JP2015012376A

JP2015012376A - 変調回路及び無線通信装置

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Publication number: JP2015012376A
Application number: JP2013135087A
Authority: JP
Inventors: 幸谷　真人; Masato Koya; 真人幸谷
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2013-06-27
Filing date: 2013-06-27
Publication date: 2015-01-19
Also published as: KR20150001573A

Abstract

【課題】オン／オフ比の改善や短パルス性の向上が可能な変調回路及び無線通信装置を提供する。【解決手段】ゲート端子に第１の信号が入力される第１のトランジスタと、ソース端子が前記第１のトランジスタのドレイン端子に接続されることで当該第１のトランジスタにカスコード接続され、ゲート端子に前記第１の信号よりも周波数の低い第２の信号が入力され、前記第１の信号により前記第２の信号を変調して出力する第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタの出力側に設けられたスイッチ回路と、を備え、前記スイッチ回路は、前記第２のトランジスタのオフ状態への切り替えに同期してオン状態となり、前記第２のトランジスタのオン状態への切り替えに同期してオフ状態となることを特徴とする、変調回路。【選択図】図５

Description

本発明は、変調回路及び無線通信装置に関する。

無線通信技術の進歩により、搬送波信号の高周波化とデジタル信号の広帯域化による高速大容量無線通信の技術が実用化されつつある。

特開２００９−１７７８０１号公報

Ｒｅｆ. ＪａｅＪｉｎＬｅｅ, ＳｔｕｄｅｎｔＭｅｍｂｅｒ, ＩＥＥＥ, ａｎｄＣｈｕｌＳｏｏｎＰａｒｋ, ＳｅｎｉｏｒＭｅｍｂｅｒ, ＩＥＥＥ, "６０−ＧＨｚＧｉｇａｂｉｔｓ・Ｐｅｒ・ＳｅｃｏｎｄＯＯＫＭｏｄｕｌａｔｏｒＷｉｔｈＨｉｇｈＯｕｔｐｕｔＰｏｗｅｒｉｎ９０−ｎｍＣＭＯＳ", ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＣＩＲＣＵＩＴＳＡＮＤＳＹＳＴＥＭＳ.ＩＩ：ＥＸＰＲＥＳＳＢＲＩＥＦＳ, ＶＯＬ. ５８, ＮＯ. ５, ＭＡＹ２０１１

一方で、搬送波信号の高周波化に伴い、装置内の各素子の寄生容量が無視できなくなり、キャリアリーク（Ｃａｒｒｉｅｒｌｅａｋ）がノイズとして顕在化する場合があり、従来からキャリアリークを除去するための技術が検討されてきた。例えば、特許文献１には、逓倍技術を利用し、オン区間とオフ区間とで信号を周波数分離し、フィルタを介すことでキャリアリークを抑圧して高いオン／オフ比の変調波信号を生成する技術が開示されている。

一方で、特許文献１に係る信号変調回路では、オン／オフ比や短パルス性が搬送波の信号レベルに依存するという問題がある。そのため、より安定した無線通信を実現するために、通信品質の向上が求められている。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、オン／オフ比の改善や短パルス性の向上が可能な、新規かつ改良された変調回路及び無線通信装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、ゲート端子に第１の信号が入力される第１のトランジスタと、ソース端子が前記第１のトランジスタのドレイン端子に接続されることで当該第１のトランジスタにカスコード接続され、ゲート端子に前記第１の信号よりも周波数の低い第２の信号が入力され、前記第１の信号により前記第２の信号を変調して出力する第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタの出力側に設けられたスイッチ回路と、を備え、前記スイッチ回路は、前記第２のトランジスタのオフ状態への切り替えに同期してオン状態となり、前記第２のトランジスタのオン状態への切り替えに同期してオフ状態となることを特徴とする、変調回路が提供される。

上記変調回路は、前記第２の信号を反転させて、反転後の当該第２の信号を前記第２のトランジスタのゲート端子に入力させるインバータを備え、前記スイッチ回路は、前記インバータにより反転される前の前記第２の信号により切り替えが制御されてもよい。

前記スイッチ回路は、第３のトランジスタからなり、前記インバータにより反転される前の前記第２の信号がゲート端子に入力されることで駆動してもよい。

上記変調回路は、前記第２のトランジスタのゲート端子側に、前記第１のトランジスタから出力された前記第１の信号を遮断するフィルタを備えてもよい。

上記変調回路は、前記第２のトランジスタのゲート端子側に信号増幅部を備え、前記信号増幅部は、前記第２の信号を受けて、自身を駆動させる電源電圧に基づく振幅値を有するデジタル信号を前記第２のトランジスタのゲート端子に向けて出力してもよい。

