JP2014187418A - Receiver and receiving method - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To shorten the length of a training signal block to the maximum delay time of multi-path, while keeping excellent channel estimation accuracy, and to make an arbitrary training signal available in each frame.SOLUTION: A receiver includes a replica signal generation unit 19 for generating a replica signal 210 corresponding to a received signal 201 of a data signal based on a signal 209 demodulated from a received signal y, a channel estimation unit 20 for performing channel estimation by using a signal obtained by removing the replica signal 210 corresponding to the data signal part preceding a known signal part 202 of the received signal y from the known signal part 202, and a frequency region equalization unit 14 for performing frequency region equalization for the received signal y based on the results of channel estimation.

Description

本発明は、シングルキャリア周波数分割多元接続（SC-FDMA：Single-Carrier Frequency-Division Multiple Access）方式の無線通信システムにおける受信機および受信方法に関する。   The present invention relates to a receiver and a reception method in a radio communication system of a single carrier frequency division multiple access (SC-FDMA) system.

従来、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機に適用される周波数領域等化技術の検討が行われている。一般的に、受信機で周波数領域等化が行われることを前提とするフレームフォーマットでは、周波数領域等化の処理対象となるデータブロックの直前に、サイクリックプレフィクス（CP：Cyclic Prefix）が付与される。ＣＰの利用は、受信機の演算量を削減できる一方で、周波数利用効率の低下を招く問題がある。   Conventionally, frequency domain equalization techniques applied to receivers in SC-FDMA wireless communication systems have been studied. Generally, in a frame format that assumes that frequency domain equalization is performed at the receiver, a cyclic prefix (CP: Cyclic Prefix) is added immediately before the data block subject to frequency domain equalization processing. Is done. While the use of CP can reduce the amount of calculation of the receiver, there is a problem that the frequency utilization efficiency is lowered.

例えば、非特許文献１には、ＣＰの代わりに既知信号（例えば、トレーニング信号）を伝送する技術が開示されている。非特許文献１に記載される従来技術１では、図９に示されるように、送信信号は、データ信号ブロックＤａｔａとトレーニング信号ブロックＴＳが連続する構成である。受信機は、送信信号がマルチパスの影響を受けた無線信号を受信する。受信機では、受信信号に対して、データ信号ブロックＤａｔａとトレーニング信号ブロックＴＳを合計したシンボル長で離散フーリエ変換（DFT：Discrete Fourier Ttransform）を行う。これにより、１つ前のブロックが現在のブロックに対するＣＰの役割を果たし、ＣＰを用いる場合と同様に周波数領域等化を行うことができる。この従来技術１では、トレーニング信号ブロックＴＳの長さを、マルチパスの最大遅延時間の２倍以上の長さに設定することにより、データ信号ブロックＤａｔａからの干渉を生じることなく、チャネル推定を行うことが可能である。   For example, Non-Patent Document 1 discloses a technique for transmitting a known signal (for example, a training signal) instead of CP. In the prior art 1 described in Non-Patent Document 1, as shown in FIG. 9, the transmission signal has a configuration in which a data signal block Data and a training signal block TS are continuous. The receiver receives a radio signal whose transmission signal is affected by multipath. In the receiver, a discrete Fourier transform (DFT) is performed on the received signal with a symbol length obtained by summing the data signal block Data and the training signal block TS. As a result, the previous block serves as a CP for the current block, and frequency domain equalization can be performed as in the case of using the CP. In this prior art 1, channel estimation is performed without causing interference from the data signal block Data by setting the length of the training signal block TS to a length that is at least twice the maximum delay time of the multipath. It is possible.

また、特許文献１には、ＣＰを伝送しないことにより、電力効率および周波数利用効率の低下を防止するための技術が開示されている。特許文献１に記載される従来技術２では、ＣＰを有さない受信信号に対してＪ行列を乗算することにより受信信号に擬似的な巡回性を持たせて周波数領域等化を行う。また、従来技術２では、ＣＰを伝送しないことにより生じるブロック間干渉（IBI：Inter-Block Interference）を、周波数領域ターボ等化を行うことにより効率的に除去している。   Patent Document 1 discloses a technique for preventing a decrease in power efficiency and frequency utilization efficiency by not transmitting a CP. In the prior art 2 described in Patent Document 1, frequency domain equalization is performed by giving a pseudo cyclicity to a received signal by multiplying the received signal without CP by a J matrix. Further, in the prior art 2, inter-block interference (IBI) caused by not transmitting the CP is efficiently removed by performing frequency domain turbo equalization.

特開２０１２−７０１９６号公報JP 2012-70196 A

L. Deneire, “Training Sequence versus Cyclic Prefix-A New Look on Single Carrier Communication,” IEEE Communications Letters, vol. 5, no. 7, July 2001.L. Deneire, “Training Sequence versus Cyclic Prefix-A New Look on Single Carrier Communication,” IEEE Communications Letters, vol. 5, no. 7, July 2001.

しかし、上述した従来技術１では、ＩＢＩの影響を受けることなくチャネル推定を行うためには、トレーニング信号ブロックＴＳの直後にガードインターバル（GI：Guard Interval）を挿入したり、又は、トレーニング信号ブロックＴＳの長さをマルチパスの最大遅延時間の２倍以上に設定したりする必要がある。周波数利用効率の観点からは、ＧＩを挿入せず、またトレーニング信号ブロックＴＳの長さは短い方が好ましい。但し、トレーニング信号ブロックＴＳの長さをマルチパスの最大遅延時間の２倍未満に設定すると、チャネル推定の精度が劣化する。   However, in the prior art 1 described above, in order to perform channel estimation without being affected by IBI, a guard interval (GI) is inserted immediately after the training signal block TS, or the training signal block TS is inserted. It is necessary to set the length of the network to at least twice the maximum delay time of multipath. From the viewpoint of frequency utilization efficiency, it is preferable that no GI is inserted and the length of the training signal block TS is short. However, if the length of the training signal block TS is set to less than twice the maximum multipath delay time, the accuracy of channel estimation deteriorates.

また、従来技術１では、ＩＢＩの影響を除去するために、データ信号ブロックＤａｔａとトレーニング信号ブロックＴＳから構成されるフレームが連続する送信信号において、全てのフレームで同じトレーニング信号が必要である。これは、図１０においてＩＢＩ成分ａとＩＢＩ成分ｂとが同じである場合にのみ、歪なくＤＦＴを行うことができるからである。そのため、ある一定の間隔で同期信号を送信する場合や、プリコーディングを用いるＭＩＭＯ（Multiple-Input and Multiple-Output）伝送においてトレーニング信号にもプリコーディング処理を施す場合などでは、ブロック毎に異なるトレーニング信号を使用するので適用困難である。   Moreover, in the prior art 1, in order to remove the influence of IBI, the same training signal is required for all frames in a transmission signal in which frames composed of the data signal block Data and the training signal block TS are continuous. This is because DFT can be performed without distortion only when the IBI component a and the IBI component b are the same in FIG. Therefore, when transmitting a synchronization signal at a certain interval, or when precoding processing is also applied to a training signal in MIMO (Multiple-Input and Multiple-Output) transmission using precoding, different training signals are used for each block. Is difficult to apply.

上述した従来技術２では、受信信号に対してＪ行列を乗算する際に乗算後の受信信号の雑音電力を増幅させてしまうため、ＣＰを付加する場合に比して、周波数領域等化後の信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）が劣化してしまう。   In the prior art 2 described above, when multiplying the received signal by the J matrix, the noise power of the received signal after multiplication is amplified. Therefore, compared with the case where CP is added, frequency domain equalization is performed. The signal-to-noise ratio (SNR) of the signal is degraded.

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックの長さをマルチパスの最大遅延時間まで短縮可能であり、また、各フレームで任意のトレーニング信号を使用できる受信機および受信方法を提供することを課題とする。   The present invention has been made in view of such circumstances, and can maintain the accuracy of channel estimation while reducing the length of the training signal block to the maximum delay time of the multipath. It is an object of the present invention to provide a receiver and a receiving method that can use an arbitrary training signal.

