JP2014116779A - 逓倍回路及びこれを用いた無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】所望の逓倍波の出力レベルを所望の範囲に制御して出力可能な逓倍回路を提供する。
【解決手段】トランジスタを含み、あらかじめ決められた周波数の入力信号を受けて、当該入力信号の所定逓倍数の逓倍波を出力する逓倍波出力部と、前記トランジスタのゲートソース間電圧を制御する制御部と、を備え、前記逓倍波出力部は、前記逓倍波の出力に係る高調波歪が、当該ゲートソース間電圧に基づき制御されることを特徴とする逓倍回路。
【選択図】図１

Description

本発明は、逓倍回路及びこれを用いた無線通信装置に関する。

無線通信の進歩により、搬送波信号は高周波化する傾向が顕著になっている。その一方で、このような搬送波の出力に係る半導体集積回路の設計は、高周波化に伴い難易度が高くなっている。例えば、８０ＧＨｚ帯のミリ波帯を使用する回路の設計では、設計パラメタが寄生素子に近い値となり、寄生素子の影響を無視できなくなるため、設計の難易度を上げている。

そこで、トランジスタのような非線形素子を利用して、入力信号の周波数の整数倍の周波数を持つ逓倍波（高調波）を出力することが可能な逓倍回路が注目されている。このような逓倍回路を用いることで、発振器で出力する信号（上記した入力信号）の周波数を低く抑えることができ、高周波の出力に係る回路設計の難易度を低く抑えることが可能となる。特許文献１には、逓倍回路を用いた周波数逓倍器の一例が開示されている。

特開２００７−１５８８０３号公報

一方で、高周波を出力可能な無線通信装置において、受信環境や使用されるアプリケーションに応じて、搬送波の出力レベルや周波数を切り替え可能としたものが求められている。

そこで、このような無線通信装置を、比較的低い設計難易度で実現するために、所望の逓倍数の逓倍波（以降では、単に「所望の逓倍波」と呼ぶ）の出力レベルを、所望の範囲に制御することが可能な逓倍回路が求められている。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とすることろは、所望の逓倍波の出力レベルを所望の範囲に制御して出力可能な逓倍回路を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、トランジスタを含み、あらかじめ決められた周波数の入力信号を受けて、当該入力信号の所定逓倍数の逓倍波を出力する逓倍波出力部と、前記トランジスタのゲートソース間電圧を制御する制御部と、を備え、前記逓倍波出力部は、前記逓倍波の出力に係る高調波歪が、当該ゲートソース間電圧に基づき制御されることを特徴とする逓倍回路が提供される。

このような構成により、トランジスタのゲートソース間電圧を制御することで、トランジスタの高調波歪が変化させることが可能となる。

前記制御部は、前記ゲートソース間電圧をあらかじめ決められた範囲内で制御可能に構成され、前記逓倍波出力部は、前記ゲートソース間電圧の制御を受けて、前記高調波歪を、当該前記ゲートソース間電圧に対応する値に設定してもよい。

前記高調波歪の制御により、前記逓倍波の振幅値が所望の範囲に制御されてもよい。

前記逓倍波出力部の後段に設けられ、少なくとも前記逓倍波に対応する周波数成分を通過させるフィルタを備えてもよい。

前記フィルタは、前記入力信号に対応する周波数成分を遮断するように構成してもよい。

前記トランジスタに並列に接続された補助トランジスタを備え、前記補助トランジスタに印加するゲートソース間電圧を制御することで、前記高調波歪を制御してもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、あらかじめ決められた周波数の入力信号を出力する発振器と、トランジスタを含み、前記入力信号を受けて、当該入力信号の所定逓倍数の逓倍波を出力する逓倍波出力部と、前記トランジスタのゲートソース間電圧を制御する制御部と、前記逓倍波を搬送波として、所望のベースバンド信号を変調する変調部と、を備え、前記逓倍波出力部は、前記逓倍波の出力に係る高調波歪が、当該ゲートソース間電圧に対応する値に制御されることを特徴とする無線通信装置が提供される。

前記発振器は、前記入力信号の周波数を制御可能に構成されていてもよい。

所望の周波数成分を遮断可能に構成され、前記発振器により周波数が制御された前記入力信号に対応する周波数成分を遮断するフィルタを備えてもよい。

以上説明したように本発明によれば、所望の逓倍波の出力レベルを所望の範囲に制御して出力可能な逓倍回路及び無線通信装置を提供することが可能となる。

本発明の実施形態に係る無線通信装置の概略的な構成を示したブロック図である。 トランジスタの高調波歪係数とゲートソース間電圧との関係の一例を示したグラフである。 本発明の実施形態に係る逓倍回路の概略的な構成を示したブロック図である。 図３Ａに示した逓倍回路の回路図の一例である。 実施例１に係る無線通信装置の概略的な構成を示したブロック図である。 実施例１に係る無線通信装置における、高調波歪制御電圧と変調後の出力信号の振幅値との関係を示したグラフである。 変形例に係る逓倍回路の回路図の一例である。 実施例２に係る逓倍回路の、各トランジスタの詳細なパラメタについて示した表である。 実施例２に係る無線通信装置における、高調波歪制御電圧と出力信号の振幅値との関係を示したグラフである。 実施例３に係る無線通信装置の概略的な構成を示したブロック図である。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

［無線通信装置］
まず、図１を参照しながら、本実施形態に係る無線通信装置の構成について説明する。図１は、本実施形態に係る無線通信装置の概略的な構成を示したブロック図である。図１に示すように、この無線通信装置は、周波数逓倍器１０と、変調部２０と、送信部３０とを含んで構成されている。

周波数逓倍器１０は、逓倍回路１１と、高調波歪制御部１２とを含んで構成されている。また、逓倍回路１１は、逓倍波出力部１１１と、フィルタ１１２とを含んで構成されている。

