JP2014154959A - Power supply control device - Google Patents
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- 238000005086 pumping Methods 0.000 claims abstract description 65
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims abstract description 47
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 46
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 18
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 7
- 230000001629 suppression Effects 0.000 abstract description 12
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 abstract 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 12
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000006870 function Effects 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
本発明は、電源制御装置に関し、特に、電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータが生成する２次側直流電源を制御するための電源制御装置に用いて好適なものである。 The present invention relates to a power supply control device, and is particularly suitable for use in a power supply control device for controlling a secondary side DC power generated by a DC-DC converter for power generation.
従来、電子機器等の電源を生成するために、ＤＣ−ＤＣコンバータが一般に用いられている。例えば、図１０に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、オーディオ用パワーアンプ１０２（以下、単にアンプと称す）が必要とする電源を生成するために用いられる。図１０に示す例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、メイン電源であるバッテリ１００とアンプ１０２との間に配置され、バッテリ１００からの直流入力電圧をアンプ１０２が必要とする直流出力電圧に変換した上でアンプ１０２に供給している。
Conventionally, a DC-DC converter is generally used to generate a power source for an electronic device or the like. For example, as shown in FIG. 10, a DC-
ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１が生成する電源を使用するアンプ１０２の動作状態によって、２次側直流電源のプラス側電源（＋側電源）とマイナス側電源（−側電源）との間で消費電流に偏りが生じることがある。これにより、＋側電源と−側電源の電位の差分を絶対値でとることによって算出される電位差に偏り（ポンピング）が発生することがあった。特に、アンプについては高効率の要求が高いため、デジタルアンプ（Ｄ級アンプ）を採用することが多くなっているが、このＤ級アンプとＤＣ−ＤＣコンバータとの組合せではポンピングが顕著に現れることが多かった。
By the way, in the DC-
このような問題に対し、本出願人は、ポンピングの発生を抑制するための手段を提案している（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１に記載の技術では、２次側直流電源の＋側電源の電位と−側電源の電位との差分を−側電源の電位を反転した上でとることによって電位差を検出する電位差検出回路と、＋側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、−側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、電位差の偏りに応じて、第１のＤＣ−ＤＣコンバータまたは第２のＤＣ−ＤＣコンバータの何れかによりエネルギを回生するようにしている。
In response to such a problem, the present applicant has proposed means for suppressing the occurrence of pumping (see, for example, Patent Document 1). In the technique disclosed in
すなわち、電位差検出回路により検出される電位差が正の値の場合は＋側電源の電位が−側電源の電位より大きいので、第１のＤＣ−ＤＣコンバータを動作させ、電位差を検出しなくなったら停止する。一方、検出される電位差が負の値の場合は−側電源の電位が＋側電源の電位より大きいので、第２のＤＣ−ＤＣコンバータを動作させ、電位差を検出しなくなったら停止する。 That is, when the potential difference detected by the potential difference detection circuit is a positive value, the potential of the + side power source is larger than the potential of the − side power source, so the first DC-DC converter is operated and stopped when no potential difference is detected. To do. On the other hand, when the detected potential difference is a negative value, the potential of the negative side power source is larger than the potential of the positive side power source, so the second DC-DC converter is operated and stopped when no potential difference is detected.
しかしながら、上記特許文献１に記載の技術は、ポンピングが発生してから抑制動作を行うものであるため、検出可能な分解能以上のポンピングが発生するまで抑制動作をすることはできない。そのため、実際の制御が遅くなり、精度の高いポンピングの抑制動作を実現することが難しいという問題があった。
However, since the technique described in
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、ポンピング発生からの制御の遅れを少なくできるようにして、より精度の高いポンピングの抑制動作を実現できるようにすることを目的とする。 The present invention has been made to solve such a problem, and it is possible to reduce the control delay from the occurrence of pumping and to realize a pumping suppression operation with higher accuracy. Objective.
上記した課題を解決するために、本発明では、電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータが生成する２次側直流電源の負荷となるデジタルアンプに供給される前のオーディオ信号を処理することにより、デジタルアンプより出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りとして検出し、当該検出した負荷偏りに応じて、２次側直流電源のプラス側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータ、または、２次側直流電源のマイナス側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータの何れかを動作させてエネルギを回生するようにしている。 In order to solve the above-described problems, in the present invention, a digital signal is processed by processing an audio signal before being supplied to a digital amplifier serving as a load of a secondary DC power source generated by a DC-DC converter for generating a power source. The amount of deviation of the audio signal output from the amplifier to the plus side or the minus side is detected as a load deviation, and energy is regenerated from the plus side power supply of the secondary DC power supply according to the detected load deviation. Either one DC-DC converter or a second DC-DC converter that regenerates energy from the negative side power source of the secondary side DC power source is operated to regenerate energy.