本発明は、受信信号に対してＪ行列を乗算する際に増幅される受信信号の雑音電力を抑制できる受信機および受信方法を提供することを課題とする。   It is an object of the present invention to provide a receiver and a receiving method that can suppress noise power of a received signal that is amplified when the received signal is multiplied by a J matrix.

上記の課題を解決するために、本発明に係る受信機は、データ信号と既知信号が連続する構成である送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信機において、前記無線信号の受信信号から復号された復号化信号と当該受信信号から推定されたチャネル推定結果に基づいて、前記データ信号と前記既知信号の受信信号に対応するレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成部と、前記受信信号の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記レプリカ信号を当該既知信号部分から除去した干渉除去既知信号、又は、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号を用いてチャネル推定を行うチャネル推定部と、前記チャネル推定の結果に基づいて、前記受信信号に対する周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、を備えたことを特徴とする。   In order to solve the above-described problem, a receiver according to the present invention provides the transmitter in an SC-FDMA wireless communication system in which a transmission signal having a configuration in which a data signal and a known signal are continuous is transmitted from the transmitter. Receiving the data signal and the known signal based on a decoded signal decoded from the received signal of the wireless signal and a channel estimation result estimated from the received signal. A replica signal generating unit that generates a replica signal corresponding to the signal, and an interference-removed known signal obtained by removing the replica signal corresponding to the data signal part before or after the known signal part adjacent to the known signal part of the received signal from the known signal part Alternatively, the replica signal corresponding to the received signal affected by the channel having the same radio wave propagation characteristics as the interference cancellation known signal is used. A channel estimator for performing channel estimation Te, based on a result of the channel estimation, characterized by comprising a frequency domain equalization unit that performs frequency domain equalization with respect to the received signal.

本発明に係る受信機において、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号は、当該干渉除去既知信号の元の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記レプリカ信号であることを特徴とする。   In the receiver according to the present invention, the replica signal corresponding to the received signal affected by the channel having the same radio wave propagation characteristics as the interference cancellation known signal is adjacent to the original known signal portion of the interference cancellation known signal. It is the replica signal corresponding to the data signal part before or after.

本発明に係る受信機においては、前記受信信号からデータ信号部分を分離する分離部と、Ｊ行列を用いて前記データ信号部分に巡回性を持たせる変換を行う変換部と、を備え、前記周波数領域等化部は、前記変換された信号に対して前記周波数領域等化を行う、ことを特徴とする。   The receiver according to the present invention includes: a separation unit that separates a data signal portion from the received signal; and a conversion unit that performs conversion that provides the data signal portion with cyclicity using a J matrix, and the frequency The domain equalization unit performs the frequency domain equalization on the converted signal.

本発明に係る受信機においては、前記復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の送信信号に対応するレプリカ信号である送信信号レプリカを生成する送信信号レプリカ生成部を備え、前記チャネル推定部は、前記送信信号レプリカに基づいて前記チャネル推定の結果をアップデートする処理を行い、前記周波数領域等化部は、前記送信信号レプリカと前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う、ことを特徴とする。   The receiver according to the present invention includes a transmission signal replica generation unit that generates a transmission signal replica that is a replica signal corresponding to the transmission signal of the data signal, using the external value in the decoding process, and the channel estimation The unit performs processing for updating the channel estimation result based on the transmission signal replica, and the frequency domain equalization unit performs frequency domain turbo and the like based on the transmission signal replica and the updated channel estimation result. It is characterized by performing.

本発明に係る受信機は、連続するデータ信号から構成される送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信機において、前記受信信号の復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の受信信号に対応するソフトレプリカ信号を生成するソフトレプリカ信号生成部と、Ｊ行列を用いて前記無線信号の受信信号に巡回性を持たせる変換を行う変換部と、前記ソフトレプリカ信号に基づいてチャネル推定の結果をアップデートするチャネル推定部と、前記変換された信号に対して、前記ソフトレプリカ信号と前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う周波数領域等化部と、を備え、前記変換部は、前記データ信号の受信信号に足す信号として当該受信信号および前記ソフトレプリカ信号を用い、前記データ信号の受信信号と前記ソフトレプリカ信号との差が小さいほど前記ソフトレプリカ信号を足す割合を増やす、ことを特徴とする。   The receiver according to the present invention is a receiver for receiving a radio signal transmitted from the transmitter in an SC-FDMA radio communication system in which a transmission signal composed of continuous data signals is transmitted from the transmitter. A soft replica signal generation unit that generates a soft replica signal corresponding to the received signal of the data signal using an external value in the process of decoding the received signal, and cyclically travels to the received signal of the radio signal using a J matrix A conversion unit that performs conversion to provide a characteristic, a channel estimation unit that updates a result of channel estimation based on the soft replica signal, and the soft replica signal and the updated channel estimation for the converted signal A frequency domain equalization unit that performs frequency domain turbo equalization based on the result of The received signal and the soft replica signal are used as a signal to be added to the received signal of the signal, and the ratio of adding the soft replica signal is increased as the difference between the received signal of the data signal and the soft replica signal is smaller. To do.

本発明に係る受信方法は、データ信号と既知信号が連続する構成である送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信方法であって、前記無線信号の受信信号から復号された復号化信号と当該受信信号から推定されたチャネル推定結果に基づいて、前記データ信号と前記既知信号の受信信号に対応するレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成ステップと、前記受信信号の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記レプリカ信号を当該既知信号部分から除去した干渉除去既知信号、又は、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号を用いてチャネル推定を行うチャネル推定ステップと、前記チャネル推定の結果に基づいて、前記受信信号に対する周波数領域等化を行う周波数領域等化ステップと、を含むことを特徴とする。   The reception method according to the present invention receives a radio signal transmitted from the transmitter in an SC-FDMA wireless communication system in which a transmission signal having a configuration in which a data signal and a known signal are continuous is transmitted from the transmitter. A reception method, wherein a replica signal corresponding to a reception signal of the data signal and the known signal is obtained based on a decoded signal decoded from the reception signal of the radio signal and a channel estimation result estimated from the reception signal. A replica signal generation step to generate and an interference cancellation known signal obtained by removing the replica signal corresponding to the previous or subsequent data signal portion adjacent to the known signal portion of the received signal from the known signal portion, or the interference cancellation known Channel estimation using the replica signal corresponding to the received signal affected by the channel having the same radio wave propagation characteristics as the signal Cormorant channel estimation step based on the result of said channel estimation, characterized in that it comprises a frequency domain equalization step of performing frequency domain equalization with respect to the received signal.

本発明に係る受信方法は、連続するデータ信号から構成される送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信方法であって、前記受信信号の復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の受信信号に対応するソフトレプリカ信号を生成するソフトレプリカ信号生成ステップと、Ｊ行列を用いて前記無線信号の受信信号に巡回性を持たせる変換を行う変換ステップと、前記ソフトレプリカ信号に基づいてチャネル推定の結果をアップデートするチャネル推定ステップと、前記変換された信号に対して、前記ソフトレプリカ信号と前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う周波数領域等化ステップと、含み、前記変換ステップは、前記データ信号の受信信号に足す信号として当該受信信号および前記ソフトレプリカ信号を用い、前記データ信号の受信信号と前記ソフトレプリカ信号との差が小さいほど前記ソフトレプリカ信号を足す割合を増やす、ことを特徴とする。   The reception method according to the present invention is a reception method for receiving a radio signal transmitted from the transmitter in an SC-FDMA wireless communication system in which a transmission signal composed of continuous data signals is transmitted from the transmitter. A soft replica signal generating step of generating a soft replica signal corresponding to the received signal of the data signal using an external value in the decoding process of the received signal; and a received signal of the radio signal using a J matrix A conversion step for performing a conversion to provide cyclicity, a channel estimation step for updating a channel estimation result based on the soft replica signal, and the soft replica signal and the updated for the converted signal A frequency domain equalization step for performing frequency domain turbo equalization based on the result of channel estimation, and The conversion step uses the received signal and the soft replica signal as a signal to be added to the received signal of the data signal, and the ratio of adding the soft replica signal as the difference between the received signal of the data signal and the soft replica signal is smaller It is characterized by increasing.

