JP2014107958A - 電源装置及び照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷電流の目標値を小さくした場合でも、負荷電流の変動を小さくし、負荷電流を目標値に一致させる。
【解決手段】整流回路ＤＢは、交流を全波整流して脈流に変換する。ＰＦＣ回路１０２は、整流回路ＤＢが変換した脈流を直流に変換する。電流検出回路１４０は、負荷回路（光源回路１０４）を流れる負荷電流を検出する。調光制御回路１０３は、負荷電流と、目標電流とに基づいて、フィードバック値を生成する。制御回路ＩＣ１は、調光制御回路１０３が生成したフィードバック値に基づいて、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。調光制御回路１０３は、目標電流と負荷電流との差分である電流偏差から、所定の周波数帯域の周波数成分を除去した除去後偏差に基づいて、フィードバック値を生成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、光源などの負荷を有する負荷回路に対して電力を供給する電源装置に関する。

商用電源などの交流電源から供給された電力を直流に変換し、直流で点灯するＬＥＤなどの光源を有する負荷回路に対して供給する電源装置がある。電力効率が高く、負荷電流を一定に制御することができる電源装置として、スイッチング電源がある。
ＬＥＤなどの光源は、流れる電流を変えることにより点灯する明るさを変えることができる。電源装置は、調光信号などの指示に基づいて、負荷電流の目標値を変化させることにより、光源を点灯する明るさを変化させる。例えば、スイッチング電源のスイッチング素子をオンしているオン時間を変えることにより、負荷電流を変化させる。（例えば、特許文献１）。
また、臨界モードで動作するスイッチング電源によりＬＥＤを調光点灯する装置において、スイッチング周波数の変動範囲を所定の範囲内に制御しながら広い範囲の調光を可能とする技術がある（例えば、特許文献２）。

特開２００７−８０７７１号公報 特開２０１２−５９６６２号公報 特開２００９−１３４９４５号公報 特開２００９−１０５０１６号公報

スイッチング素子の特性やその他の理由により、スイッチング素子のオン時間を短くし過ぎると、スイッチング素子がオンしなくなる場合がある。このため、負荷電流をあまり小さくすることができない場合がある。負荷電流を平均すれば目標値に一致させられたとしても、負荷電流の変動が大きくなってしまう場合がある。負荷が光源である場合、負荷電流の変動が大きいと、光源のちらつきとして認識される場合がある。
本発明は、例えば、負荷電流の目標値を小さくした場合でも、負荷電流の変動を小さくし、負荷電流を目標値に一致させることを主な目的とする。

本発明に係る電源装置は、
交流を入力し、入力した交流を全波整流して脈流に変換する全波整流回路と、
第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動回路と、平滑化回路とを有し、前記第１の駆動回路が前記第１のスイッチング素子を駆動することにより前記全波整流回路により変換された脈流を昇圧し、更に、昇圧した脈流を前記平滑化回路により平滑化する変換回路と、
第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動回路とを有し、前記変換回路により平滑化された脈流により駆動される負荷回路を流れる負荷電流の大きさを決める値であるフィードバック値に基づいて、前記第２の駆動回路が前記第２のスイッチング素子を駆動することにより、前記負荷回路を流れる負荷電流の大きさを調整する電流調整回路と、
前記電流調整回路により大きさが調整された負荷電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路により検出された負荷電流と、前記負荷回路に流すべき目標電流との差分である電流偏差から所定の周波数帯域の周波数成分を除去した除去後偏差に基づいて、前記フィードバック値を生成するフィードバック回路と
を備えることを特徴とする。

フィードバック回路が、電流偏差から所定の周波数帯域の周波数成分を除去した除去後偏差に基づいてフィードバック値を生成するので、全波整流回路が入力する交流の電圧瞬時値の変動に起因する負荷電流の変動が小さくなるとともに、スイッチング素子がオンしなくなることによる負荷電流の変動を素早くフィードバックして補償することにより、スイッチング素子がオンしなくなることによる負荷電流の変動を最小限に抑えることができる。

実施の形態１を示す図で、照明器具の構成を示す図。 実施の形態１を示す図で、電源回路の構成を示す図。 実施の形態１を示す図で、負荷電流の電流波形を示す図。 実施の形態１を示す図で、制御回路の特性を示す図。 実施の形態１を示す図で、調光制御回路の前段部分の特性を示すボード線図。 実施の形態１を示す図で、調光制御回路の後段部分の特性を示すボード線図。 実施の形態１を示す図で、調光制御回路の特性を示すボード線図。 実施の形態１を示す図で、ＰＦＣ回路における入力電圧及び出力電圧を示す図（（ａ）は入力電圧を示す図、（ｂ）は出力電圧を示す図）。 実施の形態１を示す図で、スイッチング素子の間歇発振による負荷電流示す図。 実施の形態２を示す図で、電源回路の構成を示す図。

実施の形態１．
（照明器具８００の構成）
図１は、照明器具８００の構成を示す図である。
照明器具８００は、電源回路１００（電源装置、点灯装置、点灯制御装置）と、光源回路１０４とを有する。
光源回路１０４は、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）などの光源を有する。光源回路１０４は、電源回路１００から供給された電力により、光源を点灯する負荷回路である。光源回路１０４は、例えば、複数の光源を直列に接続した回路である。
電源回路１００は、例えば商用電源などの交流電源ＡＣから供給された電力（例えば、周波数５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ、実効電圧１００Ｖ〜２５４Ｖ）を光源回路１０４に対して供給する電力に変換する電力変換回路である。

電源回路１００は、例えば、整流回路ＤＢ（全波整流回路）とＰＦＣ回路１０２（変換回路）と点灯回路１０１（電流調整回路）と電流検出回路１４０と調光制御回路１０３（フィードバック回路）と調光入力回路１５０とを有する。
整流回路ＤＢは、交流電源ＡＣから交流を入力する。整流回路ＤＢは、入力した交流を全波整流して脈流に変換する。整流回路ＤＢは、変換した脈流を出力する。
ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路１０２は、整流回路ＤＢが変換した脈流を入力する。ＰＦＣ回路１０２は、入力した脈流を昇圧し、昇圧した脈流を平滑化し、平滑化した脈流を出力する。ＰＦＣ回路１０２は、例えば昇圧チョッパ型の力率改善回路である。光源回路１０４には、ＰＦＣ回路１０２により平滑化された脈流が流れる。そして、光源回路１０４はＰＦＣ回路１０２により平滑化された脈流により駆動され、光源を点灯する。
点灯回路１０１は、光源回路１０４を流れる電流（以下「負荷電流ＩＬ（ＬＥＤ電流）」と呼ぶ。）の大きさを決める値であるフィードバック値に基づいて、光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬの大きさを調整する。
電流検出回路１４０は、点灯回路１０１により大きさが調整された負荷電流ＩＬを検出する。換言すると、電流検出回路１４０は、光源回路１０４を流れた負荷電流ＩＬを検出する。電流検出回路１４０は、検出した負荷電流ＩＬを表わす信号（以下「電流検出信号」と呼ぶ。）を生成する。電流検出信号は、例えば、負荷電流ＩＬに比例する電圧（以下「電流検出電圧」と呼ぶ。）を有する。電流検出回路１４０は、生成した電流検出信号を出力する。
調光入力回路１５０は、調光ＩＦ（インターフェース）指令値（調光信号）を入力する。調光ＩＦ指令値は、光源回路１０４の光源を点灯すべき明るさを指示する信号である。調光ＩＦ指令値は、例えば、パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）である。調光入力回路１５０は、入力した調光ＩＦ指令値に基づいて、負荷電流ＩＬの目標値（以下「目標電流」と呼ぶ。）を表わす基準信号を生成する。基準信号は、例えば、負荷電流ＩＬが目標電流に一致した場合に電流検出回路１４０が生成する電流検出信号の電圧と同じ電圧（以下「基準電圧」と呼ぶ。）を有する。基準電圧は、例えば、目標電流に比例する電圧である。また、目標電流は、光源回路１０４に流すべき電流である。調光入力回路１５０は、生成した基準信号を出力する。
調光制御回路１０３は、電流検出回路１４０が生成した電流検出信号と、調光入力回路１５０が生成した基準信号とを入力する。調光制御回路１０３は、入力した電流検出信号と基準信号とに基づいて、フィードバック値を生成する。すなわち、調光制御回路１０３は、電流検出回路１４０により検出された負荷電流ＩＬと目標電流との差分である電流偏差に基づいて、フィードバック値を生成する。なお、この時、調光制御回路１０３は、電流偏差から所定の周波数帯域の周波数成分を除去した除去後偏差に基づいてフィードバック値を生成する。フィードバック値は、例えば、負荷電流ＩＬの大きさを決める値に比例する電圧を有する。調光制御回路１０３は、生成したフィードバック値を点灯回路１０１に出力する。
点灯回路１０１は、調光制御回路１０３から出力されたフィードバック値に基づいて、光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬの大きさを調整し、目標電流に一致させる。これにより、電源回路１００は、定電流電源（定電流回路）として動作する。