上記のように構成した本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側直流電源に実際に発生したポンピング電圧を検出してフィードバック制御する方式ではなく、デジタルアンプに供給されるオーディオ信号より負荷偏りを検出することによって予測したポンピング発生量に基づいて制御が行われる。そのため、検出可能な分解能以上のポンピングが発生する前から、ポンピングが発生しないようにするための抑制動作を実行することが可能となる。これにより、制御の遅れを少なくしてより精度の高いポンピングの抑制動作を実現することができる。 According to the present invention configured as described above, it is not a method in which the pumping voltage actually generated in the secondary side DC power supply of the DC-DC converter is detected and feedback-controlled, but the load is based on the audio signal supplied to the digital amplifier. Control is performed based on the pumping generation amount predicted by detecting the bias. For this reason, it is possible to execute the suppression operation for preventing the pumping from occurring before the pumping with a resolution higher than the detectable resolution occurs. Thereby, the control delay can be reduced and the pumping suppression operation with higher accuracy can be realized.
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、第１の実施形態による電源制御装置１をＤＣ−ＤＣコンバータ２、プリアンプ３およびパワーアンプ４と共に模式的に示す図である。
(First embodiment)
DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, a first embodiment of the invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram schematically showing a power
ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータであり、メイン電源であるバッテリ（Ｂａｔｔ）からの直流入力電圧をパワーアンプ４が必要とする直流出力電圧に変換することにより、２次側直流電源を生成する。パワーアンプ４はＤ級アンプであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が生成した２次側直流電源を電源として動作する。オーディオ信号は、プリアンプ３およびパワーアンプ４により増幅された後、図示しないスピーカから出力されるようになっている。
The DC-
図１に示すように、電源制御装置１は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、負荷偏り検出部１３およびポンピング制御部１４を備えている。第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が生成する２次側直流電源のプラス側電源（＋側電源）からエネルギを回生するための構成である。
As shown in FIG. 1, the power
第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、具体的には出力側の＋側電源から入力側の＋側電源にエネルギを回生するように構成されており、このため入力側が＋側電源に、出力側が＋側電源にそれぞれ接続されている。第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、ポンピング制御部１４から出力される第１のＤＣ−ＤＣ制御信号に基づき動作するように構成されており、負荷偏り検出部１３により検出される負荷偏りがプラス側である場合にエネルギを回生する。
Specifically, the first DC-
第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が生成する２次側直流電源のマイナス側電源（−側電源）からエネルギを回生するための構成である。第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、具体的には出力側の−側電源から入力側の＋側電源にエネルギを回生するように構成されており、このため入力側が＋側電源に、出力側が−側電源にそれぞれ接続されている。第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、ポンピング制御部１４から出力される第２のＤＣ−ＤＣ制御信号に基づき動作するように構成されており、負荷偏り検出部１３により検出される負荷偏りがマイナス側である場合にエネルギを回生する。
The second DC-
負荷偏り検出部１３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の２次側直流電源の負荷となるパワーアンプ４に供給される前のオーディオ信号を処理することにより、パワーアンプ４より出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りとして検出（予測）する。
The load
２次側直流電源の負荷となる回路がオーディオアンプである場合、ポンピングの発生量をオーディオ信号から予測することが可能である。すなわち、負荷の偏りは略ゼロとなるのが通常であり、オーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏っているかでポンピング（＋側電源と−側電源の電位差の偏り）の発生状態が決まる。本実施形態では、負荷偏り検出部１３によってオーディオ信号から負荷偏りを検出することにより、負荷に供給される２次側直流電源において生じるポンピング発生量を予測するようにしている。なお、これについての詳細は後述する。
When the circuit serving as a load of the secondary side DC power supply is an audio amplifier, it is possible to predict the generation amount of pumping from the audio signal. That is, the load bias is generally zero, and the pumping state (bias of potential difference between the + side power source and the-side power source) occurs depending on how much the audio signal is biased to the plus side or minus side. Determined. In this embodiment, the load
ポンピング制御部１４は、負荷偏り検出部１３により検出された負荷偏りに応じて、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１または第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２の何れかを動作させてエネルギを回生することにより、ポンピングの抑制処理を行う。具体的には、ポンピング制御部１４は、負荷偏り検出部１３により検出された負荷偏りがプラスである場合には、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を動作させるための第１のＤＣ−ＤＣ制御信号を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１に出力する。一方、負荷偏り検出部１３により検出された負荷偏りがマイナスである場合には、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２を動作させるための第２のＤＣ−ＤＣ制御信号を第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２に出力する。
The
図２は、負荷偏り検出部１３の構成例を示す図である。図２に示すように、負荷偏り検出部１３は、第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍと、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍと、負荷偏り総量算出部２３とを備えている。
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the load
上述したように、オーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏っているかでポンピングの発生状態が決まる。その偏り具合は、以下の（式１）ように計算することができる。
負荷偏りΔＶｃ＝Σ［Ａｉ* Ｖin*|Ｖin|／Ｚｉ］・・・（式１）
ここで、ｉはオーディオ信号のチャンネル番号（ｉ＝１，２，・・・，ｍ）、Ａｉはパワーアンプ４の各チャンネルのアンプゲイン、Ｖinはオーディオ信号の電圧、Ｚｉはパワーアンプ４の各チャンネルの負荷インピーダンスである。
As described above, the pumping occurrence state is determined by how much the audio signal is biased toward the plus side or the minus side. The degree of bias can be calculated as (Equation 1) below.
