JP2014158344A - Charger - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は充電器の構成に関する。 The present invention relates to a configuration of a charger.
バッテリーなどの直流電源を変換して、交流電源を得るシステムが種々、商品化されている。また、地球環境保護の観点から、最近になってプラグインハイブリッド車や電気自動車の実用化が進んでいる。 Various systems for obtaining an AC power source by converting a DC power source such as a battery have been commercialized. From the viewpoint of protecting the global environment, plug-in hybrid vehicles and electric vehicles have recently been put into practical use.
これらは一定距離を、外部電源で予め充電したバッテリー電源を入力とした電動モータにより走行するもので、温室効果ガス（ＣＯ2）の低減効果が高い特徴がある。 These are driven by an electric motor that uses a battery power source that has been charged in advance by an external power source as an input, and is characterized by a high greenhouse gas (CO 2 ) reduction effect.
電動モータにはもっぱら、効率面で優れる３相同期モータや３相誘導モータが採用され、それを駆動するための交流電源を得る手段として、３相インバータ回路が同じく採用される。 A three-phase synchronous motor and a three-phase induction motor, which are excellent in terms of efficiency, are employed exclusively for the electric motor, and a three-phase inverter circuit is also employed as a means for obtaining an AC power source for driving the motor.
また、こうした車両では空調機（エアコン）のコンプレッサーも従来のエンジン駆動に変えて、バッテリー駆動が必要となるためインバータ回路と電動モータが、その駆動源として採用される。 In such a vehicle, the compressor of the air conditioner (air conditioner) also needs to be driven by a battery instead of the conventional engine drive, so an inverter circuit and an electric motor are employed as the drive source.
バッテリー電源は外部に設置された急速充電回路により、充電が可能であるが、利便性のため、車両に専用の充電器を搭載し、必要に応じて、これを商用電源に接続することでバッテリー充電が行えるようになっている。 The battery power supply can be charged by a quick charging circuit installed outside, but for convenience, a dedicated charger is installed in the vehicle, and if necessary, the battery can be connected to a commercial power supply. It can be charged.
こうした車載充電器は、例えば、図８（ａ）に示す特許文献１に記載の回路構成がある。これは商用電源を整流するダイオードブリッジ回路、前記整流回路の出力電圧を昇圧するとともに、その入力電流の導通幅を広げ、力率を高める昇圧コンバータ回路、そして、所定の充電電圧に調整する降圧コンバータ回路で構成される。この構成は、昇圧コンバータの制御により、電源電流を低歪に制御でき、降圧コンバータによりバッテリー電圧に応じた所定の充電電圧に制御できる特徴がある。 Such an in-vehicle charger has, for example, a circuit configuration described in Patent Document 1 shown in FIG. This is a diode bridge circuit for rectifying a commercial power supply, a boost converter circuit for boosting the output voltage of the rectifier circuit, expanding the conduction width of the input current, and increasing the power factor, and a step-down converter for adjusting to a predetermined charging voltage Consists of a circuit. This configuration is characterized in that the power supply current can be controlled with low distortion by the control of the boost converter and can be controlled to a predetermined charging voltage according to the battery voltage by the step-down converter.
また、充電動作を行う際に、前記インバータ回路を構成するトランジスタとダイオードの回路構成をコンタクタにより、特許文献１記載の回路構成に切り換える構成が特許文献２に記載されている。これには、充電器用に新たにトランジスタ並びにダイオードを追加する必要がないという特徴がある。 Further, Patent Document 2 describes a configuration in which the circuit configuration of transistors and diodes constituting the inverter circuit is switched to the circuit configuration described in Patent Document 1 by a contactor when performing a charging operation. This is characterized in that it is not necessary to add a new transistor and diode for the charger.
特許文献３記載の構成は、前記インバータ回路の出力に、商用電源に接続した整流回路出力の正極ラインを、導通、遮断するトランジスタを介して、接続するとともに、インバータ回路と整流回路出力の負極ライン同士を接続している。インバータ回路を構成する所定のトランジスタと共に、整流回路出力の正極ラインに設けた前記トランジスタをオンオフ制御することで、前記インバータに接続された誘導モータのコイル電流を制御することで、バッテリーの充電を実現している。この構成によれば、コンタクタを追加することなく、整流回路の他にトランジスタを１つ追加することで充電回路を構成することができる特徴がある。 In the configuration described in Patent Document 3, a positive line of a rectifier circuit output connected to a commercial power source is connected to an output of the inverter circuit via a transistor that conducts and cuts off, and a negative line of the inverter circuit and the rectifier circuit output is connected. They are connected to each other. The on-off control of the transistor provided on the positive line of the output of the rectifier circuit together with the prescribed transistor that constitutes the inverter circuit realizes charging of the battery by controlling the coil current of the induction motor connected to the inverter doing. According to this configuration, the charging circuit can be configured by adding one transistor in addition to the rectifier circuit without adding a contactor.
しかし、特許文献１では充電器用に新たに追加する部品が多くあり、これに対して、特許文献２の発明によれば、特許文献１の構成をそのまま追加する場合に比べ、トランジスタとダイオードの追加を解消できているが、複数のコンタクタの追加が必要である。 However, in Patent Document 1, there are many parts to be newly added for the charger. On the other hand, according to the invention of Patent Document 2, transistors and diodes are added as compared with the case of adding the configuration of Patent Document 1 as it is. However, it is necessary to add multiple contactors.
また、特許文献３記載の構成は、誘導モータに回転力を発生させないために、該コイル電流は直流に制御する必要がある。すなわち、整流器の出力電流を自由に制御することができない不都合がある。加えて、誘導モータに代えて、同期モータなどの磁石モータが前記インバータに接続されたシステムに適用する場合、コイル電流を直流に制御しても、回転子位置に応じた回転力が発生する不都合も生じる。 Moreover, in the configuration described in Patent Document 3, the coil current needs to be controlled to a direct current in order not to generate a rotational force in the induction motor. That is, there is a disadvantage that the output current of the rectifier cannot be freely controlled. In addition, when applied to a system in which a magnet motor such as a synchronous motor is connected to the inverter in place of the induction motor, even if the coil current is controlled to a direct current, a rotational force corresponding to the rotor position is generated. Also occurs.
更に、整流回路出力の正極ラインに設けた前記トランジスタは、充電動作時には常時オンオフ制御をしているため、スイッチング損失が増加し、効率が低下する課題もある。 Furthermore, since the transistor provided in the positive line of the rectifier circuit output is always on / off controlled during the charging operation, there is a problem in that switching loss increases and efficiency decreases.
上記課題を解決するために、
交流モータを駆動するための３相インバータ回路と、該回路に直流電源を供給するバッテリーを有するシステムにおいて、充電用の回路として、降圧コンバータの後段に、昇圧コンバータを接続した構成の昇降圧コンバータ回路を採用した。
To solve the above problem,
In a system having a three-phase inverter circuit for driving an AC motor and a battery for supplying DC power to the circuit, a step-up / down converter circuit having a configuration in which a step-up converter is connected after the step-down converter as a charging circuit It was adopted.
そして、インバータの何れか１相の出力とインバータの入力に、昇降圧コンバータ回路の出力をそれぞれ接続し、前記昇降圧コンバータ回路は降圧コンバータの後段に、昇圧コンバータを接続した。この構成により、昇圧コンバータの平滑コンデンサをインバータ回路に予め備わったコンデンサと共有でき、充電器用の追加部品を少なくできる。更に、モータ巻線へ電流を流すことなく、充電制御ができる。 The output of the step-up / down converter circuit is connected to the output of any one phase of the inverter and the input of the inverter, and the step-up / down converter circuit is connected to the step-up converter after the step-down converter. With this configuration, the smoothing capacitor of the boost converter can be shared with the capacitor provided in advance in the inverter circuit, and the number of additional parts for the charger can be reduced. Furthermore, charging control can be performed without flowing current to the motor winding.
