JP2014041406A - Semiconductor integrated circuit and operation method thereof - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、半導体集積回路およびその動作方法に関し、特に停電に応答して複数の電源から使用電源を再度選択する自動選択を実行する際のパワーオンリセット動作の再度実行による制御回路の制御情報の消失を解消するのに有効な技術に関するものである。 The present invention relates to a semiconductor integrated circuit and an operation method thereof, and more particularly, to control information of a control circuit by re-execution of a power-on reset operation when performing automatic selection for re-selecting a power source to be used from a plurality of power sources in response to a power failure. The present invention relates to a technique effective in eliminating the disappearance.
例えば、下記特許文献1や下記特許文献2に記載されているように、ICカードに半導体集積回路とアンテナコイルとを搭載して、このICカードの電源供給はカードリーダー・カードライターと呼ばれる読み出し・書き込み装置からのRF信号をアンテナコイルによる受信と整流回路による整流で行われるものである。このようにカード側に電源を持たないICカードは自動改札システム、電子マネー、物流管理等で普及しつつある。このようにこのICカードはRF給電される一方、ユニークな識別情報(ID情報)が内蔵不揮発性メモリに格納されているので、RFIDカードと呼ばれる。
For example, as described in
一方、スマートフォン等の携帯機器に電源ケーブルを接続することなく、携帯機器を専用の充電テーブルに置くだけで携帯機器の充電が可能な「置くだけ充電」と呼ばれるワイヤレス給電システムが普及している。このワイヤレス給電システムは、スマートフォンと呼ばれる携帯電話の電池の消耗が大きいことに対応するものである。すなわち、スマートフォンは、インターネットとの親和性が高く、パーソナルコンピュータの機能をベースとした多機能携帯電話もしくは電話・メールにPDA機能が付加された多機能携帯電話であり、「スマフォ」、「スマホ」と略されることもある。ワイヤレス給電システムは業界団体のWireless Power Consortium (WPC)によって策定されたQi(チー)と呼ばれる国際標準規格に基づくもので、送信側機器と受信側機器の両者がそれぞれコイルを持つことで、電磁誘導方式により送信側機器から受信側機器への給電を可能とするものである。このワイヤレス給電システムの利点は、充電のために電源コネクターを抜き差しする必要が無く、特に携帯機器の電源コネクターのコネクターカバーを開け閉めする作業を省略することが可能となる。 On the other hand, a wireless power feeding system called “just-on-placement charging” that allows charging of a mobile device by simply placing the mobile device on a dedicated charging table without connecting a power cable to the mobile device such as a smartphone has become widespread. This wireless power supply system corresponds to the fact that the battery of a mobile phone called a smartphone is consumed greatly. In other words, smartphones are multifunctional mobile phones that have high compatibility with the Internet and are based on the functions of a personal computer, or multi-function mobile phones that have a PDA function added to phone / mail. Sometimes abbreviated. The wireless power supply system is based on an international standard called Qi (Qi) established by the industry group Wireless Power Consortium (WPC). According to the method, power can be supplied from the transmitting device to the receiving device. The advantage of this wireless power supply system is that it is not necessary to connect and disconnect the power connector for charging, and in particular, the work of opening and closing the connector cover of the power connector of the portable device can be omitted.
更に下記特許文献3には、2種類以上の電源と選択的に接続されることによりバッテリーを充電する電子機器において、電力供給を受けている電源との接続が解除されると速やかに他の電源と接続してバッテリーの充電を開始するコントローラを使用することが記載されている。すなわち、コントローラによる制御は、AC電源からAC接続部へ電流が供給されている間ではAC電源によってバッテリーを充電して、AC電源からAC接続部へ電流が供給されず外部機器から外部機器接続部へ電流が供給されている間では外部機器の電源でバッテリーを充電する。特にコントローラは、バッテリーがAC電源によって充電されている間に、外部機器接続部が外部機器に接続された場合に、外部機器と初期通信を行って外部機器を介してバッテリーを充電するために必要な充電設定を行うものである。外部機器接続部は具体的にはUSB接続部であり、IEEE1394等の他の規格のインターフェースも採用可能であるとされている。電子機器がAC電源と外部機器の両者と接続されている場合には、AC電源からの電流が外部機器からの電流よりも大きいので、コントローラはAC電源によりバッテリーを充電するものである。
Further, in
下記特許文献4には、第1入出力端子間に第1NチャネルパワーMOSトランジスタのソース・ドレイン経路を接続して、第2入出力端子間に第2NチャネルパワーMOSトランジスタのソース・ドレイン経路を接続して、第3入出力端子間に第3NチャネルパワーMOSトランジスタのソース・ドレイン経路を接続したパワースイッチICが記載されている。第3NチャネルパワーMOSトランジスタのゲートと接地電位の間に第3MOSトランジスタのドレイン・ソース経路が接続され、第2NチャネルパワーMOSトランジスタのゲートと接地電位の間に第4MOSトランジスタのドレイン・ソース経路が接続され、第1NチャネルパワーMOSトランジスタのゲートと接地電位の間に第5MOSトランジスタのドレイン・ソース経路が接続される。第1入力端子は第1インバータ回路の入力端子と第2インバータ回路の入力端子に接続され、第2入力端子と第3入力端子とは第1インバータ回路の電源端子と第2インバータ回路の電源端子とにそれぞれ接続される。第1インバータ回路の出力端子は第3MOSトランジスタのゲートに接続され、第2インバータ回路の出力端子は第4MOSトランジスタのゲートに接続されて、第1インバータ回路の出力端子と第2インバータ回路の出力端子とは2入力ノアゲート回路の2入力端子に接続される。更に、2入力ノアゲート回路の出力端子は第3インバータ回路の入力端子と接続され、第3インバータ回路の出力端子は第5MOSトランジスタのゲートに接続される。異常が発生によって第1入力端子の電位が低下すると、第1インバータ回路の出力端子と第2インバータ回路の出力端子と第3インバータ回路の出力端子とがハイレベルとなり、第3MOSトランジスタと第4MOSトランジスタと第5MOSトランジスタとがオン状態となる。従って、第1入出力端子間に接続された第1NチャネルパワーMOSトランジスタと第2入出力端子間に接続された第2NチャネルパワーMOSトランジスタと第3入出力端子間に接続された第3NチャネルパワーMOSトランジスタの全てのパワーMOSトランジスタが、オフ状態に制御されるものとなる。
In
本発明者は本発明に先立って、AC電源からのAC電源電圧の整流・平滑によって生成されるAC−DC電源電圧とUSB接続からのUSB電源電圧と上述したワイヤレス給電システムのワイヤレス給電による電源電圧の複数の電源電圧により動作することが可能なバッテリー充電制御のための半導体集積回路の開発に従事した。 Prior to the present invention, the present inventor has determined the AC-DC power supply voltage generated by rectification and smoothing of the AC power supply voltage from the AC power supply, the USB power supply voltage from the USB connection, and the power supply voltage by the wireless power supply of the wireless power supply system described above. Engaged in the development of semiconductor integrated circuits for battery charge control that can be operated with multiple power supply voltages.
この開発の過程では、本発明者は上記特許文献3に記載された複数の電源によるバッテリーの充電方法を検討したが、複数の電源の給電の有無に従って使用電源を自動的に選択するための実現方法が上記特許文献3に記載されていないと言う問題が、本発明者による検討によって明らかとされた。すなわち、上述した複数の電源電圧によって動作することが可能なバッテリー充電制御のための半導体集積回路では、複数の電源から使用電源の自動選択する電子回路をインプリメントすることが必要とされるものである。
In the course of this development, the present inventor examined the method of charging a battery with a plurality of power sources described in
更に、この開発の過程における本発明者の検討によって、上記特許文献4に記載された方式では、複数の電源から使用電源を自動選択することは不可能であることが明らかとされた。
Furthermore, as a result of the study of the present inventor in the course of this development, it has been clarified that the method described in
本発明者は本発明に先立って、パワーオンリセット回路と入力電圧検出回路と制御回路とを使用することによって複数の電源から使用電源の自動選択する電子回路をインプリメントする方式を検討した。第1電源電圧と第2電源電圧の少なくともいずれか1つの供給に応答するパワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作によって、第1電源電圧の選択のための第1電源スイッチと第2電源電圧の選択のための第2電源スイッチとを制御する制御回路がリセットされる。 Prior to the present invention, the present inventor studied a method of implementing an electronic circuit that automatically selects a power supply to be used from a plurality of power supplies by using a power-on reset circuit, an input voltage detection circuit, and a control circuit. Selection of the first power supply switch and the second power supply voltage for selecting the first power supply voltage by the power-on reset operation of the power-on reset circuit that responds to supply of at least one of the first power supply voltage and the second power supply voltage The control circuit for controlling the second power switch for resetting is reset.
入力電圧検出回路は、パワーオンリセット動作の終了に応答して、第1電源電圧の供給有無と第2電源電圧の供給有無とを検出する。入力電圧検出回路が第1電源電圧の供給を検出するが第2電源電圧の非供給を検出する場合に、制御回路は第1電源スイッチと第2電源スイッチとをオン状態とオフ状態とにそれぞれ制御する。反対に入力電圧検出回路が第2電源電圧の供給を検出するが第1電源電圧の非供給を検出する場合に、制御回路は第1電源スイッチと第2電源スイッチとをオフ状態とオン状態とにそれぞれ制御する。更に入力電圧検出回路が第1電源電圧の供給と第2電源電圧の供給の両者を検出する場合には、制御回路は事前に設定された優先順序に従って第1電源スイッチと第2電源スイッチとの一方と他方とをオン状態とオフ状態とにそれぞれ制御する。 The input voltage detection circuit detects whether the first power supply voltage is supplied and whether the second power supply voltage is supplied in response to the end of the power-on reset operation. When the input voltage detection circuit detects the supply of the first power supply voltage but detects the non-supply of the second power supply voltage, the control circuit sets the first power switch and the second power switch to the on state and the off state, respectively. Control. On the other hand, when the input voltage detection circuit detects the supply of the second power supply voltage but detects the non-supply of the first power supply voltage, the control circuit sets the first power switch and the second power switch to the off state and the on state. To control each. Further, when the input voltage detection circuit detects both the supply of the first power supply voltage and the supply of the second power supply voltage, the control circuit sets the first power switch and the second power switch according to a preset priority order. One and the other are controlled to an on state and an off state, respectively.
本発明者は本発明に先立って、上述した方式を更に詳細に検討したところ、入力電圧検出回路が第1電源電圧の供給と第2電源電圧の供給との両者を検出した後に、例えば高い方の優先順序に設定された第1電源電圧の停電が発生すると、この停電に応答して複数の電源から使用電源を再度選択する自動選択を実行する必要がある。 Prior to the present invention, the inventor examined the above-described method in more detail. After the input voltage detection circuit detects both the supply of the first power supply voltage and the supply of the second power supply voltage, for example, the higher one is used. When a power failure occurs in the first power supply voltage set in the priority order, it is necessary to execute automatic selection in which a power source to be used is selected again from a plurality of power sources in response to the power failure.
しかし、そのためには停電に応答して、パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作を再度実行する必要がある。その結果、パワーオンリセット動作の再度実行によって、制御回路に設定された初期設定情報と制御回路に格納されている制御情報とがクリアされて消失すると言う問題が明らかとされた。 However, for that purpose, it is necessary to execute the power-on reset operation of the power-on reset circuit again in response to the power failure. As a result, it has been clarified that the initial setting information set in the control circuit and the control information stored in the control circuit are cleared and lost by re-execution of the power-on reset operation.
従って、制御回路で消失した初期設定情報はフラッシュメモリ等の不揮発性メモリに格納されたブートプログラムから再ロードする必要がある一方、制御回路で消失した制御情報は不揮発性メモリ等にバックアップされていないので消失した制御情報を回復することは不可能である言う問題が明らかとされた。 Therefore, the initial setting information lost in the control circuit must be reloaded from the boot program stored in the non-volatile memory such as the flash memory, while the control information lost in the control circuit is not backed up in the non-volatile memory or the like. Therefore, the problem that it is impossible to recover the lost control information was revealed.
このような課題を解決するための手段等を以下に説明するが、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。 Means for solving such problems will be described below, but other problems and novel features will become apparent from the description of the present specification and the accompanying drawings.
本願において開示される代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。 The outline of the typical embodiment disclosed in the present application will be briefly described as follows.
すなわち、代表的な実施の形態による半導体集積回路(212)は、第1の電源電圧が供給可能である第1供給端子(T1)と、第2の電源電圧が供給可能である第2供給端子(T2)と、前記第1供給端子と前記第2供給端子とに接続された入力電圧選択回路(2124)と、第1電源スイッチ(SW1、SW2)と、第2電源スイッチ(SW3)とを具備する(図2参照)。 That is, the semiconductor integrated circuit (212) according to the representative embodiment includes a first supply terminal (T1) capable of supplying a first power supply voltage and a second supply terminal capable of supplying a second power supply voltage. (T2), an input voltage selection circuit (2124) connected to the first supply terminal and the second supply terminal, a first power switch (SW1, SW2), and a second power switch (SW3). (See FIG. 2).
入力電圧選択回路(2124)は、パワーオンリセット回路(21244)と入力電圧検出回路(21248)と第1可変伝達回路(2124Y1)と第2可変伝達回路(2124Y2)と電圧比較・選択回路(21243)と制御回路(21245、21246)とを含む。 The input voltage selection circuit (2124) includes a power-on reset circuit (21244), an input voltage detection circuit (21248), a first variable transmission circuit (2124Y1), a second variable transmission circuit (2124Y2), and a voltage comparison / selection circuit (21243). ) And a control circuit (21245, 21246).
電圧比較・選択回路(21243)は第1入力端子(T1)の電圧と第2入力端子(T2)の電圧を比較して高い電圧を選択することにより、当該高い電圧を出力端子からパワーオンリセット回路(21244)と入力電圧検出回路(21248)とに供給される動作電圧として出力する(図7参照)。 The voltage comparison / selection circuit (21243) compares the voltage of the first input terminal (T1) and the voltage of the second input terminal (T2) and selects a high voltage, so that the high voltage is power-on reset from the output terminal. The operation voltage supplied to the circuit (21244) and the input voltage detection circuit (21248) is output (see FIG. 7).
パワーオンリセット回路(21244)のパワーオンリセット動作終了時に第1と第2のいずれか電源電圧の第1と第2のいずれかの供給端子への供給を入力電圧検出回路(21248)が検出する第1の場合には、その検出に応答した制御回路路(21245、21246)は第1および第2の電源スイッチのうちの供給が検出された供給端子に対応する電源スイッチをオン状態に制御する。 At the end of the power-on reset operation of the power-on reset circuit (21244), the input voltage detection circuit (21248) detects the supply of the first or second power supply voltage to either the first or second supply terminal. In the first case, the control circuit path (21245, 21246) responding to the detection controls the power switch corresponding to the supply terminal from which the supply is detected among the first and second power switches to be turned on. .
第1の場合には、制御回路は、第1可変伝達回路と第2可変伝達回路のうちの供給が検出された供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量を供給が検出されない供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する。 In the first case, the control circuit sets the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the supply terminal detected to be supplied from among the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit to the supply terminal where supply is not detected. Set larger than the signal transmission amount of the corresponding variable transmission circuit.
パワーオンリセット回路(21244)のパワーオンリセット動作終了時に第1および第2の電源電圧の両者の第1および第2の供給端子の両者への供給を入力電圧検出回路(21248)が検出する第2の場合には、その検出に応答した制御回路は第1および第2の電源スイッチのうちの事前に設定された優先順序の高い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御する。 When the power-on reset circuit (21244) ends the power-on reset operation, the input voltage detection circuit (21248) detects the supply of both the first and second power supply voltages to both the first and second supply terminals. In the case of 2, the control circuit responding to the detection controls the power switch having the higher priority order set in advance among the first and second power switches to the ON state.
第2の場合には、制御回路は、第1可変伝達回路と第2可変伝達回路のうちの第1および第2の電源スイッチのうちの高い優先順序を持った電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を高い優先順序を持った電源スイッチに対応しない可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する。 In the second case, the control circuit corresponds to a power switch having a high priority order among the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. Is set larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit that does not correspond to the power switch having a high priority order.
高い優先順序を持った電源スイッチがオン状態に制御された後に、入力電圧検出回路(21248)は第1および第2の電源スイッチのうちの高い優先順序を持った電源スイッチに供給された電源電圧の停電を検出するものである。 After the power switch having a high priority order is controlled to be in the ON state, the input voltage detection circuit (21248) supplies the power supply voltage supplied to the power switch having the high priority order among the first and second power switches. This is to detect a power outage.
入力電圧検出回路による停電の検出結果に応答して、制御回路は、第1および第2の電源スイッチのうち事前に設定された優先順序の低い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御する。 In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit controls the power switch having a low priority order set in advance among the first and second power switches to an ON state. .
入力電圧検出回路による停電の検出結果に応答して、制御回路は、第1可変伝達回路と第2可変伝達回路のうちの第1および第2の電源スイッチのうちの低い優先順序を持った電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を高い優先順序を持った電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する(図9、図10参照)。 In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit has a power supply having a low priority order among the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. The signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the switch is set larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the power switch having a high priority order (see FIGS. 9 and 10).
本願において開示される実施の形態のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。 The following is a brief description of an effect obtained by the typical embodiment of the embodiments disclosed in the present application.
すなわち、本半導体集積回路(212)によれば、停電に応答して複数の電源から使用電源を再度選択する自動選択を実行する際のパワーオンリセット動作の再度実行による制御回路の制御情報の消失を解消することができる。 That is, according to this semiconductor integrated circuit (212), the control information of the control circuit is lost due to the re-execution of the power-on reset operation when the automatic selection for re-selecting the power source to be used is selected from a plurality of power sources in response to a power failure. Can be eliminated.
1.実施の形態の概要
まず、本願において開示される代表的な実施の形態についてその概要を説明する。代表的な実施の形態の概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号は、それが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
1. First, an outline of a typical embodiment disclosed in the present application will be described. The reference numerals of the drawings referred to in parentheses in the outline description of the representative embodiment merely exemplify what is included in the concept of the component to which the reference numeral is attached.
〔1〕代表的な実施の形態による半導体集積回路(212)は、第1の電源電圧が供給可能である第1供給端子(T1)と、第2の電源電圧が供給可能である第2供給端子(T2)と、前記第1供給端子と前記第2供給端子とに接続された入力電圧選択回路(2124)と、第1電源スイッチ(SW1、SW2)と、第2電源スイッチ(SW3)とを具備する(図2参照)。 [1] A semiconductor integrated circuit (212) according to a typical embodiment includes a first supply terminal (T1) capable of supplying a first power supply voltage and a second supply capable of supplying a second power supply voltage. A terminal (T2), an input voltage selection circuit (2124) connected to the first supply terminal and the second supply terminal, a first power switch (SW1, SW2), a second power switch (SW3), (See FIG. 2).