Load bias ΔVc = Σ [A i * Vin * | Vin | / Z i ] (Expression 1)
Here, i is the channel number (i = 1, 2,..., M) of the audio signal, A i is the amplifier gain of each channel of the
一般に、電力は振幅（電圧）の自乗をインピーダンスで割ることで算出されるが、単純に振幅を自乗すると極性が消えてスカラー量となってしまう。負荷の偏りを求める上で極性が＋であるか−であるかは重要である。そのため、極性を持つ電圧Ｖin と絶対値|Ｖin|とを掛けることで、負荷の偏りを意味する極性が残るようにしている。 In general, power is calculated by dividing the square of the amplitude (voltage) by the impedance. However, if the square of the amplitude is simply squared, the polarity disappears and becomes a scalar quantity. In determining the load bias, it is important whether the polarity is positive or negative. Therefore, by multiplying the voltage Vin having a polarity by the absolute value | Vin |, the polarity indicating the load bias remains.
負荷偏り検出部１３は、パワーアンプ４に供給される前のオーディオ信号をチャンネル毎に処理することにより、当該チャンネル毎に負荷偏りを検出する。さらに、チャンネル毎に検出した負荷偏りを合計することによって全体の負荷偏りを検出する。つまり、上述した（式１）に従って負荷偏りを検出する。図２は、そのための回路構成である。
The load
第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍは、各チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，・・・，ＣＨｍのオーディオ信号に対して、パワーアンプ４のアンプゲインＡ１，Ａ２，・・・，Ａｍに相当するゲインをかけるための構成である。
The first gain adders 21-1, 21-2,..., 21-m perform the amplifier gains A1, A2 of the
第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍは、各チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，・・・，ＣＨｍのオーディオ信号に対して、パワーアンプ４の負荷インピーダンスＺ１，Ｚ２，・・・，Ｚｍの逆数（アドミタンス）に相当するゲインをかけるための構成である。
The second gain adders 22-1, 22-2,..., 22-m receive the load impedances Z1, Z2 of the
負荷偏り総量算出部２３は、第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍおよび第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍによってチャンネル毎に検出した負荷偏りを合計することによって全体の負荷偏りを検出するための構成である。
The load bias total
図３は、上記のように構成した電源制御装置１におけるポンピング制御部１４の動作例を示すフローチャートである。図３において、ポンピング制御部１４は、負荷偏り検出部１３により検出された負荷偏りΔＶｃ（ポンピング電圧の予測値）がプラスであるか否かを判定する（ステップＳ１）。具体的には、ΔＶｃ＋ＶＣＣ＞ＶＴＧＴを満たすか否かにより、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を動作させるか否かを判定する。
FIG. 3 is a flowchart showing an operation example of the
ここで、ＶＣＣは＋側電源の電圧、ＶＴＧＴはどのくらいまで電圧を変化させるかを定めたターゲット電圧である。例えば、ターゲット電圧ＶＴＧＴは、ポンピングが発生していないときにおける＋側電源の電圧ＶＣＣに設定する。この場合、ステップＳ１ではΔＶｃ＞０を満たすか否かを判定することになる。 Here, V CC is the target voltage determined whether + voltage side power supply, V TGT changes the voltage to how much. For example, the target voltage V TGT is set to the voltage V CC of the definitive + side power when the pumping is not occurring. In this case, in step S1, it is determined whether or not ΔVc> 0 is satisfied.