前記信号増幅部は、複数のインバータが直列に接続されて構成されてもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、デジタル信号を、前記デジタル信号よりも周波数の高い搬送波で変調して変調信号を出力する変調回路と、前記変調信号を送信する送信部とを、を備えた、無線通信装置であって、前記変調回路は、ゲート端子に前記搬送波が入力される第１のトランジスタと、ソース端子が前記第１のトランジスタのドレイン端子に接続されることで当該第１のトランジスタにカスコード接続され、ゲート端子に前記デジタル信号が入力され、前記搬送波により前記デジタル信号を変調して出力する第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタの出力側に設けられたスイッチ回路と、を備え、前記スイッチ回路は、前記第２のトランジスタのオフ状態への切り替えに同期してオン状態となり、前記第２のトランジスタのオン状態への切り替えに同期してオフ状態となることを特徴とする、無線通信装置が提供される。

以上説明したように本発明によれば、オン／オフ比の改善や短パルス性の向上が可能な変調回路及び無線通信装置を提供することが可能となる。

無線通信を実現するための概略的な構成の一例について説明するための図である。変調波信号が時間とともに変化する一例を示した図である。変調波信号の品質について説明するための図である。変調波信号の品質について説明するための図である。第１の実施形態に係る変調回路の構成の一例を示した回路図である。第２の実施形態に係る変調回路の構成の一例を示した回路図である。信号増幅部による増幅前後の入力信号の波形の一例を示している。実施例１に係る変調回路から出力される変調波信号のシミュレーション結果である。比較例１に係る変調回路から出力される変調波信号のシミュレーション結果である。比較例２に係る変調回路から出力される変調波信号のシミュレーション結果である。実施例１、比較例１、及び比較例２における変調指数と信号の振幅との比較結果である。実施例２に係る変調回路における消費電流のシミュレーション結果の一例である。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

＜第１の実施形態＞
［概要］
まず、図１〜図４を参照しながら、本発明の実施形態に係る無線通信装置の課題について整理する。まず、図１を参照する。図１は、無線通信を実現するための概略的な構成の一例について説明するための図である。図１に示すように、無線通信システムは、変調器１０と、送信部１１とを含む送信側の構成と、受信部２１と復調器２０とを含む受信側の構成とを含む。

変調器１０は、デジタル信号ｆ１１を搬送波信号ｆ１２で変調することで変調波信号ｆ２１を生成する。デジタル信号ｆ１１は、例えば、「０」及び「１」で示されたデータ列をパルス波として示した信号である。また、搬送波信号ｆ１２の周波数は通信規約により定められており、近年では６０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚのように周波数が比較的高い帯域の信号（以降では、「高周波」と呼ぶ場合がある）の利用も検討されている。

送信部１１は、変調器１０で生成された変調波信号ｆ２１を、例えば、基地局を介して受信側の構成に送信する。送信部１１から送信された変調波信号ｆ２１は、受信部２１で受信され、復調器２０に入力される。復調器２０は、取得した変調波信号ｆ２１から、検波回路等によりデジタル信号ｆ１１を検波する。以上のようにして、送信側の構成から送信されたデジタル信号ｆ１１が、受信側の構成で受信される。

ここで、無線通信における変調波信号オン／オフ比の品質を示す指標として、変調指数ｍについて図２を参照しながら説明する。図２は、デジタル信号ｆ１１が搬送波信号ｆ１２により変調された変調波信号ｆ２１が時間ｔとともに変化する一例を示した図である。図２に示すように、変調波信号ｆ２１は、デジタル信号ｆ１１が「０」を示すオフ区間と、「１」を示すオン区間とで異なる振幅値を示す。

図２に示すように、オン区間における変調波信号ｆ２１の最大振幅をＶｍａｘ、オフ区間における変調波信号ｆ２１の振幅をＶｍｉｎとする。このとき、変調波信号の通信品質（具体的には、オン／オフ比）を示す変調指数ｍは、下記に示す（式１）により定義される。

なお、オフ区間における変調波信号ｆ２１の振幅Ｖｍｉｎは、理想的には０であることが望ましい。しかしながら、実際には、オフ区間においても搬送波信号ｆ１２が漏れ出し、変調波信号ｆ２１中にキャリアリークとして顕在化する場合がある。オフ区間における振幅Ｖｍｉｎは、このキャリアリークによるものである。

ここで、図３及び図４を参照しながら、変調波信号の品質についてさらに詳しく説明する。図３及び図４は、変調波信号の品質について説明するための図であり、デジタル信号及び変調波信号が時間ｔとともに変化する一例を示している。

まず、図３を参照する。図３において、参照番号ｆ３１は、デジタル信号を示しており、参照番号ｆ３２及びｆ３３は、デジタル信号ｆ３１が搬送波信号により変調された変調波信号を示している。なお、変調波信号ｆ３２は、オフ区間におけるキャリアリークの影響が小さい場合、即ち、オフ区間の振幅が０に近い場合を示している。また、変調波信号ｆ３３は、オフ区間におけるキャリアリークの影響が、変調波信号ｆ３２よりも大きい場合を示している。

復調器２０は、例えば、受信した変調波信号の包絡線を検波することで、デジタル信号ｆ３１を復調する。図３において、参照番号ｆ４２は、変調波信号ｆ３２の包絡線を示しており、即ち、変調波信号ｆ３２を入力として、復調器２０により検波され復調される検波波形を示している。同様に、参照番号ｆ４３は、変調波信号ｆ３３の包絡線を示しており、即ち、変調波信号ｆ３３を入力として、復調器２０により検波され復調される検波波形を示している。ここで、参照番号Ｖ３２は、検波波形ｆ４２の振幅を示している。同様に、参照番号Ｖ３３は、検波波形ｆ４３の振幅を示している。