逓倍波出力部１１１は、あらかじめ決められた周波数の周波数成分を含む入力信号を受ける。この入力信号の生成には、例えば、発振器等を用いる。また、この発振器として、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）のように発振周波数を変更可能とした発振器を用いてもよい。なお、この入力信号に含まれる前述の周波数成分を、以降では「基準波ｆ_ＯＳＣ」と呼ぶ。

詳細は後述するが、逓倍波出力部１１１は、トランジスタを含んで構成されている。逓倍波出力部１１１には、高調波歪制御部１２から高調波歪制御電圧Ｖｇが印加され、この高調波歪制御電圧Ｖｇが逓倍波出力部１１１のトランジスタに対してゲートソース間電圧として印加される。この高調波歪制御電圧Ｖｇの電圧値に応じて、逓倍波出力部１１１に含まれるトランジスタの高調波歪が変化する。なお、この動作原理の詳細については後述する。この高調波歪の変化により、入力信号中の高調波成分（即ち、逓倍波）の出力レベルが変化する。即ち、高調波歪制御部１２から印加される高調波歪制御電圧Ｖｇの電圧値を制御することで、入力信号中の所望の逓倍数の逓倍波の出力レベルを所望の値に調整することが可能となる。なお、以降では、逓倍波出力部１１１により、所定逓倍数ｎ（ｎ≧２）の逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣの出力レベルが所望の値に調整されたものとして説明する。

逓倍波出力部１１１は、所定逓倍数ｎの逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣの出力レベルが調整された入力信号をフィルタ１１２に出力する。

高調波歪制御部１２は、逓倍波出力部１１１に高調波歪制御電圧Ｖｇを印加することで、逓倍波出力部１１１における高調波歪を、この高調波歪制御電圧Ｖｇに対応する値に制御する。

高調波歪制御部１２は、逓倍波出力部１１１に印加する高調波歪制御電圧Ｖｇを変更可能に構成されていてもよい。例えば、図１に示す例では、高調波歪制御部１２は、複数のスイッチＳＷ_１〜ＳＷ_ｍを含んで構成されている。また、スイッチＳＷ_１〜ＳＷ_ｍのそれぞれによりＯＮ／ＯＦＦが切り替わる配線には、それぞれ異なる電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ＿ｍが印加されるように構成されている。このような構成により、スイッチＳＷ_１〜ＳＷ_ｍを切り替えることで、電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ＿ｍのうち、ＯＮ状態となったスイッチに対応する電圧が、高調波歪制御電圧Ｖｇとして逓倍波出力部１１１に印加される。なお、図１に示す高調波歪制御部１２の構成は一例であり、逓倍波出力部１１１に印加する高調波歪制御電圧Ｖｇを所望の値に制御可能であれば、高調波歪制御部１２の構成は限定されない。なお、この高調波歪制御部１２が、「制御部」の一例を示している。また、逓倍回路１１に高調波歪制御部１２を含めた周波数逓倍器１０を、単に「逓倍回路」と呼ぶ場合がある。

フィルタ１１２は、逓倍波出力部１１１から、所定逓倍数ｎの逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣの出力レベルが調整された入力信号を受ける。フィルタ１１２は、この入力信号に含まれる周波数成分のうち、少なくとも搬送波として使用する周波数成分、例えば、所定逓倍数ｎの逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣを通過させるように構成されている。また、フィルタ１１２は、搬送波として使用する周波数成分以外を除去するように構成してもよい。例えば、フィルタ１１２は、搬送波として使用する逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣを通過させ、逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣの生成元である基準波ｆ_ＯＳＣについては、搬送波として使用しないため除去するように動作させるとよい。なお以降では、フィルタ１１２は、逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣを通過させたものとして説明する。フィルタ１１２は、フィルタリングされた入力信号、即ち、逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣを変調部２０に出力する。なお、以降では、このフィルタ１１２から出力される、フィルタリングされた入力信号を「出力信号」と呼ぶ。

変調部２０は、フィルタ１１２から出力信号、即ち、所定周波数の逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣを受ける。この逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣは、基準波ｆ_ＯＳＣの所定逓倍数ｎの逓倍波であり、逓倍波出力部１１１において出力レベルが調整されている。また、変調部２０は、送信対象であるデータを基に生成されたベースバンド信号ｆ_ＢＢを受ける。変調部２０は、この逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣを搬送波として、ベースバンド信号ｆ_ＢＢを変調する。変調部２０は、変調後の信号ｆ_ＴＸを送信部３０に出力する。これを受けて、送信部３０は、所定の送信先に信号ｆ_ＴＸを送信する。

［逓倍回路１１］
次に、逓倍回路１１について、動作原理と、その詳細な構成について説明する。

（動作原理）
まず、図２を参照しながら、高調波歪制御電圧Ｖｇにより、逓倍回路１１に含まれるトランジスタの高調波歪が制御される原理について説明する。図２は、トランジスタの高調波歪係数とゲートソース間電圧との関係の一例を示したグラフである。図２の例では、チャネル長Ｌ＝６０［ｎｍ］、チャネル幅Ｗ＝４０［ｕｍ］のＭＯＳトランジスタを用いている。図２には、グラフｇ１０、ｇ１１、ｇ１２、ｇ１３が示されている。図２の横軸は、トランジスタに印加されるゲートソース間電圧Ｖｇｓ［Ｖ］を示しており、これは、グラフｇ１０〜ｇ１３間で共通している。なお、本実施形態に係る逓倍回路１１では、印加された高調波歪制御電圧Ｖｇが、図２中のゲートソース間電圧Ｖｇｓ［Ｖ］に対応することになる。