ΔＶｃ＋ＶＣＣ＞ＶＴＧＴを満たす場合、ポンピング制御部１４は続いて、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨより大きいか否かを判定する（ステップＳ２）。ここで、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨより大きくない場合、処理はステップＳ１に戻る。
When ΔVc + V CC > V TGT is satisfied, the
一方、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨより大きい場合、ポンピング制御部１４は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を動作させるために、第１のＤＣ−ＤＣ制御信号を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１に出力する（ステップＳ３）。これにより、負荷偏りΔＶｃが小さくなるように抑制される。
On the other hand, when the absolute value of the load deviation ΔVc is larger than the predetermined threshold value V TH , the
その後、ポンピング制御部１４は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１による制御によって変化した負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨ以下となったか否かを判定する（ステップＳ４）。ここで、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨ以下でない場合、処理はステップＳ３に戻り、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の動作を続行する。一方、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨ以下となった場合、図３に示すフローチャートの処理は終了する。
Thereafter, the
上記ステップＳ１において、負荷偏りΔＶｃがプラスでないと判定された場合、ポンピング制御部１４は続いて、負荷偏りΔＶｃがマイナスであるか否かを判定する（ステップＳ５）。具体的には、ΔＶｃ＋ＶＳＳ＜ＶＴＧＴを満たすか否かにより、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２を動作させるか否かを判定する。ここで、ＶＳＳは−側電源の電圧である。ここでのターゲット電圧ＶＴＧＴは、例えば、ポンピングが発生していないときにおける−側電源の電圧ＶＳＳに設定する。この場合、ステップＳ５ではΔＶｃ＜０を満たすか否かを判定することになる。
When it is determined in step S1 that the load bias ΔVc is not positive, the
ΔＶｃ＋ＶＳＳ＜ＶＴＧＴを満たさない場合は、負荷偏りΔＶｃがないということになる。この場合は第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１も第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２も動作させる必要がないので、処理はステップＳ１に戻る。これに対し、ΔＶｃ＋ＶＳＳ＜ＶＴＧＴを満たす場合、ポンピング制御部１４は続いて、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨより大きいか否かを判定する（ステップＳ６）。
When ΔVc + V SS <V TGT is not satisfied, there is no load bias ΔVc. In this case, since it is not necessary to operate the first DC-
ここで、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨより大きくない場合、処理はステップＳ１に戻る。一方、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨより大きい場合、ポンピング制御部１４は、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２を動作させるために、第２のＤＣ−ＤＣ制御信号を第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２に出力する（ステップＳ７）。これにより、負荷偏りΔＶｃが小さくなるように抑制される。
If the absolute value of the load deviation ΔVc is not greater than the predetermined threshold value V TH , the process returns to step S1. On the other hand, when the absolute value of the load deviation ΔVc is larger than the predetermined threshold value V TH , the
その後、ポンピング制御部１４は、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２による制御によって変化した負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨ以下となったか否かを判定する（ステップＳ８）。ここで、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨ以下でない場合、処理はステップＳ７に戻り、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２の動作を続行する。一方、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値ＶＴＨ以下となった場合、図３に示すフローチャートの処理は終了する。
Thereafter, the
なお、ここではターゲット電圧ＶＴＧＴを＋側電源の電圧ＶＣＣまたは−側電源の電圧ＶＳＳと等しくする例について説明したが、製品としての性能が許される範囲でターゲット電圧ＶＴＧＴを任意に設定してもよい。例えば、オーディオ信号の解析によるポンピング電圧の予測結果（負荷偏りΔＶｃの検出結果）から、更に大きな負荷偏りΔＶｃが直後に発生することが予測される場合、その分を見込んであらかじめ下げたターゲット電圧を設定するなどの制御も考えられる。例えば、オーディオ信号の急激なレベル変動が発生し、オーディオ信号の低周波域の振幅が増え、かつチャンネル間のレベル差が大きくなるような条件では、負荷偏りΔＶｃが大きくなることが予測される。 Here, the target voltage V TGT + side power supply voltage V CC or - an example has been described to be equal to the voltage V SS side power supply arbitrarily set the target voltage V TGT in the range that the performance of the product is allowed May be. For example, when it is predicted that a larger load bias ΔVc will occur immediately after the pumping voltage prediction result (load bias ΔVc detection result) based on the analysis of the audio signal, the target voltage that has been lowered in advance is estimated accordingly. Control such as setting is also conceivable. For example, it is predicted that the load deviation ΔVc will increase under conditions where abrupt level fluctuation of the audio signal occurs, the amplitude of the low frequency band of the audio signal increases, and the level difference between channels increases.