（電源回路１００の構成）
図２は、電源回路１００の構成を示す図である。

（整流回路ＤＢについて）
整流回路ＤＢは、例えば、４つの整流素子をブリッジ接続したダイオードブリッジ回路である。整流回路ＤＢは、前述の通り、入力した交流を全波整流して脈流に変換し、変換した脈流を出力する。この脈流の電圧を脈流電圧（もしくは、整流電圧）と称する。
整流回路ＤＢの一方の出力（低電位側出力）は、電源回路１００内の基準電位を有するグランド配線ＧＮＤに電気接続している。そして、整流回路ＤＢの他方の出力（高電位側出力）は、ＰＦＣ回路１０２のコイルＬ２に電気接続している。

（ＰＦＣ回路１０２について）
ＰＦＣ回路１０２は、コイルＬ２、スイッチング素子Ｑ２（第１のスイッチング素子）、ダイオードＤ２、制御回路ＩＣ２（第１の駆動回路）、コンデンサＣ２を備える。スイッチング素子Ｑ２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである（後述のスイッチング素子Ｑ１も同様）。また、制御回路ＩＣ２は、例えばＩＣ（集積回路）である（後述の制御回路ＩＣ１も同様）。
制御回路ＩＣ２には、制御電源Ｖｃｃ２から電力が供給され、制御回路ＩＣ２は、予め設定された周期でスイッチング素子Ｑ２を駆動（オンオフ、スイッチング）する。なお、制御回路ＩＣ２は、スイッチング素子Ｑ２のオンオフを指示する信号を入力し、入力した信号に基づきスイッチング素子Ｑ２をオンオフしてもよい。
ＰＦＣ回路１０２は、制御回路ＩＣ２がスイッチング素子Ｑ２を駆動（スイッチング）することにより整流回路ＤＢにより変換された脈流を高力率にして、所定の電圧に昇圧する。更に、ＰＦＣ回路１０２は、出力端にコンデンサＣ２が接続されている。そして、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２とで平滑回路を形成している。すなわち、ＰＦＣ回路１０２は、平滑回路を有する。そしてＰＦＣ回路１０２は、昇圧した脈流を平滑回路により平滑化して直流電圧ＶＤＣ（以下、昇圧電圧ともいう。）として出力する。直流電圧ＶＤＣは、例えば、４１５Ｖである。

（点灯回路１０１について）
点灯回路１０１は、ＰＦＣ回路１０２から出力される直流電圧ＶＤＣを、所定のＬＥＤ電圧に変換する。点灯回路１０１には、光源回路１０４が接続される。
点灯回路１０１は、制御回路ＩＣ１（第２の駆動回路）、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ３〜抵抗Ｒ８、コイルＬ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１（第２のスイッチング素子）を備える。なお、制御回路ＩＣ１は、光源回路１０４に流れる電流（負荷電流ＩＬ）の定電流制御を行うものである。
コンデンサＣ１は、光源回路１０４と並列に接続される。ＰＦＣ回路１０２から出力された直流電圧ＶＤＣは、コンデンサＣ１により平滑化（高周波リップルが抑制）され、光源回路１０４に印加される。
コイルＬ１は、１次側巻き線Ｌｐ（負荷電流制御部）と２次側巻き線Ｌｓとを備えるトランスである。コイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐの一方の端子は、光源回路１０４と直列に接続される。コイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐの他方の端子は、スイッチング素子Ｑ１であるＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続される。換言すると、スイッチング素子Ｑ１は、光源回路１０４と１次側巻き線Ｌｐとを介して直流電圧ＶＤＣに接続（直列接続）されている。

スイッチング素子Ｑ１であるＭＯＳＦＥＴのソース端子には、電流検出抵抗Ｒｓの一方の端子が接続される。なお、電流検出抵抗Ｒｓの他方の端子は、グランド配線ＧＮＤ（ＰＦＣ回路１０２の低電位側）に接続される。また、スイッチング素子Ｑ１であるＭＯＳＦＥＴのソース端子には、抵抗Ｒ８の一方の端子が接続され、抵抗Ｒ８の他方の端子は、制御回路ＩＣ１のＣｓ端子が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ１であるＭＯＳＦＥＴのゲート端子には、制御回路ＩＣ１のゲート電圧出力端子であるＧＤ端子が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ１であるＭＯＳＦＥＴのドレイン端子にダイオードＤ１のアノード端子が接続され、ダイオードＤ１のカソード端子は、ＰＦＣ回路１０２の出力端子（光源回路１０４の入力端子）に接続される。

制御回路ＩＣ１には、制御電源Ｖｃｃ１から電力が供給され、制御回路ＩＣ１はスイッチング素子Ｑ１を駆動する。制御回路ＩＣ１と、抵抗Ｒ３〜抵抗Ｒ７の詳細は、後述するが、制御回路ＩＣ１がスイッチング素子Ｑ１を駆動することにより光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬの大きさが調整される。なお、スイッチング素子Ｑ１は制御回路ＩＣ１により高周波でオンオフされる。

（電流検出抵抗Ｒｓについて）
電流検出抵抗Ｒｓは、電流検出回路１４０である。電流検出抵抗Ｒｓは、光源回路１０４に対して直列に電気接続している。光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬと同じ電流が電流検出抵抗Ｒｓを流れ、負荷電流ＩＬに比例する電圧である電流検出電圧が電流検出抵抗Ｒｓの両端に発生する。

（調光制御回路１０３について）
調光制御回路１０３は、外部からの調光ＩＦ指令値を受けて点灯回路１０１にフィードバック値を出力する。調光制御回路１０３は、例えばアクティブフィルタ回路である。調光制御回路１０３は、比較器ＣＰ（差分増幅器）と、入力回路１７０と、帰還回路１８０と、出力回路１９０と配線１６２（第一入力部）と配線１６３（第二入力部）と配線１６４（出力部）とを有する。