グラフｇ１０は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ［Ｖ］に対するドレインソース間電流Ｉｄｓ［Ａ］の変化を示している。

また、グラフｇ１１は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ［Ｖ］に対する一次高調波（即ち、基準波）の高調波歪係数ｇｍ−１ｓｔ［Ａ／Ｖ］の変化を示している。なお、「高調波歪係数」とは、高調波歪の増幅率を示すものとする。また、グラフｇ１２は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ［Ｖ］に対する２次高調波の高調波歪係数ｇｍ−２ｎｄ［Ａ／Ｖ^２］の変化を示している。また、グラフｇ１３は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ［Ｖ］に対する３次高調波の高調波歪係数ｇｍ−３ｒｄ［Ａ／Ｖ^３］の変化を示している。

図２に示すように、グラフｇ１２は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝０．５５［Ｖ］近傍で極値を取り、このとき、２次高調波の高調波歪係数ｇｍ−２ｎｄは最大となっている。つまり、グラフｇ１２は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ［Ｖ］を０．０［Ｖ］〜１．０［Ｖ］の範囲で変化させることで、２次高調波（即ち、逓倍数２の２逓倍波）の振幅値を変化させることが可能であることを示している。また、Ｖｇｓ＝０．５５［Ｖ］に設定することで、最大の振幅値の２次高調波を得ることが可能となる。

また、グラフｇ１３は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝０．６５［Ｖ］近傍、及び、Ｖｇｓ＝０．３５［Ｖ］近傍で極値を取る。即ち、３次高調波の高調波歪係数ｇｍ−３ｒｄは、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝０．６５［Ｖ］近傍においてマイナス側で最大となり、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝０．３５［Ｖ］近傍において、プラス側で最大となる。つまり、グラフｇ１３は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ［Ｖ］を０．０［Ｖ］〜１．０［Ｖ］の範囲で変化させることで、３次高調波（即ち、逓倍数３の３逓倍波）の振幅値を変化させることが可能であることを示している。

なお、位相の違いを考慮する必要が無く、単に振幅値のみに着目する場合には、高調波歪係数の絶対値が等しければ、プラス側とマイナス側で同様の振幅値の高調波を得ることができる。具体的には、グラフｇ１３に示した例では、Ｖｇｓ＝０．６５［Ｖ］近傍と、Ｖｇｓ＝０．３５［Ｖ］近傍とで、高調波歪係数の絶対値がほぼ等しい。即ち、図２のグラフｇ１３に示す例では、Ｖｇｓ＝０．６５［Ｖ］近傍と、Ｖｇｓ＝０．３５［Ｖ］近傍との場合の双方において、同様の振幅値の３次高調波を得ることができる。そのため、他の高調波の影響を考慮する必要が無ければ、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ＝０．３５［Ｖ］に設定することにより、Ｖｇｓ＝０．６５［Ｖ］の場合と同様の振幅値の３次高調波を得られ、かつ、消費電力を低く抑えることが可能となる。なお、上記の例では、２次高調波及び３次高調波について説明したが、あくまで一例であり、例えば、５次高調波等のように、所望の高調波を対象として処理してもよい。その場合には、当該高調波の特性を事前に調べ、その特性にあわせて、ゲートソース間電圧Ｖｇｓを制御すればよい。

このように、トランジスタの各高調波歪係数は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓに応じて変化する。そのため、本実施形態に係る逓倍回路１１では、トランジスタのこのような特性を利用して、ゲートソース間電圧Ｖｇｓを制御することで、トランジスタの高調波歪を変化させて、このトランジスタから出力される所望の高調波の出力レベルを所望の値に制御する。以降では、この本実施形態に係る逓倍回路１１の構成について説明する。

（構成）
次に、図３Ａ及び図３Ｂを参照しながら、逓倍回路１１の詳細な構成について説明する。図３Ａは、本実施形態に係る逓倍回路１１の概略的な構成を示したブロック図であり、図３Ａ中の逓倍回路１１は、図１における逓倍回路１１に対応している。また、図３Ｂは、図３Ａに示した逓倍回路１１の回路図の一例である。

図３Ｂに示すように、逓倍回路１１は、トランジスタＭ１を含んで構成されている。トランジスタＭ１には、例えば、ＭＯＳトランジスタが用いられる。なお、以降ではトランジスタＭ１としてＭＯＳトランジスタを用いる場合を例に説明するが、トランジスタＭ１は、ＭＯＳトランジスタに限らず、他の種類のトランジスタに置き換えることも可能である。入力端子ＲＦＩＮから入力された入力信号は、キャパシタＣ_ｉｎを介してトランジスタＭ１のゲートに入力される。なお、キャパシタＣ_ｉｎは、入力端子ＲＦＩＮとトランジスタＭ１のゲートとの間で、直流成分を遮断する役割を果たしている。即ち、入力端子ＲＦＩＮから入力された入力信号のうち、直流成分が遮断され、交流成分のみがトランジスタＭ１のゲートに入力される。

また、トランジスタＭ１のゲート側には、インダクタＬ_ｂを介して、高調波歪制御部１２から高調波歪制御電圧Ｖｇが印加される。また、トランジスタＭ１のソース側は、グランドに接続されている。即ち、トランジスタＭ１に、ゲートソース間電圧として、この高調波歪制御電圧Ｖｇが印加される。なお、インダクタＬ_ｂは、トランジスタＭ１のゲートと高調波歪制御部１２との間で、高周波成分を遮断する役割を果たしている。

図２に基づき前述したように、トランジスタＭ１のゲートソース間に高調波歪制御電圧Ｖｇが印加されると、この高調波歪制御電圧Ｖｇの電圧値に応じて、トランジスタＭ１の高調波歪係数が変化する。これにより、トランジスタＭ１に入力された入力信号に含まれる各高調波成分の振幅値が、この高調波歪係数に応じて調整されて、トランジスタＭ１のドレイン側に出力される。即ち、このトランジスタＭ１（及び、トランジスタＭ１の入出力に係る回路）が、図３Ａにおける逓倍波出力部１１１に対応する具体的な構成の一例を示している。