また、充電用の回路として、降圧コンバータの後段に、昇圧コンバータを接続した構成の昇降圧コンバータ回路を採用すれば、インバータに接続されたモータの巻線中性点とインバータの入力に、降圧コンバータ回路の出力をそれぞれ接続し、インバータ回路のトランジスタ、平滑コンデンサ、インバータに接続されたモータ巻線を利用し、昇圧コンバータ動作させることで、充電器を実現でき、追加部品を減らすことができる。 If a buck-boost converter circuit with a boost converter connected after the step-down converter is used as the charging circuit, the step-down converter is connected to the winding neutral point of the motor connected to the inverter and the input of the inverter. By connecting the circuit outputs and using the inverter circuit transistor, smoothing capacitor, and motor winding connected to the inverter to operate the boost converter, a charger can be realized and additional components can be reduced.
そして、各相モータ巻線電流の平均電流を同一に制御することで、モータに回転力を発生させることなく、充電制御が可能となる。 By controlling the average current of each phase motor winding current to be the same, charging control can be performed without generating a rotational force in the motor.
本発明により、インバータ回路を有するシステムに対して、充電器を構成する場合、半導体素子やコンタクタなどの追加部品を少なくできる。 According to the present invention, when a charger is configured for a system having an inverter circuit, additional parts such as a semiconductor element and a contactor can be reduced.
以下、この発明の充電器の動作及び、効果について、実施例を基に図面を用いながら詳細に説明する。 Hereinafter, the operation and effects of the charger of the present invention will be described in detail with reference to the drawings based on the embodiments.
本発明の充電回路構成を図１（ａ）に示す。電源に接続されたダイオード全波整流回路１、そして、その整流出力電圧をオンオフ制御して、電圧を調整するためのトランジスタ２ａのコレクタが前記ダイオード全波整流回路１を構成するダイオード１ａ１、１ａ２のカソードに接続される、一方、該トランジスタ２ａのエミッタはインダクタ２ｃに接続される。インダクタ２ｃの他方の接続端はコンデンサ２ｄに接続される。インダクタ２ｃ、コンデンサ２ｄはトランジスタ２ａのオンオフに伴うリプル電圧を平滑化するためのフィルタである。前記ダイオード全波整流回路１を構成するダイオード１ｂ１、１ｂ２のアノードは負極ラインに接続され、整流回路１とは別のダイオード２ｂのアノードをこの負極ラインに、そのカソードを前記トランジスタ２ａのエミッタにそれぞれ接続する。これは、前記トランジスタ２ａがオフした際に、インダクタ２ｃの電流を還流させることで、サージ電圧の発生を防止し、トランジスタ２ａの保護する役割を果たす。これら２ａから２ｄにより降圧コンバータ２を構成している。 The configuration of the charging circuit of the present invention is shown in FIG. The diode full-wave rectifier circuit 1 connected to the power source, and the collector of the transistor 2a for adjusting the voltage by controlling on / off of the rectified output voltage of the diodes 1a1 and 1a2 constituting the diode full-wave rectifier circuit 1 Connected to the cathode, the emitter of the transistor 2a is connected to the inductor 2c. The other connection end of the inductor 2c is connected to the capacitor 2d. The inductor 2c and the capacitor 2d are filters for smoothing the ripple voltage associated with on / off of the transistor 2a. The anodes of the diodes 1b1 and 1b2 constituting the diode full-wave rectifier circuit 1 are connected to the negative line, the anode of the diode 2b different from the rectifier circuit 1 is connected to the negative line, and the cathode is connected to the emitter of the transistor 2a. Connecting. When the transistor 2a is turned off, the current of the inductor 2c is circulated to prevent the surge voltage from being generated and to protect the transistor 2a. The step-down converter 2 is constituted by these 2a to 2d.
前記ダイオード全波整流回路１は、それを構成するダイオード１ａ１、１ａ２のカソードとダイオード１ｂ１、１ｂ２のアノードに接続するコンデンサ１ｄ、また、ダイオード１ａ１のアノードとダイオード１ｂ１のカソードの接続点を商用電源に接続すると共に、ダイオード１ａ２のアノードとダイオード１ｂ２のカソードの接続点にインダクタ１ｃの一端を接続し、他端は商用電源の残った接続点に接続するインダクタ１ｃを含んでいる。 The diode full-wave rectifier circuit 1 has a capacitor 1d connected to the cathodes of the diodes 1a1 and 1a2 and the anodes of the diodes 1b1 and 1b2 constituting the diode full-wave rectifier circuit 1, and a connection point between the anode of the diode 1a1 and the cathode of the diode 1b1 One end of the inductor 1c is connected to the connection point between the anode of the diode 1a2 and the cathode of the diode 1b2, and the other end includes the inductor 1c connected to the remaining connection point of the commercial power source.
これらインダクタ１ｃ、コンデンサ１ｄはコンバータの夫々のトランジスタをスイッチングする際に生じる電流リプルを吸収するフィルタである。なお、商用電源にある系統インピーダンス（１００μＨ程度のインダクタ）を利用して、インダクタ１ｃを別途追加することなく、前記フィルタ効果を得ても良い。 The inductor 1c and the capacitor 1d are filters that absorb current ripple generated when the respective transistors of the converter are switched. Note that the filter effect may be obtained by using the system impedance (inductor of about 100 μH) in the commercial power supply without adding the inductor 1c separately.
降圧コンバータ２を構成するインダクタ２ｃとコンデンサ２ｄの接続点はインダクタ３ｃに接続し、インダクタ３ｃの他端の接続点はトランジスタ３ａのコレクタに接続する。トランジスタ３ａのエミッタは負極ラインに接続し、トランジスタ３ａのオンオフ制御により、インダクタ３ｃの電流を調整する。トランジスタ３ａのコレクタとインダクタ３ｃの接続点はダイオード３ｂを通して、コンデンサ３ｄに接続される。コンデンサ３ｄの他方の接続端は負極ラインに接続する。ダイオード３ｂはカソードをコンデンサ３ｄに、そのアノードをトランジスタ３ａのコレクタに接続し、インダクタ３ｃの電流をトランジスタ３ａがオフ期間に、コンデンサ３ｄに流し、トランジスタ３ａがオンの期間に、コンデンサ３ｄ両端が短絡状態になることを防止する役割を果たす。コンデンサ３ｄによりトランジスタ３ａのオンオフに伴うリプルを平滑化して、所定の出力電圧を得ることができる。これら３ａから３ｄにより昇圧コンバータ３を構成している。 The connection point of the inductor 2c and the capacitor 2d constituting the step-down converter 2 is connected to the inductor 3c, and the connection point of the other end of the inductor 3c is connected to the collector of the transistor 3a. The emitter of the transistor 3a is connected to the negative electrode line, and the current of the inductor 3c is adjusted by ON / OFF control of the transistor 3a. The connection point between the collector of the transistor 3a and the inductor 3c is connected to the capacitor 3d through the diode 3b. The other connection end of the capacitor 3d is connected to the negative electrode line. The diode 3b has a cathode connected to the capacitor 3d and an anode connected to the collector of the transistor 3a. The current of the inductor 3c flows to the capacitor 3d while the transistor 3a is off, and both ends of the capacitor 3d are short-circuited while the transistor 3a is on. It plays a role in preventing the situation from entering. The capacitor 3d can smooth the ripple associated with the on / off of the transistor 3a, thereby obtaining a predetermined output voltage. The step-up converter 3 is constituted by these 3a to 3d.
ここで、図１（ａ）において、降圧コンバータ２に設けたフィルタ回路を構成するインダクタ２ｃとコンデンサ２ｄは、昇圧コンバータ３の構成にあるインダクタ３ｃとコンデンサ３ｄにより、同様の効果を果たすことができるので、図１（ｂ）のように回路構成を簡単化できる。また、図示は省略するが、トランジスタ２ａ、インダクタ３ｃ、ダイオード３ｂは負極ラインに直列に挿入することもできる。例えば、ダイオード３ｂはトランジスタ３ａのエミッタにそのカソードを、コンデンサにそのアノードを接続しても良い。インダクタ３ｃはトランジスタ３ａのエミッタとダイオード２ｂのアノードの間に挿入しても良い。 Here, in FIG. 1A, the inductor 2c and the capacitor 2d constituting the filter circuit provided in the step-down converter 2 can achieve the same effect by the inductor 3c and the capacitor 3d in the configuration of the step-up converter 3. Therefore, the circuit configuration can be simplified as shown in FIG. Although not shown, the transistor 2a, the inductor 3c, and the diode 3b can be inserted in series with the negative electrode line. For example, the diode 3b may have its cathode connected to the emitter of the transistor 3a and its anode connected to the capacitor. The inductor 3c may be inserted between the emitter of the transistor 3a and the anode of the diode 2b.
