JP2014531845A - 波動領域におけるスケーラブルフィルタ処理構造を用いたリスニングルーム等化のための装置および方法 - Google Patents

Abstract

リスニングルーム等化のための装置を提案する。システム同定適応ユニット（１２０）は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得る。フィルタ適応ユニット（１３０）は、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタ（１４０）を適応させる。フィルタ（１４０）は複数のサブフィルタ（１４１，１４ｒ）を含み、各サブフィルタは１つ又は複数の変換済みラウドスピーカ信号を受信する。サブフィルタ（１４１，１４ｒ）の各々は、１つ又は複数の受信ラウドスピーカ信号に基づいて複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成する。サブフィルタ（１４１，１４ｒ）の少なくとも１つは、少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成する。さらに、サブフィルタ（１４１，１４ｒ）の少なくとも１つは、複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも少数の受信ラウドスピーカ信号を有する。【選択図】 図１

Description

本発明はオーディオ信号処理に関し、特に、リスニングルーム等化(listening room equalization:ＬＲＥ)のための装置及び方法に関する。

オーディオ信号処理はますます重要になりつつある。例えば波面合成(wave field synthesis:ＷＦＳ)やアンビソニックス(Ambisonics)などの複数のオーディオ再生技術は、音響的情景の高度に詳細な空間的再生を提供するために、複数のラウドスピーカが装備されたラウドスピーカアレイを使用する。特に、波面合成は、例えば数十個〜数百個のラウドスピーカからなるアレイを使用することで、スイートスポット（最適聴取位置）の限界を克服すべく、音響的情景の高度に詳細な空間的再生を達成するために使用されている。波面合成に関する更なる詳細は、例えば非特許文献１に開示されている。

波面合成（ＷＦＳ）又はアンビソニックスなどのオーディオ再生技術において、ラウドスピーカ信号は、典型的にはある基底の理論に従って決定されており、既知の位置にある各ラウドスピーカによって放射される音場の重畳がある望ましい音場を表現するよう意図されている。典型的には、ラウドスピーカ信号は、自由音場条件を想定して決定される。従って、リスニングルームは有意な壁面反射を示すべきではない。なぜなら、反射された波動場の反射部分が再生される波動場に歪みを与える恐れがあるからである。多くの場合において、そのようなルーム特性を達成するために必要となる音響的処理は、過剰に高価となるか又は非現実的となる可能性がある。

音響的対策の代替方法として、リスニングルーム等化（ＬＲＥ）を用いて壁面反射を補償する方法があり、この方法は通常、リスニングルーム補償と呼ばれている。リスニングルーム等化は、特に、大規模多チャネル再生システムとともに使用されることに適している。その目的で、再生用信号は、多数のマイクロホン位置におけるラウドスピーカからの多入力−多出力（Multiple-Input-Multiple-Output:ＭＩＭＯ）のルームシステム応答を事前等化するように、理想的には聴取域内のどの点においても等化を達成するように、フィルタ処理される。しかしながら、ＷＦＳは典型的に多数の再生チャネルを有するため、演算上及びアルゴリズム上の両方の理由から見てリスニングルーム等化の作業を困難にしてしまう。

例えばＷＦＳに使用されるような、波動場に対する十分な制御を提供できるラウドスピーカ構成が与えられた場合、たとえ壁面反射が存在したとしても、所望の波動場が再生されるような方法でラウドスピーカ信号をプレフィルタ処理することが可能である。この目的で、マイクロホンアレイがリスニングルームに設置されて、結果として得られる全体的なＭＩＭＯシステム応答が所望（自由音場）のインパルス応答となるように、イコライザ（等化部）が決定される（非特許文献２、非特許文献３及び非特許文献４を参照）。例えばルーム温度の変化、ドアの開閉又はルーム内における大型移動物体などによってルーム特性が変化する可能性があるため、適応的に決定されるイコライザへの必要性が生まれる。この点に関しては、非特許文献５を参照されたい。

対応するＬＲＥシステムは、ラウドスピーカ信号及びマイクロホン信号の観測に基づいてＬＥＭＳ（ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム）を同定するための構築ブロックと、イコライザ係数を決定するための他の部分とを含む（非特許文献６を参照）。単一チャネルの場合には、同定とイコライザ決定との両方に対する直接的な解を公式化することが可能である。また、多チャネルシステムについてのＬＲＥの作業に関連する他の課題も存在する。即ち、空間的ロバスト性を達成するために、リスニングルーム等化は、マイクロホン位置においてだけではなく、空間的連続域において達成されるべきであるという点である（非特許文献４を参照）。この問題はしばしば劣決定(underdetermined)又は悪条件(ill-conditioned)となり、適応型フィルタ処理のための演算量は膨大になる可能性がある（非特許文献７を参照）。

ＷＦＳに典型的に使用されるようなラウドスピーカアレイは、上述した第１の問題を潜在的に解決するための波動場に対する十分な制御を提供するが、多数の再生チャネルによって上述した他の２つの問題を増大させてしまうため、非特許文献６により提示されたようなＷＦＳのためのシステムは、典型的な実世界のシナリオに対しては非現実的となってしまう。

合成された波面に対する精密な空間制御によって、ＷＦＳシステムがＬＲＥについて特に適合している一方で、多数の再生チャネルのために、そのようなシステムの開発に関する大きな課題を発生させてしまう。ＭＩＭＯのラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（ＬＥＭＳ）は、経時変化すると想定されるべきであるため、適応型フィルタ処理によってシステムが連続的に同定されなければならない。音響エコーキャンセレーション（ＡＥＣ）から知られるように、多数の再生チャネルを使用する場合、この問題は劣決定又は少なくとも悪条件となる恐れがある（非特許文献８を参照）。

加えて、ＬＲＥの根底にある逆フィルタ処理問題もまた、悪条件と想定されるべきである。これらアルゴリズム上の問題の他に、多数の再生チャネルも、システム同定と等化用プレフィルタの決定との両方について、多大の演算量をもたらしてしまう。ＬＥＭＳのＭＩＭＯシステム応答はマイクロホン位置についてだけ測定可能であり、また一方で等化はリスニング領域内全体において達成されなければならないために、イコライザに関する空間的ロバスト性が追加的に確保される必要がある。

現状技術によるＬＲＥは、リスニングルーム内の多数の点における等化を目指している。例えば非特許文献４を参照されたい。

しかしながら、この手法は波動伝播を無視しており、従って、そこから得られる結果は低い空間的ロバスト性の悪影響を受ける。

上述したＬＲＥに関する問題を克服するようなオーディオ信号処理における種々の適応型フィルタ処理作業のために、波動領域適応フィルタ処理（Wave-domain adaptive filtering:ＷＤＡＦ）が提案された（非特許文献９及び非特許文献１０を参照）。この手法は、波動方程式の基本解を適応フィルタ処理のための信号表現に関する基底関数として使用する。その結果、考慮対象となるＭＩＭＯシステムは、多数の結合していない（例えば単一チャネルなどの）ＳＩＳＯ（単一入力−単一出力）システムによって近似され得る。これにより、適応フィルタ処理に関する演算要求量をかなり低減でき、加えて、根底にある問題の条件が改善される。同時に、この手法は暗黙的に波動伝播を考慮するため、空間的連続域内においてＬＲＥを達成する解が得られる。関連する特許文献１を参照されたい。

しかしながら、そこで示された多数の結合していないＳＩＳＯシステムを含む簡素化されたモデルは、更に複雑な音響的情景が再生される場合に、ＬＥＭＳの挙動を十分にモデル化できないことがわかる。例えば非特許文献１１を参照されたい。

非特許文献１０の説明によれば、現状技術に従ってリスニングルーム等化を実現するためには、Ｍ個のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号が得られるように、Ｍ個のラウドスピーカ入力信号がフィルタ処理される。更に、非特許文献１０の説明によれば、現状技術においては、Ｍ個のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の各々を生成するために、Ｍ個のラウドスピーカ入力信号の全てが考慮対象とされる。

更に、非特許文献１０には、上述した現状技術の概念の代替法として、Ｎ個のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の各々が、波動領域におけるＮ個のラウドスピーカ入力信号の単一の信号だけに基づいて生成されるべきことも提案されている。これにより、簡素化されたフィルタ構造が達成される。この目的で、非特許文献１０の提案によると、ＬＥＭＳを近似することが可能であり、非常に簡素なイコライザ構造が得られる。非特許文献１０に提案された概念に従えば、システム同定は決して劣決定の問題ではない。しかしながら、非特許文献１０のモデルは、モデルの限界に起因して残余誤差を発生させてしまう。

非特許文献１０で提案された概念による簡素なモデルは、その簡素な構造のゆえに、実世界のシナリオで実現可能といえる。しかしながら、この概念の簡素化された構造はまた、実際に関連する多くの再生シナリオにおいて不十分なリスニングルーム等化をもたらすという欠点も有している。

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そこで、本発明の目的は、適応型リスニングルーム等化に関する改善された概念を提供することである。本発明の目的は、請求項１に記載のリスニングルーム等化のための装置と、請求項１４に記載のリスニングルーム等化のための方法と、請求項１５に記載のコンピュータプログラムとにより達成される。

一実施形態において、リスニングルーム等化のための装置が提供される。その装置は複数のラウドスピーカ入力信号を受信するよう構成されている。

前記装置は、少なくとも２つのラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して複数の変換済みラウドスピーカ信号を得るよう構成された、変換ユニットを含む。

また、前記装置は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得るよう構成された、システム同定適応ユニットを含む。第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子は、複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステムを同定する。