本発明によれば、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックの長さをマルチパスの最大遅延時間まで短縮可能であり、また、各フレームで任意のトレーニング信号を使用できるという効果が得られる。   According to the present invention, it is possible to reduce the length of the training signal block to the multipath maximum delay time while maintaining good channel estimation accuracy, and it is possible to use an arbitrary training signal in each frame. can get.

本発明によれば、受信信号に対してＪ行列を乗算する際に増幅される受信信号の雑音電力を抑制できるという効果が得られる。   According to the present invention, it is possible to suppress the noise power of the received signal that is amplified when the received signal is multiplied by the J matrix.

本発明の第１実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける送信機１００の構成を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a configuration of a transmitter 100 in a SC-FDMA wireless communication system according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機１の構成を示すブロック図である。1 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver 1 in an SC-FDMA wireless communication system according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態に係る離散フーリエ変換（ＤＦＴ）区間を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the discrete Fourier-transform (DFT) area which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機２の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiver 2 in the radio | wireless communications system of the SC-FDMA system which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける送信機４００の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmitter 400 in the radio | wireless communications system of the SC-FDMA system which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機３の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiver 3 in the radio | wireless communications system of the SC-FDMA system which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る送信信号の構成を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the structure of the transmission signal which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る受信信号の構成を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the structure of the received signal which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第１、２実施形態に係る送信信号の構成を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the structure of the transmission signal which concerns on 1st, 2nd embodiment of this invention. 従来技術１に係る離散フーリエ変換（ＤＦＴ）区間を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the discrete Fourier transform (DFT) area which concerns on the prior art 1. FIG.

以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける送信機１００の構成を示すブロック図である。図２は、本発明の第１実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機１の構成を示すブロック図である。 [First Embodiment]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitter 100 in an SC-FDMA wireless communication system according to the first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the receiver 1 in the SC-FDMA wireless communication system according to the first embodiment of the present invention.

図１の送信機１００において、誤り訂正符号化部１０１はデータ信号ｂ（ｉ）を誤り訂正符号化し、誤り訂正符号化結果である符号化信号ｃ（ｉ）を出力する。インタリーバ１０２は、符号化信号ｃ（ｉ）をインタリーブし、インタリーブ結果であるインタリーブ信号ｃ（ｋ）を出力する（ｋ＝Π（ｉ）、Π（ｉ）はｉをｋに変換するインタリーブ関数、ｉ及びｋはビット位置を表す）。変調部１０３は、インタリーブ信号ｃ（ｋ）を変調し、変調結果であるデータ信号ブロックＤａｔａを出力する。データ信号ブロックＤａｔａは、Ｎｄ個の変調シンボルをまとめたブロックとして構成される。   In the transmitter 100 of FIG. 1, the error correction coding unit 101 performs error correction coding on the data signal b (i), and outputs a coded signal c (i) that is an error correction coding result. The interleaver 102 interleaves the encoded signal c (i) and outputs an interleave signal c (k) that is an interleave result (k = Π (i), Π (i) is an interleave function that converts i into k, i and k represent bit positions). The modulation unit 103 modulates the interleave signal c (k) and outputs a data signal block Data that is a modulation result. The data signal block Data is configured as a block in which Nd modulation symbols are collected.

トレーニング信号生成部１０４は、トレーニング信号ブロックＴＳを出力する。トレーニング信号ブロックＴＳの長さはＮｔである。Ｎｔは、マルチパスの最大遅延時間Ｌ以上に設定される。合成部１０５は、データ信号ブロックＤａｔａに対してトレーニング信号ブロックＴＳを付加し、付加後の信号である送信信号を出力する。この送信信号は図９の構成と同様である。送信信号はアンテナ１０６から無線送信される。時刻ｌの要素ｘ（ｋｓ；ｌ）から成る送信信号Ｘ（ｌ）は「ｙ（ｌ）＝Ｘ（ｌ）ｈ（ｌ）＋ｚ」として受信機に到達する。ｈ（ｌ）はチャネル応答行列、ｚは雑音成分である。 The training signal generation unit 104 outputs a training signal block TS. The length of the training signal block TS is Nt. Nt is set to be equal to or longer than the multipath maximum delay time L. The synthesizer 105 adds the training signal block TS to the data signal block Data, and outputs a transmission signal that is a signal after the addition. This transmission signal has the same configuration as that of FIG. The transmission signal is wirelessly transmitted from the antenna 106. The transmission signal X (l) composed of the element x (k s ; l) at time l reaches the receiver as “y (l) = X (l) h (l) + z”. h (l) is a channel response matrix, and z is a noise component.

図２の受信機１は、送信機１００から送信された無線信号をアンテナ１０により受信する。分離部１１は、アンテナ１０で受信された受信信号ｙから、データ信号部分２０１とトレーニング信号部分２０２とを分離する。データ信号部分２０１は変換部１２に入力される。トレーニング信号部分２０２はチャネル推定部２０に入力される。   The receiver 1 of FIG. 2 receives the radio signal transmitted from the transmitter 100 by the antenna 10. The separation unit 11 separates the data signal portion 201 and the training signal portion 202 from the reception signal y received by the antenna 10. The data signal portion 201 is input to the conversion unit 12. The training signal portion 202 is input to the channel estimation unit 20.

変換部１２は、Ｊ行列を用いてデータ信号部分２０１に巡回性を持たせる変換を行い、変換結果である変換信号２０３を出力する。Ｊ行列は式（１）で表される。   The conversion unit 12 performs conversion for providing the data signal portion 201 with cyclicity using the J matrix, and outputs a conversion signal 203 as a conversion result. The J matrix is expressed by equation (1).

Figure 2014187418
Figure 2014187418

但し、Ｎｄは、一データ信号ブロックＤａｔａに含まれる変調シンボルの個数である。Ｌは、マルチパスの最大遅延時間である。ＩＮはＮ行Ｎ列の単位行列である。ＯＭはＭ行Ｍ列の零行列である。 Nd is the number of modulation symbols included in one data signal block Data. L is the maximum delay time of multipath. IN is a unit matrix of N rows and N columns. O M is a zero matrix of M rows and M columns.

変換部１２は、データ信号部分２０１の先頭サンプルから「Ｎｄ＋Ｌ」の長さまでのサンプルに対して、Ｊ行列を乗算する。これにより、データ信号部分２０１に対して擬似的な巡回性を持たせることができる。   The converter 12 multiplies the samples from the first sample of the data signal portion 201 to the length of “Nd + L” by the J matrix. Thereby, pseudo cyclicity can be given to the data signal portion 201.

高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１３は、変換信号２０３に対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号２０４を出力する。この高速フーリエ変換のポイント数はＮｄである。   A fast Fourier transform unit (FFT) 13 performs a fast Fourier transform on the transform signal 203 and outputs a fast Fourier transform signal 204 which is a fast Fourier transform result. The number of points in this fast Fourier transform is Nd.

周波数領域等化部（ＦＤＥ）１４は、高速フーリエ変換信号２０４とチャネル推定信号２１１の高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号２１２とを用いて周波数領域等化を行い、周波数領域等化結果である周波数領域等化信号２０５を出力する。周波数領域等化部１４は、高速フーリエ変換信号２０４を高速フーリエ変換信号２１２で除算することにより、周波数領域等化を行う。   The frequency domain equalization unit (FDE) 14 performs frequency domain equalization using the fast Fourier transform signal 204 and the fast Fourier transform signal 212 which is the fast Fourier transform result of the channel estimation signal 211, and uses the frequency domain equalization result. A certain frequency domain equalization signal 205 is output. The frequency domain equalization unit 14 performs frequency domain equalization by dividing the fast Fourier transform signal 204 by the fast Fourier transform signal 212.

逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１５は、周波数領域等化信号２０５に対して逆高速フーリエ変換を行い、逆高速フーリエ変換結果である逆高速フーリエ変換信号２０６を出力する。これにより、周波数領域等化信号２０５は時間領域信号に変換される。   The inverse fast Fourier transform unit (IFFT) 15 performs an inverse fast Fourier transform on the frequency domain equalized signal 205 and outputs an inverse fast Fourier transform signal 206 which is an inverse fast Fourier transform result. As a result, the frequency domain equalized signal 205 is converted into a time domain signal.