比較器ＣＰは、例えばオペアンプである。比較器ＣＰは、正入力端子と、負入力端子と、出力端子とを有する。比較器ＣＰは、正入力端子と負入力端子との間の電位差を増幅した電圧を生成する。比較器ＣＰの増幅率は非常に大きく、例えば数千〜数万倍である。比較器ＣＰは、グランド配線ＧＮＤに対する比較器ＣＰの出力端子の電位として、増幅した電圧を出力端子から出力する。

比較器ＣＰの正入力端子に電気接続した配線１６３は、調光入力回路１５０に電気接続している。比較器ＣＰの正入力端子とグランド配線ＧＮＤとの間には、調光入力回路１５０が出力した基準電圧が印加される。すなわち、配線１６３は、基準電圧（目標電流に比例する電圧）を入力する。
入力回路１７０は、電流検出回路１４０の出力に電気接続した配線１６２と、比較器ＣＰの負入力端子（ＬＥＤ電流検出端子）との間に電気接続している。すなわち、配線１６２は、電流検出回路１４０が生成した電流検出電圧を入力する。入力回路１７０は、例えば、抵抗Ｒ１０（入力抵抗、制御抵抗）と、コンデンサＣ１０（入力コンデンサ）とを有する。抵抗Ｒ１０と、コンデンサＣ１０とは、互いに並列に電気接続している。コンデンサＣ１０は、高周波信号を伝達する。
帰還回路１８０は、比較器ＣＰの負入力端子と、比較器ＣＰの出力端子との間に電気接続している。帰還回路１８０は、例えば、Ｃ４（帰還コンデンサ）を有する。なお、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ４とは、電流検出電圧を平均化する。すなわち、調光制御回路１０３は、平均化された電流検出電圧を検出する。
ダイオードＤ４は、比較器ＣＰの出力端子にカソード端子が電気接続される。
出力回路１９０は、ダイオードＤ４のアノード端子と、制御回路ＩＣ１のＭＵＬＴ端子に電気接続した配線１６４との間に電気接続している。出力回路１９０は、例えば、抵抗Ｒ１１（出力抵抗）と、コンデンサＣ３（出力コンデンサ）とを有する。抵抗Ｒ１１と、コンデンサＣ３とは、互いに並列に電気接続している。配線１６４は、調光制御回路１０３で生成されたフィードバック値を出力する。
なお、抵抗Ｒ１０に並列接続するコンデンサＣ１０と、抵抗Ｒ１１に並列接続するコンデンサＣ３と、比較器ＣＰの負入力端子と出力端子間のコンデンサＣ４は、ＬＥＤ電流を検出する電流検出抵抗Ｒｓから、制御回路ＩＣ１のＭＵＬＴ端子に向かってそれぞれ直列に接続される。すなわち、コンデンサＣ１０とコンデンサＣ３とコンデンサＣ４とのループが形成されている。

（点灯回路１０１の動作説明）
図３は、負荷電流ＩＬの電流波形を示す図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、例えば十マイクロ秒のオーダーである。
光源回路１０４にはＰＦＣ回路１０２の出力である直流電圧ＶＤＣがコンデンサＣ１により平滑化された上で印加されている。その為、制御回路ＩＣ１のＧＤ端子からの信号によりスイッチング素子Ｑ１がオンされると、光源回路１０４、１次側巻き線Ｌｐ、スイッチング素子Ｑ１、電流検出抵抗Ｒｓ、グランド配線ＧＮＤの経路で電流が流れ始める。
直流電圧ＶＤＣは、ほとんどが直流成分であるため、コンデンサＣ１には、ほとんど電流が流れない。その為、光源回路１０４に流れる負荷電流ＩＬと、コイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐに流れる電流（１次側巻き線電流ＩＬｐ）とは同じものである。よって、本実施の形態においては、負荷電流ＩＬと、１次側巻き線電流ＩＬｐとは同じものとして説明を進める。そして、電流検出抵抗Ｒｓは、光源回路１０４に流れる負荷電流ＩＬを検出するものとして説明を進める。
なお、コンデンサＣ１を流れる電流が無視できない場合は、コンデンサＣ１を流れる電流と負荷電流ＩＬとを合わせたものが１次側巻き線電流ＩＬｐとなる。そして、コンデンサＣ１と光源回路１０４とによる分流比は算出可能である。その為、この場合も、電流検出抵抗Ｒｓにより検出される１次側巻き線電流ＩＬｐを制御することにより、光源回路１０４に流れる負荷電流ＩＬを制御することが可能である。

電流検出抵抗Ｒｓは、負荷電流ＩＬ（１次側巻き線電流ＩＬｐ）を電圧（電流検出電圧）に変換する。すなわち、電流検出電圧は、負荷電流ＩＬと同様の波形になる。図２に示す制御回路ＩＣ１は、Ｃｓ端子に接続された抵抗Ｒ８を介して、電流検出電圧を検出する。すなわち、制御回路ＩＣ１は、光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬの大きさを監視している。

ここで、制御回路ＩＣ１がＣｓ端子によって検出する電流検出電圧は、以下の式で表わせる。
「電流検出電圧＝電流検出抵抗Ｒｓ×負荷電流ＩＬ（１次側巻き線電流ＩＬｐ）」：（式１）
すなわち、電流検出抵抗Ｒｓの値を調整することで電流検出電圧の値を変化させることが可能である。なお抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ１０との値は、電流検出抵抗Ｒｓの値よりも十分大きく、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ１０とに流れる電流は無視出来る。

図３の時間軸に沿って、点灯回路１０１が負荷電流ＩＬの電流値を制御する動作を具体的に説明する。
まず、時刻ｔ１において、制御回路ＩＣ１がスイッチング素子Ｑ１をオンする。制御回路ＩＣ１によりスイッチング素子Ｑ１がオンされると、コイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐは、１次側巻き線電流ＩＬｐを除々に増加させ、光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬの大きさも除々に増加させる。そして、制御回路ＩＣ１がスイッチング素子Ｑ１をオンした後、１次側巻き線Ｌｐにより、光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬの大きさが除々に増加されると、電流検出電圧も負荷電流ＩＬに比例して、除々に増加する。
そして、時刻ｔ２において、負荷電流ＩＬの値がＩＬｍａｘ（フィードバック値から決まる値）になると、制御回路ＩＣ１は、スイッチング素子Ｑ１をオフする。具体的には、制御回路ＩＣ１には調光制御回路１０３からのフィードバック値に基づいた電圧値である設定電圧Ｖｏｆｆが設定される。この設定電圧Ｖｏｆｆは、所望の電流値ＩＬｍａｘが電流検出抵抗Ｒｓを流れた場合の電流検出電圧に等しい値となるように設定される。そして、制御回路ＩＣ１は、Ｃｓ端子に設定電圧Ｖｏｆｆと等しい電流検出電圧が検出されると（電流検出電圧が設定電圧Ｖｏｆｆになると）、スイッチング素子Ｑ１をオフする。その為、制御回路ＩＣ１は、負荷電流ＩＬの値がＩＬｍａｘになると、スイッチング素子Ｑ１がオフすることになる。
なお、負荷電流ＩＬの値がゼロからＩＬｍａｘになるまでの時間、すなわち時刻ｔ１から時刻ｔ２までを「ターンオン時間Ｔｏｎ」と称する。また、１次側巻き線Ｌｐに電流が流れると、２次側巻き線Ｌｓには誘導電圧が発生する。そして、制御回路ＩＣ１は、ＺＣＤ端子に接続された抵抗Ｒ１を介し、この誘導電圧を検出する。