また、トランジスタＭ１のドレイン側には、回路群Ｕ１１２と、出力端子ＲＦＯＵＴが接続されている。

回路群Ｕ１１２は、図３Ａに示したフィルタ１１２に対応する具体的な構成を示している。回路群Ｕ１１２は、直列接続されたキャパシタＣ_ＬＳ及びインダクタＬ_ＬＳ（以降では、「ＬＣ直列回路Ｃ_ＬＳＬ_ＬＳ」と呼ぶ）と、並列接続されたキャパシタＣ_ＬＰ及びインダクタＬ_ＬＰ（以降では、「ＬＣ並列回路Ｃ_ＬＰＬ_ＬＰ」と呼ぶ）とが並列に接続されて構成されている。

ＬＣ直列回路Ｃ_ＬＳＬ_ＬＳは、自己共振周波数に相当する周波数成分を除去する役割を果たす。そのため、例えば、ＬＣ直列回路Ｃ_ＬＳＬ_ＬＳの自己共振周波数を、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数に設定することで、入力信号から基準波ｆ_ＯＳＣに対応する周波数成分を除去するように動作させることが可能となる。なお、以降の説明では、ＬＣ直列回路Ｃ_ＬＳＬ_ＬＳは基準波ｆ_ＯＳＣに対応する周波数成分を除去するように動作するものとして説明する。

また、ＬＣ並列回路Ｃ_ＬＰＬ_ＬＰは、自己共振周波数に相当する周波数成分を通過させる役割を果たす。そのため、例えば、ＬＣ並列回路Ｃ_ＬＰＬ_ＬＰの自己共振周波数を、搬送波として使用する逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣの周波数近傍に設定することで、入力信号中の逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣに対応する周波数成分を選択的に通過させることが可能となる。なお、以降の説明では、ＬＣ並列回路Ｃ_ＬＰＬ_ＬＰは逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣに対応する周波数成分を通過させるように動作するものとして説明する。

このように、トランジスタＭ１で、所定の逓倍数ｎの逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣの出力レベルが調整された入力信号が、回路群Ｕ１１２によりフィルタリングされる。このとき、上記に示したように、基準波ｆ_ＯＳＣに対応する周波数成分が除去され、逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣに対応する周波数成分が通過する。このようにしてフィルタリングされた入力信号が出力端子ＲＦＯＵＴから出力される。即ち、所定の出力レベルに調整された逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣが出力端子ＲＦＯＵＴから出力されることになる。出力端子ＲＦＯＵＴから出力された逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣは、搬送波として変調部２０に入力される。

このように、本実施形態に係る周波数逓倍器１０は、逓倍回路１１のトランジスタＭ１のゲートソース間に印加される高調波歪制御電圧Ｖｇを制御することで、所望の逓倍数ｎの逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣの出力レベルを所望の値に調整することが可能となる。また、発振器の発振周波数（即ち、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数）を低くおさえることが可能なため、８０ＧＨｚのような高周波の出力レベルを所望の範囲に制御して出力可能な無線通信装置を、比較的低い設計難易度で実現することが可能となる。

［実施例１］
次に、前述した実施形態のより具体的な構成として、実施例１として、周波数逓倍器１０から出力される逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣの出力レベルを、高調波歪制御電圧Ｖｇの制御により、あらかじめ決められた範囲で制御する例について説明する。

まず、図４Ａを参照しながら、実施例１に係る無線通信装置の構成について説明する。なお、ここでは、図１に示した前述の実施形態とは動作の異なる周波数逓倍器１０ａの構成に着目して説明することとし、前述の実施形態と同様に動作する変調部２０及び送信部３０については、詳細な説明は省略する。

なお、本実施例に係る逓倍回路１１ａは、図３Ｂに示す逓倍回路１１と同様の構成を示している。即ち、本実施例では、図３Ｂにおける、トランジスタＭ１（及び、トランジスタＭ１の入出力に係る回路）が、本実施例における逓倍波出力部１１１ａに対応する。また、図３Ｂにおける、回路群Ｕ１１２が、本実施例におけるフィルタ１１２ａに対応する。また、実施例１では、本実施例では、に係る逓倍波出力部１１１ａのトランジスタＭ１にはとして、チャネル長Ｌ＝６０［ｎｍ］、チャネル幅Ｗ＝４０［ｕｍ］のものを用いる。

また、本実施例に係る周波数逓倍器１０ａは、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数を４０ＧＨｚとした入力信号を受けて、逓倍数ｎ＝２の２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣ（８０ＧＨｚ）を出力するものとする。そのため、フィルタ１１２ａは、基準波ｆ_ＯＳＣに対応する４０ＧＨｚ近傍の周波数成分を除去し、２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣに対応する８０ＧＨｚ近傍の周波数成分を通過させるように調整されている。