図１（ｂ）に更に、負極ラインに新たに別のダイオード、インダクタ、トランジスタすべてもしくは、いずれかを追加することもできる。 In addition to FIG. 1B, another diode, inductor, and / or transistor can be newly added to the negative electrode line.
さて、図１（ｂ）の構成の充電回路の負極ラインをインバータ回路の負極ラインと、前記充電回路のダイオード３ｂのカソードを例えば、インバータ回路のＵ相出力端子に接続する。そして、図１（ｂ）のコンデンサ３ｄはインバータ回路に接続されたコンデンサ５により、同様の平滑化効果が期待できる。つまり、昇圧コンバータ３のコンデンサ３ｄが担っていた充放電動作が、インバータ回路に接続されたコンデンサ５により行われる。したがってコンデンサ３ｄの省略が可能なため、図２（ａ）のように部品数を低減（コンデンサ１つ削減）できる。 Now, the negative line of the charging circuit configured as shown in FIG. 1B is connected to the negative line of the inverter circuit, and the cathode of the diode 3b of the charging circuit is connected to, for example, the U-phase output terminal of the inverter circuit. The capacitor 3d in FIG. 1B can be expected to have the same smoothing effect by the capacitor 5 connected to the inverter circuit. That is, the charging / discharging operation performed by the capacitor 3d of the boost converter 3 is performed by the capacitor 5 connected to the inverter circuit. Therefore, since the capacitor 3d can be omitted, the number of components can be reduced (one capacitor can be reduced) as shown in FIG.
ここで、充電回路を接続するインバータ回路４並びに、その周辺部品について、その構成を説明する。インバータ回路４は４ａから４ｆの６つのトランジスタと、各トランジスタのコレクタにカソードが、エミッタにアノードがそれぞれ接続される６つのダイオード４ａ１から４ｆ１で構成される。トランジスタ４ａのエミッタとトランジスタ４ｄのコレクタは接続され、この接続点がＵ相出力となる。そして、トランジスタ４ａのコレクタには正の直流電圧をトランジスタ４ｄのエミッタには負の直流電圧を印加することで、トランジスタ４ａと４ｄを排他的にオンオフ制御することで、Ｕ相出力電圧を正、もしくは、負に制御することができる。 Here, the configuration of the inverter circuit 4 connected to the charging circuit and its peripheral parts will be described. The inverter circuit 4 includes six transistors 4a to 4f, and six diodes 4a1 to 4f1 each having a cathode connected to a collector and an anode connected to an emitter of each transistor. The emitter of the transistor 4a and the collector of the transistor 4d are connected, and this connection point becomes the U-phase output. Then, by applying a positive DC voltage to the collector of the transistor 4a and a negative DC voltage to the emitter of the transistor 4d, the transistors 4a and 4d are exclusively turned on / off, thereby making the U-phase output voltage positive, Alternatively, it can be controlled negatively.
そして、トランジスタ４ｂと４ｅのペアによりＶ相出力、トランジスタ４ｃと４ｆのペアによりＷ相出力をそれぞれ得ている。Ｕ、Ｖ、Ｗ相の出力は３相モータに接続する。また、各相の電流を制御するために、インバータ回路４の出力と３相モータ６を接続する線に流れる電流を検出するセンサ７ａ、７ｂ、７ｃを設ける。 A pair of transistors 4b and 4e provides a V-phase output, and a pair of transistors 4c and 4f provides a W-phase output. The U, V, and W phase outputs are connected to a three-phase motor. Further, in order to control the current of each phase, sensors 7a, 7b, and 7c for detecting a current flowing in a line connecting the output of the inverter circuit 4 and the three-phase motor 6 are provided.
インバータ回路４の各トランジスタのオンオフに伴うリプルを平滑化するためのコンデンサ５の一端がトランジスタ４ａ、４ｂ、４ｃのコレクタに、他端がトランジスタ４ｄ、４ｅ、４ｆのエミッタに接続する。 One end of the capacitor 5 for smoothing the ripple accompanying the on / off of each transistor of the inverter circuit 4 is connected to the collectors of the transistors 4a, 4b, and 4c, and the other end is connected to the emitters of the transistors 4d, 4e, and 4f.
インバータ回路４に直流電圧を供給するバッテリー９はコンタクタ８を介して、前記コンデンサ５の両端に接続する。 A battery 9 for supplying a DC voltage to the inverter circuit 4 is connected to both ends of the capacitor 5 via a contactor 8.
コンタクタ８ａはバッテリーの正電圧側とコンデンサの１端の間に、コンタクタ８ｂはバッテリーの負電圧側とコンデンサの他端の間に、それぞれ直列に接続する。 The contactor 8a is connected in series between the positive voltage side of the battery and one end of the capacitor, and the contactor 8b is connected in series between the negative voltage side of the battery and the other end of the capacitor.
コンタクタ８ａの両端には、コンタクタ８ｃと抵抗８ｄの直列回路を並列に接続する。 A series circuit of a contactor 8c and a resistor 8d is connected in parallel to both ends of the contactor 8a.
コンタクタ８ａ、８ｂにより、どちらか一方が故障した場合にも、確実にバッテリーとの接続を遮断するための２重系を構成している。コンタクタ８ｃと抵抗８ｄはコンタクタ８ａをオン状態にする前に操作し、抵抗８ｄにより、緩やかに、コンデンサ５を充電し、大きなラッシュ電流の発生を防止する。 The contactors 8a and 8b constitute a double system for reliably disconnecting the connection with the battery even when either one fails. The contactor 8c and the resistor 8d are operated before the contactor 8a is turned on, and the capacitor 8 is slowly charged by the resistor 8d to prevent the generation of a large rush current.
図８（ａ）の従来の充電回路を、バッテリー９、コンタクタ８、コンデンサ５、インバータ回路４、３相モータ６で構成されたシステムに接続した従来システムを図８（ｂ）に示す。なお、図８（ａ）の降圧コンバータのコンデンサはインバータ回路４に接続したコンデンサ５
で共有化した。しかし、昇圧コンバータの平滑コンデンサは残ったままであり、図２（ａ）と対比して、部品数が多い。
FIG. 8B shows a conventional system in which the conventional charging circuit of FIG. 8A is connected to a system constituted by a battery 9, a contactor 8, a capacitor 5, an inverter circuit 4, and a three-phase motor 6. The capacitor of the step-down converter in FIG. 8A is a capacitor 5 connected to the inverter circuit 4.
Shared with. However, the smoothing capacitor of the boost converter remains, and the number of parts is large as compared with FIG.
次に、図２（ｂ）を用い更に好ましい本発明の実施形態を説明する。 Next, a more preferred embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
図２（ｂ）は図２（ａ）のトランジスタ３ａの役目をインバータ回路４のトランジスタ４ｄに、ダイオード３ｂの役目をインバータ回路４のダイオード４ａ１にそれぞれ持たせることで、トランジスタ３ａとダイオード３ｂを省略し、更なる部品数低減が実現できる。 In FIG. 2B, the transistor 3d of FIG. 2A is assigned to the transistor 4d of the inverter circuit 4, and the diode 3b is assigned to the diode 4a1 of the inverter circuit 4, thereby omitting the transistor 3a and the diode 3b. In addition, the number of parts can be further reduced.
図８（ａ）に示す従来の充電回路に本発明で開示した接続方法を適用しても、こうした半導体スイッチの削減は実施できない。具体的には、充電回路の降圧コンバータを構成するインダクタを直列になるように接続する必要があるため、インダクタの後段にあるトランジスタやダイオードを、インバータ回路４のものと共有化することが構成上できない。 Even if the connection method disclosed in the present invention is applied to the conventional charging circuit shown in FIG. Specifically, since it is necessary to connect the inductors constituting the step-down converter of the charging circuit in series, it is structurally possible to share transistors and diodes in the subsequent stage of the inductor with those of the inverter circuit 4. Can not.