そして、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、ダイオードＤ１には、スイッチング素子Ｑ１がオンしている間にコイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐに蓄えられたエネルギー（磁束）により発生する電流が、光源回路１０４の入力端子方向に帰還するように流れ始める。この時、コイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐにより光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬの大きさは除々に減少する。すなわち、制御回路ＩＣ１によりスイッチング素子Ｑ１がオフされると、コイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐは、光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬの大きさを除々に減少させる。
この時にも、２次側巻き線Ｌｓには誘導電圧が発生する。そして、制御回路ＩＣ１は、ＺＣＤ端子に接続された抵抗Ｒ１を介し、この誘導電圧を検出する。
そして、時刻ｔ３において、コイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐに蓄えられたエネルギーが全て放出されて（エネルギー放出が完了して）、コイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐに蓄えられたエネルギーにより発生する負荷電流ＩＬが流れなくなると、２次側巻き線Ｌｓには誘導電圧が発生しなくなる。
そして、制御回路ＩＣ１は、ＺＣＤ端子に接続された抵抗Ｒ１を介し、２次側巻き線Ｌｓの誘導電圧がゼロになった（２次側巻き線Ｌｓの誘導電圧が立ち下がった）ことを検出し、再びスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。すなわち、制御回路ＩＣ１は、負荷電流ＩＬの大きさが除々に減少されてゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオンする。
なお、負荷電流ＩＬの値がＩＬｍａｘからゼロになるまでの時間、すなわち時刻ｔ２から時刻ｔ３までを「ターンオフ時間Ｔｏｆｆ」と称する。また、ターンオン時間Ｔｏｎとターンオフ時間Ｔｏｆｆとを合わせた時間、すなわち時刻ｔ１から時刻ｔ３までを「周期Ｔ」と称する。

このように、制御回路ＩＣ１は、ＺＣＤ端子により検出される電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１のターンオンを行い、Ｃｓ端子により検出される電流検出電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１のターンオフを行う。
制御回路ＩＣ１は、Ｃｓ端子により負荷電流ＩＬのピーク値ＩＬｍａｘを電流検出電圧として検出し、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフをいわゆる臨界モード動作させる。そして、制御回路ＩＣ１は、設定電圧Ｖｏｆｆに基づき負荷電流ＩＬのピーク値ＩＬｍａｘを制御する。すなわち、点灯回路１０１は、コイルＬ１の１次側巻き線Ｌｐで電流を抑制することで、光源回路１０４に流れる負荷電流ＩＬを制限し、電流値を安定化する。
ここで、負荷電流ＩＬは、図３に示すような三角波となる為、負荷電流ＩＬの平均値は、負荷電流ＩＬのピーク値ＩＬｍａｘの半分となる。すなわち、負荷電流ＩＬの平均値は以下の式で表わせる。
「負荷電流ＩＬの平均値＝負荷電流ＩＬのピーク値ＩＬｍａｘ×１／２」：（式２）
そして、前述の（式１）に示す通り、電流検出電圧は、負荷電流ＩＬに比例した電圧となり、所望の負荷電流ＩＬの平均値の２倍の値のＩＬｍａｘが得られるように、設定電圧Ｖｏｆｆを設定されることで、制御回路ＩＣ１は、所望の負荷電流ＩＬが流れるように制御を行う。

ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間とを設定することにより、負荷電流ＩＬを制御する場合を考える。
この場合は、負荷電流ＩＬのターンオン時間Ｔｏｎによって、得られる負荷電流ＩＬの値が変わってしまう。なお、ターンオン時間Ｔｏｎは、ＰＦＣ回路１０２から供給される直流電圧ＶＤＣと光源回路１０４のＬＥＤの順方向電圧Ｖｆとの差分を１次側巻き線Ｌｐのインダクタンス値で除した値により決定される。すなわち、得られる負荷電流ＩＬの値は、ターンオン時間Ｔｏｎに依存する。更には、得られる負荷電流ＩＬの値は、ＬＥＤの順方向電圧Ｖｆに依存する。
一方、本実施の形態では、負荷電流ＩＬの値の変化を監視することで、負荷電流ＩＬを制御している。その為、得られる負荷電流ＩＬの値は、ターンオン時間Ｔｏｎに依存しない。更には、得られる負荷電流ＩＬの値は、ＬＥＤの順方向電圧Ｖｆに依存しない。

（制御回路ＩＣ１の説明）
図４は、制御回路ＩＣ１の特性を示す図である。
制御回路ＩＣ１は、前述のＺＣＤ端子、ＧＤ端子、Ｃｓ端子の他に、ｃｏｍｐ端子、ＩＮＶ端子、及び、ＭＵＬＴ端子を備える。なお、本実施の形態において、制御回路ＩＣ１は、例えばＳＴマイクロエレクトロニクス社製Ｌ６５６２Ａである。
ＩＮＶ端子は、制御回路ＩＣ１に内蔵される誤差増幅器（エラーアンプ：ＥＡ）の反転入力端子である。ｃｏｍｐ端子は、誤差増幅器の出力端子であり、誤差増幅器の飽和特性で使用される。ＭＵＬＴ端子は、乗算回路の入力端子である。

図４は、横軸がＭＵＬＴ端子の電圧、縦軸がＣｓ端子の電圧を示し、ＭＵＬＴ端子の電圧をパラメータとした特性図である。
例えば、ＭＵＬＴ端子に２Ｖ印加され、ｃｏｍｐ端子に５．７５Ｖ印加された状態の場合、Ｃｓ端子の電圧Ｖｃｓは、１．０８Ｖを示している。この電圧が設定電圧Ｖｏｆｆに相当し、制御回路ＩＣ１は、Ｃｓ端子により１．０８Ｖの電流検出電圧が検出されると、ＧＤ端子からの信号により、スイッチング素子Ｑ１をオフする制御を行う。
すなわち、ＭＵＬＴ端子とｃｏｍｐ端子との電圧を調整することで、設定電圧Ｖｏｆｆを調整し、負荷電流ＩＬの電流値を制御することが可能である。
なお、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングの遅れ時間や、制御回路ＩＣ１の処理の遅れ時間などに基づく、設定電圧Ｖｏｆｆの補正が行われてもよい。

このように、ＭＵＬＴ端子、及び、ｃｏｍｐ端子に所定の電圧を入力すれば負荷電流ＩＬの定電流制御が可能である。
図２において、ＭＵＬＴ端子には、Ｖｃｃ１から供給された電圧が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とにより分圧された電圧が入力されている。ＩＮＶ端子には、Ｖｃｃ１から供給された電圧が、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６とにより分圧された電圧が入力されている。ｃｏｍｐ端子には、ＩＮＶ端子に入力されている電圧が抵抗Ｒ７を介して入力されている。

（調光制御回路１０３の動作の概要）
図２を用いて、調光制御回路１０３の動作の概要を説明する。調光制御回路１０３の配線１６４は、フィードバック値として例えば、電圧を出力する。
ここで、まず、全光点灯時について説明する。
調光制御回路１０３からのフィードバック値が０Ｖ（ゼロボルト）である場合、点灯回路１０１は、光源回路１０４が全光点灯するような（ＬＥＤの出力が最大になるような）負荷電流ＩＬを光源回路１０４に流すように制御する。この時、調光入力回路１５０は、全光点灯に対応する基準電圧を出力している。また、配線１６２には全光点灯に対応する負荷電流ＩＬに応じた電流検出電圧が入力されている。
また、前述の通り、ＭＵＬＴ端子には、Ｖｃｃ１から供給された電圧が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とにより分圧された電圧が入力されており、この状態が、全光点灯時のＭＵＬＴ端子の電圧となる。

