the
なお、演算された不連続電流値Ｉｄｉｓに基づいて閾値Ｉｓを決定しても良い。またその場合、閾値Ｉｄに定格電圧など既知の電圧値を用いる事で、入力電圧毎に閾値Ｉｓ、Ｉｄを閾値電流テーブルとして保持するのを不要にできる。 The threshold value Is may be determined based on the calculated discontinuous current value Idis. In that case, by using a known voltage value such as a rated voltage as the threshold value Id, it is unnecessary to hold the threshold values Is and Id as a threshold current table for each input voltage.
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電源装置について説明する。図８は、この発明の実施の形態３による電源装置の構成を、入出力部に接続される各種機器と共に示した回路図である。
この実施の形態３では、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８にそれぞれ温度検出回路７５、８５を設け、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の回路上の位置で温度を検出する。温度検出回路７５、８５で検出された各温度Ｔ１、Ｔ２はコントローラ１３に入力される。
コントローラ１３には、各電流検出回路７４、８４で検出されたリアクトル電流ＩＬａ、ＩＬｂの電流値と、電圧センサ１５、１６で検出した入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値と、不連続判定回路１２の判定結果と、温度検出回路７５、８５で検出された各温度Ｔ１、Ｔ２とが入力され、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の目標電圧となるように、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７および第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８をＰＷＭ制御する。
その他の構成は上記実施の形態１と同様である。
Next, a power supply device according to
In the third embodiment, the first and second DC /
The
Other configurations are the same as those in the first embodiment.
この実施の形態においても、コントローラ１３は上記実施の形態１と同様の制御モードである単駆動モード、不連続モード、複数台均等モードを備えて第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を制御する。
また、上記実施の形態１と同様の閾値Ｉｓ、Ｉｄを保持して出力電流Ｉｏｕｔに応じて制御モードを切替選択する。コントローラ１３による制御モード決定動作を、図９に示すフローチャートに基づいて以下に説明する。
Also in this embodiment, the
Further, the same threshold values Is and Id as in the first embodiment are held, and the control mode is switched and selected according to the output current Iout. The control mode determination operation by the
まず、電流検出回路７４、８４で検出したリアクトル電流の和から出力電流Ｉｏｕｔを検出する（Ｓ１）。次に、温度検出回路７５で検出された第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７の温度Ｔ１が設定された基準値Ｔｒｅｆを超えると、複数台均等モードを選択し（ＳＳ１）、温度検出回路８５で検出された第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８の温度Ｔ２が設定された基準値Ｔｒｅｆを超えると、複数台均等モードを選択する（ＳＳ２）。
次に、出力電流Ｉｏｕｔを閾値Ｉｄと比較して（Ｓ２）、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｄより低い値の時は、さらに出力電流Ｉｏｕｔを閾値Ｉｓと比較する（Ｓ３）。出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓ以下の時は単駆動モードを選択し（Ｓ４）、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓより高い値の時は不連続モードを選択する（Ｓ５）。また、ステップＳ２において、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｄ以上の時は、複数台均等モードを選択する（Ｓ６）。
First, the output current Iout is detected from the sum of the reactor currents detected by the
Next, the output current Iout is compared with the threshold value Id (S2). When the output current Iout is lower than the threshold value Id, the output current Iout is further compared with the threshold value Is (S3). When the output current Iout is less than or equal to the threshold Is, the single drive mode is selected (S4), and when the output current Iout is higher than the threshold Is, the discontinuous mode is selected (S5). In step S2, when the output current Iout is greater than or equal to the threshold value Id, the multiple unit equal mode is selected (S6).
なお、一連の制御モード決定動作のステップＳ１、ＳＳ１、ＳＳ２、Ｓ２〜Ｓ６は、所定の繰り返し周期である期間Ｔで繰り返し行うものである。
なお、期間Ｔは、制御モードの切り替え、特に第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の運転台数の切り替え時において、検出される出力電流Ｉｏｕｔが安定するのに要する時間に基づいて設定される。これにより、制御モードの切り替え時に発生する共振や振動による出力電流Ｉｏｕｔの一時的な変動により制御モードを頻繁に切り替えることが防止でき決定動作が信頼性良く行える。
また、僅かな電流差で頻繁に制御モードが切り替わり電源装置１の動作が不安定になるのを防止するため、各閾値Ｉｓ、Ｉｄにはヒステリシス幅を設けても良い。
Note that steps S1, SS1, SS2, and S2 to S6 of the series of control mode determination operations are repeatedly performed in a period T that is a predetermined repetition period.
