JP2014052632A - モード分割多重伝送のために設計された多重ｌｐモードファイバ - Google Patents

Abstract

【課題】伝送において所望する特性を持つ低コア相対デルタ（０．８％近く）の改良されたステップインデックスおよびグレーデッドインデックス（ＧＲＩＮ）ファイバを提供する。
【解決手段】本願発明の低デルタファイバは、減少されたレイリー散乱に起因するより低い減衰損失を有し、複数モードの多重化において性能を向上させることが望ましい。ファイバ設計は、２つおよび４つのＬＰモードをサポートするため、最適化されたレイズドトライアングルプロファイルおよびデプレスドクラッドプロファイルを含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、空間分割多重伝送（ＳＤＭ）のために設計された光ファイバに関するものである。さらに具体的には、相当なクロストーク無しに多重モードで光信号を効率よく伝送する光ファイバに関するものである。

（以下は、従来技術を構成するかもしれないし、そうではないかもしれない。）
モード分割多重伝送のための多重モード光ファイバにおける先行研究は、最適化された２つのＬＰモードファイバ（３つの空間的モードを持つ）に関するステップインデックスおよびグレーテッドインデックス（ＧＲＩＮ）ファイバの設計に向けられていた。我々はさらに、クラッドにシェルフとトレンチを包含し、４つのＬＰモード（６つの空間的モードを持つ）をサポートするように最適化された、１％のコア相対デルタを持つＧＲＩＮファイバの設計を公開する。

我々はここで、伝送にとって望ましい特性を持つ、より低いコア相対デルタ（０．８％近く）のＧＲＩＮファイバを設計した。これら低デルタファイバは、減少されたレイリー散乱に起因する、より低い減衰損失を持つであろうし、性能を向上させるには望ましい。我々は、さらに、２つおよび４つのＬＰモードをサポートするため、最適化されたレイズド・トライアングル・デプレスド・クラッドプロファイル（ｒａｉｓｅｄ−ｔｒｉａｎｇｌｅ，ｄｅｐｒｅｓｓｅｄ ｃｌａｄｄｉｎｇ ｐｒｏｆｉｌｅｓ）を持つファイバを設計した。空間分割多重伝送（ＳＤＭ）をサポートするために設計されたファイバにおける近年の研究が報告されている。この研究は、一般に、コア間で弱結合を持つ複数コアを含むファイバか、あるいは少数モードの伝搬をサポートする単一コアを持つファイバのどちらかに向けられている。

クラッド構造のない仮想のステップインデックスあるいはグレーデッドインデックスのＦＭＦ（少数モードファイバ）におけるモード伝搬定数の例となる略図である。 ステップインデックス（α＝∞）と放物線（α＝２）コア形状の屈折率を説明する。 ステップインデックスファイバのＬＰ_ｌｍモードについて、Ｖの関数として正規化伝搬定数ｂ_ｌｍを示す。垂直の赤線は、ＬＰ１１とＬＰ０２のモード間でのＤＧＤ（微分群遅延）がゼロであるＶ＝３．１５に位置している。 ステップインデックスファイバの最初の６つのＬＰ_ｌｍモードについて、Ｖの関数として群遅延を示す。 放物線コアの最初の６つのモードについて、正規化伝搬定数を示す。 放物線（α＝２．００）コアファイバの６つのモードについて、群遅延曲線を示す。 配置されたＦＭＦ伝送ラインでのモード結合の強度である。 低ＤＧＤと製造の容易さについて最適化されたレイズドトライアングル・デプレスド・クラッド・インデックス・プロファイルを説明している。 レイズド・トライアングル・デプレスド・クラッド・プロファイル形状について、広範囲のＶ値におよぶＬＰ_０１およびＬＰ_１１のモード間での低微分群遅延を示す。 Ｖ値の関数としてレイズド・トライアングル・デプレスドクラッド設計の正規化伝搬定数を示す。 実際のＶＡＤコア形状に基づくレイズドトライアングルプロファイルを説明する。 本発明の推奨実施形態、例２における屈折率プロファイルを示す。 例２の光ファイバにおける微分群遅延を示す。 ２つの群のファイバ形状における、Ｖ値に対する正規化伝播定数を示す。 放物線のＧＲＩＮ−ＦＭＦ（下側の曲線）とＣバンドでの運用のために最適化された、クラッド構造を持つＧＲＩＮ−ＦＭＦ（上側の曲線）について、ＬＰ_０１、ＬＰ_１１、ＬＰ_０２、ＬＰ_２１、ＬＰ_０３およびＬＰ_１２モードの群遅延を示す。 本発明の別の実施形態、例３における屈折率プロファイルである。 例３の実施形態における微分群遅延データを示す。 本発明の別の実施形態、例４における屈折率プロファイルである。 例４の実施形態における微分群遅延データを示す。 本発明の別の実施形態、例５における屈折率プロファイルである。 例５の実施形態における微分群遅延データを示す。 ６つのモード設計である本発明の別の実施形態、例６における屈折率プロファイルである。 例６の設計における、最初の５つの、より高次のＬＰモードとＬＰ０１モード間の微分群遅延データを示す。 例７の設計、超拡大実効断面積・少数モードファイバ（ＵＬＡ−ＦＭＦ）の設計における屈折率プロファイルを示す。 例７におけるＬＰ_１１モードおよびＬＰ０１モード間での微分群遅延を示す。 例８の設計、第二の超拡大実効断面積・少数モードファイバ（ＵＬＡ−ＦＭＦ）の設計における屈折率プロファイルを示す。 例８におけるＬＰ_１１モードおよびＬＰ０１モード間での微分群遅延を示す。 例９の設計、第三の超拡大実効断面積・少数モードファイバ（ＵＬＡ−ＦＭＦ）の設計における屈折率プロファイルを示す。 例９におけるＬＰ_１１モードおよびＬＰ０１モード間での微分群遅延を示す。