前記入力電圧選択回路(2124)は、パワーオンリセット回路(21244)と入力電圧検出回路(21248)と第1可変伝達回路(2124Y1)と第2可変伝達回路(2124Y2)と電圧比較・選択回路(21243)と制御回路(21245、21246)とを含む。 The input voltage selection circuit (2124) includes a power-on reset circuit (21244), an input voltage detection circuit (21248), a first variable transmission circuit (2124Y1), a second variable transmission circuit (2124Y2), and a voltage comparison / selection circuit ( 21243) and control circuits (21245, 21246).
前記第1可変伝達回路(2124Y1)の入力端子と前記第2可変伝達回路(2124Y2)の入力端子とは、前記第1の供給端子(T1)と前記第2の供給端子(T2)とにそれぞれ接続される。 The input terminal of the first variable transmission circuit (2124Y1) and the input terminal of the second variable transmission circuit (2124Y2) are respectively connected to the first supply terminal (T1) and the second supply terminal (T2). Connected.
前記電圧比較・選択回路(21243)は第1入力端子(Node1)と第2入力端子(Node2)と出力端子とを有して、前記第1入力端子(Node1)は前記第1可変伝達回路(2124Y1)の出力端子に接続され、前記第2入力端子(Node2)は前記第2可変伝達回路(2124Y2)の出力端子に接続される。 The voltage comparison / selection circuit (21243) has a first input terminal (Node1), a second input terminal (Node2), and an output terminal, and the first input terminal (Node1) is the first variable transmission circuit ( 2124Y1) and the second input terminal (Node2) is connected to the output terminal of the second variable transmission circuit (2124Y2).
前記電圧比較・選択回路(21243)の前記出力端子から、前記パワーオンリセット回路と前記入力電圧検出回路とに供給される動作電圧(Vcc、AVDD、DVDD)が生成される。 Operating voltages (Vcc, AV DD , DV DD ) supplied to the power-on reset circuit and the input voltage detection circuit are generated from the output terminal of the voltage comparison / selection circuit (21243).
前記電圧比較・選択回路は前記第1入力端子の電圧と前記第2入力端子の電圧を比較して高い電圧を選択することにより、当該高い電圧を前記出力端子から前記パワーオンリセット回路と前記入力電圧検出回路とに供給される前記動作電圧として出力する(図7参照)。 The voltage comparison / selection circuit compares the voltage of the first input terminal and the voltage of the second input terminal to select a high voltage, and thereby selects the high voltage from the output terminal to the power-on reset circuit and the input. The operation voltage supplied to the voltage detection circuit is output (see FIG. 7).
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作終了時に前記第1と第2のいずれか電源電圧の前記第1と第2のいずれかの供給端子への供給を前記入力電圧検出回路が検出する第1の場合には、その検出に応答した前記制御回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの供給が検出された供給端子に対応する電源スイッチをオン状態に制御する。 The first input voltage detection circuit detects the supply of either the first or second power supply voltage to the first or second supply terminal at the end of the power-on reset operation of the power-on reset circuit. In this case, the control circuit responding to the detection controls to turn on the power switch corresponding to the supply terminal from which the supply is detected among the first and second power switches.
前記第1の場合には、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの供給が検出された供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量を供給が検出されない供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する。 In the first case, the control circuit detects the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the supply terminal from which the supply is detected among the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. It is set to be larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the supply terminal that is not set.
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作終了時に前記第1および第2の電源電圧の両者の前記第1および第2の供給端子の両者への供給を前記入力電圧検出回路が検出する第2の場合には、その検出に応答した前記制御回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの事前に設定された優先順序の高い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御する。 The input voltage detection circuit detects the supply of both the first and second power supply voltages to both the first and second supply terminals at the end of the power-on reset operation of the power-on reset circuit. In this case, the control circuit responding to the detection controls the power switch having a higher priority order set in advance among the first and second power switches to the ON state.
前記第2の場合には、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応しない可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する。 In the second case, the control circuit includes the power supply having the higher priority order among the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. The signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the switch is set to be larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit not corresponding to the power switch having the high priority order.
前記高い優先順序を持った前記電源スイッチが前記オン状態に制御された後に、前記入力電圧検出回路(21248)は前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに供給された電源電圧の停電を検出するものである。 After the power switch having the higher priority order is controlled to be in the ON state, the input voltage detection circuit (21248) is configured to supply the power source having the higher priority order among the first and second power switches. It detects a power failure in the power supply voltage supplied to the switch.
前記入力電圧検出回路による前記停電の検出結果に応答して、前記制御回路は、前記第1および第2の電源スイッチのうち前記事前に設定された優先順序の低い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御する。 In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit has a power switch having a low priority order set in advance among the first power switch and the second power switch. To turn on.
前記入力電圧検出回路による前記停電の検出結果に応答して、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記低い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する(図9、図10参照)。 In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit includes the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. The signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the power switch having the low priority order is set larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the power switch having the high priority order (FIGS. 9 and 9). 10).
前記実施の形態の半導体集積回路(212)によれば、停電に応答して複数の電源から使用電源を再度選択する自動選択を実行する際のパワーオンリセット動作の再度実行による制御回路の制御情報の消失を解消することができる。 According to the semiconductor integrated circuit (212) of the above-described embodiment, control information of the control circuit by re-execution of the power-on reset operation when performing automatic selection for re-selecting the power source to be used from a plurality of power sources in response to a power failure Can be eliminated.
好適な実施の形態による半導体集積回路(212)は、負荷としての第1外部負荷(3)と第2外部負荷(26)とに前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧をそれぞれ供給する第1外部出力端子(T4)と第2外部出力端子(T3)を更に具備する。 The semiconductor integrated circuit (212) according to a preferred embodiment supplies the first power supply voltage or the second power supply voltage to the first external load (3) and the second external load (26) as loads, respectively. A first external output terminal (T4) and a second external output terminal (T3).
前記半導体集積回路(212)は、前記第1外部出力端子と前記第2外部出力端子との間に接続された出力PチャネルMOSトランジスタ(Mp0)を更に具備する。 The semiconductor integrated circuit (212) further includes an output P-channel MOS transistor (Mp0) connected between the first external output terminal and the second external output terminal.
前記パワーオンリセット動作終了の後におよび前記停電の検出結果に応答して、前記第1電源スイッチと前記第2電源スイッチのいずれかがオン状態に制御される場合には、前記制御回路(21245、21246)により前記出力PチャネルMOSトランジスタ(Mp0)がオン状態に制御される。 When one of the first power switch and the second power switch is controlled to be in an ON state after the power-on reset operation is completed and in response to the detection result of the power failure, the control circuit (21245, 21246) controls the output P-channel MOS transistor (Mp0) to the on state.
前記出力PチャネルMOSトランジスタが前記オン状態に制御されることによって、前記第2外部負荷に前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧が前記出力PチャネルMOSトランジスタと前記第2外部出力端子(T3)とを介して供給可能とされたことを特徴とするものである(図2、図7参照)。 When the output P-channel MOS transistor is controlled to be in the ON state, the first power supply voltage or the second power supply voltage is applied to the second external load from the output P-channel MOS transistor and the second external output terminal. (T3) and can be supplied (see FIGS. 2 and 7).
他の好適な実施の形態では、前記第1外部出力端子(T4)は、能動デバイスとしての他の半導体集積回路である前記第1外部負荷(3)に前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧を供給することが可能なように構成されたものである。 In another preferred embodiment, the first external output terminal (T4) is connected to the first power supply voltage or the second voltage to the first external load (3) which is another semiconductor integrated circuit as an active device. The power supply voltage can be supplied.
前記出力PチャネルMOSトランジスタと前記第2外部出力端子とは、バッテリーである前記第2外部負荷(26)に前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧を供給することが可能なように構成されたことを特徴とするものである(図2参照)。 The output P-channel MOS transistor and the second external output terminal can supply the first power supply voltage or the second power supply voltage to the second external load (26) which is a battery. It is characterized by being configured (see FIG. 2).
更に他の好適な実施の形態では、前記第1可変伝達回路(2124Y1)と前記第2可変伝達回路(2124Y2)とは、それぞれ第1可変利得増幅器と第2可変利得増幅器とにより構成されたことを特徴とするものである(図8参照)。 In still another preferred embodiment, the first variable transmission circuit (2124Y1) and the second variable transmission circuit (2124Y2) are configured by a first variable gain amplifier and a second variable gain amplifier, respectively. (See FIG. 8).
より好適な実施の形態では、前記第1可変伝達回路(2124Y1)と前記第2可変伝達回路(2124Y2)とは、それぞれ第1可変減衰器と第2可変減衰器とにより構成されたことを特徴とするものである。 In a more preferred embodiment, the first variable transmission circuit (2124Y1) and the second variable transmission circuit (2124Y2) are configured by a first variable attenuator and a second variable attenuator, respectively. It is what.
他のより好適な実施の形態では、前記電圧比較・選択回路(21243)は、第1PチャネルMOSトランジスタ(Mp3)と第2PチャネルMOSトランジスタ(Mp4)と差動増幅器(DA1)とを含む。 In another more preferred embodiment, the voltage comparison / selection circuit (21243) includes a first P-channel MOS transistor (Mp3), a second P-channel MOS transistor (Mp4), and a differential amplifier (DA1).
前記第1PチャネルMOSトランジスタ(Mp3)のソースとドレインとは、前記電圧比較・選択回路(21243)の前記第1入力端子(Node1)と前記出力端子とにそれぞれ接続される。 The source and drain of the first P-channel MOS transistor (Mp3) are connected to the first input terminal (Node1) and the output terminal of the voltage comparison / selection circuit (21243), respectively.
前記第2PチャネルMOSトランジスタ(Mp4)のソースとドレインとは、前記電圧比較・選択回路(21243)の前記第2入力端子(Node2)と前記出力端子とにそれぞれ接続される。 The source and drain of the second P-channel MOS transistor (Mp4) are connected to the second input terminal (Node2) and the output terminal of the voltage comparison / selection circuit (21243), respectively.
前記差動増幅器(DA1)の一方の差動入力端子の他方の差動入力端子とは、前記電圧比較・選択回路(21243)の前記第1入力端子(Node1)と前記第2入力端子(Node2)とに接続される。 The other differential input terminal of one differential input terminal of the differential amplifier (DA1) is the first input terminal (Node1) and the second input terminal (Node2) of the voltage comparison / selection circuit (21243). ) And connected.
前記差動増幅器(DA1)の一方の差動出力端子の他方の差動出力端子とは、前記第1PチャネルMOSトランジスタ(Mp3)のゲートと前記第2PチャネルMOSトランジスタ(Mp4)のゲートとにそれぞれ接続されたことを特徴とするものである(図7参照)。 The other differential output terminal of the differential amplifier (DA1) is connected to the gate of the first P-channel MOS transistor (Mp3) and the gate of the second P-channel MOS transistor (Mp4), respectively. It is characterized by being connected (see FIG. 7).
更に他のより好適な実施の形態による半導体集積回路(212)は、外部のマイクロコントローラユニット(22)とシリアルデータ通信を実行する外部インターフェース(2125)を更に具備する。 The semiconductor integrated circuit (212) according to still another more preferred embodiment further includes an external interface (2125) for executing serial data communication with an external microcontroller unit (22).
前記入力電圧選択回路(2124)の前記制御回路(21245、21246)は、前記外部インターフェース(2125)の動作を制御することを特徴とするものである(図2、図7参照)。 The control circuit (21245, 21246) of the input voltage selection circuit (2124) controls the operation of the external interface (2125) (see FIGS. 2 and 7).
別のより好適な実施の形態では、前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作によって、前記制御回路(21245、21246)がリセットされることを特徴とするものである(図2、図7参照)。 In another more preferred embodiment, the control circuit (21245, 21246) is reset by a power-on reset operation of the power-on reset circuit (see FIGS. 2 and 7). .
具体的な実施の形態による半導体集積回路(212)は、前記第1供給端子(T1)と前記第1電源スイッチ(SW1、SW2)との間に並列接続された降圧DC−DCコンバータ(2121)とリニア・レギュレータ(2122)を更に具備する。 A semiconductor integrated circuit (212) according to a specific embodiment includes a step-down DC-DC converter (2121) connected in parallel between the first supply terminal (T1) and the first power switch (SW1, SW2). And a linear regulator (2122).
前記リニア・レギュレータは、前記第1供給端子への前記第1の電源電圧の前記供給による電源投入直後に即座動作するシリーズレギュレータとして動作するものである。 The linear regulator operates as a series regulator that operates immediately after power is turned on by the supply of the first power supply voltage to the first supply terminal.
前記降圧DC−DCコンバータ2121は、前記リニア・レギュレータよりも高い電力効率を有するスイッチングレギュレータとして動作することを特徴とするものである(図2参照)。
The step-down DC-
最も具体的な実施の形態は、前記第1供給端子(T1)に第1ショットキーダイオード(D1)を介してワイヤレス給電の電源電圧と第2ショットキーダイオード(D2)を介してAC電源接続インターフェース(24)のAC−DC変換電源電圧とが供給可能なように、前記第1供給端子(T1)が構成されたものである。 In the most specific embodiment, the first power supply terminal T1 is connected to the power supply voltage of wireless power supply via the first Schottky diode D1 and the AC power supply connection interface via the second Schottky diode D2. The first supply terminal (T1) is configured so that the AC-DC conversion power supply voltage (24) can be supplied.
前記第2供給端子(T2)にUSB接続インターフェース(23)のUSB電源電圧が供給可能なように、前記第2供給端子(T2)が構成されたことを特徴とするものである(図2参照)。 The second supply terminal (T2) is configured so that the USB power supply voltage of the USB connection interface (23) can be supplied to the second supply terminal (T2) (see FIG. 2). ).
〔2〕別の観点の代表的な実施の形態は、第1の電源電圧が供給可能である第1供給端子(T1)と、第2の電源電圧が供給可能である第2供給端子(T2)と、前記第1供給端子と前記第2供給端子とに接続された入力電圧選択回路(2124)と、第1電源スイッチ(SW1、SW2)と、第2電源スイッチ(SW3)とを具備する半導体集積回路(212)の動作方法である(図2参照)。 [2] A typical embodiment of another aspect is that a first supply terminal (T1) capable of supplying a first power supply voltage and a second supply terminal (T2) capable of supplying a second power supply voltage. ), An input voltage selection circuit (2124) connected to the first supply terminal and the second supply terminal, a first power switch (SW1, SW2), and a second power switch (SW3). This is an operation method of the semiconductor integrated circuit (212) (see FIG. 2).
前記入力電圧選択回路(2124)は、パワーオンリセット回路(21244)と入力電圧検出回路(21248)と第1可変伝達回路(2124Y1)と第2可変伝達回路(2124Y2)と電圧比較・選択回路(21243)と制御回路(21245、21246)とを含む。 The input voltage selection circuit (2124) includes a power-on reset circuit (21244), an input voltage detection circuit (21248), a first variable transmission circuit (2124Y1), a second variable transmission circuit (2124Y2), and a voltage comparison / selection circuit ( 21243) and control circuits (21245, 21246).
前記第1可変伝達回路(2124Y1)の入力端子と前記第2可変伝達回路(2124Y2)の入力端子とは、前記第1の供給端子(T1)と前記第2の供給端子(T2)とにそれぞれ接続される。 The input terminal of the first variable transmission circuit (2124Y1) and the input terminal of the second variable transmission circuit (2124Y2) are respectively connected to the first supply terminal (T1) and the second supply terminal (T2). Connected.
前記電圧比較・選択回路(21243)は第1入力端子(Node1)と第2入力端子(Node2)と出力端子とを有して、前記第1入力端子(Node1)は前記第1可変伝達回路(2124Y1)の出力端子に接続され、前記第2入力端子(Node2)は前記第2可変伝達回路(2124Y2)の出力端子に接続される。 The voltage comparison / selection circuit (21243) has a first input terminal (Node1), a second input terminal (Node2), and an output terminal, and the first input terminal (Node1) is the first variable transmission circuit ( 2124Y1) and the second input terminal (Node2) is connected to the output terminal of the second variable transmission circuit (2124Y2).
前記電圧比較・選択回路(21243)の前記出力端子から、前記パワーオンリセット回路と前記入力電圧検出回路とに供給される動作電圧(Vcc、AVDD、DVDD)が生成される。 Operating voltages (Vcc, AV DD , DV DD ) supplied to the power-on reset circuit and the input voltage detection circuit are generated from the output terminal of the voltage comparison / selection circuit (21243).
前記電圧比較・選択回路は前記第1入力端子の電圧と前記第2入力端子の電圧を比較して高い電圧を選択することにより、当該高い電圧を前記出力端子から前記パワーオンリセット回路と前記入力電圧検出回路とに供給される前記動作電圧として出力する(図7参照)。 The voltage comparison / selection circuit compares the voltage of the first input terminal and the voltage of the second input terminal to select a high voltage, and thereby selects the high voltage from the output terminal to the power-on reset circuit and the input. The operation voltage supplied to the voltage detection circuit is output (see FIG. 7).
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作終了時に前記第1と第2のいずれか電源電圧の前記第1と第2のいずれかの供給端子への供給を前記入力電圧検出回路が検出する第1の場合には、その検出に応答した前記制御回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの供給が検出された供給端子に対応する電源スイッチをオン状態に制御する。 The first input voltage detection circuit detects the supply of either the first or second power supply voltage to the first or second supply terminal at the end of the power-on reset operation of the power-on reset circuit. In this case, the control circuit responding to the detection controls to turn on the power switch corresponding to the supply terminal from which the supply is detected among the first and second power switches.
前記第1の場合には、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの供給が検出された供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量を供給が検出されない供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する。 In the first case, the control circuit detects the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the supply terminal from which the supply is detected among the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. It is set to be larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the supply terminal that is not set.
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作終了時に前記第1および第2の電源電圧の両者の前記第1および第2の供給端子の両者への供給を前記入力電圧検出回路が検出する第2の場合には、その検出に応答した前記制御回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの事前に設定された優先順序の高い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御する。 The input voltage detection circuit detects the supply of both the first and second power supply voltages to both the first and second supply terminals at the end of the power-on reset operation of the power-on reset circuit. In this case, the control circuit responding to the detection controls the power switch having a higher priority order set in advance among the first and second power switches to the ON state.
前記第2の場合には、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応しない可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する。 In the second case, the control circuit includes the power supply having the higher priority order among the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. The signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the switch is set to be larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit not corresponding to the power switch having the high priority order.
前記高い優先順序を持った前記電源スイッチが前記オン状態に制御された後に、前記入力電圧検出回路(21248)は前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに供給された電源電圧の停電を検出するものである。 After the power switch having the higher priority order is controlled to be in the ON state, the input voltage detection circuit (21248) is configured to supply the power source having the higher priority order among the first and second power switches. It detects a power failure in the power supply voltage supplied to the switch.
前記入力電圧検出回路による前記停電の検出結果に応答して、前記制御回路は、前記第1および第2の電源スイッチのうち前記事前に設定された優先順序の低い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御する。 In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit has a power switch having a low priority order set in advance among the first power switch and the second power switch. To turn on.
前記入力電圧検出回路による前記停電の検出結果に応答して、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記低い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する(図9、図10参照)。 In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit includes the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. The signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the power switch having the low priority order is set larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the power switch having the high priority order (FIGS. 9 and 9). 10).