The period T is set based on the time required for the detected output current Iout to be stable when switching the control mode, particularly when switching the number of operating first and second DC /
Further, in order to prevent the control mode from being frequently switched with a slight current difference and the operation of the
この実施の形態では、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の温度を検出する温度検出回路７５、８５を備え、各検出温度Ｔ１、Ｔ２の内、少なくとも１つが基準値Ｔｒｅｆを超えると、出力電流Ｉｏｕｔに拘わらず複数台均等モードを選択するようにした。このため、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８の温度上昇を抑制でき、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８内の各素子の劣化を防止して信頼性を高めることができる。
In this embodiment,
上記各実施の形態では、単駆動モードでは第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７のみを運転するものとしたが、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のみを運転しても良く、また不連続モードにおいて、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８をソフトスイッチングコンバータとして運転し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ７から残りの出力電流を得るように運転しても良い。なお、その場合、不連続判定回路１２は第２ＤＣ／ＤＣコンバータ８のリアクトル電流ＩＬｂが不連続であるか否かを判定する。
In each of the above embodiments, only the first DC /
実施の形態４．
上記各実施の形態では、電源装置１は、２台のＤＣ／ＤＣコンバータである第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ７、８を並列接続して備えたが、３台以上のＤＣ／ＤＣコンバータを並列接続して備えても良い。この実施の形態による電源装置は、Ｎ台（３台以上）のＤＣ／ＤＣコンバータが並列接続され、制御装置１４は、上記実施の形態１と同様に、出力電流Ｉｏｕｔに応じて単駆動モード、不連続モード、複数台均等モードの制御モードを切替選択して各ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する。即ち、予め設定された閾値Ｉｓ、Ｉｄ（＞Ｉｓ）を保持して、出力電流Ｉｏｕｔが、閾値Ｉｓ以下の時は単駆動モードを選択し、閾値Ｉｄ以上の時は複数台均等モードを選択する。そして、出力電流Ｉｏｕｔが閾値Ｉｓより高く閾値Ｉｄより低い時は不連続モードを選択する。
In each of the above embodiments, the
制御装置１４による単駆動モードおよび複数台均等モードの制御については上記実施の形態１と同様である。即ち、単駆動モードでは１台のみ運転し、複数台均等モードはＮ台のＤＣ／ＤＣコンバータに対し同じ電流指令を用いて運転する。複数台均等モードでの各電流指令は、出力電流指令Ｉｒｅｆの１／Ｎとなる。
また、不連続モードの制御については、Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内のｋ台を運転し、その内、（ｋ−１）台をソフトスイッチングコンバータとして運転する。そして、出力電流Ｉｏｕｔが上昇するとＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数を増加させる。
即ち、（ｋ−１）台のＤＣ／ＤＣコンバータに対して、それぞれリアクトル電流ｉＬが不連続となる電流値（不連続電流値Ｉｄｉｓ）を取得し、この不連続電流値Ｉｄｉｓを各ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令ＩＬ＊とする。そして、残りの出力電流をｋ台目のＤＣ／ＤＣコンバータが出力するように運転する。これにより効果的にスイッチング損失の低減が図れる。
The control in the single drive mode and the multiple unit equal mode by the
For the control in the discontinuous mode, k units in N DC / DC converters are operated, and (k-1) units are operated as soft switching converters. When the output current Iout increases, the number of operating DC / DC converters is increased.
That is, for each of the (k−1) DC / DC converters, a current value (discontinuous current value Idis) at which the reactor current iL becomes discontinuous is obtained, and the discontinuous current value Idis is obtained for each DC / DC. The current command IL * of the converter is used. The remaining output current is operated so that the kth DC / DC converter outputs it. As a result, switching loss can be effectively reduced.