このような構成において、本実施例に係る高調波歪制御部１２ａは、高調波歪制御電圧Ｖｇを０．４［Ｖ］〜０．８［Ｖ］まで０．１Ｖ刻みで変化させることが可能に構成されている。具体的な一例として、図４Ａに示すように、高調波歪制御部１２ａは、スイッチＳＷ_１〜ＳＷ_５を含んで構成されている。各スイッチまた、スイッチＳＷ_１〜ＳＷ_５のそれぞれによりＯＮ／ＯＦＦが切り替わる配線には、それぞれ異なる電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ５が印可印加されるように構成されている。なお、本実施例では、Ｖｇ１＝０．４［Ｖ］、Ｖｇ２＝０．５［Ｖ］、Ｖｇ３＝０．６［Ｖ］、Ｖｇ４＝０．７［Ｖ］、Ｖｇ５＝０．８［Ｖ］とする。これにより、スイッチＳＷ_１がＯＮ状態のとき、高調波歪制御部１２ａから逓倍波出力部１１１ａのトランジスタＭ１に、高調波歪制御電圧ＶｇとしてＶｇ１＝０．２［Ｖ］が印加される。また、ＯＮ状態となるスイッチをＳＷ_２、ＳＷ_３、ＳＷ_４、ＳＷ_５と切り替えることにより、高調波歪制御電圧Ｖｇの電圧値を、Ｖｇ２＝０．５［Ｖ］、Ｖｇ３＝０．６［Ｖ］、Ｖｇ４＝０．７［Ｖ］、Ｖｇ５＝０．８［Ｖ］と順次切り替えることが可能となる。

ここで、図４Ｂを参照する。図４Ｂは、図４Ａに示す無線通信装置において、高調波歪制御電圧Ｖｇを０．１Ｖ刻みで変化させた場合における、高調波歪制御電圧Ｖｇと変調後の出力信号ｆ_ＴＸの振幅値との関係を示したグラフである。図４Ｂの縦軸は、変調後の信号ｆ_ＴＸの振幅値［ｍＶｐｐ］、即ち、周波数逓倍器１０ａからの出力信号（２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣ）が、変調部２０により変調された後の信号の振幅値を示している。また、横軸は、高調波歪制御電圧Ｖｇの電圧値［Ｖ］を示している。なお、図４Ａでは、高調波歪制御電圧Ｖｇを０．４［Ｖ］〜０．８［Ｖ］まで変化させる場合の構成について示しているが、図４Ｂに示すグラフｇ２１は、高調波歪制御電圧Ｖｇを０．２［Ｖ］〜０．８［Ｖ］まで変化させた場合について示している。

高調波歪制御電圧Ｖｇは、逓倍波出力部１１１ａにおけるトランジスタＭ１のゲートソース間に印加される。そのため、この高調波歪制御電圧Ｖｇを変化させると、これに連動してトランジスタＭ１の高調波歪が変化し、結果として入力信号に含まれる各逓倍波の出力レベルが、この高調波歪に応じて変化する。例えば、図４Ａに示す例では、高調波歪制御電圧Ｖｇを０．２［Ｖ］〜０．８［Ｖ］まで変化させた場合に、変調後の信号ｆ_ＴＸの振幅値が、３９０〜７８０［ｍＶｐｐ］の間で変化している。これは、高調波歪制御電圧Ｖｇの制御により、逓倍波出力部１１１ａにおけるトランジスタＭ１のゲートソース間に印加される電圧が変化し、これにより、トランジスタＭ１の高調波歪が変化したことによる。

図４Ａをに示すように、特に、高調波歪制御電圧Ｖｇ＝０．４［Ｖ］近傍で、変調後の信号ｆ_ＴＸの振幅値は最大となり、それ以降は、振幅値が低下している。このとき、Ｖｇ＝０．４［Ｖ］のときの振幅値と、Ｖｇ＝０．８［Ｖ］の振幅値との間の差ΔＧｖは、ΔＧｖ＞６［ｄＢ］となる。

以上のように、図４Ａに示す構成において、高調波歪制御部１２ａを、高調波歪制御電圧Ｖｇを０．４［Ｖ］〜０．８［Ｖ］の範囲で制御可能に構成することで、６ｄＢ以上の利得可変範囲を実現することが可能となる。

［変形例］
次に、上述した実施形態の変形例に係る無線通信装置について説明する。変形例に係る無線通信装置は、図１に示した無線通信装置と、逓倍回路１１の構成が異なる。以降では、変形例に係る無線通信装置について、図５を参照しながら、上述した実施形態と構成の異なる逓倍回路１１ｂの構成に着目して説明する。図５は、変形例に係る逓倍回路１１ｂの回路図の一例である。

図５に示すように、この変形例に係る逓倍回路１１ｂは、図３Ｂに示された逓倍回路１１と比べて、トランジスタＭ１に加えて、補助トランジスタＭ２を備えている点で異なる。そのため、この補助トランジスタＭ２に係る構成に着目して説明し、図３Ｂに示した逓倍回路１１と同様の構成については詳細な説明は省略する。

補助トランジスタＭ２は、トランジスタＭ１に対して並列に接続されている。具体的には、トランジスタＭ１のドレイン側と、補助トランジスタＭ２のドレイン側とが接続されている。また、トランジスタＭ１と同様に、入力端子ＲＦＩＮから入力された入力信号が、キャパシタＣ_ｉｎを介して補助トランジスタＭ２のゲートに入力される。また、補助トランジスタＭ２のソース側は、グランドに接続されている。

この変形例に係る逓倍回路１１ｂでは、トランジスタＭ１及び補助トランジスタＭ２のそれぞれのゲート側には、インダクタＬ_ｂを介して、個々に独立して制御可能に構成された電圧ＶｇＭ１及びＶｇＭ２が印加される。なお、電圧ＶｇＭ１としては、図３Ｂに示した逓倍回路１１と同様に、高調波歪制御部１２からの高調波歪制御電圧Ｖｇが印加される。