このとき、検波波形ｆ４２の振幅Ｖ３２と、検波波形ｆ４３の振幅Ｖ３３との間の大小関係は、Ｖ３２＞Ｖ３３となる。このことから、オフ区間におけるキャリアリークの影響が小さい変調波信号ｆ３２の方が、検波ミス（判定ミス）の少ない安定した通信を実現可能であることがわかる。

次に、図４を参照する。図４は、デジタル信号のオン区間が、図３に示す例よりも短い場合、即ち、デジタル信号の周波数が、図３に示す例よりも高い場合を示している。図４において、参照番号ｆ５１は、デジタル信号を示しており、参照番号ｆ５２及びｆ５３は、デジタル信号ｆ５１が搬送波信号により変調された変調波信号を示している。なお、変調波信号ｆ５２は、オフ区間におけるキャリアリークの影響が小さい場合、即ち、オフ区間の振幅が０に近い場合を示している。また、変調波信号ｆ５３は、オフ区間におけるキャリアリークの影響が、変調波信号ｆ５２よりも大きい場合を示している。

また、図４において、参照番号ｆ６２は、変調波信号ｆ５２の包絡線を示しており、即ち、変調波信号ｆ５２を入力として、復調器２０により検波され復調される検波波形を示している。同様に、参照番号ｆ６３は、変調波信号ｆ５３の包絡線を示しており、即ち、変調波信号ｆ５３を入力として、復調器２０により検波され復調される検波波形を示している。ここで、参照番号Ｖ５２は、検波波形ｆ６２の振幅を示している。同様に、参照番号Ｖ５３は、検波波形ｆ６３の振幅を示している。また、参照番号ｔ５２は、検波波形ｆ６２に基づき、オン区間として検知される期間を示しており、検波波形ｆ６３の振幅が閾値以上となる期間に相当する。同様に、参照番号ｔ５３は、検波波形ｆ６３に基づき、オン区間として検知される期間を示しており、検波波形ｆ６３の振幅が閾値以上となる期間に相当する。

このとき、検波波形ｆ６２の振幅Ｖ５２と、検波波形ｆ６３の振幅Ｖ５３との間の大小関係は、Ｖ５２＞Ｖ５３となる。また、デジタル信号ｆ５１のように周波数の高い信号（高周波）を使用した場合には、外部から入力される際の信号品質の劣化や、回路に起因する時定数の増加に伴い、信号の立ち上がり及び立下りに遅延が生じ、さらにキャリアリークの影響で振幅が劣化する。そのため、検波波形ｆ６２のオン区間ｔ５２と、検波波形ｆ６３のオン区間ｔ５３との関係は、ｔ５２＞ｔ５３となる。このことから、周波数の高いデジタル信号を入力として使用する場合には、オフ区間におけるキャリアリークの影響に伴い、検波ミス（判定ミス）が発生する確率が高くなる場合がある。

そこで、本実施形態は、オフ区間におけるキャリアリークの影響を緩和することで、オン／オフ比の改善や短パルス性の向上が可能な、新規かつ改良された変調器１０及び、当該変調器１０を用いた無線通信装置を提供することを目的とする。

［変調回路の構成］
次に、図５を参照しながら、本実施形態に係る変調器１０を実現するための変調回路の構成について説明する。なお、以降では、変調器１０を実現するための変調回路を「変調回路１０」と呼ぶ場合がある。図５は、第１の実施形態に係る変調回路１０の構成の一例を示した回路図である。

図５に示すように、本実施形態に係る変調回路は、トランジスタＭ１及びＭ２と、スイッチ回路Ｍ３を含む。トランジスタＭ１及びＭ２は、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄｅｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなる。なお、以降では、トランジスタＭ１及びＭ２をＦＥＴとして説明するが、同様の構成を実現できれば、トランジスタＭ１及びＭ２の構成はＦＥＴに限定されないものとする。

トランジスタＭ２のソース端子は、トランジスタＭ１のドレイン端子に接続され、カスコード回路を形成している（即ち、トランジスタＭ２は、トランジスタＭ１にカスコード接続されている）。トランジスタＭ２及びＭ１には、駆動電圧として電圧Ｖｃｃが印可される。なお、トランジスタＭ１が、増幅段（ｇｍ段）に相当し、トランジスタＭ２がカスコード段に相当する。また、トランジスタＭ１とトランジスタＭ２との間を流れる電流を、即ち、トランジスタＭ１のドレイン電流を、電流Ｉ_ｃｏｒｅと呼ぶ場合がある。なお、電流Ｉ_ｃｏｒｅが、変調回路１０の動作電流に相当する。