更に、前記装置は、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタを適応させるよう構成された、フィルタ適応ユニットを含む。

フィルタは複数のサブフィルタを含む。サブフィルタの各々は、変換済みラウドスピーカ信号の１つ又は複数を受信ラウドスピーカ信号として受信する。更にサブフィルタの各々は、１つ又は複数の受信ラウドスピーカ信号に基づいて、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されている。サブフィルタの少なくとも１つは、変換済みラウドスピーカ信号の少なくとも２つを受信ラウドスピーカ信号として受信するよう構成され、更に、少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されている。サブフィルタの少なくとも１つは、複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の受信ラウドスピーカ信号を有し、その受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１よりも大きい数である。

上述の実施形態においては、フィルタのサブフィルタの各々が正に１つのフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成するため、フィルタが出力するフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の数とフィルタが有するサブフィルタの数とは同数となる。

本発明によれば、柔軟性を有するＬＥＭＳモデルのためのリスニングルーム等化に関する改善された概念と、柔軟性を有するイコライザ構造とが提供される。非特許文献１０に開示された手法と比べ、本発明の概念は、特により柔軟なイコライザ構造と結合されたより柔軟なＬＥＭＳモデルを提供する。他の現状技術と比較して、本発明は、実世界のシナリオにおいて実現可能な概念を提供する。なぜなら、本発明の概念では、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号の各々を生成するために全てのラウドスピーカ入力信号を考慮に入れる概念と比べ、必要となる演算時間が有意に短縮されるからである。この目的で、本発明は、実世界のシナリオが実現できるほど十分簡素である一方で、十分なリスニングルーム等化を提供できるほど十分な複雑性を有するような、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム同定を提供する。

本発明の実施形態は、リスニングルーム等化とイコライザ構造との両方の複雑性を選択する際に、異なる複雑性を有する再生シナリオに対する適性を一方とし、ロバスト性及び演算要求量を他方とする、適切な妥協点が実現できるような選択が可能となる。自由度の値は柔軟に選択可能である。ＷＤＡＦに関する改善された概念によって、広範囲の再生シナリオについての適応型ＬＲＥが提供され、これは波動領域の適応フィルタ処理の利点を維持するものである。

本発明の他の実施例に係る装置によれば、１より大きい数の変換済みラウドスピーカ信号を受信ラウドスピーカ信号として受信するよう構成された各サブフィルタに関し、その受信ラウドスピーカ信号だけが結合されて、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号のうちの１つが生成されるよう構成されてもよい。

一実施形態においては、再生される情景の複雑さに依存してイコライザ構造とＬＥＭＳモデルの複雑さを適応的に選択できる、フィルタ適応ユニットが提供される。

一実施形態によれば、フィルタ適応ユニットは、ラウドスピーカ信号対グループの少なくとも３対の各対のためにフィルタ係数を決定して、フィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、その場合、ラウドスピーカ信号対グループは、変換済みラウドスピーカ信号の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、フィルタ係数グループが有するフィルタ係数の個数は、ラウドスピーカ信号対グループが有するラウドスピーカ信号対の個数よりも少なく、さらに、フィルタ適応ユニットは、フィルタのフィルタ係数をフィルタ係数グループの少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、フィルタを適応させるよう構成されている。

更なる実施例においては、フィルタ適応ユニットは、ラウドスピーカ信号対グループの各対のためにフィルタ係数を決定して、第１フィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、ラウドスピーカ信号対グループは、変換済みラウドスピーカ信号の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、フィルタ適応ユニットは、第１フィルタ係数グループから複数のフィルタ係数を選択して第２のフィルタ係数グループを得るよう構成されており、第２のフィルタ係数グループは、第１フィルタ係数グループよりも少ない数のフィルタ係数を有しており、フィルタ適応ユニットは、フィルタのフィルタ係数を第２のフィルタ係数グループの少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、フィルタを適応させるよう構成されている。

他の実施例によれば、サブフィルタの各々は、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の正に１つを生成するよう構成されてもよい。

別の実施形態によれば、フィルタの全てのサブフィルタは、同数の変換済みラウドスピーカ信号を受信する。

更に他の実施例においては、フィルタは第１行列

により定義され、第１行列は複数の第１行列係数を有しており、フィルタ適応ユニットは、第１行列を適応させることによってフィルタを適応させるよう構成されており、更に、フィルタ適応ユニットは、複数の第１行列係数の１つ又は複数をゼロに設定することによって、第１行列を適応させるよう構成されてもよい。

更に別の実施形態においては、フィルタ適応ユニットは、次式に基づいてフィルタを適応させるよう構成されてもよい。

ここで、

は第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を示す第２行列であり、

は予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を示す第３行列である。

更に他の実施例によれば、第２行列

は複数の第２行列係数を有し、第２のシステム同定適応ユニットが複数の第２行列係数の１つ又は複数をゼロに設定することによって、第２行列を決定するよう構成されてもよい。

更に別の実施形態によれば、前記装置は、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を波動領域から時間領域へと変換して、フィルタ処理済みの時間領域ラウドスピーカ信号を得る、逆変換ユニットを更に含んでもよい。

更に別の実施形態によれば、前記変換ユニットは第１変換ユニットであり、前記装置が、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステムの複数のマイクロホンによって受信された複数のマイクロホン信号を時間領域から波動領域へと変換して複数の変換済みマイクロホン信号を得る、第２変換ユニットを更に含んでもよい。

更に他の実施形態によれば、前記装置は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号にも基づいて、複数の推定マイクロホン信号

を生成するための、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部を更に含んでもよい。

更に別の実施形態によれば、前記装置は、複数の変換済みマイクロホン信号

と複数の推定マイクロホン信号

との間の差を示す誤差を、誤差を決定するための次式を適用することにより決定する、誤差決定部をさらに含んでもよい。

この場合、誤差決定部は、決定された誤差をシステム同定適応ユニットへと供給するよう構成されてもよい。

更に別の実施形態によれば、リスニングルーム等化のための方法が提供される。

その方法は、
１）複数のラウドスピーカ入力信号を受信するステップと、
２）少なくとも２つのラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して、複数の変換済みラウドスピーカ信号を得るステップと、
３）第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得るステップであって、第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステムを同定する、ステップと、
４）第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタを適応させるステップと、を含む。

フィルタは複数のサブフィルタを含み、サブフィルタの各々が、変換済みラウドスピーカ信号の１つ又は複数を受信ラウドスピーカ信号として受信するよう構成されており、更にサブフィルタの各々が、１つ又は複数の受信ラウドスピーカ信号に基づいて、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されている。

サブフィルタの少なくとも１つは、変換済みラウドスピーカ信号の少なくとも２つを受信ラウドスピーカ信号として受信するよう構成され、更に、少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されている。更に、サブフィルタの少なくとも１つは、複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の受信ラウドスピーカ信号を有し、受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１より大きい数である。

更なる実施例の方法によれば、フィルタは、１より大きい数の受信ラウドスピーカ信号として幾つかの変換済みラウドスピーカ信号を受信するよう構成されたサブフィルタの各々に関し、受信ラウドスピーカ信号だけを結合して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成し得るよう構成されてもよい。

本発明の好適な実施形態を、以下に図面を参照しながら説明する。

リスニングルーム等化のための一実施形態に係る装置を示す。 変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、一実施形態に係るフィルタを示す。 変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、他の実施形態に係るフィルタを示す。 リスニングルーム等化のための別の実施形態に係る装置を示す。 ＬＥＭＳにおけるラウドスピーカとマイクロホンのセットアップを示す。 変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、別の実施形態に係るフィルタを示す。 一実施形態に係るＬＥＭＳモデル及び結果的なイコライザの重みを例示的に示す。 リスニングルーム等化のための一実施形態に係る装置を示す。 リスニングルーム等化のための一実施形態に係る装置を示す。 逆の順序に配置され得ないフィルタ行列とＬＥＭＳモデルとの配置を示す。 逆の順序に配置され得るフィルタ行列とＬＥＭＳモデルとの配置を示す。 ＬＥＭＳモデル及び結果的なイコライザの重みを例示的に示す。 ルーム内における合成された平面波の正規化された音圧を示す。 異なるシナリオに関するＮ_D＝３を有するＬＲＥシステムについての経時的な収束を示す。 異なるイコライザ構造について収束後のＬＲＥ誤差を示す。 変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、現状技術に係る１つのフィルタを示す。 変換済みラウドスピーカ信号に基づいてフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する、現状技術に係る他のフィルタを示す。 現状技術に係るＬＥＭＳモデル及び結果的なイコライザの重みを例示的に示す図である。

図１は、リスニングルーム等化のための一実施形態に係る装置を示す。このリスニングルーム等化のための装置は、変換ユニット１１０と、システム同定適応ユニット１２０と、フィルタ適応ユニット１３０とを含む。

変換ユニット１１０は、複数のラウドスピーカ入力信号１５１〜１５ｐを時間領域から波動領域へと変換して、複数の変換済みラウドスピーカ信号１６１〜１６ｑを得るよう構成されている。

システム同定適応ユニット１２０は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子（第２ＬＥＭＳ識別子）を得るよう構成されている。