なお、不連続判定回路１２は、全てのＤＣ／ＤＣコンバータ、あるいはソフトスイッチングコンバータとして運転しない１台を除く（Ｎ−１）台のＤＣ／ＤＣコンバータの各リアクトル電流が不連続であるか否かを判定する。
The
不連続モードが選択されている時、ＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数の切り替えは、予め設定された出力電流Ｉｏｕｔの閾値Ｉｋ（ｋは３〜Ｎ）に基づいて行う。閾値Ｉｋは運転台数が（ｋ−１）台とｋ台との切り替えに用いられる。なお、運転台数が１台と２台との切り替えは、単駆動モードと不連続モードとの切り替えであるため、閾値Ｉｓが用いられる。
閾値Ｉｋは、例えば、図２で示したｉβ１の（ｋ−１）倍で設定される。また、僅かな電流差で頻繁に制御モードが切り替わり電源装置の動作が不安定になるのを防止するため、各閾値Ｉｋにヒステリシス幅を設けても良い。
When the discontinuous mode is selected, the number of operating DC / DC converters is switched based on a preset threshold value Ik (k is 3 to N) of the output current Iout. The threshold value Ik is used for switching between (k−1) units and k units. Note that the switching between the number of operating units of 1 and 2 is switching between the single drive mode and the discontinuous mode, so the threshold value Is is used.
The threshold value Ik is set, for example, as (k−1) times iβ1 shown in FIG. Further, a hysteresis width may be provided for each threshold value Ik in order to prevent the control mode from being frequently switched by a slight current difference and the operation of the power supply apparatus from becoming unstable.
制御装置１４は、出力電流Ｉｏｕｔに応じて制御モードを切替選択し、不連続モードの場合はＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数をさらに決定し、各ＤＣ／ＤＣコンバータの電流指令を決定する。即ち、出力電流Ｉｏｕｔに応じて、各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し、運転要否と運転時の電流指令を決定して制御する。これにより、電源装置は高い変換効率を実現できる。
The
なお上記実施の形態では、不連続モードの制御について、Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内のｋ台を運転し、その内、（ｋ−１）台をソフトスイッチングコンバータとして運転するとしたが、ｋ台の内、少なくとも１台をソフトスイッチングコンバータとして運転するものでも良く、スイッチング損失低減の効果が得られる。 In the above embodiment, for discontinuous mode control, k units in N DC / DC converters are operated, and (k-1) units are operated as soft switching converters. Of these, at least one unit may be operated as a soft switching converter, and an effect of reducing switching loss can be obtained.
また、単駆動モード、複数台均等モードの制御については、上述した制御に限るものではなく、不連続モードを含んで制御モードを切替選択して用いる事で、電源装置は効果的にスイッチング損失の低減が図れ、高い変換効率を実現できる。 Further, the control in the single drive mode and the multiple unit equal mode is not limited to the above-described control, and the power supply device can effectively reduce the switching loss by switching and selecting the control mode including the discontinuous mode. Reduction can be achieved and high conversion efficiency can be realized.
またこの発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 Further, within the scope of the present invention, the embodiments can be freely combined, or the embodiments can be appropriately modified or omitted.
１ 電源装置、７ 第１ＤＣ／ＤＣコンバータ、８ 第１ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１２ 不連続判定回路、１３ コントローラ、１４ 制御装置、
７１，７２ スイッチング素子、７３ リアクトル、７４ 電流検出回路、
７５ 温度検出回路、８１，８２ スイッチング素子、８３ リアクトル、
８４ 電流検出回路、８５ 温度検出回路。
1 power supply device, 7 first DC / DC converter, 8 first DC / DC converter,
12 discontinuity determination circuit, 13 controller, 14 control device,
71, 72 switching element, 73 reactor, 74 current detection circuit,
75 temperature detection circuit, 81, 82 switching element, 83 reactor,
84 Current detection circuit, 85 Temperature detection circuit.
Claims (12)
上記各ＤＣ／ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子およびリアクトルを有するチョッパ回路部と、該リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段とを備え、
上記制御装置は、上記各リアクトル電流の総和である出力電流に応じて、第１制御モードを含む複数の制御モードから１つを選択して、上記各ＤＣ／ＤＣコンバータに対し、運転要否と運転時の電流指令を決定して制御し、
上記第１制御モードは、上記Ｎ台のＤＣ／ＤＣコンバータ内の複数台を運転し、その内の少なくとも１台を、上記半導体スイッチング素子をゼロ電流スイッチングさせるソフトスイッチングコンバータとして運転するものである
ことを特徴とする電源装置。 In a power supply apparatus that includes N DC / DC converters connected in parallel and a control device that controls each of the DC / DC converters, and outputs a DC voltage of a constant voltage,
Each of the DC / DC converters includes a chopper circuit unit having a semiconductor switching element and a reactor, and current detection means for detecting a reactor current flowing through the reactor,
The control device selects one of a plurality of control modes including the first control mode according to the output current that is the sum of the reactor currents, and determines whether or not the DC / DC converter needs to be operated. Determine and control the current command during operation,
In the first control mode, a plurality of the N DC / DC converters are operated, and at least one of them is operated as a soft switching converter that performs zero current switching of the semiconductor switching element. A power supply characterized by.