なお、上記第１の実施形態において、負荷偏り検出部１３がオーディオ信号を用いてパワーアンプ４の負荷偏りΔＶｃを検出（予測）するのに要する演算時間と、当該オーディオ信号がプリアンプ３を通ってパワーアンプ４に至るのに要する処理時間とが同一となっていることが好ましい。そのために、メモリ等で構成される遅延回路を挿入するようにしてもよい。例えば、負荷偏りΔＶｃの演算時間＞プリアンプ３の処理時間となる場合は、プリアンプ３とパワーアンプ４との間に遅延回路を挿入する。逆に、負荷偏りΔＶｃの演算時間＜プリアンプ３の処理時間となる場合は、負荷偏り検出部１３の前段に遅延回路を挿入する。
In the first embodiment, the calculation time required for the load
以上詳しく説明したように、第１の実施形態では、電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータ２が生成する２次側直流電源の負荷となるパワーアンプ４に供給される前のオーディオ信号を処理することにより、パワーアンプ４より出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りΔＶｃとして検出し、当該検出した負荷偏りΔＶｃに応じて、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１または第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２の何れかを動作させてエネルギを回生するようにしている。
As described above in detail, in the first embodiment, the audio signal before being supplied to the
このように構成した第１の実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の２次側直流電源に実際に発生したポンピング電圧を検出してフィードバック制御する方式ではなく、パワーアンプ４に供給されるオーディオ信号より負荷偏りΔＶｃを検出することによって予測したポンピング発生量に基づいて制御が行われる。そのため、検出可能な分解能以上のポンピングが発生する前から、ポンピングが発生しないようにするための抑制動作を実行することが可能となる。これにより、制御の遅れを少なくしてより精度の高いポンピングの抑制動作を実現することができる。
According to the first embodiment configured as described above, the pumping voltage actually generated in the secondary side DC power source of the DC-
したがって、パワーアンプ４で使用する回路素子の耐圧マージンを下げることができるので、素子の耐圧を必要な性能に合せて選定することが可能となり、コストダウン、性能向上を図ることができる。また、電源回路に使用する平滑用電解コンデンサの容量を下げることも可能となる。
Therefore, the withstand voltage margin of the circuit element used in the
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を図面に基づいて説明する。図４は、第２の実施形態による電源制御装置１０をＤＣ−ＤＣコンバータ２、プリアンプ３およびパワーアンプ４と共に模式的に示す図である。なお、この図４において、図１に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 4 is a diagram schematically showing the power
図４に示すように、電源制御装置１０は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、負荷偏り検出部１５およびポンピング制御部１４を備えている。図５は、負荷偏り検出部１５の構成例を示す図である。なお、この図５において、図２に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
As shown in FIG. 4, the power
図５に示すように、負荷偏り検出部１５は、第１の実施形態で示した第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍ、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍおよび負荷偏り総量算出部２３に加え、各チャンネルのローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍを第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍの前段に備えている。
As shown in FIG. 5, the load
ローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍは、パワーアンプ４に供給される前の各チャンネルのオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を行い、フィルタリングされたオーディオ信号を第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍに供給する。本実施形態では、ローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍは、例えば１００Ｈｚ以下の低周波域を通過させるフィルタリング処理を行う。
The low-pass filters 24-1, 24-2,..., 24-m perform low-pass filter processing on the audio signals of the respective channels before being supplied to the
ポンピング電圧の大きさは周波数に反比例するため、特に低周波数になるに従ってポンピング電圧が大きくなる傾向にある。これは、以下に示すポンピング電圧の算出式により示される。
ΔＶｃ＝Ｑｒ／Ｃ
＝Ｖｏｍ（４Ｖｄｄ−πＶｏｍ）／（８πｆＣＲＬＶｄｄ）
ここで、
ΔＶｃ：ポンピング電圧［Ｖ］
Ｑｒ：正弦波半波の時間で平滑コンデンサが受け取る総電荷量［Ｃ］
Ｃ：負荷源の平滑コンデンサの容量［Ｆ］
Ｖｏｍ：出力信号の最大電圧値［Ｖ］
Ｖｄｄ：電源電圧［Ｖ］
ｆ：出力信号の周波数［Ｈｚ］
ＲＬ：負荷抵抗値［Ω］
Since the magnitude of the pumping voltage is inversely proportional to the frequency, the pumping voltage tends to increase especially as the frequency decreases. This is shown by the following pumping voltage calculation formula.
ΔVc = Q r / C
= V om (4V dd −πV om ) / (8πfCR L V dd )
here,
ΔVc: Pumping voltage [V]
Q r : the total amount of charge [C] received by the smoothing capacitor in the time of half a sine wave
C: Capacity of smoothing capacitor of load source [F]
V om : Maximum voltage of output signal [V]
V dd : power supply voltage [V]
f: Frequency of output signal [Hz]
R L : Load resistance [Ω]
第２の実施形態では、ローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍを設け、低周波域（例えば、１００Ｈｚ以下）の信号レベルを抽出して負荷偏りΔＶｃを算出するようにしている。これにより、ポンピング電圧に対して影響の大きい低周波数成分に絞り込んでポンピング電圧を負荷偏りΔＶｃとして高精度に予測することができる。 In the second embodiment, low-pass filters 24-1, 24-2,..., 24-m are provided, and a signal level in a low frequency region (for example, 100 Hz or less) is extracted to calculate the load bias ΔVc. I have to. As a result, it is possible to predict the pumping voltage as a load deviation ΔVc with high accuracy by narrowing down to a low frequency component having a large influence on the pumping voltage.