フィルタ適応ユニット１３０は、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、また予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタ１４０を適応させるよう構成されている。フィルタ１４０は複数のサブフィルタ１４１〜１４ｒを含み、その各々が変換済みラウドスピーカ信号１６１〜１６ｑの内の１つ又は複数を受信するよう構成されている。サブフィルタ１４１〜１４ｒの各々は、１つ又は複数の受信ラウドスピーカ信号に基づいて、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号１７１〜１７ｒの内の１つを生成するよう構成されている。少なくとも１つのサブフィルタ１４１〜１４ｒは、少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号１７１〜１７ｒの内の１つを生成するよう構成されている。さらに、少なくとも１つのサブフィルタ１４１〜１４ｒは、幾つかの数の受信ラウドスピーカ信号を有し、その数は複数の変換済みラウドスピーカ信号１６１〜１６ｑの総数よりも小さい。

図２は、一実施形態に係るフィルタ２４０を示す。このフィルタ２４０は、４個のサブフィルタ２４１，２４２，２４３，２４４を有する。

第１のサブフィルタ２４１は、変換済みラウドスピーカ信号２６１と２６４とを受信するよう構成されている。第１のサブフィルタ２４１はさらに、受信ラウドスピーカ信号２６１と２６４とに基づいて第１のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号２７１を生成するよう構成されている。

第２のサブフィルタ２４２は、変換済みラウドスピーカ信号２６１と２６２とを受信するよう構成されている。第２のサブフィルタ２４２はさらに、受信ラウドスピーカ信号２６１と２６２とに基づいて第２のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号２７２を生成するよう構成されている。

第３のサブフィルタ２４３は、変換済みラウドスピーカ信号２６２と２６３とを受信するよう構成されている。第３のサブフィルタ２４３はさらに、受信ラウドスピーカ信号２６２と２６３とに基づいて第３のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号２７３を生成するよう構成されている。

第４のサブフィルタ２４４は、変換済みラウドスピーカ信号２６３と２６４とを受信するよう構成されている。第４のサブフィルタ２４４はさらに、受信ラウドスピーカ信号２６３と２６４とに基づいて第４のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号２７４を生成するよう構成されている。

図２に示す実施形態は、図１５に示す現状技術とは以下の点で異なっている。即ち、サブフィルタは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に、変換済みラウドスピーカ信号２６１，２６２，２６３，２６４の全てを考慮に入れる必要がないという点である。従って、簡素なフィルタ構造が提供され、図１５に示す現状技術に比べて演算上より効率的といえる。

更に、図２に示す実施形態は、図１６に示す現状技術から以下の点で異なっている。即ち、サブフィルタは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に２つ以上の変換済みラウドスピーカ信号を考慮に入れるという点である。従って、複雑な実世界のシナリオにとって十分満足となるリスニングルーム補償を提供するフィルタ構造が得られる。

図２において、フィルタ内の全てのサブフィルタは、同一数の変換済みラウドスピーカ信号、即ち２個の変換済みラウドスピーカ信号を受信する。

図３は他の実施例に係るフィルタ３４０を示す。ここでも、図示の都合上、フィルタ３４０は４個のサブフィルタ３４１，３４２，３４３，３４４を有することにする。

第１のサブフィルタ３４１は、変換済みラウドスピーカ信号３６１を受信するよう構成されている。第１のサブフィルタ３４１はさらに、受信ラウドスピーカ信号３６１だけに基づいて第１のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号３７１を生成するよう構成されている。

第２のサブフィルタ３４２は、変換済みラウドスピーカ信号３６１と３６２とを受信するよう構成されている。第２のサブフィルタ３４２はさらに、受信ラウドスピーカ信号３６１と３６２とに基づいて第２のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号３７２を生成するよう構成されている。

第３のサブフィルタ３４３は、変換済みラウドスピーカ信号３６１と３６２と３６３とを受信するよう構成されている。第３のサブフィルタ３４３はさらに、受信ラウドスピーカ信号３６１と３６２と３６３とに基づいて第３のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号３７３を生成するよう構成されている。

第４のサブフィルタ３４４は、変換済みラウドスピーカ信号３６２と３６４とを受信するよう構成されている。第４のサブフィルタ３４４はさらに、受信ラウドスピーカ信号３６２と３６４とに基づいて第４のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号３７４を生成するよう構成されている。

ここでも、図３に示す実施形態は、図１５に示す現状技術から以下の点で異なっている。即ち、サブフィルタは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に、変換済みラウドスピーカ信号３６１，３６２，３６３，３６４の全てを考慮に入れる必要がないという点である。従って、簡素なフィルタ構造が提供され、図１５に示す現状技術に比べて演算上より効率的といえる。

更に、図３に示す実施形態は、図１６に示す現状技術から以下の点で異なっている。即ち、サブフィルタの内の少なくとも１つは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に、２つ以上の変換済みラウドスピーカ信号を考慮に入れるという点である。従って、複雑な実世界のシナリオにとって十分満足となるリスニングルーム補償を提供するフィルタ構造が得られる。

図４は一実施形態に係る装置を示す。図４の装置は、第１変換ユニット４１０（「Ｔ₁」）と、システム同定適応ユニット４２０（「Ａｄｐ１」）と、フィルタ適応ユニット４３０（「Ａｄｐ２」）と、フィルタ４４０

とを含む。第１変換ユニット４１０は図１の変換ユニット１１０に対応してもよく、システム同定適応ユニット４２０はシステム同定適応ユニット１２０に対応してもよく、フィルタ適応ユニット４３０はフィルタ適応ユニット１３０に対応してもよく、フィルタ４４０はフィルタ１４０にそれぞれ対応してもよい。

図４は更に、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０（「ＬＥＭＳ同定」とも呼ばれる）と、逆変換ユニット４６０（「Ｔ₁ ^-1」）と、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム４７０と、第２変換ユニット４８０（「Ｔ₂」）と、誤差決定部４９０とを示す。

少なくとも２個のラウドスピーカ入力信号ｘ（ｎ）が第１変換ユニット４１０に入力される。第１変換ユニットは、その少なくとも２個のラウドスピーカ入力信号ｘ（ｎ）を時間領域から波動領域へと変換して、複数の変換済みラウドスピーカ信号

を得る。

複数のサブフィルタを含み得るフィルタ４４０は、受信された変換済みラウドスピーカ信号

をフィルタ処理して、複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号

を得る。

フィルタ処理済みラウドスピーカ信号は、次に逆変換ユニット４６０によって時間領域へと逆変換されて、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム４７０の複数のラウドスピーカ（図示せず）へと供給される。ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム４７０の複数のマイクロホン（図示せず）は、録音されたマイクロホン信号ｄ（ｎ）として複数のマイクロホン信号を録音する。

複数の録音されたマイクロホン信号ｄ（ｎ）は、次いで第２変換ユニット４８０により時間領域から波動領域へと変換されて、変換済みマイクロホン信号

を得る。変換済みマイクロホン信号

は、次いで誤差決定部４９０へと供給される。

更に図４は、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号

が逆変換ユニット４６０に供給されるだけでなく、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０へも供給されることを示している。ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を含む。更に、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０は、第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子をフィルタ処理済みラウドスピーカ信号へと適用して、推定マイクロホン信号

を得るよう構成されている。第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が現実の（物理的な）ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム４７０の現状を正確に同定している場合には、誤差決定部４９０に供給される推定マイクロホン信号

は上記（現実の）変換済みマイクロホン信号

と同一になるであろう。

システム同定適応ユニット４２０は、決定された誤差

に基づいて第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得る。矢印４９１及び４９２は、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０とフィルタ適応ユニット４３０とのそれぞれに対して有効であることを示している。

フィルタ適応ユニット４３０は、次に第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づいてフィルタを適応させる。

上述した適応処理は、次に、複数のラウドスピーカ入力信号の更なるサンプルに基づく別の適応サイクルを実行することで、繰り返される。ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０は、後続の適応サイクルにおいて、第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子をフィルタ処理済みラウドスピーカ信号に対して同様に適用する。

以下では、全ての波動領域の量は波型記号を付して記述する。

図４において、自由音場条件下において決定されていた複数のラウドスピーカ入力信号を表現し得るベクトルｘ（ｎ）は、次式（１）へと分解されることができる。

このとき、λ＝０，１，．．．Ｎ_L-1により指標化された時点ｋにおけるラウドスピーカ信号の複数の時間サンプルｘ_λ（ｋ）は、ｘ（ｎ）のパーティションｘ_λ（ｎ）を形成している。更に、ｋ＝ｎＬ_Fは現時点であり、Ｌ_Fはシステムのフレームシフトであり、Ｎ_Lはラウドスピーカの個数であり、Ｌ_Xは全ての行列−ベクトル乗算が無矛盾(consistent)となるように選択されている。他の全ての信号ベクトルは同様に構築されてもよいが、異なるパーティション指標および長さを示す。

変換ユニットＴ₁は、Ｎ_L個の波動場要素を次式（２）に従って決定してもよい。

これはｌにより指標付けされたＮ_L個のパーティションへと分解可能である。

における波動場要素は、ラウドスピーカにより励振される波動場を、自由音場でのマイクロホンアレイに現れるのと同じように記述する。

フィルタ

は限定されたＭＩＭＯ構造を示し、ここからフィルタ処理済み（波動領域の）ラウドスピーカ信号が得られる。

これはｌ’により指標付けされたＮ_L個のパーティションへと分解可能である。

次に、

は、Ｈにより表される（現実の）ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステムへとそれらが供給される前に、次式（４）を用いて元のラウドスピーカ信号の領域へと逆変換される。