復調部１６は、逆高速フーリエ変換信号２０６を用いて復調を行い、復調結果である復調信号２０７を出力する。デインタリーバ１７は、復調信号２０７をデインタリーブし、デインタリーブ結果であるデインタリーブ信号２０８を出力する。復号化部１８は、デインタリーブ信号２０８を用いて復号化を行い、復号化結果である復号化信号２０９を出力する。復号化信号２０９は、データ信号ｂ（ｉ）に対応する。   The demodulator 16 demodulates using the inverse fast Fourier transform signal 206 and outputs a demodulated signal 207 as a demodulation result. The deinterleaver 17 deinterleaves the demodulated signal 207 and outputs a deinterleave signal 208 which is a deinterleave result. The decoding unit 18 performs decoding using the deinterleave signal 208 and outputs a decoded signal 209 that is a decoding result. The decoded signal 209 corresponds to the data signal b (i).

レプリカ信号生成部１９は、復号化信号２０９およびトレーニング信号とチャネル推定信号２１１を用いてレプリカ信号２１０を生成する。トレーニング信号は、送信機１と共通の既知信号であり、予め受信機１に設定される。チャネル推定信号２１１は、復号化信号２０９を得る段階で用いられたものである。レプリカ信号の生成では、復号化信号２０９およびトレーニング信号に対して、送信機１と同じ誤り訂正符号化、インタリーブおよび変調を行う。次いで、変調結果であるデータ信号ブロックおよびトレーニング信号ブロックに対してチャネル推定信号２１１を乗算し、乗算結果であるレプリカ信号２１０を出力する。   The replica signal generation unit 19 generates a replica signal 210 using the decoded signal 209, the training signal, and the channel estimation signal 211. The training signal is a known signal common to the transmitter 1 and is set in the receiver 1 in advance. The channel estimation signal 211 is used when obtaining the decoded signal 209. In the generation of the replica signal, the same error correction coding, interleaving, and modulation as the transmitter 1 are performed on the decoded signal 209 and the training signal. Next, the channel estimation signal 211 is multiplied by the data signal block and the training signal block that are the modulation results, and the replica signal 210 that is the multiplication result is output.

チャネル推定部２０は、トレーニング信号部分２０２を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定結果であるチャネル推定信号２１１を出力する。このとき、一つ前のデータ信号部分２０１に対応するレプリカ信号２１０が有る場合には、チャネル推定部２０は、今回のトレーニング信号部分２０２から当該レプリカ信号２１０を除去した信号を用いてチャネル推定を行う。これにより、今回のトレーニング信号部分２０２は一つ前のデータ信号部分２０１からのＩＢＩの影響を受けているが、このＩＢＩの影響を除去してからチャネル推定を行うことができる。これにより、第１実施形態によれば、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔをマルチパスの最大遅延時間Ｌまで短縮できる。   The channel estimation unit 20 performs channel estimation using the training signal portion 202 and outputs a channel estimation signal 211 that is a channel estimation result. At this time, when there is a replica signal 210 corresponding to the previous data signal portion 201, the channel estimation unit 20 performs channel estimation using a signal obtained by removing the replica signal 210 from the current training signal portion 202. Do. As a result, the current training signal portion 202 is affected by the IBI from the previous data signal portion 201, but the channel estimation can be performed after removing the influence of this IBI. As a result, according to the first embodiment, the length Nt of the training signal block TS can be reduced to the maximum delay time L of the multipath while maintaining good channel estimation accuracy.

なお、時間領域でのチャネル推定アルゴリズムとしては、ＬＳ（Least Square）技法や、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）技法などが利用可能である。   As a channel estimation algorithm in the time domain, an LS (Least Square) technique, an MMSE (Minimum Mean Square Error) technique, or the like can be used.

チャネル推定部２０は、時間領域で推定された長さＬのチャネルインパルス応答に対してゼロパディング（Zero Padding）を行うことにより、長さＮｄのチャネル推定信号２１１を生成する。   The channel estimation unit 20 generates a channel estimation signal 211 having a length Nd by performing zero padding on the channel impulse response having a length L estimated in the time domain.

高速フーリエ変換部２１は、チャネル推定信号２１１に対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号２１２を出力する。この高速フーリエ変換のポイント数はＮｄである。   The fast Fourier transform unit 21 performs a fast Fourier transform on the channel estimation signal 211 and outputs a fast Fourier transform signal 212 which is a fast Fourier transform result. The number of points in this fast Fourier transform is Nd.

上述した第１実施形態によれば、トレーニング信号部分２０２から、一つ前のデータ信号部分２０１からのＩＢＩの影響を除去して、チャネル推定を行うことにより、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔをマルチパスの最大遅延時間Ｌまで短縮できる。   According to the first embodiment described above, the channel estimation is performed by removing the influence of the IBI from the previous data signal portion 201 from the training signal portion 202, while maintaining good channel estimation accuracy. The length Nt of the training signal block TS can be reduced to the multipath maximum delay time L.

また、上述した第１実施形態によれば、各フレームで任意のトレーニング信号を使用できる。この理由は以下の２点である。
（１）周波数領域等化部１４による周波数領域等化によって、トレーニング信号がデータ信号に与える干渉を除去することができるからである。
（２）図３に示されるように、本実施形態では、ＦＦＴ対象区間は、データ信号部分２０１のみであり、トレーニング信号部分２０２を含まないためである。また、これにより、従来技術１に比して周波数領域等化とＦＦＴおよびＩＦＦＴの演算量を削減できる。 Further, according to the first embodiment described above, an arbitrary training signal can be used in each frame. There are two reasons for this.
(1) This is because the interference given to the data signal by the training signal can be removed by the frequency domain equalization performed by the frequency domain equalization unit 14.
(2) As shown in FIG. 3, in this embodiment, the FFT target section is only the data signal portion 201 and does not include the training signal portion 202. In addition, this makes it possible to reduce the frequency domain equalization and the amount of calculation of FFT and IFFT as compared with the prior art 1.

なお、トレーニング信号は、既知信号の一例であり、予め受信機１に設定される。また、既知信号は、トレーニング信号に限定されず、送信機１００と受信機１の両方に共通の信号であればよい。   The training signal is an example of a known signal and is set in the receiver 1 in advance. Further, the known signal is not limited to the training signal, and may be a signal common to both the transmitter 100 and the receiver 1.

また、上述した実施形態では時間領域でチャネル推定を行うが、周波数領域でチャネル推定を行ってもよい。周波数領域でチャネル推定を行う場合には、トレーニング信号部分２０２の先頭サンプルから「Ｎｔ＋Ｌ」の長さまでのサンプルに対して、式（２）で表されるＪ行列を乗算する。これにより、トレーニング信号部分２０２に対して擬似的な巡回性を持たせた上でＦＦＴを行って周波数領域に変換してから、チャネル推定を行う。   In the above-described embodiment, channel estimation is performed in the time domain, but channel estimation may be performed in the frequency domain. When channel estimation is performed in the frequency domain, the samples from the first sample of the training signal portion 202 to the length of “Nt + L” are multiplied by the J matrix represented by Expression (2). As a result, the training signal portion 202 is made to have pseudo cyclicity and is subjected to FFT and converted into the frequency domain, and then channel estimation is performed.

Figure 2014187418
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また、上述した第１実施形態によれば、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔは、マルチパスの最大遅延時間Ｌ以上に任意に設定可能である。これにより、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔを、無線伝搬路の環境に応じて変化させることができる。例えば、マルチパス遅延の大きい環境ではＮｔを長く設定し、マルチパス遅延の小さい環境ではＮｔを短く設定することにより、不要なオーバーヘッドを除去することができる。マルチパス遅延長は、時間領域におけるチャネル推定結果を用いて、遅延が所定の閾値を越えるパスに関する最大遅延長として求めることができる。なお、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔを動的に変化させる場合には、Ｎｔを送信機１００と受信機１の両方に共通に設定するように構成する。   Further, according to the first embodiment described above, the length Nt of the training signal block TS can be arbitrarily set to be equal to or longer than the multipath maximum delay time L. Thereby, the length Nt of the training signal block TS can be changed according to the environment of the radio propagation path. For example, unnecessary overhead can be removed by setting Nt long in an environment with a large multipath delay and setting Nt short in an environment with a small multipath delay. The multipath delay length can be obtained as the maximum delay length for a path whose delay exceeds a predetermined threshold using the channel estimation result in the time domain. Note that, when the length Nt of the training signal block TS is dynamically changed, Nt is configured to be commonly set in both the transmitter 100 and the receiver 1.