一方、図１（ａ）または、（ｂ）に示す本発明で採用した充電回路の出力部は、直列にはダイオード３ｂが入るのみであり、これはインバータ回路４のダイオードと直列に接続される。従って、ダイオード３ｂを省略することが可能となる。また、ダイオード３ｂを省略すればトランジスタ３ａはインバータ回路４のトランジスタとコレクタ、エミッタをそれぞれ並列接続になる、従って、トランジスタ３ａが省略可能となる。 On the other hand, the output part of the charging circuit employed in the present invention shown in FIG. 1 (a) or FIG. 1 (b) only includes a diode 3b in series, which is connected in series with the diode of the inverter circuit 4. . Therefore, the diode 3b can be omitted. If the diode 3b is omitted, the transistor 3a is connected in parallel to the transistor of the inverter circuit 4, the collector, and the emitter. Therefore, the transistor 3a can be omitted.
なお、図２（ｂ）の構成に変えて、図２（ｃ）の構成を採用することもできる。 Note that the configuration shown in FIG. 2C can be adopted instead of the configuration shown in FIG.
この場合、図２（ｂ）ではトランジスタ４ｄをスイッチング制御したが、図２（ｃ）ではトランジスタ４ａをスイッチング制御することで図２（ａ）のトランジスタ３ａの役目を果たすことができる。 In this case, the switching control of the transistor 4d is performed in FIG. 2B, but the function of the transistor 3a in FIG. 2A can be achieved by performing the switching control of the transistor 4a in FIG.
また、本実施例では、インバータ３相出力の内、Ｕ相に充電回路の１端を接続する構成を例示したが、これに代えてＶ相、Ｗ相のいずれか１つを採用することができる。 Further, in the present embodiment, the configuration in which one end of the charging circuit is connected to the U phase among the three-phase output of the inverter is exemplified, but instead of this, any one of the V phase and the W phase may be adopted. it can.
この場合、スイッチング制御するトランジスタは充電回路の１端を接続したアームのものとする。 In this case, the transistor for switching control is assumed to be that of an arm to which one end of the charging circuit is connected.
配線や端子の構造的配置に応じて、上記のように接続点を、選択することで、機器の小型化を図る効果を得ることができる。 By selecting the connection points as described above according to the structural arrangement of the wirings and terminals, it is possible to obtain an effect of reducing the size of the device.
図２（ｂ）の構成を制御する好ましい方法を図３並びに、図４を用いて、説明する。 A preferred method for controlling the configuration of FIG. 2B will be described with reference to FIG. 3 and FIG.
図３（ａ）は整流回路１により全波整流された電源電圧と充電対象のバッテリー電圧を示している。 FIG. 3A shows the power supply voltage full-wave rectified by the rectifier circuit 1 and the battery voltage to be charged.
日本では商用電源電圧実効値は、単相は１００Ｖもしくは、２００Ｖである。仮に、プラグインハイブリッド自動車のバッテリー充電を例に考え、単相２００Ｖ（波高値２８２Ｖ）から受電して、２４０Ｖまで放電したバッテリーを充電する場合の例が図３（ａ）である。 In Japan, the effective value of commercial power supply voltage is 100V or 200V for a single phase. FIG. 3A shows an example of charging a battery discharged from a single-phase 200V (peak value 282V) and discharged to 240V, taking battery charging of a plug-in hybrid vehicle as an example.
図を参照すると、バッテリー電圧が電源電圧より、高い期間と低い期間があることがわかる。従来の充電回路では、バッテリー電圧に関わらず、一旦、昇圧コンバータを制御し、商用電源の波高値より高い直流電圧を、平滑コンデンサ両端に得て、これを降圧コンバータにより、バッテリー電圧に適した電圧に下げることで充電を行えた。 Referring to the figure, it can be seen that there are periods when the battery voltage is higher and lower than the power supply voltage. In the conventional charging circuit, regardless of the battery voltage, the boost converter is temporarily controlled to obtain a DC voltage higher than the peak value of the commercial power supply at both ends of the smoothing capacitor, and this voltage is suitable for the battery voltage by the step-down converter. I was able to charge by lowering.
しかし、本発明は起点となる図１（ａ）の構成を参照してわかるように、商用電源電圧は降圧コンバータに入力されるため、電源電圧の波高値より低い電圧しか得ることができない。 However, as can be seen with reference to the configuration of FIG. 1A as the starting point of the present invention, since the commercial power supply voltage is input to the step-down converter, only a voltage lower than the peak value of the power supply voltage can be obtained.
これを降圧コンバータの出力に接続された昇圧コンバータにて、バッテリー電圧に適した電圧に上げることで充電は可能ではあるが、次の２つの問題点がある。 Although charging is possible by raising the voltage to a voltage suitable for the battery voltage with a boost converter connected to the output of the buck converter, there are the following two problems.
まず、降圧コンバータの入力電源電圧が、その出力電圧より低い領域では電流が電源から流れない。従って、電源から流れる電流の波形歪を抑える目的で、通流幅を広くするためには、出力電圧を入力電圧に比べ、十分下げる必要がある。そして、こうした事情により、通電幅を１００％に広げることが原理的にはできない。これが、第１の不都合である。 First, current does not flow from the power supply in a region where the input power supply voltage of the step-down converter is lower than the output voltage. Therefore, in order to suppress the waveform distortion of the current flowing from the power source, the output voltage needs to be sufficiently reduced compared to the input voltage in order to widen the flow width. Under such circumstances, the energization width cannot be increased to 100% in principle. This is the first inconvenience.
降圧コンバータの電圧を昇圧コンバータ制御して、所定の充電電圧を得ることは可能であるが、バッテリーを短時間で充電したい場合には、可能な限り高い電力をバッテリーに供給することが好ましい。例えば、商用電源の容量を５ｋＷで電力契約している場合、他の負荷を使わない場合は５ｋＷで充電を行うケースで考えてみよう。 Although it is possible to obtain a predetermined charging voltage by controlling the voltage of the step-down converter by boosting the voltage, it is preferable to supply as much power as possible to the battery when it is desired to charge the battery in a short time. For example, let us consider a case where a commercial power supply has a power contract of 5 kW, and charging is performed at 5 kW when no other load is used.
通流幅を広げるために、降圧コンバータの出力直流電圧を１００Ｖと制御した、この際の通流幅は７７％程度になる。そして、５ｋＷで充電を行う場合には、５０Ａ（＝５［ｋＷ］／１００［Ｖ］）の充電電流になるように昇圧コンバータを制御する必要がある。従来の充電器で、例えば、昇圧コンバータを３００Ｖ出力になるように制御すれば、それを受けて充電するための降圧コンバータは１７Ａ（＝５［ｋＷ］／３００［Ｖ］）に制御すればよい。ここで例示した電流は、コンバータを構成するためのインダクタを流れるため、本発明の充電回路では、より大電流に対応した大型のインダクタが必要になる。加えて、インダクタやトランジスタに流れる電流による損失が従来の充電回路より大きくなる。これが、第２の不都合である。 In order to widen the flow width, the output DC voltage of the step-down converter is controlled to 100 V. At this time, the flow width is about 77%. When charging at 5 kW, it is necessary to control the boost converter so that the charging current is 50 A (= 5 [kW] / 100 [V]). With a conventional charger, for example, if the step-up converter is controlled to have a 300 V output, the step-down converter for charging in response to the boost converter may be controlled to 17 A (= 5 [kW] / 300 [V]). . Since the current exemplified here flows through the inductor for constituting the converter, the charging circuit of the present invention requires a large inductor corresponding to a larger current. In addition, the loss due to the current flowing through the inductor and transistor is larger than that of the conventional charging circuit. This is the second disadvantage.
そこで、本発明の充電回路として、図１（ｂ）の構成を採用する。この構成は、前述の通り、降圧コンバータを構成するためのインダクタ２ｃ、コンデンサ２ｂを省略し、昇圧コンバータを構成するためのインダクタ３ｃ、コンデンサ３ｂと共有化している。この結果、降圧コンバータと昇圧コンバータを選択的に動作させることができる。この特徴を使い、次のように、制御を実施する。 Therefore, the configuration of FIG. 1B is employed as the charging circuit of the present invention. In this configuration, as described above, the inductor 2c and the capacitor 2b for configuring the step-down converter are omitted, and the inductor 3c and the capacitor 3b for configuring the step-up converter are shared. As a result, the step-down converter and the step-up converter can be selectively operated. Using this feature, control is performed as follows.
