JP2014064437A - スイッチング電源用制御装置、及びスイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】共通の外付け部品を用いて複数種類の交流電圧に対してブラウンアウト対策を行うことができるスイッチング電源用制御装置を提供する。
【解決手段】交流電圧検出回路により検出された複数種類の交流電圧に応じて三角波回路の定電流源の電流値は可変であり、複数種類の交流電圧それぞれのブラウンアウトにおいて誤差増幅回路の出力がクランプ回路により基準電圧にクランプされる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源用制御装置に関する。

交流電源には、ブラウンアウトと呼ばれる一時的な電圧低下が発生する場合がある。

そこで、従来のブラウンアウト対策技術として、例えば特許文献１には、電源端子Ｖｃｃと、スイッチング動作を一時停止させるためのミュート端子Ｍと、出力端子ＯＵＴと、フィードバック端子ＦＢを有する制御回路を備え、トランスの１次側のコイルに入力される入力電圧を検出する電圧検出回路の出力によりスイッチ素子を動作させて、該スイッチ素子に接続されるミュート端子Ｍを抵抗を介してグランドにショートさせることで、主スイッチング素子の動作を一時的に停止させるスイッチング電源装置が開示されている（特許文献１の第１図等参照）。

また従来の他のブラウンアウト対策技術として、特許文献２には、コンデンサが外付けされ、商用電源の交流電圧を全波整流して得られる電圧が１次巻線に印加されるトランスの補助巻線から電源電圧が入力される電源端子と、前記商用電源の交流電圧を半波整流もしくは全波整流して得られる電圧が制限抵抗を介して入力される電流流入端子と、該電流流入端子から前記電源端子に起動電流を流して前記コンデンサを充電する起動回路と、を有するスイッチング電源制御用半導体装置において、前記起動回路をオン状態に制御して前記起動電流を前記コンデンサに充電させるとともに前記起動回路をオフ状態に制御してブラウンアウトの検出を行わせる制御手段と、該制御手段が前記起動回路をオフ状態に制御したとき、ブラウンアウト状態の発生を検知するコンパレータと、該コンパレータ出力と前記制御手段出力を入力とし、前記ブラウンアウト状態の発生が一定時間継続したことを検知してブラウンアウトを検出するブラウンアウト検出手段と、を備え、前記起動回路のオフ状態にのみ前記ブラウンアウトの検出を行うことで前記起動回路への電流流入端子と前記ブラウンアウトの検出のための電圧検出端子を共通化したことを特徴とするスイッチング電源制御用半導体装置が開示されている（特許文献２の第１図等参照）。

しかしながら、上記特許文献１及び特許文献２にあっては、いずれもトランスの１次側のコイルに入力される入力電圧の検出を行うものであり、ブラウンアウト検出のためのブラウンアウト検出ピンが必要とされる。また、交流電圧が例えば１００Ｖ系（１００Ｖ、１１０Ｖ、１２０Ｖ）と２００Ｖ系（２２０Ｖ、２３０Ｖ、２４０Ｖ）とでブラウンアウト対策を実現するためには、交流電圧に応じて回路定数を変更する必要があった。

また、特許文献３には、交流電源ＡＣと、交流電源の交流電圧を整流する整流回路ＲＣ１と、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１と３次巻線Ｐ２とを有するトランスＴ１と、整流回路ＲＣ１の出力両端に接続され、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１とスイッチング素子Ｑ１とからなる直列回路と、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に発生する電圧を整流平滑して得られた直流電圧を負荷に供給する整流平滑回路Ｄ１及びＣ１と、該整流平滑回路の直流電圧に基づき一定幅のオンパルス幅信号を生成し、このオンパルス幅信号によりスイッチング素子Ｑ１をオ ン／オフさせる制御回路１０と、を備えた力率改善回路、及びこれを用いたＬＥＤ照明器具が開示されている（特許文献３の第１図等参照）。