複数の（録音された）マイクロホン信号ｄ（ｎ）が取得される。これは次式（５）により表すことができる。

ここで、Ｎ_M個のマイクロホン信号はμにより指標付けされる。第２変換ユニット４８０はマイクロホン信号を波動領域へと逆変換する。測定された波動場は、

の要素のために使用されたのと同類の波動方程式の基本解に関して、次式（６）のように表すことができる。

ここで、ｍにより指標付けされたＮ_M個のパーティションを有し、これは

及び

に関する場合と同じである。

システム同定適応ユニット４２０によって決定された係数は、フィルタのプレフィルタ係数が決定されるフィルタ適応ユニット４３０によって使用されてもよい。そのプレフィルタ係数を決定する方法には多数の可能性が存在する（非特許文献６、非特許文献３、非特許文献４を参照）。

以下に、変換済みラウドスピーカ信号１６１〜１６ｑの波動領域表現について説明する。

ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（ＬＥＭＳ）に関する従来モデルは、ＬＥＭＳの全てのラウドスピーカと全てのマイクロホンとの間のインパルス応答を記述する。マイクロホン信号は、マイクロホン位置において測定された音圧を表してもよい。多数のマイクロホンを考慮した場合、全てのマイクロホン位置における音圧を、波動方程式の基本解の重畳を用いて同時に表すことが可能である。それら基底関数の例として、平面波、円筒調和関数(cylindrical harmonics)、球面調和関数(spherical harmonics)（非特許文献７を参照）、又はラウドスピーカ位置に関する自由音場のグリーン関数(Green's function)などが挙げられる。

図５は、円状アレイ・セットアップ内の複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを示す。

特に図５は、２つの同心で均一な円状アレイ、例えばラウドスピーカアレイと、それらに囲まれたより小さな半径を持つマイクロホンアレイとを示す。この平面的なアレイ・セットアップに関しては、特許文献１の中で説明されているようないわゆる円調和関数(circular harmonics)が信号表現のための基底関数として使用される。この手法は非特許文献２と類似しているが、完全な定常状態の等化の代わりに、演算上効果的な適応等化を目的としている。円状のアレイ・セットアップに関しては、２次元で波動場を記述するために円調和関数が使用されてもよい。その場合、任意の点

における音圧

のスペクトルは円調和関数の合計により与えられる。

円状アレイ・セットアップについては、２次元で波動場を記述するために、次式（７）のような円調和関数が使用されてもよい。

マイクロホン信号の波動領域のこのような表現は、個々のマイクロホン位置における音圧

の代わりに、異なる次数ｍに関する

の値を表す。

自由音場の場合、波動場はラウドスピーカによって理想的に励振されるであろう。ラウドスピーカ信号のそのような場合の記述は、以下では自由音場記述と呼ぶことにし、そこでは指標ｌがｍの代わりに使用される。

波動領域においてモデル化されたＬＥＭＳの望ましい特性は、例えば非特許文献１１及び非特許文献７に開示されている。

以下に、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子について、時間領域と波動領域とに関して説明する。ここでも、全ての波動領域の値には波型記号を付して記述する。注意すべき点として、図４のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部４５０により使用されかつシステム同定適応ユニット４２０により適応される、第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子は、波動領域におけるＬＥＭＳ識別子であるという点が挙げられる。

上述の式（５）に従って得られる次式（８），（９）のマイクロホン信号を考慮する。

その上で、行列Ｈを次式（１０）となるように構築する。

ここで、ｄ_μ(n)の結果的な長さはＬ_D＝Ｌ'_X−Ｌ_H+１により与えられ、Ｌ'_Xはパーティションｘ'（ｎ）の長さであり、Ｌ_Hはラウドスピーカλからマイクロホンμまでの時間離散インパルス応答ｈ_μ,λ（ｋ）の長さである。

この場合、行列Ｈの構造は次式（１１）により与えられ、

各要素が式（１２）のようにシルベスター行列(Sylverster matrices)を含む。

全ての要素Ｈ_μ,λが非ゼロのエントリを持ち得る場合には、無制限のＭＩＭＯ構造となる。ＬＥＭＳは一般的にそのような無制限のＭＩＭＯ構造である。しかし、本願のシステムのモデル化のためには、制限されたＭＩＭＯ構造を使用する。この目的で、次式（１３）の

のＬＥＭＳ同定に関し、ある要素

は必然的にゼロ値のエントリだけを持つようにする一方で、他の要素はＨ_μ,λと同様に構築される。

ここで、図４に示す第１変換ユニット４１０と逆変換ユニット４６０と第２変換ユニット４８０とを参照されたい。

第１変換ユニット４１０の変換Ｔ₁は、ラウドスピーカ入力信号を変換して変換済みラウドスピーカ信号を得る。この変換は、各ラウドスピーカ信号を自由音場記述における任意数の波動場要素へと射影する、ＦＩＲフィルタの無制限ＭＩＭＯ構造により実現されてもよい。変換Ｔ₁は、いわゆる自由音場記述

を得るために使用されるものであるが、自由音場記述とは式（７）に従って波動場のＮ_L個の要素を記述するものであり、自由音場条件下においてラウドスピーカ信号ｘ（ｎ）により駆動された場合に、Ｎ_L個のラウドスピーカによって波動場が理想的に励振される状態を記述するものである。取得された波動場要素は、それらが全体的にアレイに関連するため、それらのモード次数によって同定される。同様に、事前等化された波動領域ラウドスピーカ信号

の要素も、それらのモード次数によって同定される。

逆変換ユニット４６０により使用される、変換Ｔ₁の逆変換Ｔ₁ ^-1もまた、Ｔ₁の擬逆行列(pseudo-inverse)または（可能であれば）逆行列を構成し得るＦＩＲフィルタによって実現されてもよい。

第２変換ユニット４８０の変換Ｔ₂は、上述したように、マイクロホン信号を波動領域へ（例えばいわゆる測定された波動場へ）と変換する。

における測定された波動場のＮ_M個の要素を得るために、ｄ（ｎ）におけるＮ_M個の実際に測定されたマイクロホン信号に対してＴ₂が適用される。Ｔ₁と同様に、

における要素があるモード次数を有する式（７８）に従って記述されるように、Ｔ₂が選択される。考慮対象となるアレイ・セットアップ及び基底関数については、ラウドスピーカ及びマイクロホン指標にわたる空間ＤＦＴが、Ｔ₁及びＴ₂のために使用され得ることが開示されており（特許文献１を参照）、その場合、式（７８）の時間的周波数領域から時間領域への変換が不要となる。しかし、これら周波数独立型の変換は、考慮対象となる信号の周波数応答を式（７８）に従って修正することがない。この点は本発明の実施形態にとっては許容可能であり得る。なぜなら、適応フィルタは、周波数応答における差を暗示的にモデル化するであろうし、全ての記述が無矛盾のままであるからである。

Ｔ₁及びＴ₂の導出の一例は、非特許文献１１の中に開示されている。

以下においては、用語「プレフィルタ」について言及する。この文脈においては、一実施形態によるフィルタ

６００を示す図６を参照されたい。フィルタ６００は、３個の変換済みラウドスピーカ信号６６１，６６２，６６３を受け取り、これら変換済みラウドスピーカ信号６６１，６６２，６６３をフィルタ処理して３個のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号６７１，６７２，６７３を得るよう構成されている。

このため、フィルタ６００は３個のサブフィルタ６４１，６４２，６４３を含む。サブフィルタ６４１は、変換済みラウドスピーカ信号の内の２つ、即ち変換済みラウドスピーカ信号６６１と変換済みラウドスピーカ信号６６２とを受信する。サブフィルタ６４１は、単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号、即ちフィルタ処理済みラウドスピーカ信号６７１だけを生成する。サブフィルタ６４２もまた、単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号６７２だけを生成する。また、サブフィルタ６４３も、単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号６７３だけを生成する。

一実施形態によれば、１つのフィルタのサブフィルタの各々が正に１つのフィルタ処理済み出力信号を生成する。

図６の実施形態において、サブフィルタ６４１は２個のプレフィルタ６８１，６８２を含む。プレフィルタ６８１は、単一の変換済みラウドスピーカ信号、即ち変換済みラウドスピーカ信号６６１を受信してフィルタ処理する。プレフィルタ６８２もまた、単一の変換済みラウドスピーカ信号、即ち変換済みラウドスピーカ信号６６２を受信してフィルタ処理する。フィルタ６００の他の全てのプレフィルタもまた、単一の変換済みラウドスピーカ信号を受信してフィルタ処理する。

一実施形態によれば、１つのフィルタのプレフィルタの各々が正に１つの変換済みラウドスピーカ信号をフィルタ処理する。

図６で示しかつ上述したように、プレフィルタとは、好ましくは単一入力・単一出力のフィルタ要素であり、単一入力・単一出力のフィルタ要素は、現時点または現フレームにおける単一の変換済みラウドスピーカ信号、及び潜在的には、１つ又は複数の先行する時点またはフレームの対応する単一の変換済みラウドスピーカ信号だけを受信するものであり、また、現時点または現フレームにおける単一の変換済みラウドスピーカ信号、及び潜在的には、１つ又は複数の先行する時点またはフレームの対応する単一の変換済みラウドスピーカ信号を出力するものである。

ここで、ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子と、変換済みラウドスピーカ信号をフィルタ処理するためのフィルタとの関係について説明する。更に、ＬＥＭＳ及びプレフィルタの構造についても説明する。この目的で、図１７と図７を参照されたい。

ここで、ある予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子、例えば所望の解を、行列Ｈ⁽⁰⁾を定義することによって定義する。行列Ｈ⁽⁰⁾は行列Ｈと同一の構造及び次元を有するが、行列Ｈ⁽⁰⁾はラウドスピーカとマイクロホンとの間の理想的な自由音場インパルス応答を記述する。