トランジスタＭ１のゲート端子側には、コンデンサＣ_１を介して発振回路ＲＦＩＮが接続されている。

発振回路ＲＦＩＮは、連続信号を出力するための信号出力部である。なお、発振回路ＲＦＩＮから出力される連続信号が搬送波信号に相当する。発振回路ＲＦＩＮからは、例えば、６０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚの高周波信号が搬送波として出力される。なお、発振回路ＲＦＩＮは、変調回路１０の外部に設けてもよい。この場合には、発振回路ＲＦＩＮに替えて搬送波信号を入力するための入力端子を設け、外部に設けられた発振回路ＲＦＩＮから出力される搬送波信号を当該入力端子から入力すればよい。

コンデンサＣ_１は、発振回路ＲＦＩＮとトランジスタＭ１との間に介在し、発振回路ＲＦＩＮから出力された信号のうち直流成分を遮断し、交流成分のみをトランジスタＭ１のゲート端子に向けて出力する。

トランジスタＭ１とコンデンサＣ_１との間の節点ｎ１１には、電源Ｖ_ｇ１、インダクタンスＬ_ｂ１、及びコンデンサＣ_ｂ１からなるバイアス回路が接続されている。電源Ｖ_ｇ１は、トランジスタＭ１のゲート端子にバイアス電圧を与えて動作点を設定する。インダクタンスＬ_ｂ１は、電源Ｖ_ｇ１とトランジスタＭ１のゲート端子との間に介在し、電源Ｖ_ｇ１から出力されるバイアス電圧のうち交流成分を遮断し、直流成分のみをトランジスタＭ１のゲート端子に向けて出力する。コンデンサＣ_ｂ１は、寄生発振を防止するために、電源Ｖ_ｇ１が接続された節点ｎ１２とグランド（Ｇｒｏｕｎｄ）との間に設けられている。

また、トランジスタＭ１のゲート端子側には、インダクタンスＬｇが接続され、ソース端子側にはインダクタンスＬｓが設けられている。インダクタンスＬｇ及びＬｓは、トランジスタＭ１の入力側の整合をとるための整合回路の一部である。

以上のように、電源Ｖ_ｇ１からのバイアス電圧によりトランジスタＭ１の動作点が設定され、発振回路ＲＦＩＮからの搬送波信号に基づき、トランジスタＭ１が駆動する。即ち、発振回路ＲＦＩＮからの搬送波信号の周波数で、トランジスタＭ１のオン／オフが切り替わることとなる。

また、トランジスタＭ２の出力側（即ち、ドレイン端子側）の節点ｎ２には、節点ｎ２を接地させるためのスイッチ回路Ｍ３が設けられている。スイッチ回路Ｍ３がオン状態となることで、節点ｎ２が接地され、トランジスタＭ２から出力された信号がグランドに流れる。スイッチ回路Ｍ３は、例えば、図５に示すようにＦＥＴからなる。なお、以降ではスイッチ回路Ｍ３をＦＥＴとして説明するが、節点ｎ２を接地させるか否かを切り替え可能に構成されていれば、スイッチ回路Ｍ３の構成はＦＥＴには限定されないものとする。

トランジスタＭ２の出力側（即ち、ドレイン端子側）には、インダクタンスＬ_Ｌ１、コンデンサＣ_ｂ１２、及びインダクタンスＬ_ｂ１２からなるＬＣＬπ型フィルタが設けられている。インダクタンスＬ_Ｌ１、コンデンサＣ_ｂ１２、及びインダクタンスＬｂ１２からなるＬＣＬπ型フィルタは、トランジスタＭ２の出力側の整合をとるための出力整合回路の一部である。

また、トランジスタＭ２の出力側には、コンデンサＣ_１２を介して出力端子ＴｘＯＵＴが設けられている。トランジスタＭ２から出力された信号は、出力端子ＴｘＯＵＴから変調回路１０の外部に出力される。このとき、コンデンサＣ_１２は、トランジスタＭ２から出力された信号のうち直流成分を遮断し、交流成分のみを出力する。

また、本実施形態に係る変調回路１０は、信号出力部Ｕ９０を備える。信号出力部Ｕ９０は、送信対象のデータをデジタル化したデジタル信号を出力する。信号出力部Ｕ９０は、送信対象のデータをデジタル化した第１のデジタル信号をトランジスタＭ２のゲート端子に向けて出力する。即ち、信号出力部Ｕ９０から出力された第１のデジタル信号に基づき、トランジスタＭ２が駆動する。即ち、第１のデジタル信号が、デジタル化されたデータが「１」を示す場合にトランジスタＭ２がオンとなり、「０」を示す場合にトランジスタＭ２がオフとなる。

以上のような構成により、第１のデジタル信号によるトランジスタＭ２の切替えに基づき振動する信号に、発振回路ＲＦＩＮからの搬送波信号によるトランジスタＭ１の切替えに基づき振動する信号が重畳する。即ち、第１のデジタル信号と同様に振動する信号に対して、搬送波信号と同様に振動する信号が重畳することとなる。これにより、第１のデジタル信号が搬送波信号により変調された信号と同様の信号が、トランジスタＭ２のドレイン端子側から出力されることとなる。なお、以降では、トランジスタＭ２のドレイン端子側から出力される信号を、変調波信号と呼ぶ場合がある。