また、上述した第１実施形態に係る受信機１（ＣＰなしでもよい）と、ＣＰが必要な受信機とを混在させる場合には、送信機と受信機の間でＣＰを付加するか否かを事前に取り決めるようにすればよい。   Whether or not to add a CP between the transmitter and the receiver when the receiver 1 according to the first embodiment described above (which may not have a CP) and a receiver that requires a CP are mixed. Can be arranged in advance.

また、受信側で要求される通信速度が高くない場合には、送信機がＣＰまたはＧＩを付加して送信するようにしてもよい。この場合、本実施形態に係る受信機１に対して、ＣＰまたはＧＩの付加に応じてＣＰまたはＧＩを利用する従来構成に切り替える機能を設ける。これにより、ＣＰまたはＧＩが付加される場合には、ＩＢＩの除去を行う必要がなくなるので、該ＩＢＩの除去にかかる演算量を削減できる。   In addition, when the communication speed requested on the receiving side is not high, the transmitter may transmit with CP or GI added. In this case, the receiver 1 according to the present embodiment is provided with a function of switching to the conventional configuration using the CP or GI according to the addition of the CP or GI. As a result, when CP or GI is added, it is not necessary to remove IBI, so that the amount of calculation required to remove IBI can be reduced.

［第２実施形態］
第２実施形態は第１実施形態の変形例である。第２実施形態では周波数領域ターボ等化を行う。図４は、本発明の第２実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機２の構成を示すブロック図である。図４において図２の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。第２実施形態に係る送信機は、図１に示す第１実施形態の送信機１００と同じである。 [Second Embodiment]
The second embodiment is a modification of the first embodiment. In the second embodiment, frequency domain turbo equalization is performed. FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the receiver 2 in the SC-FDMA wireless communication system according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 4, parts corresponding to those in FIG. The transmitter according to the second embodiment is the same as the transmitter 100 of the first embodiment shown in FIG.

図４において、復号化部１８は、デインタリーブ信号２０８を用いた復号化における外部値信号３０１を出力する。加減算部３３は外部値信号３０１からデインタリーブ信号２０８を減算し、減算結果である減算信号３０２を出力する。インタリーバ３４は、減算信号３０２をインタリーブし、インタリーブ結果であるインタリーブ信号３０３を出力する。   In FIG. 4, the decoding unit 18 outputs an external value signal 301 in decoding using the deinterleave signal 208. The addition / subtraction unit 33 subtracts the deinterleave signal 208 from the external value signal 301 and outputs a subtraction signal 302 as a subtraction result. The interleaver 34 interleaves the subtraction signal 302 and outputs an interleave signal 303 which is an interleave result.

変調部３５は、インタリーブ信号３０３に対して、送信機１と同じ変調を行い、変調結果である「送信信号に対応するレプリカ信号（送信信号レプリカ）３０４」を出力する。   The modulation unit 35 performs the same modulation as that of the transmitter 1 on the interleaved signal 303 and outputs a “replica signal (transmission signal replica) 304 corresponding to the transmission signal” as a modulation result.

チャネル推定部３２は、トレーニング信号部分２０２を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定結果であるチャネル推定信号２１１を出力する。このとき、レプリカ信号２１０を用いて一つ前のデータ信号部分２０１からのＩＢＩの影響を除去する動作は、上述した第１実施形態と同じである。さらに、チャネル推定部３２は、送信信号レプリカ３０４およびデータ信号部分２０１を用いて、チャネル推定信号２１１をアップデートする処理を行う。チャネル推定部３２は、送信信号レプリカ３０４が入力される度に、チャネル推定信号２１１をアップデートする処理を行う。送信信号レプリカ３０４を用いたアップデート処理によって、一つ後のデータ信号部分２０１からのＩＢＩの影響を除去することができる。これにより、本実施形態によれば、チャネル推定の精度をさらに向上させることができる。   The channel estimation unit 32 performs channel estimation using the training signal portion 202, and outputs a channel estimation signal 211 that is a channel estimation result. At this time, the operation of removing the influence of IBI from the previous data signal portion 201 using the replica signal 210 is the same as that in the first embodiment described above. Further, the channel estimation unit 32 performs processing for updating the channel estimation signal 211 using the transmission signal replica 304 and the data signal portion 201. The channel estimation unit 32 performs a process of updating the channel estimation signal 211 every time the transmission signal replica 304 is input. By the update process using the transmission signal replica 304, the influence of the IBI from the next data signal portion 201 can be removed. Thereby, according to this embodiment, the accuracy of channel estimation can be further improved.

高速フーリエ変換部３６は、送信信号レプリカ３０４に対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号３０５を出力する。   The fast Fourier transform unit 36 performs fast Fourier transform on the transmission signal replica 304 and outputs a fast Fourier transform signal 305 that is a result of the fast Fourier transform.

ターボ等化部（ＴＥＱ）３１は、高速フーリエ変換信号２０４と高速フーリエ変換信号２１２を用いて周波数領域等化を行う。この周波数領域等化の動作は上述した第１実施形態と同じである。さらに、ターボ等化部３１は、高速フーリエ変換信号３０５を用いて「Inter-Symbol Interference（ＩＳＩ）」の干渉キャンセルを行う。周波数領域ターボ等化では、一つの高速フーリエ変換信号２０４に対して、周波数領域等化および干渉キャンセルに係る一連の動作を、所定の条件を満たすまで繰り返す。   The turbo equalization unit (TEQ) 31 performs frequency domain equalization using the fast Fourier transform signal 204 and the fast Fourier transform signal 212. This frequency domain equalization operation is the same as in the first embodiment described above. Further, the turbo equalization unit 31 performs interference cancellation of “Inter-Symbol Interference (ISI)” using the fast Fourier transform signal 305. In frequency domain turbo equalization, a series of operations related to frequency domain equalization and interference cancellation is repeated for one fast Fourier transform signal 204 until a predetermined condition is satisfied.

本実施形態によれば、第１実施形態と同様に、チャネル推定の精度を良好に保ちつつ、トレーニング信号ブロックＴＳの長さＮｔをマルチパスの最大遅延時間Ｌまで短縮でき、且つ、各フレームで任意のトレーニング信号を使用できる。   According to the present embodiment, as in the first embodiment, the length Nt of the training signal block TS can be reduced to the maximum multipath delay time L while maintaining good channel estimation accuracy, and each frame can be shortened. Any training signal can be used.

［第３実施形態］
図５は、本発明の第３実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける送信機４００の構成を示すブロック図である。図６は、本発明の第３実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける受信機３の構成を示すブロック図である。 [Third Embodiment]
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a transmitter 400 in the SC-FDMA wireless communication system according to the third embodiment of the present invention. FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of the receiver 3 in the SC-FDMA wireless communication system according to the third embodiment of the present invention.

図５の送信機４００において、誤り訂正符号化部４０１はデータ信号４１０を誤り訂正符号化し、誤り訂正符号化結果である符号化信号４１１を出力する。インタリーバ４０２は、符号化信号４１１をインタリーブし、インタリーブ結果であるインタリーブ信号４１２を出力する。変調部４０３は、インタリーブ信号４１２を変調し、変調結果であるデータ信号ブロック４１３を出力する。データ信号ブロック４１３は、Ｎｄ個の変調シンボルをまとめたブロックとして構成される。データ信号ブロック４１３は、送信信号としてアンテナ４０４から無線送信される。図７に示されるように、送信信号は、データ信号ブロック４１３（Data）が連続する構成である。   In the transmitter 400 of FIG. 5, the error correction encoding unit 401 performs error correction encoding on the data signal 410 and outputs an encoded signal 411 that is an error correction encoding result. The interleaver 402 interleaves the encoded signal 411 and outputs an interleave signal 412 that is an interleave result. The modulation unit 403 modulates the interleave signal 412 and outputs a data signal block 413 that is a modulation result. The data signal block 413 is configured as a block in which Nd modulation symbols are collected. The data signal block 413 is wirelessly transmitted from the antenna 404 as a transmission signal. As shown in FIG. 7, the transmission signal has a configuration in which data signal blocks 413 (Data) are continuous.