しかしながら、上記特許文献３においては、入力電圧に反比例したオンパルス幅で制御するため、ブラウンアウト発生時に過大な入力電流が流れる危険性があった。

特開２００６−１４４６５号公報 特開２００９−２６８３１６号公報 特開２０１１−６２０４３号公報

世界各国の電源事情において、特に発展途上国と言われる地域では、交流電源が不安定でありブラウンアウト対策が必須となっている。また、世界各国の交流電源仕様は多岐にわたっており（例えば１００Ｖ〜２４０Ｖ）、供給部品の共通化（ユニバーサル化）が必要とされている。

そこで、本発明は、共通の外付け部品を用いて複数種類の交流電圧に対してブラウンアウト対策を行うことができるスイッチング電源用制御装置、及びこれを備えたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、前記整流された交流電圧の振幅を検出する交流電圧検出回路と、１次巻線と２次巻線を有するトランスと、前記整流回路の出力両端に接続されて前記１次巻線とスイッチング素子からなる直列回路と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路に接続された負荷に流れる電流あるいは前記負荷の両端電圧を検出するフィードバック回路と、を備えたスイッチング電源装置に備えられるスイッチング電源用制御装置であって、
前記フィードバック回路の出力と第１基準電圧との電圧差を増幅する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力が第２基準電圧以上の場合に前記誤差増幅回路の出力を前記第２基準電圧にクランプさせるクランプ回路と、
定電流源を有して前記定電流源の電流に基づいてランプ波形を出力する三角波回路と、
前記誤差増幅回路の出力と前記三角波回路の出力とを比較する比較回路と、
前記比較回路の出力に基づくタイミングでオンからオフへ切り換えて前記スイッチング素子をオンオフさせるドライバ回路と、を備え、
前記交流電圧検出回路により検出された複数種類の交流電圧に応じて前記定電流源の電流値は可変であり、
前記複数種類の交流電圧それぞれのブラウンアウトにおいて前記誤差増幅回路の出力が前記クランプ回路により前記第２基準電圧にクランプされる、構成としている。

このような構成によれば、共通の外付け部品を用いて、複数種類の交流電圧それぞれのブラウンアウトにおいてオンパルス幅が制限され、入力電流を抑制することができる。

また、上記構成のスイッチング電源用制御装置は、低耐圧のトランジスタで構成された集積回路であることとしてもよい。

また、上記いずれかの構成のスイッチング電源用制御装置は、
前記誤差増幅回路の出力と第３基準電圧との電圧差を増幅する第２誤差増幅回路と、
前記第２誤差増幅回路の出力が第４基準電圧以上の場合に前記第２誤差増幅回路の出力を前記第４基準電圧にクランプさせる第２クランプ回路と、を更に備え、
前記第２誤差増幅回路の出力によって前記誤差増幅回路の出力が前記第３基準電圧になるように前記定電流源の電流値が調整される構成としてもよい。

また、本発明のスイッチング電源装置は、上記いずれかの構成のスイッチング電源用制御装置を備え、
前記交流電圧検出回路は、前記整流された交流電圧を分圧する第１抵抗及び第２抵抗と、前記分圧された電圧と一つもしくは複数の基準電圧とを比較する第２比較回路と、を備える構成とする。

また、本発明の別の態様のスイッチング電源装置は、上記いずれかの構成のスイッチング電源用制御装置を備え、
前記フィードバック回路は、前記１次巻線に流れる電流のピークを検出するピーク電流検出回路と、前記トランスの１次側に設けられた補助巻線と、前記補助巻線の電圧を監視することで前記２次巻線に電流が流れている期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、前記ピーク電流検出回路の出力と前記２次電流オン期間検出回路の出力を乗算して乗算結果を前記誤差増幅回路に出力する乗算回路と、を備える構成とする。

また、上記いずれかの構成のスイッチング電源用制御装置を備えたスイッチング電源装置、又は上記いずれかの構成のスイッチング電源装置は、ＬＥＤ負荷に一定の電流を供給するものでもよいし、負荷に一定の電圧を供給するＡＣ／ＤＣコンバータでもよい。