電源電圧並びに、バッテリー電圧を検出し、それぞれの検出値を比較し、電源電圧がバッテリー電圧より低い期間では、図１（ｂ）のトランジスタ３ａをオンオフして、昇圧コンバータ動作させ、電源から電流を流す。この際、トランジスタ２ａは常時オンにすればよい。一方、電源電圧がバッテリー電圧より高い期間では、トランジスタ２ａをオンオフ制御して、降圧コンバータ動作をさせ、電源から流れる電流を調整する。なお、この期間、トランジスタ３ａは常時オフする。 The power supply voltage and the battery voltage are detected, and the respective detected values are compared. In a period when the power supply voltage is lower than the battery voltage, the transistor 3a in FIG. Shed. At this time, the transistor 2a may be always turned on. On the other hand, during a period in which the power supply voltage is higher than the battery voltage, the transistor 2a is controlled to be turned on / off to operate the step-down converter and adjust the current flowing from the power supply. During this period, the transistor 3a is always off.
この方式を採用することで、電源電流は原理的に１００％の通流幅に制御が可能で、整流回路１に設けたリプル電流吸収用コンデンサ１ｄに流れる電流を無視できると仮定した場合には、インダクタ３ｃに流れる電流実効値は、電源電流実効値と同じとなる。うすなわち、先の例では、インダクタに流れる電流は、２５Ａ（＝５［ｋＷ］／２００［Ｖ］）となる。 By adopting this method, it is possible to control the power supply current to 100% in principle, and assuming that the current flowing through the ripple current absorbing capacitor 1d provided in the rectifier circuit 1 can be ignored. The effective current value flowing through the inductor 3c is the same as the effective power supply current value. That is, in the previous example, the current flowing through the inductor is 25 A (= 5 [kW] / 200 [V]).
ところで、先の説明で、従来充電回路の降圧コンバータのインダクタに流れる電流は１７Ａと説明したが、その前の昇圧コンバータのインダクタに流れる電流は２５Ａ（＝５［ｋＷ］／２００［Ｖ］）となる。本発明の充電器は充電のための電流が流れるインダクタの数が従来に比べ、少なく、延いては損失が小さい。 In the above description, the current flowing through the inductor of the step-down converter of the conventional charging circuit is 17 A, but the current flowing through the inductor of the previous boost converter is 25 A (= 5 [kW] / 200 [V]). Become. In the charger of the present invention, the number of inductors through which a current for charging flows is smaller than that of the conventional one, and thus the loss is small.
次に、本発明の充電回路の電流制御法について、図２（ｂ）、図３（ｂ）並びに図４を用いて説明する。前述の通り、図１（ｂ）のトランジスタ３ａ、ダイオード３ｂはそれぞれ、図２（ｂ）のトランジスタ４ｄ、ダイオード４ａと読み替えればよい。すなわち、図２（ｂ）において昇圧コンバータ３のトランジスタはトランジスタ４ｄ、降圧コンバータ２のトランジスタはトランジスタ２ａである。 Next, the current control method of the charging circuit of the present invention will be described with reference to FIGS. 2B, 3B, and 4. FIG. As described above, the transistor 3a and the diode 3b in FIG. 1B may be read as the transistor 4d and the diode 4a in FIG. 2B, respectively. That is, in FIG. 2B, the transistor of the step-up converter 3 is a transistor 4d, and the transistor of the step-down converter 2 is a transistor 2a.
図３（ｂ）は好ましい整流後の電源電流を電源電圧と合わせて、示している。図示のように制御すれば、整流前の電源電流は電源電圧と同相の正弦波状に制御することができる。これにより、例えば、欧州の電源高調波規制ＩＥＣ６１０００をクリアすることが可能となり。更には、略１００％の力率運転ができるため、入力電流を極小化でき、延いては、省電力化を達成できる。 FIG. 3B shows a preferable rectified power supply current together with a power supply voltage. If controlled as shown, the power supply current before rectification can be controlled in a sine wave in phase with the power supply voltage. This makes it possible, for example, to clear the European power supply harmonic regulations IEC61000. Furthermore, since the power factor operation of about 100% can be performed, the input current can be minimized, and power saving can be achieved.
図４は図２（ｂ）の回路を制御するための構成を例示している。バッテリー電圧検出値と整流後の電源電圧検出値を減算器４１に入力し、その結果（差分）をヒステリシスコンパレータ４２に入力している。コンパレータ４２は電源電圧検出値がバッテリー電圧より小さい場合にロジックレベル“１”を出力する。そうでない場合には、ロジックレベル“０“を出力する。これは、トランジスタのゲートへ向かう信号を出力するＯＲゲート４７とＡＮＤゲート４８に入力される。従って、ＯＲゲート出力はロジックレベルが”１“の間は、残りの入力レベルに関わらず、ロジックレベル”１“を出力し続ける。故に、電源電圧検出値がバッテリー電圧より小さい場合には、ＯＲゲート出力も接続先である降圧コンバータのトランジスタ２ａをオンする。また、この期間は、ＡＮＤゲート４８の出力は、他のロジック信号に応答して、出力が変化する。 FIG. 4 illustrates a configuration for controlling the circuit of FIG. The battery voltage detection value and the rectified power supply voltage detection value are input to the subtractor 41, and the result (difference) is input to the hysteresis comparator 42. The comparator 42 outputs a logic level “1” when the power supply voltage detection value is smaller than the battery voltage. Otherwise, the logic level “0” is output. This is input to an OR gate 47 and an AND gate 48 that output a signal directed to the gate of the transistor. Therefore, the OR gate output continues to output the logic level “1” while the logic level is “1”, regardless of the remaining input level. Therefore, when the power supply voltage detection value is smaller than the battery voltage, the transistor 2a of the step-down converter to which the OR gate output is also connected is turned on. During this period, the output of the AND gate 48 changes in response to other logic signals.
図３（ｂ）に示す整流後の電源電流指令値と図２（ｂ）に示す線路部に設けたセンサより得られる昇圧コンバータ電流検出値が減算器４４に入力され、その結果（差分）が、ヒステリシスコンパレータ４６へと与えられる。コンパレータ４６は指令値が検出値を上回るとロジック出力“１”を、そうでない場合には“０”を出力する。ＡＮＤゲート４８には、この出力が入力され、電源電圧検出値がバッテリー電圧より小さい場合には、コンパレータ４６の出力に応答して、昇圧コンバータトランジスタ４ｄがオンオフ制御される。 The power supply current command value after rectification shown in FIG. 3B and the boost converter current detection value obtained from the sensor provided in the line section shown in FIG. 2B are input to the subtractor 44, and the result (difference) is obtained. , To the hysteresis comparator 46. The comparator 46 outputs a logic output “1” when the command value exceeds the detection value, and outputs “0” otherwise. When this output is input to the AND gate 48 and the power supply voltage detection value is smaller than the battery voltage, the boost converter transistor 4d is on / off controlled in response to the output of the comparator 46.
また、図３（ｂ）に示す整流後の電源電流指令値と図２（ｂ）に示す線路部に設けたセンサより得られる電源電流検出（整流後）値が減算器４３に入力され、その結果（差分）が、ヒステリシスコンパレータ４５へと与えられる。コンパレータ４５は指令値が検出値を上回るとロジック出力“１”を、そうでない場合には“０”を出力する。ＯＲゲート４７には、この出力が入力され、電源電圧検出値がバッテリー電圧より大きい場合には、コンパレータ４５の出力に応答して、降圧コンバータトランジスタ２ａがオンオフ制御される。 Also, the rectified power supply current command value shown in FIG. 3B and the power supply current detection (after rectification) value obtained from the sensor provided in the line section shown in FIG. 2B are input to the subtractor 43. The result (difference) is given to the hysteresis comparator 45. The comparator 45 outputs a logic output “1” when the command value exceeds the detection value, and outputs “0” otherwise. When this output is input to the OR gate 47 and the power supply voltage detection value is larger than the battery voltage, the step-down converter transistor 2a is controlled to be turned on / off in response to the output of the comparator 45.