ＳＤＭへの関心は、主に、差し迫った“容量不足”に起因しており、光ファイバ伝送のスペクトル効率が増加することに対する基本的な非線形シャノン限界が、単に高速の送信機を配備することによりビット毎の限界費用を減少することよりもむしろ通信事業者に加速的にファイバケーブルを配備することを強いり、それ故に基幹ネットワークの経済状況を損なっている。標準シングルモードファイバ（ＳＳＭＦ）の１００倍から１０００倍の容量を持つ高価な新しい伝達手段が要求されるであろう。マルチコアファイバテクノロジーと組み合わせられた少数モードファイバ（ＦＭＦ）テクノロジーが、そのような伝達手段を生み出すことができるかもしれない。本明細書の以下の部分はシングルコアＦＭＦの働きを見直し、さらに強結合のマルチコアファイバを使ったスーパーモードの概念について簡単に触れるであろう。大容量のＳＤＭ伝送での利用には、導波路が以下であることが望ましい。
・Ｎが少なくとも２、場合により１０から２０である、Ｎ個の固有モードの低損失伝搬をサポートする。ここで低損失は従来型のシングルモードファイバのものであると見なされる。
・例えば約０．０２ｄＢ／ｋｍより少ないというような、低差動モード減衰（ＤＭＡ）を持つ。ＤＭＡは、マルチ入力・マルチ出力（ＭＩＭＯ）信号処理に基づく伝送の容量を制限する、根本的な修正不可の障害である。
・受信機の設計を単純化できるように全ての低損失モード間で低ＤＧＤをもたらす。１０年の時間枠で達成可能であろうＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）テクノロジーを使った１０００ｋｍ伝送をサポートするために、ＦＭＦ伝送ラインの累積したＤＧＤは、時間領域等化器において、おそらく何百ものＴ／２間隔の複合タップで均等化可能である必要がおそらくある。これは技術的な、しかし根本的ではない制約を意味する。ファイバのＤＧＤと累積したＤＧＤとの間の関係は以下で考察されるであろう。逆の見解では、大きいＤＧＤは、モード間の非線形クロストークを減少するという有益な効果を持つであろう。
・分散モード結合の強度を最適化する。ファイバ内の低モード結合はＭＩＭＯクロストークを緩和するハードウェアの複雑さを最小限にするであろうということをもたらす。逆の見解では、強モード結合は、ファイバ内でのＤＭＡの効果と増幅器でのモード依存利得を最小限にするのと同様に、距離と共にＤＧＤの累積を最小にするという恩恵を持つ。
・低損失モードの実効断面積を最大限にすることを含む、非線形の伝搬障害に起因する低レベルの伝送ペナルティを提供する。
・最先端のファイバ製造技術によりコスト効率良く実現することができる。
ＦＭＦについて別の提案が最も有益な特性として提案されていることに留意されたい。本明細書の以下の部分で、ステップインデックスとグレーデッドインデックスファイバにおけるＦＭＦの設計方針を考察し、任意の一連の目的を満たす設計を達成しようとするなかで作られる免れない代償を考える。少数モードファイバに関する最近のファイバ設計と伝送実験は、２つの制限を念頭において実施される。ある事例において、Ｎモードのファイバでのモード結合が、Ｍ＜Ｎの時、Ｍモードの一部に限定されるであろうと仮定される。この低モード結合の一実例において、ファイバは５つの空間的モード（ＬＰ_０１、ＬＰ_１１、およびＬＰ_２１からなる）をサポートし、そこで唯一の強結合はＬＰ_１１ａとＬＰ_１１ｂの間、およびＬＰ_２１ａとＬＰ_２１ｂの間である。したがって、１つの１０×１０ＭＩＭＯアルゴリズムの代わりに、２つの４×４ＭＩＭＯ回復アルゴリズムを実行することだけが必要であった。他の系列的な事例では、完全２Ｎ×２ＮのＭＩＭＯの信号回復が必要である（ここで、各空間的モードについて２Ｎは２つの偏光からなる）というように、全てのＮファイバの空間的なモードは十分に混合すると仮定される。先の研究では、独立したデータ流は３つの独立した空間的モード（ＬＰ_０１とＬＰ_１１からなる）に多重化され、それらのｘおよびｙ偏光は６×６ＭＩＭＯの回復アルゴリズムにより１０ｋｍ、次に９６ｋｍ、そして次に１２００ｋｍにわたって逆多重化される。９６ｋｍ伝送では、大きなペナルティがＬＰ１１ａおよびＬＰ１１ｂの４×４ＭＩＭＯの復調の減少された複雑さについて観測される。これは受信機の設計と実施に関して、さらに複雑な事例である。前者の場合、ファイバの設計は分散モード結合を減らすため、最近傍のモード間で比較的大きいΔβを保持しなければならない。後者の場合、導波モード間でのより小さいΔβは、長さの関数としてＤＧＤの累積を有益に遅らせ、より強いモードの混合（低損失モードの内部およびそれらの間における）を通じてＤＭＡの効果を軽減するであろう。

このような状況において、ＤＭＡ、モード結合および最大の累積したＤＧＤは相互に関連した量であると見なすことは重要であると同時に興味深い。図１におけるファイバモード伝搬定数の説明図を考察する（伝搬定数はｎ_ｅｆｆ＝β／ｋにより実効屈折率に変換することができる）。クラッド屈折率より上のモードは固定されたモードであり、クラッドより下のモードは漏洩モード（ｌｅａｋｙ ｍｏｄｅ）である。減衰およびＤＭＡは、モードのマクロベンドおよびマイクロベンドの損失によって強く影響されるであろう。マクロベンド損失は通常βを最大限に（あるいは実効屈折率ｎ_ｅｆｆを同等に）することにより最小限にされる。上記β_ｍｉｎをある最小レベルより上にすることは、ＳＳＭＦでの損失とＦＭＦでのＤＭＡを最小限にするために重大である。ＳＳＭＦは通常、クラッド屈折率の真上に技術的には固定されているものの損失の多いモードがあるように設計され、そのモードは高損失によって効果的に削除されると考えられている。同様の原理は、クラッドのない構造のステップインデックスあるいはグレーデッドインデックスＦＭＦにも適用でき、最適化された設計は図１で破線として示されたクラッド屈折率の真上にモードを持つ。構築されたクラッドの事例では、損失の多いモードはクラッド屈折率の下に落ち漏洩モードとなるかもしれない。実際には、Δβ_{ｌｏｓｓｙ}＞＞Δβ_ｉｊというようなモード空間を設計するのは困難である。

信号と損失の多いあるいは漏洩モードを伝達する固定したモード間での結合強度は方程式１１．５によって左右され、ケーブル応力の存在下でマイクロベンド損失の原因となる。最も低い結合モードおけるマイクロベンド損失はΔβ_{ｌｏｓｓｙ}の強力な働きであり、そのためΔβ_{ｌｏｓｓｙ}を最大限にすることはＤＭＡを最小限にするための条件でもある。強力なモード混合の実例における理想的な事例において、全てのΔβ_ｉｊは小さく、Δβ_ｍｉｎは比較的大きく、Δβ_λ０σσΨ＞＞Δβ_ｉｊである。これは、モードが強く対に結合するファイバが、（１）たとえ数百ｋｍの短いリンク全域であっても、ファイバ長の平方根に比例する（方程式１１．７参照）ＤＧＤの累積と、（２）ＤＭＡの有害な効果の軽減の原因となることをもたらすであろう。その上、最も低い導波モードのマクロベンドあるいはマイクロベンドは小さく、低ＤＭＡの原因となる。実際のところ、これらは実現するのが困難な状態である。隣接したモード間の間隔は少数モードにおいては強く変化しないことはよくあることで、通常クラッド屈折率全域でモード間隔に突然の変化はない。言い換えれば、複数の低損失の固定モード間での混合を促進し、同時に最も低い固定モードの損失を最小化するようにファイバを設計することは能力が試されることである。