本発明のスイッチング電源用制御装置によれば、共通の外付け部品を用いて複数種類の交流電圧に対してブラウンアウト対策を行うことができる。

本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るスイッチングパルス及び電流波形の一例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るランプ波形の一例を示す図である。 定電流源の電流値を固定とした場合の誤差増幅回路の出力電圧範囲を示す図である。 定電流源の電流値を可変とした場合の誤差増幅回路の出力電圧範囲を示す図である。 本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置のより具体的な構成例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の一部構成を示す図である。 本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の一部構成を示す図である。 本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成を示す図である。

＜第１実施形態＞
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成を図１に示す。図１に示すスイッチング電源装置１００は、負荷Ｌに一定の電流を供給する電源装置であり、負荷Ｌを例えばＬＥＤ（発光ダイオード）とすれば、スイッチング電源装置１００とＬＥＤとでＬＥＤ照明装置が構成されることになる。

図１に示すスイッチング電源装置１００は、ダイオードブリッジＤＢ１と、１次巻線Ｌ１及び２次巻線Ｌ２を有したトランスＴ１と、ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ２と、スイッチング素子ＳＷと、フィードバック回路１０と、スイッチング電源用制御回路１１と、ドライバ回路１２と、交流電圧検出回路１３と、を備えている。

スイッチング電源用制御回路１１は、誤差増幅回路２０と、クランプ回路２１と、三角波回路２２と、比較回路２３と、インバータ２４と、ＲＳフリップフロップ２５と、を備えている。なお、スイッチング電源用制御回路１１とドライバ回路１２とからスイッチング電源用制御装置が構成され、このスイッチング電源用制御装置はトランジスタで構成された集積回路である。

ダイオードブリッジＤＢ１は、交流電源ＡＣの交流電圧を整流する整流回路である。ダイオードブリッジＤＢ１の出力両端には、トランスＴ１の１次巻線Ｌ１とスイッチング素子ＳＷとからなる直列回路が接続される。トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の両端にはダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２からなる整流平滑回路が接続され、該整流平滑回路の出力側に負荷Ｌが接続される。

フィードバック回路１０は、負荷Ｌに流れる電流を検出する回路である。誤差増幅回路２０は、フィードバック回路１０の検出出力と基準電圧Ｖｒｅｆ１（第１基準電圧）との電圧差を増幅する回路である。クランプ回路２１は、誤差増幅回路２０の出力が基準電圧Ｖｒｅｆ２（第２基準電圧）以上の場合に誤差増幅回路２０の出力を基準電圧Ｖｒｅｆ２にクランプさせる回路である。

三角波回路２２は、定電流源Ｉ１と、コンデンサＣ１と、スイッチＳＷ２を備え、ランプ波形の信号を出力する。比較回路２３は、誤差増幅回路２０の出力と三角波回路２２の出力とを比較する回路である。比較回路２３の出力はＲＳフリップフロップ２５のリセット端子に入力される。

フィードバック回路１０は、インバータ２４の入力と、ＲＳフリップフロップ２５のセット端子にも接続される。インバータ２４の出力によりスイッチＳＷ２のオンオフが制御される。

ＲＳフリップフロップ２５のＱ出力端子はドライバ回路１２の入力に接続され、ドライバ回路１２の出力によりスイッチング素子ＳＷのオンオフが制御される。

また、交流電圧検出回路１３は、整流された交流電圧の振幅を検出する回路であり、交流電圧検出回路１３の出力に応じて定電流源Ｉ１の電流値は可変となっている。

ここで、スイッチング電源装置１００の動作を示す各部波形の一例を図２に示す。図２の上段はＲＳフリップフロップ２５の出力波形（ドライバ回路１２の出力波形も同様）であるスイッチングパルスを示し、中段はトランスＴ１の１次巻線Ｌ１に流れる１次電流の波形を示し、下段はトランスＴ１の２次巻線Ｌ２に流れる２次電流の波形を示す。