以上から、図４の構成を採用すれば、電源電圧とバッテリー電圧の大小に応じて、昇圧または、降圧コンバータのトランジスタを選択的にオンオフ制御し、所定の電流に制御できることがわかる。 From the above, it can be seen that if the configuration of FIG. 4 is adopted, the transistors of the booster or step-down converter can be selectively turned on and off according to the power supply voltage and the battery voltage, and controlled to a predetermined current.
ここで、コンパレータに設定するヒステリシス幅内は、出力が変化しない不感帯である。よって、該コンパレータでトランジスタをオンオフ制御すると、制御された電流は指令値を中心に、ヒステリシス幅に相当する電流リプルを有する。すなわち、コンパレータ４５、４６のヒステリシス幅を調整し、リプルを適正値に設定することができる。 Here, the hysteresis width set in the comparator is a dead zone where the output does not change. Therefore, when the transistor is on / off controlled by the comparator, the controlled current has a current ripple corresponding to the hysteresis width with the command value as the center. That is, the hysteresis width of the comparators 45 and 46 can be adjusted, and the ripple can be set to an appropriate value.
一方、コンパレータ４２のヒステリシス幅は降圧、昇圧制御モード切替え時のチャタリングを防止する様にその大きさを決定すればよい。 On the other hand, the hysteresis width of the comparator 42 may be determined so as to prevent chattering during switching of the step-down and step-up control modes.
なお、電流検出用のセンサを２箇所に設定しているのは、昇圧、降圧コンバータモードに応じ、検出箇所を使い分けることで、整流回路１に設けたリプル電流除去用コンデンサ１ｄに流れる電流の影響を排除できる。波形歪を抑える必要がない場合には、どちらか一方のセンサ信号で制御を行ってもよい。 The reason why the current detection sensors are set at two locations is that the influence of the current flowing through the ripple current removing capacitor 1d provided in the rectifier circuit 1 is determined by properly using the detection locations according to the step-up and step-down converter modes. Can be eliminated. When it is not necessary to suppress waveform distortion, control may be performed using either one of the sensor signals.
さて、充電回路として動作させる場合の、インバータ回路４のトランジスタ４ｂ、４ｃ、４ｅ、４ｆは常時オフに制御する。トランジスタ４ａは常時オフでも構わないが、ＭＯＳＦＥＴなどをトランジスタに採用する場合には、トランジスタ４ｄと排他的にオンオフ制御することで、効率改善を期待できるので、そうした場合には、適宜オンオフ制御を行うようにしてもよい。 Now, when operating as a charging circuit, the transistors 4b, 4c, 4e, 4f of the inverter circuit 4 are always controlled to be off. The transistor 4a may be always off. However, when a MOSFET or the like is employed as the transistor, efficiency improvement can be expected by performing on / off control exclusively with the transistor 4d. In such a case, on / off control is appropriately performed. You may do it.
この様に制御すれば、インバータ回路４のＶ相、Ｗ相の出力は開放状態（トランジスタとそれに並列接続されたダイオード共にオフの状態）を維持できるため、インバータ回路４の出力に接続されたモータ巻線に電流が流れることがない。 By controlling in this way, the V-phase and W-phase outputs of the inverter circuit 4 can maintain the open state (both the transistor and the diode connected in parallel to it are in the off state), so the motor connected to the output of the inverter circuit 4 No current flows through the winding.
逆に、インバータ動作させる場合には、充電回路のトランジスタ２ａを常時オフにする。インバータ回路４のダイオード４ｄ１とインダクタ３ｃとダイオード２ｂの直列回路が並列に接続されているが、トランジスタ４ａ、４ｄのオンオフに伴いダイオードを流れる急峻に変化する還流電流はインダクタ３ｃがあるためブロックされて、ダイオード２ｂに流れることなく、ダイオード４ｄ１に全て流れる。従って、コンタクタなどで充電回路を遮断するような付加回路が本発明では不要である。 On the contrary, when the inverter is operated, the transistor 2a of the charging circuit is always turned off. The series circuit of the diode 4d1, the inductor 3c, and the diode 2b of the inverter circuit 4 is connected in parallel, but the steeply changing freewheeling current flowing through the diode as the transistors 4a and 4d are turned on and off is blocked because of the inductor 3c. All flows to the diode 4d1 without flowing to the diode 2b. Therefore, an additional circuit that interrupts the charging circuit with a contactor or the like is not necessary in the present invention.
ここでは、本発明の変形例を図５、図６を用いて説明する。図２（ｂ）と図６（ａ）の構成を対比して分かるように、充電回路の出力のインダクタ３ｃを、モータ巻線の中性点に接続した。そして、モータ巻線は、インダクタンスを有するのでインダクタ３ｃ（点線で図示）を省略したものである。 Here, a modification of the present invention will be described with reference to FIGS. As can be seen by comparing the configurations of FIG. 2B and FIG. 6A, the inductor 3c at the output of the charging circuit is connected to the neutral point of the motor winding. Since the motor winding has an inductance, the inductor 3c (illustrated by a dotted line) is omitted.
そして、昇圧コンバータ動作時には、トランジスタ４ｄ、４ｅ、４ｆを各相電流が略同じになるように制御を行う。 これにより、巻線電流によりモータ内に発生する各相鎖交磁束数λU、λV、λWは１２０°位相差でその大きさは同じベクトルとなる。このベクトル和はゼロである故に、充電時にモータ巻線を使うがモータ回転力が発生しない。 During the boost converter operation, the transistors 4d, 4e, and 4f are controlled so that the phase currents are substantially the same. As a result, the number of phase linkage magnetic fluxes λ U , λ V , and λ W generated in the motor by the winding current are 120 ° phase difference and the same magnitude. Since this vector sum is zero, the motor winding is used during charging, but no motor rotational force is generated.
降圧コンバータ動作時も３相巻線インピーダンスが同じであれば、同一電流に分流する。また、実際にはインピーダンスに差があるが、数％程度であれため、それによる磁束レベルはきわめて、小さく、モータ回転を召致する力にはならない。 If the three-phase winding impedance is the same during the step-down converter operation, the current is shunted to the same current. Moreover, although there is a difference in impedance in practice, since it is about several percent, the magnetic flux level due to it is very small, and it does not become a force to sum up motor rotation.
図６は図４の回路を拡張して、図５（ａ）の充電器を動作させるための回路例を示している。Ｖ相のトランジスタを制御するための減算器６１、コンパレータ６３、ＡＮＤゲート６５が追加している。減算器には、整流後の電源電流指令値とＶ相電流検出値が入力され、その結果に応答して、ロジック信号を出力するコンパレータ６３の出力が、バッテリーと電源電圧に応答して、モードを切り換えるためのロジック信号と共にＡＮＤゲート６５に入力する。そして、このＡＮＤゲート６５はＶ相トランジスタのゲートに向けて信号を出力している。 FIG. 6 shows an example of a circuit for extending the circuit of FIG. 4 to operate the charger of FIG. A subtractor 61, a comparator 63, and an AND gate 65 for controlling the V-phase transistor are added. The power supply current command value and the V-phase current detection value after rectification are input to the subtractor, and in response to the result, the output of the comparator 63 that outputs a logic signal responds to the battery and the power supply voltage in the mode. Are input to the AND gate 65 together with a logic signal for switching. The AND gate 65 outputs a signal toward the gate of the V-phase transistor.
Ｗ相についても、そのトランジスタを制御するための減算器６２、コンパレータ６４、ＡＮＤゲート６６を追加している。 Also for the W phase, a subtractor 62, a comparator 64, and an AND gate 66 for controlling the transistor are added.
Ｕ相については、電流検出値をＵ相電流検出に代えており、そのほかは図４と同じ構成である。 For the U phase, the current detection value is replaced with U phase current detection, and the rest of the configuration is the same as in FIG.
なお、図５（ａ）の回路の他には図５（ｃ）のように充電器をモータ中性点に接続することができる。 In addition to the circuit shown in FIG. 5A, a charger can be connected to the motor neutral point as shown in FIG. 5C.