なお、前述の通り、電圧ＶｇＭ１及びＶｇＭ２は、独立して制御可能に構成されている。そのため、トランジスタＭ１及び補助トランジスタＭ２に同じ特性のトランジスタを用い、同じ高調波歪制御電圧Ｖｇを印加した場合には、所望の逓倍数ｎの逓倍波ｎ＊ｆ_ＯＳＣを、これらのトランジスタ（Ｍ１及びＭ２）間で強めあうように構成することが可能となる。また、トランジスタＭ１及び補助トランジスタＭ２に異なる特性のトランジスタを適用したり、補助トランジスタＭ２には、高調波歪制御電圧Ｖｇとは異なる電圧を印加するように構成してもよい。このように、トランジスタＭ１及び補助トランジスタＭ２をそれぞれ独立して制御することで、例えば、所望の逓倍波を強めつつ、他の逓倍波を打ち消しあうといった動作が可能となる。

なお、その他の構成については、図３Ｂに示された逓倍回路１１と同様である。

［実施例２］
次に、実施例２として、実施例１で示した周波数逓倍器１０ａにおいて、逓倍回路１１ａに替えて、変形例に示された逓倍回路１１ｂを適用した場合について説明する。なお、本実施例における周波数逓倍器１０ａを、特に、周波数逓倍器１０ｂと呼び、本実施例におけるフィルタ１１２ａを、特に、フィルタ１１２ｂと呼ぶ。

まず図６Ａを参照しながら、本実施例における、トランジスタＭ１及び補助トランジスタＭ２の詳細な構成について説明する。図６Ａは、本実施例に係る逓倍回路１１ｂにおける、トランジスタＭ１及び補助トランジスタＭ２の詳細なパラメタについて示した表である。なお、実施例２に係る無線通信装置では、逓倍回路１１ｂに用いられるトランジスタＭ１及び補助トランジスタＭ２として、マルチフィンガー型のトランジスタを用いる。

図６Ａに示すように、トランジスタＭ１は、フィンガー数ｋ＝２０のトランジスタであり、フィンガー１つあたりのチャネル幅Ｗｕ＝２［ｕｍ］、チャネル長Ｌ＝６０［ｎｍ］である。即ち、トランジスタＭ１の総チャネル幅Ｗｔｏｔａｌは、Ｗｔｏｔａｌ＝Ｗｕ＊ｋ＝４０［ｎｍ］となる。また、トランジスタＭ１には、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ、即ち、電圧ＶｇＭ１を０．２［Ｖ］〜０．８［Ｖ］の範囲で印加する。なお、電圧ＶｇＭ１のデフォルト値は０．４５［Ｖ］とし、このときのドレイン電流Ｉｄは、２．１０５［ｍＡ］であった。

また、補助トランジスタＭ２は、フィンガー数ｋ＝５のトランジスタであり、フィンガー１つあたりのチャネル幅Ｗｕ＝２［ｕｍ］、チャネル長Ｌ＝６０［ｎｍ］である。即ち、補助トランジスタＭ２の総チャネル幅Ｗｔｏｔａｌは、Ｗｔｏｔａｌ＝Ｗｕ＊ｋ＝１０［ｎｍ］となる。また、補助トランジスタＭ２には、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ、即ち、電圧ＶｇＭ２として、０［Ｖ］、即ち、電圧を印加しないか、または０．５［Ｖ］の電圧を印加する。なお、電圧ＶｇＭ２が０．５［Ｖ］のときのドレイン電流Ｉｄは、０．７８４［ｍＡ］であった。

また、本実施例に係る周波数逓倍器１０ｂは、実施例１の場合と同様に、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数を４０ＧＨｚとした入力信号を受けて、逓倍数ｎ＝２の２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣ（８０ＧＨｚ）を出力するものとする。そのため、フィルタ１１２ｂは、基準波ｆ_ＯＳＣに対応する４０ＧＨｚ近傍の周波数成分を除去し、２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣに対応する８０ＧＨｚ近傍の周波数成分を通過させるように調整されている。

ここで、図６Ｂを参照する。図６Ｂは、実施例２に係る無線通信装置における、高調波歪制御電圧と出力信号の振幅値との関係を示したグラフである。図６Ｂの横軸は、トランジスタＭ１に印加される電圧ＶｇＭ１、即ち、高調波歪制御電圧Ｖｇを示しており、本実施例では、この高調波歪制御電圧Ｖｇを、０．２［Ｖ］〜０．８［Ｖ］の範囲で０．１［Ｖ］刻みで変化させている。また、図６Ｂの縦軸は、変調後の信号ｆ_ＴＸの振幅値［ｍＶｐｐ］、即ち、周波数逓倍器１０ａからの出力信号（２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣ）が、変調部２０により変調された後の信号の振幅値を示している。

図６Ｂにおいて、グラフｇ３１は、補助トランジスタＭ２のゲートソース間に印加される電圧ＶｇＭ２＝０［Ｖ］の場合、即ち、補助トランジスタＭ２にゲートソース間電圧を印加しない場合を示している。また、グラフｇ３２は、補助トランジスタＭ２のゲートソース間に印加される電圧ＶｇＭ２＝０．５［Ｖ］の場合を示している。

図６Ｂのグラフｇ３１及びｇ３２を比較するとわかるように、補助トランジスタＭ２にゲートソース間電圧として印加される電圧ＶｇＭ２を０［Ｖ］から０．５［Ｖ］に変化させることで、変調後の信号ｆ_ＴＸの振幅値が全体的に増加している。これは、補助トランジスタＭ２を動作させることで、補助トランジスタＭ２における２次高調波の高調波歪係数ｇｍ−２ｎｄが増加し、２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣの振幅値が増加したためである。

なお、このときの電流増加量は、補助トランジスタＭ２を駆動させたことによる増加分、即ち、補助トランジスタＭ２のドレイン電流Ｉｄ＝０．７８４［ｍＡ］となる。このように、補助トランジスタＭ２は、歪生成のために補助的に使用されるため、トランジスタイサイズが小さく、消費電流の増加も小さくおさえることができる。