図６は、負荷偏り検出部１５の他の構成例を示す図である。なお、この図６において、図５に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。図６に示す構成では、図５に示したローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍの代わりにバンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍを設けている。
FIG. 6 is a diagram illustrating another configuration example of the load
バンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍは、パワーアンプ４に供給される前の各チャンネルのオーディオ信号に対してバンドパスフィルタ処理を行い、フィルタリングされたオーディオ信号を第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍに供給する。本実施形態では、バンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍは、例えば１００Ｈｚ周辺の低周波域、５０Ｈｚ周辺の低周波域、２０Ｈｚ周辺の低周波域といったように複数の低周波域を通過させるフィルタリング処理を行う。
The band-pass filters 25-1, 25-2,..., 25-m perform a band-pass filter process on the audio signals of the respective channels before being supplied to the
図５のようにローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍを用いた構成では、例えば１００Ｈｚ以下の低域の周波数をまとめて１つの電圧レベルとして負荷偏りΔＶｃを検出しているが、上述のようにポンピング電圧は周波数に反比例する。すなわち、１００Ｈｚ以下の低周波域の中でも、１００Ｈｚよりは５０Ｈｚ、５０Ｈｚよりは２０Ｈｚの方がポンピング電圧は大きくなる。 As shown in FIG. 5, in the configuration using the low-pass filters 24-1, 24-2,..., 24-m, the load deviation ΔVc is detected as a single voltage level by combining low frequency frequencies of 100 Hz or less, for example. However, as described above, the pumping voltage is inversely proportional to the frequency. That is, even in a low frequency range of 100 Hz or less, the pumping voltage is larger at 50 Hz than at 100 Hz and 20 Hz at 50 Hz.
このようなポンピング電圧の周波数依存性に対して、図６に示す構成では、バンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍを設け、通過域として設定した各低周波域毎での負荷偏りを算出してそれぞれを足し合わせるようにしている。これにより、ポンピング電圧を負荷偏りΔＶｃとしてより高精度に予測することができる。 With respect to the frequency dependence of the pumping voltage, in the configuration shown in FIG. 6, bandpass filters 25-1, 25-2,... The load bias for each is calculated and added together. As a result, the pumping voltage can be predicted with higher accuracy as the load bias ΔVc.
図７は、負荷偏り検出部１５の更に別の構成例を示す図である。なお、この図７において、図６に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。図７に示す構成では、図６に示したバンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍの代わりに時間−周波数変換処理部２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍを設けている。
FIG. 7 is a diagram illustrating still another configuration example of the load
時間−周波数変換処理部２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍは、パワーアンプ４に供給される前の各チャンネルのオーディオ信号に対して時間−周波数変換処理（例えば、ＦＦＴ処理）を行い、周波数変換された各周波数成分の信号を第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍに供給する。
The time-frequency conversion processing units 26-1, 26-2,..., 26-m perform time-frequency conversion processing (for example, FFT processing) on the audio signals of the respective channels before being supplied to the
このように、バンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍの代わりに時間−周波数変換処理部２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍを用いることにより、より細かい分解能で分割した各周波数毎での負荷偏りを算出してそれぞれを足し合わせることになるので、ポンピング電圧を負荷偏りΔＶｃとして更に高精度に予測することができる。 Thus, by using the time-frequency conversion processing units 26-1, 26-2,..., 26-m instead of the bandpass filters 25-1, 25-2,. Since the load bias for each frequency divided with finer resolution is calculated and added together, the pumping voltage can be predicted with higher accuracy as the load bias ΔVc.
なお、例えばローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍの後段に時間−周波数変換処理部２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍを設けることにより、例えば１００Ｈｚ以下の低周波域のみを通過させた後、その低周波域のオーディオ信号に対してＦＦＴ処理を行うようにしてもよい。 For example, by providing time-frequency conversion processing units 26-1, 26-2,..., 26-m downstream of the low-pass filters 24-1, 24-2,. After passing only a low frequency range of 100 Hz or less, FFT processing may be performed on the audio signal in the low frequency range.