低ＤＭＡは基本的な必要条件なので、低マクロベンドのためにはβ_ｍｉｎはあるしきい値よりも大きくなければならず、Δβ_{ｌｏｓｓｙ}（通常、Δβ_ｉｊに似ている）はマイクロベンド損失を最小限にするために十分大きくなければならないと断定する。ひとたびこれら２つの基準が実現された場合、通常、Δβ_ｉｊの大きさを操作する柔軟性はわずかしかないであろう。

図２に示されるとおり、無限の半径方向の広がりと半径方向に変化する屈折率のクラッドを持つ円状に対称な光ファイバを考察する。クラッドの屈折率はｎ_ｃｌａｄで与えられ、ｒ＝０でのコアの屈折率はｎ_ｃｏｒｅである。半径方向の位置ｒでのコアの屈折率ｎ（ｒ）は、

ここで、ａはコア半径、αはコア形状パラメータである。理想的なステップインデックスのコア形状はαが無限大になった場合に生じる。

この導波路構造によって誘導されるモードの実効屈折率、β／ｋは不等式

を満たさなければならないということを示すことができる。ここで、βはモードの伝搬定数、ｋ＝２π／λは自由空間における平面波の伝搬定数である。実効屈折率がクラッド屈折率よりも大きいとき、クラッド領域の横軸の領域における解は、変形方向に一過性であり、それゆえ、モードのエネルギーは導波路構造の中に閉じ込められ、モードは導波モードと見なされる。その実効屈折率がクラッドの屈折率と同じとき、クラッドの横軸の領域における解は一過性というよりはむしろ振動性であり、エネルギーはファイバ軸から取り除かれるので、モードは排除されると考えられている。通常、これはクラッドでの一過性領域の急速な消滅を引き起こすので、モードについてはクラッドの屈折率よりはるか上に実効屈折率を持ち、曲げ損失に左右されないのが望ましい。

弱い誘導前提を適用する、すなわち（ｎ_ｃｏｒｅ−ｎ_ｃｌａｄ）／ｎ_ｃｌａｄ＜＜１のとき、導波路特性は、長手方向の領域成分を持たない、すなわち偏光はファイバ軸に対して横断面である直線偏光されたモードによって、正確に近似できる。直線偏光されたモードの領域と特性方程式は、導波路特性の計算を単純化する単純な解析公式によって説明できる。ＬＰモードの特性は、幅広い状態にわたる弱い誘導ファイバのそれら実際のモードの良い近似である。これらの理由により、ＬＰモード解析は、光通信システムに使用される標準的な光ファイバを考察するときにしばしば使用される。ＬＰモードは、弱い誘導の近似を使用しない、より一般的な解析により与えられるＨＥ、ＴＥおよびＴＭモードといった劣化したグループに相当する。領域の方位変動のない、すなわち方位角のモード番号がゼロのＬＰモードにおいて、ＬＰモードは２つの劣化したモード、ＨＥ_１ｘモードの２つの偏光からなる。領域の方位変動を持つ、すなわち方位角のモード番号がゼロより大きいＬＰモードにおいて、ＬＰモードは、４つのほとんど劣化したモード、ＨＥ，ＥＨ，ＴＥおよびＴＭモードの一式からなる。ＬＰ_ｌｍの命名は、一般に、個々の直線偏光されたモードに名前をつけるのに使用される。ここでは、方位角および半径方向のモード番号が各々にｌとｍで与えられる。最も低次のＬＰ_０１モードはしばしば基本モードと見なされ、ＨＥ_１１モードの２つの偏光に相当する。最初のより高次なモード、ＬＰ_１１モードは、ＨＥ_２１モードの２つの偏光と、ＴＭ_０１およびＴＥ_０１のモード、すなわち４つのほとんど劣化した実際のモードからなる。ステップインデックスファイバの正規化周波数は、

と定義される。ここで、Δ＝（ｎ_ｃｏｒｅ−ｎ_ｃｌａｄ）／ｎ_ｃｌａｄである。導波路が大きいＶ値を持つとき、いかなる与えられた導波モードもうまくコアに閉じ込められる、すなわち、より強く誘導されるので、正規化周波数は時に導波路強度と見なされる。

図３は、正規化周波数Ｖの関数として、ステップインデックスファイバの誘導されたＬＰ_ｌｍモードの正規化された伝搬定数を示す。ｉｊモードｂ_ｉｊの正規化された伝播定数は、

と定義される。Ｖは２．４０５より小さいとき、基本のＬＰ_０１のみが、実効屈折率がｎ_ｃｌａｄより大きくそれゆえファイバは単一モードであるという状態を満たす。Ｖが２．４０５より大きいとき、追加モードが伝搬状態を満たし、ファイバは１つ以上のＬＰモードの伝搬をサポートする。

シングルモードファイバの屈折率プロファイルを設計する場合、最も短い動作波長においてＶ値を２．４０５よりわずかに大きく、おおよそＶ〜２．８といったところに設定するのが通常である。たとえファイバは理論上はＬＰ_１１モードの伝搬をサポートするとしても、ＬＰ_１１モードの実効屈折率はとても低く、ゆるく固定されたＬＰ_１１モードは曲げや導波路の欠陥が原因である過剰損失の影響を受けやすい。実際の配備状態におけるこの設計のファイバでは、曲げに起因する過剰損失のせいでＬＰ_１１は効果的に排除される。この、カットオフＶ値よりわずかに上のＶ値における導波路の動作の設計技は“より強固な導波路”をもたらし、それゆえ、基本モードは、他の可能性より良いモードの閉じ込めと曲げ損失の影響の受けにくさを持つ。この同じ設計の取り組みはＦＭＦを設計する際も使用できる。

すでに述べたように、ＦＭＦにとって、多重化されたデータ流間でのクロストークを最小限にするためにＳＤＭ多重化で使用されるであろうモード間の低モード結合を持つことが望ましい。追加的必要条件は、ＳＤＭ配置に使用される最も高次のモードは、これらのモードに結合されたエネルギーがエネルギー損失に終わるので、たとえ高次を誘導したとしても、漏洩あるいは放射モードへの低モード結合を持つことである。