図６の受信機３は、送信機４００から送信された無線信号をアンテナ５０により受信する。アンテナ５０で受信された受信信号は、変換部５１とチャネル推定部６１に入力される。   The receiver 3 in FIG. 6 receives the radio signal transmitted from the transmitter 400 by the antenna 50. A reception signal received by the antenna 50 is input to the conversion unit 51 and the channel estimation unit 61.

アンテナ５０で受信された受信信号（図８参照）におけるデータ信号ブロック（Data）の先頭サンプルから「Ｎｄ＋Ｌ」の長さまでのサンプルを受信信号ｙｄと定義する。変換部５１は、Ｊ行列を用いて受信信号ｙｄに巡回性を持たせる変換を行い、変換結果である変換信号ｒｄを出力する。変換信号ｒｄは、式（３）により算出される。式（３）中の重み係数βは、式（４）により算出される。 Is defined as "Nd + L" of the received signal y d samples up to the length from the beginning samples of the received reception signal data signal block in (see FIG. 8) (Data) by the antenna 50. Conversion unit 51 performs conversion to have cyclicity in the received signal y d with J matrix, and outputs the converted signal r d is a conversion result. Converted signal r d is calculated by the equation (3). The weighting coefficient β in the equation (3) is calculated by the equation (4).

Figure 2014187418
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Figure 2014187418
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但し、Ｎｄは、一データ信号ブロック４１３に含まれる変調シンボルの個数である。Ｌは、マルチパスの最大遅延時間である。ＩＮはＮ行Ｎ列の単位行列である。ＯＭはＭ行Ｍ列の零行列である。σ２ ｎは雑音電力である。雑音電力σ２ ｎは、既知のリファレンスシグナルを用いて推定される。本実施形態では、チャネル推定部６１が雑音電力σ２ ｎを推定した結果である雑音電力信号５１２を利用する。ｙ＾ｄはソフトレプリカ信号である。 Nd is the number of modulation symbols included in one data signal block 413. L is the maximum delay time of multipath. IN is a unit matrix of N rows and N columns. O M is a zero matrix of M rows and M columns. σ 2 n is noise power. The noise power σ 2 n is estimated using a known reference signal. In the present embodiment, the channel estimation unit 61 uses a noise power signal 512 that is a result of estimating the noise power σ 2 n . y ^ d is a soft replica signal.

重み係数βの算出の式（４）の分母は、受信信号ｙｄとソフトレプリカ信号ｙ＾ｄとの差分の電力値を表す。重み係数βは０から１までの範囲の値である。ソフトレプリカ信号ｙ＾ｄはソフトレプリカ信号生成部６０により算出される。ソフトレプリカ信号ｙ＾ｄが未だ算出されていない段階での初回の変換信号ｒｄの算出では、ソフトレプリカ信号ｙ＾ｄを０に設定する、又は、重み係数βの初期値として０を設定する。 The denominator of the equation (4) for calculating the weighting factor β represents the power value of the difference between the received signal y d and the soft replica signal y ^ d . The weighting coefficient β is a value in the range from 0 to 1. The soft replica signal y ^ d is calculated by the soft replica signal generation unit 60. In the calculation of the conversion signal r d for the first time at the stage where the soft replica signal y ^ d is not calculated yet, it sets the soft replica signal y ^ d 0, or 0 is set as the initial value of the weighting coefficient β .

変換部５１は、ソフトレプリカ信号ｙ＾ｄが入力される度に、重み係数βを更新して変換信号ｒｄを算出する。この変換信号算出に係る一連の動作は、所定の条件を満たすまで繰り返される。 Converter 51, whenever the soft replica signal y ^ d is input, calculates a converted signal r d by updating the weighting factor beta. A series of operations relating to the conversion signal calculation is repeated until a predetermined condition is satisfied.

なお、重み係数βは上記式（４）に限定されない。重み係数βは、受信信号ｙｄとソフトレプリカ信号ｙ＾ｄとの差が小さいほど大きい値になるように設定されればよい。つまり、変換信号ｒｄは、受信信号ｙｄとソフトレプリカ信号ｙ＾ｄとの差が小さいほどソフトレプリカ信号ｙ＾ｄが多く足されるように変換される。これにより、周波数領域ターボ等化における繰り返し動作が進むにつれて受信信号ｙｄとソフトレプリカ信号ｙ＾ｄとの差が小さくなると、変換信号ｒｄには受信信号ｙｄが足されなくなるので、変換信号ｒｄに対して受信信号ｙｄの雑音電力が増幅されることを抑制できる。 The weighting factor β is not limited to the above equation (4). Weighting coefficient β may be set to be a larger value as the difference is smaller between the received signal y d and the soft replica signal y ^ d. In other words, it converts the signal r d is the received signal y d and the smaller the difference between the soft replica signal y ^ d soft replica signal y ^ d are transformed to be added together many. Thus, the difference between the received signal y d and the soft replica signal y ^ d as repetitive operation progresses in the frequency domain turbo equalization is reduced, since the converted signal r d is no longer received signal y d is added together, the converted signal noise power of the received signal y d against r d can be suppressed to be amplified.

高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）５２は、変換信号ｒｄに対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５０１を出力する。この高速フーリエ変換のポイント数はＮｄである。 The fast Fourier transform unit (FFT) 52 performs fast Fourier transform to transform the signal r d, and outputs the fast Fourier transform signal 501 is a fast Fourier transform results. The number of points in this fast Fourier transform is Nd.

ターボ等化部（ＴＥＱ）５３は、高速フーリエ変換信号５０１とチャネル推定信号５０９の高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５１０とソフトレプリカ信号ｙ＾ｄの高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５１１とを用いて、周波数領域ターボ等化を行い、周波数領域ターボ等化結果である周波数領域等化信号５０２を出力する。 The turbo equalization unit (TEQ) 53 includes a fast Fourier transform signal 510 which is a fast Fourier transform result of the fast Fourier transform signal 501 and the channel estimation signal 509 and a fast Fourier transform signal which is a fast Fourier transform result of the soft replica signal y ^ d. 511 is used to perform frequency domain turbo equalization and output a frequency domain equalization signal 502 as a result of frequency domain turbo equalization.

逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）５４は、周波数領域等化信号５０２に対して逆高速フーリエ変換を行い、逆高速フーリエ変換結果である逆高速フーリエ変換信号５０３を出力する。これにより、周波数領域等化信号５０２は時間領域信号に変換される。   The inverse fast Fourier transform unit (IFFT) 54 performs an inverse fast Fourier transform on the frequency domain equalized signal 502 and outputs an inverse fast Fourier transform signal 503 which is an inverse fast Fourier transform result. Thereby, the frequency domain equalized signal 502 is converted into a time domain signal.

復調部５５は、逆高速フーリエ変換信号５０３を用いて復調を行い、復調結果である復調信号５０４を出力する。デインタリーバ５６は、復調信号５０４をデインタリーブし、デインタリーブ結果であるデインタリーブ信号５０５を出力する。復号化部５７は、デインタリーブ信号５０５を用いて復号化を行う。復号化部５７は、デインタリーブ信号５０５を用いた復号化における外部値信号５０６を出力する。加減算部５８は外部値信号５０６からデインタリーブ信号５０５を減算し、減算結果である減算信号５０７を出力する。インタリーバ５９は、減算信号５０７をインタリーブし、インタリーブ結果であるインタリーブ信号５０８を出力する。   The demodulator 55 performs demodulation using the inverse fast Fourier transform signal 503 and outputs a demodulated signal 504 that is a demodulation result. The deinterleaver 56 deinterleaves the demodulated signal 504 and outputs a deinterleave signal 505 that is a deinterleave result. The decoding unit 57 performs decoding using the deinterleave signal 505. Decoding section 57 outputs external value signal 506 in the decoding using deinterleave signal 505. The addition / subtraction unit 58 subtracts the deinterleave signal 505 from the external value signal 506 and outputs a subtraction signal 507 that is a subtraction result. The interleaver 59 interleaves the subtraction signal 507 and outputs an interleave signal 508 which is an interleave result.