また、信号出力部Ｕ９０は、第１のデジタル信号を反転させた第２のデジタル信号に基づき、トランジスタＭ３のオン／オフを制御する。具体的には、信号出力部Ｕ９０から出力された第２のデジタル信号は、トランジスタＭ３のゲート端子に入力する。即ち、第２のデジタル信号に基づき、トランジスタＭ３が駆動する。

このような構成により、トランジスタＭ２がオン状態のときにはトランジスタＭ３はオフ状態となり、トランジスタＭ２から出力された変調波信号は、出力端子ＴｘＯＵＴから出力される。また、トランジスタＭ２がオフ状態のときにはトランジスタＭ３はオン状態となり、このときにトランジスタＭ２から出力される信号をグランド側に出力する。なお、トランジスタＭ２がオフ状態のときにトランジスタＭ２から出力される信号が、キャリアリークに相当する。

［まとめ］
以上説明したように、本実施形態に係る変調回路１０は、トランジスタＭ２がオフ状態のときにはトランジスタＭ３がオン状態となり、トランジスタＭ２からのキャリアリークをグランド側に出力する。これにより、トランジスタＭ２から出力される変調波信号において、オフ時のキャリアリークが除去され、良好なオン／オフ比の変調波信号を出力することが可能となる。

また、図５を参照するとわかるように、本実施形態に係る変調回路１０では、搬送波信号を入力するトランジスタＭ１のバイアス電圧は常時固定されている。そのため、搬送波信号として６０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚの高周波を用いた場合においても、当該高周波に連動してバイアス電圧を変動させる必要が無く、安定した動作を実現することが可能となる。

＜第２の実施形態＞
［変調回路の構成］
次に、第２の実施形態に係る変調回路１０ａについて、図６を参照しながら説明する。図６は、本実施形態に係る変調回路１０ａの構成の一例を示した回路図である。図６に示すように、本実施形態に係る変調回路１０ａは、信号出力部Ｕ９０に替えて、外部からデジタル信号を入力するための入力端子Ｖｄと、信号増幅部Ｕ２１と、インバータＵ１１と、フィルタユニットＵ３１とを備える点で、第１の実施形態に係る変調回路１０（図５参照）と異なる。そこで、以降では、本実施形態に係る変調回路１０ａの構成について、第１の実施形態に係る変調回路１０と異なる部分に着目して説明する。

図６に示すように、入力端子ＶｄとトランジスタＭ２のゲート端子側との間には、インバータＵ１１が介在し、インバータＵ１１の入力側に位置する節点ｎ３から引き出された信号線が、トランジスタＭ３のゲート端子に接続されている。そのため、入力端子Ｖｄにデジタル信号を入力した場合に、トランジスタＭ３のゲート端子には、トランジスタＭ２のゲート端子に入力されるデジタル信号を反転させたデジタル信号が入力される。即ち、トランジスタＭ２に入力されるデジタル信号を第１のデジタル信号とした場合に、トランジスタＭ３のゲート端子には、第１のデジタル信号を反転させた第２のデジタル信号が入力されることとなる。換言すると、第１のデジタル信号と第２のデジタル信号とは、相補信号の関係にある。

即ち、第１の実施形態に係る変調回路１０と同様に、トランジスタＭ２がオフ状態のときにはトランジスタＭ３がオン状態となり、トランジスタＭ２からのキャリアリークをグランド側に出力する。これにより、トランジスタＭ２から出力される変調波信号において、オフ時のキャリアリークが除去され、良好なオン／オフ比の変調波信号を出力することが可能となる。

また、節点ｎ３と入力端子Ｖｄとの間に、信号増幅部Ｕ２１を介在させてもよい。信号増幅部Ｕ２１は、例えば、複数のインバータを直列に接続させた（即ち、多段接続させた）多段インバータにより構成してもよい。このとき、直列に接続させるインバータの数は、少なくとも２〜３以上が望ましい。信号増幅部Ｕ２１は、入力端子Ｖｄから入力された信号を増幅させる。なお、信号増幅部Ｕ２１を構成する各インバータは、図７には図示しないが、電圧Ｖｃｃにより駆動する。そのため、増幅された信号の振幅のうち、出力が０〜Ｖｃｃの範囲を超える部分はクリッピング（Ｃｌｉｐｐｉｎｇ）される。即ち、クリッピングされた期間における当該信号の出力（即ち、振幅）は、０か電圧Ｖｃｃのいずれかで示される出力（閾値）に保持された状態となる。

例えば、図７は、信号増幅部Ｕ２１による増幅前後の入力信号の波形の一例を示している。図７において、横軸は時間を示しており、縦軸は信号の出力の大きさを電圧で示している。また、図７において、参照符号ｇ１１は、入力端子Ｖｄから入力された入力信号の波形を示している。即ち、図７に示す例は、信号の立ち上がりや立下りに遅延が生じ、正弦波に近い波形のデジタル信号が入力端子Ｖｄから入力された場合を想定している。また、参照符号ｇ１２は、信号増幅部Ｕ２１からの出力信号の波形を示している。図７に示すように、信号増幅部Ｕ２１は、入力信号ｇ１１を増幅し、信号増幅部Ｕ２１のダイナミックレンジを超える振幅をクリッピングすることで、出力信号ｇ１２を出力する。