理想的なファイバの誘導されたモードの領域形状は直交条件を満たし、それゆえ、エネルギーはモード間で結合されない。しかしながら、実際のファイバでは、直交性はファイバ内の欠陥、例えば、屈折率、ファイバ軸の歪みあるいはコアサイズの不均一性、コアの非真円度などによって壊され、モード間のエネルギー結合をもたらす。伝送路や接続点での欠陥は、光モードにパワーを交換させることができる。この問題は、ＭＩＭＯ信号処理に対して取り組まれているが、ＦＭＦ特性の十分な理解のためには、モード結合の可能性と予想される結果を理解しなければならない。劣化したモード（同一の位相定数を持つＬＰ_０１の２つの偏光のように）において、モード結合は通常、強固であり、すなわち、相当な光パワーが数十メートルでモード間を伝搬されるであろう。他のモード（例えば、ＬＰ_１１からＬＰ_０１まで）の場合、結合はもっと弱く、位相定数における相対的な差によって決まる。そのような場合、光信号は、他のモードへのかなりな結合がある前に数十キロメートル伝わるかもしれない。異なるＦＭＦ設計の戦略は、強固な、あるいは弱いモード結合をもたらすことができる。先の取り組みは、欠陥が、モードの長手方向の伝搬定数における差Δβに相当する長手方向の空間周波数成分を持つとき、２つのモード間でエネルギーが結合するということを明らかにした。２つのモード間での結合の強度は、Δβの狭義関数である。隣接したモード群のモード間での結合は、

に比例する。ここで、ｐは摂動のパワースペクトルの特徴を示し、通常は、外部ストレスの種類、ファイバ外径および被覆特性によって０、１、あるいは２という値を持つ。この結果は、モード結合を最小限にするためには、モードのΔβを最大限にしなければならないということを暗示している。

図３より、Ｖが約４であるステップインデックスの２モードファイバにおいて、ＬＰ_０１とＬＰ_１１のモード間でのΔβとＬＰ_１１とＬＰ_２１のモード間でのΔβが同時に最大限となることがわかる。この状態は、ＳＤＭに使用されるＬＰ_０１とＬＰ_１１のモード間での低モード結合と、ＬＰ_１１と損失の多いＬＰ_２１のモード間での低モード結合をもたらす。同時に、ＬＰ_０１、ＬＰ_１１、ＬＰ_２１およびＬＰ_０２モードの伝搬をサポートする４モードのステップインデックスファイバにおいて、その４つのモード間のモード結合は、Ｖ〜５．５のとき最小となる。しかしながら、ＬＰ_２１とＬＰ_０２の間での結合は、他のモードの組み合わせでの結合と比べて、常に、比較的より強固であるであろう。

独立したＳＤＭデータチャンネルを伝えるモードの群速度が異なる場合、ファイバの様々なモードに同時に発せられるパルスは、異なった時間でファイバ端に到達するであろう。モード結合とＤＧＤが両方存在するとき、モード間のクロストークは複数ビット周期にわたって拡がる。モード間の累積ＤＧＤが増大し、クロストークが多くのビット周期にわたって拡がるとき、ＳＤＭの受信機ハードウェアでのチャンネルクロストークに対処したＭＩＭＯ信号処理の電子機器は、さらに複雑になる。それゆえ、長距離のＳＤＭ伝送において、ＤＧＤを最小限にするのが望ましい。図４、ステップインデックスファイバの様々なモードにおける正規化群遅延を、Ｖの関数としてプロットしている。図４、Ｖがおよそ３．１５に等しいとき、ＬＰ_０１とＬＰ_１１のモードの群遅延曲線が交差しＤＧＤがゼロになることを示す。Ｖ〜４のとき、２モードのステップインデックスファイバのΔβは最大限になるということが先節で分かっていることに留意しなければならない。それゆえ２モードのステップインデックスファイバにおいて、ＤＧＤとモード結合の両者を同時に最小限にすることは不可能である。４モードファイバにおいては、図４、最も低次の４モード全ての間での群遅延がゼロのところではステップインデックス設計は存在しないことを示す。ステップインデックスファイバにおいて、導波モードの一部の群遅延が等しくなるＶ値があることを留意しなければならない。例えば、Ｖが約６．５に等しいとき、ＬＰ_０２、ＬＰ_２１およびＬＰ_１２のモードの群遅延はおおよそ等しい。しかしながら、Ｖ〜６．５のとき、ファイバはかなり異なる群遅延を持つ３つのさらなるモードをサポートする。

図４において、垂直線は、ＬＰ_０１とＬＰ_１１のモード間でのＤＧＤがゼロとなるＶ＝３．１５に位置している。しかしながら、Ｖ＝３．１５のとき、ＬＰ_１１モードの正規化伝搬定数はとても小さく、ＬＰ_１１のモードと漏洩モードとの間の結合は大きくＤＭＡの原因となるであろう。Ｖ〜４．５のとき、正規化伝搬定数とＬＰ_０１およびＬＰ_１１の伝搬定数の差は大きく、ＬＰ_０１とＬＰ_１１のモード間およびＬＰ_１１と漏洩モードの間でのモード結合への感度が低くなる。その上、ＬＰ_０２とＬＰ_２１のモードの伝搬定数はとても小さく、これらのモードはとても損失が多く、それゆえ、２つの最も低次なモードのみが低損失で伝搬する。しかしながら、Ｖ〜４．５のとき、ＬＰ_０１とＬＰ_１１モードのＤＧＤはかなり大きい。ファイバプロファイル設計のΔβの大きさに加え、モード結合もまたファイバの配備と関連する要因によって決まる。ここで、ケーブルの敷設とスプライスの影響を考察する必要がある。ケーブル応力は、ファイバの摂動のさらなる発生源をもたらすことにより、分布されたモード結合を増加するであろう。スプライスと接続は個別のモード結合点をもたらす。

小さくランダムなモード結合を考察する場合、ＤＧＤは、相関長さよりもはるかに短い距離において長さの平方根である距離に対して、直線的に増大するであろう。２モードの場合は、ＰＭＤに対して得られる結果に完全に相似している。短パルスが各モードに同時に発せられるとすると、パルス部分の到達時間の相違はファイバ長Ｌの関数として与えられ、

である。ここで、ｌ_ｃは相関長さであり、Ｔはファイバを通過する飛行時間である。第二の方程式（長尺ファイバ極限）より、到達時間の広がりは製品の相関長さとファイバ長の平方根で増減する。同様の増減法則はいかなる数のモードの誘導についても適用できる。