次に、全光点灯から調光がされる場合（全光点灯よりも暗くするように制御される場合）について説明する。
調光ＩＦ指令値により調光制御されると、調光入力回路１５０は全光点灯に対応する基準電圧よりも低い基準電圧を出力する。
そして、比較器ＣＰは、正入力端子の電圧よりも負入力端子の電圧が大きくなると、出力端子の電圧を小さくしようとする。これにより、ダイオードＤ４のカソード側の電位が下がり、抵抗Ｒ１１を介して制御回路ＩＣ１のＭＵＬＴ端子側から電流が流れる。すなわち、配線１６４の電位が下がる。換言すると、調光制御回路１０３は、配線１６４からマイナスの電圧をフィードバック値として出力する。これによりＭＵＬＴ端子の電圧がフィードバック値に応じて低くなる。
図４に示すように、ＭＵＬＴ端子の電圧が低くなると、設定電圧Ｖｏｆｆ（Ｃｓ端子の電圧Ｖｃｓ）が低く設定される。ここで、電流検出抵抗Ｒｓの値は一定である。その為、設定電圧Ｖｏｆｆが低く設定されることにより、制御回路ＩＣ１は、全光点灯時よりも低いＩＬｍａｘの負荷電流ＩＬが流れた時点でスイッチング素子Ｑ１をオフする。その為、負荷電流ＩＬが全光点灯時よりも小さくなるように制御される。

ここで、比較器ＣＰの出力端子には、ダイオードＤ４のカソード端子が接続されているので、ダイオードＤ４のカソード端子側の電位がアノード端子側の電位よりも下がった時のみ、調光制御回路１０３からはフィードバック値が出力される。つまり、比較器ＣＰの正入力端子の電圧に対して負入力端子の電圧が大きい時のみ、調光制御回路１０３からはフィードバック値が出力される。そして、調光制御回路１０３は、ＭＵＬＴ端子の電圧を全光点灯時の電圧から下げる制御を行うことで、光源回路１０４の全光点灯状態から調光制御を行う。

（調光制御回路１０３の周波数特性）
図５は、調光制御回路１０３の前段部分の特性を示すボード線図である。
横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。
ゲイン線図５４０は、調光制御回路１０３の前段部分の利得Ｇ_１の絶対値の周波数特性を示す。位相線図５５０は、調光制御回路１０３の前段部分の利得Ｇ_１の位相差の周波数特性を示す。調光制御回路１０３の前段部分の利得Ｇ_１とは、電流検出回路１４０が生成した電流検出電圧ｖ_ｄから調光入力回路１５０が生成した基準電圧ｖ_ｒを差し引いた差電圧Δｖ_１＝ｖ_ｄ−ｖ_ｒに対する、比較器ＣＰの出力電圧ｖ_ｏから基準電圧ｖ_ｒを差し引いた差電圧Δｖ_２＝ｖ_ｏ−ｖ_ｒの比Δｖ_２／Δｖ_１である。

調光制御回路１０３の前段部分の利得Ｇ_１は、入力回路１７０のインピーダンスＺ_１＝Ｒ_１０／（１＋ｊωＣ_１０Ｒ_１０）に対する帰還回路１８０のインピーダンスＺ_２＝１／ｊωＣ_４の比Ｚ_２／Ｚ_１になる。ただし、ｊは、虚数単位（−１の平方根）を表わす。ωは、角周波数を表わす。Ｒ_１０は、抵抗Ｒ１０の抵抗値を表わす。Ｃ_１０は、コンデンサＣ１０の静電容量を表わす。Ｃ_４は、コンデンサＣ４の静電容量を表わす。

この例において、コンデンサＣ１０の静電容量Ｃ_１０は、コンデンサＣ４の静電容量Ｃ_４と同程度である。

周波数５３１は、１／２πＣ_１０Ｒ_１０を示す。なお、πは、円周率を表わす。

周波数５３１より十分低い周波数の領域において、ωＣ_１０Ｒ_１０≪１だから、利得Ｇ_１は、１／ｊωＣ_４Ｒ_１０で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３１より低い周波数の領域は、右肩下がりの直線５４１で近似することができる。また、位相差は、約−９０度である。
周波数５３１において、ωＣ_１０Ｒ_１０＝１だから、位相差は、約−４５度である。
周波数５３１より十分高い周波数の領域において、ωＣ_４Ｒ_１０≫１、ωＣ_１０Ｒ_１０≫１だから、利得Ｇ_１は、Ｃ_１０／Ｃ_４で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３１より高い周波数の領域は、水平な直線５４２で近似することができる。また、位相差は、約０度である。

図６は、調光制御回路１０３の後段部分の特性を示すボード線図である。
横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。
ゲイン線図５４５は、調光制御回路１０３の後段部分の利得Ｇ_２の絶対値の周波数特性を示す。位相線図５５５は、調光制御回路１０３の後段部分の利得Ｇ_２の位相差の周波数特性を示す。調光制御回路１０３の後段部分の利得Ｇ_２とは、差電圧Δｖ_２に対する配線１６４の電位の交流成分Δｖ_３の比Δｖ_３／Δｖ_２である。

調光制御回路１０３の後段部分の利得Ｇ_２は、Ｒ_ＩＮ／（Ｒ_ＩＮ＋Ｚ_３）である。ただし、Ｚ_３は、出力回路１９０のインピーダンスであり、Ｚ_３＝Ｒ_１１／（１＋ｊωＣ_３Ｒ_１１）である。Ｒ_１１は、抵抗Ｒ１１の抵抗値を表わす。Ｃ_３は、コンデンサＣ３の静電容量を表わす。Ｒ_ＩＮは、調光制御回路１０３から見た点灯回路１０１の入力抵抗を表わす。

周波数５３４は、１／２πＣ_３Ｒ_１１を示す。周波数５３５は、（Ｒ_１１＋Ｒ_ＩＮ）／２πＣ_３Ｒ_１１Ｒ_ＩＮを示す。

周波数５３４より十分低い周波数の領域において、ωＣ_３Ｒ_１１≪１だから、利得Ｇ_２は、Ｒ_ＩＮ／（Ｒ_１１＋Ｒ_ＩＮ）で近似できる。ゲイン線図５４５のうち、周波数５３４より低い周波数の領域は、水平な直線５４６で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
周波数５３５より十分高い周波数の領域において、ωＣ_３Ｒ_１１≫（Ｒ_１１＋Ｒ_ＩＮ）／Ｒ_ＩＮだから、利得Ｇ_２は、１で近似できる。ゲイン線図５４５のうち、周波数５３５より高い周波数の領域は、水平な直線５４７で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
周波数５３４より高く、かつ、周波数５３５より低い周波数の領域では、ゲイン線図５４５は、右肩上がりの直線５４８で近似することができる。また、位相差は、０より大きい。

図７は、調光制御回路１０３の特性を示すボード線図である。
横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。
ゲイン線図５４９は、調光制御回路１０３の全体の利得Ｇの絶対値の周波数特性を示す。位相線図５５９は、調光制御回路１０３の全体の利得Ｇの位相差の周波数特性を示す。調光制御回路１０３の全体の利得Ｇとは、利得Ｇ_２と利得Ｇ_１との積である。