まず、ＲＳフリップフロップ２５がセットされるとＱ出力端子の出力がＨｉｇｈとなり、スイッチング素子ＳＷがオンとなり、１次電流が流れ始める。このとき、２次電流は流れない。ＲＳフリップフロップ２５がセットされたときはインバータ２４の出力がＬｏｗとなるので、スイッチＳＷ２はオフとなり、定電流源Ｉ１によりコンデンサＣ１の充電が開始され、三角波回路２２の出力電圧は徐々に増加する。

そして、三角波回路２２の出力電圧が誤差増幅回路２０の出力電圧に達すると、比較回路２３の出力によりＲＳフリップフロップ２５がリセットされる。すると、Ｑ出力端子の出力がＬｏｗとなり、スイッチング素子ＳＷはオフとなり、１次電流はピーク値Ｉｋｐ１からゼロまで立ち下がる。このとき、２次電流はゼロからピーク値Ｉｐｋ２まで立ち上がって徐々に減少する。２次電流の立ち上がりをフィードバック回路１０が検出し、その検出信号がインバータ２４へ入力されると、インバータ２４によりスイッチＳＷ２はオンとなる。これにより、三角波回路２２の出力電圧はグランドレベルとなり、コンデンサＣ１は放電される。

そして、２次電流が減少してゼロとなると、これをフィードバック回路１０が検出し、その検出信号によりＲＳフリップフロップ２５がセットされ、Ｑ出力端子の出力がＨｉｇｈとなり、スイッチング素子ＳＷがオンとなる。このとき、フィードバック回路１０の検出信号がインバータ２４に入力されることにより、スイッチＳＷ２はオフとなる。

ここで、１次巻線Ｌ１のインダクタンスをＬｐ、１次巻線Ｌ１の巻線数をＮｐ、２次巻線Ｌ２の巻線数をＮｓ、オンパルス幅をＴｏｎ（図２）、オフパルス幅をＴｏｆｆ（図２）、スイッチング周期をＴｃ（図２）、入力電圧（１次巻線Ｌ１両端に印加される電圧）をＶｉｎ（図１）とすると、１次電流のピーク値Ｉｐｋ１＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／Ｌｐとなる。また、２次電流のピーク値Ｉｐｋ２＝Ｎｐ／Ｎｓ×Ｉｐｋ１となる。

入力電流Ｉｉｎは図２に示す通り、
Ｉｉｎ＝１／２×Ｉｐｋ１×Ｔｏｎ／Ｔｃ
＝１／２×Ｉｐｋ１×（Ｔｃ−Ｔｏｆｆ）／Ｔｃ
＝１／２×Ｉｐｋ１×（１−Ｔｏｆｆ／Ｔｃ） （ａ）

また、出力電流Ｉｏｕｔは図２に示す通り、
Ｉｏｕｔ＝１／２×Ｎｐ／Ｎｓ×Ｉｐｋ１×Ｔｏｆｆ／Ｔｃ （ｂ）
となるので、
Ｔｏｆｆ／Ｔｃ＝２×Ｎｓ／Ｎｐ×Ｉｏｕｔ／Ｉｐｋ１ （ｂ）′
が成立する。

式（ｂ）′を式（ａ）に代入すると、
Ｉｉｎ＝１／２×Ｉｐｋ１×（１−２×Ｎｓ／Ｎｐ×Ｉｏｕｔ／Ｉｐｋ１）
＝ １／２×Ｉｐｋ１−Ｎｓ／Ｎｐ×Ｉｏｕｔ （ｃ）

ここで、Ｉｐｋ１＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／Ｌｐを式（ｃ）に代入すると、
Ｉｉｎ＝１／２×Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／Ｌｐ−Ｎｓ／Ｎｐ×Ｉｏｕｔ （ｄ）

また、入力電力を一定とした場合、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎは反比例の関係にあり、
Ｗｉｎ＝Ｖｉｎ×Ｉｉｎ （ｅ）