図７は図５（ａ）の制御を行うにあたって、電源電流のリプルを同じスイッチング周波数で小さくする例を示している。 FIG. 7 shows an example in which the ripple of the power supply current is reduced at the same switching frequency when performing the control of FIG.
図６のＡＮＤゲート４８、６５、６６の出力を各々ＮＯＴゲート７４、７５、７６を通し、ＳＲフリップフロップ７１、７２、７３のリセット入力Ｒに与え、図示を省略したクロック源から得られるＰＷＭ周期Ｔに対して、Ｔ／３位相のずれたクロック波形を図７（ｂ）のように得て、前記ＳＲフリップフロップ７１、７２、７３のセット入力Ｓに与える。これにより、クロックの入力毎に、前記フリップフロップはセットされ、その出力はロジックレベル“１”となり、コンパレータ４８、６５、６６の出力が“０“となった時点で、対応する前記フリップフロップはリセットされ、その出力はロジックレベル“０”となる。 The outputs of the AND gates 48, 65, and 66 in FIG. 6 are supplied to reset inputs R of the SR flip-flops 71, 72, and 73 through NOT gates 74, 75, and 76, respectively, and PWM periods obtained from a clock source that is not shown. A clock waveform having a T / 3 phase shift with respect to T is obtained as shown in FIG. 7B, and is applied to the set input S of the SR flip-flops 71, 72, 73. As a result, each time the clock is input, the flip-flop is set, its output becomes a logic level “1”, and when the outputs of the comparators 48, 65, 66 become “0”, the corresponding flip-flop The output is reset to the logic level “0”.
この結果、各相の電流は図７（ａ）の様にクロック入力のタイミングでトランジスタがオンし、電流が増加する。そして、電流が指令値に到達（コンパレータのヒステリシス幅は０にセットした例を示している）した時点で、トランジスタはオフして、電流は減衰する。 As a result, the current of each phase is turned on at the clock input timing as shown in FIG. When the current reaches the command value (the hysteresis width of the comparator is set to 0), the transistor is turned off and the current is attenuated.
この３相波形は、中性点で合成され、図示のようにそのリプル周波数は３／Ｔとなり、そのリプル幅が小さくできる。 This three-phase waveform is synthesized at a neutral point, and its ripple frequency is 3 / T as shown in the figure, and the ripple width can be reduced.
実施例を示して本発明の動作や効果を示した、制御に関しては、コンパレータやロジック回路を用いたものを例示したが、マイクロコンピュータを使ったソフトウェアベースのデジタル制御を採用することも可能である。従来公知の電流制御方式が種々あり、実施例で示した指令と検出電流の大小を比較する瞬時値制御以外の方式を採用できることは言うまでもない。 As for the control showing the operation and effect of the present invention by showing the embodiment, the control using the comparator and the logic circuit is exemplified, but software-based digital control using a microcomputer can also be adopted. . There are various conventionally known current control methods, and it goes without saying that methods other than the instantaneous value control for comparing the magnitude of the command and the detected current shown in the embodiment can be adopted.
また、本発明の充電器は、車載用のほかに、３相モータとインバータを駆動源に採用した充電式掃除機などの家庭用機器にも採用することができる。 Moreover, the charger of this invention can be employ | adopted also for household appliances, such as a rechargeable vacuum cleaner which employ | adopted the drive source as a three-phase motor and an inverter besides the vehicle-mounted use.
１ フィルタを含む整流回路
２ 降圧コンバータ回路
３ 昇圧コンバータ回路
４ インバータ回路
５ 平滑コンデンサ
６ ３相モータ
７ ３相電流センサ
８ コンタクタユニット
９ バッテリー
１ａ１、１ａ２、１ｂ１、１ｂ２、２ｂ、３ｂ、４ａ１、４ｂ１、４ｃ１、４ｄ１、４ｅ１、４ｆ１ ダイオード
２ａ、３ａ、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ トランジスタ
１ｃ、２ｃ、３ｃ インダクタ
１ｄ、２ｄ、３ｄ コンデンサ
６ａ、６ｂ、６ｃ 各相モータ巻線
７ａ、７ｂ、７ｃ 各相電流センサ
８ａ、８ｂ、８ｃ コンタクタ
８ｄ 突入電流防止用抵抗器
４１、４３、４４、６１、６２ 減算器
４２、４５、４６、６３、６４ ヒステリシスコンパレータ
４７ ＯＲゲート
４８、６５、６６ ＡＮＤゲート
７１、７２、７３ ＳＲフリップフロップ
７４、７５、７６ ＮＯＴゲート
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Rectifier circuit including a filter 2 Step-down converter circuit 3 Step-up converter circuit 4 Inverter circuit 5 Smoothing capacitor 6 Three-phase motor 7 Three-phase current sensor 8 Contactor unit 9 Battery 1a1, 1a2, 1b1, 1b2, 2b, 3b, 4a1, 4b1, 4c1, 4d1, 4e1, 4f1 Diodes 2a, 3a, 4a, 4b, 4c, 4d, 4e, 4f Transistors 1c, 2c, 3c Inductors 1d, 2d, 3d Capacitors 6a, 6b, 6c Motor windings 7a, 7b for each phase, 7c Current sensor 8a, 8b, 8c Contactor 8d Inrush current prevention resistor 41, 43, 44, 61, 62 Subtractor 42, 45, 46, 63, 64 Hysteresis comparator 47 OR gate 48, 65, 66 AND gate 71, 72, 73 SR flip-flops 74, 75, 76 NOT gate
Claims (14)
前記直流電流を平滑化する第１平滑コンデンサと、
昇圧コンバータと降圧コンバータとを有する昇降圧コンバータ回路と、を備え、
前記昇降圧コンバータ回路は、前記降圧コンバータの出力に前記昇圧コンバータの入力を接続した構成とし、
前記昇降圧コンバータ回路の前記降圧コンバータの入力は、整流回路を通して商用電源に接続され、
前記昇降圧コンバータ回路の前記昇圧コンバータの出力の一端は、前記３相インバータ回路の３相のうちのいずれか１相の出力に接続され、
前記昇降圧コンバータ回路の前記昇圧コンバータの出力の他端は、前記３相インバータ回路の入力に接続され、
前記昇圧コンバータの昇圧に係る充放電は前記第１平滑コンデンサにより行われることを特徴とするバッテリー充電器。 A three-phase inverter circuit for driving an AC motor supplied with a DC current from a battery;
A first smoothing capacitor for smoothing the direct current;
A step-up / step-down converter circuit having a step-up converter and a step-down converter,
The step-up / down converter circuit has a configuration in which an input of the boost converter is connected to an output of the step-down converter,
The input of the step-down converter of the buck-boost converter circuit is connected to a commercial power supply through a rectifier circuit,
One end of the boost converter output of the step-up / down converter circuit is connected to the output of any one of the three phases of the three-phase inverter circuit,
The other end of the boost converter output of the buck-boost converter circuit is connected to the input of the three-phase inverter circuit,
The battery charger according to claim 1, wherein charging / discharging for boosting of the boosting converter is performed by the first smoothing capacitor.
前記昇圧コンバータの正極出力は、前記３相インバータ回路の３相のうちのいずれか１相の出力に接続され、
前記昇圧コンバータの負極出力は、前記３相インバータ回路の負極入力と接続されることを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to claim 1, wherein
The positive output of the boost converter is connected to the output of any one of the three phases of the three-phase inverter circuit,
The battery charger, wherein a negative output of the boost converter is connected to a negative input of the three-phase inverter circuit.
前記昇圧コンバータの負極出力は、前記３相インバータ回路の３相のうちのいずれか１相の出力に接続され、
前記昇圧コンバータの正極出力は、前記３相インバータ回路の正極入力と接続されることを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to claim 1, wherein
The negative output of the boost converter is connected to the output of any one of the three phases of the three-phase inverter circuit,
The battery charger, wherein a positive output of the boost converter is connected to a positive input of the three-phase inverter circuit.