ソフトレプリカ信号生成部６０は、インタリーブ信号５０８とチャネル推定信号５０９を用いてソフトレプリカ信号ｙ＾ｄを生成する。ソフトレプリカ信号の生成では、インタリーブ信号５０８に対して、送信機１と同じ変調を行う。次いで、変調結果であるデータ信号ブロックに対してチャネル推定信号５０９を乗算し、乗算結果であるソフトレプリカ信号ｙ＾ｄを出力する。 The soft replica signal generation unit 60 generates a soft replica signal y ^ d using the interleave signal 508 and the channel estimation signal 509. In the generation of the soft replica signal, the same modulation as that of the transmitter 1 is performed on the interleave signal 508. Next, the data estimation block that is the modulation result is multiplied by the channel estimation signal 509, and the soft replica signal y ^ d that is the multiplication result is output.

チャネル推定部６１は、アンテナ５０で受信された受信信号に含まれるトレーニング信号およびソフトレプリカ信号ｙ＾ｄを用いてチャネル推定を行い、チャネル推定結果であるチャネル推定信号５０９を出力する。ソフトレプリカ信号ｙ＾ｄはチャネル推定信号５０９のアップデートのために用いられる。チャネル推定部６１は、ソフトレプリカ信号ｙ＾ｄが入力される度に、チャネル推定信号５０９をアップデートする処理を行う。 The channel estimation unit 61 performs channel estimation using the training signal and soft replica signal y ^ d included in the reception signal received by the antenna 50, and outputs a channel estimation signal 509 that is a channel estimation result. The soft replica signal y ^ d is used for updating the channel estimation signal 509. The channel estimation unit 61 performs a process of updating the channel estimation signal 509 every time the soft replica signal y ^ d is input.

チャネル推定部６１は、時間領域で推定された長さＬのチャネルインパルス応答に対してゼロパディングを行うことにより、チャネル推定信号５０９を生成する。   The channel estimation unit 61 generates a channel estimation signal 509 by performing zero padding on the channel impulse response of length L estimated in the time domain.

高速フーリエ変換部６２は、チャネル推定信号５０９に対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５１０を出力する。この高速フーリエ変換のポイント数はＮｄである。   The fast Fourier transform unit 62 performs fast Fourier transform on the channel estimation signal 509 and outputs a fast Fourier transform signal 510 that is a result of the fast Fourier transform. The number of points in this fast Fourier transform is Nd.

高速フーリエ変換部６３は、ソフトレプリカ信号ｙ＾ｄに対して高速フーリエ変換を行い、高速フーリエ変換結果である高速フーリエ変換信号５１１を出力する。 The fast Fourier transform unit 63 performs fast Fourier transform on the soft replica signal y ^ d and outputs a fast Fourier transform signal 511 that is a result of the fast Fourier transform.

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。   As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, the specific structure is not restricted to this embodiment, The design change etc. of the range which does not deviate from the summary of this invention are included.

１，２，３…受信機、１１…分離部、１２，５１…変換部、１３，２１，３６，６２…高速フーリエ変換部、１４…周波数領域等化部、１５，５４…逆高速フーリエ変換部、１６，５５…復調部、１７，５６…デインタリーバ、１８，５７…復号化部、１９…レプリカ信号生成部、２０，３２，６１…チャネル推定部、３１，５３…ターボ等化部、３３…加減算部（送信信号レプリカ生成部）、３４…インタリーバ（送信信号レプリカ生成部）、３５…変調部（送信信号レプリカ生成部）、５８…加減算部、５９…インタリーバ、６０…ソフトレプリカ信号生成部 1, 2, 3 ... Receiver, 11 ... Separation unit, 12, 51 ... Conversion unit, 13, 21, 36, 62 ... Fast Fourier transform unit, 14 ... Frequency domain equalization unit, 15, 54 ... Inverse fast Fourier transform , 16, 55 ... demodulator, 17, 56 ... deinterleaver, 18, 57 ... decoder, 19 ... replica signal generator, 20, 32, 61 ... channel estimator, 31, 53 ... turbo equalizer, 33 ... Addition / subtraction unit (transmission signal replica generation unit), 34 ... Interleaver (transmission signal replica generation unit), 35 ... Modulation unit (transmission signal replica generation unit), 58 ... Addition / subtraction unit, 59 ... Interleaver, 60 ... Soft replica signal generation Part

Claims (7)