式（ｅ）を式（ｄ）に代入すると、
Ｉｉｎ＝１／２×Ｗｉｎ／ｉｉｎ×Ｔｏｎ／Ｌｐ−Ｎｓ／Ｎｐ×Ｉｏｕｔ
Ｉｉｎ＾２＋Ｎｓ／Ｎｐ×Ｉｏｕｔ×Ｉｉｎ−１／２×Ｗｉｎ×Ｔｏｎ＝０ （ｆ）

Ｎｓ／Ｎｐ×Ｉｏｕｔ＝Ａ（一定値）として、（ｆ）の解は、
Ｉｉｎ＝１／２×（−Ａ±√（Ａ＾２＋２×Ｗｉｎ×Ｔｏｎ））

ここで、Ｉｉｎ＞０なので、
Ｉｉｎ＝１／２×（−Ａ＋√（Ａ＾２＋２×Ｗｉｎ×Ｔｏｎ）） （ｇ）
ここで、Ｗｉｎが一定の場合、Ｉｉｎはおよそ√Ｔｏｎに比例する。

また、式（ｇ）より、αを比例定数として
α×Ｉｉｎ≒Ｗｉｎ×Ｔｏｎ
となるので、
α＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ （ｈ）
よって、ＶｉｎとＴｏｎは反比例の関係である。

式（ｈ）より、入出力条件が変わらなければ、オンパルス幅Ｔｏｎは一定となる。これにより、１次電流は入力電圧Ｖｉｎに対応した波形となるので、力率を改善することができる。

また、式（ｈ）より、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合、オンパルス幅Ｔｏｎは大きくなる傾向となるが、ブラウンアウト（例えば定格電圧の３０％低下した電圧以下に低下）が発生した場合に、誤差増幅回路２０の出力値がクランプ回路２１によって基準電圧Ｖｒｅｆ２にクランプされるようにしている。これにより、ブラウンアウトが発生した場合でも、オンパルス幅Ｔｏｎが一定に制御され、入力電流Ｉｉｎが制限される（式（ｇ））。

例えば、図３に三角波回路２２の出力であるランプ波形を示すが、定電流源Ｉ１の電流をＩｒａｍｐ、コンデンサＣ１の容量をＣｒａｍｐ、誤差増幅回路２０の出力電圧をＶａｍｐとした場合、Ｖａｍｐに達するまでの時間がオンパルス幅Ｔｏｎとなり、
Ｔｏｎ＝Ｃｒａｍｐ×Ｖａｍｐ／Ｉｒａｍｐ （ｉ）
であり、ブラウンアウトではＶａｍｐが基準電圧Ｖｒｅｆ２にクランプされるので、
Ｔｏｎ＝Ｃｒａｍｐ×Ｖｒｅｆ２／Ｉｒａｍｐ （ｊ）
となり、オンパルス幅Ｔｏｎが基準電圧Ｖｒｅｆ２によって制限される。

また、図４に示すように、世界各国の電源電圧範囲として例えば入力電圧１００Ｖ系と２００Ｖ系に対応しようとすれば、下限（１００Ｖ−１５％）から上限（２４０Ｖ＋１５％）の入力電圧範囲での安定した出力精度が要求される。図４では、１００Ｖから３０％低下した場合にブラウンアウトとしている。

つまり、入力電圧の変動幅３．２５倍（（２４０Ｖ＋１５％）／（１００Ｖ−１５％））に応じて、オンパルス幅Ｔｏｎを可変とする必要がある。もし定電流源Ｉ１の電流が固定であるとすると、式（ｉ）の通りオンパルス幅Ｔｏｎは誤差増幅回路２０の出力電圧に比例する。従って、誤差増幅回路２０の出力電圧範囲を広く確保する必要があるため、集積回路であるスイッチング電源用制御装置の電源電圧も高くする必要がある。