この行列の波動領域表現は、次式（１４）により取得されてもよく、

また、次式（１５）に示す構造を有してもよい。

この例について、Ｎ_M＝Ｎ_Lと仮定する。この構造は図１７（ｂ）に示す構造と類似する点に注目されたい。

を介したＬＥＭＳの完全なモデル化が与えられた場合、

の最適解は次式（１６）を満たすであろう。

ＬＲＥの現状技術はＬＥＭＳのモデルを含み、そのモデルは波動場要素の結合だけを図１７（ｂ）に示すように又は式（１５）に示すようにモデル化する。そのため、現状技術によりこのＬＥＭＳモデルについて結果的に得られるイコライザ構造は、図１７（ｃ）に示すように、同じ次数のモードの結合を記述するだけである（非特許文献１０を参照）。音響エコーキャンセレーション（ＡＥＣ）のために既に使用されているモデルは、既に一般化されてきた（非特許文献１１を参照）。本発明の一実施形態に係る装置は、ＬＲＥに関する現状技術のモデルに比べてより柔軟なＬＥＭＳモデルを可能にする。

そこでは、測定された波動場における要素ごとに、自由音場記述からのＮ_H個の要素が考慮されるように、次数において最低差を有する波動場要素の結合がモデル化される。この点は図７（ｂ）に概略的に示されている。

以下においては、適切な適応アルゴリズムについて考察する。ＬＥＭＳの同定を実行するシステム同定適応ユニット４２０（「Ａｄｐｌ」）は、一般的な周波数領域の適応型フィルタ処理アルゴリズムを使用して実現されてもよい。これについては、例えば非特許文献１２を参照されたい。

代替的に、適応アルゴリズムとして、公知のＲＬＳ-又はＬＭＳ-アルゴリズム（例えば非特許文献１３を参照）、又はロバストな統計を含む適応アルゴリズム（例えば非特許文献１４を参照）を使用してもよい。

フィルタのサブフィルタ（例えばプレフィルタ）の決定を行うフィルタ適応ユニット４３０（「Ａｄｐ２」）は、異なる方法で実現され得る。例えば、非特許文献６に開示されているように、フィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦ構造を用いてプレフィルタを決定することも可能である。

他の実施例によれば、プレフィルタは、

及び

だけを考慮して、最小二乗法最適化問題を解くことにより、直接的に決定されてもよい。

別の実施例によれば、使用されるアルゴリズムとは無関係に、実際に必要とされるプレフィルタだけが決定される。これにより演算量は格段に低減され、またこの方法を用いることで、根底にある行列反転問題の数的条件も改善され得る。

ＬＥＭＳモデルとプレフィルタ構造との必然的な複雑性は、再生される音響的情景の複雑性に依存する。そのため、ここではＮ_HとＮ_Gで記述されるプレフィルタとＬＥＭＳモデル構造との選択は、再生される情景に依存することが好ましい。情景の複雑性に関して最も重要な特性は、独立して再生される音響源Ｎ_Sの個数である。この個数は通常、ＷＦＳの情景が再現されるときには既知であるから、使用されるＭＩＭＯ構造を決定するために直接的に活用できる。本願で説明するシステムにおいては、これを次式（１７）のように記載できる。

既知でない場合には、Ｎ_Sはｘ（ｎ）の観測に基づいて推定することもできる。

上述したように、

は次式（１６）によって定義される。

この方程式は、多入力・多出力の定理（Multi-Input Multi-Output Theorem:ＭＩＮＴ）が満たされる場合に満足することができる。ここで使用されている記述法によれば、例えば、Ｎ_L＝２Ｎ_Mのとき、Ｌ_Gはこの定理を用いるためにＬ_G＝Ｌ_H−１でなければならない。

一実施形態によれば、

は、以下の式（１９）により記述されるように制限された構造を有することから、この方程式は通常、直接的に解くことができない。しかしながら、次式（１８）を式（１９）とともに考慮することで、直接的な解を可能にする方程式系の一形態を導き出すことができる。

このため、

の列は次式（２０）により制限されるべきである。

これにより、次式（２１）が得られる。

ここで、

これにより、

を得ることができる。

ＭＩＮＴの条件が満たされた場合には、次式（２４）が成り立つ。

他方、ＭＩＮＴの条件が満たされない場合には、「二乗法の意味 (squared sense)」での近似を行うこともできる。そのため、次式（２５）に定義されるようなｅ（ｎ）が最小化される。

このために、勾配がゼロに設定される。即ち、

例えば、Ｎ_L＜２Ｎ_MでかつＬ_G＝Ｌ_H−１、つまり優決定(over-determined)の方程式系であると仮定すると、次式（２７）が得られる。

上述のような近似は、直接的な決定により、又は、以下に説明するフィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦアルゴリズム（ＧＦＤＡＦ＝Generalized Frequency-Domain Adaptive Filtering:一般化周波数領域適応フィルタ処理）により、決定され得る。そこに説明されるフィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦアルゴリズムは

の行を低減させるが、それは波動領域における

の低減された構造を考慮することからもたらされる。そのような近似は、フィルタ処理済みＸ構造の計算集約的な冗長性を更に低減することができる（以下を参照）。

図８の上半分は、波動領域における音響的ＭＩＭＯシステムの同定に関するものである。そこから得られた知見は、次に下半分において、その知見に応じてそれらのイコライザを決定するために使用される。非特許文献１０とは対照的に、これらのステップは分割されて、一般的イコライザ構造の使用が可能となる。

上述したように、システムの入力信号は、Ｎ_L個の全てのラウドスピーカ信号のＬ_X個の時間領域サンプルからなる（ｎにより指標付けされた）１つのブロックを含む、次式（２８）で示されるラウドスピーカ信号ベクトルｘ（ｎ）によって与えられる。

ここで、ｘ_λ（ｋ）は時点ｋにおけるラウドスピーカ信号λの時間領域サンプルであり、Ｌ_Fはフレームシフトである。考慮対称となる全ての信号ベクトルは同様の方法で構築されるが、それらの長さ及び要素の数において異なっていてもよい。

変換Ｔ₁はいわゆる自由音場表現

を得るために使用されるものであり、以下にＴ₂とともに説明する。

これらのイコライザは、次に逆変換されて、ＬＥＭＳであるＨに供給される。このＨから、

で表されるＮ_M個のマイクロホン信号が得られる。行列Ｈは次式（２９）のように構築される。

イコライザの決定のために、ラウドスピーカ信号の自由音場記述を入力

として使用する。

ノイズもまた、入力

として使用可能である。これについては非特許文献６を参照されたい。

図９は、リスニングルーム等化のためのシステムのブロック図を示す。システム同定の目的で、図９はＧＦＤＡＦアルゴリズム、例えばフィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦアルゴリズムを使用するが、これについては以下に説明され、プレフィルタを決定するために公式化されている。

ここで、ＭＩＭＯ-ＦＩＲフィルタを記述するために使用される行列の表記を、ラウドスピーカ信号とマイクロホン信号とに関して説明する。図９において、ラウドスピーカ信号はベクトルＸ'(ｎ）により表現され、そのベクトルはＮ_L個のパーティションに分割され得る。

次式（３１）の各パーティション

は、ラウドスピーカ信号λの時点ｋにおけるＬ'_X個の時間サンプル値ｘ'_λ（ｋ）を含む。フレームシフトＬ_Fは、使用された適応アルゴリズムを活用することで、後に決定されるであろう。他方、考慮されたインパルス応答の長さとＬ'_Xの値もまた、考慮に入れられる。

次式（３２）のマイクロホン信号は、ラウドスピーカ信号と同様の構造を有し、一方で、μにより指標化されたマイクロホン信号のＬ_D個の時間サンプル値ｄ_μ（ｋ）の各々が一緒に考慮されることもできる。

ＬＥＭＳのフィルタ処理を記述するために、次式（３３）のように行列Ｈが定義される。

長さはＬ_D＝Ｌ'_X−Ｌ_H＋１であり、Ｌ_Hはラウドスピーカλからマイクロホンμまでの時間離散インパルス応答ｈ_μ,λ（ｋ）の長さである。全てのラウドスピーカ−マイクロホン対についてのこのマッピングを表す行列Ｈは、次式（３４）に従って定義される。

また、行列ＨはＮ_L・Ｎ_M個の別個の行列へと分解されることができ、これらは次式（３５）により定義されるように行列Ｈの行列要素である。

ここで、それら行列の各々はシルベスター行列である。

ここで提案する記述は、原則的に全ての信号及びシステム、例えば図９に示すようなものに対して使用されるが、異なる次元を有することが可能である。

図９において、ベクトルｘ（ｎ）は、事前等化されていないラウドスピーカ信号を表す。所望の音響的情景を正確に再現するために、ラウドスピーカ信号はこのシステムにより事前等化（プレフィルタ処理）される。ラウドスピーカ信号を表現するベクトルｘ（ｎ）はＮ_L個のパーティションを含み、各パーティションはＬ_X個の時間サンプル値を有している。

それは上述したように変換Ｔ₁により生成される。各パーティション

は、波動場要素指標ｌにより指標化される。

事前等化の後で、ベクトル

が得られる。

フィルタ行列

の各行列係数は、変換済みラウドスピーカ信号の内の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の内の１つとからなるラウドスピーカ信号対のための、フィルタ係数として認識することができる。なぜなら、それぞれの行列係数は、対応する変換済みラウドスピーカ信号が、生成されるであろう対応するフィルタ処理済みラウドスピーカ信号に対して、どの程度まで影響を与えるかを表しているからである。