このように、トランジスタＭ１に並列に接続された補助トランジスタＭ２を設けることで、トランジスタＭ１単体の場合に比べて、利得可変範囲をより細かく制御し、かつ、その制御幅を広げることも可能となる。具体的な一例として、本実施例のように、補助トランジスタＭ２のゲートソース間に印加される電圧ＶｇＭ２を離散的に切り替えることで、図６Ｂのグラフｇ３１及びｇ３２に示すように、離散的な利得可変制御が可能となる。また、電圧ＶｇＭ２をアナログ制御できるようにしてもよい。このような構成とすることで、例えば、トランジスタＭ１単体の場合に比べてより広い利得可変範囲を実現し、かつ、この範囲において、連続的に利得を変化させることが可能となる。また、補助トランジスタＭ２は、消費電力を小さくおさえることが可能であるため、僅かな電流増加量で、前述した利得制御を実現することが可能である。

［実施例３］
次に、実施例３として、複数種類の逓倍波（例えば、２逓倍波及び３逓倍波）のうち、所望の逓倍数の逓倍波を選択的に出力可能な無線通信装置について、図７を参照しながら説明する。図７は、実施例３に係る無線通信装置の概略的な構成を示したブロック図である。なお、ここでは、図１に示した前述の実施形態とは動作の異なる周波数逓倍器１０ｃの構成に着目して説明することとし、前述の実施形態と同様に動作する変調部２０及び送信部３０については、詳細な説明は省略する。

本実施例に係る周波数逓倍器１０ｃは、所望の逓倍波を出力することで、目的の周波数の搬送波を変調部２０に出力する。なお、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数は変更可能に構成してもよい。例えば、８０［ＧＨｚ］の搬送波を出力する方法として、２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣを用いてもよいし、３逓倍波３＊ｆ_ＯＳＣを用いてもよい。２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣを用いる場合には、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数を４０ＧＨｚとすればよい。また、３逓倍波３＊ｆ_ＯＳＣを用いる場合には、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数を２６．６６７ＧＨｚとすればよい。なお、以降では、説明を簡単にするために、入力信号における基準波ｆ_ＯＳＣの周波数を３０［ＧＨｚ］とし、２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣを用いて６０［ＧＨｚ］の搬送波を出力する場合と、３逓倍波３＊ｆ_ＯＳＣを用いて９０［ＧＨｚ］の搬送波を出力する場合とを例に説明する。

なお、本実施例に係る逓倍回路１１ｃは、図３Ｂに示す逓倍回路１１と同様の構成を示している。即ち、本実施例では、図３Ｂにおける、トランジスタＭ１（及び、トランジスタＭ１の入出力に係る回路）が、本実施例における逓倍波出力部１１１ｃに対応する。また、図３Ｂにおける、回路群Ｕ１１２が、本実施例におけるフィルタ１１２ｃに対応する。また、本実施例に係る逓倍回路１１ｃに含まれるトランジスタＭ１は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ（即ち、高調波歪制御電圧Ｖｇ）が０．５５［Ｖ］のときに、２次高調波の高調波歪係数ｇｍ−２ｎｄが極値（最大値）を示すものとする。また、このトランジスタＭ１は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓが０．３［Ｖ］及び０．６５［Ｖ］のときに、３次高調波の高調波歪係数ｇｍ−３ｒｄが極値（最大値及び最小値）を示すものとする。

本実施例に係る高調波歪制御部１２ｃは、トランジスタＭ１の特性にあわせて、高調波歪制御電圧Ｖｇを０．３［Ｖ］、０．５５［Ｖ］、０．６５［Ｖ］の間で切り替え可能に構成されている。具体的な一例として、図７に示すように、高調波歪制御部１２ｃは、スイッチＳＷ_０、ＳＷ_１、ＳＷ_２を含んで構成されている。スイッチＳＷ_０、ＳＷ_１、ＳＷ_２のそれぞれによりＯＮ／ＯＦＦが切り替わる配線には、それぞれ異なる電圧Ｖｇ０、Ｖｇ１、Ｖｇ２が印加されるように構成されている。なお、本実施例では、Ｖｇ０＝０．３［Ｖ］、Ｖｇ１＝０．５５［Ｖ］、Ｖｇ２＝０．６５［Ｖ］とする。このような構成により、スイッチＳＷ_０〜ＳＷ_２を切り替えることで、電圧Ｖｇ０〜Ｖｇ２のうち、ＯＮ状態となったスイッチに対応する電圧が、高調波歪制御電圧Ｖｇとして逓倍波出力部１１１ｃに印加される。

具体的には、スイッチＳＷ_１がＯＮ状態のとき、高調波歪制御部１２ａから逓倍波出力部１１１ｃのトランジスタＭ１に、高調波歪制御電圧ＶｇとしてＶｇ１＝０．５５［Ｖ］が印加される。この場合には、トランジスタＭ１において、特に、２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣの振幅値が強調される。

また、スイッチＳＷ_０がＯＮ状態のとき、高調波歪制御部１２ａから逓倍波出力部１１１ｃのトランジスタＭ１に、高調波歪制御電圧ＶｇとしてＶｇ０＝０．３［Ｖ］が印加される。この場合には、トランジスタＭ１において、特に、３逓倍波３＊ｆ_ＯＳＣの振幅値が強調される。これは、スイッチＳＷ_２がＯＮ状態のときについても同様である。この場合には、トランジスタＭ１に、高調波歪制御電圧ＶｇとしてＶｇ０＝０．６５［Ｖ］が印加される。この場合には、トランジスタＭ１において、特に、３逓倍波３＊ｆ_ＯＳＣの振幅値が強調される。