２モードのステップインデックスファイバが低ＤＧＤ、低モード結合および低ＤＭＡを同時にもたらすことができないことは、さらに複雑にされたコア形状を持つファイバの考察につながる。先の研究で、コア形状パラメータαが２．５の場合、Ｖ〜５．５のときＬＰ_０１とＬＰ_１１モードの群遅延曲線が交差し、ファイバは事実上２モードであるということが指摘された。図５および図６、正規化伝搬定数と群遅延の曲線を、それぞれ放物線（α＝２．００）コアファイバの最初の６つのＬＰモードにおけるＶの関数として示す。非ステップインデックスファイバ、すなわちα≠∞において、事前にステップインデックスファイバについて定義したようにＶを定義する。αが有限な場合、Ｖ＜２．４０５・（１＋２／α）^２ ［３４］のとき、ファイバは単一モードである。例えば、放物線プロファイルにおいてＶ＝３．４０のとき、カットオフが生じる。コア形状パラメータαは特定の波長において、ＤＧＤを最小限にするよう選択することができる。

図５は、Ｖ〜６のとき、ＬＰ_０１とＬＰ_１１モードの伝搬定数の差が大きく、ＬＰ_０１とＬＰ_１１のモード間でのモード結合に対する低感度をもたらすことを説明している。さらに、Ｖ〜６のとき、放物線コアファイバのＬＰ_１１モードの正規化伝搬定数はかなり大きく、漏洩モードへのＬＰ_１１の結合を最小限にする。その上、ＬＰ_０２とＬＰ_２１モードの伝搬定数はとても小さく、これらのモードはとても損失が多く、それゆえ、２つの最も低次なモードのみが低損失で伝搬する。図６は放物線コア形状において、Ｖ〜６のとき、ＬＰ_０１とＬＰ_１１モードの群遅延での差が少ないことを示す。

図５および図６は、さらに、放物線コア形状ファイバのＶが６よりわずかに大きい値を持つとき、最初の４つのＬＰモードは、広く間隔をとった伝搬定数を持ち、低ＤＧＤだけでなく低モード結合をももたらす。その上、より高次なモードが効果的に削除される一方で、ＬＰ_０２とＬＰ_２１モードの伝搬定数は最大にされる。

Ｖ〜６の時、正規化伝搬定数およびＬＰ_０１とＬＰ_１１モードの伝搬定数の差は大きく、ＬＰ_０１とＬＰ_１１モード間、およびＬＰ_１１と漏洩モード間でのモード結合に対する低感度をもたらす。その上、ＬＰ_０２とＬＰ_２１モードの伝搬定数はとても小さく、これらのモードはとても損失が多く、それゆえ、２つの最も低次なモードのみが低損失で伝搬する。さらに、Ｖ〜６のとき、ＬＰ_０１とＬＰ_１１モードの群遅延での差は少ない。

図６は、放物線（α＝２．００）コアファイバの６モードについて群遅延曲線を示す。Ｖ〜６でのＬＰ_０１とＬＰ_１１モードの群遅延曲線の差は小さい。

少数モード伝送における強固な、および弱いモード結合という２つの形態が熟考されてきた一方で、弱い結合形態が配備された伝送リンクに存在するであろうといういくらかの懸念があるだろう。事実は、考察によってＦＭＦ伝送リンクでのモード結合の強度が、広がりと個別の寄与によって決まることを明らかにすることができる。図７は実現性を説明する四象限チャートを示す。配備されたファイバにおいて、ケーブルのスプライスはおよそ５ｋｍ毎に生じるであろうから、８０ｋｍの増幅距離は平均１６のスプライスを含む。その上、波長選択スイッチや光アンプといった他の構成要素も、モード結合にとってノードとなる。スプライスでのモード結合が十分で、１０個のケーブル部分で相関長さｌ_ｃが５に等しいというならば、ファイバでの分散されたモード結合の強度にかかわらず（すなわちΔβ_ｉｊにかかわらず）、伝送は強力にモード結合された形態において生じる。これは、ＤＧＤはリンクにおいて√Ｌとして累積するという有益な結果を持ち、ＤＭＡの効果を和らげるが、全ての場合において完全な２Ｎ×２ＮのＭＩＭＯ処理を必要とするであろう。しかしながら、それにもかかわらず大きいΔβは、通常考えられる最も小さいＤＭＡをもたらし、このような基本的な理由のため、大きいΔβは、おそらく常に好ましい。図７に関連して、配備されたＦＭＦ伝送ラインでのモード結合の強度は、分散された、および個別のモード結合の両方によって決まるであろう。弱いモード結合形態での伝送は、どちらの寄与も弱いことを必要とする。スプライス、接続部およびインライン部品での個別のモード結合が十分に強固であるならば、ファイバでのモード間隔Δβはモード混合の考察のためにはそれほど重要でないが、ＤＭＡを最小限にすることにおいては一番に重要であり続けるであろう。

初期の研究は従来のＭＭＦのスプライスでの損失とモード混合を考察していたが、モード結合において最新ＦＭＦのスプライスの効果は未だ定量的に究明されていない。スプライス、コネクタ、および部品が通常、強固なモード結合形態をもたらすという事例の場合、図７の右上の象限は、受信機において完全な２Ｎ×２ＮのＭＩＭＯ処理を必要とするにもかかわらず、ＦＭＦ設計への最良の取り組みであり、考えられる最も小さいＤＧＤとＤＭＡを生じることを証明するであろう。

表１は、ＬＰモードのモード内容を、より基本となるＨＥ、ＴＥ、およびＴＭモードの観点から示している。どのデータが多重化できるかについてモードの全数を計算するには、各空間モードパターンにおける２つの偏光を構成する２つを乗じる。

この表は、例えば１０個の低損失で直交する空間モードをサポートするＦＭＦを設計することは、伝送における最も低い６個のＬＰモードについて設計することと同等であるということを説明している。低損失モードの数の増加はＶ値の増加を必要とする。もし、Ｖがコア直径の大きくすることにより増加するならば、モードはさらに間隔が接近し、モードＡ_ｅｆｆは増加し、Δβ_{ｌｏｓｓｙ}は小さくなり高ＤＭＡにつながるであろう。もし、ＶがコアΔの増加によって増加するならば、モードＡ_ｅｆｆは減少し、レイリー散乱損失はＧｅＯ２のより高い濃度が原因で増加し、モード間隔は増加しＤＭＡを最小限にするのに役立つ。プロファイルにおける他の自由度同様に、コアΔと直径を調整するのに賢明な組み合わせは１０〜２０のモードを低ＤＭＡおよび低減衰損失で誘導することが必要である。

図４は、ステップインデックスファイバについて、Ｖ値が３．１５近いときのみ、すなわち群遅延曲線が交差するところで、ＬＰ_０１とＬＰ_１１のモード間でのＤＧＤを小さくすることができることを示す。それゆえ、ステップインデックス プロファイルで低ＤＧＤを獲得することは、Ｖ値が３．１５に近接していることを確実にするようにコアデルタとコア半径における厳しい精度を必要とする。図４はさらに、波長の狭範囲でのみ群遅延が低く留まるであろうことを示す。