前記実施の形態の半導体集積回路(212)によれば、停電に応答して複数の電源から使用電源を再度選択する自動選択を実行する際のパワーオンリセット動作の再度実行による制御回路の制御情報の消失を解消することができる。 According to the semiconductor integrated circuit (212) of the above-described embodiment, control information of the control circuit by re-execution of the power-on reset operation when performing automatic selection for re-selecting the power source to be used from a plurality of power sources in response to a power failure Can be eliminated.
2.実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。
2. Details of Embodiment Next, the embodiment will be described in more detail. In all the drawings for explaining the best mode for carrying out the invention, components having the same functions as those in the above-mentioned drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated description thereof is omitted.
[実施の形態1]
《多機能携帯電話の構成》
図1は、実施の形態1によるバッテリー充電制御のための半導体集積回路212が搭載された多機能携帯電話の構成を示す図である。
[Embodiment 1]
<Configuration of multi-function mobile phone>
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a multi-function mobile phone equipped with a semiconductor integrated
図1に示した多機能携帯電話は、送電回路1と受電回路2と受電側システム3とによって構成されている。特に図1に示した多機能携帯電話では、送電側アンテナコイル13からのRF信号が受信側アンテナコイル25によって受信されることにより2次電池26の充電と受電側システム3への電源供給とが実行される。
The multi-function mobile phone shown in FIG. 1 includes a
《送信側の送電回路》
図1に示したように、ワイヤレス電力伝送システムの送信側の送電回路1にはACアダプタ10を介してAC電源が供給される。送電回路1は、マイクロコントローラユニット(MCU)11と送電制御回路12とによって構成され、マイクロコントローラユニット(MCU)11は認証処理機能111と暗号処理機能112とを有し、送電制御回路12は整流回路121とRFドライバ122を含み、RFドライバ122は送電側アンテナコイル13と接続される。
<< Transmission circuit on the transmission side >>
As shown in FIG. 1, AC power is supplied to the
ACアダプタ10を介して供給されるAC電源が整流回路121によって整流・平滑されることによって生成されるDC電源電圧が、送電回路1のマイクロコントローラユニット(MCU)11とRFドライバ122等とに供給される。送電回路1のマイクロコントローラユニット(MCU)11の認証処理機能111と暗号処理機能112とは、受電回路2である多機能携帯電話のユーザーが正当な使用権利を有するユーザーか否か等を判断するための相互認証処理と通信データの改竄を防止するための暗号処理とをそれぞれ実行するものである。すなわち、送電回路1のマイクロコントローラユニット(MCU)11は、受電回路2に含まれるマイクロコントローラユニット(MCU)22の認証処理機能221と暗号処理機能222との間の通信プロトコルに関する暗号鍵の生成と保持と更新と削除等に関係する鍵管理動作を実行するものである。
A DC power supply voltage generated by rectifying and smoothing the AC power supplied via the
その結果、送電回路1のマイクロコントローラユニット(MCU)11によって受電回路2である多機能携帯電話のユーザーが正当な使用権利を有するユーザーであることが判定されると、RFドライバ122は図示しないRF発振器から生成されるRF発振出力信号に応答して送電側アンテナコイル13に供給されるRF駆動信号を生成する。更に、送電回路1のマイクロコントローラユニット(MCU)11からの認証処理と暗号処理との通信データは、RFドライバ122と送電側アンテナコイル13と受電側アンテナコイル25を介して受電回路2に供給される。
As a result, when it is determined by the microcontroller unit (MCU) 11 of the
《受信側の受電回路》
図1に示したように、ワイヤレス電力伝送システムの受信側の受電回路2は受電制御回路21とマイクロコントローラユニット(MCU)22とによって構成され、マイクロコントローラユニット(MCU)22は認証処理機能221と暗号処理機能222を有し、受電制御回路21は整流回路211とバッテリー充電制御のための半導体集積回路212とを含むものである。
<< Receiving circuit on the receiving side >>
As shown in FIG. 1, the
図1に示したワイヤレス電力伝送システムでは、最初に送電回路1のマイクロコントローラユニット(MCU)11と受電回路2のマイクロコントローラユニット(MCU)22との間で上述した通信プロトコルに従った通信が、送電側アンテナコイル13と受電側アンテナコイル25とを介して実行される。この通信のために、受電回路2では、受電制御回路21とマイクロコントローラユニット(MCU)22との間でシリアル通信と電源供給等が可能とされたものである。送電回路1のマイクロコントローラユニット(MCU)11によって受電回路2である多機能携帯電話のユーザーが正当な使用権利を有するユーザーであることが判定されると、RFドライバ122から生成されるRF駆動信号が受電回路2に送電側アンテナコイル13と受電側アンテナコイル25とを介して供給される。
In the wireless power transmission system shown in FIG. 1, communication according to the communication protocol described above is first performed between the microcontroller unit (MCU) 11 of the
送電側アンテナコイル13と受電側アンテナコイル25とを介して供給されるRF駆動信号が整流回路211によって整流・平滑されることによって生成されるDC電源電圧が、半導体集積回路212とマイクロコントローラユニット(MCU)22とに供給される。整流回路211から半導体集積回路212に供給されるDC電源電圧は、2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3の電源供給にも使用される。
A DC power supply voltage generated by rectifying and smoothing the RF drive signal supplied via the power transmission
ワイヤレス電力伝送システムの受信側が多機能携帯電話である場合には、受電側システム3はアプリケーションプロセッサやベースバンドプロセッサや液晶表示ドライバICやRF信号処理半導体集積回路(RFIC)やメインメモリやフラッシュメモリ等の不揮発性メモリ等を含むものである。
When the receiving side of the wireless power transmission system is a multi-function mobile phone, the power receiving
また、ワイヤレス電力伝送システムの受信側がタブレットPCのような携帯型パーソナルコンピュータである場合には、受電側システム3は中央処理ユニット(CPU)とハードディスク置き換えの大規模記憶容量のフラッシュメモリストレージを更に含むものである。
Further, when the receiving side of the wireless power transmission system is a portable personal computer such as a tablet PC, the power receiving
更にバッテリー充電制御とシステム電源供給のための半導体集積回路212には、整流回路211により生成されるDC電源電圧以外にも、USB接続インターフェース23からのUSB電源電圧とAC電源接続インターフェース24からのAC電源電圧の整流・平滑により生成されるAC−DC変換電源電圧とが供給可能とされる。従って、バッテリー充電制御とシステム電源供給とのための半導体集積回路212は、整流回路211のDC電源電圧とUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧とAC電源接続インターフェース24のAC−DC変換電源電圧の複数の電源電圧からバッテリー充電制御とシステム電源供給のための電源電圧を自動選択する機能を有するものである。尚、USBは、Universal Serial Busの略である。
In addition to the DC power supply voltage generated by the
《バッテリー充電制御のための半導体集積回路の構成》
図2は、図1に示した実施の形態1によるバッテリー充電制御のための半導体集積回路212の構成を示す図である。
<Structure of semiconductor integrated circuit for battery charge control>
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the semiconductor integrated
図2に示すように、バッテリー充電制御とシステム電源供給のための半導体集積回路212は、降圧DC−DCコンバータ2121とリニア・レギュレータ2122とUSB種別検出回路2123と入力電圧選択回路2124と外部インターフェース2125と内蔵レギュレータ2126とゲート駆動制御回路2127とを含んでいる。更に、バッテリー充電制御とシステム電源供給のための半導体集積回路212は、PチャネルMOSトランジスタMp0とスイッチSW1、SW2、SW3、SW4とを含んでいる。
As shown in FIG. 2, a semiconductor integrated
第1入力電圧1の供給端子T1には第1ショットキーダイオードD1を介して送電回路1のワイヤレス給電の電源電圧と第2ショットキーダイオードD2を介してAC電源接続インターフェース24のAC−DC変換電源電圧とが供給され、第2入力電圧2の供給端子T2にはUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧が供給される。ショットキーダイオードD1、D2は、送電回路1のワイヤレス給電の電源電圧とAC電源接続インターフェース24のAC−DC変換電源電圧との間で逆流防止素子として機能する一方、PN接合ダイオードと比較して低い順方向電圧で電源電圧を伝達する電圧伝達素子として機能する。尚、送電回路1のワイヤレス給電の電源電圧は5.5ボルトから20ボルトの電圧であり、AC電源接続インターフェース24のAC−DC変換電源電圧は略7ボルトの電圧であり、USB接続インターフェース23のUSB電源電圧は5ボルトの電圧である。
The supply terminal T1 of the
降圧DC−DCコンバータ2121には、外部端子DDOUT1(T5)、DDOUT2(T6)を介してインダクターL1と容量C1とが接続されている。従って、降圧DC−DCコンバータ2121はリニア・レギュレータ2122よりも電源投入時の起動が遅いが、リニア・レギュレータ2122よりも高い電力効率を有するスイッチングレギュレータとして動作する。一方、リニア・レギュレータ2122は、電源投入の直後に即座に動作するシリーズレギュレータとして動作するものである。
The step-down DC-
すなわち、降圧DC−DCコンバータ2121とリニア・レギュレータ2122は、5.5ボルトから20ボルトの送電回路1のワイヤレス給電の電源電圧もしくは略7ボルトのAC電源接続インターフェース24のAC−DC変換電源電圧から3.5ボルトから5ボルトのシステム供給電圧を生成する。従って、降圧DC−DCコンバータ2121とリニア・レギュレータ2122からの5ボルトのシステム供給電圧は、スイッチSW2、SW4と外部端子SYS(T4)とを介して受電側システム3に供給される一方、5ボルトのUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧は、スイッチSW3と外部端子SYS(T4)とを介して受電側システム3に供給される。
That is, the step-down DC-
USBインターフェース23には、データ通信を行うUSBホストあるいはUSBハブまたはデータ通信は行わないUSBチャージャーの種類により電流供給能力が変化する。従って、これらのUSB機器の電流供給能力の検出は例えばUSB Implementers Forum, Incから提供されているBattery Charging Specificationに記載されているような方法、具体的には差動データ信号端子D+、D−を検出することで、検出することが可能である。
The current supply capability of the
USB種別検出回路2123は、USBインターフェース23が接続された場合、バス電圧、差動データ信号端子D+、D−を検出して、供給可能な電流能力を検出する。すなわち、USB種別検出回路2123は、外部端子SYS(T4)に供給電流能力以上に電流が供給されないように電流制限を実行してスイッチSW3がこの電流制限機能を有している。
When the
入力電圧選択回路2124は起動時の動作モード選択のために第1入力電圧1の供給端子T1の電圧検出と第2入力電圧2の供給端子T2の供給端子の電圧検出とを実行して、更にスイッチSW1、SW2、SW3、SW4のオンオフ制御と降圧DC−DCコンバータ2121、内蔵レギュレータ2126、ゲート駆動制御回路2127の制御とを実行する。更に入力電圧選択回路2124は、USB種別検出回路2123の制御を実行するとともに外部インターフェース2125を介してUSB種別検出回路2123によるUSB種別検出データをマイクロコントローラユニット(MCU)22と受電側システム3とに供給する機能を有するものである。
The input
従って、外部インターフェース2125は、受電側システム3およびマイクロコントローラユニット(MCU)22とクロックおよびシリアルデータの双方向通信を実行する。
Therefore, the
内蔵レギュレータ2126には、降圧DC−DCコンバータ2121またはリニア・レギュレータ2122を介して送電回路1のワイヤレス給電の電源電圧またはAC電源接続インターフェース24のAC−DC変換電源電圧が供給されるか、もしくはUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧が供給される。その結果、内蔵レギュレータ2126から1.8ボルトの動作電圧VDD18と3.0ボルトの動作電圧VDD30とが生成され、マイクロコントローラユニット(MCU)22に供給される。
The built-in regulator 2126 is supplied with the power supply voltage for wireless power supply of the
PチャネルMOSトランジスタMp0は入力電圧選択回路2124およびゲート駆動制御回路2127によってオン状態に駆動制御されることによって、外部端子SYS(T4)の3.5ボルト〜5ボルトのシステム供給電圧を外部端子BAT(T3)を介して2次電池26に供給することで、2次電池26の充電が実行される。例えば、2次電池26は多機能携帯電話等に内蔵されるリチウムイオン電池であって、その充電電流は略0.5A〜1.0の比較的大きな電流となる。
The P-channel MOS transistor Mp0 is controlled to be turned on by the input
更にゲート駆動制御回路2127は、PチャネルMOSトランジスタMp0が外部端子SYS(T4)と外部端子BAT(T3)との間で双方向に導通するようにPチャネルMOSトランジスタMp0のゲートを駆動する出力信号を生成する。従って、2次電池26の充電が実行される期間では外部端子SYS(T4)から外部端子BAT(T3)へ2次電池26の充電電流が流される一方、それと反対に2次電池26の放電によるバッテリー動作期間では外部端子BAT(T3)から外部端子SYS(T4)へ2次電池26の放電電流が流されるものである。また更にゲート駆動制御回路2127は、2次電池26の充電動作と放電動作との間に充電電流と放電電流との電流制御を実行することよって過充電と過放電とを防止する機能を有するものである。
Further, the gate
《半導体集積回路の外部端子の機能》
図3は、図2に示した実施の形態1によるバッテリー充電制御のための半導体集積回路212の外部端子の機能を示す図である。
<External terminal function of semiconductor integrated circuit>
FIG. 3 is a diagram showing functions of external terminals of the semiconductor integrated
図3に示すように、第1入力電圧1の外部供給端子は、第1ショットキーダイオードD1または第2ショットキーダイオードD2を介して送電回路1のワイヤレス給電の電源電圧またはAC電源接続インターフェース24のAC−DC変換電源電圧を供給する機能を有するものである。
As shown in FIG. 3, the external supply terminal of the
更に、第2入力電圧2の外部供給端子は、USB接続インターフェース23のUSB電源電圧を供給する機能を有している。
Further, the external supply terminal of the
差動データ信号D+の外部供給端子は、USB接続インターフェース23の差動データの非反転入力信号D+を供給する機能を有する。
The external supply terminal of the differential data signal D + has a function of supplying the non-inverted input signal D + of the differential data of the
更に、差動データ信号D−の外部供給端子は、USB接続インターフェース23の差動データの反転入力信号D−を供給する機能を有する。
Further, the external supply terminal of the differential data signal D− has a function of supplying the inverted input signal D− of the differential data of the
クロックの外部入出力端子は、外部インターフェース2125のクロックの双方向通信を実行する機能を有する。
The external input / output terminal of the clock has a function of performing bidirectional communication of the clock of the
更にシリアルデータの外部入出力端子は、外部インターフェース2125のシリアルデータの双方向通信を実行する機能を有する。
Further, the serial data external input / output terminal has a function of executing serial data bidirectional communication of the
外部端子DDOUT1は、降圧DC−DCコンバータ2121でのスイッチングレギュレータ動作によるスイッチング出力信号を出力する機能を有する。
The external terminal DDOUT1 has a function of outputting a switching output signal by a switching regulator operation in the step-down DC-
更に、外部端子DDOUT2は、インダクターL1と容量C1とから構成されるローパスフィルタを通過した降圧DC−DCコンバータ2121の出力電圧を出力する機能を有する。
Further, the external terminal DDOUT2 has a function of outputting the output voltage of the step-down DC-
外部端子SYSは、受電側システム3へ電源電圧を出力する機能を有する。
The external terminal SYS has a function of outputting a power supply voltage to the power receiving
外部端子BATは、2次電池26を接続する機能を有する。
The external terminal BAT has a function of connecting the
外部端子VDD18は、1.8ボルトの動作電圧VDD18をマイクロコントローラユニット(MCU)22に出力する機能を有する。 The external terminal V DD 18 has a function of outputting an operating voltage V DD 18 of 1.8 volts to the microcontroller unit (MCU) 22.
外部端子VDD30は、3.0ボルトの動作電圧VDD30をマイクロコントローラユニット(MCU)22に出力する機能を有する。 The external terminal V DD 30 has a function of outputting an operating voltage V DD 30 of 3.0 volts to the microcontroller unit (MCU) 22.