前記昇圧コンバータに係るスイッチング動作は、前記３相インバータ回路の前記いずれか１相の出力と接続される第１トランジスタにより行われ、
前記昇圧コンバータに係る整流動作は、前記３相インバータ回路の前記いずれか１相の出力と接続される第１ダイオードにより行われることを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to any one of claims 1 to 3,
The switching operation related to the boost converter is performed by a first transistor connected to the output of any one phase of the three-phase inverter circuit,
The battery charger according to claim 1, wherein the rectifying operation of the boost converter is performed by a first diode connected to the output of any one phase of the three-phase inverter circuit.
前記商用電源の電圧瞬時値を検出する電源電圧検出手段と、
前記バッテリーの電圧値を検出するバッテリー電圧検出手段と、
前記電源電圧検出手段が検出した電圧値と前記バッテリー電圧検出手段が検出した電圧値の大小を比較する比較手段と、を備え、
前記比較手段による比較の結果、
前記電源電圧検出手段が検出した電圧値が前記バッテリー電圧検出手段が検出した電圧値よりも高い場合は、前記昇降圧コンバータ回路を降圧コンバータ動作に切り替え、
前記電源電圧検出手段が検出した電圧値が前記バッテリー電圧検出手段が検出した電圧値よりも低い場合は、前記昇降圧コンバータ回路を昇圧コンバータ動作に切り替える手段を有することを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to any one of claims 1 to 4,
Power supply voltage detection means for detecting a voltage instantaneous value of the commercial power supply;
Battery voltage detection means for detecting the voltage value of the battery;
Comparing means for comparing the voltage value detected by the power supply voltage detecting means with the voltage value detected by the battery voltage detecting means,
As a result of comparison by the comparison means,
When the voltage value detected by the power supply voltage detection means is higher than the voltage value detected by the battery voltage detection means, the buck-boost converter circuit is switched to the step-down converter operation,
A battery charger comprising means for switching the step-up / step-down converter circuit to step-up converter operation when the voltage value detected by the power supply voltage detection means is lower than the voltage value detected by the battery voltage detection means.
前記商用電源の電流値を検出する電源電流検出手段を備え、
前記電源電流検出手段が検出した電流値を、前記商用電源と同じ周波数で、かつ所定振幅の正弦波に追従するように制御する手段を有することを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to claim 5,
Power supply current detection means for detecting the current value of the commercial power supply,
A battery charger comprising: means for controlling the current value detected by the power source current detecting means so as to follow a sine wave having the same frequency as the commercial power source and having a predetermined amplitude.
前記昇圧コンバータを構成するインダクタに流れる電流を検出する昇圧コンバータ電流検出手段を備え、
前記昇降圧コンバータ回路が昇圧コンバータ動作時には、前記昇圧コンバータ電流検出手段による検出値を基にコンバータ制御を行い、
前記昇降圧コンバータ回路が降圧コンバータ動作時には、前記電源電流検出手段による検出値を基にコンバータ制御を行うことを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to claim 6,
A step-up converter current detecting means for detecting a current flowing in an inductor constituting the step-up converter;
When the step-up / down converter circuit operates as a boost converter, the converter is controlled based on the detection value by the boost converter current detection means,
A battery charger, wherein when the step-up / down converter circuit operates as a step-down converter, converter control is performed based on a detection value by the power source current detection means.
降圧コンバータと、
前記３相インバータ回路の出力に接続された前記交流モータと、を備え、
前記降圧コンバータの入力は、整流回路を通して商用電源に接続され、
前記降圧コンバータの出力の一端は、前記交流モータの巻線中性点に接続され、
前記降圧コンバータの出力の他端は、前記３相インバータ回路の入力に接続され、
前記３相インバータ回路を構成する第１トランジスタ及び第１ダイオードと、前記交流モータの巻線とにより昇圧コンバータを構成することを特徴とするバッテリー充電器。 A three-phase inverter circuit for driving an AC motor supplied with a DC current from a battery;
A buck converter,
The AC motor connected to the output of the three-phase inverter circuit,
The input of the step-down converter is connected to a commercial power source through a rectifier circuit,
One end of the output of the step-down converter is connected to a winding neutral point of the AC motor,
The other end of the output of the step-down converter is connected to the input of the three-phase inverter circuit,
A battery charger, wherein a step-up converter is constituted by the first transistor and the first diode constituting the three-phase inverter circuit and the winding of the AC motor.
前記降圧コンバータの正極出力は、前記交流モータの巻線中性点に接続され、
前記降圧コンバータの負極出力は、前記３相インバータ回路の負極入力と接続されることを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to claim 8,
The positive output of the step-down converter is connected to the winding neutral point of the AC motor,
The battery charger, wherein the negative output of the step-down converter is connected to the negative input of the three-phase inverter circuit.
前記降圧コンバータの負極出力は、前記交流モータの巻線中性点に接続され、
前記降圧コンバータの正極出力は、前記３相インバータ回路の正極入力と接続されることを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to claim 8,
The negative output of the step-down converter is connected to the winding neutral point of the AC motor,
The battery charger, wherein a positive output of the step-down converter is connected to a positive input of the three-phase inverter circuit.
前記商用電源の電圧瞬時値を検出する電源電圧検出手段と、
前記バッテリーの電圧値を検出するバッテリー電圧検出手段と、
前記電源電圧検出手段が検出した電圧値と前記バッテリー電圧検出手段が検出した電圧値の大小を比較する比較手段と、を備え、
前記比較手段による比較の結果、
前記電源電圧検出手段が検出した電圧値が前記バッテリー電圧検出手段が検出した電圧値よりも高い場合は、前記降圧コンバータの第３トランジスタをオンオフ動作し、
前記電源電圧検出手段が検出した電圧値が前記バッテリー電圧検出手段が検出した電圧値よりも低い場合は、前記降圧コンバータの前記第３トランジスタを常時オンとすると共に、前記３相インバータ回路のトランジスタをオンオフ制御し、前記交流モータの各相巻線電流が略同じになるように制御するための切り換え手段を有することを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to any one of claims 8 to 10,
Power supply voltage detection means for detecting a voltage instantaneous value of the commercial power supply;
Battery voltage detection means for detecting the voltage value of the battery;
Comparing means for comparing the voltage value detected by the power supply voltage detecting means with the voltage value detected by the battery voltage detecting means,
As a result of comparison by the comparison means,
When the voltage value detected by the power supply voltage detection means is higher than the voltage value detected by the battery voltage detection means, the third transistor of the step-down converter is turned on / off,
When the voltage value detected by the power supply voltage detection means is lower than the voltage value detected by the battery voltage detection means, the third transistor of the step-down converter is always turned on, and the transistor of the three-phase inverter circuit is turned on. A battery charger characterized by comprising switching means for on / off control and control so that each phase winding current of the AC motor is substantially the same.
前記商用電源の電流値を検出する電源電流検出手段を備え、
前記電源電流検出手段が検出した電流値を、前記商用電源と同じ周波数で、かつ所定振幅の正弦波に追従するように制御する手段を有することを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to any one of claims 8 to 11,
Power supply current detection means for detecting the current value of the commercial power supply,
A battery charger comprising: means for controlling the current value detected by the power source current detecting means so as to follow a sine wave having the same frequency as the commercial power source and having a predetermined amplitude.
前記交流モータの各相モータ巻線に流れる電流を検出するモータ電流検出手段を備え、
前記降圧コンバータの動作時は、前記電源電流検出手段による検出値を基にコンバータ制御を行い、
前記降圧コンバータの非動作時は、前記モータ電流検出手段による検出値を基に前記３相インバータ回路のトランジスタ制御を行うことを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to claim 12, wherein
Motor current detection means for detecting a current flowing in each phase motor winding of the AC motor;
During operation of the step-down converter, converter control is performed based on the detection value by the power supply current detection means,
A battery charger characterized in that when the step-down converter is not in operation, transistor control of the three-phase inverter circuit is performed based on a value detected by the motor current detecting means.
前記３相インバータ回路の各相トランジスタのスイッチングタイミングにＰＷＭ周期の略１／３の位相差を設定することを特徴とするバッテリー充電器。 The battery charger according to any one of claims 8 to 13,
A battery charger characterized by setting a phase difference of approximately 1/3 of a PWM cycle to the switching timing of each phase transistor of the three-phase inverter circuit.
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