そこで、本実施形態では、交流電圧検出回路１３による入力電圧の検出結果に応じて定電流源Ｉ１の電流値を可変としている。例えば図５に示すように、１００Ｖ系の電源電圧範囲の上限１３８Ｖ（１２０Ｖ＋１５％）と、２００Ｖ系の電源電圧範囲の下限１８７Ｖ（２２０Ｖ−１５％）の中間電圧１６３Ｖを閾値電圧とし、閾値電圧以下の入力電圧の場合と閾値電圧を超える入力電圧の場合とで定電流源Ｉ１の電流値を切替える。図５では、入力電圧が１００Ｖ−３０％に低下した場合を１００Ｖ系のブラウンアウトとし、入力電圧が２２０Ｖ−３０％に低下した場合を２００Ｖ系のブラウンアウトとしている。

図５の例では、１６３Ｖの閾値電圧を超える入力電圧の場合の定電流源Ｉ１の電流値を、閾値電圧以下の入力電圧の場合の２倍としており、１００Ｖ系と２００Ｖ系のそれぞれのブラウンアウトにおいて誤差増幅回路２０の出力が基準電圧Ｖｒｅｆ２にクランプされる。これにより、基準電圧Ｖｒｅｆ２が１００Ｖ系と２００Ｖ系とで一定であっても、２００Ｖ系の上限オンパルス幅Ｔｏｎの値が１００Ｖ系のそれの半分となり、１００Ｖ系と２００Ｖ系でそれぞれブラウンアウト対策を可能とする。

また、１００Ｖ系の入力電圧範囲は８５Ｖ（１００Ｖ−１５％）から１３８Ｖ（１２０Ｖ＋１５％）までの１．６２倍の変動範囲であり、２００Ｖ系の入力電圧範囲は１８７Ｖ（２２０Ｖ−１５％）から２７６Ｖ（２４０Ｖ＋１５％）までの１．４８倍の変動範囲であり、それぞれの変動範囲を抑えることができるので、誤差増幅回路２０の出力電圧範囲を抑えることができる。従って、集積回路であるスイッチング電源用制御装置の電源電圧を低く抑えることができる。

集積回路の電源電圧を低く抑えれば、集積回路を低耐圧のトランジスタで構成でき、集積回路のチップ面積を削減でき、低コスト化が可能となる。

図１に示すスイッチング電源装置１００における交流電圧検出回路１３及びフィードバック回路１０の具体例を図６に示す。

図６に示す交流電圧検出回路１３は、ダイオードブリッジＤＢ１の出力両端間に直列接続された抵抗Ｒ１（第１抵抗）及び抵抗Ｒ２（第２抵抗）と、抵抗Ｒ１及びＲ２による分圧と基準電圧Ｖｒｅｆ３を比較する比較回路１３Ａ（第２比較回路）とで構成されており、比較回路１３Ａの出力に応じて定電流源Ｉ１の電流値が可変となっている。

また、図６に示すフィードバック回路１０は、１次巻線Ｌ１に流れる電流のピーク値を検出するピーク電流検出回路１０Ａと、トランスＴ１の１次側に設けられた補助巻線Ｌ３と、該補助巻線Ｌ３の電圧を監視することで２次電流が流れている期間（即ちオフパルス幅Ｔｏｆｆ）を検出して検出信号をインバータ２４及びＲＳフリップフロップ２５のセット端子に出力する２次電流オン期間検出回路１０Ｂと、ピーク電流検出回路１０Ａの出力と２次電流オン期間検出回路１０Ｂの出力を乗算して乗算結果を誤差増幅回路２０に出力する乗算回路１０Ｃと、を備えている。

また、２次電流オン期間検出回路１０Ｂは、２次電流が流れる期間のスイッチング周期に対する比率である２次電流オンデューティ比の検出も行い、検出信号を乗算回路１０Ｃに出力する。式（ｂ）より、Ｉｐｋ１（１次電流のピーク値）×（Ｔｏｆｆ／Ｔｃ）（２次電流オンデューティ比）を一定に制御することで出力電流を一定にできる。