ゲイン線図５４９は、ゲイン線図５４０とゲイン線図５４５とを加えた形状である。また、位相線図５５９は、位相線図５５０と位相線図５５５とを加えた形状である。
ゲイン線図５４９は、周波数５３４において、右肩上がりとなる。

調光制御回路１０３は、周波数５３１より低い周波数において、積分回路としての特性を有する。調光制御回路１０３は、周波数５３１〜周波数５３４付近の周波数帯域における成分を除去する特性を有し、帯域除去フィルタとして機能する。調光制御回路１０３は、周波数５３４〜周波数５３５付近の周波数帯域において、微分回路としての特性を有する。調光制御回路１０３は、周波数５３５より高い周波数の成分を通過させる特性を有する。

次に、前述の周波数５３１、周波数５３４、周波数５３５の設定について説明する。

（周波数５３１と周波数５３４との設定について）
周波数５３１〜周波数５３４において、調光制御回路１０３は帯域除去フィルタとして機能する。その為、調光制御には不要な周波数成分が含まれるように、周波数５３１〜周波数５３４は設定される。ここで、不要な周波数成分の具体例を説明する。

図８は、ＰＦＣ回路１０２における入力電圧及び出力電圧を示す図である（図８（ａ）は入力電圧を示す図、図８（ｂ）は出力電圧を示す図）。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧を示す。なお、横軸のスケールは、図３と異なり、例えば十ｍｓ（ミリ秒）のオーダーである。
実線５２３は、ＰＦＣ回路１０２の入力電圧、すなわち、整流回路ＤＢの出力電圧を示す。破線５１３は、ＰＦＣ回路１０２から出力される出力電圧を示す。実線５１４は、ＰＦＣ回路１０２から出力される理想的な直流電圧ＶＤＣを示す。
ＰＦＣ回路１０２の入力電圧（整流回路ＤＢの出力電圧）は、図８（ａ）に示すような全波整流波形である。
そして、ＰＦＣ回路１０２の出力電圧は、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２とにより平滑化され、実線５１４のような直流電圧ＶＤＣとなるのが理想的である。

しかしながら、実際には、ＰＦＣ回路１０２の出力電圧は、破線５１３のようになる。破線５１３のようになる理由を図２と図８とを用いて説明する。
整流回路ＤＢが出力する電圧の瞬時値が高い場合、コイルＬ２を流れる電流の最大値が大きくなる。整流回路ＤＢが出力する電圧の瞬時値が低い場合、コイルＬ２を流れる電流の最大値が小さくなる。このように、整流回路ＤＢが出力する電圧の瞬時値に応じて、コイルＬ２を流れる電流の最大値が変化する。これにより、電源回路１００の力率が高くなる。
スイッチング素子Ｑ１がオンした時に、ＰＦＣ回路１０２の出力に流れる電流が、コイルＬ２を流れる電流より少なければ、その差に相当する電流により、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の両端電圧が上昇して、光源回路１０４に印加される電圧が高くなる。
ＰＦＣ回路１０２の出力に流れる電流が、コイルＬ２を流れる電流がより多ければ、その差に相当する電流により、コンデンサＣ２が放電される。コンデンサＣ２の両端電圧が下降して、光源回路１０４に印加される電圧が低くなる。
このように、光源回路１０４に印加される電圧（ＰＦＣ回路１０２の出力電圧）は、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数を基本周波数として変化する。例えば、交流電源ＡＣの周波数が５０Ｈｚなら、光源回路１０４に印加される電圧の交流成分の基本周波数は１００Ｈｚになる。交流電源ＡＣの周波数が６０Ｈｚなら、光源回路１０４に印加される電圧の交流成分の基本周波数は１２０Ｈｚになる。

この交流成分は、例えば、コンデンサＣ１を通って、電流検出抵抗Ｒｓに検出される。そして、調光制御回路１０３は、あたかも光源回路１０４の負荷電流ＩＬが変動しているように電流検出電圧を検出し、この変動を抑えるようなフィードバック値を出力する。そして、制御回路ＩＣ１は、本来安定していた負荷電流ＩＬに対しフィードバック値に基づく制御を行ってしまい、逆に負荷電流ＩＬが変動してしまう。そして、この負荷電流ＩＬの変動は、人間の目でちらつきとして感じることになる。

すなわち、この交流成分（周波数成分）に対応して、調光制御回路１０３がフィードバック値を出力すると、電源回路１００の動作が不安定になる可能性がある。このため、調光制御回路１０３は、基本的に、この周波数成分（１００Ｈｚ〜１２０Ｈｚ）を除去して、フィードバック値を出力する必要がある。ここで、「除去」とは、完全に取り除く場合だけでなく、調光制御回路１０３が生成するフィードバック値がほぼ影響を受けない程度にまで減衰させる場合を含み、例えば１０分の１以下にまで減衰させることをいう。

そして、調光制御回路１０３の抵抗の抵抗値やコンデンサの静電容量などの回路定数は、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数の成分を除去するように設定する。例えば、周波数５３１が、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数より低くなり、周波数５３４が、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数より高くなるように設定する。
図８で説明したように、光源回路１０４に印加される電圧には、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数を基本周波数とする交流成分が存在する。この周波数の成分を除去することにより、周波数の成分に基づいて、負荷電流ＩＬが制御されて光源回路１０４の光源がちらつくのを防ぐ。
なお、光源回路１０４に印加される電圧の交流成分には、高調波成分も存在するため、調光制御回路１０３が除去する周波数帯域には、少なくとも３倍高調波（すなわち、交流電源ＡＣの周波数の６倍の周波数）まで含まれることが望ましい。

また、周波数５３１より低い周波数については、調光制御回路１０３が積分回路として機能し、負荷電流ＩＬの目標電流に対する誤差を蓄積して、負帰還する。負荷電流ＩＬが目標電流より小さい場合、調光制御回路１０３は、フィードバック値を出力しない。その為、制御回路ＩＣ１のＭＵＬＴ端子の電圧は上昇し、制御回路ＩＣ１がスイッチング素子Ｑ１をオンする時間を徐々に長くするので、負荷電流ＩＬが増加する。逆に、負荷電流ＩＬが目標電流より大きい場合、調光制御回路１０３がフィードバック値としてマイナスの電圧を出力する。その為、制御回路ＩＣ１のＭＵＬＴ端子の電圧は徐々に小さくなり、それに伴って、制御回路ＩＣ１がスイッチング素子Ｑ１をオンする時間を徐々に短くするので、負荷電流ＩＬが減少する。これにより、負荷電流ＩＬが目標電流に一致する。

（周波数５３５の設定について）
調光制御回路１０３は、周波数５３５より高い周波数の成分を通過させる特性を有する。その為、調光制御に必要な周波数成分が含まれるように、周波数５３５は設定される。ここで、必要な周波数成分の具体例を説明する。なお、周波数５３５の代わりに周波数５３４が必要な周波数成分を通過させる周波数として設定されてもよい。

図９は、スイッチング素子Ｑ１の間歇発振による負荷電流ＩＬ示す図である。
実線５１５は、負荷電流ＩＬの瞬時値を示す。実線５１５は、図３の負荷電流ＩＬの三角波と同じものである。破線５１６は、負荷電流ＩＬの平均値を示す。一点鎖線５１７は目標電流（平均値）を示す。