図８は、低ＤＧＤと広域波長における２モードファイバおよび狭域波長における４モードファイバの製造のしやすさについて最適化されたレイズド・トライアングル・デプレスド・クラッド・インデックス・プロファイルを説明している。図８においてｎ_ｃｌａｄはドープされていないシリカ（ゼロデルタ）である。コアは、コア中心ｎ_ｃｏｒｅから半径ａまで広がる部分からなり、そこで屈折率はａ地点に向かって直線的に屈折率が減少する。ａ地点での最大屈折率値はｎ_ｃｏｒｅでの値の半分より大きい。コアに隣接するのは図示されたとおりダウンドープド・トレンチである。図８において、トレンチはコアに接した状態で示されている。しかしながら、ある事例では、コアとトレンチの間にはレッジがあるかもしれない。

用語“レッジ”は、本明細書でアップドープド・コアとダウンドープド・トレンチを隔てる領域を定義するのに使用される。通常、レッジ部分はドープされていない。

一般論として、記載されている光ファイバは、コアとそのコアを取り囲むクラッドを持ち、そこで、コアとクラッドは、複数の所望する信号伝達モードの伝搬をサポートするように構築された屈折率プロファイルを持ち、好ましくないモードを抑制し、そこで、コアはコア中心ｎ_ｃｏｒｅから半径ａまで広がる部分からなり、そこで屈折率はｎ_ｃｏｒｅからａ地点まで直線的に減少し、そこで、クラッドはコアに隣接するダウンドープド・クラッド領域とそのダウンドープド・クラッド領域に隣接するドープされていないクラッド領域からなり、そこでコアとクラッドは複数の所望するモードのからなる空間的に多重化された光信号の伝搬をサポートするように構成され、同時に好ましくないモードを抑制し、そこで、外側のクラッド領域に漏出する漏洩モードをもたらすように好ましくないモードがそれぞれクラッド屈折率に近いか、より低い屈折率を持つというようにコアとコアを取り囲むクラッドは構築され、そこで、最も低い屈折率を持つ所望モードと最も高い屈折率を持つ漏洩モード間での屈折率間隔が十分に大きく、実質的に、それらの間での結合を防いでいる。

図８に示された屈折率プロファイルは、レイズドトライアングル・デプレスドクラッド設計に言及し、ステップインデックスプロファイルよりも広いＶの範囲において低ＤＧＤを持つ２モードの操作を提供するように最適化される。このプロファイル形状を持つ２モードファイバ設計のＤＧＤはＶ値に対して鈍感である。

図９はＶＡＤ処理を使って製造されたレイズドトライアングル・デプレスドクラッドファイバの試作品について算出された群遅延曲線を示す。ＬＰ_０１およびＬＰ_１１のモードにおける群遅延曲線は、広域のＶ値にわたってお互いがとても近接して下降している。この性質は、単一モード伝送ファイバ製造に使用される標準の製造技術およびＳＳＭＦに典型的な製造精度を使用しつつ、低ＤＧＤを保持する、すなわちＣバンド全体にわたり１００ｐｓ／ｋｍ未満である。ＶＡＤおよびロッドインチューブ法の製造技術は、低ＤＧＤ、低ＤＭＡおよび軸方向の均一性が良い数百ｋｍのレイズドトライアングル・デプレスドクラッドで２モードの光ファイバを製造するために使用された。ＬＰ_０１およびＬＰ１１モードのＡ_ｅｆｆはそれぞれ１５５μｍ^２と１６０μｍ^２である。２モードファイバの減衰は０．２ｄＢ／ｋｍである。

図１０は、レイズドトライアングル・デプレスドクラッド設計のＶ値の関数として正規化伝搬定数を示す。Ｖ〜４．５のとき、導波路は、図９に示されたとおり低ＤＧＤを持つ２モードの伝搬をサポートする。先の例は、ステップインデックス形状、放物線インデックス形状およびレイズド・トライアングル・コア・デプレスド・クラッドインデックス形状を持つ２モードファイバにおいてゼロＤＧＤが達成できることを示す。図４はステップインデックスファイバについて、全伝搬モードの群遅延曲線は、Ｖ＝３．１５のとき２モードの事例にのみ交差することを示す。図６は、放物線コアファイバについて、全ての群遅延曲線、ただし最も高次の伝搬モードがお互いすぐ近くに位置し、それゆえ低ＤＧＤは達成可能であるようにＶは選択することができるということを示す。最も高次のモードが効果的に削除されたとき、Ｖは適切に選択される。図９は、レイズド・トライアングル・デプレスド・クラッド・ファイバについてＶ〜５．３１のとき、初めの４つのＬＰモードにおいて群遅延曲線は同時に交差し、４つの低損失モード全ての全域で低ＤＧＤをもたらす。しかしながら、ＬＰ_０２およびＬＰ_２１モードのβは小さく、マクロベンドに対して高い感度と漏洩モードへの強い結合をもたらすかもしれない。群遅延曲線は、大きいＶ値において同時に交差しないので、４つ以上のＬＰモードにおいて、この設計は低ＤＧＤをもたらさない。

例１
図１１は、実際のＶＡＤコア形状に基づくレイズドトライアングルプロファイルを示す。このファイバは、１５５０ｎｍでＬＰ０１、ＬＰ１１、ＬＰ０２およびＬＰ２１のモードにおいて１１６ｐｓ／ｋｍのＤＧＤを持つ。

次に続く表は、先の図で示されたレイズドトライアングル・デプレスドクラッドプロファイルの算出された特性を示す。

レイズド・トライアングル・デプレスド・クラッド・プロファイルといったステップインデックス形状における多様性は、４つ以下のモードが伝搬を許されたとき、低ＤＧＤについて狭い設計空間しか提供しないので、代替手段はグレーデッドインデックス（ＧＲＩＮ）ファイバ設計を検討することにある。本明細で検討される屈折率プロファイルは、グレーデッドインデックスコア領域とデプレスドクラッド領域（すなわち“トレンチ”）からなる。コアとトレンチ間でのシェルフ領域、あるいはコアとトレンチ間での屈折率ステップといったグレーデッドコアとトレンチの間での多くの追加的設計の特徴が存在するであろう。コア領域外側での屈折率プロファイルに対するこれらの特徴の目的は、モード伝搬定数の間隔を操作するための追加的柔軟性を提供し、所望する伝送特性の組み合わせを取得することである。グレーデッドコア領域を特徴づける簡単な方法は、方程式１に示されている。αパラメータは１から∞の間で選択し得るが、一方で、α＝２は逆放物線に相当する。２モード設計に関して、ＬＰ_０１およびＬＰ_１１モード間の低ＤＧＤは、１から∞の間のいかなるαであっても、ｎ_ｃｏｒｅ、ｒ_ｃｏｒｅ、トレンチの深さおよび位置といった他のプロファイルパラメータの適切な値を兼ね備えることで獲得できる。しかしながら、２つのＬＰモードを超えるＦＭＦの設計に関しては、αは、全てのＬＰモードで低ＤＧＤを得るために逆放物線形状に近いように優先的に選択される。望ましい範囲は２．０±０．０３である。トレンチの特徴には３つの機能がある。図１に示されたとおり、Δβ_ｉｊはできるだけ大きくなければならない。トレンチ構造はβ_ｍｉｎ（２モードのうちのＬＰ_０１モード）がクラッド屈折率により近いことを許し、低損失を維持し、β_{ｌｏｓｓｙ}をクラッド屈折率より下に押し下げ漏洩モードとなる。トレンチは、減少された曲げ損失とＬＰ_０１およびＬＰ_１１モード両方の差動モード減衰（ＤＭＡ）をさらに促進する。レイズドインデックスコアの周辺のトレンチはさらに、ＤＧＤ、とりわけ高次モードを操作する屈折率構造を形成する。