このように、微弱な（振幅の小さい）デジタル信号が入力端子Ｖｄから入力された場合においても、信号増幅部Ｕ２１を介すことにより、振幅が増幅された矩形波に近い波形を得られ、良好なオン／オフ比を実現することが可能となる。

また、トランジスタＭ２の前段、即ち、ゲート端子側にフィルタユニットＵ３１を設けてもよい。図７に示す例では、フィルタユニットＵ３１は、インバータＵ１１とトランジスタＭ２のゲート端子との間に設けられている。フィルタユニットＵ３１は、トランジスタＭ２のゲート端子側に漏れ出した搬送波信号ｆ１２（即ち、キャリアリーク）を、グランドに流すことにより除去する。換言すると、フィルタユニットＵ３１は、搬送波信号ｆ１２の周波数成分を除去するノッチフィルタの役割を果たす。

具体的な一例として、フィルタユニットＵ３１は、図６に示すように、インダクタンスＬ_ＬＳとコンデンサＣ_ＬＳの直列回路で構成することができる。このとき、インダクタンスＬ_ＬＳとコンデンサＣ_ＬＳによる直列ＬＣ回路の共振周波数が、搬送波信号ｆ１２の周波数となるように、インダクタンスＬ_ＬＳ及びコンデンサＣ_ＬＳそれぞれのインピーダンスを調整する。

なお、トランジスタＭ２の入力側、即ち、トランジスタＭ２のゲート端子側を流れる信号は、デジタル信号ｆ１１と、トランジスタＭ２のゲート端子側に漏れ出した搬送波信号ｆ１２となる。このとき、デジタル信号ｆ１１の周波数は数百ＭＨｚ〜数ＧＨｚ程度であるのに対し、搬送波信号ｆ１２の周波数は６０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚであり、デジタル信号ｆ１１と搬送波信号ｆ１２との間で周波数に差がある。そのため、フィルタユニットＵ３１を適用することで、トランジスタＭ２のゲート端子側に漏れ出した搬送波信号ｆ１２（キャリアリーク）を選択的に除去することが可能となる。

なお、上記では、直列ＬＣ回路により、搬送波信号ｆ１２の周波数成分をグランドに流す構成について説明したが、トランジスタＭ２のゲート端子側に漏れ出したキャリアリークを除去できれば、フィルタユニットＵ３１の構成は限定されない。

以上のように、フィルタユニットＵ３１を設けることで、トランジスタＭ２のゲート端子側に漏れ出すキャリアリークがフィルタユニットＵ３１で除去される。これにより、変調回路１０ａは、当該キャリアリークによる信号の劣化を防止し、良好なオン／オフ比の変調波信号を出力することが可能となる。

なお、図７に示す例では、信号増幅部Ｕ２１とフィルタユニットＵ３１との双方を備えた、変調回路１０ａについて説明したが、信号増幅部Ｕ２１及びフィルタユニットＵ３１のうちいずれか一方のみを設けてもよいし、設けなくてもよい。例えば、トランジスタＭ２のオン／オフを切り替えるために十分な振幅のデジタル信号を入力端子Ｖｄから入力させることが可能であれば、信号増幅部Ｕ２１を設けなくてもよい。また、トランジスタＭ２のゲート端子側に漏れ出すキャリアリークの影響が許容できるほど小さい場合には、フィルタユニットＵ３１を設けなくてもよい。

また、図６に示す変調回路１０に対して、フィルタユニットＵ３１を設けることで、トランジスタＭ２のゲート端子側に漏れ出すキャリアリークの影響を低減させてもよい。

［実施例１］
次に、図６に示す変調回路１０ａを用いた場合の変調波信号ｆ２１のオン／オフ比について、図８〜図１０を参照しながら、変調波信号ｆ２１のシミュレーション結果に基づき以下に説明する。

まず、実施例１として、図６に示す変調回路１０ａを用いた場合の変調波信号ｆ２１のシミュレーション結果について説明する。図８は、実施例１に係る変調回路１０ａから出力される変調波信号のシミュレーション結果として、変調波信号ｆ２１の波形を示している。図８において、横軸は時間を示しており、縦軸は信号の出力の大きさを電圧で示している。図８に示す例は、デジタル信号ｆ１１として１ＧＨｚのデジタル信号を用い、搬送波信号ｆ１２として８０ＧＨｚの信号を用いた場合のシミュレーション結果を示している。なお、以降では、実施例１に係る変調波信号のシミュレーション結果を「変調波信号ｇ２１」と呼ぶ場合がある。

図８に示すように、変調波信号ｇ２１は、オフ区間における振幅Ｖ７１が１０．２［ｍＶｐｐ］、オン区間における最大振幅Ｖ７３が１．１６２［Ｖｐｐ］を示している。なお、変調波信号ｇ２１の変調指数ｍは、オフ区間における振幅Ｖ７１と、オン区間における最大振幅Ｖ７３とに基づき、ｍ＝９８．３［％］となる。