図９を用いて、スイッチング素子Ｑ１の間歇発振について説明する。
例えば、調光入力回路１５０が入力した調光ＩＦ指令値による指示が、光源を非常に暗く点灯する指示である場合、目標電流が非常に小さくなる。このため、負荷電流ＩＬを目標電流に一致させるには、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を非常に短くする必要がある。しかしながら、オン時間が非常に短い場合、制御回路ＩＣ１やスイッチング素子Ｑ１の特性などの影響により、スイッチング素子Ｑ１がオンしなくなる場合がある。そして、オン時間が非常に短い場合、スイッチング素子Ｑ１が追随できずに、スイッチング動作が間歇発振となってしまう。実線５１５が、スイッチング素子Ｑ１の間歇発振の様子を示しており、実線５１５の三角波が現れている時刻が、スイッチング素子Ｑ１が発振している時刻である。なお、図６において、実線５１５の三角波は、３つずつが１組となって周期的に並んでいるが、必ずしも、周期的に間歇発振が行われるものではない。

スイッチング素子Ｑ１がオン状態（スイッチング素子Ｑ１が間歇発振している状態）では、負荷電流ＩＬの平均値（破線５１６）は、増加する。一方、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態（スイッチング素子Ｑ１が間歇発振していない状態）では、負荷電流ＩＬの平均値（破線５１６）は、減少する。そして、光源回路１０４を流れる負荷電流ＩＬは、目標電流（一点鎖線５１７）より多くなったり少なくなったりを繰り返し、全体として平均すると、ほぼ目標電流に一致する。この負荷電流ＩＬの変動周波数は、数ｋＨｚの高周波数となる。

なお、このような負荷電流ＩＬの変動周期は、０．３ｍｓ以下であることが望ましい。実験によれば、負荷電流ＩＬの変動周期が０．５ｍｓの場合、人間の目でちらつきを感じる場合がある。変動周期が短くなるほど、ちらつきを感じにくくなる。変動周期が０．３ｍｓの場合、ほとんどちらつきを感じなくなる。

ここで、調光制御回路１０３が、数ｋＨｚの高周波数成分を全て除去してフィードバック値を出力してしまうと、負荷電流ＩＬの制御にこのような負荷電流ＩＬの変動が反映されなくなってしまう。換言すると、負荷電流ＩＬが変動していることが制御回路ＩＣ１にフィードバックされて、負荷電流ＩＬの制御を行うまでに数十ｍｓ程度の遅れが生じてしまう。その為、利用者に光源のちらつきとして認識される。

そこで、調光制御回路１０３の回路定数は、周波数５３５（もしくは周波数５３４）が、負荷電流ＩＬの変動周期に対応する周波数よりも低い周波数になるように設定する。変動周期が０．３ｍｓの場合、対応する周波数は約３．３３ｋＨｚであるから、周波数５３５（もしくは周波数５３４）が例えば１ｋＨｚ以下になるようにする。

これにより、調光制御回路１０３は、負荷電流ＩＬの急激な減少をすぐに検知して、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を長くするので、フィードバックの遅延が短く、光源のちらつきを防ぐことができる。

（実施の形態１の効果）
差電圧Δｖ_１は、目標電流と負荷電流ＩＬとの差分である電流偏差に比例する。そしてこの電流偏差に、例えば１００Ｈｚ〜１２０Ｈｚの光源のちらつきの要因となり、調光制御には不要な周波数成分が含まれてしまう。
そこで、本実施の形態の調光制御回路１０３は、整流回路ＤＢが入力する交流電源ＡＣの周波数（例えば５０Ｈｚ〜６０Ｈｚ）の２倍の周波数（例えば１００Ｈｚ〜１２０Ｈｚ）を含む周波数帯域の周波数成分を電流偏差から除去した除去後偏差に基づいて、フィードバック値を生成する。これにより、交流電源ＡＣの周波数（整流回路ＤＢが変換した脈流の周波数）に由来する周波数成分（例えば１００Ｈｚ〜１２０Ｈｚ）がカットされる。
そして、この周波数成分がフィードバックされないことによって、光源回路１０４の光源がちらつくのを防ぐことが可能である。

また、調光制御回路１０３は、電流偏差のうち、除去した周波数帯域よりも低い周波数帯域の周波数成分（第一の検出ループ）と、除去した周波数帯域よりも高い周波数帯域の周波数成分（第二の検出ループ）とに基づいて、フィードバック値を生成する。
除去した周波数帯域よりも低い周波数帯域に含まれる周波数成分だけに基づいてフィードバック値を生成すると、負荷電流ＩＬの変化がフィードバックされるのにかかる遅延時間が長くなる。そして、オン時間が短すぎるなどの原因により、スイッチング素子Ｑ１がオンしなくなった場合など、負荷電流ＩＬが急激に変化する現象に追随できない。
調光制御回路１０３が、除去した周波数帯域よりも高い周波数帯域に含まれる周波数成分も用いてフィードバック値を生成することにより、負荷電流ＩＬの急激な変化に追随して、オン時間を増減させることができる。そして、負荷電流ＩＬの変動周期を短くすることができ、光源のちらつきを抑えることができる。
つまり、光源を暗く点灯する（調光度を深くする）ような指示を調光入力回路１５０が入力した場合でも、光源をちらつきなく正常に点灯することができる。光源を暗く正常に点灯できるので、省エネルギーに貢献することができるとともに、利用者が光源の明るさを選択できる自由度が高くなり、照明器具８００の使い勝手が向上する。

負荷電流の変動周期は、０．３ｍｓ以下であることが望ましい。このため、調光制御回路１０３がフィードバック値の生成に用いる高い周波数帯域は、３ｋＨｚ以上であることが望ましい。
なお、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数において、調光制御回路１０３を介したフィードバックループの閉ループ利得が１より小さいことが必要である。スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は、変動があるものの、例えば、数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度である。このため、調光制御回路１０３がフィードバック値の生成に用いる高い周波数帯域は、３０ｋＨｚ以下であることが望ましい。

実施の形態２．
本実施の形態について、主に実施の形態１との差異を説明する。
なお、実施の形態１と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図１０は、電源回路１００の構成を示す図である。
実施の形態２の電源回路１００は、調光制御回路１０３の出力（配線１６４）が、制御回路ＩＣ１のｃｏｍｐ端子に接続されている。
実施の形態１で説明の通り、比較器ＣＰは、正入力端子の電圧よりも負入力端子の電圧が大きくなると、出力端子の電圧を小さくしようとする。これにより、ダイオードＤ４のカソード側の電位が下がり、抵抗Ｒ１１を介して制御回路ＩＣ１のｃｏｍｐ端子側から電流が流れる。すなわち、配線１６４の電位が下がる。換言すると、調光制御回路１０３は、配線１６４からマイナスの電圧をフィードバック値として出力する。これによりｃｏｍｐ端子の電圧がフィードバック値に応じて低くなる。
図４に示すように、ｃｏｍｐ端子の電圧が低くなると、設定電圧Ｖｏｆｆ（Ｃｓ端子の電圧Ｖｃｓ）が低く設定される。ここで、電流検出抵抗Ｒｓの値は一定である。その為、設定電圧Ｖｏｆｆが低く設定されることにより、制御回路ＩＣ１は、全光点灯時よりも低いＩＬｍａｘの負荷電流ＩＬが流れた時点でスイッチング素子Ｑ１をオフする。その為、負荷電流ＩＬが全光点灯時よりも小さくなるように制御される。
そして、実施の形態１の電源回路１００は、実施の形態２と同様の効果を得ることが出来る。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、これらの実施の形態のうち、２つ以上を組み合わせて実施しても構わない。あるいは、これらの実施の形態のうち、１つを部分的に実施しても構わない。あるいは、これらの実施の形態のうち、２つ以上を部分的に組み合わせて実施しても構わない。なお、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではなく、必要に応じて種々の変更が可能である。