なお、例えば１００Ｖ系において、１００Ｖ、１１０Ｖ、１２０Ｖを区別できるように、交流電圧検出回路１３において分圧を複数の基準電圧と比較する比較回路を設けて、定電流源Ｉ１の電流値を３種類で可変としてもよい。この場合、各々の定格電圧の精度が±５％必要となる。
１００±５％：９５Ｖ〜１０５Ｖ
１１０±５％：１０５Ｖ〜１１５Ｖ
１２０±５％：１１５Ｖ〜１２５Ｖ
これにより、１００Ｖ、１１０Ｖ、１２０Ｖのそれぞれでブラウンアウト対策が可能となる。

以上のように本実施形態におけるスイッチング電源用制御回路１１によれば、共通の外付け部品を用いて複数種類の交流電圧に対してブラウンアウト対策を行うことができる。

＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の一部構成を図７に示す。図７に示す第２実施形態に係るスイッチング電源装置２００は、負荷Ｌに一定電圧を供給するＡＣ／ＤＣコンバータであり、第１実施形態（図１）との相違点としては、フィードバック回路３０となる。

フィードバック回路３０は、負荷Ｌの両端電圧を分圧するＲ１１とＲ１２を備えており、抵抗Ｒ１１とＲ１２による分圧が誤差増幅回路２０に入力される。これにより、分圧が一定となるように制御され、出力電圧が一定に制御される。

なお、ＡＣ／ＤＣコンバータの負荷としては、例えばバッテリが挙げられ、この場合は定電圧充電動作が行われる。

＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源装置の一部構成を図８に示す。図８に示すスイッチング電源装置２５０も、第２実施形態と同様、負荷Ｌに一定電圧を供給するＡＣ／ＤＣコンバータである。スイッチング電源装置２５０の第１実施形態（図１）との相違点は、フィードバック回路３２である。

フィードバック回路３２は、トランスＴ１の１次側の補助巻線Ｌ３と、２次電流オン期間検出回路３２Ａと、ピークホールド回路３２Ｂとから構成されている。補助巻線Ｌ３に発生する電圧Ｖａｕｘ＝Ｖｏｕｔ×Ｎ３／Ｎ２となる（但し、Ｖｏｕｔ：出力電圧、Ｎ２：２次巻線の巻線数、Ｎ３：補助巻線の巻線数）。補助巻線の電圧がピークホールド回路３２Ｂを介して誤差増幅回路２０に入力され、その値が一定になるように制御することで、出力電圧が一定に制御される。

＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源装置の全体構成を図９に示す。図９に示す構成の第１実施形態（図１）との相違点は、スイッチング電源用制御回路３５の構成である。

スイッチング電源用制御回路３５は、図１で示すスイッチング電源用制御回路１１と比べて、誤差増幅回路２０の出力と基準電圧Ｖｒｅｆ４（第３基準電圧）との電圧差を増幅する誤差増幅回路３６（第２誤差増幅回路）と、誤差増幅回路３６の出力が基準電圧Ｖｒｅｆ５（第４基準電圧）以上の場合に誤差増幅回路３６の出力を基準電圧Ｖｒｅｆ５にクランプさせるクランプ回路３７（第２クランプ回路）と、を備えていることが異なる。誤差増幅回路３６の出力によって、誤差増幅回路３６の出力が基準電圧Ｖｒｅｆ４になるように定電流源Ｉ１の電流値が調整される。

誤差増幅回路３６の出力はクランプ回路３７によって制限されるので、定電流源Ｉ１の電流値が制限され、三角波回路２２の出力の傾きを制限できる。これと、クランプ回路２１による誤差増幅回路２０の出力制限により、ブラウンアウト時のオンパルス幅Ｔｏｎを制限する。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々変形が可能である。