次に、比較例１として、図６に示す変調回路１０ａにおいてトランジスタＭ３で示されたスイッチ回路を除いた変調回路１０ｂを用いた場合の変調波信号ｆ２１のシミュレーション結果について説明する。図９は、比較例１に係る変調回路１０ｂから出力される変調波信号のシミュレーション結果として、変調波信号ｆ２１の波形を示している。図９において、横軸は時間を示しており、縦軸は信号の出力の大きさを電圧で示している。なお、シミュレーションの条件は、実施例１の場合と同様である。なお、以降では、比較例１に係る変調波信号のシミュレーション結果を「変調波信号ｇ３１」と呼ぶ場合がある。

図９に示すように、変調波信号ｇ３１は、オフ区間における振幅Ｖ８１が６８．９５［ｍＶｐｐ］、オン区間における最大振幅Ｖ８３が１．１４８［Ｖｐｐ］を示している。図９に示す変調波信号ｇ３１と図８に示す変調波信号ｇ２１とを比較するとわかるように、トランジスタＭ３を有さない変調回路１０ｂの場合には、トランジスタＭ３を備えた変調回路１０ａの場合に比べて、オフ区間における振幅が増大している。また、変調波信号ｇ３１の変調指数ｍは、オフ区間における振幅Ｖ８１と、オン区間における最大振幅Ｖ８３とに基づき、ｍ＝８８．７［％］となる。

次に、比較例２として、図６に示す変調回路１０ａにおいてトランジスタＭ３で示されたスイッチ回路と、フィルタユニットＵ３１とを除いた変調回路１０ｃを用いた場合の変調波信号ｆ２１のシミュレーション結果について説明する。図１０は、比較例２に係る変調回路１０ｃから出力される変調波信号のシミュレーション結果として、変調波信号ｆ２１の波形を示している。図１０において、横軸は時間を示しており、縦軸は信号の出力の大きさを電圧で示している。なお、シミュレーションの条件は、実施例１及び比較例１の場合と同様である。なお、以降では、比較例２に係る変調波信号のシミュレーション結果を「変調波信号ｇ３２」と呼ぶ場合がある。

図１０に示すように、変調波信号ｇ３２は、オフ区間における振幅Ｖ９１が７４．３５［ｍＶｐｐ］、オン区間における最大振幅Ｖ９３が９３１．７［ｍＶｐｐ］を示している。また、変調波信号ｇ３２の変調指数ｍは、オフ区間における振幅Ｖ９１と、オン区間における最大振幅Ｖ９３とに基づき、ｍ＝８５．２［％］となる。

ここで、図１１を参照する。図１１に示すデータｄ１０は、実施例１、比較例１、及び比較例２における変調指数と信号の振幅との比較結果である。参照符号ｄ１０１は、変調指数ｍを示している。また、参照符号ｄ１０２は、オン区間における信号の最大振幅を示しており、参照符号ｄ１０３は、オフ区間における信号の振幅を示している。

図１１に示すように、実施例１に係る変調回路１０ａを用いた場合には、オフ区間における振幅が１０．２［ｍＶｐｐ］、変調指数が９８．３［％］であり、良好なオン／オフ比が得られていることがわかる。これに対して、変調回路１０ａからトランジスタＭ３で示されたスイッチ回路を取り除いた、比較例１に係る変調回路１０ｂの場合には、オフ区間における振幅が６８．９５［ｍＶｐｐ］に増大しており、変調指数も８８．７［％］に劣化している。このことから、実施例１に係る変調回路１０ａは、トランジスタＭ３で示されたスイッチ回路を設けることで、オフ区間におけるキャリアリークを除去し、良好なオン／オフ比を得られていることがわかる。

次に、比較例２の結果に着目する。比較例２は、比較例に係る変調回路１０ｂから、さらにフィルタユニットＵ３１を取り除いた変調回路１０ｃの場合を示している。比較例１及び２のオフ区間の振幅ｄ１０３を比較するとわかるように、比較例２は、比較例１に比べて、オフ区間における振幅値が６８．９５［ｍＶｐｐ］から７４．３５［ｍＶｐｐ］に増大している。また、比較例２の場合には、オン区間における最大振幅が９３１．７［ｍＶｐｐ］であり、実施例１や比較例１の場合に比べて劣化していることもわかる。これに伴い、比較例２の変調指数は８５．２［％］となり、比較例１よりもさらに劣化している。このことから、実施例１に係る変調回路１０ａは、フィルタユニットＵ３１を設けることで、オン区間及びオフ区間におけるキャリアリークの影響を小さくし、良好なオン／オフ比を得られていることがわかる。

［実施例２］
次に、実施例２として、図６に示す変調回路１０ａの消費電流（即ち、図６における電流Ｉ_ｃｏｒｅの電流値）のシミュレーション結果について、図１２を参照しながら以下にまとめる。図１２は、実施例２に係る変調回路１０ａにおける消費電流のシミュレーション結果の一例である。