例えば、調光制御回路１０３の具体的な回路構成は、上記説明した回路構成に限らず、同様の周波数特性を有する回路であれば、他の回路構成であってもよい。
例えば、出力回路１９０のコンデンサＣ３は、なくてもよい。あるいは、出力回路１９０がなく、比較器ＣＰの出力端子が配線１６４を介して制御回路ＩＣ１のＭＵＬＴ端子もしくはｃｏｍｐ端子に電気接続している構成であってもよい。
また、調光制御回路１０３は、１次フィルタではなく、高次フィルタであってもよい。

また、調光制御回路１０３は、複数のフィルタ回路を有する構成であってもよい。例えば、ロールオフを良くするため、複数のフィルタ回路を直列に接続した構成であってもよい。あるいは、低周波数帯域用のフィルタ回路と、高周波数帯域用のフィルタ回路とを並列に接続した構成であってもよい。

また、ＰＦＣ回路１０２は、昇圧チョッパ型の力率改善回路に限らず、スイッチング素子を有するスイッチング電源回路であればよい。
スイッチング電源回路には、多段構成のものや１段構成のものなどが存在する。ＰＦＣ回路１０２は、多段構成であってもよいし、１段構成であってもよい。なお、ＰＦＣ回路１０２が１段構成である場合のほうが多段構成の場合よりも、交流電源ＡＣの電圧瞬時値の影響が負荷電流に現れやすいので、本構成の効果が顕著である。１段構成の場合のほうが多段構成の場合よりも、部品数が少なくて済むので、電源回路１００を小型化でき、製造コストを抑えることができる。また、１段構成の場合のほうが多段構成の場合よりも、ロスが少なく、電力効率が高くなる。

また、例えば、抵抗やコンデンサなど各種電子部品の製造バラツキにより、電源回路１００の特性（例えば周波数特性）は変化する。その為、本発明の実施の形態で説明した設計パラメータ（例えば抵抗やコンデンサの値）は、±１５％程度まで変化してもよい。

１００ 電源回路、１０１ 点灯回路、１０２ ＰＦＣ回路、１０３ 調光制御回路、１０４ 光源回路、１４０ 電流検出回路、１５０ 調光入力回路、１６２〜１６４ 配線、１７０ 入力回路、１８０ 帰還回路、１９０ 出力回路、５１３，５１６ 破線、５１４〜５１５，５２３ 実線、５１７ 一点鎖線、５３１，５３４，５３５ 周波数、５４０，５４５，５４９ ゲイン線図、５４１，５４２，５４６〜５４８ 直線、５５０，５５５，５５９ 位相線図、８００ 照明器具、ＡＣ 交流電源、Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ１０ コンデンサ、ＣＰ 比較器、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ４ ダイオード、ＤＢ 整流回路、ＧＮＤ グランド配線、ＩＣ１，ＩＣ２ 制御回路、ＩＬ 負荷電流、ＩＬｐ １次側巻き線電流、Ｌ１，Ｌ２ コイル、Ｌｐ １次側巻き線、Ｌｓ ２次側巻き線、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子、Ｒ１，Ｒ３〜Ｒ８，Ｒ１０，Ｒ１１ 抵抗、Ｒｓ 電流検出抵抗、Ｔ 周期、Ｔｏｆｆ ターンオフ時間、Ｔｏｎ ターンオン時間、Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２ 制御電源、ＶＤＣ 直流電圧、Ｖｏｆｆ 設定電圧。

Claims (6)

1. 交流を入力し、入力した交流を全波整流して脈流に変換する全波整流回路と、
   第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動回路と、平滑化回路とを有し、前記第１の駆動回路が前記第１のスイッチング素子を駆動することにより前記全波整流回路により変換された脈流を昇圧し、更に、昇圧した脈流を前記平滑化回路により平滑化する変換回路と、
   第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動回路とを有し、前記変換回路により平滑化された脈流により駆動される負荷回路を流れる負荷電流の大きさを決める値であるフィードバック値に基づいて、前記第２の駆動回路が前記第２のスイッチング素子を駆動することにより、前記負荷回路を流れる負荷電流の大きさを調整する電流調整回路と、
   前記電流調整回路により大きさが調整された負荷電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路により検出された負荷電流と、前記負荷回路に流すべき目標電流との差分である電流偏差から前記全波整流回路が入力する交流の周波数の２倍の周波数を含む所定の周波数帯域の周波数成分を除去した除去後偏差に基づいて、前記フィードバック値を生成するフィードバック回路と
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記電流調整回路は、さらに、
   前記第２の駆動回路により前記第２のスイッチング素子がオンされると前記負荷回路を流れる負荷電流の大きさを除々に増加させ、前記第２の駆動回路により前記第２のスイッチング素子がオフされると前記負荷回路を流れる負荷電流の大きさを除々に減少させる負荷電流制御部を有し、
   前記電流調整回路の前記第２の駆動回路は、
   前記負荷回路を流れる負荷電流の大きさを監視し、前記負荷電流制御部により前記負荷回路を流れる負荷電流の大きさが除々に減少されてゼロになると前記第２のスイッチング素子をオンし、前記第２のスイッチング素子をオンした後、前記負荷電流制御部により前記負荷回路を流れる負荷電流の大きさが除々に増加されて前記フィードバック値から決まる値になると前記第２のスイッチング素子をオフすることにより、前記負荷回路を流れる負荷電流の大きさを調整することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記フィードバック回路は、
   前記電流偏差のうち、前記所定の周波数帯域よりも低い周波数帯域の周波数成分と、前記所定の周波数帯域よりも高い周波数帯域の周波数成分とに基づいて、前記フィードバック値を生成することを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。
4. 前記フィードバック回路が前記フィードバック値の生成に用いる前記所定の周波数帯域よりも高い周波数帯域は、３ｋＨｚ以上３０ｋＨｚ以下の周波数のうち少なくともいずれかの周波数を含むことを特徴とする請求項３記載の電源装置。
5. 前記電流検出回路は、検出した前記負荷電流に比例する電流検出電圧を生成し、
   前記フィードバック回路は、
   正入力端子と、負入力端子と、出力端子とを有し、前記正入力端子と前記負入力端子との間の電位差を増幅した電圧を前記出力端子から出力する差分増幅器と、
   前記電流検出回路が生成した電流検出電圧を入力する第一入力部と、
   前記差分増幅器の正入力端子に電気接続され、前記目標電流に比例する電圧を入力する第二入力部と、
   前記フィードバック値を出力する出力部と、
   入力抵抗と、前記入力抵抗に対して並列に電気接続された入力コンデンサとを有し、前記第一入力部と、前記差分増幅器の負入力端子との間に電気接続された入力回路と、
   帰還コンデンサを有し、前記差分増幅器の負入力端子と、前記差分増幅器の出力端子との間に電気接続された帰還回路と、
   前記差分増幅器の出力端子にカソード端子が電気接続されたダイオードと、
   出力抵抗と、前記出力抵抗に対して並列に電気接続された出力コンデンサとを有し、前記ダイオードのアノード端子と、前記出力部との間に電気接続された出力回路と
   を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の電源装置と、
   光源を有し、前記電源装置に対する負荷回路として、前記電源装置の前記変換回路により平滑化された脈流により駆動される光源回路とを有することを特徴とする照明器具。

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