を使用してラウドスピーカ信号を再生するために、信号はラウドスピーカ入力信号の領域（例えば時間領域）へと逆変換されなければならない。

ここで、Ｔ₁ ^-1は、Ｔ₁の逆行列（そのような逆行列が存在する場合）を表す。もし存在しない場合には、擬逆行列が使用されてもよい（例えば非特許文献１５を参照）。

マイクロホン信号ｄ（ｎ）はＬＥＭＳから得られ、次に次式（４３）に従って波動領域へと変換される。

式（４１）の変換Ｔ₂は、その要素がｍにより指標化されているが、測定された波動場（同定された波動場）を記述し、

と同じ基底関数を有している。

波動領域におけるＬＥＭＳ同定（ＬＥＭＳに関するモデル）は、次式（４２）に示す行列により表現される。

ベクトル

は、次式（４３）により得られる。

波動領域において

として構築された所望の（予め決定された）信号は、次式（４５）により得られる。

は、波動領域におけるプレフィルタとＬＥＭＳとの直列的な連結の所望の（予め決定された）インパルス応答を表す。自由音場伝播のインパルス応答が達成されるべき場合には、使用されたラウドスピーカ及びマイクロホンの数に関わらず、下記の式（４６）に示す構造が結果として得られる。

ここで、この例においてはＮ_M＝Ｎ_Lと仮定する。Ｎ_M≠Ｎ_Lの場合には、行列の非二乗部分がゼロで満たされる。

この行列は次式（４９）の部分行列を有する。

反復的な決定のために、プレフィルタは

により表現され、ここで、次式（５０）を満足しなければならない。

そのため、

に関し、次式（５１）が結果として得られる。

ここで、Ｂｄｉａｇ^N｛Ｍ｝演算子は、対角上の行列Ｍのｎ回の反復を有する行列を生成する。

以下に、ＧＦＤＡＦアルゴリズムを用いたシステム同定について説明する。この目的で、非特許文献１２に開示されたアルゴリズムについて説明する。

ＤＦＴ（離散フーリエ変換）における自由音場記述を表すために、次式（５２）を定義する。

これは、波動場要素ｌ'＝０，１，４７及びｍ＝０の結合がモデル化され、一方で、上述したように、モデルの結合の選択によってモデル複雑性の条件が満たされた場合である。

更に、ＤＦＴ領域における測定された波動場の表現を、

の新たなパーティションを考慮することにより定義する。

その結果、ＤＦＴ領域における波動領域誤差信号を次式（５７）により決定できる。

次式（５８），（５９）の行列は、時間領域において窓処理を実現するために使用される。

時間領域における誤差信号は、次式（６０）を用いて決定できる。

ここで、次式（６１）は全ての波動場要素の誤差を表す。

「忘却因子」λ_SIによって指数関数的に重み付けされかつ式（６２）の費用関数により表現された、二乗誤差を最小化するために、非特許文献１２において式（６３）のアルゴリズムが提示された。

ここで、選択可能なステップ幅は０≦λ_SI≦１であり、Ｓ _m（ｎ）は次式（６４）により定義される。

行列Ｓ _m（ｎ）は疎らに満たされた行列によって近似することができる。その結果、演算の複雑さは、式（６４）の完全な構成の場合と比較して、有意な低減が達成できる。

Ｓ _m（ｎ）は、本願で考慮される再生シナリオに関しては、通常は非正則であるか、又はＳ _m（ｎ）の正則化を必要とする構造である。考慮対象となる波動場要素に対応するＳ _m（ｎ）内の全ての対角エントリの算術平均の正則化は、全てのＤＦＴ点に対して個別に決定される。それらの結果は、次に因子β_SIにより重み付けされ、次にそれぞれの算術平均を計算するために使用された全てのＤＦＴ点に関し、対角エントリに対して個別に加算される。これによって得られた行列は、次にＳ _m（ｎ）の代わりに式（６３）において使用される。

以下に、ＧＦＤＡＦアルゴリズムのフィルタ処理済みＸ変体(x variant)を用いたプレフィルタの決定について説明する。

上述したシステム同定と匹敵するように、プレフィルタの決定に関し、所望の（予め決定された）信号ｄ（ｎ）と信号ｙ（ｎ）との間の誤差は、二乗に関して最小化される。しかしながら、次式（６５）のように全てのプレフィルタ係数が誤差の全ての係数に影響を与えるので、指標ｍに対する誤差信号の分離は可能ではない。

上述のような簡素化された構造を実現するために、限定された数のプレフィルタが決定される。これらは次式（６６）のプレフィルタによって表される。

これにより、プレフィルタによりフィルタ処理された全ての波動場要素の重畳及びＬＥＭＳが、ルームに起因する障害の影響を受けないように調整されなければならないだけでなく、各個別の要素がルームに起因する障害の影響を受けないようになることが求められる。

説明の便宜上、そのようなプレフィルタのＮ_Gは、各要素ｌに対して決定されるべきものと仮定する。

説明の便宜上、全てのｌは同数のＮ_E個のそのような要素を有すると仮定する。既にシステム同定について実行されていたように、それぞれの次元において時間領域内で窓処理するための行列も、また次式（６９）,（７０）で定義する。

上述したＧＦＤＡＦと同様に、適切な

を用いて費用関数の最小化を達成するよう試みる。

非特許文献１２に開示されていることと同様に、この最適化問題の解に関する適応規則は、次式（７５）により定義付けられる。

ここで、選択可能なステップ幅は０≦μ_FX≦１であり、次式（７６）が成り立つ。

ここで、式（７５）と（７６）とは式（６３）と（６４）とにそれぞれ類似しているため、正則化と従来型ＧＦＤＡＦの効率的な計算とに関する概念がフィルタ処理済みＸ変体についても使用され得る。しかしながら、関与する行列及びベクトルが異なる構造を有する場合には、異なるアルゴリズムが結果としてもたらされる。

上述したように、フィルタ行列

の各行列係数は、変換済みラウドスピーカ信号の内の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の内の１つとからなるラウドスピーカ信号対のための、フィルタ係数として認識されることができる。なぜなら、それぞれの行列係数は、対応する変換済みラウドスピーカ信号が生成されるであろう対応するフィルタ処理済みラウドスピーカ信号に対して、どの程度まで影響を与えるかを表しているからである。

更に上述したように、本発明の実施形態によれば、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を得るために変換済みラウドスピーカ信号をフィルタ処理する際に、フィルタ行列

の全ての係数が必要となる訳ではない。

従って、一実施形態によれば、図１のフィルタ適応ユニット１３０は、ラウドスピーカ信号対グループの少なくとも３対の各対に関するフィルタ係数を決定して、フィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、その場合、ラウドスピーカ信号対グループは、変換済みラウドスピーカ信号の内の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の内の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、フィルタ係数グループがフィルタ係数を有する個数は、ラウドスピーカ信号対グループがラウドスピーカ信号対を有する個数よりも少ない。フィルタ適応ユニット１３０は、フィルタ１４０のフィルタ係数を、フィルタ係数グループの内の少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、図１のフィルタ１４０を適応させるよう構成されてもよい。

例えば、最初に、フィルタ適応ユニット１３０が行列

の全てではない幾つかの行列係数を決定する。これらの行列係数は、次にフィルタ係数グループを形成する。フィルタ適応ユニット１３０によって決定されていない他の行列係数は考慮対象となることがなく、よってフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成するときに使用されることもない（決定されていない行列係数はゼロと推定され得る）。

別の実施形態において、図１のフィルタ適応ユニット１３０は、ラウドスピーカ信号対グループの各対のためにフィルタ係数を決定して、第１のフィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、その場合、ラウドスピーカ信号対グループは、変換済みラウドスピーカ信号の内の１つとフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の内の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含む。フィルタ適応ユニット１３０は、第１のフィルタ係数グループから複数のフィルタ係数を選択して第２のフィルタ係数グループを得るよう構成されてもよく、その場合、第２のフィルタ係数グループは第１のフィルタ係数グループよりも少ない数のフィルタ係数を有する。さらに、フィルタ適応ユニット１３０は、フィルタ１４０のフィルタ係数を第２のフィルタ係数グループ内の少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、フィルタ１４０を適応させるよう構成されてもよい。

例えば、最初に、フィルタ適応ユニット１３０が行列

の全ての行列係数を決定する。これらの行列係数は、次に第１のフィルタ係数グループを形成する。しかし、行列係数の内の幾つかは、フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成する際に使用されることがない。フィルタ適応ユニット１３０は、第１のフィルタ係数グループ内のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を生成するために使用されるであろうフィルタ係数だけを、第２のフィルタ係数グループのメンバーとして選択する。例えば、フィルタ行列

の全ての行列係数が決定されるが（第１のフィルタ係数グループの決定）、行列係数の内の幾つかは後にゼロに設定される（ゼロに設定されていない行列係数は、次に第２のフィルタ係数グループを形成する）。

波動領域の記述の利点は、全ての信号値とフィルタ処理済み係数とが瞬時に空間分析されることであり、これは様々な方法で活用され得る。非特許文献１１においては、ＬＥＭＳモデルに対する近似モデルが演算上効率的なＡＥＣのために成功裏に使用されていた。この手法が利用する事実は、

とにより記述される波動場要素の結合は、モード次数において小差｜ｍ−ｌ’｜を有する要素に関して有意により強力となるという事実である（非特許文献１１を参照）。ＡＥＣに関し、ＷＦＳシステムが単一音源の波動場を合成しているようなシナリオに対しては、ｌ’＝ｍの結合をモデル化するだけで十分であることが開示されている（非特許文献９を参照）。他方、このモデルは多数の仮想音源が活性化しているときには十分でない（非特許文献１１を参照）。後者の場合には、実際の挙動が十分にモデル化されていないことから、ＬＲＥに必要とされるようなシステム挙動の系統的な修正が不可能である。従って、本願では、非特許文献１０に記載されるＬＥＭモデルを図１１の（ｂ）で示す構造へと変更することを提案する。図１１の（ｂ）は、図１１の（ａ）で示すモデルの近似を構成している。

図１１は、ＬＥＭＳモデルとその結果として得られたイコライザの重みとを例示的に示す。図１１（ａ）は、Ｔ₂ＨＴ₁ ^-1における結合の重みを示す。図１１（ｂ）は、｜ｍ−ｌ'｜＜２（Ｎ_D＝３）の

においてモデル化された結合を示す。

図１１（ｃ）は、

だけを考慮したイコライザ

の結果として得られる重みを示す。ここでも、図１１（ｂ）に示す構造と等しい構造を結果的にもたらす最重要イコライザを用いて、図１１の（ｃ）に示す

の構造を近似する。

本提案の概念は、複雑性が変化するフィルタリング構造について、また変化するリスナー位置に対するロバスト性を考慮に入れて評価されてきた。本提案スキームを評価するために、Ｈに関するルームインパルス応答は、図５に示すセットアップに対する第１次の虚音源(image source)モデルを用いて計算されており、その条件は、Ｒ_L＝１．５ｍ、Ｒ_M＝０．５ｍ、Ｄ₁＝Ｄ₄＝２ｍ、Ｄ₂＝Ｄ₃＝３ｍ、Ｎ_L＝Ｎ_M＝４８個及び反射率０．９であった。アレイの円弧は、マイクロホンとラウドスピーカとのアレイの環の間にある波動場が広範囲にわたって観測され得るように選択された。

における適応フィルタは、Ｌ_H＝１２９サンプルの長さをモデル化できたが、ｆ_S＝２ｋＨｚのサンプリングレートにおいて操作すると、ＷＦＳシステムの空間エイリアシングは有意でなく、得られるインパルス応答は６４サンプル未満の長さを有している。このＬ_Hの選択によって、収束を改善するために

（Ｈ₀はこのセットアップに関する自由音場応答を表している）において導入された４０サンプルの人工的遅延が説明できる。イコライザのインパルス応答の長さはＬ_G＝２５６サンプルに選択された。両方のＧＦＤＡＦアルゴリズムに関し、０．９５の忘却因子とＬ_F＝１２９サンプルのフレームシフトが使用された。フィルタ処理済みＸ−ＧＦＤＡＦに関する正規化されたステップサイズは０．２であった。

図１２は、ルーム内で合成された平面波の正規化された音圧を示す。ＬＲＥを用いた場合の結果を左側の列に、ＬＲＥを用いていない場合の結果を右側に、それぞれ示す。上段の図はラウドスピーカによって放射された直接的要素である。下段の図は壁面によって反射された部分を示す。目盛はメートルである。

達成されたＬＲＥを評価するために、実際に測定された波動場の自由音場条件下の波動場に対する差が計算された。結果として得られた値は、次に等化なしに得られたであろう値へと正規化された。

ここで、

は信号を変化させるものではなく、無矛盾のベクトル長さを保証するものであり、

はユークリッド・ノルム(Euclidian norm)である。この手法の空間ロバスト性を評価するために、マイクロホンアレイにより包囲された範囲であるリスニング範囲内の誤差ｅ_LAを測定する。リスニング範囲のＬＲＥ誤差ｅ_LAはｅ_MAと同様の方法で決定されるが、その場合、図１２において白色の円で示すように、マイクロホンアレイの半径はＲ_M＝０．４ｍである。

ラウドスピーカ信号ｘは、ＷＦＳの理論に従い、入射角φ₁＝０、φ₂＝π／２、φ₃＝πであり、互いに無相関化された白色ノイズ信号を音源として使用する状態で、３個の平面波を同時に合成するように決定された。

図１３において、Ｎ_D＝３であるシステムに関する経時的なＬＲＥ誤差が分る。Ｎ_D＝３であるＬＲＥシステムに関する経時的な収束が、異なるシナリオに関して説明されている。上方の図表はマイクロホンアレイにおけるＬＲＥ性能を示し、下方の図表はリスニング範囲内におけるＬＲＥ性能を示す。ｅ_MAはマイクロホンアレイにおける誤差を意味し、ｅ_LAはリスニング範囲における誤差を意味する。

図１３においては、短い発散段階の後でシステムが安定化し、略ｅ_MA＝−１３ｄＢの誤差に向かって収束することが分る。初期の発散は、システムＨの同定が最初は不十分だったことによる。現実のシステムでは、

が十分に同定されるまで、

の決定を保留するのがよい。２個又は３個の平面波を有する例に関する僅かに良好な収束もまた、Ｈのより良好な同定を通して説明し得る。なぜなら、合成される平面波の数が多いほど、ラウドスピーカ信号の相互相関が低いからである。リスニング範囲内の誤差は、マイクロホンアレイの位置における誤差と同じ挙動を示すことが分る。しかしながら、残留する誤差は約５ｄＢ大きい。これは、選択されたアレイのセットアップに関し、マイクロホンアレイの円周に対する解がマイクロホンアレイの中心、例えばリスニング範囲に向かって補間され得ることを示している。

図１２は、収束されたイコライザに対してφ₁＝０の入射角を持つインパルス状の平面波の一例を示している。ここから分かることは、イコライザは波形を保持し（上方左の図表）、リスニング範囲内の反射を補償する（下方左の図表）が、他方、リスニング範囲の外側の波動場は幾分歪みがあるということである。これは驚くに値しない。なぜなら、リスニング範囲の外側の波動場はマイクロホンアレイによって包囲されておらず、従って最適化されていないからである。この影響は、Ｎ_Dの値が大きいほど強くなる。よって、それを抑制するために、イコライザ係数に対する追加的な制約の適用を促すことになる。

図１４において、誤差ｅ_MAとｅ_LAとが、異なるＮ_D値を有する構造に関して収束後に認められる。直線で示された１つの合成平面波を持つシナリオについては、Ｎ_D＝１の最も簡素な構造が実際に最高の性能を示すことが分る。Ｎ_D＞１の他の構造は自由度がより大きいが、しかし、根底にある逆フィルタ処理問題が悪条件であるため、その利点を活かせない。反対に、破線で示された２個の、及び点線で示された３個の、それぞれ合成平面波を持つより複雑なシナリオに関して、Ｎ_D＝１の構造は十分な程度の自由度を持たず、より複雑な構造の方が有意に良好な性能を示す。

波動領域における適応ＬＲＥは、異なる次数の波動場要素間の関係を考慮することにより提供される。ＬＲＥ構造の必要な複雑性と最適な性能は、再生される情景の複雑さに依存することが示された。更に、根底にある逆フィルタ処理問題が非常に悪条件であると、自由度の値をできるだけ低くすることが提案される。スケーラブルな複雑性に起因して、本提案のシステムは従来のシステムと比較してより低い演算要求量とより高いロバスト性とを示す。また、より広範な再生シナリオに対して適切であると言える。

これまで装置を説明する文脈で幾つかの態様を示してきたが、これらの態様は対応する方法の説明でもあることは明らかであり、そのブロック又は装置が方法ステップ又は方法ステップの特徴に対応することは明らかである。同様に、方法ステップを説明する文脈で示した態様もまた、対応する装置の対応するブロックもしくは項目又は特徴を表している。

構成要件にも依るが、本発明の実施形態は、ハードウエア又はソフトウエアにおいて実装可能である。この実装は、その中に格納される電子的に読み取り可能な制御信号を有し、本発明の各方法が実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協働する（又は協働可能な）、デジタル記憶媒体、例えばフレキシブルディスク，ＤＶＤ，ＣＤ，ＲＯＭ，ＰＲＯＭ，ＥＰＲＯＭ，ＥＥＰＲＯＭ，フラッシュメモリなどを使用して実行することができる。

本発明に従う幾つかの実施形態は、上述した方法の１つを実行するようプログラム可能なコンピュータシステムと協働可能で、電子的に読み取り可能な制御信号を有するデータキャリアを含んでも良い。

一般的に、本発明の実施例は、プログラムコードを有するコンピュータプログラム製品として実装することができ、このプログラムコードは当該コンピュータプログラム製品がコンピュータ上で作動するときに、本発明の方法の一つを実行するよう作動できる。そのプログラムコードは例えば機械読み取り可能なキャリアに記憶されても良い。

他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するための、機械読み取り可能なキャリア又は非一時的な記憶媒体に記憶されたコンピュータプログラムを含む。

換言すれば、本発明の方法のある実施形態は、そのコンピュータプログラムがコンピュータ上で作動するときに、上述した方法の１つを実行するためのプログラムコードを有する、コンピュータプログラムである。

本発明の他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するために記録されたコンピュータプログラムを含む、データキャリア（又はデジタル記憶媒体又はコンピュータ読み取り可能な媒体）である。

本発明の他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムを表現するデータストリーム又は信号列である。そのデータストリーム又は信号列は、例えばインターネットを介するデータ通信接続を介して伝送されるように構成されても良い。

他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するように構成又は適用された、例えばコンピュータ又はプログラム可能な論理デバイスのような処理手段を含む。

他の実施形態は、上述した方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムがインストールされたコンピュータを含む。

幾つかの実施形態においては、（例えば書換え可能ゲートアレイのような）プログラム可能な論理デバイスは、上述した方法の幾つか又は全ての機能を実行するために使用されても良い。幾つかの実施形態では、書換え可能ゲートアレイは、上述した方法の１つを実行するためにマイクロプロセッサと協働しても良い。一般的に、そのような方法は、好適には任意のハードウエア装置によって実行される。

上述した実施形態は、本発明の原理を単に例示的に示したにすぎない。本明細書に記載した構成及び詳細について修正及び変更が可能であることは、当業者にとって明らかである。従って、本発明は、本明細書に実施形態の説明及び解説の目的で提示した具体的詳細によって限定されるものではなく、添付した特許請求の範囲によってのみ限定されるべきである。

第２変換ユニット４８０の変換Ｔ₂は、上述したように、マイクロホン信号を波動領域へ（例えばいわゆる測定された波動場へ）と変換する。

における測定された波動場のＮ_M個の要素を得るために、ｄ（ｎ）におけるＮ_M個の実際に測定されたマイクロホン信号に対してＴ₂が適用される。Ｔ₁と同様に、

における要素があるモード次数を有する式（７６）に従って記述されるように、Ｔ₂が選択される。考慮対象となるアレイ・セットアップ及び基底関数については、ラウドスピーカ及びマイクロホン指標にわたる空間ＤＦＴが、Ｔ₁及びＴ₂のために使用され得ることが開示されており（特許文献１を参照）、その場合、式（７６）の時間的周波数領域から時間領域への変換が不要となる。しかし、これら周波数独立型の変換は、考慮対象となる信号の周波数応答を式（７６）に従って修正することがない。この点は本発明の実施形態にとっては許容可能であり得る。なぜなら、適応フィルタは、周波数応答における差を暗示的にモデル化するであろうし、全ての記述が無矛盾のままであるからである。

図６で示しかつ上述したように、プレフィルタとは、好ましくは単一入力・単一出力のフィルタ要素であり、単一入力・単一出力のフィルタ要素は、現時点または現フレームにおける単一の変換済みラウドスピーカ信号、及び潜在的には、１つ又は複数の先行する時点またはフレームの対応する単一の変換済みラウドスピーカ信号、だけを受信するものであり、また、現時点または現フレームにおける単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号、及び潜在的には、１つ又は複数の先行する時点またはフレームの対応する単一のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号を出力するものである。

事前等化の後で、ベクトル

が得られる。

マイクロホン信号ｄ（ｎ）はＬＥＭＳから得られ、次に次式（４１）に従って波動領域へと変換される。

Claims (15)

1. リスニングルーム等化のための装置であって、前記装置は複数のラウドスピーカ入力信号を受信するよう構成されており、
   前記少なくとも２つのラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して複数の変換済みラウドスピーカ信号を得る、変換ユニット（１１０；４１０）と、
   第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得る、システム同定適応ユニット（１２０；４２０）であって、前記第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）を同定する、システム同定適応ユニット（１２０；４２０）と、
   前記第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるフィルタ適応ユニット（１３０；４３０）と、を含み、
   前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は複数のサブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）を含み、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の各々が、前記変換済みラウドスピーカ信号の１つ又は複数を受信ラウドスピーカ信号として受信し、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の各々が、１つ又は複数の前記受信ラウドスピーカ信号に基づいて複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
   前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つは、前記変換済みラウドスピーカ信号の少なくとも２つを受信ラウドスピーカ信号として受信し、前記少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
   前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つは、前記複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の前記受信ラウドスピーカ信号を有し、前記受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１よりも大きい数であり、更に、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号の数が１より大きい場合には、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号だけが結合されて、前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の前記１つが生成される、装置。
2. 前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、ラウドスピーカ信号対グループの少なくとも３対の各対のためにフィルタ係数を決定してフィルタ係数グループを得るよう構成されており、前記ラウドスピーカ信号対グループは、前記変換済みラウドスピーカ信号の１つと前記フィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、前記フィルタ係数グループは前記ラウドスピーカ信号対グループが有するラウドスピーカ信号対の数よりも少ない数のフィルタ係数を有し、
   前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）のフィルタ係数を前記フィルタ係数グループの少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるよう構成されている、請求項１に記載の装置。
3. 前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、ラウドスピーカ信号対グループの各対のためにフィルタ係数を決定して第１のフィルタ係数グループを得るよう構成されており、前記ラウドスピーカ信号対グループは、前記変換済みラウドスピーカ信号の１つと前記フィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つとからなるラウドスピーカ信号対の全てを含み、
   前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記第１のフィルタ係数グループから複数のフィルタ係数を選択して第２のフィルタ係数グループを得るよう構成されており、前記第２のフィルタ係数グループは前記第１のフィルタ係数グループよりも少ない数のフィルタ係数を有しており、
   前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）のフィルタ係数を前記第２のフィルタ係数グループの少なくとも１つのフィルタ係数によって置き換えることにより、前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるよう構成されている、請求項１に記載の装置。
4. 前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の各々が前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の正に１つを生成するよう構成されている、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の装置。
5. 前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）の全てのサブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）が同数の変換済みラウドスピーカ信号を受信する、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の装置。
6. 前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は第１行列
   

   

   により定義され、前記第１行列は複数の第１行列係数を有しており、前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記第１行列を適応させることによって前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるよう構成されており、前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、前記複数の第１行列係数の１つ又は複数をゼロに設定することによって前記第１行列を適応させるよう構成されている、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の装置。
7. 前記フィルタ適応ユニット（１３０；４３０）は、次式
   

   

   に基づいて前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるよう構成されており、ここで
   

   

   は第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を示す第２行列であり、
   

   

   は前記予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を示す第３行列である、請求項６に記載の装置。
8. 前記第２行列
   

   

   は複数の第２行列係数を有し、第２のシステム同定適応ユニット（１２０；４２０）が前記複数の第２行列係数の１つ又は複数をゼロに設定することによって前記第２行列を決定するよう構成されている、請求項７に記載の装置。
9. 前記フィルタ処理済みラウドスピーカ信号を波動領域から時間領域へと変換してフィルタ処理済み時間領域ラウドスピーカ信号を得る、逆変換ユニット（４６０）を更に含む、請求項１乃至８のいずれか１項に記載の装置。
10. 前記システム同定適応ユニット（１２０；４２０）は、複数の変換済みマイクロホン信号
    

    

    と複数の推定マイクロホン信号
    

    

    との間の差を示す誤差
    

    

    に基づいて、前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させるよう構成され、前記複数の変換済みマイクロホン信号と前記複数の推定マイクロホン信号とは前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号に依存している、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の装置。
11. 前記変換ユニット（１１０；４１０）は第１変換ユニットであり、
    前記装置は、前記ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）の複数のマイクロホンによって受信された複数のマイクロホン信号を時間領域から波動領域へと変換して、前記複数の変換済みマイクロホン信号を得る、第２変換ユニット（４８０）を更に含む、請求項１０に記載の装置。
12. 前記第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号にも基づいて、前記複数の推定マイクロホン信号
    

    

    を生成するためのラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム推定部（４５０）を更に含む、請求項１０又は１１に記載の装置。
13. 前記装置は、前記複数の変換済みマイクロホン信号
    

    

    と前記複数の推定マイクロホン信号
    

    

    との間の差を示す前記誤差
    

    

    を、誤差を決定するための次式
    

    

    を適用することにより決定する、誤差決定部（４９０）をさらに含み、
    前記誤差決定部（４９０）は、決定された誤差を前記システム同定適応ユニット（１２０，４２０）へと供給するよう構成されている、請求項１０乃至１２のいずれか１項に記載の装置。
14. リスニングルーム等化のための方法であって、
    複数のラウドスピーカ入力信号を受信するステップと、
    前記少なくとも２つのラウドスピーカ入力信号を時間領域から波動領域へと変換して複数の変換済みラウドスピーカ信号を得る、ステップと、
    第１ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を適応させて第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子を得るステップであって、前記第１及び第２のラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子が複数のラウドスピーカと複数のマイクロホンとを含むラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム（４７０）を同定する、ステップと、
    前記第２ラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子に基づき、かつ予め決定されたラウドスピーカ・エンクロージャ・マイクロホンシステム識別子にも基づいて、フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）を適応させるステップと、を含み、
    前記フィルタ（１４０；２４０；３４０；４４０；６００）は複数のサブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）を含み、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の各々が、前記変換済みラウドスピーカ信号の１つ又は複数を受信ラウドスピーカ信号として受信し、更に前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の各々が、１つ又は複数の前記受信ラウドスピーカ信号に基づいて複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
    前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つは、前記変換済みラウドスピーカ信号の少なくとも２つを受信ラウドスピーカ信号として受信し、更に前記少なくとも２つの受信ラウドスピーカ信号を結合して前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つを生成するよう構成されており、
    前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つは、前記複数の変換済みラウドスピーカ信号の総数よりも小さい数の前記受信ラウドスピーカ信号を有し、前記受信ラウドスピーカ信号の数は１又は１よりも大きい数であり、更に前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号の数が１より大きい場合には、前記サブフィルタ（１４１，１４ｒ；２４１，２４２，２４３，２４４；６４１，６４２，６４３）の少なくとも１つのサブフィルタの前記受信ラウドスピーカ信号だけが結合されて、前記複数のフィルタ処理済みラウドスピーカ信号の１つが生成される、方法。
15. コンピュータ又はプロセッサで作動されたとき、請求項１４に記載の方法を実行するコンピュータプログラム。

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