データ信号と既知信号が連続する構成である送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信機において、
前記無線信号の受信信号から復号された復号化信号と当該受信信号から推定されたチャネル推定結果に基づいて、前記データ信号と前記既知信号の受信信号に対応するレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成部と、
前記受信信号の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記レプリカ信号を当該既知信号部分から除去した干渉除去既知信号、又は、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号を用いてチャネル推定を行うチャネル推定部と、
前記チャネル推定の結果に基づいて、前記受信信号に対する周波数領域等化を行う周波数領域等化部と、
を備えたことを特徴とする受信機。 In a receiver for receiving a radio signal transmitted from the transmitter in an SC-FDMA wireless communication system in which a transmission signal having a configuration in which a data signal and a known signal are continuous is transmitted from the transmitter,
A replica signal generation unit that generates a replica signal corresponding to the received signal of the data signal and the known signal based on a decoded signal decoded from the received signal of the radio signal and a channel estimation result estimated from the received signal When,
Interference-removed known signal obtained by removing the replica signal corresponding to the previous or subsequent data signal portion adjacent to the known signal portion of the received signal from the known signal portion, or the same radio wave propagation characteristic as the interference-removed known signal A channel estimation unit that performs channel estimation using the replica signal corresponding to the received signal affected by the channel having,
A frequency domain equalization unit that performs frequency domain equalization on the received signal based on the result of the channel estimation;
A receiver comprising: 前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号は、当該干渉除去既知信号の元の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記レプリカ信号であることを特徴とする請求項１に記載の受信機。   The replica signal corresponding to the received signal affected by the channel having the same radio wave propagation characteristics as the interference cancellation known signal is the data signal portion before or after the original known signal portion of the interference cancellation known signal is adjacent The receiver according to claim 1, wherein the receiver is a replica signal corresponding to. 前記受信信号からデータ信号部分を分離する分離部と、
Ｊ行列を用いて前記データ信号部分に巡回性を持たせる変換を行う変換部と、を備え、
前記周波数領域等化部は、前記変換された信号に対して前記周波数領域等化を行う、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信機。 A separator for separating a data signal portion from the received signal;
A conversion unit that performs conversion for providing the data signal portion with cyclicity using a J matrix,
The frequency domain equalization unit performs the frequency domain equalization on the converted signal.
The receiver according to claim 1 or 2. 前記復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の送信信号に対応するレプリカ信号である送信信号レプリカを生成する送信信号レプリカ生成部を備え、
前記チャネル推定部は、前記送信信号レプリカに基づいて前記チャネル推定の結果をアップデートする処理を行い、
前記周波数領域等化部は、前記送信信号レプリカと前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う、
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の受信機。 A transmission signal replica generation unit that generates a transmission signal replica that is a replica signal corresponding to the transmission signal of the data signal, using an external value in the decoding process,
The channel estimation unit performs a process of updating the channel estimation result based on the transmission signal replica,
The frequency domain equalization unit performs frequency domain turbo equalization based on the transmission signal replica and the result of the updated channel estimation.
The receiver according to any one of claims 1 to 3. 連続するデータ信号から構成される送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信機において、
前記受信信号の復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の受信信号に対応するソフトレプリカ信号を生成するソフトレプリカ信号生成部と、
Ｊ行列を用いて前記無線信号の受信信号に巡回性を持たせる変換を行う変換部と、
前記ソフトレプリカ信号に基づいてチャネル推定の結果をアップデートするチャネル推定部と、
前記変換された信号に対して、前記ソフトレプリカ信号と前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う周波数領域等化部と、を備え、
前記変換部は、前記データ信号の受信信号に足す信号として当該受信信号および前記ソフトレプリカ信号を用い、前記データ信号の受信信号と前記ソフトレプリカ信号との差が小さいほど前記ソフトレプリカ信号を足す割合を増やす、
ことを特徴とする受信機。 In a receiver for receiving a radio signal transmitted from the transmitter in an SC-FDMA wireless communication system in which a transmission signal composed of continuous data signals is transmitted from the transmitter;
A soft replica signal generation unit that generates a soft replica signal corresponding to the received signal of the data signal using an external value in the process of decoding the received signal;
A conversion unit that performs conversion to give cyclicity to the received signal of the wireless signal using a J matrix;
A channel estimation unit that updates a result of channel estimation based on the soft replica signal;
A frequency domain equalization unit that performs frequency domain turbo equalization based on the soft replica signal and the updated channel estimation result for the converted signal,
The conversion unit uses the received signal and the soft replica signal as a signal to be added to the received signal of the data signal, and the ratio of adding the soft replica signal as the difference between the received signal of the data signal and the soft replica signal is smaller Increase,
A receiver characterized by that. データ信号と既知信号が連続する構成である送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信方法であって、
前記無線信号の受信信号から復号された復号化信号と当該受信信号から推定されたチャネル推定結果に基づいて、前記データ信号と前記既知信号の受信信号に対応するレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成ステップと、
前記受信信号の既知信号部分と隣接する前または後のデータ信号部分に対応する前記レプリカ信号を当該既知信号部分から除去した干渉除去既知信号、又は、前記干渉除去既知信号と同一の電波伝搬特性を持つチャネルの影響を受けた受信信号に対応する前記レプリカ信号を用いてチャネル推定を行うチャネル推定ステップと、
前記チャネル推定の結果に基づいて、前記受信信号に対する周波数領域等化を行う周波数領域等化ステップと、
を含むことを特徴とする受信方法。 In a SC-FDMA wireless communication system in which a transmission signal having a configuration in which a data signal and a known signal are continuous is transmitted from a transmitter, a reception method for receiving a wireless signal transmitted from the transmitter,
A replica signal generation step of generating a replica signal corresponding to the data signal and the received signal of the known signal based on a decoded signal decoded from the received signal of the radio signal and a channel estimation result estimated from the received signal When,
Interference-removed known signal obtained by removing the replica signal corresponding to the previous or subsequent data signal portion adjacent to the known signal portion of the received signal from the known signal portion, or the same radio wave propagation characteristic as the interference-removed known signal A channel estimation step for performing channel estimation using the replica signal corresponding to the received signal affected by the channel having;
A frequency domain equalization step for performing frequency domain equalization on the received signal based on a result of the channel estimation;
A receiving method comprising: 連続するデータ信号から構成される送信信号が送信機から送信されるＳＣ−ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおける、前記送信機から送信された無線信号を受信する受信方法であって、
前記受信信号の復号の過程における外部値を用いて、前記データ信号の受信信号に対応するソフトレプリカ信号を生成するソフトレプリカ信号生成ステップと、
Ｊ行列を用いて前記無線信号の受信信号に巡回性を持たせる変換を行う変換ステップと、
前記ソフトレプリカ信号に基づいてチャネル推定の結果をアップデートするチャネル推定ステップと、
前記変換された信号に対して、前記ソフトレプリカ信号と前記アップデートされたチャネル推定の結果に基づいて周波数領域ターボ等化を行う周波数領域等化ステップと、含み、
前記変換ステップは、前記データ信号の受信信号に足す信号として当該受信信号および前記ソフトレプリカ信号を用い、前記データ信号の受信信号と前記ソフトレプリカ信号との差が小さいほど前記ソフトレプリカ信号を足す割合を増やす、
ことを特徴とする受信方法。 In a SC-FDMA wireless communication system in which a transmission signal composed of continuous data signals is transmitted from a transmitter, the reception method receives a wireless signal transmitted from the transmitter,
A soft replica signal generation step of generating a soft replica signal corresponding to the received signal of the data signal using an external value in the process of decoding the received signal;
A conversion step of performing a conversion to give cyclicity to the received signal of the wireless signal using a J matrix;
A channel estimation step of updating a channel estimation result based on the soft replica signal;
A frequency domain equalization step for performing frequency domain turbo equalization on the transformed signal based on the soft replica signal and the updated channel estimation result;
The conversion step uses the received signal and the soft replica signal as a signal to be added to the received signal of the data signal, and the ratio of adding the soft replica signal as the difference between the received signal of the data signal and the soft replica signal is smaller Increase,
And a receiving method.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016225908A (en) * 2015-06-02 2016-12-28 日本電信電話株式会社 Radio relay device and radio relay method
JP2018523954A (en) * 2015-12-21 2018-08-23 ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィＭｉｔｓｕｂｉｓｈｉ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒ＆Ｄ Ｃｅｎｔｒｅ Ｅｕｒｏｐｅ Ｂ．Ｖ． Method and device for forming DFT spread OFDM symbols including data and pilot
JP2022539163A (en) * 2019-07-03 2022-09-07 ノキア テクノロジーズ オサケユイチア Transmission system using channel estimation based on neural networks

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010199729A (en) * 2009-02-23 2010-09-09 Sharp Corp Communication system, communication method, receiver, and receiving method
JP2011139294A (en) * 2009-12-28 2011-07-14 Sanyo Electric Co Ltd Transmitter and receiver

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010199729A (en) * 2009-02-23 2010-09-09 Sharp Corp Communication system, communication method, receiver, and receiving method
JP2011139294A (en) * 2009-12-28 2011-07-14 Sanyo Electric Co Ltd Transmitter and receiver

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JPN6016023285; Ｋｈｏｉｒｕｌ　Ａｎｗａｒ，　Ｈｕｉ　Ｚｈｏｕ，　Ｔａｄ　Ｍａｓｔｓｕｍｏｔｏ: 'Ｃｈａｉｎｅｄ　Ｔｕｒｂｏ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｂｌｏｃｋ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｗｉｔｈｏｕｔ　Ｇｕａｒｄ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ' Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＶＴＣ　２０１０-Ｓｐｒｉｎｇ）．２０１０　ＩＥＥＥ　７１ｓｔ , 201005, ｐｐ．１-５ *
JPN6016023286; Ｒｉａｎ　Ｆｅｒｄｉａｎ，　Ｋｈｏｉｒｕｌ　Ａｎｗａｒ，　Ｔｒｉｏ　Ａｄｉｏｎｏ: 'Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　Ｈａｒｄｗａｒｅ　Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ　ｆｏｒ　ＳＣ-ＦＤＭＡ　Ｓｙｓｔｅｍｓ　ｗｉｔｈｏｕｔ　Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ' Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　ａｎｄ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ（ＩＳＣＩＴ），２０１２　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　ｏｎ , 201210, ｐｐ．９３６-９４１ *
JPN6016023287; 山本 哲矢 他: '既知系列を利用したシングルキャリア伝送における周波数領域繰り返しチャネル推定に関する検討' 電子情報通信学会技術研究報告 ｖｏｌ．１１１，ｎｏ．４５１, 20120229, ｐｐ．３１７〜３２２ *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016225908A (en) * 2015-06-02 2016-12-28 日本電信電話株式会社 Radio relay device and radio relay method
JP2018523954A (en) * 2015-12-21 2018-08-23 ミツビシ・エレクトリック・アールアンドディー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィＭｉｔｓｕｂｉｓｈｉ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒ＆Ｄ Ｃｅｎｔｒｅ Ｅｕｒｏｐｅ Ｂ．Ｖ． Method and device for forming DFT spread OFDM symbols including data and pilot
JP2022539163A (en) * 2019-07-03 2022-09-07 ノキア テクノロジーズ オサケユイチア Transmission system using channel estimation based on neural networks
JP7412461B2 (en) 2019-07-03 2024-01-12 ノキア テクノロジーズ オサケユイチア Transmission system using channel estimation based on neural networks

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