上記制御装置は、上記第１制御モードを選択時に、上記出力電流の昇順にｋを２からＮまで増加させて上記ＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数を切り替えることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。 The first control mode is to operate k units in the N DC / DC converters, of which (k-1) units are operated as the soft switching converters,
2. The control device according to claim 1, wherein when the first control mode is selected, the number of operating DC / DC converters is switched by increasing k from 2 to N in ascending order of the output current. The power supply device according to any one of 5.
上記制御装置は、上記出力電流の昇順に、上記第２制御モード、上記第１制御モード、上記第３制御モードの順に切替選択することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電源装置。 The plurality of control modes include the first control mode, the second control mode that operates only one of the N DC / DC converters, and the N DC / DC converters. A third control mode in which each current command is equally determined and operated,
7. The control device according to claim 1, wherein the control device switches and selects the second control mode, the first control mode, and the third control mode in ascending order of the output current. The power supply device according to item.
上記制御装置は、各検出温度の内、少なくとも１つが基準値を超えると、上記出力電流に拘わらず上記第３制御モードを選択することを特徴とする請求項７に記載の電源装置。 Means for detecting the temperature of each DC / DC converter,
The power supply device according to claim 7, wherein the control device selects the third control mode regardless of the output current when at least one of the detected temperatures exceeds a reference value.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014019063A JP6124262B2 (en) | 2014-02-04 | 2014-02-04 | Power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014019063A JP6124262B2 (en) | 2014-02-04 | 2014-02-04 | Power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2015146699A true JP2015146699A (en) | 2015-08-13 |
| JP6124262B2 JP6124262B2 (en) | 2017-05-10 |
Family
ID=53890663
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2014019063A Active JP6124262B2 (en) | 2014-02-04 | 2014-02-04 | Power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6124262B2 (en) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017079558A (en) * | 2015-10-21 | 2017-04-27 | トヨタ自動車株式会社 | Power supply device |
| JP2017093009A (en) * | 2015-11-02 | 2017-05-25 | 三菱電機株式会社 | Switching power supply device and power conversion device |
| KR20180071965A (en) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | 도요타지도샤가부시키가이샤 | Power supply system for electric vehicle |
| JP2020018106A (en) * | 2018-07-25 | 2020-01-30 | 富士電機株式会社 | Power conversion apparatus |
| US10848065B2 (en) | 2017-07-13 | 2020-11-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device, power conversion system, and power conversion device operation method |
| JP2021087294A (en) * | 2019-11-27 | 2021-06-03 | トヨタ自動車株式会社 | Controller for multi-phase converter and power supply system |
| FR3128597A1 (en) * | 2021-10-27 | 2023-04-28 | Commissariat à l'Energie Atomique et aux Energies Alternatives | Electrical conversion system for vehicle battery |
| US11893435B2 (en) | 2020-06-25 | 2024-02-06 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Internal voltage generation circuit of smart card and smart card including the same |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009077537A (en) * | 2007-09-20 | 2009-04-09 | Toyota Motor Corp | Parallel-connected type dc-dc converter circuit |
| JP2010279151A (en) * | 2009-05-28 | 2010-12-09 | Toyota Motor Corp | Device for detection of average reactor current |
| JP2012005335A (en) * | 2010-06-21 | 2012-01-05 | Fujitsu Ltd | Regulator device |
| JP2012161215A (en) * | 2011-02-03 | 2012-08-23 | Daihen Corp | Converter control device and system interconnection inverter system using the same |
| JP2012244862A (en) * | 2011-05-24 | 2012-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | Dc/dc converter device |
| JP2013048553A (en) * | 2007-11-20 | 2013-03-07 | Nissin Electric Co Ltd | Method of controlling step-up chopper circuit |
| JP2013106433A (en) * | 2011-11-14 | 2013-05-30 | Panasonic Corp | Power conditioner for photovoltaic power generation |
-
2014
- 2014-02-04 JP JP2014019063A patent/JP6124262B2/en active Active