本発明のファイバプロファイルは、システム性能にとって重要な、低減衰損失をもたらすであろう０．８％の最大Δを持つ。

例２
図１２は例２における屈折率プロファイルを示す。ファイバはＧＲＩＮコアでシェルフとトレンチを持つ。このプロファイルは、とりわけ複数モードの多重化に関して効果的である光ファイバの一般的分類を説明している。コア、シェルフ、トレンチを説明するファイバ設計に関するプロファイルパラメータは、以下である。

図１３は、例２の光ファイバにおける微分群遅延を示す。

述べたとおり、図２の屈折率プロファイルは、特にモード多重伝送に関して複数のモードをサポートするために開発された光ファイバ設計群を代表するものである。それらの設計の多くはαコアを特徴とし、通常、１．５から２．５、望ましくは１．８から２．２の間でのα値を持ち、エッジは切り取られている。切り取られたエッジは、２μｍあるいはそれ以内で正のデルタ屈折率値からゼロまで屈折率曲線が落ちる部分と定義される。トレンチは同様に、コアに隣接し、ゼロかあるいはその付近でデルタ値から実質的な負の値に２μｍあるいはそれ以内で落下する屈折率曲線の部分を持つと定義される。なので、一般にこの種類で望ましい設計は切り取られたαコア、レッジ、トレンチおよびドープされていないクラッドを持つ。

いくつかの光ファイバ設計において、コアを切り取る必要がないかもしれないということが分かっている。さらに、トレンチを除いたいくつかの設計も効果があるということも分かっている。

効果があると判明した半径幅に関する設計パラメータは、
切り取られた（あるいは標準の）コア半径：５〜２０μｍ
レッジ：１〜５μｍ
トレンチ：１〜１０μｍ
である。

図１４は、２つのファイバプロファイル群に関して、Ｖ値に対する正規化伝搬定数を示す。実線曲線は単純放物線（α＝２）ＧＲＩＮプロファイルであり、破線曲線はＧＲＩＮのＦＭＦ（破線）に関する。図１４の実線曲線は、図４のα＝２．００ＧＲＩＮファイバに相当する。破線曲線は、Ｃバンドでの伝送に最適化されたαプロファイルコアとトレンチ構造を持つＧＲＩＮ設計に相当する。この新しい設計のモード構造は、図４のものと同じようであるが、正規化伝搬定数においていくらかの改良がある。同じコア屈折率において、モードはマクロベンド特性が改良され、改良されたＤＭＡをもたらす。４つのＬＰモード、特にＬＰ_０１、ＬＰ_１１、ＬＰ_０２およびＬＰ_２１は、Ｖ≒７．５でよく誘導され、次により高次のモードＬＰ_１２のカットオフ波長は１５５０ｎｍより下である。Ｖ値は、最も低い２つの導波ＬＰモードとクラッドの間で大きな実効屈折率差に達するように選択される。異なる導波ＬＰモード間での正規化伝搬定数の大きい間隔は、大きいΔβ_{ｌｏｓｓｙ}をサポートし、ＤＭＡを低く保つ。図１３は広帯域幅における低ＤＧＤを裏付ける。

図１５は、放物線ＧＲＩＮ−ＦＭＦ（下側の曲線）およびＣバンドでの運用のために最適化されたクラッド構造を持つＧＲＩＮ−ＦＭＦ（上側の曲線）における、ＬＰ_０１、ＬＰ_１１、ＬＰ_０２、ＬＰ_２１、ＬＰ_０３およびＬＰ_１２モードの群遅延を示す。Ｖ値＝７．５付近の垂直線は、４つのモード運用に相当する。

例３
本発明のさらなる実施形態は、図１６の屈折率プロファイルによって表される。関連する設計パラメータは、以下の表で与えられる。

図１７は、例３の実施形態における微分群遅延データを示す。

例４
本発明のさらなる実施形態は、図１８の屈折率プロファイルで表される。関連する設計パラメータは以下の表で与えられる。

図１９は、例４の実施形態における微分群遅延データを示す。

例５
本発明のさらなる実施形態は、図２０の屈折率プロファイルで表される。関連する設計パラメータは以下の表で与えられる。

図２１は、例５の実施形態に関する微分群遅延データを示す。

例６
本発明のさらなる実施形態は、図２２の屈折率プロファイルで表される。この設計は６つのモード設計である。関連する設計パラメータは以下の表で与えられる。

図２３は、上記表の設計における最初の５つのより高次なＬＰモードとＬＰ０１モードとの間での微分群遅延データを示す。

以下の表は、図２２における６モード設計の波長に対するＬＰ_０１、ＬＰ_１１、ＬＰ_０２、ＬＰ_２１、ＬＰ_１２およびＬＰ_３１モードの実効断面積を示す。

光ファイバの大きい実効断面積は、モード内部とモード間の両方で非線形効果を減少させることができる。加えて、いくらかの微分群遅延はモード間の非線形効果を減少させることができる。しかしながら、同様の実効断面積を持つ逆の微分群遅延と微分群遅延勾配の組は、単純かつ低コストな受信機ＭＩＭＯ設計のため、全スパン群遅延を減少させることが望ましい。

モード多重伝送における複数の独立したモードをサポートする実効断面積のとても大きいファイバを設計する試みにおいて、ＬＰ_０１モードに関して１６０μｍ^２より大きい実効断面積をもたらし、ゼロに近い微分群遅延を持ち、逆の微分群遅延と微分群遅延勾配の組に関して調整可能な少数モードのファイバの設計空間を研究した。我々は、それらを実効断面積超拡大型・数モードファイバ設計（ＵＬＡ−ＦＭＦ）と呼ぶ。