なお、実施例２では、消費電流のシミュレーションにあたり、図７に示した入力信号ｇ１１を入力端子Ｖｄからの入力信号として用いている。即ち、実施例２では、入力信号として出力が約０．５Ｖｐｐ、周波数が１ＧＨｚの正弦波を用いてシミュレーションを行った。また、トランジスタＭ２のゲート端子には、信号増幅部Ｕ２１により入力信号ｇ１１に対して増幅及びクリッピングが施され信号ｇ１２が入力される。即ち、トランジスタＭ２は、図１２の信号ｇ１２に示すように、出力が１．２５［Ｖｐｐ］、周波数が１ＧＨｚの矩形波により駆動することとなる。なお、図１２の入力信号ｇ１１及び信号ｇ１２に対応する横軸及び縦軸は、図７と同様に、横軸が時間を示しており、縦軸が信号の出力の大きさを電圧で示していることは言うまでもない。

図１２のグラフｇ４１は、トランジスタＭ２を信号ｇ１２により駆動させた場合の、トランジスタＭ１及びＭ２により構成されたカスコード増幅回路、即ち、変調回路１０ａの消費電流のシミュレーション結果を示している。図１２のグラフｇ４１に対応する横軸は、入力信号ｇ１１及び信号ｇ１２と共通の横軸を示している。また、グラフｇ４１の縦軸はトランジスタＭ２の消費電流を示している。

図１２に示すように、グラフｇ４１と信号ｇ１２の波形とは同期している。即ち、信号ｇ１２のオン区間では、信号ｇ１２に基づきトランジスタＭ２が駆動して電流が消費される。一方で、図１２に示すように、信号ｇ１２のオフ区間ではトランジスタＭ２がオフ状態となって回路が停止し、消費電流が０［ｍＡ］となっていることがわかる。そのため、実施例２に係る変調回路１０ａでは、図１２に示すように、２［Ｇｂｐｓ］相当のデジタル信号を入力した場合に、平均動作電流を３．３［ｍＡ］まで抑えることが可能となった。

＜まとめ＞
以上説明したように、本実施形態に係る変調回路１０及び１０ａは、トランジスタＭ２がオフ状態のときにはトランジスタＭ３がオン状態となり、トランジスタＭ２からのキャリアリークをグランド側に出力する。これにより、本実施形態に係る変調回路１０及び１０ａは、トランジスタＭ２から出力される変調波信号において、オフ時のキャリアリークが除去され、良好なオン／オフ比の変調波信号を出力することが可能となる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

１０、１０ａ変調回路
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３トランジスタ
Ｕ１１インバータ
Ｕ２１信号増幅部
Ｕ３１フィルタユニット
Ｕ９０信号出力部
ＲＦＩＮ発振回路

Claims

ゲート端子に第１の信号が入力される第１のトランジスタと、
ソース端子が前記第１のトランジスタのドレイン端子に接続されることで当該第１のトランジスタにカスコード接続され、ゲート端子に前記第１の信号よりも周波数の低い第２の信号が入力され、前記第１の信号により前記第２の信号を変調して出力する第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの出力側に設けられたスイッチ回路と、
を備え、
前記スイッチ回路は、前記第２のトランジスタのオフ状態への切り替えに同期してオン状態となり、前記第２のトランジスタのオン状態への切り替えに同期してオフ状態となることを特徴とする、変調回路。
前記第２の信号を反転させて、反転後の当該第２の信号を前記第２のトランジスタのゲート端子に入力させるインバータを備え、
前記スイッチ回路は、前記インバータにより反転される前の前記第２の信号により切り替えが制御されることを特徴とする、請求項１に記載の変調回路。
前記スイッチ回路は、第３のトランジスタからなり、前記インバータにより反転される前の前記第２の信号がゲート端子に入力されることで駆動することを特徴とする、請求項２に記載の変調回路。
前記第２のトランジスタのゲート端子側に、前記第１のトランジスタから出力された前記第１の信号を遮断するフィルタを備えたことを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の変調回路。
前記第２のトランジスタのゲート端子側に信号増幅部を備え、
前記信号増幅部は、前記第２の信号を受けて、自身を駆動させる電源電圧に基づく振幅値を有するデジタル信号を前記第２のトランジスタのゲート端子に向けて出力することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載の変調回路。
前記信号増幅部は、複数のインバータが直列に接続されて構成されることを特徴とする、請求項５に記載の変調回路。
デジタル信号を、前記デジタル信号よりも周波数の高い搬送波で変調して変調信号を出力する変調回路と、
前記変調信号を送信する送信部とを、
を備えた、無線通信装置であって、
前記変調回路は、
ゲート端子に前記搬送波が入力される第１のトランジスタと、
ソース端子が前記第１のトランジスタのドレイン端子に接続されることで当該第１のトランジスタにカスコード接続され、ゲート端子に前記デジタル信号が入力され、前記搬送波により前記デジタル信号を変調して出力する第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタの出力側に設けられたスイッチ回路と、
を備え、
前記スイッチ回路は、前記第２のトランジスタのオフ状態への切り替えに同期してオン状態となり、前記第２のトランジスタのオン状態への切り替えに同期してオフ状態となることを特徴とする、無線通信装置。