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を図面に基づいて説明する。図８は、第３の実施形態による電源制御装置２０をＤＣ−ＤＣコンバータ２、プリアンプ３およびパワーアンプ４と共に模式的に示す図である。なお、この図８において、図１に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 8 is a diagram schematically showing the power
図８に示すように、電源制御装置２０は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、ポンピング制御部１４、負荷偏り検出部１６および電位差検出回路１７を備えている。
As shown in FIG. 8, the power
電位差検出回路１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の２次側直流電源の＋側電源の電位または−側電源の電位のうち何れか一方を反転した上で、＋側電源の電位と−側電源の電位との差分をとることによって電位差を検出する。なお、この電位差検出回路１７については特許文献１に記載のように構成することが可能である。電位差検出回路１７により検出された電位差は、負荷偏り検出部１６に供給される。
The potential
図９は、負荷偏り検出部１６の構成例を示す図である。なお、この図９において、図２に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。図９に示すように、負荷偏り検出部１６は、第１の実施形態で示した第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍ、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍおよび負荷偏り総量算出部２３に加えて、第３のゲイン加算器２７を備えている。
FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of the load
図９に示す構成において、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍは、特許請求の範囲の誤差補正部に相当する。すなわち、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍは、各チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，・・・，ＣＨｍのオーディオ信号に対して、パワーアンプ４の効率補正値α１，α２，・・・，αｍと、パワーアンプ４の負荷インピーダンスＺ１，Ｚ２，・・・，Ｚｍの逆数（アドミタンス）との乗数に相当するゲインをかける。
In the configuration shown in FIG. 9, the second gain adders 22-1, 22-2,..., 22-m correspond to an error correction unit in the claims. That is, the second gain adders 22-1, 22-2,..., 22-m perform efficiency correction values of the
ここで用いる効率補正値α１，α２，・・・，αｍは、パワーアンプ４の回路素子のバラツキによってパワーアンプ４より出力される各チャンネルのオーディオ信号に生じる電圧誤差をチャンネル毎に補正した状態で負荷偏りΔＶｃを算出するための補正値である。この補正値はあらかじめ算出するが、その算出方法としては様々の方法を適用することが可能である。
The efficiency correction values α1, α2,..., Αm used here are obtained in a state where a voltage error generated in an audio signal of each channel output from the
例えば、（パワーアンプ４の入力信号レベル×アンプゲイン）−（パワーアンプ４の実際の出力信号レベル）を求め、これをパワーアンプ４の各チャンネルの効率（＝出力電力／入力電力）の補正値として用いる。あるいは、パワーアンプ４の実際の入力電力と実際の出力電力とを測定して効率を求め、この実際と効率と理論値（既定値）の効率との誤差から効率補正値α１，α２，・・・，αｍを求めるようにしてもよい。後者の方法よれば、より精度の高い効率補正値α１，α２，・・・，αｍを求めることができる。
For example, (input signal level of
第３のゲイン加算器２７は、特許請求の範囲の第２の誤差補正部に相当する。すなわち、第３のゲイン加算器２７は、負荷偏り総量算出部２３により求められた全体の負荷偏りに対して、パワーアンプ４の効率補正値αに相当するゲインをかける。
The
ここで用いる効率補正値αは、パワーアンプ４の回路素子のバラツキによって当該パワーアンプ４より出力されるオーディオ信号に生じる電圧誤差を補正した状態で負荷偏りΔＶｃを算出するための補正値である。この補正値は、電位差検出回路１７により検出される電位差と理論値との誤差に基づいて算出する。例えば、この誤差が限りなく０に近づくように理論値にかける係数を更新していくことで、補正値として収束した値を求めることが可能である。
The efficiency correction value α used here is a correction value for calculating the load bias ΔVc in a state where a voltage error generated in the audio signal output from the
図９のように負荷偏り検出部１６を構成した場合、負荷偏りΔＶｃは以下の（式２）に従って算出される。
負荷偏りΔＶｃ＝α*Σ［Ａｉ* Ｖin*|Ｖin|*αｉ／Ｚｉ］・・・（式２）
ここで、ｉはオーディオ信号のチャンネル番号（ｉ＝１，２，・・・，ｍ）、Ａｉはパワーアンプ４の各チャンネルのアンプゲイン、Ｖinはオーディオ信号の電圧、αｉはパワーアンプ４の各チャンネルの効率補正値、αはパワーアンプ４の全体の効率補正値、Ｚｉはパワーアンプ４の各チャンネルの負荷インピーダンスである。
When the
Load bias ΔVc = α * Σ [A i * Vin * | Vin | * α i / Z i ] (Expression 2)
Here, i is the channel number (i = 1, 2,..., M) of the audio signal, A i is the amplifier gain of each channel of the
なお、この第３の実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の２次側直流電源に実際に生じている電位差を検出する構成となっているが、上述したように負荷偏り検出部１３による負荷偏りΔＶｃの演算時間とプリアンプ３の処理時間とを同期させるために遅延回路を挿入する構成とすれば、制御の遅延を生じさせずにポンピング電圧の補正を行うことが可能である。
In the third embodiment, the potential difference actually generated in the secondary side DC power supply of the DC-
このように構成した第３の実施形態によれば、パワーアンプ４の回路素子のバラツキによって生じる実際の電圧誤差を加味した状態で負荷偏りΔＶｃを算出することができる。これにより、回路素子のバラツキの影響も受けて実際に発生するポンピング電圧を負荷偏りΔＶｃとして更により高精度に予測することができる。
According to the third embodiment configured as described above, it is possible to calculate the load deviation ΔVc in a state in which an actual voltage error caused by variations in circuit elements of the
なお、上記第３の実施形態では、特許請求の範囲の誤差補正部および第２の誤差補正部に相当する構成を両方とも備える例について説明したが、どちらか一方のみを備える構成としてもよい。 In the third embodiment, the example in which both the configurations corresponding to the error correction unit and the second error correction unit in the claims are provided has been described. However, only one of the configurations may be provided.