例７ ＵＬＡ−ＦＭＦ設計１
例７のＵＬＡ−ＦＭＦにおける屈折率プロファイルは、図２４に示される。屈折率プロファイルの数値は以下である。

このＵＬＡ−ＦＭＦ設計では、デルタは低減衰において小さいままである。

この例におけるＬＰ_１１モードとＬＰ０１モード間の微分群遅延は、図２５に示される。

この設計の大きい実効断面積を説明するため、実効断面積は波長範囲に対して以下の表に示される。

例７において、トレンチの幅は１μｍ未満である。一般に、モード分割多重伝送において、２μｍ未満のトレンチ幅を持つ設計は、効果的であるが、稀である。

例８ ＵＬＡ−ＦＭＦ設計２
図２６は、ＵＬＡ−ＦＭＦファイバ設計の第二の例における屈折率プロファイルを示す。

この例における設計パラメータは、以下である。

図２７は、例８の設計におけるＬＰ_１１モードとＬＰ０１モード間の微分群遅延を示す。

この設計の実効断面積は、波長範囲に対して以下の表に示される。

例９ ＵＬＡ−ＦＭＦ設計３
図２８は、ＵＬＡ−ＦＭＦファイバ設計の第三の例における屈折率プロファイルを示す。

この例における設計パラメータは、以下である。

図２９は、例９の設計におけるＬＰ_１１モードとＬＰ０１モード間の微分群遅延を示す。

例９のＵＬＡ−ＦＭＦ設計は２つの導波モード（ＬＰ_０１およびＬＰ_１１）を持つ。ＬＰ_０２モードは１．４２１μｍで削除される。ＬＰ_０１モードの実効断面積は、１５５０ｎｍにおいて１９６．３５μｍ^２であり、ＵＬＡ−ＦＭＦ設計２のそれ（１５５０ｎｍで２１５．５μｍ^２）と近い。ＤＧＤ勾配は逆の兆候を持つ。それゆえ、ＵＬＡ−ＦＭＦ設計２および３は、全伝送スパンにわたり全ＤＧＤを減少させるため、対で使用されるであろう。ＤＧＤ値は更に増加することができ、ＤＧＤ値／ＤＧＤ勾配は、モード間の非線形効果を最小限にし、累積された正味の全スパンのＤＧＤを減少するようにさらに最適化することができる。

ＬＰ_０１モードおよびＬＰ_１１モードの両方を使用した空間モード分割多重伝送の応用に加え、ＬＰ_０１モードに放たれた単一モードは他の潜在用途でもある。長距離伝送に広く配された接続に起因するいくらかのクロストークがあるであろう。しかしながら、小さい正味のＤＧＤが時間領域内での広く配された接続の広がりを減少するのを助けることができる。現状のテクノロジーによると、本発明において熟考された少数モードファイバは、通常、２〜１０個のモードをサポートする。この文脈におけるサポートとは、２〜１０個の各モードが効果的な伝送チャンネルであり、致命的なクロストークなしに光信号を独立して伝送する能力があるということを意味する。致命的なクロストークとは、信号が情報にならないほど劣化することである。

当事者にとっては、本発明の多様な追加的改良が生じるであろう。基本的に技術が進歩してきた原理およびそれと同等のものに依存している本発明の具体的な教えからの全ての逸脱は、記載され請求されたとおり本発明の範囲内で適切に考慮される。

Claims (9)

1. 光ファイバであって、
   １つのコアと前記コアを囲む１つのクラッドとを備え、
   前記コアとクラッドが、好ましくないモードを抑制するとともに所望する複数の搬送信号モードの伝搬をサポートするよう構築された屈折率プロファイルを有し、
   前記コアが、前記コアの中心ｎ_ｃｏｒｅから半径ａまで広がる部分を備え、前記屈折率はｎ_ｃｏｒｅからａ地点まで直線的に減少し、
   前記クラッドは、前記コアに境を接する又は隣接するダウン・ドープされたクラッド領域と、前記ダウン・ドープされたクラッド領域に境を接するドープされていないクラッド領域とを備え、
   前記コアとクラッドは、好ましくないモードを抑制するとともに所望する複数のモードからなる空間的に多重化された光信号の伝搬をサポートするよう構成され、
   前記外側クラッド領域に漏れる漏洩モードをもたらすよう前記クラッドの屈折率に近い又はそれ以下であるそれぞれの実効屈折率を好ましくないモードが有するよう、前記コアと取り囲むクラッドが構成され、
   最も低い実効屈折率を有する前記所望するモードと最も高い実効屈折率を有する前記漏洩モードとの間での屈折率間隔は、その間での結合を実質的に防ぐように十分大きい、光ファイバ。
2. 前記ａ地点における最大屈折率値が前記ｎ_ｃｏｒｅにおける値の半分より大きい、請求項１に記載の光ファイバ。
3. 前記光ファイバが２〜１０個のモードに対して設計された少数モードファイバ（ＦＭＦ）である、請求項１に記載の光ファイバ。
4. 光ファイバであって、
   １つのコアと前記コアを囲む１つのクラッドとを備え、
   前記コアとクラッドが、好ましくないモードを抑制するとともに所望する複数の搬送信号モードの伝搬をサポートするように構築された屈折率プロファイルを有し、
   前記コアがαコアからなり、
   前記クラッドは、前記コアに境を接する又は隣接するダウン・ドープされたトレンチと前記トレンチに境を接するドープされていないクラッド領域とを備え、
   前記コアとクラッドは、好ましくないモードを抑制するとともに所望する複数のモードからなる空間的に多重化された光信号の伝搬をサポートするよう構成され、
   前記外側クラッド領域に漏れる漏洩モードをもたらすよう前記クラッドの屈折率に近い又はそれ以下であるそれぞれの実効屈折率を好ましくないモードが有するよう、前記コアと取り囲むクラッドが構成され、
   最も低い実効屈折率を有する前記所望するモードと最も高い実効屈折率を有する前記漏洩モードとの間での屈折率間隔は、その間での結合を実質的に防ぐように十分大きい、光ファイバ。
5. 前記光ファイバが２〜１０個のモードに対して設計された少数モードファイバ（ＦＭＦ）である、請求項４に記載の光ファイバ。
6. 前記コアが切り取られたαコアからなる、請求項４に記載の光ファイバ。
7. 前記クラッドが前記コアと前記トレンチの間のレッジを備える、請求項４に記載の光ファイバ。
8. 前記屈折率プロファイルが、
   切り取られたコア半径：５〜２０μｍ
   レッジ：１〜５μｍ
   トレンチ：１〜１０μｍ
   を有する、請求項４に記載の光ファイバ。
9. 前記トレンチが３μｍ未満の幅を有する、請求項８に記載の光ファイバ。