本実施例に係るフィルタ１１２ｃは、高調波歪制御部１２ｃによる高調波歪制御電圧Ｖｇの切り替えに同期して、通過させる周波数成分、及び、除去対象の周波数成分のうちの少なくともいずれかを切り替え可能に構成されている。例えば、高調波歪制御部１２ｃのスイッチＳＷ_１がＯＮ状態のときには、逓倍波出力部１１１ｃから、６０［ＧＨｚ］の２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣが強調されて出力される。そのため、フィルタ１１２ｃは、スイッチＳＷ_１がＯＮ状態のときには、２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣに対応する６０［ＧＨｚ］の周波数成分を通過させ、その他の周波数成分（例えば、基準波ｆ_ＯＳＣや３逓倍波３＊ｆ_ＯＳＣ）を除去するようにフィルタの特性を調整するとよい。

同様に、高調波歪制御部１２ｃのスイッチＳＷ_０またはＳＷ_２がＯＮ状態のときには、逓倍波出力部１１１ｃから、９０［ＧＨｚ］の３逓倍波３＊ｆ_ＯＳＣが強調されて出力される。そのため、フィルタ１１２ｃは、スイッチＳＷ_０またはＳＷ_２がＯＮ状態のときには、３逓倍波３＊ｆ_ＯＳＣに対応する９０［ＧＨｚ］の周波数成分を通過させ、その他の周波数成分（例えば、基準波ｆ_ＯＳＣや２逓倍波２＊ｆ_ＯＳＣ）を除去するようにフィルタの特性を調整するとよい。

なお、フィルタ特性の調整の具体的な一例として、図３Ａに示した回路図で示された例の場合には、回路群Ｕ１１２を構成するＬＣ直列回路Ｃ_ＬＳＬ_ＬＳ及びＬＣ並列回路Ｃ_ＬＰＬ_ＬＰそれぞれの自己共振周波数を調整すればよい。例えば、除去する周波数成分を変化させる場合には、ＬＣ直列回路Ｃ_ＬＳＬ_ＬＳのキャパシタＣ_ＬＳをデジタル可変にして、ＬＣ直列回路Ｃ_ＬＳＬ_ＬＳの自己共振周波数を変化させればよい。また、通過させる周波数成分を変化させる場合には、ＬＣ並列回路Ｃ_ＬＰＬ_ＬＰのキャパシタＣ_ＬＰをデジタル可変にして、ＬＣ並列回路Ｃ_ＬＰＬ_ＬＰの自己共振周波数を変化させればよい。

また、前述のとおり、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数を変更可能な構成としてもよい。この場合には、フィルタ１１２ｃは、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数の変更に同期して、変更後の基準波ｆ_ＯＳＣに対応する周波数成分を除去対象とするようにフィルタ特性を変更するとよい。

このような構成により、本実施例に係る高調波歪制御部１２ｃは、複数種類の逓倍波（例えば、２逓倍波及び３逓倍波）のうち、所望の逓倍数の逓倍波を選択的に出力することが可能となる。また、基準波ｆ_ＯＳＣの周波数を変更可能に構成することも可能なため、多様な周波数の搬送波を出力可能な無線通信装置を、比較的低い設計難易度で実現することが可能となる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ 周波数逓倍器
１１、１１ａ、１１ｂ、１１ｃ 逓倍回路
１２、１２ａ、１２ｃ 高調波歪制御部
２０ 変調部
３０ 送信部
１１１、１１１ａ 逓倍波出力部
１１２、１１２ａ、１１２ｂ、１１２ｃ フィルタ
Ｍ１ トランジスタ
Ｍ２ 補助トランジスタ
ＲＦＩＮ 入力端子
ＲＦＯＵＴ 出力端子
Ｕ１１２ 回路群

Claims (9)

1. トランジスタを含み、あらかじめ決められた周波数の入力信号を受けて、当該入力信号の所定逓倍数の逓倍波を出力する逓倍波出力部と、
   前記トランジスタのゲートソース間電圧を制御する制御部と、
   を備え、
   前記逓倍波出力部は、前記逓倍波の出力に係る高調波歪が、当該ゲートソース間電圧に基づき制御されることを特徴とする逓倍回路。
2. 前記制御部は、前記ゲートソース間電圧をあらかじめ決められた範囲内で制御可能に構成され、
   前記逓倍波出力部は、前記ゲートソース間電圧の制御を受けて、前記高調波歪を、当該前記ゲートソース間電圧に対応する値に設定することを特徴とする請求項１に記載の逓倍回路。
3. 前記高調波歪の制御により、前記逓倍波の振幅値が所望の範囲に制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の逓倍回路。
4. 前記逓倍波出力部の後段に設けられ、少なくとも前記逓倍波に対応する周波数成分を通過させるフィルタを備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の逓倍回路。
5. 前記フィルタは、前記入力信号に対応する周波数成分を遮断することを特徴とする請求項４に記載の逓倍回路。
6. 前記トランジスタに並列に接続された補助トランジスタを備え、
   前記補助トランジスタに印加するゲートソース間電圧を制御することで、前記高調波歪を制御することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の逓倍回路。
7. あらかじめ決められた周波数の入力信号を出力する発振器と、
   トランジスタを含み、前記入力信号を受けて、当該入力信号の所定逓倍数の逓倍波を出力する逓倍波出力部と、
   前記トランジスタのゲートソース間電圧を制御する制御部と、
   前記逓倍波を搬送波として、所望のベースバンド信号を変調する変調部と、
   を備え、
   前記逓倍波出力部は、前記逓倍波の出力に係る高調波歪が、当該ゲートソース間電圧に対応する値に制御されることを特徴とする無線通信装置。
8. 前記発振器は、前記入力信号の周波数を制御可能に構成されていることを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
9. 所望の周波数成分を遮断可能に構成され、前記発振器により周波数が制御された前記入力信号に対応する周波数成分を遮断するフィルタを備えたことを特徴とする請求項８に記載の無線通信装置。

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