《本発明の比較参考例による入力電圧検出回路の構成》
図4は、本発明の比較参考例として本発明に先立って本発明者によって検討された半導体集積回路212の起動時の動作モード選択のための入力電圧選択回路2124の構成を示す図である。
<< Configuration of Input Voltage Detection Circuit According to Comparative Reference Example of the Present Invention >>
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an input
図4に示すように、本発明の比較参考例の入力電圧選択回路2124は、リニア・レギュレータ21241と入力電圧選択スイッチ21242と第1基準電圧発生回路Ref_Gen1と第1バッファ回路BA1と第2バッファ回路BA2とパワーオンリセット回路21244とパワーオンリセット補助回路2124とを含んでいる。更に入力電圧選択回路2124は、制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246とクロック発生回路21247と入力電圧検出回路21248とゲート駆動回路21249とを含んでいる。
As shown in FIG. 4, the input
図4の左上部に示したように、第1入力電圧1の供給端子T1に送電回路1のワイヤレス給電の電源電圧とAC電源接続インターフェース24のAC−DC変換電源電圧とが供給され、第2入力電圧2の供給端子T2にUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧が供給される。
As shown in the upper left part of FIG. 4, the power supply voltage of the wireless power feeding of the
第1入力電圧1の供給端子T1の5.5ボルトから20ボルトの電圧を有するワイヤレス給電の電源電圧またはAC−DC変換電源電圧はリニア・レギュレータ21241によって略5ボルトの出力電源電圧Voutに変換され、略5ボルトの出力電源電圧Voutは入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1のソースとゲート駆動回路21249とに供給される。尚、PチャネルMOSトランジスタMp1のソースとバックゲートとは短絡され、PチャネルMOSトランジスタMp1のバックゲートにはボディーダイオードd1のカソードが接続され、PチャネルMOSトランジスタMp1のドレインにはボディーダイオードd1のアノードが接続されている。
The power supply voltage or the AC-DC conversion power supply voltage of the wireless power supply having the voltage of 5.5 to 20 volts at the supply terminal T1 of the
第2入力電圧2の供給端子T2に供給される5ボルトの電圧を有するUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧は、入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp2のソースに供給される。尚、PチャネルMOSトランジスタMp2のソースとバックゲートとは短絡されて、PチャネルMOSトランジスタMp2のバックゲートにはボディーダイオードd2のカソードが接続され、PチャネルMOSトランジスタMp2のドレインにはボディーダイオードd2のアノードが接続されている。
The USB power supply voltage of the
入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1のゲートはゲート駆動回路21249の第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gによって駆動され、入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp2のゲートはゲート駆動回路21249の第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gによって駆動される。電源投入時の以下に詳述するパワーオンリセット期間ではゲート駆動回路21249の第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとはともにローレベルに設定されるので、入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2とはともにオン状態に制御される。
The gate of the P-channel MOS transistor Mp1 of the input voltage selection switch 21242 is driven by the first gate drive output signal Mp1_G of the
電圧比較・選択回路21243はPチャネルMOSトランジスタMp3とPチャネルMOSトランジスタMp4と差動増幅器DA1とによって構成されることによって、第1ノードNode1の電圧と第2ノードNode2の電圧を比較して、第1ノードNode1の電圧と第2ノードNode2の電圧との高い電圧を選択して出力電圧Vccとして生成する。PチャネルMOSトランジスタMp3のボディーダイオードd3の電流通過方向とPチャネルMOSトランジスタMp4のボディーダイオードd4の電流通過方向は、第1入力電圧1の供給端子T1と第2入力電圧2の供給端子T2の間に逆流電流が通過しないように設定されたものである。
The voltage comparison /
すなわち、第1入力電圧1の供給端子T1が5.5ボルト〜20ボルトの高電圧レベルに設定されて第2入力電圧2の供給端子T2がゼロボルトの低電圧に設定される場合には、2個のPチャネルMOSトランジスタMp3、Mp4の共通接続ノードから第2入力電圧2の供給端子T2の方向に逆流電流が流れる可能性がある。しかしながら、図4の電圧比較・選択回路21243に示したPチャネルMOSトランジスタMp4に接続されたボディーダイオードd4の電流通過方向は、この逆流電流の通過を防止するものである。
That is, when the supply terminal T1 of the
更に、第1入力電圧1の供給端子T1がゼロボルトの低電圧レベルに設定され第2入力電圧2の供給端子T2が略5ボルトの高電圧に設定される場合には、2個のPチャネルMOSトランジスタMp3、Mp4の共通接続ノードから第1入力電圧1の供給端子T1の方向に逆流電流が流れる可能性がある。しかしながら、図4の電圧比較・選択回路21243に示したPチャネルMOSトランジスタMp3に接続されたボディーダイオードd3の電流通過方向は、この逆流電流の通過を防止するものである。
Further, when the supply terminal T1 of the
尚、以下の説明におけるPチャネルMOSトランジスタMp3、Mp4のソースおよびドレインは、上述した2種類の逆流電流が流れず、第1入力電圧1の供給端子T1と第2入力電圧2の供給端子T2とのいずれか一方のみが高電圧に設定され他方が低電圧に設定された状態における定義である。
Note that the two types of backflow currents described above do not flow through the sources and drains of the P-channel MOS transistors Mp3 and Mp4 in the following description, and the supply terminal T1 for the
すなわち、第1ノードNode1はPチャネルMOSトランジスタMp3のソースと差動増幅器DA1の反転入力端子−とボディーダイオードd3のアノードに接続され、PチャネルMOSトランジスタMp3のドレインとバックゲートとは短絡される。ボディーダイオードd3のカソードは、PチャネルMOSトランジスタMp3の短絡されたドレインとバックゲートとに接続される。第2ノードNode2はPチャネルMOSトランジスタMp4のソースと差動増幅器DA1の非反転入力端子+とボディーダイオードd4のアノードに接続されて、PチャネルMOSトランジスタMp3のドレインとバックゲートとは短絡される。ボディーダイオードd4のカソードは、PチャネルMOSトランジスタMp4の短絡されたドレインとバックゲートとに接続される。差動増幅器DA1の非反転出力端子+と反転出力端子−とはPチャネルMOSトランジスタMp3のゲートとPチャネルMOSトランジスタMp4のゲートとそれぞれ接続されて、PチャネルMOSトランジスタMp3のドレインとPチャネルMOSトランジスタMp4のドレインとは共通接続され出力電圧Vccを生成する。 That is, the first node Node1 is connected to the source of the P channel MOS transistor Mp3, the inverting input terminal of the differential amplifier DA1, and the anode of the body diode d3, and the drain and back gate of the P channel MOS transistor Mp3 are short-circuited. The cathode of body diode d3 is connected to the short-circuited drain and back gate of P-channel MOS transistor Mp3. The second node Node2 is connected to the source of the P channel MOS transistor Mp4, the non-inverting input terminal + of the differential amplifier DA1, and the anode of the body diode d4, so that the drain and back gate of the P channel MOS transistor Mp3 are short-circuited. The cathode of body diode d4 is connected to the shorted drain and back gate of P-channel MOS transistor Mp4. The non-inverting output terminal + and the inverting output terminal − of the differential amplifier DA1 are connected to the gate of the P channel MOS transistor Mp3 and the gate of the P channel MOS transistor Mp4, respectively, and the drain of the P channel MOS transistor Mp3 and the P channel MOS transistor. The drain of Mp4 is commonly connected to generate an output voltage Vcc.
電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccは、差動増幅器DA1と第1基準電圧発生回路Ref_Gen1と第1バッファ回路BA1と第2バッファ回路BA2とに動作電源電圧として供給される。
The output voltage Vcc of the voltage comparison /
第1基準電圧発生回路Ref_Gen1は、電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccを動作電源電圧として動作することによって、基準電圧VREFを生成する。
The first reference voltage generating circuit Ref_Gen1, by operating the output voltage Vcc from the voltage comparison and
第1バッファ回路BA1と第2バッファ回路BA2は、第1基準電圧発生回路Ref_Gen1から生成される基準電圧VREFに応答して、基準電圧VREFの電圧レベルに比例したアナログ回路電源電圧AVDDとデジタル回路電源電圧DVDDとをそれぞれ生成する。 The first buffer circuit BA1 and the second buffer circuit BA2 are responsive to the reference voltage V REF generated from the first reference voltage generation circuit Ref_Gen1, and the analog circuit power supply voltage AV DD proportional to the voltage level of the reference voltage V REF A digital circuit power supply voltage DV DD is generated.
パワーオンリセット回路21244は、第2基準電圧発生回路Ref_Gen2と差動増幅器DA2と抵抗Rpと容量Cpと第3バッファ回路BA3とによって構成される。パワーオンリセット回路21244の第2基準電圧発生回路Ref_Gen2と差動増幅器DA2には第2バッファ回路BA2により生成されるデジタル回路電源電圧DVDDが供給され、差動増幅器DA2の非反転入力端子+と反転入力端子−とにデジタル回路電源電圧DVDDと第2基準電圧発生回路Ref_Gen2から生成される基準電圧VBBとがそれぞれ供給される。
The power-on
パワーオンリセット回路21244の差動増幅器DA2の出力電圧は抵抗Rpの一端に供給されて、抵抗Rpの他端は容量Cpの一端と第3バッファ回路BA3の入力端子とに接続されて、容量Cpの他端は接地電位に接続される。パワーオンリセット期間に第3バッファ回路BA3から生成されるローレベルのパワーオンリセット信号PORは、制御ロジック回路21245の反転リセット入力端子/Resetと入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246の反転リセット入力端子/Resetとに供給される。
The output voltage of the differential amplifier DA2 of the power-on
電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccと第2バッファ回路BA2からのデジタル回路電源電圧DVDDとが供給されるクロック発生回路21247から生成されるクロック信号は、制御ロジック回路21245のクロック入力端子CLKと入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246のクロック入力端子CLKとに供給される。
The clock signal generated from the
入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245は、図2に示した半導体集積回路212の全体の動作を制御する。すなわち、図4に示す入力電圧選択回路2124に接続されたアナログ回路2128は、図2に示した半導体集積回路212の降圧DC−DCコンバータ2121とリニア・レギュレータ2122とUSB種別検出回路2123と内蔵レギュレータ2126とゲート駆動制御回路2127とのアナログ回路を含んだものである。従って、これらのアナログ回路の動作は、全て図4に示した入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245によって制御される。尚、アナログ回路2128には、電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccと第1バッファ回路BA1からのアナログ回路電源電圧AVDDとが供給される。
A
更に入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246の動作も、同様に図4に示した入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245によって制御される。
Further, the operation of the input voltage selection switch
また更に、図2に示したスイッチSW1、SW2、SW3、SW4と内蔵レギュレータ2126とゲート駆動制御回路2127の動作も、同様に図4に示した入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245によって制御される。
Furthermore, the operations of the switches SW1, SW2, SW3, SW4, the built-in regulator 2126, and the gate
入力電圧検出回路21248には、電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccと第1バッファ回路BA1からのアナログ回路電源電圧AVDDとが供給される。パワーオンリセット期間の経過後において入力電圧検出回路21248は、第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電またはAC−DC変換の電源電圧の電圧レベルと第2入力電圧2の供給端子T2のUSB電源電圧の電圧レベルを検出する。その結果、入力電圧検出回路21248からの2ビットの電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2は、制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246とに供給される。すなわち、電圧検出出力信号Vdet1は第1入力電圧1の供給端子T1へのワイヤレス給電またはAC−DC変換の電源電圧の供給有無を検出したものであり、また電圧検出出力信号Vdet2は第2入力電圧2の供給端子T2へのUSB電源電圧の供給有無を検出したものである。
The input
パワーオンリセット期間の経過後に、2ビットの電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2に応答した入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246の出力信号によってゲート駆動回路21249の第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとの一方と他方とがそれぞれローレベルとハイレベルに設定され、使用電源の自動選択が実行される。
After the power-on reset period, the first gate drive output signal Mp1_G and the second gate drive of the
ハイレベルの電圧検出出力信号Vdet1によって第1入力電圧1の供給端子T1への電源電圧の供給が検出され、ローレベルの電圧検出出力信号Vdet2によって第2入力電圧2の供給端子T2への電源電圧の非供給が検出された場合を想定する。この場合には、レベルの相違する電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2に応答して制御ロジック回路21245は、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオン状態に制御する一方、スイッチSW3をオフ状態に制御する。その結果、第1入力電圧1の供給端子T1からの供給電圧が、降圧DC−DCコンバータ2121とスイッチSW2とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。更にこの場合には、ゲート駆動回路21249は、第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとをそれぞれローレベルとハイレベルとに設定する。更に電圧比較・選択回路21243は第1ノードNode1の電圧が第2ノードNode2よりも高いことを検出して、第1ノードNode1の第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。
The supply of the power supply voltage to the supply terminal T1 of the
ローレベルの電圧検出出力信号Vdet1によって第1入力電圧1の供給端子T1への電源電圧の非供給が検出され、ハイレベルの電圧検出出力信号Vdet2によって第2入力電圧2の供給端子T2への電源電圧の供給が検出された場合を想定する。この場合には、レベルの相違する電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2に応答して制御ロジック回路21245は、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオフ状態に制御する一方、スイッチSW3をオン状態に制御する。その結果、第2入力電圧2の供給端子T2からの供給電圧が、スイッチSW3とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。更にこの場合には、ゲート駆動回路21249は、第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとをそれぞれハイレベルとローレベルとに設定する。更に電圧比較・選択回路21243は第2ノードNode2の電圧が第1ノードNode1よりも高いことを検出して、第2ノードNode2の第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。
The low-level voltage detection output signal Vdet1 detects the non-supply of the power supply voltage to the supply terminal T1 of the
入力電圧検出回路21248の2ビットの電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2により第1入力電圧1の供給端子T1へのワイヤレス給電またはAC−DC変換の電源電圧の供給と第2入力電圧2の供給端子T2へのUSB電源電圧の供給とが同時に検出された場合を、想定する。この場合には、ともにハイレベルである電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2に応答して制御ロジック回路21245は、リニア・レギュレータ21241の略5ボルトの出力電源電圧Voutの電圧レベルを調整する。
The power supply voltage for the wireless power feeding or AC-DC conversion to the supply terminal T1 of the
すなわち、同時に検出された第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧が第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧より優先される場合には、リニア・レギュレータ21241の略5ボルトの出力電源電圧Voutを第2入力電圧2の供給端子T2に供給される5ボルトの電圧を有するUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧よりも高い例えば5.2ボルトに設定する。更に、制御ロジック回路21245によって制御されるゲート駆動回路21249の第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとはローレベルとハイレベルとにそれぞれ設定される。その結果、電圧比較・選択回路21243は第1ノードNode1の電圧が第2ノードNode2よりも高いことを検出して、第1ノードNode1の第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。更に制御ロジック回路21245は、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオン状態に制御する一方、スイッチSW3をオフ状態に制御する。その結果、第1入力電圧1の供給端子T1からの供給電圧が、降圧DC−DCコンバータ2121とスイッチSW2とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。
That is, when the supply voltage of the supply terminal T1 of the
それと反対に、同時に検出された第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧よりも第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧が優先される場合には、リニア・レギュレータ21241の略5ボルトの出力電源電圧Voutを第2入力電圧2の供給端子T2に供給される5ボルトの電圧を有するUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧よりも低い例えば4.8ボルトに設定する。更に、制御ロジック回路21245によって制御されるゲート駆動回路21249の第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとはハイレベルとローレベルとにそれぞれ設定される。その結果、電圧比較・選択回路21243は第2ノードNode2の電圧が第1ノードNode1よりも高いことを検出して、第2ノードNode2の第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。更に制御ロジック回路21245は、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオフ状態に制御する一方、スイッチSW3をオン状態に制御する。その結果、第2入力電圧2の供給端子T2からの供給電圧が、スイッチSW3とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。
On the other hand, when the supply voltage of the supply terminal T2 of the
一方、パワーオンリセット期間の経過以前では、ローレベルのパワーオンリセット信号PORに応答した入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246の出力信号によって、ゲート駆動回路21249の第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとはともにローレベルに設定される。その結果、入力電圧選択スイッチ21242に含まれたPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2とは、ともにオン状態に制御される。
On the other hand, before the elapse of the power-on reset period, the first gate drive output signal Mp1_G of the
図4に示した入力電圧選択回路2124のパワーオンリセット補助回路2124Xは、第3基準電圧発生回路Ref_Gen3と第4基準電圧発生回路Ref_Gen4と2個の差動増幅器DA3、DA4と2個のNチャネルMOSトランジスタMn1、Mn2とによって構成されている。
The power-on reset
第1入力電圧1の供給端子T1の電源電圧は、リニア・レギュレータ21241と入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1とを介して、パワーオンリセット補助回路2124Xの第4基準電圧発生回路Ref_Gen4と差動増幅器DA4とに動作電源電圧として供給される。尚、第1入力電圧1の供給端子T1の電源電圧は、送電回路1からのワイヤレス給電の電源電圧またはAC電源接続インターフェース24からのAC−DC変換の電源電圧である。第4基準電圧発生回路Ref_Gen4は、第1入力電圧1の供給端子T1の電源電圧を動作電源電圧として動作することによって基準電圧を生成する。差動増幅器DA4の反転入力端子−と非反転入力端子+とにデジタル回路電源電圧DVDDと第4基準電圧発生回路Ref_Gen4から生成される基準電圧とがそれぞれ供給され、差動増幅器DA4の出力端子はNチャネルMOSトランジスタMn2のゲートに供給される。NチャネルMOSトランジスタMn2のソースとドレインは、接地電位とパワーオンリセット回路21244の抵抗Rpと容量Cpの共通接続ノードとにそれぞれ接続されている。
The power supply voltage at the supply terminal T1 of the
また第2入力電圧2の供給端子T2の電源電圧は、パワーオンリセット補助回路2124Xの第3基準電圧発生回路Ref_Gen3と差動増幅器DA3とに動作電源電圧として供給される。尚、第2入力電圧2の供給端子T2の電源電圧は、USB接続インターフェース23からの電源電圧である。第3基準電圧発生回路Ref_Gen3は、第2入力電圧2の供給端子T2の電源電圧を動作電源電圧として動作することによって基準電圧を生成する。差動増幅器DA3の反転入力端子−と非反転入力端子+とにデジタル回路電源電圧DVDDと第3基準電圧発生回路Ref_Gen3から生成される基準電圧とがそれぞれ供給され、差動増幅器DA4の出力端子はNチャネルMOSトランジスタMn1のゲートに供給される。NチャネルMOSトランジスタMn1のソースとドレインとは、接地電位とパワーオンリセット回路21244の抵抗Rpと容量Cpの共通接続ノードとにそれぞれ接続されている。
The power supply voltage at the supply terminal T2 for the
図4に示した入力電圧選択回路2124のパワーオンリセット補助回路2124Xの内部では、第3基準電圧発生回路Ref_Gen3と差動増幅器DA3とNチャネルMOSトランジスタMn1とは、USB給電の優先順位よりワイヤレス給電の優先順位が高く設定された場合でのワイヤレス給電の停電を検出する。尚、制御ロジック回路21245の内部では、USB給電の優先順位よりワイヤレス給電の優先順位が高く設定されたものである。
In the power-on reset
図4に示した入力電圧選択回路2124のパワーオンリセット補助回路2124Xの内部では、第4基準電圧発生回路Ref_Gen4と差動増幅器DA4とNチャネルMOSトランジスタMn2とは、ワイヤレス給電の優先順位よりUSB給電の優先順位が高く設定された場合でのUSB給電の停電を検出する。尚、制御ロジック回路21245の内部では、ワイヤレス給電の優先順位よりUSB給電の優先順位が高く設定されたものである。
In the power-on reset
《本発明の比較参考例による動作説明波形図》
図5は、図4に示した本発明の比較参考例による入力電圧選択回路2124の動作を説明するための入力電圧選択回路2124の各部の波形を示す図である。
<< Explanation of operation waveforms according to comparative example of the present invention >>
FIG. 5 is a diagram showing waveforms of respective parts of the input
図5に示すように、期間T1では、最初に第1入力電圧1の供給端子T1への電源電圧の供給により第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の電源電圧の上昇が開始される。ワイヤレス給電の電源電圧が検出しきい値電圧に到達すると、入力電圧選択回路21248の電圧検出出力信号Vdet1がローレベルからハイレベルに変化する。
As shown in FIG. 5, in the period T1, the power supply voltage of the wireless power feeding of the supply terminal T1 of the
ワイヤレス電源電圧の上昇に応答して、電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの上昇が開始される。更に、電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの上昇に応答して、第2バッファ回路BA2から生成されるデジタル回路電源電圧DVDDの上昇が開始される。このデジタル回路電源電圧DVDDが第2基準電圧発生回路Ref_Gen2の基準電圧VBBに対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット回路21244の差動増幅器DA2の出力がローレベルからハイレベルに変化して、時定数回路の抵抗Rpと容量Cpの充電によるパワーオンリセット期間が開始される。時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcが第3バッファ回路BA3のしきい値電圧に対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット信号PORがローレベルからハイレベルに変化して、制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246のパワーオンリセット動作が終了される。
In response to the increase of the wireless power supply voltage, the output voltage Vcc of the voltage comparison /
パワーオンリセット動作の終了によって期間T2では、入力電圧選択回路21248は入力電圧選択回路21248のハイレベルの電圧検出出力信号Vdet1とローレベルの電圧検出出力信号Vdet2とに応答するものである。従って、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246とゲート駆動回路21249による制御によって、第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとはローレベルとハイレベルにそれぞれ設定される。従って、入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2とはオン状態とオフ状態とにそれぞれ制御されるので、USB給電はオフ状態に制御され、ワイヤレス給電はオン状態に制御され、使用電源の自動選択が実行される。
The input
この状態で、期間T2の最後に第2入力電圧2の供給端子T2の電源電圧の供給によって、第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電の電源電圧の上昇が開始される。その結果、USB給電の電源電圧の上昇が検出しきい値電圧に到達すると、入力電圧選択回路21248の電圧検出出力信号Vdet2がローレベルからハイレベルに変化する。
In this state, by the supply of the power supply voltage at the supply terminal T2 of the
期間T2の最後のタイミングでは、入力電圧選択回路21248からはハイレベルの両方の電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2が生成されている。しかし、制御ロジック回路21245の内部ではUSB給電の優先順位よりワイヤレス給電の優先順位が高く設定されているので、期間T2の最後のタイミングではゲート駆動回路21249からローレベルの第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gとハイレベルの第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gが生成されている。その結果、入力電圧選択スイッチ21242では、PチャネルMOSトランジスタMp1はオン状態に維持される一方、PチャネルMOSトランジスタMp2はオフ状態に維持されているので、第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の電源電圧が電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccとして選択される。