１００、２００、２５０、３００ スイッチング電源装置
１０ フィードバック回路
１１ スイッチング電源用制御回路
１２ ドライバ回路
１３ 交流電圧検出回路
２０ 誤差増幅回路
２１ クランプ回路
２２ 三角波回路
２３ 比較回路
２４ インバータ
２５ ＲＳフリップフロップ
３０ フィードバック回路
３２ フィードバック回路
３５ スイッチング電源用制御回路
ＡＣ 交流電源
ＤＢ１ ダイオードブリッジ
Ｉ１ 定電流源
Ｃ１ コンデンサ
ＳＷ２ スイッチ
ＳＷ スイッチング素子
Ｔ１ トランス
Ｌ１ １次巻線
Ｌ２ ２次巻線
Ｌ３ 補助巻線
Ｄ１ ダイオード
Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｌ 負荷

Claims (9)

1. 交流電源の交流電圧を整流する整流回路と、前記整流された交流電圧の振幅を検出する交流電圧検出回路と、１次巻線と２次巻線を有するトランスと、前記整流回路の出力両端に接続されて前記１次巻線とスイッチング素子からなる直列回路と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路に接続された負荷に流れる電流あるいは前記負荷の両端電圧を検出するフィードバック回路と、を備えたスイッチング電源装置に備えられるスイッチング電源用制御装置であって、
   前記フィードバック回路の出力と第１基準電圧との電圧差を増幅する誤差増幅回路と、
   前記誤差増幅回路の出力が第２基準電圧以上の場合に前記誤差増幅回路の出力を前記第２基準電圧にクランプさせるクランプ回路と、
   定電流源を有して前記定電流源の電流に基づいてランプ波形を出力する三角波回路と、
   前記誤差増幅回路の出力と前記三角波回路の出力とを比較する比較回路と、
   前記比較回路の出力に基づくタイミングでオンからオフへ切り換えて前記スイッチング素子をオンオフさせるドライバ回路と、を備え、
   前記交流電圧検出回路により検出された複数種類の交流電圧に応じて前記定電流源の電流値は可変であり、
   前記複数種類の交流電圧それぞれのブラウンアウトにおいて前記誤差増幅回路の出力が前記クランプ回路により前記第２基準電圧にクランプされる、
   ことを特徴とするスイッチング電源用制御装置。
2. 低耐圧のトランジスタで構成された集積回路であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源用制御装置。
3. 前記誤差増幅回路の出力と第３基準電圧との電圧差を増幅する第２誤差増幅回路と、
   前記第２誤差増幅回路の出力が第４基準電圧以上の場合に前記第２誤差増幅回路の出力を前記第４基準電圧にクランプさせる第２クランプ回路と、を更に備え、
   前記第２誤差増幅回路の出力によって前記誤差増幅回路の出力が前記第３基準電圧になるように前記定電流源の電流値が調整されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源用制御装置。
4. 請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源用制御装置を備え、
   前記交流電圧検出回路は、前記整流された交流電圧を分圧する第１抵抗及び第２抵抗と、前記分圧された電圧と一つもしくは複数の基準電圧とを比較する第２比較回路と、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
5. 請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源用制御装置を備え、
   前記フィードバック回路は、前記１次巻線に流れる電流のピークを検出するピーク電流検出回路と、前記トランスの１次側に設けられた補助巻線と、前記補助巻線の電圧を監視することで前記２次巻線に電流が流れている期間を検出する２次電流オン期間検出回路と、前記ピーク電流検出回路の出力と前記２次電流オン期間検出回路の出力を乗算して乗算結果を前記誤差増幅回路に出力する乗算回路と、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
6. 請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源用制御装置を備え、ＬＥＤ負荷に一定の電流を供給するスイッチング電源装置。
7. ＬＥＤ負荷に一定の電流を供給する請求項４又は請求項５に記載のスイッチング電源装置。
8. 請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源用制御装置を備え、負荷に一定の電圧を供給するＡＣ／ＤＣコンバータであるスイッチング電源装置。
9. 負荷に一定の電圧を供給するＡＣ／ＤＣコンバータである請求項４又は請求項５に記載のスイッチング電源装置。

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