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009077537A (en) * | 2007-09-20 | 2009-04-09 | Toyota Motor Corp | Parallel-connected type dc-dc converter circuit |
| JP2013048553A (en) * | 2007-11-20 | 2013-03-07 | Nissin Electric Co Ltd | Method of controlling step-up chopper circuit |
| JP2010279151A (en) * | 2009-05-28 | 2010-12-09 | Toyota Motor Corp | Device for detection of average reactor current |
| JP2012005335A (en) * | 2010-06-21 | 2012-01-05 | Fujitsu Ltd | Regulator device |
| JP2012161215A (en) * | 2011-02-03 | 2012-08-23 | Daihen Corp | Converter control device and system interconnection inverter system using the same |
| JP2012244862A (en) * | 2011-05-24 | 2012-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | Dc/dc converter device |
| JP2013106433A (en) * | 2011-11-14 | 2013-05-30 | Panasonic Corp | Power conditioner for photovoltaic power generation |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017079558A (en) * | 2015-10-21 | 2017-04-27 | トヨタ自動車株式会社 | Power supply device |
| JP2017093009A (en) * | 2015-11-02 | 2017-05-25 | 三菱電機株式会社 | Switching power supply device and power conversion device |
| KR20180071965A (en) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | 도요타지도샤가부시키가이샤 | Power supply system for electric vehicle |
| KR101971369B1 (en) | 2016-12-20 | 2019-08-13 | 도요타지도샤가부시키가이샤 | Power supply system for electric vehicle |
| US10848065B2 (en) | 2017-07-13 | 2020-11-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device, power conversion system, and power conversion device operation method |
| JP2020018106A (en) * | 2018-07-25 | 2020-01-30 | 富士電機株式会社 | Power conversion apparatus |
| JP7147325B2 (en) | 2018-07-25 | 2022-10-05 | 富士電機株式会社 | power converter |
| JP2021087294A (en) * | 2019-11-27 | 2021-06-03 | トヨタ自動車株式会社 | Controller for multi-phase converter and power supply system |
| JP7160021B2 (en) | 2019-11-27 | 2022-10-25 | トヨタ自動車株式会社 | Control device and power supply system for multi-phase converter |
| US11893435B2 (en) | 2020-06-25 | 2024-02-06 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Internal voltage generation circuit of smart card and smart card including the same |
| FR3128597A1 (en) * | 2021-10-27 | 2023-04-28 | Commissariat à l'Energie Atomique et aux Energies Alternatives | Electrical conversion system for vehicle battery |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP6124262B2 (en) | 2017-05-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6124262B2 (en) | Power supply | |
| JP6067116B2 (en) | DC / DC converter | |
| JP6357976B2 (en) | DC power supply | |
| JP6062058B2 (en) | Power converter | |
| JP6153144B1 (en) | Control device and control method for DC / DC converter | |
| JP6223609B2 (en) | DC / DC converter | |
| EP3203626B1 (en) | Power conversion device | |
| US20130286699A1 (en) | Power supplying apparatus, method of operating the same, and solar power generation system including the same | |
| JP2015095935A (en) | Power conversion device | |
| US10003264B2 (en) | DC/DC converter | |
| JP6065753B2 (en) | DC / DC converter and battery charge / discharge device | |
| JP2015213402A (en) | Dc/dc converter | |
| JP2014197945A (en) | Power conversion device and motor drive device having the same | |
| JP6142926B2 (en) | Power converter | |
| JP5586096B2 (en) | Power converter | |
| JP2014096899A (en) | Power conversion device, and system interconnection system | |
| KR101575493B1 (en) | Method for estimating current of DC-DC converter | |
| JP2021184655A (en) | Controller of dc-dc converter | |
| JP6285803B2 (en) | Power converter | |
| JP5546052B2 (en) | Power converter | |
| JP4761201B2 (en) | Power converter | |
| JP6301039B1 (en) | Power converter | |
| JP6015800B1 (en) | DC / AC system interconnection device | |
| Feng et al. | A digital control algorithm for DC-DC converters under input voltage changes | |
| JP6034143B2 (en) | Power converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20151019 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160830 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20160831 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20161024 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20170228 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20170328 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6124262 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |