JP2014506113A - 可変状況で作動するアセンブリ - Google Patents

Abstract

本発明は、特に可変の速度、電力、又は力率を有する可変状況において作動する電気機械アセンブリに関連し、これは、特にダイナモ（１１）を用いた電圧（Ｖ_ｆ）を通じて又はリング及び集電体による直接発電のＤＣ電流が供給される回転子コイル（１５）を含み、かつ出力電圧（ＵＳ）を送出する同期交流発電機（１０）と、場合によってパルス幅変調整流子又はダイオードを含んで任意的にＤＣ／ＤＣコンバータが続く交流発電機の電圧（ＵＳ）を整流するための整流子（２１）を含むコンバータ（２０）とを含み、回転子コイルの供給電圧（Ｖ_ｆ）は、交流発電機の出力電圧（ＵＳ）によって制御される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、単相又は多相、例えば、３相のＡＣ電流の生成に関連し、より具体的には、例えば、風力タービンによって得られた機械エネルギの電気エネルギへの変換に関連する。

従って、本発明は、特に、例えば、風力タービンによる回転において駆動される回転子を含む一般的にＩＭＷよりも高いか又はそれに等しい高電力の交流発電機及びコンバータに関し、より具体的には巻線回転子同期交流発電機に関する。駆動は、潮流駆動発電機、水力発電機、又は海流駆動発電機を用いて行うことができる。

交流発電機は、一般的に固定子にある電機子巻線内にＡＣ電圧を発生させるために分割リングとブラシ又は励磁機のいずれかによってＤＣ電流が供給される一般的に回転子にある界磁巻線をそれ自体公知の方式で含む。

交流発電機として、単純性及び堅牢性という利点を示すかご形非同期機を使用することは公知である。しかし、ほぼ固定された速度でのその作動は、ブレードの向きの繰返し発生する修正に起因して、滑動範囲に対するノイズ源である場合があり、それによってシャフト上で機械トルクの変化がもたらされる場合がある。そのようなトルク変化は、引き込まれる電流が有意な変化を受ける場合があるので、電力網に対する外乱をもたらす場合がある。更に、高い風速では、理論電力の最大値を利用することができない。

パワーエレクトロニクスインタフェースによって電力網に連結したかご形非同期機が使用される場合には、可変速駆動によって可変速作動が可能である。整流子の存在により、ＤＣ電圧を送出することが可能になり、インバータは、単位力率で電力網の周波数に対応する固定周波数のＡＣ電圧を送出することを可能にする。この場合、交流発電機の公称電力が、風力タービンによって供給することができる最大電力を決定する。しかし、使用されるコンバータは、交流発電機と電力網との間で交換される電力全体に対して定格化される。従って、これらのコンバータは、有意なコストを意味し、無視することができない失損を有し、送出されるエネルギの効率及び品質に対して有害な乱れをもたらす場合がある。発電機の公称電力全体に対して必然的に過度に定格化されたそのようなコンバータの使用は、例えば、最大で公称電力の３％の損失をもたらす場合がある。

使用される整流子は、パルス幅変調（ＰＷＭ）の下で制御される整流子とすることができる。この場合、無効電力の伝達は制御可能である場合もあるが、有効電力の伝達は、ダイオードブリッジを含む単純な整流子が使用される場合と同じに留まる。

二重給電非同期機が使用される場合には、固定子は電力網に直接連結され、それに対して回転子と電力網の間にパワーエレクトロニクスインタフェースが挿入され、それによって滑動及び従って回転速度の３０％程度の変動範囲が許容される。しかし、この二重給電非同期機は、かなり複雑な構造のものであり、従って、より高価であり、かご形非同期機よりも信頼性が低い機械である。この機械の固定子は、電力網に直接結線され、電力網の外乱中に大きい電流変化を同じく受ける場合がある。

特に永久磁石を含む同期機を使用することも公知である。特に、風力エネルギの変換では永久磁石交流発電機、それに続く整流子を含むことができるパワーエレクトロニクスインタフェース、及びそれ続くインバータの使用は公知である。回転速度変化の範囲は、一般的に公称回転速度の３０％から１２０％である。しかし、そのような交流発電機は、特に永久磁石の存在に起因する有意なコストに加えて、欠陥の場合に、例えば、短絡又は速度超過の場合に、機械を励磁解除することができないという欠点を示している。

整流子及びそれに続くインバータを含むことができるパワーエレクトロニクスインタフェースを通じて電力網から引き込みを行う回転子における巻線によって励磁される同期機を使用することも公知である。変化の範囲は、磁石型の機械におけるものと同じ程度の大きさのものである。

特許出願ＥＰ １ １８７ ３０７ Ａ２は、コンバータに給電する爪磁極回転子を含む電気機械を開示している。爪磁極回転子は、小さいサイズ及び低電力の電気機械という特徴を有する。

特許ＵＳ ５ ０８３ ０３９ Ａは、非同期のかご形機を開示しており、調整は、トルク又は電圧を制御するためにパラメータｉ_d及びｉ_qに対して作用する。

特許ＵＳ ６ ２３９ ９９６ Ｂ１は、自動車のバッテリを充電することに向けられた機械に関する。

特許ＵＳ ６ ４３７ ９９６ Ｂ１は、エネルギを数キロメートルにわたって最小の損失しか伴わずに搬送するために無効電力を低下させるように定ＤＣ電圧に切り換えることを目的としている。

ＥＰ １ １８７ ３０７ Ａ２ ＵＳ ５ ０８３ ０３９ Ａ ＵＳ ６ ２３９ ９９６ Ｂ１ ＵＳ ６ ４３７ ９９６ Ｂ１

従って、小さい容積及び低い製造コストのみを有する風力エネルギ変換アセンブリを使用する必要性が存在する。

得られる効率を最適化することを可能にするアセンブリから恩典を得る必要性も存在する。

本発明は、上述の必要性の全て又は一部を満たすことを目的とする。

従って、本発明の態様のうちの１つにより、本発明の主題は、可変状況、特に可変の速度、電力、又は力率で作動する電気機械アセンブリであって、特に励磁機を用いた電圧Ｖ_fを通じて又は分割リング及び整流子による直接励磁のＤＣ電流が供給される巻線回転子を有し、出力電圧ＵＳを送出する同期交流発電機と、場合によってパルス幅変調又はダイオードベースであり、任意的にＤＣ／ＤＣコンバータが続く交流発電機の出力電圧ＵＳを整流するための整流子を含むコンバータとを含み、巻線回転子に給電する供給電圧Ｖ_fは、交流発電機の出力電圧ＵＳに追従する。

アセンブリは、交流発電機の出力電圧ＵＳを事前設定値Ｕ_{s eff ref}に維持するために電圧Ｖ_fに対して作用するように構成された調整器を含むことができる。巻線回転子に給電する電源電圧Ｖ_fは、交流発電機の出力電圧ＵＳと基準電圧Ｕ_{s eff ref}の間の差を最小にするように決定することができる。

基準電圧Ｕ_{s eff ref}は、電気機械アセンブリの効率を修正し、特に、最大にするように選択することができる。

基準電圧Ｕ_{s eff ref}は、好ましくは、渦電流による損失及びヒステリシスによる損失から構成される鉄損、回転子におけるジュール効果を通じた損失、固定子におけるジュール効果を通じた損失、コンバータの伝導による損失、コンバータのスイッチングによる損失から構成される損失のうちの少なくとも１つを最小にするように計算される。

周波数の関数としての電圧Ｕ_Sの推移は、一定のＵ／ｆを用いた調整の場合は直線である。周波数の関数としての出力電圧Ｕ_Sの推移は、本発明では直線以外とすることができ、Ｕ／ｆは、取りわけ、最小回転速度（例えば、５００回転毎分よりも大きい）から、交流発電機の電力が大幅に増大する傾向を有する公称速度（例えば、１５００回転毎分よりも大きい）までの回転速度範囲にわたって一定ではない。この速度範囲（例えば、５００〜１５００回転毎分）にわたって、周波数の関数としての交流発電機の出力電圧の形状は、１つのセグメントから別のセグメントに回転速度と共に僅かに増大する勾配を有する直線セグメントの連続とすることができる。

周波数の関数としての出力電圧、従って、電圧設定値の推移を与える曲線は、電圧が一定に留まるプラトー部と連結される非常に目立つ捩れによって結合された２つの部分を示すことができる。Ｕ／ｆが最大値Ｕに至るまで一定である従来の調整も、Ｕが一定に留まるプラトー部を示すが、捩れは示さない。

本発明による調整では、Ｕ_Sは、電圧が最大値になるある回転速度に至るまで、一定のＵ／ｆを用いた調整において一般的に遭遇する電圧よりも低いとすることができる。

本発明による電気機械アセンブリは、効率に関して、永久磁石を有する交流発電機と同じ利点をこれらの永久磁石の存在に関する欠点なしにもたらすことを可能にする。本発明によるアセンブリは、実際にアセンブリのコスト及び保守の容易さを改善することを可能にする。更に、本発明によるアセンブリは、永久磁石交流発電機とは対照的に、容易に励磁解除することができる。

本発明は、可変状況で作動する巻線回転子交流発電機及びその関連付けられたコンバータの効率を巻線回転子の端子間の電圧を修正することによって最適化することを可能にする。この場合、電圧は、回転子の励磁によって制御される。

本発明によるアセンブリは、製造することがそれ程高価ではない。更に、欠陥、例えば、電力網の欠陥の場合には、励磁電圧に対して作用することができ、これは、永久磁石交流発電機では可能ではない。従って、本発明によるアセンブリは、電力網の欠陥を矯正することを可能にすることができ、それによってある一定の調整要件を満たすことを可能にすることができる。

可変状況における作動は、風力タービンによって取り込まれるエネルギを最適化することを可能にする。好ましくは、最適な状況で作動することが系統的に追求され、すなわち、所定の作動状況、すなわち、所定の風速において最大電力が供給されることが望ましい。本発明による交流発電機は、電力網のものに適応させる必要がある可変周波数で電気エネルギを供給することを可能にし、これは、ＤＣバスを用いて連結した整流子、並びにインバータを含む電力コンバータによってもたらされる。

過度に高い風速では、風力タービンの回転速度は、その一体性を保護するためにある最大値に制限される。

得られるコンバータ／機械アセンブリの全体的効率は、永久磁石同期機のもの又は定電圧で作動する巻線回転子同期機と比較して改善される。

基準電圧Ｕ_{s eff ref}は、アセンブリの作動状況に基づくことができる。基準電圧Ｕ_{s eff ref}は、速度、電力、力率、例えば、熱プローブを用いて把握することができる機械の熱状態のうちの少なくとも１つに基づくことができる。

「力率」という表現は、時変電流状況（正弦波又は他のもの）の下で給電される電気双極子において、この双極子によって消費される有効電力を電流の有効値と電圧の有効値との積（皮相電力）で割算したものに等しい電気受容体の特性を意味すると理解されなければならない。力率は、０と１の間に収まる。特に、電流及び電圧が時間の正弦関数である場合には、力率は、電流と電圧の間の位相シフトの余弦に等しい。従って、力率は、一般的に「ｃｏｓφ」と呼ばれる。

所定の作動状況、すなわち、所定の速度及び所定の電力では、機械損失は固定される。

所定の作動状況では、電圧が過度に高い場合に、回転子における鉄損及びジュール効果を通じた損失は、過度に大きい励磁に起因して有意になる。それとは逆に、固定子におけるジュール効果を通じた損失は低いままに留まる。実際に所定の電力では、電圧が高い場合に電流は低い。それとは逆に、過度に低い電圧は、固定子におけるジュール効果を通じた有意な損失及び固定子における鉄損、並びに回転子におけるジュール効果を通じた低い損失をもたらす。コンバータの損失は、固定子電流、機械電圧、及び整流された電圧に関する。

２つの作動状況間には、アセンブリの損失を最小にし、かつ効率を最大にすることを可能にする最適な電圧が存在することは理解されなければならない。この最適電圧は、好ましくは、基準電圧として選択され、各用途に対して計算することができる。

最適電圧は、アセンブリの作動の前に計算するか又は実時間で計算することができる。最適電圧は、アセンブリの作動中に実時間で計算するか又は変形として用途の関数として事前計算することができる。例えば、用途及び／又は作動状況の関数、特に回転子の回転速度の関数としてのいくつかの事前記録値の中から基準電圧Ｕ_{s eff ref}の値を選択することができる。アセンブリは、例えば、各々が所定の作動状況に適するいくつかの基準電圧Ｕ_{s eff ref}の事前計算値の事前記録テーブルを含むことができる。自動方式で、１つの作動状況から別のものへのスイッチングは、基準電圧の変更を含む。

交流発電機が励磁機を含む場合には、励磁機内に必要な励磁を発生させることを可能にする電圧Ｖ_rは、交流発電機によって供給される有効出力電圧Ｕ_{s eff}に追従させることができる。

代替として、交流発電機の巻線回転子の励磁は、分割リング及び整流子による直接的なものとすることができる。分割リング及びブラシシステムによる回転子への給電の場合には、電圧Ｖ_fは、事前設定された基準電圧Ｕ_{s eff ref}に基づいて直接に制御される。

アセンブリは、整流子の電子スイッチを制御する調整器を含むことができる。整流子の制御は、位相、機械の力率、直流Ｉ_Dの強度、及び直交電流Ｉ_Qの強度に追従させることができ、これらの全ては、整流子の電子スイッチを制御するのに使用することができる。整流子の出力電流は、ＤＣバスに給電することができる。整流子は、一定のバス電圧を維持するように制御することができる。アセンブリは、この目的で、整流子のスイッチを制御する調整器の電流基準をＤＣバスの端子間で測定される電圧Ｕ_{dc measured}及び基準電圧Ｕ_{dc ref}の関数として追従させることを可能にする調整器を含むことができる。この電流基準は、直交電流及び／又は直流の強度の基準値とすることができる。

更に、本発明の主題は、上記に定めたもののようなアセンブリを含む発電機、特に風力タービンである。

風力タービンは、風力タービンのブレード、例えば、３枚ブレードによる回転で駆動されるアセンブリの機械シャフトの速度を増大させることを可能にする増倍器を含むことができる。

更に、本発明の主題は、特に、巻線回転子を有する同期交流発電機の回転子に交流発電機の出力電圧Ｕ_Sに追従する電圧Ｖ_fにおいてＤＣ電流が供給される上記に定めたもののようなアセンブリを用いて、特に風力を発生源とする機械エネルギを電気エネルギに変換する方法である。特に、交流発電機の出力電圧Ｕ_Sと事前設定された基準電圧Ｕ_{s eff ref}間の差を最小にすることが追求される。

有利な態様においては、そのような方法では、交流発電機の出力電圧は、パルス幅変調型整流子を用いて整流することができる。

以下に続く本発明の例示的な実施形態の詳細説明を読解し、添付図面を精査することにより、本発明をより明快に理解することができるであろう。

本発明により具現化された風力タービンの概略図である。 図１の風力タービンの同期交流発電機の構成の概略図である。 交流発電機及びその関連付けられたコンバータの作動の概略図である。 励磁機の制御チェーンの概略図である。 調整器１８の作動を示すブロック図である。 本発明によるアセンブリの効率を他の公知のアセンブリと比較して示す図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 本発明による１つ又は複数の調整を如何にモデル化することができるかを示す概略図である。 風力タービンに関する負荷曲線と交流発電機の出力電圧を速度の関数として与える曲線とを示す図である。 速度の関数としての出力電圧曲線の詳細図である。 交流発電機の回転子の速度の関数としての効率の図である。

図１に示すのは、風力によって回転駆動することに向けられたブレード２、例えば、３枚ブレードが固定されたナセルを含む本発明による風力タービン１である。ナセルは、図示していないマストの上部に固定される。増倍器５は、風力タービンの機械シャフト６の速度を増大させることを可能にする。

ナセルは、同期交流発電機１０、並びに機械シャフトが受け取る風力エネルギを電気エネルギに変換して電力網９に給電するためのコンバータ２０を含む。交流発電機は、この目的のために、出力電圧Ｕ_{s eff}、例えば、従来的にＵ、Ｖ、及びＷで表す３相の電圧を送出する。

説明する例では、交流発電機は、ＤＣ電流が供給される励磁機界磁巻線を固定子１２に含み、それによって励磁機回転子１３の励磁機電機子巻線内にＡＣ電流を発生させ、その後にこのＡＣ電流は、整流子ブリッジ１４によって整流され、それによって交流発電機の巻線回転子１５の主界磁巻線に整流された電流Ｉ_Fが供給され、交流発電機の固定子１６にある主電機子内に電流が発生する。主電機子の各相は、１つ又はそれよりも多くの巻線を含むことができる。

図１及び図２に示す例示的な実施形態は、励磁回路が固定子１２上に配置され、電圧調整器１８を通じて電圧Ｖ_rにおけるＤＣ電流が供給され、それによって固定磁場が発生する逆変換交流発電機から構成される同期励磁機１１を使用する。励磁機１１の回転子１３は、主誘起子に給電するように回転するダイオードブリッジ整流器１４によって整流される電流を有する３相巻線のシステムを含む。励磁機は機械シャフト６上に装着され、主回転子１５と同じ速度で駆動される。

図示の例示的な実施形態において、数ＭＷ程度とすることができる高電力交流発電機の電力に関して、シャフト６上で利用可能な機械力を用いて励磁電流を供給することが有利である。この場合、交流発電機の回転子と同じシャフト上に装着された励磁システムが使用される。変形として、他の方法も可能であろう。

多数の極対を含み、従って、大きい直径の低速高トルク同期交流発電機を使用することができる。有利な態様においては、そのような交流発電機は、速度増倍器を使用する必要性を回避することを可能にする。これは、速度増倍器が、損失及び不良をもたらす場合がある複雑な機械品目である限り、有利であるとすることができる。

次に、コンバータ２０と、巻線回転子、並びに励磁機１１の電源電圧の調整とを図３を参照してより詳細に以下に説明する。

コンバータ２０は、交流発電機によって送出されるＡＣ電圧Ｕ_{s eff}及びＡＣ電流Ｉ_sをＤＣ電圧及びＤＣ電流に変換することを可能にするパルス幅変調（ＰＷＭ）型整流子２１を含む。

整流子２１は、コンデンサーＣを含むＤＣバス２２により、このＤＣ電圧及びＤＣ電流を取り出すインバータ２３に連結される。インバータの出力において信号が調節され、電力網９の振幅及び周波数に適する振幅及び周波数を有する信号が得られるように、インバータの制御器が調整される。

本発明では、パルス幅変調整流子２１とインバータ２３は、ＤＣバス２２を用いて互いから分離される。ＤＣバス２２を通る経路は、インバータ２３が振幅及び周波数を調整するのを可能にする。

使用される整流子２１は、電力的に双方向のものとすることができる。適切な制御によって高周波数における調波を阻止することにより、正弦波電流を得ることができる。この目的のために、電流は、２８において、分離アルゴリズム２９を用いて、交流発電機の固定子１６の電圧と電流の間の位相シフトφを制御するように整流子２１のスイッチを制御することにより、直流Ｉ_Dref及び直交電流Ｉ_Qrefの基準強度の関数として調整され、それによって時に力率ｃｏｓφの修正が可能になる。２４における位相シフトの調整は、ジュール効果を通じた固定子損失を固定子の基準位相シフトφ_ref及び測定直交強度Ｉ_qmeasuredの関数として低下させることを可能にし、コンバータの伝導ジュール損は、１という力率において最小である。それによってアセンブリの全体的効率が満たされる。

変化実施形態において、図示のように、２５において、整流子２１の出力電力を整流子２１の端子間で測定された電圧Ｕ_{dc measured}及び基準電圧Ｕ_{dc ref}の関数として調整することができ、それによって電力のより良好な局所制御が可能になる。

調整器の例として、市販されている標準の調整器を使用することができ、これらの調整器の中でも、Ｄ６００、Ｒ４４９のような「Ｌｅｒｏｙ Ｓｏｍｅｒ」モデル、「ＢＡＳＬＥＲ ＤＥＣＳ １００、２００」モデル、「ＡＢＢ Ｕｎｉｔｒｏｌ １０００」モデルなどを含むことができる。

調整アセンブリ２４、２５、及び２８を実施するのに、例えば、「ＡＢＢ ＡＣＳ８００」型の電力コンバータモジュール（電圧及び／又はｃｏｓφの調整）を使用することができる。

本発明による調整の例を図６から図１５を用いてより発展した形式で以下に説明する。

この発展例では、整流子２１はＰＷＭ型のものであり、図６に示すようにモデル化することができる。この発展例では、整流子２１は、電力的に双方向のものである。整流子の適切な制御は、交流発電機において高周波数における調波を阻止しながら正弦波電流を得ることを可能にすることができる。

交流発電機の固定子の電圧と電流の間の位相シフトφの制御を実施することができ、機械の力率ｃｏｓφの修正が可能になる。

それによって鉄損を最小にする正弦波電流を得ることができる。位相シフトφの制御は、ｃｏｓφが１に等しい場合に最小であるジュール効果を通じた損失に対して作用することを可能にすることができる。

それにも関わらず、そのような制御は、伝導による損失及びコンバータのスイッチングによる損失を十分に良好な値まで低減することを可能にすることはできず、これらの損失は、定格電力の１．５％程度に留まる。

整流子２１は、２５におけるＤＣバス２２の電圧Ｕ_dcの調整に介入することができ、この調整は、インバータ２３の定格超過を回避することを可能にする。

ここに展開する本発明の例示的実施では、整流子２１の構成要素１００は、以下のブール挙動を有する完全なスイッチであると見なす。
０：開
１：閉

整流子２１の基本構造を図７に示している。

スイッチ１００は、理想的なものであり、電流的に双方向であると見なす。

整流子２１の構成を表す行列は、次式のように定められる。

ここで、Ｔ１、Ｔ２、及びＴ３は、図７に示すように、補足としてスイッチＴ４、Ｔ５、及びＴ６をそれぞれ有する３つのスイッチである。この行列ＭＣは、実時間で制御則の関数として推移する。

ＤＣバス２２の端子間の電圧Ｕ_dcが安定していると仮定し、インバータの規約を使用することにより、点ｍ（電圧Ｕ_dcの接地）に対する各位相の基準電位Ａ、Ｂ、Ｃが次式で与えられる。

交流発電機は、星形結合で整流子２１の入力に連結され、固定子にある主電機子巻線１６の各位相の端子間の電位を計算することができる。従って、交流発電機の星形結合点を「ｎ」によって定め、各位相における同一のインピーダンス及び均整のとれた電圧を考える。

以上の条件の下に、以下の式の組を確立することができる。

ν_bn及びν_cnに対して同じ手順を踏むことにより、以下の行列式が得られる。

従って、Ｍａｔｌａｂ−Ｓｉｍｕｌｉｎｋ（登録商標）ソフトウエアを用いてモデル化することによって図８に示す瞬時値の整流子モデル２１は、次式になる。

整流された電流ｉ_recは次式になる。

次に、図９に示すように、交流発電機及び整流子２１を含む電気機械アセンブリに、Ｒ／／Ｃ回路によって負荷が印加された場合のＤＣバス２２の挙動を調べる。

バス２２の電圧Ｕ_dcと負荷電流ｉ_ldとが、次式によって関連付けられる。

ここで、Ｔｊ（ｊ＝１，２，３）は、スイッチング関数である。

この発展例では、インバータ及び電力網を表す負荷Ｒは、３．１５ＭＷの公称電力の下で８００ＶのＤＣ電圧Ｕ_dcを有するように選択される。

抵抗Ｒは、負荷の影響をシミュレートしてシステムの挙動を調べるように機能することができる。

バスの電圧Ｕ_dcは、次式によって負荷電力及び抵抗に関連付けられる。

この発展例では、Ｒは、０．２Ｗに等しいように選択される。

この発展例では、電圧Ｕ_dcは、８００Ｖ±５％の値に調整されなければならない。

ＤＣバス２２のコンデンサーＣの値は、コンデンサーが、公称負荷電流の１０％を供給することができなければならないと仮定することにより、第一近似で決定することができる。更に、この発展例では、ＤＣバス２２の電圧は、公称値に対して５％を上回って変化してはならない。

及び従って、

が既知であることにより、以下であるように考える。

従って、次式が得られる。

電磁アセンブリの調整を調べる上で、定常状態作動を考え、交流発電機の固定子抵抗を無視する。

ゼロ直流Ｉ_dを考えることによって次式を得ることができる。

及び

従って、機械の有効電力は、直交電流Ｉ_Qに依存する。

整流子２１の効率の範囲で、機械の有効電力は、ＤＣバス２２の電力に対応する。

磁石型の同期機の場合には、調整を実施するのに、２つの自由度、すなわち、直流Ｉ_Dの強度と直交電流Ｉ_Qの強度とが利用可能である。

電流Ｉ_Qは、ＤＣバス２２を調整するのに使用することができ、電流Ｉ_Dは、交流発電機の固定子１６の電流と電圧の間の位相シフトφを調整し、それによってｃｏｓφ＝１で作動する可能性を与えるために使用することができる。

平面ＤＱ内で電流の調整を可能にするためには、軸Ｉ_DとＩ_Qの間の結合を除去することが好ましい。この除去は、図１０で分るように、分離アルゴリズム２９を使用することによって実施することができる。

この分離アルゴリズムに頼る目的は、使用するべき調整器の計算を単純にするために、２つの軸ＤとＱとに沿う２つのＲＬ回路に低減することである。

２つの軸の間の変数の分離の後に、以下の行列式が得られる。

この場合、電流に関連付けられた式は、ＰＩ補正器を用いて調整することができる１次システムの形態のものである。

信号Ｖ_d及びＶ_qが、ＤＱ→ａｂｃのスイッチングを可能にするブロック、次に、整流子２１のスイッチ１００の制御を作成するための段階に発せられる。

固定子１６の電流と電圧の間の位相シフトφの調整のフレームワークの範囲で、モータの規約によるＰａｒｋ基準座標系内の電圧のグラフを図１１に示している。

従って、

従って、次式が得られる。

従って、電流Ｉ_dを用いて内部位相シフト角φを調節することができる。

ｃｏｓφが１に等しい状態で作動させることができることに注意されたい。

図１２は、ｃｏｓφが１に等しい状態のモータの規約によるＰａｒｋ基準座標系内の電圧のグラフを示している。単位力率による作動を可能にする内部位相シフト角を推定するのに、図１２に示す便法を使用することができる。

固定子１６の電圧と電流の間の位相シフトがゼロに等しい場合には、固定子電圧ベクトルは、固定子電流ベクトルと同位相である。

無効電力はゼロであり、その結果、Ｑ＝ν_d・ｉ_q−ν_q・ｉ_d＝０であり、従って、ν_d・ｉ_q＝ν_q・ｉ_dである。

従って、次式が得られる。

上式は、以下の関係式を誘導する。

電流Ｉ_d及びＩ_qについての式をそれぞれその投影

で置換することにより、次式が得られる。

ｃｏｓ²Ψ＝１−ｓｉｎ²Ψが既知であることにより、変数の変更ｘ＝ｓｉｎΨを行って２次方程式を解くと、Φ_fを励磁束として次式が得られる。

ＤＣバス２２を調整するのに、電流Ｉ_Qが使用されることになることは公知であり、従って、電流Ｉ_Dは、上式から計算される。

ｃｏｓφ＝１での機械の作動に対応する内部位相シフト角を決定することができる。

この角度に基づいて、電流Ｉ_Dの基準が計算される。

位相シフトの調整は、Ｍａｔｌａｂ−Ｓｉｍｕｌｉｎｋ（登録商標）ソフトウエアを用いてモデル化することができる。そのようなモデル化を図１３に示している。

２５におけるＤＣバス２２の電圧Ｕ_dcの調整では、交流発電機が定常状態にあり、固定子抵抗が無視され、電流Ｉ_Dがゼロであるという仮定が使用されることになる。

以下の行列式を得ることができる。

従って、電流Ｉ_Qを用いて、ＤＣバス２２の電圧Ｕ_dcを調整することができる。

この電圧は、ＰＩ調整器を用いて基準値の前後で調整することができる。

図１４は、値Ｕ_dcが基準値Ｕ_{dc ref}に追従するスレーブシステムの形態をブロック図に示している。Ｃ（ｐ）は、ＰＩ調整器をラプラス領域で表すための伝達関数を表す。

を用いて、次式がもたらされる。

上式の項Ｂ（ｐ）は、ｔ→＋∞時にゼロに向かい、項Ａ（ｐ）は、次式によってＰＩ調整器のパラメータを計算することを可能にする。

ここでＷ_nは自然角周波数であり、ｚは減衰係数である。

Ａ（ｐ）内の項を比較することにより、次式が得られる。

この発展例では、電圧調整の通過帯域は、１５Ｈｚの標準値、すなわち、Ｗ_n＝２・π・１５＝９４．３ｒｄ／ｓに固定され、ｚは、低いオーバーシュートしか伴わずに高速応答を得るために０．７０７に等しいように設定される。

Ｃ＝２５０ｍＦでは、２５におけるＰＩ調整器のパラメータは以下になる。

固定子１６の電流の追従と類似の方式で、ＰＩ調整器を用いて固定子１６の出力電圧を追従させることができる。

この発展例では、電流追従の通過帯域は、電圧のものよりも、例えば、１０から１００までの比率で広い。

次に、Ｍａｔｌａｂ−Ｓｉｍｕｌｉｎｋ（登録商標）を用いた２８におけるインバータ２１のＰＷＭ制御の例示的なモデル化を図１５を参照して以下に説明する。

この場合、このモデル化は、図１５に示すように、正弦波−三角波ＰＷＭ制御を必要とし、その原理は、搬送波（高周波三角波信号）と、電流調整器からもたらされる低周波正弦波信号とを比較することである。

この発展例に使用されるサンプリング周波数は５ｋＨｚである。

入力信号ｍｏｄ ａ、ｍｏｄ ｂ、ｍｏｄ ｃが、分離アルゴリズムによって直接に発せられる。出力では、スイッチ１００に対する制御信号が取り出される。

そのようなＰＷＭ制御は、搬送波の周波数によって固定された一定のスイッチング周波数という利点を示している。

本発明では、巻線回転子同期交流発電機と特にパルス幅変調型の整流子との関連付けにより、３つの自由度、すなわち、交流発電機の２つの電流強度、直流Ｉ_D及び直交電流Ｉ_Q、並びに交流発電機励磁電流ＩＦを使用することができる。上述の発展例で上述したように、直交電流Ｉ_Qは、ＤＣバス２２を調整するのに使用される。直流Ｉ_Dは、位相シフトφを調整するのに使用される。励磁電流Ｉ_Fは、励磁レベルを調節することを可能にすることができ、この電流は、変換チェーンの効率を最適化するためのアルゴリズムに対する入力基本水準として使用される。励磁電圧を通じた損失を最小にしようとするこの探求は、系統的な調査により、又は決定的アルゴリズム又は確率的アルゴリズムによって行うことができる。

最後に、調整器１８により、電圧Ｖ_rを追従させるために、交流発電機１０によって供給される電圧Ｕ_{s eff}が使用され、事前設定された基準電圧Ｕ_{s eff ref}との計算上の差が最小値になるように、図４に示す励磁機１１内に必要な励磁を発生させることを可能にする。

調整器１８の別の例示的実施を図４ａに例示している。ＰＩＤ型の調整器、及びそれに続く設定値フィルタが使用される。

図４ａの調整器の係数（機械の各タイプに対して再計算されたもの）の大きさの程度は、以下の通りである。
Ｋｐｒ ［０．．１５００］
Ｋｉｒ ［０．．２００］
Ｋｄｒ ［０．．１２０００］
Ｔｄｒ ［０．．０．１］秒
Ｋａ ［０．．１００］
Ｔｄａ ［０．．０．０５］秒

Ｐａｒｋモデルを用いた本発明によるアセンブリのモデル化は、永久磁石同期交流発電機のＰａｒｋモデル化と比較して、回転毎分を単位とする交流発電機の回転速度の関数として与えられる図５に示す効率Ａ、Ｂ、Ｂ’を得ることを可能にする。モデル化では、インバータ部分２３及び電力網９は、図３に示すように、抵抗負荷Ｒ_ldと見なすことができる。

風力タービン生成ゾーンに対応する速度範囲、すなわち、約１０８０ｒｐｍと約１４４０ｒｐｍ（公称速度）の間において、本発明によるアセンブリの効率Ｂは最適化され、永久磁石同期交流発電機のものＡに非常に近い。本発明によるアセンブリがあらゆる効率最適化手法なしに使用される場合（電圧Ｕ_{s eff constant}）に効率Ｂ’が得られる。

使用される効率最適化手法は、全体的なシステム損失を表す関数を最小にすることによって効率を最大にするものである。

例えば、いくつかの手法を使用することができる。例えば、損失が実時間数値方式によって最小にされるオンライン最適化を使用することができる。損失を最小にする物理的大きさの基準を計算するのにメモリマッピングが使用されるマッピングによる最適化を使用することができる。最後に、代数計算を使用することができる。

以下では、交流発電機及びコンバータの損失を考慮に入れた代数手法による例示的な応用を展開する。

機械損失は、以下の方式でモデル化することができる。

固定子におけるジュール損：Ｐ_js＝３・Ｒ₁・Ｉ_s ²：（従来の損失＋付加的な損失）

回転子におけるジュール損：Ｐ_jr＝Ｒ_f・Ｉ_f ²

鉄損：Ｐ_鉄＝損失_渦＋損失_{ヒステリシス}、これは、最も一般的に使用されるモデルに対応し、従って、Ｐ_鉄＝ｋ・Ф²＝｛ｋ_h・ｗ＋ｋ_f・ｗ²｝・Ф²。
ここで、
ｋ_fは、渦電流による損失に関する係数
ｋ_h：ヒステリシスによる損失に関する係数
ｗ：電気角周波数

及び

を考えることにより、以下のようになる。

ここで、

機械の試験及び鉄損の測定に基づいて、係数ｋ₁を計算することができる。

従って、Ｐ_鉄＝ｋ₁・Ｖ_s ²である。

コンバータ内の損失：文献上では、いくつかの研究が、電力コンバータの損失をモデル化することを取り扱っている。簡略化のために、コンバータ内の損失をチョッピングに起因する一定の損失及び電流Ｉ_sの二乗に比例する損失として推定することができる。

所定のアセンブリにおいて試験を実施することにより、作動曲線が得られる。各作動点に対して、アセンブリの損失及び効率が様々な電圧値に対して計算される。各作動点において、効率が最大であり、従って損失が最小である最適電圧と呼ぶ電圧の値が記録される。次に、風力タービンの各作動点に対して、Ｕ_{s eff ref}に対するこれらの最適電圧を選択することにより、エネルギ最適化が実施される。次に、最適化された電圧は、調整器１８に適用される設定値Ｕ_{s eff ref}として使用される。

エネルギ最適化は、係わる電力が有意な程、益々有利な効率利得を得ることを可能にし、この電力は、場合によって１ＭＷから１１ＭＷ程度のものであり、年間生産時間に鑑みたものである。

速度が最大で公称速度の３分の１まで変化することができるゾーンでは、効率の最適化は非常に有効であることが分り、恐らく、これは、特に風力が弱い時に風力から抽出される電力を最大にすることが求められる場合に有益である。

従って、巻線回転子同期機の効率を最適化するための手法を使用することにより、永久磁石の存在に関する欠点を回避しながら、永久磁石同期機の性能を近似することができる。

直流及び直交電流は、ＤＣバスの電圧、トルク、有効電力、及び位相シフトφを調整するのに使用することができる。

最後に、励磁は、効率を最大化し、速度超過を管理するように機能する。

それとは逆に、永久磁石機は、励磁を調節することを可能にしない。起電力が回転速度と共に線形に変化する限り、速度超過の場合に過電圧の危険性がある。

図１６は、風力タービンの電力の推移を交流発電機の回転速度の関数（曲線Ｐ）としてｋＷで示している。速度は、回転毎分を単位として表したものである。

図１６、並びに図１７に更にプロットしているのは、従来技術に従って一定のＵ／ｆを用いて調整された従来機（曲線Ａ）及び本発明により調整された例示的な機械（曲線Ｖ）における回転速度の関数としての電圧推移である。

最適化された調整電圧Ｕは、電力及び速度の関数として損失を最小にするように計算されたものである。特に、この電圧は、鉄損とジュール損とを均衡調整してこれらの合計を最小にするように有利に選択される。

図１７をより具体的に参照すると、電力が降下すると、機械を不要に磁化して過度の鉄損を発生させないように、電圧が降下することを見ることができる。従って、最適化された電圧は、最大である一定の速度まで、取りわけ公称速度までは、非最適化電圧よりも低いとすることができる。

調整が、最大で公称速度まで一定のＵ／ｆを用いて実施される場合とは対照的に、出力電圧（従って、基準電圧）を最適化された電圧における回転速度の関数として与える曲線は、公称速度よりも小さい速度では直線とは異なる場合がある。

一定のＵ／ｆを用いた調整による電圧が最大になると、本発明により最適化されたＵを用いた速度の関数としての電圧推移は、最大作動電圧を得るための急勾配の電圧増大に起因して捩れを示す場合があり、これは、曲線上の公称速度レベル、図示の例では１６００回転毎分における捩れによって明らかである。

図１８には、本発明によって得られた効率（曲線Ｂ）と、本発明を用いずに一定のＵ／ｆ（曲線Ｃ）を用いた効率とを回転毎分で表した速度の関数として示している。

図１８は、本発明によって得られた効率の改善を示している。効率利得（Ｇ）が、低速においてより有意であり、風力タービンが、弱い風力においてより有効であることを見ることができる。

「を含む」という表現は、反義を指定していない限り、「少なくとも１つを含む」と同義であると理解されなければならない。

１ 風力タービン
２ ブレード
６ 機械シャフト
２０ コンバータ
２３ インバータ

Claims (16)

1. 可変状況で、特に可変の速度、電力、又は力率で作動する電気機械アセンブリであって、
   特に励磁機（１１）を用いた電圧（Ｖ_f）を通じて又は分割リング及び整流子による直接励磁のＤＣ電流が供給される巻線回転子（１５）を有し、かつ出力電圧（ＵＳ）を送出する１ＭＷよりも大きいか又はそれに等しい電力の同期交流発電機（１０）と、
   前記交流発電機の前記出力電圧（ＵＳ）を整流するための場合によってはパルス幅変調又はダイオードベースのものであって任意的にＤＣ／ＤＣコンバータが続く整流子（２１）を含むコンバータ（２０）と、
   を含み、
   前記巻線回転子に給電する前記供給電圧（Ｖ_f）は、前記交流発電機の前記出力電圧（ＵＳ）に追従する、
   ことを特徴とするアセンブリ。
2. 前記交流発電機の前記出力電圧（ＵＳ）を事前設定値（Ｕ_{s eff ref}）に維持するために前記電圧（Ｖ_f）に作用するように構成された調整器（１８）を含むことを特徴とする請求項１に記載のアセンブリ。
3. 前記基準電圧（Ｕ_{s eff ref}）は、鉄損、渦電流による損失、ヒステリシスによる損失、前記回転子でのジュール効果を通じた損失、固定子でのジュール効果を通じた損失、前記コンバータでの伝導による損失、該コンバータでのスイッチングによる損失のリストからの損失のうちの少なくとも１つを最小にするように計算されることを特徴とする請求項２に記載のアセンブリ。
4. 前記基準電圧Ｕ_{s eff ref}は、前記速度、前記電力、前記力率、前記機械の熱状態のうちの少なくとも１つに依存することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のアセンブリ。
5. 前記基準電圧Ｕ_{s eff ref}は、アセンブリの前記作動中に実時間で計算されることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のアセンブリ。
6. 前記基準電圧Ｕ_{s eff ref}は、アセンブリの前記作動の前に用途の関数として事前計算されることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のアセンブリ。
7. 前記交流発電機は、励磁機（１１）を含み、必要な励磁を該励磁機（１１）内に発生させることを可能にする電圧（Ｖ_r）が、該交流発電機（１０）によって供給される有効出力電圧（Ｕ_{s eff}）に追従することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のアセンブリ。
8. 前記巻線回転子（１５）に給電するための少なくとも１つの分割リングと１つの整流子とを含むことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のアセンブリ。
9. 前記整流子の出力電流が、ＤＣバス（２２）に給電することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のアセンブリ。
10. 一定のバス電圧を維持するように前記整流子を制御するための調整器（２５）を含むことを特徴とする請求項９に記載のアセンブリ。
11. 前記交流発電機の前記出力電圧Ｕ_Sを回転速度（回転毎分での）の関数として与える曲線が、該回転速度が公称速度に達した時に捩れを示すことを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載のアセンブリ。
12. 前記交流発電機の前記出力電圧Ｕ_Sを回転速度（回転毎分での）の関数として与える曲線が、公称速度よりも小さい回転速度に対して直線とは異なることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載のアセンブリ。
13. 前記出力電圧Ｕ_Sは、公称速度よりも小さい回転速度に対して、該公称速度までの速度範囲の全体にわたって一定のＵ／ｆを用いた調整のフレームワーク内で調整電圧よりも低いことを特徴とする請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載のアセンブリ。
14. 発電機、特に風力タービンであって、
    請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載のもののようなアセンブリ、
    を含むことを特徴とする発電機。
15. 特に請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載のアセンブリを用いて特に風力ベースの機械エネルギを電気エネルギに変換する方法であって、
    巻線回転子（１５）を有する同期交流発電機（１０）の回転子が、該交流発電機の出力電圧（Ｕ_S）に追従する電圧（Ｖ_f）でＤＣ電流を供給される、
    ことを特徴とする方法。
16. 前記交流発電機の前記出力電圧（Ｕ_S）は、パルス幅変調型整流子を用いて整流されることを特徴とする請求項１５に記載の方法。

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