また、上記第３の実施形態は、図１および図２の構成をベースとして追加の構成を設けた例について説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、図４および図５（または図６、図７）の構成をベースとして追加の構成を設けるようにしてもよい。 Moreover, although the said 3rd Embodiment demonstrated the example which provided the additional structure based on the structure of FIG. 1 and FIG. 2, this invention is not limited to this. For example, you may make it provide an additional structure based on the structure of FIG. 4 and FIG. 5 (or FIG. 6, FIG. 7).
また、上記第１〜第３の実施形態では、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を、出力側の＋側電源から入力側の＋側電源にエネルギを回生するように構成する例について説明した。これは、メイン電源であるバッテリ（Ｂａｔｔ）からの直流入力電圧を補正するだけでもポンピング電圧の抑制効果が出せるからである。これに対し、特許文献１と同様に、＋側電源から−側電源にエネルギを回生するように第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を構成するようにしてもよい。
In the first to third embodiments, the example in which the first DC-
その他、上記第１〜第３の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその要旨、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。 In addition, each of the first to third embodiments described above is merely an example of implementation in carrying out the present invention, and the technical scope of the present invention should not be construed as being limited thereto. It will not be. That is, the present invention can be implemented in various forms without departing from the gist or the main features thereof.
１，１０，２０ 電源制御装置
１１ 第１のＤＣ−ＤＣコンバータ
１２ 第２のＤＣ−ＤＣコンバータ
１３，１５，１６ 負荷偏り検出部
１４ ポンピング制御部
１７ 電位差検出回路
２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍ 第１のゲイン加算器
２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍ 第２のゲイン加算器
２３ 負荷偏り総量算出部
２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍ ローパスフィルタ
２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍ バンドパスフィルタ
２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍ 時間−周波数変換処理部
２７ 第３のゲイン加算器
DESCRIPTION OF
Claims (7)
上記２次側直流電源のプラス側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、
上記２次側直流電源のマイナス側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、
上記２次側直流電源の負荷となるデジタルアンプに供給される前のオーディオ信号を処理することにより、上記デジタルアンプより出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りとして検出する負荷偏り検出部と、
上記負荷偏り検出部により検出された負荷偏りに応じて、上記第１のＤＣ−ＤＣコンバータまたは上記第２のＤＣ−ＤＣコンバータの何れかを動作させてエネルギを回生することによりポンピングを抑制するポンピング制御部とを備えたことを特徴とする電源制御装置。 A power supply control device for controlling a secondary side DC power generated by a DC-DC converter for generating power,
A first DC-DC converter that regenerates energy from a positive side power source of the secondary side DC power source;
A second DC-DC converter that regenerates energy from the negative side power source of the secondary side DC power source;
By processing the audio signal before being supplied to the digital amplifier serving as the load of the secondary side DC power supply, the load bias determines whether the audio signal output from the digital amplifier is biased to the plus side or the minus side A load bias detection unit that detects as
Pumping that suppresses pumping by operating either the first DC-DC converter or the second DC-DC converter to regenerate energy in accordance with the load deviation detected by the load deviation detection unit. A power supply control device comprising a control unit.
上記電位差検出回路により検出される電位差と理論値との誤差に基づいて、上記デジタルアンプの回路素子のバラツキによって上記デジタルアンプより出力されるオーディオ信号に生じる電圧誤差を補正した状態で上記負荷偏りを検出するようにするための第２の誤差補正部とを更に備えたことを特徴とする請求項５に記載の電源制御装置。 A potential difference is obtained by reversing one of the potential of the plus side power source and the potential of the minus side power source of the secondary side DC power source and then taking the difference between the potential of the plus side power source and the potential of the minus side power source. A potential difference detection circuit for detecting
Based on the error between the potential difference detected by the potential difference detection circuit and the theoretical value, the load bias is corrected in a state where a voltage error generated in the audio signal output from the digital amplifier due to variations in circuit elements of the digital amplifier is corrected. The power supply control device according to claim 5, further comprising a second error correction unit for detecting.
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