At the last timing of the period T2, the input
しかし、図5に示すように、期間T2と期間T3との切り替わりタイミングにおいて、高い方の優先順序に設定された第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の電源電圧の停電が発生する。この停電直後のタイミングにおいて、入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2とはオン状態とオフ状態とにそれぞれ設定されている。従って、停電による第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の電源電圧の低下が、オン状態のPチャネルMOSトランジスタMp1を介して、電圧比較・選択回路21243の第1ノードNode1に伝達されるものとなる。一方、電圧比較・選択回路21243の第2ノードNode2は接地電位であるので、電圧比較・選択回路21243は第2ノードNode2と比較して高レベルである第1ノードNode1に伝達された第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の電源電圧の低下を出力電圧Vccとして出力する。
However, as shown in FIG. 5, at the switching timing between the period T2 and the period T3, a power failure occurs in the power supply voltage of the wireless power supply of the supply terminal T1 of the
従って、電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの低下に応答して、第2バッファ回路BA2のデジタル回路電源電圧DVDDが低下するので、パワーオンリセット回路21244の時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcと第3バッファ回路のパワーオンリセット信号PORとが若干低下する。その結果、パワーオンリセット補助回路2124Xの差動増幅器DA3の反転入力端子−のデジタル回路電源電圧DVDDが非反転入力端子+に供給される第3基準電圧発生回路Ref_Gen3の基準電圧よりも低レベルとなるので、差動増幅器DA3の出力信号がローレベルからハイレベルに変化する。
Accordingly, the digital circuit power supply voltage DV DD of the second buffer circuit BA2 decreases in response to the decrease of the output voltage Vcc of the voltage comparison /
従って、パワーオンリセット補助回路2124XのNチャネルMOSトランジスタMn1がオフ状態からオン状態となるので、パワーオンリセット回路21244の時定数回路の容量Cpがオン状態のNチャネルMOSトランジスタMn1を介して接地電位に放電される。その結果、パワーオンリセット回路21244の時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcと第3バッファ回路のパワーオンリセット信号PORが接地電位であるローレベルに変化するので、ローレベルのパワーオンリセット信号PORの反転リセット入力端子/Resetへの供給により制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246とがリセットされる。従って、パワーオンリセット期間が再開されて、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246の出力信号に応答してゲート駆動回路21249の第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gの両者はローレベルに設定される。その結果、入力電圧選択スイッチ21242に含まれたPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2の両者は、オン状態に制御される。
Accordingly, since the N-channel MOS transistor Mn1 of the power-on reset
その結果、ワイヤレス給電の停電の期間T3においては、第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電の高レベルの電源電圧が、入力電圧選択スイッチ21242でオン状態に制御されたPチャネルMOSトランジスタMp2を介して、電圧比較・選択回路21243の第2ノードNode2に伝達されるものとなる。一方、電圧比較・選択回路21243の第1ノードNode1は接地電位であるので、電圧比較・選択回路21243は第1ノードNode1と比較して高レベルである第2ノードNode2に伝達された第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電の高レベルの電源電圧を出力電圧Vccとして出力する。
As a result, during the power failure period T3 of the wireless power supply, the P-channel MOS transistor Mp2 in which the USB power supply high-level power supply voltage at the supply terminal T2 of the
従って、電圧比較・選択回路21243の高レベルの出力電圧Vccに応答して、第2バッファ回路BA2のデジタル回路電源電圧DVDDも上昇するので、パワーオンリセット回路21244の時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcが上昇する。
Accordingly, in response to the high level output voltage Vcc of the voltage comparison /
時定数回路の抵抗Rpと容量Cpの充電によるパワーオンリセット期間が開始される。時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcが第3バッファ回路BA3のしきい値電圧に対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット信号PORがローレベルからハイレベルに変化して制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246のパワーオンリセット動作が終了される。
A power-on reset period is started by charging the resistor Rp and the capacitor Cp of the time constant circuit. When the terminal voltage Vc of the capacitor Cp of the time constant circuit reaches the detection threshold voltage corresponding to the threshold voltage of the third buffer circuit BA3, the power-on reset signal POR changes from the low level to the high level, and the control logic The power-on reset operation of the
再開されたパワーオンリセット動作の終了により期間T4では、入力電圧選択回路21248はローレベルの電圧検出出力信号Vdet1とハイレベルの電圧検出出力信号Vdet2とを生成するものである。従って、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246とゲート駆動回路21249による制御によって、第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとはハイレベルとローレベルにそれぞれ設定される。従って、入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2とはオフ状態とオン状態とにそれぞれ制御されるので、ワイヤレス給電はオフ状態に制御され、USB給電はオン状態に制御されて、停電に応答して複数の電源から使用電源を再度選択する自動選択が実行されるものである。
The input
しかし、図5に示した入力電圧選択回路2124の動作では、ワイヤレス給電の停電の期間T3のパワーオンリセット期間の再開によるローレベルのパワーオンリセット信号PORによって入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246がリセットされるものである。特に、制御ロジック回路21245は、図4のアナログ回路2128(図2に示した半導体集積回路212の降圧DC−DCコンバータ2121とリニア・レギュレータ2122とUSB種別検出回路2123と内蔵レギュレータ2126とゲート駆動制御回路2127)を制御する。また、制御ロジック回路21245は、図2のスイッチSW1、SW2、SW3、SW4と内蔵レギュレータ2126とゲート駆動制御回路2127の動作も制御する一方、マイクロコントローラユニット(MCU)22と受電システム3とシリアル通信を実行する外部インターフェース2125の動作も制御する。
However, in the operation of the input
従って、入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245のリセットにより上述した種々の被制御回路の制御情報がリセットされるが、初期設定情報はフラッシュメモリ等の不揮発性メモリに格納されたブートプログラムから再ロードする必要がある。一方、不揮発性メモリ等にバックアップされていない制御情報は回復不可能であるので、種々の被制御回路の動作再開によってやっと制御情報が入手可能となるものである。
Therefore, resetting the
《本発明の比較参考例による他の動作波形》
図6は、図4に示した本発明の比較参考例による入力電圧選択回路2124の他の動作を説明するための入力電圧選択回路2124の各部の波形を示す図である。
<< Other operation waveforms according to comparative example of the present invention >>
FIG. 6 is a diagram showing waveforms of respective parts of the input
すなわち、図6は、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245の内部でワイヤレス給電の優先順位よりUSB給電の優先順位が高く設定された場合のUSB給電の停電での入力電圧選択回路2124の各部の波形を示すものである。
That is, FIG. 6 shows that the USB power supply priority is set higher than the wireless power supply priority in the
図6に示すように、期間T1では、最初に第2入力電圧2の供給端子T2への電源電圧の供給により第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電の電源電圧の上昇が開始される。USB給電の電源電圧が検出しきい値電圧に到達すると、入力電圧選択回路21248の電圧検出出力信号Vdet2がローレベルからハイレベルに変化する。
As shown in FIG. 6, in the period T1, the supply of the power supply voltage of the USB power supply to the supply terminal T2 of the
USB電源電圧の上昇に応答して、電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの上昇が開始される。更に電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの上昇に応答して、第2バッファ回路BA2から生成されるデジタル回路電源電圧DVDDの上昇が開始される。このデジタル回路電源電圧DVDDが第2基準電圧発生回路Ref_Gen2の基準電圧VBBに対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット回路21244の差動増幅器DA2の出力がローレベルからハイレベルに変化して、時定数回路の抵抗Rpと容量Cpの充電によるパワーオンリセット期間が開始される。時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcが第3バッファ回路BA3のしきい値電圧に対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット信号PORがローレベルからハイレベルに変化して、制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246のパワーオンリセット動作が終了される。
In response to the rise of the USB power supply voltage, the output voltage Vcc of the voltage comparison /
パワーオンリセット動作の終了によって期間T2では、入力電圧選択回路21248は入力電圧選択回路21248のローレベルの電圧検出出力信号Vdet1とハイレベルの電圧検出出力信号Vdet2とに応答するものである。従って、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246とゲート駆動回路21249による制御によって、第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとはハイレベルとローレベルにそれぞれ設定される。従って、入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2とはオフ状態とオン状態とにそれぞれ制御されるので、ワイヤレス給電はオフ状態に制御され、USB給電はオン状態に制御され、使用電源の自動選択が実行される。
The input
この状態で、期間T2の最後に第1入力電圧1の供給端子T1の電源電圧の供給によって、第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の電源電圧の上昇が開始される。その結果、ワイヤレス給電の電源電圧の上昇が検出しきい値電圧に到達すると、入力電圧選択回路21248の電圧検出出力信号Vdet1が、ローレベルからハイレベルに変化する。
In this state, by the supply of the power supply voltage of the supply terminal T1 of the
期間T2の最後のタイミングでは、入力電圧選択回路21248からはハイレベルの両方の電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2が生成されている。しかし、制御ロジック回路21245の内部ではワイヤレス給電の優先順位よりUSB給電の優先順位が高く設定されているので、期間T2の最後のタイミングではゲート駆動回路21249からハイレベルの第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gとローレベルの第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gが生成されている。その結果、入力電圧選択スイッチ21242では、PチャネルMOSトランジスタMp2はオン状態に維持される一方、PチャネルMOSトランジスタMp1はオフ状態に維持されているので、第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電の電源電圧が電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccとして選択される。
At the last timing of the period T2, the input
しかし、図6に示したように期間T2と期間T3との切り替わりタイミングにおいて、高い方の優先順序に設定された第1入力電圧1の供給端子T1のUSB給電の電源電圧の停電が発生する。この停電の直後のタイミングにおいて、入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2とはオフ状態とオン状態とにそれぞれ設定されている。従って、停電による第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電の電源電圧の低下が、オン状態のPチャネルMOSトランジスタMp2を介して、電圧比較・選択回路21243の第2ノードNode2に伝達されるものとなる。一方、電圧比較・選択回路21243の第1ノードNode1は接地電位であるので、電圧比較・選択回路21243は第1ノードNode1と比較して高レベルである第2ノードNode2に伝達された第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電の電源電圧の低下を出力電圧Vccとして出力する。
However, as shown in FIG. 6, at the switching timing between the period T2 and the period T3, a power failure occurs in the power supply voltage of the USB power supply at the supply terminal T1 of the
従って、電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの低下に応答して、第2バッファ回路BA2のデジタル回路電源電圧DVDDが低下するので、パワーオンリセット回路21244の時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcと第3バッファ回路のパワーオンリセット信号PORとが若干低下する。その結果、パワーオンリセット補助回路2124Xの差動増幅器DA4の反転入力端子−のデジタル回路電源電圧DVDDが非反転入力端子+に供給される第4基準電圧発生回路Ref_Gen4の基準電圧よりも低レベルとなるので、差動増幅器DA4の出力信号がローレベルからハイレベルに変化する。
Accordingly, the digital circuit power supply voltage DV DD of the second buffer circuit BA2 decreases in response to the decrease of the output voltage Vcc of the voltage comparison /
従って、パワーオンリセット補助回路2124XのNチャネルMOSトランジスタMn2がオフ状態からオン状態となるので、パワーオンリセット回路21244の時定数回路の容量Cpがオン状態のNチャネルMOSトランジスタMn2を介して接地電位に放電される。その結果、パワーオンリセット回路21244の時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcと第3バッファ回路のパワーオンリセット信号PORが接地電位であるローレベルに変化するので、ローレベルのパワーオンリセット信号PORの反転リセット入力端子/Resetへの供給により制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246とがリセットされる。従って、パワーオンリセット期間が再開されて、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246の出力信号に応答してゲート駆動回路21249の第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gの両者はローレベルに設定される。その結果、入力電圧選択スイッチ21242に含まれたPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2の両者は、オン状態に制御される。
Accordingly, since the N-channel MOS transistor Mn2 of the power-on reset
従って、ワイヤレス給電の停電の期間T3においては、第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の高レベルの電源電圧が、入力電圧選択スイッチ21242でオン状態に制御されたPチャネルMOSトランジスタMp1を介して、電圧比較・選択回路21243の第1ノードNode1に伝達されるものとなる。一方、電圧比較・選択回路21243の第2ノードNode2は接地電位であるので、電圧比較・選択回路21243は第2ノードNode2と比較して高レベルである第1ノードNode1に伝達された第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の高レベルの電源電圧を出力電圧Vccとして出力する。
Therefore, during the power failure period T3 of the wireless power supply, the high-level power supply voltage of the wireless power supply at the supply terminal T1 of the
従って、電圧比較・選択回路21243の高レベルの出力電圧Vccに応答して、第2バッファ回路BA2のデジタル回路電源電圧DVDDも上昇するので、パワーオンリセット回路21244の時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcが上昇する。
Accordingly, in response to the high level output voltage Vcc of the voltage comparison /
時定数回路の抵抗Rpと容量Cpの充電によるパワーオンリセット期間が開始される。時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcが第3バッファ回路BA3のしきい値電圧に対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット信号PORがローレベルからハイレベルに変化して制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246のパワーオンリセット動作が終了される。
A power-on reset period is started by charging the resistor Rp and the capacitor Cp of the time constant circuit. When the terminal voltage Vc of the capacitor Cp of the time constant circuit reaches the detection threshold voltage corresponding to the threshold voltage of the third buffer circuit BA3, the power-on reset signal POR changes from the low level to the high level, and the control logic The power-on reset operation of the
再開されたパワーオンリセット動作の終了により期間T4では、入力電圧選択回路21248はハイレベルの電圧検出出力信号Vdet1とローレベルの電圧検出出力信号Vdet2とを生成するものである。従って、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246とゲート駆動回路21249による制御によって、第1ゲート駆動出力信号Mp1_Gと第2ゲート駆動出力信号Mp2_Gとはローレベルとハイレベルにそれぞれ設定される。従って、入力電圧選択スイッチ21242のPチャネルMOSトランジスタMp1とPチャネルMOSトランジスタMp2とはオン状態とオフ状態とにそれぞれ制御されるので、USB給電はオフ状態に制御され、ワイヤレス給電はオン状態に制御されて、停電に応答して複数の電源から使用電源を再度選択する自動選択が実行されるものである。
The input
更に図6に示した入力電圧選択回路2124の動作でも、ワイヤレス給電の停電の期間T3のパワーオンリセット期間の再開によるローレベルのパワーオンリセット信号PORによって入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246がリセットされるものである。特に、制御ロジック回路21245は、図4のアナログ回路2128(図2に示した半導体集積回路212の降圧DC−DCコンバータ2121とリニア・レギュレータ2122とUSB種別検出回路2123と内蔵レギュレータ2126とゲート駆動制御回路2127)を制御する。また、制御ロジック回路21245は、図2のスイッチSW1、SW2、SW3、SW4と内蔵レギュレータ2126とゲート駆動制御回路2127の動作も制御する一方、マイクロコントローラユニット(MCU)22と受電システム3とシリアル通信を実行する外部インターフェース2125の動作も制御する。
Further, in the operation of the input
従って、入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245のリセットにより上述した種々の被制御回路の制御情報がリセットされるが、初期設定情報はフラッシュメモリ等の不揮発性メモリに格納されたブートプログラムから再ロードする必要がある。一方、不揮発性メモリ等にバックアップされていない制御情報は回復不可能であるので、種々の被制御回路の動作再開によってやっと制御情報が入手可能となるものである。
Therefore, resetting the
《実施の形態1による入力電圧検出回路の構成》
図7は、図2に示した実施の形態1によるバッテリー充電制御のための半導体集積回路212の起動時の動作モード選択のための入力電圧選択回路2124の構成を示す図である。
<< Configuration of Input Voltage Detection Circuit According to
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of an input
図7に示した実施の形態1の入力電圧選択回路2124が図4に示した本発明の比較参考例の入力電圧選択回路2124と相違するのは、下記の点である。
The input
すなわち、図7に示した実施の形態1の入力電圧検出回路2124では、図4に示した本発明の比較参考例の入力電圧検出回路2124に含まれていたパワーオンリセット補助回路2124Xとゲート駆動回路21249とが削除されている。更に、図7に示した実施の形態1の入力電圧検出回路2124では、図4に示した本発明の比較参考例の入力電圧検出回路2124に含まれていた入力電圧選択スイッチ21242は、可変伝達回路2124Yに置換されている。
That is, in the input
図7に示したように、可変伝達回路2124Yは、第1可変伝達回路2124Y1と第2可変伝達回路2124Y2とによって構成される。第1可変伝達回路2124Y1の入力端子はリニア・レギュレータ21241の出力端子に接続され、第2可変伝達回路2124Y2の入力端子はUSB電源電圧が供給される第2入力電圧2の供給端子T2に接続される。第1可変伝達回路2124Y1の出力端子と第2可変伝達回路2124Y2の出力端子は、電圧比較・選択回路21243の第1ノードNode1と第2ノードNode2とにそれぞれ接続されている。また第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2とは、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から生成される第1ゲイン制御信号CNT1と第2ゲイン制御信号CNT2とによって設定される。
As shown in FIG. 7, the
図7の左上部に示したように、第1入力電圧1の供給端子T1に送電回路1のワイヤレス給電の電源電圧とAC電源接続インターフェース24のAC−DC変換電源電圧とが供給され、第2入力電圧2の供給端子T2にUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧が供給される。
As shown in the upper left part of FIG. 7, the power supply voltage of the wireless power feeding of the
第1入力電圧1の供給端子T1の5.5ボルトから20ボルトの電圧を有するワイヤレス給電の電源電圧またはAC−DC変換電源電圧はリニア・レギュレータ21241によって略5ボルトの出力電源電圧に変換され、略5ボルトの出力電源電圧は可変伝達回路2124Yの第1可変伝達回路2124Y1の入力端子に供給される。
The power supply voltage or the AC-DC conversion power supply voltage of the wireless power supply having the voltage of 5.5 volts to 20 volts at the supply terminal T1 of the
第2入力電圧2の供給端子T2に供給される5ボルトの電圧を有するUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧は、可変伝達回路2124Yの第2可変伝達回路2124Y2の入力端子に供給される。
The USB power supply voltage of the
電圧比較・選択回路21243はPチャネルMOSトランジスタMp3とPチャネルMOSトランジスタMp4と差動増幅器DA1とによって構成されることによって、第1ノードNode1の電圧と第2ノードNode2の電圧を比較して、第1ノードNode1の電圧と第2ノードNode2の電圧との高い電圧を選択して出力電圧Vccとして生成する。PチャネルMOSトランジスタMp3のボディーダイオードd3の電流通過方向とPチャネルMOSトランジスタMp4のボディーダイオードd4の電流通過方向は、第1入力電圧1の供給端子T1と第2入力電圧2の供給端子T2の間に逆流電流が通過しないように設定されたものである。
The voltage comparison /
すなわち、第1入力電圧1の供給端子T1が5.5ボルト〜20ボルトの高電圧レベルに設定されて第2入力電圧2の供給端子T2がゼロボルトの低電圧に設定される場合には、2個のPチャネルMOSトランジスタMp3、Mp4の共通接続ノードから第2入力電圧2の供給端子T2の方向に逆流電流が流れる可能性がある。しかしながら、図7の電圧比較・選択回路21243に示したPチャネルMOSトランジスタMp4に接続されたボディーダイオードd4の電流通過方向は、この逆流電流の通過を防止するものである。
That is, when the supply terminal T1 of the
更に、第1入力電圧1の供給端子T1がゼロボルトの低電圧レベルに設定され第2入力電圧2の供給端子T2が略5ボルトの高電圧に設定される場合には、2個のPチャネルMOSトランジスタMp3、Mp4の共通接続ノードから第1入力電圧1の供給端子T1の方向に逆流電流が流れる可能性がある。しかしながら、図7の電圧比較・選択回路21243に示したPチャネルMOSトランジスタMp3に接続されたボディーダイオードd3の電流通過方向は、この逆流電流の通過を防止するものである。
Further, when the supply terminal T1 of the
尚、以下の説明におけるPチャネルMOSトランジスタMp3、Mp4のソースおよびドレインは、上述した2種類の逆流電流が流れず、第1入力電圧1の供給端子T1と第2入力電圧2の供給端子T2とのいずれか一方のみが高電圧に設定され他方が低電圧に設定された状態における定義である。
Note that the two types of backflow currents described above do not flow through the sources and drains of the P-channel MOS transistors Mp3 and Mp4 in the following description, and the supply terminal T1 for the
すなわち、第1ノードNode1はPチャネルMOSトランジスタMp3のソースと差動増幅器DA1の反転入力端子−とボディーダイオードd3のアノードに接続され、PチャネルMOSトランジスタMp3のドレインとバックゲートとは短絡される。ボディーダイオードd3のカソードは、PチャネルMOSトランジスタMp3の短絡されたドレインとバックゲートとに接続される。第2ノードNode2はPチャネルMOSトランジスタMp4のソースと差動増幅器DA1の非反転入力端子+とボディーダイオードd4のアノードに接続されて、PチャネルMOSトランジスタMp3のドレインとバックゲートとは短絡される。ボディーダイオードd4のカソードは、PチャネルMOSトランジスタMp4の短絡されたドレインとバックゲートとに接続される。差動増幅器DA1の非反転出力端子+と反転出力端子−とはPチャネルMOSトランジスタMp3のゲートとPチャネルMOSトランジスタMp4のゲートとそれぞれ接続されて、PチャネルMOSトランジスタMp3のドレインとPチャネルMOSトランジスタMp4のドレインとは共通接続され出力電圧Vccを生成する。 That is, the first node Node1 is connected to the source of the P channel MOS transistor Mp3, the inverting input terminal of the differential amplifier DA1, and the anode of the body diode d3, and the drain and back gate of the P channel MOS transistor Mp3 are short-circuited. The cathode of body diode d3 is connected to the short-circuited drain and back gate of P-channel MOS transistor Mp3. The second node Node2 is connected to the source of the P channel MOS transistor Mp4, the non-inverting input terminal + of the differential amplifier DA1, and the anode of the body diode d4, so that the drain and back gate of the P channel MOS transistor Mp3 are short-circuited. The cathode of body diode d4 is connected to the shorted drain and back gate of P-channel MOS transistor Mp4. The non-inverting output terminal + and the inverting output terminal − of the differential amplifier DA1 are connected to the gate of the P channel MOS transistor Mp3 and the gate of the P channel MOS transistor Mp4, respectively, and the drain of the P channel MOS transistor Mp3 and the P channel MOS transistor. The drain of Mp4 is commonly connected to generate an output voltage Vcc.
電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccは、差動増幅器DA1と第1基準電圧発生回路Ref_Gen1と第1バッファ回路BA1と第2バッファ回路BA2とに動作電源電圧として供給される。
The output voltage Vcc of the voltage comparison /
第1基準電圧発生回路Ref_Gen1は、電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccを動作電源電圧として動作することによって、基準電圧VREFを生成する。
The first reference voltage generating circuit Ref_Gen1, by operating the output voltage Vcc from the voltage comparison and
第1バッファ回路BA1と第2バッファ回路BA2は、第1基準電圧発生回路Ref_Gen1から生成される基準電圧VREFに応答して、基準電圧VREFの電圧レベルに比例したアナログ回路電源電圧AVDDとデジタル回路電源電圧DVDDとをそれぞれ生成する。 The first buffer circuit BA1 and the second buffer circuit BA2 are responsive to the reference voltage V REF generated from the first reference voltage generation circuit Ref_Gen1, and the analog circuit power supply voltage AV DD proportional to the voltage level of the reference voltage V REF A digital circuit power supply voltage DV DD is generated.
パワーオンリセット回路21244は、第2基準電圧発生回路Ref_Gen2と差動増幅器DA2と抵抗Rpと容量Cpと第3バッファ回路BA3とによって構成される。パワーオンリセット回路21244の第2基準電圧発生回路Ref_Gen2と差動増幅器DA2には第2バッファ回路BA2により生成されるデジタル回路電源電圧DVDDが供給され、差動増幅器DA2の非反転入力端子+と反転入力端子−とにデジタル回路電源電圧DVDDと第2基準電圧発生回路Ref_Gen2から生成される基準電圧VBBとがそれぞれ供給される。
The power-on
パワーオンリセット回路21244の差動増幅器DA2の出力電圧は抵抗Rpの一端に供給されて、抵抗Rpの他端は容量Cpの一端と第3バッファ回路BA3の入力端子とに接続されて、容量Cpの他端は接地電位に接続される。パワーオンリセット期間に第3バッファ回路BA3から生成されるローレベルのパワーオンリセット信号PORは、制御ロジック回路21245の反転リセット入力端子/Resetと入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246の反転リセット入力端子/Resetとに供給される。
The output voltage of the differential amplifier DA2 of the power-on
電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccと第2バッファ回路BA2からのデジタル回路電源電圧DVDDとが供給されるクロック発生回路21247から生成されるクロック信号は、制御ロジック回路21245のクロック入力端子CLKと入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246のクロック入力端子CLKとに供給される。
The clock signal generated from the
入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245は、図2に示した半導体集積回路212の全体の動作を制御する。すなわち、図7に示す入力電圧選択回路2124に接続されたアナログ回路2128は、図2に示した半導体集積回路212の降圧DC−DCコンバータ2121とリニア・レギュレータ2122とUSB種別検出回路2123と内蔵レギュレータ2126とゲート駆動制御回路2127とのアナログ回路を含んだものである。従って、これらのアナログ回路の動作は、全て図7に示した入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245によって制御される。尚、アナログ回路2128には、電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccと第1バッファ回路BA1からのアナログ回路電源電圧AVDDとが供給される。
A
更に入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246の動作も、同様に図7に示した入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245によって制御される。
Further, the operation of the input voltage selection switch
また更に、図2に示したスイッチSW1、SW2、SW3、SW4と内蔵レギュレータ2126とゲート駆動制御回路2127の動作も、同様に図4に示した入力電圧選択回路2124の制御ロジック回路21245によって制御される。更に、制御ロジック回路21245は、マイクロコントローラユニット(MCU)22と受電システム3とシリアル通信を実行する外部インターフェース2125の動作も制御する。
Furthermore, the operations of the switches SW1, SW2, SW3, SW4, the built-in regulator 2126, and the gate
入力電圧検出回路21248には、電圧比較・選択回路21243からの出力電圧Vccと第1バッファ回路BA1からのアナログ回路電源電圧AVDDが供給される。パワーオンリセット期間の経過後および使用電源の再度の選択時に、入力電圧検出回路21248は、第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電またはAC−DC変換の電源電圧の電圧レベルと第2入力電圧2の供給端子T2のUSB電源電圧の電圧レベルを検出する。その結果、入力電圧検出回路21248からの2ビットの電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2は、制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246とに供給される。すなわち、電圧検出出力信号Vdet1は第1入力電圧1の供給端子T1へのワイヤレス給電またはAC−DC変換の電源電圧の供給有無を検出したものであり、また電圧検出出力信号Vdet2は第2入力電圧2の供給端子T2へのUSB電源電圧の供給有無を検出したものである。
The input
パワーオンリセット期間の経過後および使用電源の再度の選択時には、入力電圧検出回路21248からの出力信号の2ビットの電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2に応答する入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から生成される第1ゲイン制御信号CNT1と第2ゲイン制御信号CNT2との一方と他方とがそれぞれハイレベルとローレベルに設定される。従って、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2との一方と他方とがそれぞれ高ゲインと低ゲインに設定され、使用電源の自動選択が実行される。
When the power-on reset period has elapsed and when the power supply to be used is selected again, the input voltage selection switch
ハイレベルの電圧検出出力信号Vdet1によって第1入力電圧1の供給端子T1への電源電圧の供給が検出され、ローレベルの電圧検出出力信号Vdet2によって第2入力電圧2の供給端子T2への電源電圧の非供給が検出された場合を想定する。この場合には、レベルの相違する電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2に応答して制御ロジック回路21245は、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオン状態に制御する一方、スイッチSW3をオフ状態に制御する。その結果、第1入力電圧1の供給端子T1からの供給電圧が、降圧DC−DCコンバータ2121とスイッチSW2とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。更にこの場合には、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246は、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2とをそれぞれ高ゲインと低ゲインに設定する。更に電圧比較・選択回路21243は第1ノードNode1の電圧が第2ノードNode2よりも高いことを検出して、第1ノードNode1の第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。
The supply of the power supply voltage to the supply terminal T1 of the
ローレベルの電圧検出出力信号Vdet1によって第1入力電圧1の供給端子T1への電源電圧の非供給が検出され、ハイレベルの電圧検出出力信号Vdet2によって第2入力電圧2の供給端子T2への電源電圧の供給が検出された場合を想定する。この場合には、レベルの相違する電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2に応答して制御ロジック回路21245は、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオフ状態に制御する一方、スイッチSW3をオン状態に制御する。その結果、第2入力電圧2の供給端子T2からの供給電圧が、スイッチSW3とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。更にこの場合に、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246は、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2とをそれぞれ低ゲインと高ゲインに設定する。更に電圧比較・選択回路21243は第2ノードNode2の電圧が第1ノードNode1よりも高いことを検出して、第2ノードNode2の第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。
The low-level voltage detection output signal Vdet1 detects the non-supply of the power supply voltage to the supply terminal T1 of the
入力電圧検出回路21248の2ビットの電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2により第1入力電圧1の供給端子T1へのワイヤレス給電またはAC−DC変換の電源電圧の供給と第2入力電圧2の供給端子T2へのUSB電源電圧の供給とが同時に検出された場合を、想定する。この場合には、ともにハイレベルである電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2に応答して制御ロジック回路21245は、リニア・レギュレータ21241の略5ボルトの出力電源電圧Voutの電圧レベルを調整する。
The power supply voltage for the wireless power feeding or AC-DC conversion to the supply terminal T1 of the
すなわち、同時に検出された第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧が第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧より優先される場合には、リニア・レギュレータ21241の略5ボルトの出力電源電圧Voutを第2入力電圧2の供給端子T2に供給される5ボルトの電圧を有するUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧よりも高い例えば5.2ボルトに設定する。更に入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246は、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2とをそれぞれ高ゲインと低ゲインに設定する。その結果、電圧比較・選択回路21243は第1ノードNode1の電圧が第2ノードNode2よりも高いことを検出して、第1ノードNode1の第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。更に制御ロジック回路21245は、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオン状態に制御する一方、スイッチSW3をオフ状態に制御する。その結果、第1入力電圧1の供給端子T1からの供給電圧が、降圧DC−DCコンバータ2121とスイッチSW2とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。
That is, when the supply voltage of the supply terminal T1 of the
それと反対に、同時に検出された第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧よりも第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧が優先される場合には、リニア・レギュレータ21241の略5ボルトの出力電源電圧Voutを第2入力電圧2の供給端子T2に供給される5ボルトの電圧を有するUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧よりも低い例えば4.8ボルトに設定する。更に、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246は、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2とをそれぞれ低ゲインと高ゲインに設定する。その結果、電圧比較・選択回路21243は第2ノードNode2の電圧が第1ノードNode1よりも高いことを検出して、第2ノードNode2の第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。更に制御ロジック回路21245は、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオフ状態に制御する一方、スイッチSW3をオン状態に制御する。その結果、第2入力電圧2の供給端子T2からの供給電圧が、スイッチSW3とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。
On the other hand, when the supply voltage of the supply terminal T2 of the
一方、パワーオンリセット期間の経過以前では、ローレベルのパワーオンリセット信号PORに応答した入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から生成される第1ゲイン制御信号CNT1と第2ゲイン制御信号CNT2とがともにハイレベルに設定される。従って、可変伝達回路2124Yの第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2がともに高ゲインに設定される。
On the other hand, before the elapse of the power-on reset period, the first gain control signal CNT1 and the second gain control signal CNT2 generated from the input voltage selection switch
《可変伝達回路の構成》
図8は、図7に示した実施の形態1による入力電圧選択回路2124に含まれた可変伝達回路2124Yの第1可変伝達回路2124Y1と第2可変伝達回路2124Y2の構成を示す図である。
<Configuration of variable transmission circuit>
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of first variable transmission circuit 2124Y1 and second variable transmission circuit 2124Y2 of
図8に示すように、第1可変伝達回路2124Y1は、第1差動増幅器2124Y11と第1PチャネルMOSトランジスタ2124Y12と第1基準電圧発生回路2124Y13と第1抵抗2124Y14と第2抵抗2124Y15と第3抵抗2124Y16と第2PチャネルMOSトランジスタ2124Y17とによって構成されている。リニア・レギュレータ21241の出力電源電圧が入力電圧選択回路2124の第1入力信号Vin1として、第1差動増幅器2124Y11と第1基準電圧発生回路2124Y13と第1PチャネルMOSトランジスタ2124Y12のソースに供給される。第1基準電圧発生回路2124Y13から生成される第1基準電圧が第1差動増幅器2124Y11の反転入力端子−に供給され、第1差動増幅器2124Y11の出力信号が第1PチャネルMOSトランジスタ2124Y12のゲートに供給される。第1PチャネルMOSトランジスタ2124Y12のドレインから第1出力信号Vout1が生成され、第1出力信号Vout1が第1抵抗2124Y14の一端と第2PチャネルMOSトランジスタ2124Y17のソースとに供給される。第1抵抗2124Y14の他端と第2PチャネルMOSトランジスタ2124Y17のドレインと第3抵抗2124Y16の一端とは第1差動増幅器2124Y11の非反転入力端子+に接続され、第3抵抗2124Y16の他端は接地電位に接続される。入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から供給される第1ゲイン制御信号CNT1がハイレベルの場合には第2PチャネルMOSトランジスタ2124Y17がオフとなり、第1差動増幅器2124Y11の負帰還量が小となり、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1は高ゲインとなる。入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から供給される第1ゲイン制御信号CNT1がローレベルの場合には第2PチャネルMOSトランジスタ2124Y17がオンとなり、第1差動増幅器2124Y11の負帰還量が大となり、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1は低ゲインとなる。
As shown in FIG. 8, the first variable transmission circuit 2124Y1 includes a first differential amplifier 2124Y11, a first P-channel MOS transistor 2124Y12, a first reference voltage generation circuit 2124Y13, a first resistor 2124Y14, a second resistor 2124Y15, and a third resistor. 2124Y16 and a second P-channel MOS transistor 2124Y17. The output power supply voltage of the
図8に示すように、第2可変伝達回路2124Y2は、第2差動増幅器2124Y21と第3PチャネルMOSトランジスタ2124Y22と第2基準電圧発生回路2124Y23と第4抵抗2124Y24と第5抵抗2124Y25と第6抵抗2124Y26と第4PチャネルMOSトランジスタ2124Y27とによって構成されている。供給端子T2のUSB接続インターフェース23のUSB電源電圧が入力電圧選択回路2124の第2入力信号Vin2として、第2差動増幅器2124Y21と第2基準電圧発生回路2124Y23と第3PチャネルMOSトランジスタ2124Y22のソースに供給される。第2基準電圧発生回路2124Y23から生成される第2基準電圧が第2差動増幅器2124Y21の反転入力端子−に供給され、第2差動増幅器2124Y21の出力信号が第3PチャネルMOSトランジスタ2124Y22のゲートに供給される。第3PチャネルMOSトランジスタ2124Y22のドレインから第1出力信号Vout1が生成され、第2出力信号Vout2が第4抵抗2124Y24の一端と第4PチャネルMOSトランジスタ2124Y27のソースとに供給される。第4抵抗2124Y24の他端と第4PチャネルMOSトランジスタ2124Y27のドレインと第6抵抗2124Y26の一端とは第2差動増幅器2124Y21の非反転入力端子+に接続され、第6抵抗2124Y26の他端は接地電位に接続される。入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から供給される第2ゲイン制御信号CNT2がハイレベルの場合には第4PチャネルMOSトランジスタ2124Y27がオフとなり、第2差動増幅器2124Y21の負帰還量が小となり、第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2は高ゲインとなる。入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から供給される第2ゲイン制御信号CNT2がローレベルの場合には第4PチャネルMOSトランジスタ2124Y27がオンとなり、第2差動増幅器2124Y21の負帰還量が大となり、第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2は低ゲインとなる。
As shown in FIG. 8, the second variable transmission circuit 2124Y2 includes a second differential amplifier 2124Y21, a third P-channel MOS transistor 2124Y22, a second reference voltage generation circuit 2124Y23, a fourth resistor 2124Y24, a fifth resistor 2124Y25, and a sixth resistor. 2124Y26 and a fourth P-channel MOS transistor 2124Y27. The USB power supply voltage of the
《実施の形態1による入力電圧選択回路の各部の波形》
図9は、図7に示した実施の形態1による入力電圧選択回路2124の動作を説明するための入力電圧選択回路2124の各部の波形を示す図である。
<< Waveforms of Each Part of Input Voltage Selection Circuit According to
FIG. 9 is a diagram showing waveforms of respective parts of the input
図9に示すように、期間T1では、最初に第1入力電圧1の供給端子T1への電源電圧の供給により第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の電源電圧の上昇が開始される。ワイヤレス給電の電源電圧が検出しきい値電圧に到達すると、入力電圧検出回路21248の電圧検出出力信号Vdet1がローレベルからハイレベルに変化する。
As shown in FIG. 9, in the period T <b> 1, the power supply voltage for the wireless power feeding at the supply terminal T <b> 1 of the
ワイヤレス電源電圧の上昇に応答して、電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの上昇が開始される。更に、電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの上昇に応答して、第2バッファ回路BA2から生成されるデジタル回路電源電圧DVDDの上昇が開始される。このデジタル回路電源電圧DVDDが第2基準電圧発生回路Ref_Gen2の基準電圧VBBに対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット回路21244の差動増幅器DA2の出力がローレベルからハイレベルに変化して、時定数回路の抵抗Rpと容量Cpの充電によるパワーオンリセット期間が開始される。時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcが第3バッファ回路BA3のしきい値電圧に対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット信号PORがローレベルからハイレベルに変化して、制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246のパワーオンリセット動作が終了される。
In response to the increase of the wireless power supply voltage, the output voltage Vcc of the voltage comparison /
パワーオンリセット動作の終了によって期間T2では、制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246は入力電圧検出回路21248のハイレベルの電圧検出出力信号Vdet1とローレベルの電圧検出出力信号Vdet2とに応答するものである。従って、入力電圧検出回路21248と制御ロジック回路21245とによる制御によって、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオン状態に制御する一方、スイッチSW3をオフ状態に制御する。その結果、第1入力電圧1の供給端子T1からの供給電圧が、降圧DC−DCコンバータ2121とスイッチSW2とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。更に入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246による制御によって、第1ゲイン制御信号CNT1と第2ゲイン制御信号CNT2とがそれぞれハイレベルとローレベルに設定され、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2とがそれぞれ高ゲインと低ゲインに設定される。その結果、電圧比較・選択回路21243は第1ノードNode1の電圧が第2ノードNode2よりも高いことを検出して、第1ノードNode1の第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。従って、ワイヤレス給電はオン状態に制御され、USB給電はオフ状態に制御され、使用電源の自動選択が実行される。
By the end of the power-on reset operation, in the period T2, the
この状態で、期間T2の最後に第2入力電圧2の供給端子T2の電源電圧の供給によって、第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電の電源電圧の上昇が開始される。その結果、USB給電の電源電圧の上昇が検出しきい値電圧に到達すると、入力電圧検出回路21248の電圧検出出力信号Vdet2がローレベルからハイレベルに変化する。
In this state, by the supply of the power supply voltage at the supply terminal T2 of the
期間T2の最後のタイミングでは、入力電圧検出回路21248からはハイレベルの両方の電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2が生成されている。しかし、制御ロジック回路21245の内部ではUSB給電の優先順位よりワイヤレス給電の優先順位が高く設定されているので、期間T2の最終タイミングで入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246からハイレベルの第1ゲイン制御信号CNT1とローレベルの第2ゲイン制御信号CNT2が生成されている。従って、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2とがそれぞれ高ゲインと低ゲインに設定される。その結果、電圧比較・選択回路21243は第1ノードNode1の電圧が第2ノードNode2より高いことを検出して、第1ノードNode1の第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。従って、ワイヤレス給電はオン状態に制御され、USB給電はオフ状態に制御され、使用電源の自動選択が実行される。
At the last timing of the period T2, the input
しかし、図9に示すように、期間T2と期間T3との切り替わりタイミングにおいて、高い方の優先順序に設定された第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の電源電圧の停電が発生する。従って、この切り替わりタイミングの以降では、第2供給端子T2のUSB給電電源電圧の第2可変伝達回路2124Y2の低ゲインの第2ゲインGain2による増幅結果である第2ノードNode2の電圧が、第1供給端子T1のワイヤレス給電供給電圧の第1可変伝達回路2124Y1の高ゲインの第1ゲインGain1による増幅結果よりも高レベルとなる。
However, as shown in FIG. 9, at the switching timing between the period T2 and the period T3, a power failure occurs in the power supply voltage of the wireless power supply of the supply terminal T1 of the
従って、図9に示すように、期間T3と期間T4との切り替わりタイミングにおいて、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から生成される第1ゲイン制御信号CNT1はハイレベルからローレベルに変化して入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から生成される第2ゲイン制御信号CNT2はローレベルからハイレベルに変化する。従って、期間T3と期間T4との切り替わりタイミングにおいて、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1は高ゲインから低ゲインに変化して、第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2は低ゲインから高ゲインに変化する。
Therefore, as shown in FIG. 9, at the switching timing between the period T3 and the period T4, the first gain control signal CNT1 generated from the input voltage selection switch
その結果、図9に示すように、期間T4から、電圧比較・選択回路21243は第2ノードNode2の電圧が第1ノードNode1より高いことを検出して、第2ノードNode2の第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。更に入力電圧検出回路21248と制御ロジック回路21245とによる制御によって、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオフ状態に制御する一方、スイッチSW3をオン状態に制御する。その結果、第2入力電圧2の供給端子T2からの供給電圧が、スイッチSW3とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。従って、ワイヤレス給電はオフ状態に制御され、USB給電はオン状態に制御され、停電に応答して複数の電源から使用電源を再度選択する自動選択が実行される。
As a result, as shown in FIG. 9, from the period T4, the voltage comparison /
《実施の形態1による入力電圧選択回路の各部の波形》
図10は、図7に示した実施の形態1による入力電圧選択回路2124の他の動作を説明するための入力電圧選択回路2124の各部の波形を示す図である。
<< Waveforms of Each Part of Input Voltage Selection Circuit According to
FIG. 10 is a diagram showing waveforms of respective parts of the input
図10に示すように、期間T1では、最初に第2入力電圧2の供給端子T2への電源電圧の供給により第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電電源電圧の上昇が開始される。USB給電電源電圧が検出しきい値電圧に到達すると、入力電圧検出回路21248の電圧検出出力信号Vdet2がローレベルからハイレベルに変化する。
As shown in FIG. 10, in the period T1, the USB power supply voltage at the supply terminal T2 for the
USB電源電圧の上昇に応答して、電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの上昇が開始される。更に電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccの上昇に応答して、第2バッファ回路BA2から生成されるデジタル回路電源電圧DVDDの上昇が開始される。このデジタル回路電源電圧DVDDが第2基準電圧発生回路Ref_Gen2の基準電圧VBBに対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット回路21244の差動増幅器DA2の出力がローレベルからハイレベルに変化して、時定数回路の抵抗Rpと容量Cpの充電によるパワーオンリセット期間が開始される。時定数回路の容量Cpの端子電圧Vcが第3バッファ回路BA3のしきい値電圧に対応する検出しきい値電圧に到達すると、パワーオンリセット信号PORがローレベルからハイレベルに変化して、制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246のパワーオンリセット動作が終了される。
In response to the rise of the USB power supply voltage, the output voltage Vcc of the voltage comparison /
パワーオンリセット動作の終了によって期間T2では、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246は入力電圧検出回路21248のローレベルの電圧検出出力信号Vdet1とハイレベルの電圧検出出力信号Vdet2とに応答するものである。従って、制御ロジック回路21245と入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246は入力電圧検出回路21248のローレベルの電圧検出出力信号Vdet1とハイレベルの電圧検出出力信号Vdet2とに応答するものである。従って、入力電圧検出回路21248と制御ロジック回路21245とによる制御によって、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオフ状態に制御する一方、スイッチSW3をオン状態に制御する。その結果、第1入力電圧2の供給端子T2からの供給電圧が、スイッチSW3とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。更に入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246による制御によって、第1ゲイン制御信号CNT1と第2ゲイン制御信号CNT2とがそれぞれローレベルとハイレベルに設定され、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2とがそれぞれ低ゲインと高ゲインに設定される。その結果、電圧比較・選択回路21243は第2ノードNode2の電圧が第1ノードNode1よりも高いことを検出して、第2ノードNode2の第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。従って、ワイヤレス給電はオフ状態に制御され、USB給電はオン状態に制御され、使用電源の自動選択が実行される。
The input voltage selection switch
この状態で、期間T2の最後に第1入力電圧1の供給端子T1の電源電圧の供給によって、第1入力電圧1の供給端子T1のワイヤレス給電の電源電圧の上昇が開始される。その結果、ワイヤレス給電の電源電圧の上昇が検出しきい値電圧に到達すると、入力電圧検出回路21248の電圧検出出力信号Vdet1がローレベルからハイレベルに変化する。
In this state, by the supply of the power supply voltage of the supply terminal T1 of the
期間T2の最後のタイミングでは、入力電圧検出回路21248からはハイレベルの両方の電圧検出出力信号Vdet1、Vdet2が生成されている。しかし、制御ロジック回路21245の内部ではUSB給電の優先順位よりワイヤレス給電の優先順位が高く設定されているので、期間T2の最終タイミングで入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246からローレベルの第1ゲイン制御信号CNT1とハイレベルの第2ゲイン制御信号CNT2が生成されている。従って、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1と第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2とがそれぞれ低ゲインと高ゲインに設定される。その結果、電圧比較・選択回路21243は第2ノードNode2の電圧が第1ノードNode1より高いことを検出して、第2ノードNode2の第2入力電圧2の供給端子T2の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。従って、ワイヤレス給電はオフ状態に制御され、USB給電はオン状態に制御され、使用電源の自動選択が実行される。
At the last timing of the period T2, the input
しかし、図10に示すように期間T2と期間T3との切り替わりタイミングにおいて、高い方の優先順序に設定された第2入力電圧2の供給端子T2のUSB給電の電源電圧の停電が発生する。従って、この切り替わりタイミングの以降では、第1供給端子T1のワイヤレス給電供給電圧の第1可変伝達回路2124Y1の低ゲインの第1ゲインGain1による増幅結果が、第2供給端子T2のUSB給電電源電圧の第2可変伝達回路2124Y2の高ゲインの第2ゲインGain2による増幅結果である第2ノードNode2の電圧よりも高レベルとなる。
However, as shown in FIG. 10, at the switching timing between the period T2 and the period T3, a power failure occurs in the power supply voltage of the USB power supply at the supply terminal T2 of the
従って、図10に示すように期間T3と期間T4との切り替わりタイミングにおいて、入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から生成される第1ゲイン制御信号CNT1はローレベルからハイレベルに変化して入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路21246から生成される第2ゲイン制御信号CNT2はハイレベルからローレベルに変化する。従って、期間T3と期間T4との切り替わりタイミングにおいて、第1可変伝達回路2124Y1の第1ゲインGain1は低ゲインから高ゲインに変化して、第2可変伝達回路2124Y2の第2ゲインGain2は高ゲインから低ゲインに変化する。
Therefore, as shown in FIG. 10, at the switching timing between the period T3 and the period T4, the first gain control signal CNT1 generated from the input voltage selection switch
その結果、図10に示すように期間T4から、電圧比較・選択回路21243は第1ノードNode1の電圧が第2ノードNode2より高いことを検出して、第1ノードNode1の第1入力電圧1の供給端子T1の供給電圧が電圧比較・選択回路21243の出力電圧Vccとして生成される。更に、入力電圧検出回路21248と制御ロジック回路21245とによる制御によって、図2に示した実施の形態1による半導体集積回路212の内部のスイッチSW2をオン状態に制御する一方、スイッチSW3をオフ状態に制御する。その結果、第1入力電圧1の供給端子T1からの供給電圧が、降圧DC−DCコンバータ2121とスイッチSW2とPチャネルMOSトランジスタMp0とを介して2次電池26の充電に使用されるとともに受電側システム3への電源供給に使用される。従って、ワイヤレス給電はオン状態に制御され、USB給電はオフ状態に制御され、停電に応答して複数の電源から使用電源を再度選択する自動選択が実行される。
As a result, as shown in FIG. 10, from period T4, the voltage comparison /
以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。 As mentioned above, the invention made by the present inventor has been specifically described based on various embodiments. However, the present invention is not limited thereto, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Needless to say.
例えば、図7に示した実施の形態1の入力電圧選択回路2124の可変伝達回路2124Yの第1可変伝達回路2124Y1と第2可変伝達回路2124Y2とは、図8に示した可変利得増幅器だけではなく、ゲインしての減衰量が可変制御される可変減衰器(Variable Attenuator)によって構成することも可能である。
For example, the first variable transmission circuit 2124Y1 and the second variable transmission circuit 2124Y2 of the
更に本半導体集積回路が搭載される電子機器は、多機能携帯電話やタブレットPC等のような携帯型パーソナルコンピュータに限定されるものではなく、デジタルビデオカメラやデジタルスチルカメラや携帯音楽プレイヤーや携帯DVDプレイヤー等に適用することが可能である。 Furthermore, the electronic device on which the semiconductor integrated circuit is mounted is not limited to a portable personal computer such as a multi-function mobile phone or a tablet PC, but a digital video camera, a digital still camera, a portable music player, a portable DVD, etc. It can be applied to players and the like.
更に、本半導体集積回路が搭載される電子機器は、RFIDカードを内蔵することで自動改札システム、電子マネー等の機能を有する携帯電話に適用することが可能である。 Furthermore, an electronic device in which the semiconductor integrated circuit is mounted can be applied to a mobile phone having functions such as an automatic ticket gate system and electronic money by incorporating an RFID card.
1…送電回路
2…受電回路
3…受電側システム
10…ACアダプタ
11…マイクロコントローラユニット(MCU)
111…認証処理機能
112…暗号処理機能
12…送電制御回路
121…整流回路
122…RFドライバ122
13…送電側アンテナコイル
21…受電制御回路
211…整流回路
22…マイクロコントローラユニット(MCU)
221…認証処理機能
222…暗号処理機能
23…USB接続インターフェース
24…AC電源接続インターフェース24
25…受電側アンテナコイル
26…2次電池
212…半導体集積回路
T1〜T10…端子
D1、D2…ショットキーダイオード
2121…降圧DC−DCコンバータ
2122…リニア・レギュレータ
2123…USB種別検出回路
2124…入力電圧検出回路
2125…外部インターフェース
2126…内蔵レギュレータ
2127…ゲート駆動制御回路
Mp0…PチャネルMOSトランジスタ
SW1、SW2、SW3、SW4…スイッチ
L1…インダクター
C1…容量
21241…リニア・レギュレータ
21242…入力電圧選択スイッチ
21243…電圧比較・選択回路
2124X…パワーオンリセット補助回路2124X
2124Y…可変伝達回路
2124Y1…第1可変伝達回路
2124Y2…第2可変伝達回路
CNT1…第1ゲイン制御信号
CNT2…第2ゲイン制御信号
Ref_Gen1…第1基準電圧発生回路
Ref_Gen2…第2基準電圧発生回路
Ref_Gen3…第3基準電圧発生回路
Ref_Gen4…第4基準電圧発生回路
DA1…差動増幅器
DA2…差動増幅器
DA3…差動増幅器
DA4…差動増幅器
BA1…第1バッファ回路
BA2…第2バッファ回路
21244…パワーオンリセット回路
21245…制御ロジック回路
21246…入力電圧選択スイッチ制御ロジック回路
21247…クロック発生回路
21248…入力電圧検出回路
21249…ゲート駆動回路
2128…アナログ回路
Mn1、Mn2…NチャネルMOSトランジスタ
DESCRIPTION OF
DESCRIPTION OF SYMBOLS 111 ...
DESCRIPTION OF
221 ...
25 ... Receiving
2124Y ... variable transmission circuit 2124Y1 ... first variable transmission circuit 2124Y2 ... second variable transmission circuit CNT1 ... first gain control signal CNT2 ... second gain control signal Ref_Gen1 ... first reference voltage generation circuit Ref_Gen2 ... second reference voltage generation circuit Ref_Gen3 ... 3rd reference voltage generation circuit Ref_Gen4 ... 4th reference voltage generation circuit DA1 ... Differential amplifier DA2 ... Differential amplifier DA3 ... Differential amplifier DA4 ... Differential amplifier BA1 ... 1st buffer circuit BA2 ...
Claims (20)
前記入力電圧選択回路は、パワーオンリセット回路と入力電圧検出回路と第1可変伝達回路と第2可変伝達回路と電圧比較・選択回路と制御回路とを含み、
前記第1可変伝達回路の入力端子と前記第2可変伝達回路の入力端子とは、前記第1の供給端子と前記第2の供給端子とにそれぞれ接続され、
前記電圧比較・選択回路は第1入力端子と第2入力端子と出力端子とを有して、前記第1入力端子は前記第1可変伝達回路の出力端子に接続され、前記第2入力端子は前記第2可変伝達回路の出力端子に接続され、
前記電圧比較・選択回路の前記出力端子から、前記パワーオンリセット回路と前記入力電圧検出回路とに供給される動作電圧が生成され、
前記電圧比較・選択回路は前記第1入力端子の電圧と前記第2入力端子の電圧を比較して高い電圧を選択することにより、当該高い電圧を前記出力端子から前記パワーオンリセット回路と前記入力電圧検出回路とに供給される前記動作電圧として出力して、
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作終了時に前記第1と第2のいずれか電源電圧の前記第1と第2のいずれかの供給端子への供給を前記入力電圧検出回路が検出する第1の場合には、その検出に応答した前記制御回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの供給が検出された供給端子に対応する電源スイッチをオン状態に制御して、
前記第1の場合には、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの供給が検出された供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量を供給が検出されない供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定して、
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作終了時に前記第1および第2の電源電圧の両者の前記第1および第2の供給端子の両者への供給を前記入力電圧検出回路が検出する第2の場合には、その検出に応答した前記制御回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの事前に設定された優先順序の高い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御して、
前記第2の場合には、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応しない可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定して、
前記高い優先順序を持った前記電源スイッチが前記オン状態に制御された後に、前記入力電圧検出回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに供給された電源電圧の停電を検出するものであり、
前記入力電圧検出回路による前記停電の検出結果に応答して、前記制御回路は、前記第1および第2の電源スイッチのうち前記事前に設定された優先順序の低い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御して、
前記入力電圧検出回路による前記停電の検出結果に応答して、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記低い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する
半導体集積回路。 The semiconductor integrated circuit includes: a first supply terminal capable of supplying a first power supply voltage; a second supply terminal capable of supplying a second power supply voltage; and the first supply terminal and the second supply terminal. A connected input voltage selection circuit, a first power switch, and a second power switch;
The input voltage selection circuit includes a power-on reset circuit, an input voltage detection circuit, a first variable transmission circuit, a second variable transmission circuit, a voltage comparison / selection circuit, and a control circuit,
The input terminal of the first variable transmission circuit and the input terminal of the second variable transmission circuit are connected to the first supply terminal and the second supply terminal, respectively.
The voltage comparison / selection circuit has a first input terminal, a second input terminal, and an output terminal, the first input terminal is connected to the output terminal of the first variable transmission circuit, and the second input terminal is Connected to the output terminal of the second variable transmission circuit;
An operating voltage supplied to the power-on reset circuit and the input voltage detection circuit is generated from the output terminal of the voltage comparison / selection circuit,
The voltage comparison / selection circuit compares the voltage of the first input terminal and the voltage of the second input terminal to select a high voltage, and thereby selects the high voltage from the output terminal to the power-on reset circuit and the input. Output as the operating voltage supplied to the voltage detection circuit,
The first input voltage detection circuit detects the supply of either the first or second power supply voltage to the first or second supply terminal at the end of the power-on reset operation of the power-on reset circuit. In this case, the control circuit in response to the detection controls to turn on the power switch corresponding to the supply terminal from which the supply is detected among the first and second power switches,
In the first case, the control circuit detects the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the supply terminal from which the supply is detected among the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. Set larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the supply terminal that is not
The input voltage detection circuit detects the supply of both the first and second power supply voltages to both the first and second supply terminals at the end of the power-on reset operation of the power-on reset circuit. In this case, the control circuit in response to the detection controls the power switch having a higher priority order set in advance among the first and second power switches to an ON state,
In the second case, the control circuit includes the power supply having the higher priority order among the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. The signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the switch is set larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit not corresponding to the power switch having the high priority order,
After the power switch having the high priority order is controlled to the on state, the input voltage detection circuit supplies the power switch having the high priority order among the first and second power switches. To detect a power failure of the power supply
In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit has a power switch having a low priority order set in advance among the first power switch and the second power switch. Control to ON state,
In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit includes the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. A semiconductor integrated circuit that sets a signal transmission amount of a variable transmission circuit corresponding to the power switch having a low priority order to be larger than a signal transmission amount of a variable transmission circuit corresponding to the power switch having a high priority order.
前記半導体集積回路は、負荷としての第1外部負荷と第2外部負荷とに前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧をそれぞれ供給する第1外部出力端子と第2外部出力端子を更に具備して、
前記半導体集積回路は、前記第1外部出力端子と前記第2外部出力端子との間に接続された出力PチャネルMOSトランジスタを更に具備して、
前記パワーオンリセット動作終了の後におよび前記停電の検出結果に応答して、前記第1電源スイッチと前記第2電源スイッチのいずれかがオン状態に制御される場合には、前記制御回路により前記出力PチャネルMOSトランジスタがオン状態に制御され、
前記出力PチャネルMOSトランジスタが前記オン状態に制御されることによって、前記第2外部負荷に前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧が前記出力PチャネルMOSトランジスタと前記第2外部出力端子とを介して供給可能とされた
半導体集積回路。 In claim 1,
The semiconductor integrated circuit further includes a first external output terminal and a second external output terminal for supplying the first power supply voltage or the second power supply voltage to a first external load and a second external load as loads, respectively. Equipped
The semiconductor integrated circuit further comprises an output P-channel MOS transistor connected between the first external output terminal and the second external output terminal,
When either the first power switch or the second power switch is controlled to be in the on state after the power-on reset operation is completed and in response to the detection result of the power failure, the output is performed by the control circuit. The P-channel MOS transistor is controlled to be on,
When the output P-channel MOS transistor is controlled to be in the ON state, the first power supply voltage or the second power supply voltage is applied to the second external load from the output P-channel MOS transistor and the second external output terminal. A semiconductor integrated circuit that can be supplied via
前記第1外部出力端子は、能動デバイスとしての他の半導体集積回路である前記第1外部負荷に前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧を供給することが可能なように構成されたものであり、
前記出力PチャネルMOSトランジスタと前記第2外部出力端子とは、バッテリーである前記第2外部負荷に前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧を供給することが可能なように構成された
半導体集積回路。 In claim 2,
The first external output terminal is configured to be able to supply the first power supply voltage or the second power supply voltage to the first external load which is another semiconductor integrated circuit as an active device. Is,
The output P-channel MOS transistor and the second external output terminal are configured to be able to supply the first power supply voltage or the second power supply voltage to the second external load that is a battery. Semiconductor integrated circuit.
前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路とは、それぞれ第1可変利得増幅器と第2可変利得増幅器とにより構成された
半導体集積回路。 In claim 3,
The first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit are semiconductor integrated circuits each including a first variable gain amplifier and a second variable gain amplifier.
前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路とは、それぞれ第1可変減衰器と第2可変減衰器とにより構成された
半導体集積回路。 In claim 3,
The first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit are semiconductor integrated circuits each including a first variable attenuator and a second variable attenuator.
前記電圧比較・選択回路は、第1PチャネルMOSトランジスタと第2PチャネルMOSトランジスタと差動増幅器とを含み、
前記第1PチャネルMOSトランジスタのソースとドレインとは、前記電圧比較・選択回路の前記第1入力端子と前記出力端子とにそれぞれ接続され、
前記第2PチャネルMOSトランジスタのソースとドレインとは、前記電圧比較・選択回路の前記第2入力端子と前記出力端子とにそれぞれ接続され、
前記差動増幅器の一方の差動入力端子の他方の差動入力端子とは、前記電圧比較・選択回路の前記第1入力端子と前記第2入力端子とに接続され、
前記差動増幅器の一方の差動出力端子の他方の差動出力端子とは、前記第1PチャネルMOSトランジスタのゲートと前記第2PチャネルMOSトランジスタのゲートとにそれぞれ接続された
半導体集積回路。 In claim 3,
The voltage comparison / selection circuit includes a first P-channel MOS transistor, a second P-channel MOS transistor, and a differential amplifier,
The source and drain of the first P-channel MOS transistor are connected to the first input terminal and the output terminal of the voltage comparison / selection circuit, respectively.
The source and drain of the second P-channel MOS transistor are connected to the second input terminal and the output terminal of the voltage comparison / selection circuit, respectively.
The other differential input terminal of one differential input terminal of the differential amplifier is connected to the first input terminal and the second input terminal of the voltage comparison / selection circuit,
A semiconductor integrated circuit connected to the gate of the first P-channel MOS transistor and the gate of the second P-channel MOS transistor, respectively, with one of the differential output terminals of the differential amplifier.
前記半導体集積回路は、外部のマイクロコントローラユニットとシリアルデータ通信を実行する外部インターフェースを更に具備して、
前記入力電圧選択回路の前記制御回路は、前記外部インターフェースの動作を制御する
半導体集積回路。 In claim 6,
The semiconductor integrated circuit further comprises an external interface for executing serial data communication with an external microcontroller unit,
The control circuit of the input voltage selection circuit is a semiconductor integrated circuit that controls the operation of the external interface.
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作によって、前記制御回路がリセットされる
半導体集積回路。 In claim 7,
A semiconductor integrated circuit in which the control circuit is reset by a power-on reset operation of the power-on reset circuit.
前記半導体集積回路は、前記第1供給端子と前記第1電源スイッチとの間に並列接続された降圧DC−DCコンバータとリニア・レギュレータを更に具備して、
前記リニア・レギュレータは、前記第1供給端子への前記第1の電源電圧の前記供給による電源投入直後に即座動作するシリーズレギュレータとして動作するものであり、
前記降圧DC−DCコンバータ2121は、前記リニア・レギュレータよりも高い電力効率を有するスイッチングレギュレータとして動作する
半導体集積回路。 In claim 8,
The semiconductor integrated circuit further comprises a step-down DC-DC converter and a linear regulator connected in parallel between the first supply terminal and the first power switch,
The linear regulator operates as a series regulator that operates immediately after power-on due to the supply of the first power supply voltage to the first supply terminal,
The step-down DC-DC converter 2121 is a semiconductor integrated circuit that operates as a switching regulator having higher power efficiency than the linear regulator.
前記第1供給端子に第1ショットキーダイオードを介してワイヤレス給電の電源電圧と第2ショットキーダイオードを介してAC電源接続インターフェースのAC−DC変換電源電圧とが供給可能なように、前記第1供給端子が構成されたものであり、
前記第2供給端子にUSB接続インターフェースのUSB電源電圧が供給可能なように、前記第2供給端子が構成された
半導体集積回路。 In claim 9,
The first supply terminal can be supplied with a power supply voltage for wireless power feeding via a first Schottky diode and an AC-DC conversion power supply voltage for an AC power connection interface via a second Schottky diode. The supply terminal is configured,
A semiconductor integrated circuit in which the second supply terminal is configured so that a USB power supply voltage of a USB connection interface can be supplied to the second supply terminal.
前記入力電圧選択回路は、パワーオンリセット回路と入力電圧検出回路と第1可変伝達回路と第2可変伝達回路と電圧比較・選択回路と制御回路とを含み、
前記第1可変伝達回路の入力端子と前記第2可変伝達回路の入力端子とは、前記第1の供給端子と前記第2の供給端子とにそれぞれ接続され、
前記電圧比較・選択回路は第1入力端子と第2入力端子と出力端子とを有して、前記第1入力端子は前記第1可変伝達回路の出力端子に接続され、前記第2入力端子は前記第2可変伝達回路の出力端子に接続され、
前記電圧比較・選択回路の前記出力端子から、前記パワーオンリセット回路と前記入力電圧検出回路とに供給される動作電圧が生成され、
前記電圧比較・選択回路は前記第1入力端子の電圧と前記第2入力端子の電圧を比較して高い電圧を選択することにより、当該高い電圧を前記出力端子から前記パワーオンリセット回路と前記入力電圧検出回路とに供給される前記動作電圧として出力して、
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作終了時に前記第1と第2のいずれか電源電圧の前記第1と第2のいずれかの供給端子への供給を前記入力電圧検出回路が検出する第1の場合には、その検出に応答した前記制御回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの供給が検出された供給端子に対応する電源スイッチをオン状態に制御して、
前記第1の場合には、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの供給が検出された供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量を供給が検出されない供給端子に対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定して、
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作終了時に前記第1および第2の電源電圧の両者の前記第1および第2の供給端子の両者への供給を前記入力電圧検出回路が検出する第2の場合には、その検出に応答した前記制御回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの事前に設定された優先順序の高い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御して、
前記第2の場合には、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応しない可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定して、
前記高い優先順序を持った前記電源スイッチが前記オン状態に制御された後に、前記入力電圧検出回路は前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに供給された電源電圧の停電を検出するものであり、
前記入力電圧検出回路による前記停電の検出結果に応答して、前記制御回路は、前記第1および第2の電源スイッチのうち前記事前に設定された優先順序の低い優先順序を持った電源スイッチをオン状態に制御して、
前記入力電圧検出回路による前記停電の検出結果に応答して、前記制御回路は、前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路のうちの前記第1および第2の電源スイッチのうちの前記低い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量を前記高い優先順序を持った前記電源スイッチに対応する可変伝達回路の信号伝達量よりも大きく設定する
半導体集積回路の動作法方法。 A first supply terminal capable of supplying a first power supply voltage, a second supply terminal capable of supplying a second power supply voltage, and an input voltage connected to the first supply terminal and the second supply terminal An operation method of a semiconductor integrated circuit comprising a selection circuit, a first power switch, and a second power switch,
The input voltage selection circuit includes a power-on reset circuit, an input voltage detection circuit, a first variable transmission circuit, a second variable transmission circuit, a voltage comparison / selection circuit, and a control circuit,
The input terminal of the first variable transmission circuit and the input terminal of the second variable transmission circuit are connected to the first supply terminal and the second supply terminal, respectively.
The voltage comparison / selection circuit has a first input terminal, a second input terminal, and an output terminal, the first input terminal is connected to the output terminal of the first variable transmission circuit, and the second input terminal is Connected to the output terminal of the second variable transmission circuit;
An operating voltage supplied to the power-on reset circuit and the input voltage detection circuit is generated from the output terminal of the voltage comparison / selection circuit,
The voltage comparison / selection circuit compares the voltage of the first input terminal and the voltage of the second input terminal to select a high voltage, and thereby selects the high voltage from the output terminal to the power-on reset circuit and the input. Output as the operating voltage supplied to the voltage detection circuit,
The first input voltage detection circuit detects the supply of either the first or second power supply voltage to the first or second supply terminal at the end of the power-on reset operation of the power-on reset circuit. In this case, the control circuit in response to the detection controls to turn on the power switch corresponding to the supply terminal from which the supply is detected among the first and second power switches,
In the first case, the control circuit detects the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the supply terminal from which the supply is detected among the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. Set larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the supply terminal that is not
The input voltage detection circuit detects the supply of both the first and second power supply voltages to both the first and second supply terminals at the end of the power-on reset operation of the power-on reset circuit. In this case, the control circuit in response to the detection controls the power switch having a higher priority order set in advance among the first and second power switches to an ON state,
In the second case, the control circuit includes the power supply having the higher priority order among the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. The signal transmission amount of the variable transmission circuit corresponding to the switch is set larger than the signal transmission amount of the variable transmission circuit not corresponding to the power switch having the high priority order,
After the power switch having the high priority order is controlled to the on state, the input voltage detection circuit supplies the power switch having the high priority order among the first and second power switches. To detect a power failure of the power supply
In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit has a power switch having a low priority order set in advance among the first power switch and the second power switch. Control to ON state,
In response to the detection result of the power failure by the input voltage detection circuit, the control circuit includes the first and second power switches of the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit. Operation of a semiconductor integrated circuit for setting a signal transmission amount of a variable transmission circuit corresponding to the power switch having a low priority order to be larger than a signal transmission amount of a variable transmission circuit corresponding to the power switch having a high priority order Law method.
前記半導体集積回路は、負荷としての第1外部負荷と第2外部負荷とに前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧をそれぞれ供給する第1外部出力端子と第2外部出力端子を更に具備して、
前記半導体集積回路は、前記第1外部出力端子と前記第2外部出力端子との間に接続された出力PチャネルMOSトランジスタを更に具備して、
前記パワーオンリセット動作終了の後におよび前記停電の検出結果に応答して、前記第1電源スイッチと前記第2電源スイッチのいずれかがオン状態に制御される場合には、前記制御回路により前記出力PチャネルMOSトランジスタがオン状態に制御され、
前記出力PチャネルMOSトランジスタが前記オン状態に制御されることによって、前記第2外部負荷に前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧が前記出力PチャネルMOSトランジスタと前記第2外部出力端子とを介して供給可能とされた
半導体集積回路の動作法方法。 In claim 11,
The semiconductor integrated circuit further includes a first external output terminal and a second external output terminal for supplying the first power supply voltage or the second power supply voltage to a first external load and a second external load as loads, respectively. Equipped
The semiconductor integrated circuit further comprises an output P-channel MOS transistor connected between the first external output terminal and the second external output terminal,
When either the first power switch or the second power switch is controlled to be in the on state after the power-on reset operation is completed and in response to the detection result of the power failure, the output is performed by the control circuit. The P-channel MOS transistor is controlled to be on,
When the output P-channel MOS transistor is controlled to be in the ON state, the first power supply voltage or the second power supply voltage is applied to the second external load from the output P-channel MOS transistor and the second external output terminal. A method of operating a semiconductor integrated circuit that can be supplied via
前記第1外部出力端子は、能動デバイスとしての他の半導体集積回路である前記第1外部負荷に前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧を供給することが可能なように構成されたものであり、
前記出力PチャネルMOSトランジスタと前記第2外部出力端子とは、バッテリーである前記第2外部負荷に前記第1の電源電圧または前記第2の電源電圧を供給することが可能なように構成された
半導体集積回路の動作法方法。 In claim 12,
The first external output terminal is configured to be able to supply the first power supply voltage or the second power supply voltage to the first external load which is another semiconductor integrated circuit as an active device. Is,
The output P-channel MOS transistor and the second external output terminal are configured to be able to supply the first power supply voltage or the second power supply voltage to the second external load that is a battery. Method of operating a semiconductor integrated circuit.
前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路とは、それぞれ第1可変利得増幅器と第2可変利得増幅器とにより構成された
半導体集積回路の動作法方法。 In claim 13,
A method of operating a semiconductor integrated circuit, wherein the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit are respectively constituted by a first variable gain amplifier and a second variable gain amplifier.
前記第1可変伝達回路と前記第2可変伝達回路とは、それぞれ第1可変減衰器と第2可変減衰器とにより構成された
半導体集積回路の動作法方法。 In claim 13,
A method of operating a semiconductor integrated circuit, wherein the first variable transmission circuit and the second variable transmission circuit are each composed of a first variable attenuator and a second variable attenuator.
前記電圧比較・選択回路は、第1PチャネルMOSトランジスタと第2PチャネルMOSトランジスタと差動増幅器とを含み、
前記第1PチャネルMOSトランジスタのソースとドレインとは、前記電圧比較・選択回路の前記第1入力端子と前記出力端子とにそれぞれ接続され、
前記第2PチャネルMOSトランジスタのソースとドレインとは、前記電圧比較・選択回路の前記第2入力端子と前記出力端子とにそれぞれ接続され、
前記差動増幅器の一方の差動入力端子の他方の差動入力端子とは、前記電圧比較・選択回路の前記第1入力端子と前記第2入力端子とに接続され、
前記差動増幅器の一方の差動出力端子の他方の差動出力端子とは、前記第1PチャネルMOSトランジスタのゲートと前記第2PチャネルMOSトランジスタのゲートとにそれぞれ接続された
半導体集積回路の動作法方法。 In claim 13,
The voltage comparison / selection circuit includes a first P-channel MOS transistor, a second P-channel MOS transistor, and a differential amplifier,
The source and drain of the first P-channel MOS transistor are connected to the first input terminal and the output terminal of the voltage comparison / selection circuit, respectively.
The source and drain of the second P-channel MOS transistor are connected to the second input terminal and the output terminal of the voltage comparison / selection circuit, respectively.
The other differential input terminal of one differential input terminal of the differential amplifier is connected to the first input terminal and the second input terminal of the voltage comparison / selection circuit,
Operation method of a semiconductor integrated circuit connected to the gate of the first P-channel MOS transistor and the gate of the second P-channel MOS transistor, respectively, with one of the differential output terminals of the differential amplifier Method.
前記半導体集積回路は、外部のマイクロコントローラユニットとシリアルデータ通信を実行する外部インターフェースを更に具備して、
前記入力電圧選択回路の前記制御回路は、前記外部インターフェースの動作を制御する
半導体集積回路の動作法方法。 In claim 16,
The semiconductor integrated circuit further comprises an external interface for executing serial data communication with an external microcontroller unit,
A method for operating a semiconductor integrated circuit, wherein the control circuit of the input voltage selection circuit controls the operation of the external interface.
前記パワーオンリセット回路のパワーオンリセット動作によって、前記制御回路がリセットされる
半導体集積回路の動作法方法。 In claim 17,
A method for operating a semiconductor integrated circuit, wherein the control circuit is reset by a power-on reset operation of the power-on reset circuit.
前記半導体集積回路は、前記第1供給端子と前記第1電源スイッチとの間に並列接続された降圧DC−DCコンバータとリニア・レギュレータを更に具備して、
前記リニア・レギュレータは、前記第1供給端子への前記第1の電源電圧の前記供給による電源投入直後に即座動作するシリーズレギュレータとして動作するものであり、
前記降圧DC−DCコンバータ2121は、前記リニア・レギュレータよりも高い電力効率を有するスイッチングレギュレータとして動作する
半導体集積回路の動作法方法。 In claim 18,
The semiconductor integrated circuit further comprises a step-down DC-DC converter and a linear regulator connected in parallel between the first supply terminal and the first power switch,
The linear regulator operates as a series regulator that operates immediately after power-on due to the supply of the first power supply voltage to the first supply terminal,
The step-down DC-DC converter 2121 is a method of operating a semiconductor integrated circuit that operates as a switching regulator having higher power efficiency than the linear regulator.
前記第1供給端子に第1ショットキーダイオードを介してワイヤレス給電の電源電圧と第2ショットキーダイオードを介してAC電源接続インターフェースのAC−DC変換電源電圧とが供給可能なように、前記第1供給端子が構成されたものであり、
前記第2供給端子にUSB接続インターフェースのUSB電源電圧が供給可能なように、前記第2供給端子が構成された
半導体集積回路の動作法方法。 In claim 19,
The first supply terminal can be supplied with a power supply voltage for wireless power feeding via a first Schottky diode and an AC-DC conversion power supply voltage for an AC power connection interface via a second Schottky diode. The supply terminal is configured,
A method of operating a semiconductor integrated circuit in which the second supply terminal is configured so that the USB supply voltage of the USB connection interface can be supplied to the second supply terminal.
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